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CN101032054B - 微带天线及使用微带天线的高频感测器 - Google Patents

微带天线及使用微带天线的高频感测器 Download PDF

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CN101032054B CN2005800329183A CN200580032918A CN101032054B CN 101032054 B CN101032054 B CN 101032054B CN 2005800329183 A CN2005800329183 A CN 2005800329183A CN 200580032918 A CN200580032918 A CN 200580032918A CN 101032054 B CN101032054 B CN 101032054B
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electric
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Abstract

揭示以简单的构成就能改变电波束发射方向的微带天线。微带天线具有被配置在基板(1)前表面上的给电元件(102)和无给电元件(104、106)。给电元件(102)上被施加了微波电力。无给电元件(104、106)分别通过穿过基板(1)内的通孔式的控制线而分别连接至设于基板(1)背面上的开关。通过这些开关的个别操作，无给电元件(104、106)可个别切换成接地状态或浮接状态。通过选择将哪个无给电元件(104、106)设为接地或浮接状态，就可切换从微带天线发射出来的电波束的方向。因为微波讯号源(114)通过远短于波长的给电线(108)而连接于给电元件(102)上，因此传送损失少且效率佳。

Description

微带天线及使用微带天线的高频感测器
技术领域
本发明涉及用来传送微波或更高频的电波的微带天线，尤其涉及控制从微带天线所发送的整合性电波束的发射方向所需的技术。本发明也涉及使用微带天线的高频感测器。 
背景技术
以往，已知有以下的微带天线，通过在基板的表面与背面分别配置天线电极与接地电极，并在天线电极与接地电极之间施加微波的高频讯号，就可从天线电极往垂直方向发射电波。作为用来控制从微带天线所发送的整合性电波束的发射方向所需的技术，则有如下的现有技术。例如，日本特开平7-128435(专利文献1)所记载的，在基板的表面上配置多个天线电极，切换高频开关来改变送往各天线电极的高频讯号的给电线路的长度，就可使整合性电波束的发射方向发生变化。也即，通过使通往多个天线电极的给电线路的长度不同，使得从多个天线电极分别发出的电波之间产生相位差，整合后的整合性电波束的发射方向会往相位延迟的天线偏斜。又，例如，日本特开平9-214238(专利文献2)所记载的，配置多个整合性电波束的发射方向为互异的天线电极，通过高频开关，来切换施加有高频讯号的天线电极，就可使整合性电波束的发射方向发生变化。又，日本特开2003-142919号(专利文献3)中，记载了在基板表面上具备了多个给电元件和多个无给电元件的给电点切换型的多射束天线。该多射束天线中，多个给电元件的全部或一部分，可通过开关对给电端子进行连接·开放，通过利用开关来切换要给电的给电元件，就可选择发射方向不同的电波束。 
已知有利用从微带天线所发射的电波的物体侦测装置。该物体侦测装置中，通过如上述般地促使来自微带天线的整合性电波束的发射方向发生变化，相比较于整合性电波束的发射方向为固定的情况，能够更为准确地侦测物体的位置或样子。例如，通过使从微带天线所发送的整合性电波束的发射方向在XY方向上改变而扫描2次元范围，就可掌握在2次元范围上的物体的有无或样子。物体侦测装置的用途中，包括例如自动追踪导弹上的目标侦测，或便器装置上的使用者侦测等多方面。但无论何种用途，若能将微带 天线所发送的整合性电波束的发射方向加以变化，都是非常有用的。例如，若以便器装置上的使用者侦测装置的例子而言，若能更准确地侦测使用者的位置或状态，就能更适当地控制便器的洗净装置或除臭装置等。顺便一提，若仅从准确掌握使用者状态的目的来看，装设摄影机的方法可能更加适合，可是在便器装置上当然不可使用摄影机。因此，采用使用电波的物体侦测装置，控制整合性电波束的发射方向从而能更准确地掌握使用者的样子，是很重要的。顺便一提，在日本，以人体侦测为目的的话，可使用10.525GHz或24.15GHz，又，车载用防撞目的则可使用76GHz的频率。 
专利文献1：日本特开平7-128435号公报 
专利文献2：日本特开平9-214238号公报 
专利文献3：日本特开2003-142919号公报 
〔发明要解决的课题〕 
若根据上述3份专利公报所揭示的现有技术，则为了改变电波束的发射方向，在传送微波讯号的给电线路的途中，必须要连接能够选择微波讯号的通过与遮断、且对特定频率的微波讯号的阻抗被严密地调整成所定的适当值的高频开关，来进行切换。可是在此同时，频率越高，则给电线路与高频开关的特性或连接状态的误差(例如基板的介电常数、高频开关的性能、给电线路图案的蚀刻精度，以及开关的搭载位置等误差)对天线性能有很大的影响。一旦连接状态恶化则高频开关的连接部上微波讯号的反射量便会增大，通过高频开关而供给至天线的电力量就会减少，或者相位量会发生变化而无法往所希望的方向发射电波束。 
又，日本特开平7-128435号或日本特开平9-214238号所记载的天线的情况下，为了使相位产生变化而必须要将给电线路的一部分予以分支，在其两端上连接高频开关，以进行切换。因此，为了要使电波束的发射方向变化，至少需要2个以上的高频开关。再者，由于被分支过的给电线路的长度或形状会增加传送损失，因此无法避免效率的降低。又，由于所使用的零件数或给电线路形状的缘故，不利于基板尺寸的小型化或制造的低成本化。 
日本特开2003-142919号所记载的多个给电元件彼此呈面对面配置而成的天线的情况下，由于被配置成水平方向与垂直方向的给电元件的激振方向互异，因此电波束的发射方向只能以90度间隔来变化。又，电波束的发射方向虽然是通过选择给电元件来决定，但其发射角度是一定的。 
发明内容
因此，本发明的目的在于，在微带天线中，以简单的构成使得电波束的发射方向成为可变。 
用来解决课题的手段 
本发明的微带天线，具备：基板；被配置在所述基板的前表面上的给电元件；无给电元件，被配置在所述基板的前表面上，使得所述无给电元件与所述给电元件之间确保有间隔；将所述无给电元件切换成接地或浮接状态的接地单元，所述给电元件和所述无给电元件为导电体薄膜，所述接地单元构成为，为了使所述无给电元件上的高频波流入接地电极，在接地状态下使得通过所述无给电元件的电流量为零，用来使所述高频波流入接地电极的线路是从设于所述无给电元件的背面上的接地点通过通孔和所述接地单元内部的电流路至所述接地电极的线路，用来使高频波流入接地电极的线路的长度，在所述接地单元为接地状态时，为所述高频波在基板上的波长λg的二分之一的整数倍。 
〔发明效果〕 
若根据本发明，则在微带天线中，可以简单的构成使得电波束的发射方向成为可变。 
附图说明
图1是依照本发明的一实施形态的微带天线的俯视图。 
图2是图1的A-A剖面图。 
图3是开关120、124的操作所致的电波束的发射方向的变化样子的图示。 
图4是用来说明电波束的发射方向改变的原理的、给电元件与无给电元件中所通过的微波电流的波形的图示。 
图5是元件间间隔S与相位差Δθ的关系的一例的图示。 
图6是相位差Δθ与电波束的发射角度的关系的一例的图示。 
图7是无给电元件的接地点的激振方向上的位置与电波束的发射角度的关系的一例的图示。 
图8是当接地点的位置从中心起算大于0.25L时，令接地点往相对于无给电元件的中心而向和激振方向成垂直方向移动时的发射角度的关系的一例的图示。 
图9是本发明的第2实施形态所述的微带天线的俯视图。 
图10是本发明的第3实施形态所述的微带天线的俯视图。 
图11是图10所示的微带天线中，通过开关操作而使得电波束的发射角度发生变化的样子的图示。 
图12是表示第3实施形态的变形例的俯视图。 
图13是本发明的第4实施形态所述的微带天线的俯视图。 
图14是图13所示的微带天线中，通过开关操作而使得电波束的发射方向发生变化的样子的图示。 
图15是表示第4实施形态的变形例的俯视图。 
图16是表示第4实施形态的其他变形例的俯视图。 
图17是本发明的第5实施形态所述的微带天线的俯视图。 
图18是图17所示的微带天线中，各无给电元件的有效/无效的切换所致的电波束的发射角度的变化样子的图示。 
图19是本发明的第6实施形态所述的微带天线的俯视图与剖面图。 
图20是本发明的第7实施形态所述的微带天线的俯视图。 
图21是第7实施形态的变形例的俯视图与剖面图。 
图22是第7实施形态的其他变形例的俯视图与剖面图。 
图23是第7实施形态的又一其他变形例的俯视图与剖面图。 
图24是本发明的第8实施形态所述的微带天线的俯视图与剖面图。 
图25是本发明的第9实施形态所述的微带天线的俯视图与剖面图。 
图26是本发明的第10实施形态所述的微带天线的俯视图。 
图27是第10实施形态中的给电元件与无给电元件中所通过的微波电流的波形的图示。 
图28是图26所示的微带天线中，电波束的发射方向发生变化的样子的图示。 
图29是依据本发明的微带天线中能够适用的给电元件与无给电元件的尺寸关系的变形例图示。 
图30是表示关于无给电元件的配置的变形例的俯视图。 
图31是表示关于给电元件的变形例的俯视图。 
图32是本发明的第11实施形态所述的微带天线的俯视图。 
图33是本发明的第12实施形态所述的微带天线的俯视图。 
图34是本发明的第13实施形态所述的微带天线的俯视图。 
图35是第1、11、12及13的实施形态中的电波倾斜状况的对比图示。 
图36是有关给电元件与无给电元件的宽度关系的2个变形例的俯视图。 
图37是图36A、36B所示的2个变形例中的电波倾斜状况的对比图示。 
图38是表示图36B所示的2个变形例中的无给电元件的宽度与电波倾斜状况及强度的关系的图。 
图39是本发明的第14实施形态所述的微带天线的俯视图及剖面图。 
图40是第14实施形态中，开关322为OFF和ON之时的给电元件与无给电元件中所通过的电流波形的图示。 
图41是本发明的第15实施形态所述的微带天线的俯视图。 
图42是第15实施形态中的无给电元件的个数增加时电波束变得更窄的样子的俯视图。 
图43A是表示电波束的倾斜控制用途上所适用的MEMS开关的OFF状态的剖面图，图43B是表示同MEMS开关的ON状态的剖面图。 
图44A是表示现有型的MEMS开关的电气接点的OFF状态的剖面图，图44B是表示同电气接点的ON状态的剖面图。 
图45A是表示图43所示的MEMS开关的电气接点的OFF状态的剖面图，图45B是表示同电气接点的ON状态的剖面图。 
图46A是表示电波束的倾斜控制用途上所适用的开关的变形例的电气接点的OFF状态的剖面图，图46B是表示同电气接点的ON状态的剖面图。 
图47是本发明的第16实施形态所述的微带天线的俯视图。 
图48是本发明的第17实施形态所述的微带天线的俯视图。 
图49是图48的A-A剖面图。 
图50是本发明的第18实施形态所述的微带天线的俯视图。 
图51是本发明的第19实施形态所述的微带天线的俯视图。 
图52是图52的A-A剖面图。 
图53是本发明的微带天线上所能采用的给电元件的变形例的俯视图。 
图54是具有图53所示的给电元件的微带天线的理想用途之一的侧面图。 
图55是图54所示的物体感测器22的激振方向为横向时的感测特性的俯视图。 
图56是图54所示的物体感测器22的激振方向为纵向时的感测特性的俯视图。 
图57是本发明的第20实施形态所述的微带天线的俯视图。 
图58是第20实施形态的变形例的俯视图。 
图59是第20实施形态的其他变形例的俯视图。 
图60是第20实施形态的又一其他变形例的俯视图。 
图61是第20实施形态的再一其他变形例的俯视图。 
图62是本发明的第21实施形态所述的微带天线的剖面图。 
图63是本发明的第22实施形态所述的微带天线的剖面图。 
图64是第22实施形态中，从无给电元件610起至接地电极614为止的线路长度T与开关616为ON状态时的无给电元件610中所通过的电流量的关系图。 
图65是第22实施形态的变形例的背面的俯视图。 
图66表示图65所示的天线中，线路长T的变化与无给电元件中所通过的电流的变化。 
