CN100459398C

CN100459398C - 逆变器的电流检测单元

Info

Publication number: CN100459398C
Application number: CNB2003101251831A
Authority: CN
Inventors: 广野大辅
Original assignee: Sanden Corp
Current assignee: Sanden Corp
Priority date: 2002-12-25
Filing date: 2003-12-25
Publication date: 2009-02-04
Anticipated expiration: 2023-12-25
Also published as: JP2004208395A; CN1514533A; JP4055992B2; US20040125622A1; US7042191B2

Abstract

一种逆变器的电流检测单元包括用于测量逆变器中的DC电流的装置，该逆变器将电流输出到如电机等负载。电流检测单元还包括一个测量时刻设定装置，用于将电源电流的测量时刻设定在具有预定频率的参考斩波的至少一个最高点和最低点上，和一个相电流检测装置，用于检测来自互相连续的两个或更多测量时刻上测量的各个电源电流的至少两相电流。可以对从逆变器到负载如电机的定相电流输出进行高精度和恒定周期的检测。

Description

逆变器的电流检测单元

技术领域

本发明涉及一种逆变器的电流检测单元，其中逆变器输出一假三相AC功率(pseudo three-phase AC power)，该AC功率由斩波比较法进行的脉宽调制控制(以后称为“PWM控制”)从DC功率转换而成。逆变器输出AC功率至负载，如电机或变压器。具体地，本发明涉及一种电流检测单元，其通过测量在逆变器中的电流来检测从逆变器输出至负载的三相电流。

背景技术

图1描绘了一种已知的使用逆变器的电机控制单元的实例。在图1中，三相电流从逆变器2施加到三相无刷电机1。DC电流从DC电源3施加到逆变器2上。逆变器2由驱动单元4驱动，驱动单元4由控制单元5控制。通过DC电流感应器6检测施加到逆变器2的DC电流，检测到的信号通过A/D转换器7传送到控制单元5中。

逆变器2具有三对开关元件Us，Xs，Vs，Ys，Ws和Zs，每一个开关元件包括晶体管和类似的元件。Us，Vs和Ws为上开关元件；Xs，Ys和Zs为下开关元件。通过每个开关元件的响应来自驱动单元4的PWM信号的开/关控制，逆变器2将从DC电源3输送的DC功率转变为假三相AC功率，并将该AC功率输出至电机1的相应的Uc，Vc和Wc相线圈。DC电流感应器6用于流过测量逆变器2的电源线中的DC电流(下文称为“电源电流Idc”)，并且其测量信号在A/D转换器7中信号进行A/D转换后被输入到控制单元5中。

逆变器2的三对开关元件响应来自控制单元4的PWM信号进行开/关控制，开/关控制情况分为八(8)种结构，如图2A到2H所示。在图2A到2H中，为了更好的理解开/关情况控制每一个开关元件用一个简单开关表示。此外，在图2A到2H中，Idc表示电源电流，Iu表示输出到电机1的U相线圈Uc的U相电流，Iv表示输出到电机1的V相线圈Vc的V相电流，Iw表示输出到电机1的W相线圈Wc的W相电流。

在图2A所示的结构中，由于Xs，Ys和Zs导通，且Us，Vs和Ws关断，因此电源电流Idc为零。在图2B中所示的结构中，由于Us，Ys和Zs导通，且Us，Vs和Ws关断，因此电源电流Idc为Idc＝Iu(＝-Iv-Iw)。在图2C所示的结构中，由于Xs，Vs和Zs导通，且Us，Ys和Ws关断，因此电源电流Idc为Idc＝Iv(＝-Iu-Iw)。在图2D所示的结构中，由于Us，Vs和Zs导通，且Xs，Ys和Ws关断，因此电源电流Idc为Idc＝Iu+Iv(＝-Iw)。在图2E所示的结构中，由于Xs，Ys和Ws导通，且Us，Vs和Zs关断，因此电源电流Idc为Idc＝Iw(＝-Iu-Iv)。在图2F所示的情况下，由于Us，Ys和Ws导通，且Xs，Vs和Zs关断，因此电源电流Idc为Idc＝Iw+Iu(＝-Iv)，在图2G所示的结构中，由于Us，Ys和Ws导通，且Xs，Vs和Zs关断，因此电源电流Idc为Idc＝Iv+Iw(＝-Iu)。在图2H所示的结构中，由于Us，Vs和Ws导通，且Xs，Ys和Zs关断，因此电源电流Idc变为零。

特别是，除在图2A和2H的情况之外，通过测量各种情况下的电源电流Idc，得到图2B和2G所示的情况下的Iu，图2C和2F所示的情况下的Iv，及在图2D和2E所示的情况下的Iw，分别作为各自的相电流。因此，三个相电流Iu，Iv，Iw可以由在图2B或2G，图2C或2F，及图2D或2E的三种结构的每一种的两种变化的任意一种下通过测量电源电流Idc来确定。

在图3中所示的时序图示出了一种公知的基于上述观念(例如，日本专利No.2,563,226或JP-A-10-155278)的电流检测方法。在图3中，BTW表示具有预定频率的参考斩波，SVw表示为用于设定W-相输出的比较参考信号，SVv表示为用于设定V-相输出的比较参考信号，SVu表示为用于设定U相输出的比较参考信号。同样，OSu表示由参考斩波BTW和比较参考信号SVu设定的U-相输出，OSv表示由参考斩波BTW和比较参考信号SVv设定的V-相输出，OSw表示由参考斩波BTW和比较参考信号SVw设定的W-相输出。

在这种电流检测法中，电源电流Idc在与在图2B到2G中所示的上述情况中的一种开关情况对应的时