图67是表示图65所示的天线中，通过开关616的操作所得的电波束的发射方向的变化。 
图68是本发明的第23实施形态所述的微带天线的剖面图。 
图69是沿着图68的A-A线的剖面图。 
图70是表示减低寄生波(spurious)用的接地点648所必须配置的理想领域的例子的给电元件640的俯视图。 
图71是本发明的第24实施形态所述的微带天线的剖面图(只节录对应于1个无给电元件610的部分)。 
图72A与图72A，分别为图71与图63所示的天线中，开关616的ON/OFF切换所致的无给电元件610的接地点610A上的阻抗Z的变化与从天线发射出来的电波方向的图示。 
图73是图示本发明的微带天线中所能适用的用来调整有关无给电元件610的阻抗的方法的天线背面的俯视图(仅节录对应于1个无给电元件610的部分) 
图74是本发明的第24实施形态所述的微带天线的剖面图。 
图75是第24实施形态的分解图。 
图76是第24实施形态中的间隔板688、682的俯视图。 
图77是图76所示的间隔板688、682的变形例的俯视图。 
图78是第24实施形态中的模拟电路单元606的背面图。 
图79是第24实施形态的变形例的剖面。 
图80A～图80C是本发明的微带天线中能够适用的介电体透镜的变形例的立体图。 
图81A与图81B是本发明的第25实施形态所述的微带天线的俯视图与剖面图。 
图82是第25实施形态的变形例的俯视图。 
具体实施方式
图1是依照本发明的一实施形态的微带天线的俯视图。图2是图1的A-A剖面图。 
如图1所示，在电气绝缘材料(例如绝缘性合成树脂)制的平板状的基板100的前表面上，俱为矩形导电体薄膜的3个天线元件104、102、106在一直线上排列配置着。中央的天线元件102是从微波讯号源直接地(也即通过电线)接受微波电力的供电的给电元件。给电元件102的两侧的2个天线元件104、106为不接受直接供电的无给电元件。给电元件102的激振方向为图中的上下方向，3个天线元件104、102、106的排列方向为与激振方向呈直角的方向。本实施形态中，作为一例，左右的无给电元件104和106被配置在相对中央的给电元件102线对称的位置上，也即被配置在距离给电元件102相等距离的位置上，尺寸也相同。无给电元件104、106的尺寸，虽然可做成和给电元件102的尺寸大略相同，但也可做成不同(由于激振方向的长度，对应所使用的微波波长具有最佳值，因此能够安排的范围窄，但垂直于激振方向的方向的宽度，可在更宽范围里进行安排)。 
给电元件102的背面的所定地点(以下称为给电点)上连接着给电线108的一端。如图2所示，给电线108为贯通基板100的导电线(以下将此种导电线称作「通孔」)；给电线108的另一端连接着被配置在基板100的背面上的单晶片IC也就是微波讯号源114的微波输出端子。给电元件102在上述给电点接受从微波讯号源114所输出的特定频率(例如10.525GHz、24.15GHz或76GHz等)的微波电力而激振。 
如图2所示，基板100为多层基板，在其内部薄膜状的接地电极116作为其中一层在基板100的整个平面范围形成。接地电极116通过通孔即接地线115而与高频讯号源114的接地端子连接。 
如图1及图2所示，无给电元件104、106其各个背面的所定地点(以下称为接地点)上，分别连接着通孔即控制线110、112的一端。控制线110、112的另一端，分别连接着被配置在基板100背面上的属于单晶片IC的开关120、124的一侧端子。开关120、124的另一侧端子，分别通过通孔即接地线118、122，而连接至接地电极116。开 关120、124可个别地进行ON、OFF操作。通过左侧的开关120的ON/OFF操作，可以切换左侧的无给电元件104是连接至接地电极116，或是成浮接状态。通过右侧的开关124的ON/OFF操作，可以切换右侧的无给电元件106是连接至接地电极116，或是成浮接状态。 
开关120、124中，虽然理想是使用高频开关，但不须特别将对于使用微波频率的阻抗严密地调整成所定的适当值，只要遮蔽高频讯号的开关的OFF性能(隔绝)良好即可。 
如图1所示，给电元件102的给电点的位置，作为一例，选择这样的位置，即在给电元件102的激振方向(上下方向)上，位于从给电元件102的下侧边缘(或上侧边缘)起往上侧(或下侧)离开与使用微波的在基板100上的波长λg相应的最佳天线长(约为λg/2)的位置，且在垂直于激振方向(图中上下方向)的方向(图中的左右方向)上，位于给电元件102的中央位置。另一方面，无给电元件104、106的各个接地点的位置，作为一例，选择这样的位置，即在上述激振方向(图中上下方向)上，位于以各无给电元件104、106的中央为中心的较宽度L/2的范围更为外侧的位置，且在上述垂直方向(图中左右方向)上，位于各无给电元件104、106的中央位置。此处，L为各无给电元件104、106的激振方向的长度。 
如以上构成的微带天线当中，操作开关120、124而切换无给电元件104、106的哪一个连接(接地)至接地电极116，就可使从该微带天线所输出的电波束的发射方向往多个方向切换。由于给电元件102与无给电元件104、106的位置关系会决定发射方向，因此可以通过极端地短于波长的给电线108，而将给电元件102与微波讯号源114连接，由此，可使传达损失减少而效率佳。又，由于控制线所连接的开关只要1个就可改变电波束的发射方向，因此该微带天线适于基板尺寸的小型化或制造的低成本化。 
图3示出开关120、124的操作所致的电波束的发射方向变化的情形。 
图3中，椭圆图示所发射的电波束，横轴上所示角度指相对垂直于基板100的方向的电波束的发射方向的角度(发射角度)，正向角度意指发射方向往图1右侧倾斜，负向角度意指发射方向往图1左侧倾斜。 
如图3所示，两个开关120、124都为ON(换言之，两个无给电元件104、106都接地)时，电波束如点线所示，是往基板100的垂直方向发射。两个开关120、124都为OFF(换言之，两个无给电元件104、106都未接地)时，电波束如一点划线所示，仍是往基板100的垂直方向发射。 
左侧开关120为ON而右侧开关124为OFF(换言之，只有左侧无给电元件104接地)时，电波束如虚线所示，朝倾向左侧(条件不同则为右侧)的方向而发射。另外，左侧开关120为OFF而右侧开关124为ON(换言之，只有右侧无给电元件104接地)时，电波束如另一虚线所示，朝和上述颠倒而倾向右侧(条件不同则为左侧)的方向而发射。 
如此，通过选择接地的无给电元件104、106，就可改变电波束的发射方向。 
图4为说明电波束的发射方向改变的原理用的给电元件与无给电元件中所通过的微波电流的波形图示。该原理不只适用于图1所示的实施形态，本发明的其他实施形态中也为共通适用。 
图4中，实线的曲线表示通过给电元件的微波电流的波形。虚线的曲线表示当无给电元件为浮接状时，通过无给电元件的微波电流的波形。两电流波形间，存在着相位差Δθ。由于该相位差，给电元件与无给电元件的微波电流的作用所形成的电波束的发射方向，会从垂直于基板的方向，往相位延迟的元件的方向倾斜。该倾斜角度(发射角度)，随着相位差Δθ而改变。 
图4所示的例子中，无给电元件的微波电流(虚线)比给电元件的微波电流(实线)延迟恰好相位差Δθ。但是，因为该延迟相位差Δθ大于180度，所以实质上，则是前进了从360度减去Δθ而得的相位差分。换言之，是给电元件这边的相位延迟了从360度减去Δθ而得的相位差分。因此，总体的电波束的发射方向，从垂直于基板的方向，往相位延迟的给电元件的方向倾斜。又，随着条件不同，上述的延迟相位差Δθ有时甚至会大到超过360度。此时，由于实质上是无给电元件的相位延迟了从Δθ减去360度而得的相位差分，因此电波束的发射方向，会往无给电元件的方向倾斜。 
图4中，点线的曲线，表示无给电元件接地时，通过无给电元件的微波电流的波形。如图示，通过已接地的无给电元件的微波电流值非常小。即，因为无给电元件被接地，所以笼统地说无给电元件实质上是等同于不存在的状态(以下称之为「无效」)。其结果为，电波束只会受到一点点无给电元件的影响，上述相位差Δθ所造成的倾斜会几乎消失。因此，通过切换无给电元件是浮接状态或接地状态，就可切换上述相位差Δθ所造成的发射方向的倾斜的产生或几乎消失。 
通过以上的原理，就可产生如图3所说明的电波束的发射方向的变化。 
上述的给电元件与无给电元件之间的微波电流的相位差Δθ，虽然是由各种要因而决定，但作为其中一个要因的是图1所示的给电元件与无给电元件之间的间隔长度(元 件间间隔)S。 
图5图示了根据发明人所进行的电脑模拟的结果的元件间间隔S与相位差Δθ的关系的一例。图5所示的例子是图1所示的实施形态中所述的一个具体设计例中的元件间间隔S与相位差Δθ(无给电元件对给电元件的延迟相位差)的关系的例示。 
如图5所示，当元件间间隔S从0开始扩大时，元件间间隔S在到达2λg(λg为微波在基板上的波长)为止，几乎和元件间间隔S成正比地，相位差Δθ(无给电元件对给电元件的延迟相位差)从180度起逐渐增加至360度。这在实质上意味着，无给电元件与给电元件相比，相位前进了从360度减去Δθ后的值。该前进相位差(360-Δθ)，伴随着元件间间隔S的扩大而从180度渐减至0度。 
另外，一旦元件间间隔S超过2λg，则无给电元件对给电元件的延迟相位差Δθ超过360度。只不过，图5中图示了从Δθ减去360度后的相位差(Δθ-360)。无给电元件与给电元件相比，其相位延迟了图5所示的相位差(Δθ-360)。 
图6例示了和图5情况相同的具体设计例中的基于发明人所进行的电脑模拟的结果的相位差Δθ(无给电元件对给电元件的延迟相位差)与无给电元件为浮接状态(有效)时的电波束的发射角度(从垂直于基板的方向起算的倾斜角度)的关系。图6中，发射角度的负值，意味着电波束以给电元件为中心往无给电元件的相反侧倾斜。 
如图6所示可知，若相位差Δθ(无给电元件对给电元件的延迟相位差)从180度渐增至360度(实质上无给电元件对给电元件的前进相位差是从180度渐减至0度)，则发射角度与其略成正比地在负值(电波束往与无给电元件相反侧倾斜)的范围下约从30度变化至0度。又，当相位差Δθ超过360度时(图6中表示为未满180度的范围)，则发射角度变成正，换言之，电波束往无给电元件侧倾斜。 
从图5与图6可知，随着元件间间隔S的不同，电波束会往无给电元件侧倾斜或往相反侧倾斜，以及，其发射角度的大小也会随之而变化。例如，元件间间隔S在0～2λg的范围内，电波束往相反于无给电元件侧倾斜；而元件间间隔S一旦超过2λg，则往无给电元件倾斜。 
从以上说明可知，通过选定给电元件与无给电元件之间的元件间间隔S，无给电元件成接地或是浮接(换言之，使无给电元件为实质性无效或有效)的切换所致的电波束的发射角度的变化量就可被选定。 
无给电元件的有效/无效的切换所致的发射角度的变化量(换言之，无给电元件为有效时的发射角度)，又随着无给电元件上的接地点(通孔的位置)而不同。 
图7例示了和图5、图6相同情况的具体设计例中的无给电元件上的接地点位置和无给电元件为有效时的发射角度(从垂直于基板的方向起算的倾斜角度)的关系。图7所示的接地点的位置，意味着在激振方向(图1所示的长度L的方向)上的位置(以图1所示的无给电元件的激振方向的长度L的倍数来表示)。图7所示的位置，都在垂直于激振方向的方向上位于无给电元件的中心。又，L以图1所示的无给电元件的激振方向的长度L的倍数来表示。 
如图7所示，当接地点的位置从无给电元件的中心起算小于0.25L(在图1所示的L/2的范围内)时，有时发射角度为最大值。可是，接地点的位置仅需稍微变化，发射角度就会大大变化，而不稳定。另外，当接地点的位置从中心起算大于0.25L(在图1所示的L/2之范围外)时，则发射角度呈一定值而稳定。因此，将接地点的位置置于该稳定范围内，可使天线的设计变得容易。顺便一提，前述图5、图6所示的例子是将接地点配置在上述稳定范围内的情形。 
图8例示了当接地点的位置从中心起算大于0.25L时，令接地点相对于无给电元件的中心往与激振方向垂直的方向移动时的发射角度的关系。如图8所示，若令无给电元件的激振方向的垂直方向的长度为W，则通过在±0.1W的范围内设置接地点，则即使在上端(图中实线图形)或下端(虚线图形)的任一处配置接地点，都能获得同样的发射状态。此外，图8所示的例子，是无给电元件的激振方向的长度L与激振方向的垂直方向的长度W相等(L＝W)时的例子。 
图9为本发明的第2实施形态所述的微带天线的俯视图。图9及后续的图中，和上述实施形态实质上为同机能的要素，标示以同样的参照编号，以下便省略重复说明。 
如图9所示，在给电元件102的图中上侧与下侧，分别配置无给电元件130、132。即，这三个天线元件130、102、132，在给电元件102的激振方向(图中上下方向)上呈一直线排列。无给电元件130、132的接地点，位于无给电元件130、132的激振方向上的从中央起算距离0.25L更为外侧的位置，其上连接着通孔即控制线134、136。虽然未图示，但基板100的背面，设有向给电元件102供电的微波讯号源，和将无给电元件130、132分别切换呈接地或浮接的开关。 
给电元件102的给电点(给电线108)，位于往给电元件102的下侧边缘偏颇的位置。2个无给电元件130、132之中，距离给电点较远的(换言之，上侧的)无给电元件130的尺寸(尤其是和激振方向垂直的方向的宽度Wc)，大于距离给电点较近的(换言之，下侧的)无给电元件136的尺寸(尤其是和激振方向垂直的方向的宽度Wd)。又， 前者的相对于给电元件102的元件间间隔Sc，短于后者相对于给电元件102的元件间间隔Sd。元件宽Wc和Wd，被调整成和无给电元件130、132的电流振幅相同。元件间间隔Sc和Sd，被调整成和无给电元件130、132的电流相位相同。通过此种调整，可使无给电元件130、132对电波束的作用达到平衡。此外，当元件间间隔Sc与Sd是被扩大设定成元件长度的1.5倍程度以上时，即使无给电元件130、132的尺寸相同而且元件间间隔Sc、Sd也相同，无给电元件130、132间仍可取得平衡(但是，电波束的发射方向的变化幅度变小至例如10度左右以下)。 
上下的无给电元件130、132的哪一个要设成浮接状态(有效)，或是接地(无效)，通过开关操作来加以选择，可通过与图1所示的实施形态相同的原理，使来自该微带天线的电波束的发射方向切换至垂直于基板100的方向、往上侧倾斜所定角度的方向，及往下侧倾斜所定角度的方向。 
图10为本发明的第3实施形态所述的微带天线的俯视图。 
图10所示的微带天线中，除了与图1所示的结构相同构成外，还在其更外侧的左右端，追加了无给电元件140、142。这些外侧的无给电元件140、142上，也分别连接有通孔即控制线144、146。然后，通过未图示的基板背面的开关的操作，就可将外侧的无给电元件140、142分别切换成浮接状态或接地。图中，各无给电元件附近所标示的符号SW1、SW2、SW3、SW4是用来切换各无给电元件的有效/无效所需的开关的名称(参照图11)。 
图11图示了，图10所示的微带天线中，通过开关操作而使得电波束的发射角度发生变化的样子。 
如图11所示，通过切换内侧(换言之，靠近给电元件102侧)的各个无给电元件104、106的有效/无效，就可将电波束的发射角度以大变化幅度地往右方/左方切换。又，通过切换外侧(换言之，距离给电元件102较远侧)的各个无给电元件140、142的有效/无效，就可将电波束的发射角度以小变化幅度地往右方/左方切换。 
如此，图10所示的微带天线中，由于给电元件的右侧和左侧分别有多个无给电元件成直线状排列，因此可使电波束的发射方向，在基板垂直方向的右侧和左侧各侧进行多阶段的细致变化。 
图12是上述第3实施形态的变形例的俯视图。 
图12所示的微带天线中，除了图10所示的构成外，还进一步在其外侧追加了无给电元件140、142。即，在给电元件102的右侧和左侧的各侧，3个无给电元件排列在直 线上。关于用来切换这6个无给电元件104、106、140、142、150、152的每一个的有效/无效所需的开关，和之前已经说明过的实施形态的各无给电元件的开关相同。为了使在基板背面的微波讯号源与开关的配置变得容易，通孔108、110、112、144、146、154、156的位置成锯齿状配置。 
右侧的无给电元件106、142、153与给电元件102之间的元件间间隔Se、Sf、Sg被调整成，通过各个无给电元件106、142、153的有效/无效切换而发生变化的电波束的发射方向的变化幅度分别变成不同的所望值(例如30度、20度、10度)。关于左侧的无给电元件104、140、150也是如此。若根据该变形例，则电波束的发射方向的解析能力，可比图10的更为细致。 
图13为本发明的第4实施形态所述的微带天线的俯视图。 
图13的微带天线中，与图1所示的构成的相同，在给电元件102的左右(换言之，在垂直于给电元件102的激振方向的方向上的给电元件102的两侧)配置了无给电元件104、106，同时，和图9所示的构成同样地在给电元件102的上下(换言之，在沿着给电元件102的激振方向的方向上的给电元件102的两侧)也配置了无给电元件130、132。关于无给电元件104、106、130、132的有效/无效切换所需的开关的构成，和上述实施形态相同。图中，各无给电元件附近所标示的符号SW1、SW2、SW3、SW4是用来切换各无给电元件的有效/无效所需的开关的名称(参照图14)。 
图14图示了，图13所示的微带天线中，通过开关操作而使得电波束的发射方向发生变化的样子。图14中，纵轴意味着上下方向的倾斜，横轴意味着左右方向的倾斜。 
如图14所示，通过从上下左右的无给电元件104、106、130、132中只选择性地设一个有效，就可使电波束的发射方向往上下左右倾斜。又，由于无给电元件104、106、130、132被给电元件102激振而往同一方向振荡，因此通过选择左右的无给电元件104、106之中的一个和上下的无给电元件130、132中的一个并使它们有效，就可使电波束的发射方向向俯视时的45度程度的方向倾斜。通过如此选择要变成有效的无给电元件104、106、130、132，就可以45度程度的间隔，来改变电波束的发射方向。又，通过调整无给电元件104、106与无给电元件130、132的形状或位置，就可使电波束的发射方向往俯视时的1度～89度的方向倾斜。 
图15是图13所示的第4实施形态的变形例。 
图15所示的微带天线中，左右的无给电元件104、106与给电元件102之间的元件间间隔Sh，和上下的无给电元件130、132与给电元件102之间的元件间间隔Si互不相 同。如此，通过调整左右的元件间间隔Sh与上下的元件间间隔Si，就可调整左右的无给电元件104、106相对于给电元件102的相位差，和上下的无给电元件130、132相对于给电元件102的相位差，由此，可使电波束的发射方向从平面看往任意的斜向倾斜。此外，图13的微带天线中，下侧的无给电元件132的接地点136，被配置在该无给电元件132的上侧(靠近给电元件102侧)的终端边缘的附近；但图15的微带天线中，下侧的无给电元件132的接地点136，则是被配置在该无给电元件132的下侧(远离给电元件102侧)的终端边缘的附近。这是为了使，被配置在给电元件102的给电点108的背侧的高频振荡电路(电源电路)，和被配置在下侧无给电元件132的接地点136背侧的开关之间保留充分的距离，从而振荡电路与开关能够互不干涉地进行配置的缘故。可是，若振荡电路与开关的配置上没有问题的话，则即使图15的微带天线，也可和图13的微带天线同样地，将下侧的无给电元件132的接地点136配置在上侧的终端边缘的附近。 
发明人通过实验来调查图15所示的微带天线的特性。其结果发现，为了在共振频率下使得电波束的发射方向倾斜，元件间间隔Si及Sh两者都必须要在λ/2以下。此处，λ为共振频率的电波在空气中的波长。若根据参照图5说明过的电脑模拟的结果，则即使元件间间隔Si及Sh大于λ/2，仍可预想到电波束的发射方向会倾斜。可是，若根据该实验，则可得知一旦元件间间隔Si及Sh大于λ/2，则在共振频率下电波束几乎不会倾斜，而在高于共振频率的频率下则会倾斜。 
甚至，若根据该实验，则可得知为了在共振频率下获得较大的电波束的发射方向的倾斜角度，上下(沿着激振方向)的元件间间隔Si，理想在约λ/4～约λ/30的范围内，其中又尤其以约λ/9～约λ/30的范围内更为理想；又，左右(垂直于激振方向)的元件间间隔Sh，理想在约λ/4～约λ/9的范围内，其中又尤其以约λ/5～约λ/9的范围内更为理想。例如，在给电元件102及无给电元件104、106、130、132的各个尺寸为7.5mm×7.5mm，共振频率为10.52GHz的图15所示的构造的微带天线的情况下，上下的元件间间隔Si理想为7.1mm(＝λ/4)～0.95mm(＝λ/30)，更理想为3.17mm(＝λ/9)～0.95mm(＝λ/30)；又，左右的元件间间隔Sh理想为7.1mm(＝λ/4)～3.17mm(＝λ/9)，更理想为5.71mm(＝λ/5)～3.17mm(＝λ/9)。这些理想范围是为了不大受基板100的介电率的影响。 
图16是图13所示的第4实施形态的其他变形例。 
图16所示的微带天线中，除了图13的构成以外，更在给电元件102的斜向45度方向上，配置了无给电元件160、162、164、166。由此，从平面看的电波束的发射方向的 解析能力，可比图13所示的第4实施形态更为细致。又，还可提升增益。 
图17为本发明的第5实施形态所述的微带天线的俯视图。 
图17所示的微带天线中，给电元件102的单侧(例如图中右侧)上有多个无给电元件104、140、150、170成直线状排列。用来切换无给电元件104、140、150、170的有效/无效的构成和其他实施形态相同。图中，各无给电元件附近所标示的符号SW1、SW2、SW3、SW4是用来切换各无给电元件的有效/无效所需的开关的名称(参照图18)。这些无给电元件104、140、150、170之中的至少一个，例如被配置在最端部的无给电元件170被配置成使相对于给电元件102的延迟相位差Δθ(参照图5、6)为360度以上(实质上是在0～180度的范围内)(也即，若根据图5、6，则被配置在元件间间隔为2λg以上的位置)。其他内侧的无给电元件104、140、150被配置成使相对于给电元件102的延迟相位差Δθ(参照图5、6)为180度～360度的范围内(实质上是前进相位差为0～180度的范围内)(也即，若根据图5、6，则被配置在元件间间隔为未满2λg的位置)。 
图18表示图17所示的微带天线中，各无给电元件的有效/无效的切换所致的电波束的发射角度的变化样子。 
如图18所示，一旦仅将无给电元件104、140、150、170中的最端部的无给电元件170设成有效，电波束就往无给电元件170的方向倾斜。另一方面，若最端部的无给电元件170设为无效，且其他无给电元件104、140、150中的任一个设为有效，则电波束会往相反侧倾斜。此时，通过选择无给电元件104、140、150中的某个设成有效，就可改变发射角度的大小。 
如此，即使是给电元件的单侧上排列有多个无给电元件的情况，仍可通过选择无给电元件的配置使某一无给电元件相对于给电元件有相位差延迟，其他无给电元件相对于给电元件有相位差前进，从而使电波束往垂直于基板的方向的两侧倾斜。 
图19A为本发明的第6实施形态所述的微带天线的俯视图，图19B为同微带天线的剖面图。 
图19A、B所示的微带天线中，在基板100上，排列着给电元件102及多个无给电元件180、180、…，包含这些给电元件102及无给电元件180、180、…的表面的基板100的几乎全表面领域被介电体层190所覆盖。关于无给电元件180、180、…的有效/无效切换所需之构成或微波开关的构成，和上述其他实施形态相同。 
通过覆盖该微带天线的前表面的介电体层190的作用，基板100上的微波的波长λg 会比没有介电体层190(天线前表面接触空气)的情况还短。其结果为，可谋求天线元件的小型化及元件间间隔的缩小，谋求天线的小型化。这尤其在为了提升电波束的发射方向变化的解析能力而想要增加无给电元件的个数时有利。 
除了上述的优点以外，介电体层190的介电率越高越理想，例如100～200左右，从能够实际利用的介电体材料的种类来看较为理想。又，介电体层190的厚度，为了达到上述优点同时还不使电波束的功率过度降低，例如0.1～0.2mm左右较为理想。 
图20为本发明的第7实施形态所述的微带天线的俯视图。 
图20所示的微带天线中，多个给电元件102、202被配置在同一基板100上。然后，在距离各个给电元件102、202所定的元件间间隔S的位置上，配置有无给电元件104、202。给电元件102与202相隔彼此不会干涉的距离D。非干涉距离D，例如是各给电元件的尺寸的3倍以上。 
通过从第1给电元件102与无给电元件104的组合所发射出来的电波束，和从第2给电元件202与无给电元件204的组合所发射出来的电波束的整合，与只有1组给电元件与无给电元件的组合的情况相比，总和的电波束收敛得更为尖锐。也即，电波束的指向能力(directibility)(对于从天线输出的总功率(W)的特定方向的最大发射强度(W/Sr))及增益会获得提升。图20的例子中，虽然给电元件与无给电元件的组数为2组，但通过使其变为更多组，就可更进一步提升指向能力与增益。 
图21A是图20所示的第7实施形态的变形例的俯视图。图21B图示同变形例的剖面图。 
图21A、B所示的微带天线中，相邻的给电元件102与202彼此相对的端面102A和202A，被介电体遮罩206所被覆。由于从端面102A、202A发射出来的电波的波长λg因该介电体遮罩206的作用而缩短，故用来避免给电元件102、202彼此干涉所需的非干涉距离D可以比图20的情况更为缩短。其结果为，可谋求天线整体的小型化，随之而来的是，总体电波束可更加收束，可谋求指向能力及增益的提升。 
图22A、B分别图示了图20所示的第7实施形态的其他变形例的俯视图与剖面图。 
图22A、B所示的微带天线中，相邻的给电元件102与202彼此相对的端面102A和202A，被连续的1个介电体遮罩208所被覆。可获得与图21所示的微带天线相同的作用效果。 
图23A、B分别图示了，图20所示的第7实施形态的又一其他变形例的俯视图与剖面图。 
图23A、B所示的微带天线中，给电元件102与相邻的两侧的给电元件104、106彼此相对的端面，被介电体遮罩210、212所被覆。然后，内侧的无给电元件104、106与其外侧的无给电元件130、132彼此相对的端面，也是被介电体遮罩214、216所被覆。如此，彼此相邻的所有天线元件的彼此相对的端面是被介电体遮罩s所被覆。由此，由于从这些端面所发射出来的电波的波长λg被缩短，因此用来获得所望相位差所需的元件间间隔可以缩短。其结果为，可谋求天线整体的小型化。 
又，介电体遮罩210、212、214、216的厚度，也可随着场所而不同。通过调整介电体遮罩210、212、214、216的厚度，就可调整为了获得所望相位差所需的元件间间隔的大小，或者，可调整从所定的元件间间隔所获得的相位差。 
图24A为本发明的第8实施形态所述的微带天线的俯视图。图24B为同微带天线的在图24A被点线圆圈所圈部分的剖面图。 
图24A、B所示的微带天线中，在同一基板100上，构成了分别具有相同于图13所示的构造的多个(例如4个)子天线220、222、224、226。相当于这些子天线220、222、224、226的彼此间的交界的基板100的部分上，设有裂缝(换言之，就是空气层)230、232、234、236。因此，子天线220、222、224、226实质上是通过空气层隔开的。 
来自多个子天线220、222、224、226的电波束被整合，可获得被强力收束、也即具有高指向能力的电波束。通过将这些多个子天线220、222、224、226中的相对位置为相同位置的无给电元件的有效/无效一起同时切换，就可将该受到强力收束的电波束的发射方向往上下左右切换。 
子天线220、222、224、226彼此间的距离要选择为小距离，小到不同的子天线的无给电元件彼此间(例如图24B所示的无给电元件240、242彼此间)的相互干涉所致的影响不会造成问题的程度。如此的距离，典型地是使用微波在空气中的1波长以上的距离。 
但是，上述子天线220、222、224、226间的相互干涉包括：微波通过基板100在天线元件间传播所产生的干涉，和微波通过空中传播而产生的干涉。由于基板100中的裂缝(空气层)230、232、234、236，微波要透过基板100表面及内部而传达较为困难，因此子天线220、222、224、226间的彼此干涉得到抑制。其结果为，可更高密度地配置子天线220、222、224、226，可谋求微带天线整体的小型化。 
图25A为本发明的第9实施形态所述的微带天线的俯视图。图25B同微带天线的在图25A被点线圆圈所圈部分的剖面图。 
图24A、B所示的微带天线中，在和图24所示的基本构成相同的构成中，相当于子天线220、222、224、226间的交界的基板100的部分上，不是设置裂缝，而是设置连接着接地电极116(也即，始终维持一定电位(接地电极))的遮蔽体260。位于靠近子天线220、222、224、226的交界的位置的无给电元件的朝向遮蔽体260的端面与遮蔽体260之间，由于电磁场结合度变强，因此从无给电元件发射至空气中的发射强度在交界侧会变小。因此，微波隔着空气，难以传达至相邻的子天线的无给电元件，从而抑制子天线间的相互干涉。其结果为，可高密度配置多个子天线，谋求基板的小型化。 
图26为本发明的第10实施形态所述的微带天线的俯视图。 
图26所示的微带天线中，除了图1所示的构成，还在每个无给电元件104、106上连接有追加的控制线260、262，这些控制线260、262虽然未图示，但和其他控制线110、112同样地，可通过基板100的背面上的开关而个别地与接地电极连接/切离。也即，无给电元件104、106的每一个，都具有多个(例如2个)接地点。任一接地点都如图1所说明，被配置在以各无给电元件104、106中央为中心的激振方向的宽L/2的范围的外侧。此外，每个接地点的参照号码的附近所标示的符号SW1、SW2、SW3、SW4是用来将每个接地点予以接地的开关的名称(参照图28)。 
图27表示图26所示的给电元件与无给电元件中所通过的微波电流的波形。 
图27中，一点划线所示的波形，对应于无给电元件只有1个接地点接地时的情形；点线所示的波形对应于无给电元件的2个接地点双方都接地时的情形。相较于只有1个接地点接地的情形，2个接地点都接地的情况下，可使通过无给电元件的微波电流的振幅变得更小，可使无给电元件更有效果地无效化。 
图28表示图26所示的微带天线中电波束的发射方向发生变化的样子。 
如图28所示，并非只是将无给电元件予以接地或浮接这种2阶段式的切换，而是可以仅1个接地点接地，或是2个接地点都接地的方式，将接地的程度(无效的程度)予以多个阶段切换，就可更进一步细致地控制电波束的发射方向。 
图29A～C表示依据本发明的微带天线中能够适用的给电元件与无给电元件的尺寸关系的变形例。 
上述任一实施形态中，给电元件与无给电元件几乎都是同尺寸。可是，如图29A所示，可将无给电元件104、106做得比给电元件102还大，或者，如图29B所示，可将无给电元件104、106做得比给电元件102还小。又，如图29C所示，也可将无给电元件104、106的形状做成与给电元件102的形状不同的形状(例如做得更细)。 
图30图示关于无给电元件的配置的变形例。如图30所示，也可以在相对于给电元件102的不同方向(例如上侧与右侧般地90度的异向)上，非对称地配置多个无给电元件106、130。 
图31图示关于给电元件的变形例。如图31所示，在给电元件102上切入平行于激振方向的细长裂缝270、272，而将给电元件102分离成平行于激振方向的多个条带电极280A、280B、280C，仍可使电波的发射状态同样地发生变化。又，通过改变切入给电元件的裂缝宽即可调整共振频率，若是对形成在基板上的给电元件以激光等切入裂缝，就可无关于基板的介电常数或厚度、给电元件形状的制造误差等，而可在所定范围内容易地制造共振频率。 
图32A、B表示本发明第11实施形态的剖面图与俯视图，图33A、B表示第12实施形态的剖面图与俯视图，图33A、B表示第13实施形态的剖面图与俯视图。 
图32A、B～图34A、B所示的任一实施形态中，形成有给电元件102的基板100的表面被介电体层300所覆盖。介电体层300的表面上，形成有无给电元件104、106。作为介电体层300所用的介电体材料，例如可采用氧化铝或氧化钇等陶瓷材料，或者，含有较高介电率的Ti(钛)的金属氧化物或含有较低介电率的SiO2(二氧化硅)的金属氧化物也行。介电体层300的εr(介电常数)的值，例如为10左右。介电体层300的膜厚，虽然可随着介电体材料而设定适当的值，但例如使用εr(介电常数)为10左右的材料时的厚度则例如为10μm前后。 
图32A、B所示的第11实施形态中，给电元件102的表面完全被介电体层300覆盖。相对于此，图33A、B所示的第12实施形态中，介电体层300之中位于给电元件102表面上的领域的部分上形成有多条裂缝302。图33A、B所示的例子中，裂缝302虽然是完全贯通介电体层300的厚度而使其下的给电元件102露出，但此并非绝对必要，也可是只凹陷至介电体层300的厚度中途为止的沟。总之，第12实施形态中，介电体层300之中的给电元件102的表面上的领域部分上，形成有凹部302与凸部304。换言之，给电元件102上的介电体层300上，被赋予了厚度变化。图示的例子中，凹部302与凸部304被形成为平行于激振方向306的条纹状。又，图34A、B所示的第13实施形态中，给电元件102的全表面未被介电体层300覆盖而露出。 
相较于图1、2所示的第1实施形态(基板100上直接配置无给电元件104、106的构成)的情况，若根据图32A、B～图34A、B所示的第11～13实施形态，则由于无给电元件104、106被配置在介电体层300的表面上，因此给电元件102与无给电元件104、 106间的相位差更进一步接近180°(也即λg/2)。因此，无给电元件104、106当中仅有一个被切换成无效时，电波的发射方向倾斜成更广角。 
图35表示图1、图2所示的第1实施形态和图32A、B～图34A、B所示的第11～13实施形态中，当无给电元件104、106之中只有一个被设成无效时的电波强度的分布的模拟计算结果。图35中，横轴以基板100的表面的垂直方向为0°，表示往无给电元件104、106侧的倾斜角度；纵轴表示电波的各角度方向的成分的强度。然后，粗实线的图形代表图1、图2所示的第1实施形态的电波分布，细实线的图形代表图32A、B所示的第11实施形态的电波分布，粗点线的图形代表图33A、B所示的第12实施形态的电波分布，细点线的图形代表图34A、B所示的第13实施形态的电波分布。 
图35中，各线条图形所示的电波方向成分的强度为最大的倾斜角度，相当于各实施形态中的电波的发射方向的倾斜角度。由图35可知，第11～13实施形态的电波发射方向的倾斜角度比第1实施形态(粗实线图形)的电波发射方向的倾斜角度还大。然后，第11～13实施形态中，尤其是除了给电元件102表面上以外的基板100领域上层积有介电体层300的第13实施形态(细点线图形)中，电波倾斜最大。又，给电元件102上的介电体层300的厚度被赋予变化的第12实施形态中，通过调整该厚度的变化方法，就可调整电波的倾斜角度。 
图36A、B表示有关给电元件与无给电元件的宽度关系的2个变形例。 
图36A所示的变形例中，相对于给电元件102而存在于激振方向310上的无给电元件130、132的宽度(垂直于激振方向310的方向上的尺寸)Wc、Wd与给电元件102的宽Wa相同。相对于此，图36B所示的变形例中，无给电元件130、132的宽Wc、Wd比给电元件102的宽Wa稍窄些。 
一般而言，在给电元件周围配置无给电元件的时候，给电元件与无给电元件的间隔若变得太窄，则电波的发射方向会分岔(换言之，电波的分布形状会变成裂开成心型的状态)，同时导致其发射强度降低。为了防止这点，给电元件与无给电元件之间必须要保持某种程度的距离的间隔(例如使用频率的波长的0.3倍程度以上的距离)。尤其是，如图36A、B所示，在给电元件102的激振方向上配置无给电元件130、132的时候，如图36A所示，给电元件102的宽Wa与无给电元件130、132的宽Wc、Wd若为相同程度，则无给电元件130、132上所激发的电流密度会变低。其结果为，即使无给电元件130、132中的一个被切换成无效，电波的发射方向也不会有显著地倾斜。相对于此，如图36B所示，若将无给电元件130、132的宽Wc、Wd变窄，则无给电元件130、132上所 激发的电流密度便会增加。其结果为，在无给电元件130、132的任一个被切换成无效时，电波的发射方向也会显著地倾斜。 
图37表示图36A、B所示的2个变形例中，无给电元件130、132之中只有一方设成无效时的电波的强度分布的模拟计算结果。图37中，横轴以基板100的表面的垂直方向为0°，表示往无给电元件130、132侧的倾斜角度；纵轴表示电波的各角度方向成分的强度。然后，粗实线与点线图形表示图36B所示的变形例的电波分布，细实线与点线图形表示图36A所示的变形例的电波分布(实线图形与点线图形分别表示被设成无效的无给电元件不同的情形)。模拟计算所使用的设计条件如下：基板100的介电常数为3.26、基板100的厚度为0.4mm、激振频率为11GHz、给电元件102的尺寸为7.3mm×7.3mm(图36A中无给电元件的尺寸也相同)、给电元件102与无给电元件130、132之间的间隔距离是7.3mm，及图36B上的无给电元件130、132的尺寸为7.3mm(激振方向长)×5.0mm(宽)。 
图38表示对在图36B所示的变形例中，使无给电元件130、132的宽Wc、Wd(横轴)变化时，电波的发射方向的倾斜角(实线图形)与电波的发射强度(点线图形)会如何变化进行模拟后的计算结果。模拟计算中所用的条件，虽然和上述相同，但无给电元件130、132的宽Wc、Wd可在7.3mm～4.0mm之间做各种变化。 
从图37可知，如上述，相对于图36A的变形例中电波的发射方向的倾斜非常小，在图36B的变形例中，可获得较大的倾斜。可是，从图38可知，无给电元件130、132的宽Wc、Wd越窄，一方的无给电元件设成无效时的发射角度变得越广角，但反面，具有发射强度降低的倾向。因此，理想为，在发射强度降低不会造成问题的小范围内，将无给电元件130、132的宽Wc、Wd变窄。从该观点来看，在上述模拟计算中所用的设计条件之下，无给电元件130、132的宽Wc、Wd在5mm前后为理想。可是，这仅仅是一个例示，由于发射角度或发射强度的关系是随着使用频率、基板的介电率或厚度、无给电元件或给电元件的配置等诸条件而变化，因此随着具体条件不同，最佳值会不同。 
图39A图示了本发明的第14实施形态所述的微带天线的平面构成，图39B图示了沿着图39A的A-A线的剖面构成。 
图39A、B为本发明的第14实施形态所述的微带天线的俯视图及剖面图。 
图39A、B所示的第14实施形态，除了和图13所示的第4实施形态同样的构成外，还具有以下的追加构成。也即，给电元件102上，除了连接给电线108以外，还连接有其他通孔320，该通孔320在基板110的背面和开关322连接。开关322使得来自给电元 件102的通孔320和基板100内的连接接地电极116的接地线324之间彼此连接或切离。换言之，当开关322为ON时，则将给电元件102加以接地。给电元件102的接地点(设置有通孔320的点)的场所，例如图所示，是在给电元件102的激振方向326上距离给电线108最远侧的边缘附近。 
图40A图示了在上述第14实施形态中当开关322为OFF时，给电元件102(实线图形)与处于有效状态的无给电元件104、106、130、132(点线图形)上分别通过的电流的波形，图40B图示了当开关322为ON时，给电元件102(实线图形)与处于有效状态的无给电元件104、106、130、132(点线图形)上分别通过的电流的波形。 
由图40A、B可知，开关322为ON而使给电元件102与接地电极116连接时，无给电元件104、106、130、132即使为有效，从天线所发射出来的电力量仍是极端的小。在从微波讯号源持续向给电元件102施加高频讯号的状态下，通过切换开关322的ON与OFF，就可使得来自天线的发射电力量产生变化。如果说到使发射电力量变化的目的，虽然可以采用将微波讯号源切换成ON与OFF的方法，但若通过该方法，则会有刚切换后的微波讯号源输出不稳定的缺点。对此，若通过切换被连接至给电元件102的开关322的方法，则由于微波讯号源的输出维持在稳定状态，因此电波输出的稳定性较佳。因此，切换开关322的方法，例如适用于利用从发射天线所输出的脉冲电波和与被测定物撞击而反射后被接收天线接收的脉冲电波之间的时间差，来测定距离等这类用途。 
图41为本发明的第15实施形态所述的微带天线的俯视图。 
如图41所示，和给电元件102的激振方向326垂直的方向上的一侧，配置有1或2以上的无给电元件330，而在另一侧也配置有1或2以上的无给电元件340。这些在与激振方向326垂直的方向上排列的无给电元件330、340，具有用来使其每个无效的通孔332、342，因此，有助于通过有效或无效的切换来促使电波的发射方向发生变化。又，在给电元件102的激振方向326上的一侧，配置有1或2以上的无给电元件350，而在另一侧也配置有1或2以上的无给电元件360。这些在激振方向326上所排列的无给电元件330、340，不具有通孔，始终处于浮接状态，因此，几乎不能促使电波的发射方向发生变化。 
图42A图示了，在上述第15实施形态中，对电波发射方向的变化没贡献的单侧的激发无给电元件330与另一侧的无给电元件340的个数设为各侧1个时，从该天线所发射出来的电波束的平面形状；图42B则图示了，单侧的激发无给电元件330与另一侧的无给电元件340的个数设为各侧3片时的发射电波的平面形状。 
相较于图42A所示的电波形状370可知，图42B所示的电波形状372在激振方向326(也即无给电元件330、340的排列方向)上，会被收束得更细。也即，无给电元件330、340，虽然几乎没有促使电波发射方向的变化，但却可以防止电波的扩大或扩散，而有助于形成收束得更细的指向性佳的电波束。 
图43A与图43B表示在上述各种构造的微带天线中为了使通孔呈ON或OFF而可以采用的开关的构造例。 
图43A与图43B所示的开关406是对天线元件(例如无给电元件)402与接地电极404之间的连接线进行开或关所用的采用MEMS(Micro Electro Mechanical System)技术的开关(以下简称为「MEMS开关」)。图43A图示了MEMS开关406的OFF状态，图43B则图示了ON状态。MEMS开关406具有可动电气接点408与固定电气接点410，另一方面，例如固定电气接点410通过通孔412而连接至天线元件402，另外，例如可动电气接点408通过通孔414而连接至接地电极404。值得注意的重点是，图43A所示的OFF状态中当然不必说，但是即使在图43B所示的ON状态下，MEMS开关406内的固定电气接点410与可动电气接点408之间，仍是呈机械性开放状态而并未接触。也即，图43B所示的ON状态中，2个电气接点408与410之间存在着很小的间隙(gap)；在图43A所示的OFF状态中，该间隙则变得更大。通过采用此种构造的MEMS开关406，在1G～数百GHz这种高频带下就可制作出良好的ON状态与OFF状态。 
参照图44～图46来说明其原理。 
图44A与图44B分别图示了先前型的MEMS开关的电气接点420、432的名目上的OFF状态与ON状态。又，图45A与图45B分别图示了图43A、B所示的MEMS开关406的电气接点408、410的名目上的OFF状态和ON状态。 
如图44A与图44B所示，先前型的MEMS开关中，电气接点420、422在名目上的OFF状态下彼此分离而两者间仅开启微小的间隙G1；而在名目上的ON状态则进行机械性接触。可是，图44A所示的微小间隙G1，虽然在低频下实质上是OFF状态，但是在高频下则实质上呈ON状态。相对于此，图45A与图45B所示的MEMS开关406中，电气接点408、410，在名目上的OFF状态下，保持足够大的间隙G2而分离；而在名目上的ON状态下，则隔着微小的间隙G3而分离。如图45A所示，电气接点408、410之间的充分大的间隙G2，在高频下仍可形成实质的OFF状态。又，如图45B所示，电气接点408、410之间即使保持微小的间隙G3，其在高频下仍是呈实质的ON状态。 
出于控制电波束倾斜的目的，开关能作出多么接近真正OFF状态的状态，比开关能 作出多么接近真正ON状态的状态重要。其理由为，相对于通过通孔的高频波传达量变化的电波束的倾斜角度的变化的灵敏度，是通过通孔的高频波传达量越小则电波束的倾斜角度越大。因此，能够对高频波作出实质上OFF状态的上述开关406适于控制电波束倾斜的用途。 
图46A与图46B表示适合于控制电波束的倾斜用途的开关的电气接点的变形例。图46A图示了OFF状态，图46B则图示了ON状态。 
如图46A与图46B所示，电气接点408、410之间，设有二氧化矽氧化膜这类介电材料或绝缘材量的薄膜424。如图46A所示，通过该绝缘薄膜424，电气接点408、410之间即使存在小的间隙G4，也能对高频波作出实质的OFF状态。图46B所示的状态下，通过使电气接点408、410之间的间隙G4消失，即使有绝缘薄膜424，仍可对高频波作出实质的ON状态。 
图47为本发明的第16实施形态所述的微带天线的俯视图。 
图47所示的微带天线中，相比于图13所示的微带天线，无给电元件104、106、130、132的配置是不同的。也即，图13所示的构造中，无给电元件104、106、130、132相对于给电元件102配置在其激振方向(图中上下方向)的平行与垂直方向；相对于此，图47所示的构造中，无给电元件104、106、130、132相对于给电元件102，配置在其激振方向的斜向，例如45度倾斜的方向上。若按照图47所示的电极配置，则电波束会随着往其发射方向前进而被收束得越来越窄。顺便一提，若按照图13所示的电极配置，则电波束会随着往其发射方向前进而越来越扩散。因此，图47所示的电极配置，比较适用于对窄范围准确地侦测人体或物体的用途；相对于此，图13所示的电极配置，比较适用于在广范围里侦测人体或物体的用途。 
图48为本发明的第17实施形态所述的微带天线的俯视图，图49是图48的A-A剖面图。为了和图49的实施形态做一对比，图50中图示了本发明的第18实施形态所述的微带天线的俯视图。 
图48所示的微带天线中，具有图13所示的电极配置的2个子天线429、439与具有图47所示的电极配置的2个子天线449、459被配置成2×2矩阵状。也即，第1子天线429上，无给电元件422、424、426、428相对于给电元件420，以图13所示的位置关系而配置。同样地，第2子天线439上，无给电元件432、434、436、438也相对于给电元件430，以图13所示的位置关系而配置。另一方面，第3子天线449上，无给电元件442、444、446、448相对于给电元件440，以图47所示的位置关系而配置。同样地，第 4子天线459上，无给电元件452、454、456、458也相对于给电元件450，以图47所示的位置关系而配置。然后，具有图13所示的电极配置的2个子天线429、439与具有图47所示的电极配置的2个子天线449、459被配置于2×2矩阵的互补位置。也即，具有图13所示的电极配置的2个子天线429、439被配置在图48中的左上和右下的位置上；具有图47所示的电极配置的2个子天线449、459被配置右上和左下的位置上。这些子天线429、439、449、459的所有给电元件与无给电元件被配置在基板100的前表面。对此，用来向给电电极420、430、440、450供给高频电力的给电线460，如图49所示配置在基板100的背面，通过通孔460、460、…而连接至给电电极420、430、440、450。图49中的参照编号470，代表处于接地电位的接地电极，上述每一个无给电元件通过通孔和开关(未图示)连接于其上。 
如此，通过在同一基板上配置多个分别带有给电元件的子天线这种简单的构造，就可有效地将电波的主射束予以收束变窄。电波的主射束的形状受给电元件间的距离的影响。一旦给电元件间的间隔变得过宽，则虽然主射束变窄，但会产生多余的旁瓣(side lobe)。为了抑制旁瓣，给电元件间的间隔为λ/2～2λ/3程度较为理想。此处，λ代表电波在空气中的波长。当保持如此程度的给电元件间的间隔而将多个子天线配置在同一基板上时，如图50所例示的微带天线那样所有子天线480、482、484、486都具有同样电极配置的情况下，相邻子天线的无给电元件间的间隔会变得过小，恐怕会导致这些无给电元件之间产生干涉。例如，图50所示的微带天线中，无给电元件424与452之间、无给电元件444与432之间、无给电元件428与446之间，及无给电元件458与436之间，都有可能发生干涉。另一方面，图48所示的微带天线中，由于具有不同电极配置的子天线429、439、449、459是被互补配置的，因此给电元件间的间隔即使如上述程度般地小，相邻子天线的无给电元件间的间隔仍大到某种程度，因此，无给电元件间的干涉较小。 
图51是为本发明的第19实施形态所述的微带天线的俯视图。图52是图51的A-A剖面图。 
图51及图52所示的微带天线，除了具有相同于图15所示的微带天线的构成，而且还在无给电元件104、106、130、132的每一个上追加了1以上(图示的例子为2个)的常时接地点502、504、506、508。常时接地点502、504、506、508，分别如图52所示，通过通孔510、512与提供接地电位的接地电极514常时连接(图52中虽然只图示出接地点502、504的通孔510、512，但关于其他接地点506、508也是同样有通孔 的)。常时接地点502、504、506、508被配置在，垂直于当各无给电元件104、106、130、132呈浮接状态(换言之是未连接至接地电极514)时的各无给电元件104、106、130、132的激振方向500(其通常相同于给电元件102的激振方向500，例如为图51中的纵方向)的各无给电元件104、106、130、132的外缘(例如图51中的左侧外缘或/及右侧外缘)的中央部附近的位置上。此外，图52中，参照编号520代表向给电元件102的给电点108供给高频电力的振荡电路；参照编号522、524代表将无给电元件104、106的电波发射方向控制用的接地点110、112与接地电极514之间，予以连接或切离所需的开关。 
通过追加上述那样的常时接地点502、504、506、508，可获得下记优点。也即，当给电元件102与各无给电元件104、106、130、132的间隔非常窄的时候，给电元件与无给电元件的电磁结合力(也即，给电元件使各给电元件激振的力)非常大，因此，各无给电元件104、106、130、132的电波发射方向控制用的接地点110、112、134、136即使被连接至接地电位，有时候，各无给电元件104、106、130、132的激振方向仍只会往垂直于原本的激振方向500的方向变化，而各无给电元件104、106、130、132则依然处于被激振的状态。此时，由于各无给电元件104、106、130、132的高频电流(电压)的振幅不会降低，因此导致电波发射方向不会倾斜的问题。对此，被配置在各无给电元件104、106、130、132的上述位置的常时接地点502、504、506、508，发挥了抑制在上述原始激振方向500的垂直方向上激振的作用。这正好是利用了相同于以下的原理：当电波发射方向控制用的接地点110、112、134、136被连接至接地电位时，发挥了抑制原始激振方向500上的激振的作用。因此，图51及图52所示的微带天线中，即使在给电元件102与各无给电元件104、106、130、132的间隔十分狭窄的情况下，一旦电波发射方向控制用的接地点110、112、134、136被连接至接地电位，则各无给电元件104、106、130、132的电流(电压)的振幅就会降低，使得电波的发射方向倾斜。 
图53图示了本发明的微带天线上所能采用的给电元件的变形例。 
如图53所示，给电元件530(基板(图中的背景)上所形成的正方形或长方形的金属薄膜)的垂直的2个外缘，例如图中下侧与右侧的外缘的各自中央附近具有2个给电点532A、532B，给电点532A、532B上分别连接着给电线534A、534B。此处，给电线534A、534B，在图示的例子中，是形成在与基板的给电元件530同侧面上的微带线，但也可取而代之，改为形成在基板的相反侧面、通过通孔而连接至给电点532A、532B的微带线。给电线534A、534B将带有彼此相同或不同频率的高频电力施加至给电点532A、 532B。给电元件530的横向长度是适合于以右侧给电点532A上所被施加的高频频率来激振的长度，也即，选择为该频率的电波在基板上的波长λgA的约1/2。同样地，给电元件530的纵向长度是适合于以下侧给电点532B上所被施加的高频频率来激振的长度，也即，选择为该频率的电波在基板上的波长λgB的约1/2。因此，往右侧的给电点532A的供电使该给电元件530往图中的横向538A激振；相对于此，往下侧的给电点532B的供电使该给电元件530往图中的纵向538B激振。 
又，位于给电元件530的给电点532A、532B的附近外缘在起振方向上的相反侧的外缘(终端缘)，例如图中上侧与左侧的终端缘的各自中央部附近，设有2个接地点536A、536B，接地点536A、536B分别连接着贯通基板的未图示的通孔。和上述各种实施形态同样地，接地点536A、536B通过分别连接至通孔的未图示的开关的ON/OFF操作，而可在任意时候连接至接地电位的接地电极(未图示)(例如设在基板的相反侧上)。若通过该开关操作而只将2个接地点536A、536B之中的一个连接至接地电极，则位于该一方的接地点的相反侧的给电点所致的激振在实质上变成无效，而只有另一方的激振有效。例如，图中上侧的接地点536B一旦被连接至接地电极，则下侧的给电点532B所致的纵向538B的激振在实质上被变成无效，而只有右侧的给电点532A所致的横向538A的激振是有效的。因此，在相同于激振方向538A的横向上具有电磁场强度的振动波形的电波22A，会从天线发射出来。另外，图中左侧的接地点536A一旦被连接至接地电极，则右侧的给电点532A所致的横向538A的激振在实质上被变成无效，而只有下侧的给电点532B所致的纵向538B的激振是有效的。因此，在相同于激振方向538B的纵向上具有电磁场强度的振动波形的电波22B，会从天线发射出来。又，当供给至给电点532A、532B的高频频率是互异时，通过开关操作而将接地点536A、536B选择性地连接至接地电极，就可切换被发射的电波的频率。 
如此，通过在给电元件530上，设置使其在互异方向激振的多个给电点532A、532B和使其无效的接地点536A、536B，通过操作接地点536A、536B以选择性地使任一给电点532A、532B有效，就可选择性地发射振动波形方向不同的电波。此种手法，在垂直偏波型的天线上是有效的。 
图54图示了具有图53所示的给电元件的本发明的微带天线的理想用途之一。 
图54所示的用途是利用电波的多普勒效应来侦测人等物体548的运动所用的物体感测器544。该物体感测器544，例如安装在房间的天花板面或壁面542等，且内藏有本发明的微带天线(未图示)和连接至该微带天线的多普勒讯号处理电路(未图示)。微带 天线作为发射电波的发射天线而被使用。身为发射天线的微带天线也可作为接收天线来使用，或者，也可以有别于发射天线而另外设置接收天线。该微带天线，具有上述任一实施形态的构成，可对不同方向34A、34B、34C发射电波。甚至，该微带天线的给电元件，具有如图53所示的构成，通过改变其激振方向，就可改变从该微带天线所发射的电波的振动波形的方向。 
图55和图56图示了通过改变该物体感测器544的微带天线的激振方向而产生的侦测特性的差异。 
如图55所示，当物体感测器544的微带天线的激振方向是图中的横向时，则无论电波550的发射方向是哪个方向，电波550的振动波形的方向为横向。此时，物体感测器544的侦测灵敏度，对于往与电波550的振动波形方向相同的横向的物体548移动最为良好。此外，如图56所示，当微带天线的激振方向为纵向时，电波550的电磁场的振动波形的方向，无关于其发射方向，而为纵向。此时，物体感测器544的侦测灵敏度，对往纵向的物体548的移动最为良好。如此，通过切换激振方向，就可改变侦测灵敏度良好的物体移动的方向成分。因此，通过将该互异的激振方向例如高速地交互切换而组合使用，就可比较以不同的激振方向所测出的多普勒讯号的位准来推定物体548的移动方向，或者，能够将以不同的激振方向是否侦测出物体的判断结果进行逻辑性组合，无论物体548往哪个方向移动，都可以对其进行高灵敏度的侦测。 
图57为本发明的第20实施形态所述的微带天线的俯视图。图58与图59分别图示了图57所示的第20实施形态的变形例。 
图57所示的微带天线中，基板100上相邻配置有多个给电元件(例如2个)560、570(换言之，其间并未配置无给电元件)，并以二维地(例如图中的纵与横的2方向)围绕这些给电元件560、570的方式，配置多个无给电元件562、564、566、572、574、576。该微带天线具有与图13所示的由1个给电元件以及将其二维地包围的多个无给电元件所构成的天线多个并排而成的天线阵列相似的构造，与图13所示的天线相比，可将电波束收束得更窄，使电波束的到达距离伸得更长(在适用于使用了电波束的物体感测器的情况下，可使物体侦测范围缩得更窄而使侦测距离伸得更长)。为了使电波束的方向产生变化，可将被配置在无给电元件562、564、566、572、574、576中的偏颇位置上的1或多个元件的状态控制成为接地或浮接。尤其是，对称配置的无给电元件群组，例如右侧的无给电元件562、564、566的群组，和左侧的无给电元件572、574、576的群组的状态，是可通过分别控制，而使电波束方向例如往左右有效地变化。 
图58所示的变形例是直接将图13所示的构造的2个天线单纯地予以并排而成的天线阵列。该变形例中，给电元件560、570之间存在有无给电元件568、578，因此，给电元件560、570之间的距离不得不变得更长。给电元件560、570之间的距离的拉长有时可能导致多余的旁瓣产生。对此，图57所示的天线中，由于给电元件560、570是被相邻配置的，因此可使两者的距离适度缩短而容易防止旁瓣的发生。 
图59所示的变形例中，无给电元件564、574不是二维地包夹着给电元件560、570，而是一维地(例如，横向)从两侧包夹着给电元件560、570。该变形例中，由于从无给电元件564、574所发射的电波的功率，相比于来自给电元件560、570的电波功率是非常地小，因此通过控制无给电元件564、574的状态所获得的电波束的方向变化量有时会过小。对此，图57所示的天线中，比较容易获得大于图59所示的变形例的电波束方向变化幅度。 
图60是图57所示的微带天线又一其他的变形例。 
图60所示的天线中，除了图57所示的构成外，还在给电元件560、570的所定地点(例如各元件的中央)设有接地点580、582。各给电元件560、570的接地点580、582，与各无给电元件562、564、566、572、574、576的接地点同样地，通过通孔和开关(图示省略)而连接接地电极，或是从接地电极上切离。若将给电元件560、570的一方以其接地点予以接地，则给电元件560、570之间会产生高频电流的相位差，又，因为其影响而在无给电元件562、564、566、572、574、576之间也产生高频电流相位差，其结果为，电波束的方向会发生变化。许多情况下，电波束是往相反于被接地的给电电极侧的方向倾斜。例如，若将右侧的给电电极580接地，则电波束往左侧倾斜。除了如此控制给电元件560、570的接地状态以外，若还进行已说明过的无给电元件562、564、566、572、574、576的接地状态的控制，则可令电波束的方向做更大幅或更细致的变化。例如，当欲使电波束往左侧大角度倾斜时，可将右侧的给电电极580予以接地，同时可将左侧的无给电元件572、574、576予以接地。或者，当欲使电波束往左侧倾斜比前例稍小的角度时，可将右侧的给电电极580予以接地，同时还可将右侧的无给电元件562、564、566予以接地。 
图61是图57所示的微带天线再一其他的变形例。 
图61所示的天线中，相比于图60所示的天线，更多的无给电元件562、564、566、572、574、576、590、592、594、596包围着给电元件560、570。由此，就可期待将电波束缩得更细且延长电波束到达距离的效果，或是能将电波束方向控制得更为细致的效 果。 
而且，在制造上述本发明的所有微带天线时，在进行给电点位置调整等而取得天线的给电部的阻抗匹配之际，理想的是在将带有接地点的无给电元件全部予以接地的状态下进行该作业。如此一来，相比于无给电元件全部都是浮接状态进行作业的情形，可以将无给电元件的状态切换成接地/浮接时所产生的匹配误差缩减到更小。 
图62是本发明的第21实施形态所述的微带天线的剖面图。 
图62所示的天线中，在例如具有图13所示的构造的天线本体600的正面(换言之，从给电元件及无给电元件的组合发射电波束的方向)，配置有例如凸透镜型的介电体透镜602。本实施形态中，介电体透镜602和介电体制的外壳604一体成形。外壳604内，收容有天线本体600、含有振荡电路或检波电路等的模拟电路单元606、含有开关控制电路或侦测电路(也即，在应用于物体侦测装置的情况下，接受检波结果而判断物体有无的电路)等的数字电路单元608等。介电体透镜602的材料，理想的是介电常数较小的材料，例如以聚乙烯或耐纶、聚丙烯或氟树脂材料等来形成。当需要难燃性或耐药品性的时候，则例如以耐纶或聚丙烯等较理想，当还需要耐热性或耐水性的时候，则例如PPS(Polyphenylene Sulfide)树脂较为理想。又，当希望介电体透镜602小型、薄型化时，可在透镜本体使用介电率较高的氧化铝或氧化钇等陶瓷材料，而且，为了抑制透镜内的反射，也可以上述介电常数较小的材料来被覆透镜表面。 
该天线中，由于介电体透镜602的作用，电波束被细长收束而增加增益。在应用于物体侦测装置的时候，可根据欲侦测的距离范围来选择介电体透镜602的焦距。例如，在将该物体侦测装置设置在室内的天花板而欲侦测室内的物体或人时，由于侦测距离范围都约在2.5m～3m以内的程度，因此介电体透镜602的焦距可设定成侦测距离范围的最大长度2.5m～3m附近。 
而且，出于使增益增加的目的，也可采用将多个天线予以阵列化的方法，来取代上述使用介电体透镜的方法或与其并用。若根据该方法，则还可获得能将电波的发射角度多阶段切换的其他优点。当基板面积受到限制的时候，只要并用介电体透镜即可。 
图63是本发明的第22实施形态所述的微带天线的剖面图。 
图63所示的天线，具有例如图13所示的构造，用来将各无给电元件610接地的开关616，使用半导体开关或MEMS开关。用来使各无给电元件610上的高频往接地电极614流入所需的线路，虽然包含通孔612和开关616内部的电流路，但该线路很细，当开关616为ON时，随着该线路长度T不同，对高频的线路阻抗是不同的。因此，即使开关 614为ON状态，响应于线路长度T的大小的高频电流会通过无给电元件610。 
图64表示上述线路长度T与开关614成ON状态时通过无给电元件610的电流量I的关系。 
为了通过开关616的ON/OFF而有效地使电波束的方向产生变化，理想的是开关614为ON状态时，通过无给电元件610的电流量为零。从图64可知，为了使通过无给电元件610的电流量为零，如参照编号620所示，只要将线路长T设成高频在基板上的波长λg的二分之一的整数倍即可。也即，若线路长T为λg/2的m倍(m为1以上的整数)，则可取得阻抗的匹配，往无给电元件610的高频反射会被最小化。另一方面，如参照编号618所示，一旦线路长T为异于λg/2的n倍的长度，则高频会反射而通过无给电元件610。因此，当使用半导体开关或MEMS开关来作为开关616时，从各无给电元件610至接地电极614为止的线路长度T最好为λg/2×n(n为1以上的整数)。顺便一提，在使用机械式开关作为开关，且以相当宽的导体面积地将各无给电元件610与接地电极614予以连接的情况下，相比于半导体开关或MEMS开关的情况，上述相位误差的问题较小。 
图65图示了图63所示的第22实施形态的变形例的背面(无给电元件610存在面的相反侧，也即配置有电极开关616一侧的面)的俯视图(仅节录1个无给电元件610所对应的部分)。 
图65所示的天线中，作为对是否将各无给电元件610连接至接地电极614进行切换的开关616，是采用SPDT式(Single Pole Double Throw：双投式)的MEMS开关或半导体开关。来自各无给电元件610的通孔612的背面侧的端部上，连接有细长的中继线路628的一端，在该中继线路628上的距离无给电元件610的线路长度不同的2个地点上，分别连接有开关616的2个选择端子622、624，而且，开关616的一个共通端子626连接至接地电极614。一方的选择端子624为ON时，通过从无给电元件610至接地电极614为止的通孔612、开关616的线路长T为λg/2的所定整数倍(例如2倍，也即λg)，而选择端子622为ON时则上述线路长T并非为λg/2的所定整数倍(例如短于λg，而长于3λg/4)，以此方式来选择2个选择端子622、624在中继线路628上的位置。 
图66表示图65所示的天线中，线路长T的变化与无给电元件中所通过的电流的变化。图67表示图65所示的天线中，通过开关616的操作所得的电波束的发射方向的变化。 
图66中，参照编号630代表开关616的一方选择端子624为ON时的线路长T，其为λg/2的整数倍(例如λg)，此时通过无给电元件610的电流为零。参照编号632代表另一方的选择端子622为ON时的线路长T，其非λg/2的整数倍(例如短于λg、长于3λg/4)，此时通过无给电元件610的电流并非为零，但是小于开关616为OFF时。因此，如图67所示，通过选择令开关616为OFF，或任一方的选择端子622或624为ON的2种选择，就可使通过无给电元件的电流量呈3阶段变化，因此可使从天线发射出来的电波束的角度呈3阶段634、636、638地变化。利用此原理，通过将线路长T切换成更多不同长度，就可使得电波束的角度做更细致的变化。 
图68是本发明的第23实施形态所述的微带天线的俯视图。图69是沿着图68的A-A线的剖面图。 
图68及图69所示的天线，具有和图13所示的天线同样的构造，除此以外，不同于给电元件640的给电点646的所定2点(或是1点也可)648、648，分别通过通孔649、649而常时连接至接地电极652。这些接地点648、648的位置被选择在特别的位置，这样就可在不使从天线发射的基本频率的电波(基本波)的功率降低，且维持着该基本波的发射角度的状态下，使从天线所发射出的多余的寄生波(尤其是二次或三次谐波)降低。 
图70表示如上述所述的减低寄生波(spurious)用的接地点648所应配置的理想领域的例子。该例子是给电元件640为正方形，其一边的尺寸为基本波的波长λg1的约一半时的例子。给电元件640的形状、尺寸一旦不同，则由于基本波或高次谐波的分布方式也不同，因此理想的领域也和图70的例子不同。 
图70中，阴影线所示的领域660、660，是通过在各领域内配置接地点648，即可维持基本波的发射功率在高功率不变，同时可令二次和三次的两种高次谐波的发射功率降低的领域。此处，基本的原理是，基本波以及n次谐波的任一个都是这样的情况：给电元件上的接地点的有关波的电流振幅值越小，则在给电元件上的有关波的发射功率越有效果地被降低。此外，由于给电元件上的波的电流与电压的分布呈约90度相位差，因此上述基本原理也可以说成，接地点上的有关波的电压振幅值越大，则在给电元件上的有关波的发射功率越有效果地被降低。因此，若在给电元件上的n次谐波(n为2以上的整数)的电流振幅值为最小的位置(换言之，电压振幅值为最大的位置)或其附近设置接地点，则n次谐波的发射功率就会有效果地被降低。同时，若该接地点存在于基本波的电流振幅值为最大的位置(换言之，电压振幅值为最小的位置)或其附近，则基本波的 发射功率被减损的可能性会被最小化。 
图70所示的例子中，基本波的激振方向为y方向(图中纵向)，电流分布为图中的左侧图形。二次谐波的激振方向为x方向(图中横向)，电流分布如图中上侧图形。三次谐波的激振方向为y方向(图中纵向)，电流分布如图中右侧图形。参照符号λg1、λ g2、λg3分别代表基本波、二次谐波、三次谐波在基板上的波长。 
阴影线所示领域660、660处于从基本波的激振方向上的终端缘(上侧或下侧的终端缘)起算为λg1/6以上、λg1/2-λg1/6以下的距离范围内，在此处基本波的电流振幅i1为最大值或其近似值，因此即使在该处设置接地点，基本波的发射功率仍可维持在很高的状态。另一方面，领域660、660是从二次谐波的激振方向上的终端缘(左或右侧的终端缘)起算为λg2/2以上、λg2/2+λg2/6以下的距离范围，且是从三次谐波的激振方向上的终端缘(上侧或下侧的终端缘)起算为λg3/2-λg3/6以上、λg3/2+λg3/6以下的距离范围，在此处二次及三次谐波的电流振幅i2和i3为最小值或其近似值，因此可以降低二次及三次谐波的发射功率。 
又，图70中，更细阴影线所示的领域662、662为更理想的领域。也即，该领域662、662是从二次谐波的激振方向的终端缘(左或右侧的终端缘)起算为λg2/2以上、λg2/2+λg2/12以下的距离范围，且是从三次谐波的激振方向上的终端缘(上侧或下侧的终端缘)起算为λg3/2-λg3/12以上、λg3/2+λg3/12以下的距离范围。在该领域662、66252A、52B中，基本波的电流振幅值i1几乎皆为最大值，且二次和三次谐波的电流振幅值i2和i3几乎皆为最小值。因此，可更进一步有效地降低二次和三次两种的高次谐波的发射功率。 
图71为本发明的第24实施形态所述的微带天线的剖面图(只节录对应于1个无给电元件610的部分)。 
图71所示的天线，其基本构造共通于图63所示的第22实施形态所述的天线。可是，图63所示的天线中，当开关616为ON状态时的从无给电元件610起至接地电极614止的线路长度T为λg/2×n(n为1以上的整数)。相对于此，图71所示的天线中，开关616为OFF状态时的连接至无给电元件610的上述传送线路的部分，也即，从无给电元件610的接地点起至基板100背面的开关内的线路终端止的传送线路长U(更具体而言，是通孔612、从基板100背面上的通孔612起至开关616止的中继线路670，及开关616内部的传送线路673的合计线路长)为λg/2×n(n为1以上的整数)(例如，U＝λg/2)。又，无给电元件610的长度V也是λg/2×n(n为1以上的整数)(例如，V＝λ g/2)。作为开关616，当采用的是如半导体开关或机械开关(例如MEMS)那样的在其内部具有传送线路、ON时的接点损失小到可以忽视的程度的开关时，对从天线发射出来的电波的方向控制有重大影响的要因与其是开关616为ON状态时的无给电元件610的相关高频特性，不如是在OFF状态时的无给电元件610的相关高频特性，例如阻抗或相位等。开关616为OFF状态时的传送线路长U若为高频讯号的二分之一波长λg/2的整数倍，则无给电元件610的接地点610A上的阻抗Z近乎无限大。即，能够控制无给电元件610的相位因传送线路的连接而发生较大变化。 
图72A与图72A分别表示图71与图63所示的天线中，开关616的ON/OFF切换所致的无给电元件610的接地点610A上的阻抗Z的变化与从天线发射出来的电波方向。 
图72A与图72B的左侧图示了开关616为OFF时的状态。如图72A所示，图71的天线中，当传送线路长U为高频讯号的二分之一波长λg/2的整数倍时，接地点610A的阻抗近乎无限大，电波方向垂直于基板。相对于此，如图72B所示，图71的天线中，当传送线路长U不为高频讯号的二分之一波长λg/2的整数倍时，接地点610A的阻抗更低，电波方向往某个角度θ1倾斜。图72A与图72B的右侧图示了开关616为ON时的状态。开关616为ON时，任一天线上的电波虽然都倾斜了更大的角度θ2，但该倾斜角度θ2在两个天线间没什么太大的不同。因此，图71的天线中，传送线路长U为高频讯号的二分之一波长λg/2的整数倍时，通过开关616的ON/OFF切换所得到的电波方向变化幅度较大。 
要使传送线路长U最佳化，只要改变通过通孔612而连接至无给电元件610的中继线670的长度即可。由于天线的共振频率由给电元件与无给电元件的彼此干涉而决定，因此，准备无给电元件610上连接着通孔612、中继线670、开关616的天线，和无给电元件610上未连接通孔612、中继线670、开关616的天线这两种天线，调整前者天线的中继线670的长度以使得前者天线的共振频率与后者天线的共振频率相同，由此可谋求传送线路长U的最佳化。 
图73图示了本发明的微带天线中所能适用的用来调整有关无给电元件610的阻抗的方法，是天线背面的俯视图(仅节录对应于1个无给电元件610的部分)。 
如图73所示，通孔612与开关616之间的中继线路674上，设有短截线676。当有关无给电元件610的阻抗不适当时，通过在短截线677上切入切缝，就可将阻抗调整成最佳值。相反地，通过在短截线677上切入切缝而使有关无给电元件610的阻抗从最佳值发生变化，就可容易地变更电波束的发射角度。或者，作为其他方法，可在中继线路 674上形成介电体膜或层，通过调整该介电体膜的介电率、膜厚或面积，就可将阻抗调整成最佳值。或者，契入中继线路674本身，通过改变其长度或深度，也可以将阻抗调整为最佳值。 
图74为本发明的第24实施形态所述的微带天线的剖面图。图75为微带天线的分解图。 
图74及图75所示的微带天线，相同于图62所示的微带天线，具有：配置在天线本体600的正面的介电体透镜602、配置在天线本体600背面侧的模拟电路单元606及数字电路单元608。可是，该微带天线具有如下的独特构造。即，如图74及图75所示，介电体透镜602、天线本体600、间隔板680、数字电路单元608、间隔板682及模拟电路单元606按照该顺序(模拟电路单元606与数字电路单元608的顺序和图62所示相反)而层积，它们通过数根螺丝684而被固定成一体。覆盖天线本体600背面几乎全域的接地电极700与覆盖模拟电路单元606前表面几乎全域的接地电极704彼此相对。天线本体600、间隔板680、模拟电路单元606、间隔板682及数字电路单元608都具有近乎平板的形状，因此，该天线整体而言是具有近乎立方体的形状。该天线的最前部配置了介电体透镜602，最后部配置了模拟电路单元606。螺丝684的突出于天线本体600前方的部分，被嵌埋至介电体透镜602的基部的内部而被介电体所包围，不会露出至天线本体600的前表面上。也可取代介电体透镜602，改用天线保护用的近乎平板状的薄壁的介电体盖子706。介电体透镜602与介电体盖子706可根据该天线的用途(例如侦测距离的远近)来选择。 
模拟电路单元606的背面的中央部附近设有高频振荡电路685，从该高频振荡电路685起，至天线本体600表面中央附近所配置的给电元件687止，有一给电线686呈直线状延伸。给电线686贯通模拟电路单元606、间隔板682、数字电路单元608、间隔板680及天线本体600的内部，而连接至天线本体600上的给电元件。出于减少传送损失的观点，也可在给电线686上使用同轴缆线。此时，同轴缆线的芯线当作给电线686来使用；包围同轴缆线芯线的同轴金属管分别连接着覆盖天线本体600背面几乎全域的接地电极700和覆盖模拟电路单元606前表面几乎全域的接地电极704。箱形的遮蔽盖690通过数根螺丝692而被安装在模拟电路单元606的背面上。遮蔽盖690覆盖住模拟电路单元606背面上的高频振荡电路685的外周。遮蔽盖690上设有频率调整用螺丝694。通过旋转频率调整用螺丝694，就会改变高频振荡电路685的电路常数(例如改变高频振荡电路685与遮蔽盖690之间的空隙距离，而使共振电路的电容改变)，由此可调整高频振 荡电路685的振荡频率。 
间隔板680、682都是金属那样的导电体制成，或是其外面覆盖有导电体膜。如图75所示，一方的间隔板680与覆盖天线本体600背面几乎全域的接地电极702和覆盖数字电路单元608前表面几乎全域的接地电极702相接触，而保持接地电位。另一间隔板682则与形成在数字电路单元608背面外周部的接地电极703和覆盖模拟电路单元606前表面几乎全域的接地电极702相接触，而保持接地电位。间隔板680、682无论哪一个都具有如图76所示的环状形状，而将给电线686包围。或者，无论间隔板680、682的哪一个，都如图77所示，在其中央部具有被保持在接地电位的遮蔽管683，而且，该遮蔽管683内有给电线686穿过，遮蔽管683与给电线686同轴配置。 
数字电路单元608中，搭载了进行天线本体600的控制或电路控制等的微电脑等。又，数字电路单元608的背面上，配置有数个外部端口710。作为这些外部端口710，例如有：将感测器讯号或电源电压或监测讯号等各种讯号进行外部输入输出用的讯号输入输出端口、往上述微电脑中所内藏的快速ROM进行程序或数据的写入所需的数据写入端口、对上述微电脑进行有关控制动作的各种设定(例如无给电元件的开关的ON/OFF顺序或周期等)所需的设定端口等等。这些外部端口710从数字电路单元608的背面往后方突出，贯通间隔板682及模拟电路单元606的内部。因此，如图78所例示，外部端口710的上端的开口部，露出于模拟电路单元606的背面上，使得与数字电路单元608的接入成为可能。外部端口710当中，尤其是数据写入端口，在制造阶段中写入数据后，为了使使用者不能任意改写数据，也可用合成树脂等使其闭塞。 
图74及图75所示的天线，由于全部零件都被层积而一体结合，同时数字电路单元608上突出的外部端口被收容在间隔板682及模拟电路单元606内，因此体积紧凑。而且，因为给电线686可以是相当于该紧凑的层积构造的天线厚度的短线路，因此可使给电线686上的电力损失变小。又，使用频率调整用螺丝694，就可变化振荡频率。甚至，由于在天线本体600、数字电路单元608及模拟电路单元606之间，存在着密着于接地电极700、702、703、704的导电体制的间隔板680、682，可使天线本体600与模拟电路单元606的接地电位成为同一，确保良好的天线性能。又，在采用了图77所示的构造的间隔板680、682时，由于可以将天线本体600与高频振荡电路685之间的给电线686的周围维持成接地电位，因此可减小电力损失。又，因为将天线本体600、数字电路单元608及模拟电路单元606层积而一体结合，因此就抑制了从天线本体600背面(接地面)所发射的电波或从高频振荡电路685所发射的多余的高次谐波往外部发射，因此，可从天 线本体600的前表面高效率地使电波朝所望方向发射。再者，因为螺丝684被嵌入在介电体透镜602的内部，被介电体所覆盖而不露出于天线本体600的前表面上，所以螺丝684即使如金属制或镀金那样具有导电性，仍可抑制从天线本体600前表面发射的电波与螺丝684之间的干涉，可使电波高效率地通过介电体透镜602而往前方发射。 
图79是图74及图75所示的微带天线的变形例的剖面图。 
图79所示的天线中，与图74及图75所示天线不同之处，在于采用了数字电路单元608与接地电极704与模拟电路单元606层积而一体结合的三层构造这点。数字电路单元608与模拟电路单元606，共用着被夹在两者之间的同一接地电极704。图74及图75所示的间隔板682并不存在。图79所示的天线，体积更为紧凑。 
本实施例中，螺丝684从模拟电路单元606侧插入而固定。可是，当采用了不使用介电体透镜602或介电体盖子706的构造(例如，天线元件的表面上直接形成保护用树脂皮膜的构造)时，也可从天线本体600侧插入螺丝684而将所有零件固定。又，也可在设于间隔板680、682四角落的通过螺丝用的贯通孔中，插入金属棒来取代螺丝，将该金属棒与天线本体600、数字电路单元608及模拟电路单元606的接地电极以焊接等方式加以连接，来固定所有零件。 
图80A～图80C图示了，图74及75以及图79所示的天线或其他本发明的微带天线中能够适用的介电体透镜的变形例。 
介电体透镜并非一定是球面透镜，也可是往天线表面的法线方向突出的各种形状，例如图80A所示的三角锥形或图80B所示的台形锥形的透镜。或者，将如图80C所示的平坦的介电体板或膜作为透镜使用，也是可以提升天线增益。又，通过在介电体透镜的外表面涂布光触媒材料膜，就可防止湿气或风雨所导致脏污附着在透镜上，使得经过长时间仍可效率良好地发射电波。 
图81A与图81B分别图示了本发明的第25实施形态所述的微带天线的俯视图与剖面图。 
如图81A与图81B所示，在基板700内部形成有提供接地电位的接地电极705，在基板700前表面上的略中央处配置有给电元件701。而且，矩形的环状元件702被配置成仅距离给电元件701一点点距离而围绕在给电元件701的周围。如后述，环状元件702具有类似于尺寸大于给电元件701的第2给电元件的机能。从环状元件702(或给电元件701)的各角部起往对角线外方向距离所定的元件间间隔的位置上，配置有第1无给电元件711、712、713、714。然后，在从环状元件702(或给电元件701)的各边缘起往其法 线外方向距离所定的元件间间隔的位置上，配置有第2无给电元件721、722、723、724。第1无给电元件711、712、713、714上，分别通过控制线(通孔)731、732、733、734而连接有切换各第1无给电元件成为接地或浮接状态所需的开关(4个开关在此都省略图示)，这些开关配置在基板700的背面。第2无给电元件721、722、723、724上，分别通过控制线(通孔)741、742、743、744而连接有使各第2无给电元件成为接地或浮接状态所需的开关762、764(其他两个开关在此都省略图示)，这些开关762、764都配置在基板700的背面。 
该微带天线是具有第1共振频带和第2共振频带的双频共用天线。第1共振频带由给电元件701的1边的长度所决定。若从给电线703向给电元件701施加了第1共振频带的高频讯号，则将给电元件701往图中纵方向激振。第2共振频带由包围给电元件701的环状元件702的轮廓尺寸(尤其是外边的长度和线宽)所决定。若从给电线703向给电元件701施加了第2共振频带的高频讯号，则环状元件702内会激发出电流，环状元件702会往图中纵向激振。这样能够在不同的2种频率获得共振，这2种频率其激振方向相同，但半波长(λg/2)的长度不同。 
第1无给电元件711、712、713、714分别为矩形的电极，可在第1共振频带共振，各第1无给电元件的1边长度是第1共振频带的半波长λg/2程度，。第2无给电元件721、722、723、724分别为矩形的电极，可在第2共振频带共振，各第2无给电元件的1边长度是第2共振频带的半波长λg/2程度。 
当从给电线703往给电元件701施加第1共振频带的高频讯号时，连接在第2无给电元件721、722、723、724的开关762、764全部都为ON(通过)，而使第2无给电元件721、722、723、724全部都接地。此时，从该微带天线会发射出第1共振频带的电波束。通过使与第1无给电元件711、712、713、714分别连接的开关在ON(通过)和OFF(遮断)间切换，就可使第1共振频带的电波束的发射方向发生变化。 
同样地，当从给电线703往给电元件701施加第2共振频带的高频讯号时，连接在第1无给电元件711、712、713、714的开关全部都为ON(通过)，而使第1无给电元件711、712、713、714全部都接地。此时，从该微带天线会发射出第2共振频带的电波束。通过使与第2无给电元件721、722、723、724分别连接的开关762、764的每一个在ON(通过)和OFF(遮断)间切换，就可使第2共振频带的电波束的发射方向发生变化。 
该微带天线可容易地构成为紧凑且薄型，且可收发2种频率的高频电波束。在日 本，目前认可使用的移动体侦测器所用的频带，室内用为10GHz带，室外用则为24GHz带。于是，在该微带天线中，若决定元件的形状与尺寸使得第1共振频带为24GHz、第2共振频带为10GHz，则无论在室内或室外任何场所都可使用该同一微带天线。 
图82为图81A所示的微带天线的变形例的俯视图。 
如图82所示，在从环状元件702(或给电元件701)起距离所定的元件间间隔的位置上，配置有和给电元件701同形状同尺寸的第1无给电元件711、712、713、714。为了包围每一个第1无给电元件711、712、713、714的周围，而配置了与包围给电元件701的环状元件702同形状同尺寸的矩形环状的第2无给电元件721、722、723、724。第2无给电元件721、722、723、724上，分别通过控制线(通孔)741、742、743、744而连接着开关(图示省略)，这些开关被配置在基板700的背面。通过各开关的切换，就可将环状的第2无给电元件721、722、723、724的每一个切换成浮接状态或接地。 
当从给电线703往给电元件701施加第1共振频带的高频讯号时，连接在第2无给电元件721、722、723、724的开关全部都为ON，而使第2无给电元件721、722、723、724全部都接地。此时，从该微带天线会发射出第1共振频带的电波束。通过使与第1无给电元件711、712、713、714分别连接的开关在ON和OFF之间切换，就可使第1共振频带的电波束的发射方向发生变化。 
同样地，当从给电线703往给电元件701施加第2共振频带的高频讯号时，连接在第1无给电元件711、712、713、714的开关全部都为ON，而使第1无给电元件711、712、713、714全部都接地。此时，从该微带天线会发射出第2共振频带的电波束。通过使与第2无给电元件721、722、723、724分别连接的开关762、764的每一个在ON和OFF之间切换，就可使第2共振频带的电波束的发射方向发生变化。 
以上，虽然说明了本发明的实施形态，但该实施形态仅仅是用来说明本发明的例示，本发明的范围并非仅局限于该实施形态所限定的内容。只要不脱离本发明的要旨，也可以其他各种样态来实施本发明。 
【主要元件符号说明】 
100：基板 
102、202、560、570：给电元件 
108：给电线(通孔) 
104、106、130、132、140、142、150、152，160、162、154、166、180、204、240、 242、562、564、566、572、574、576、590、592、594、596：无给电元件 
110、112、134、136、144、146、154、156：控制线(通孔) 
114：微波讯号源 
116：接地电极 
118、122：接地线 
120、124、SW1～SW4：开关 
190：介电体层 
206、208、210、212、214，216：介电体遮罩 
230、232、234、236：裂缝 
250：遮蔽体 
300：介电体层 
302：介电体层的裂缝(凹部) 
304：介电体层的凸部 
320：通孔 
322：开关 
324：接地线 
602：介电体透镜 
616：MEMS开关或半导体开关 
648：接地点 

Claims (1)

1.一种微带天线，其特征在于，具备：
基板；和
给电元件，其被配置在所述基板的前表面上；和
无给电元件，其被配置在所述基板的前表面上，使得所述无给电元件与所述给电元件之间确保有间隔；和
接地单元，切换所述无给电元件成接地或浮接状态，
所述给电元件和所述无给电元件为导电体薄膜，所述接地单元构成为，为了使所述无给电元件上的高频波流入接地电极，在接地状态下使得通过所述无给电元件的电流量为零，用来使所述高频波流入接地电极的线路是从设于所述无给电元件的背面上的接地点通过通孔和所述接地单元内部的电流路至所述接地电极的线路，
用来使高频波流入接地电极的线路的长度，在所述接地单元为接地状态时，为所述高频波在基板上的波长λg的二分之一的整数倍。
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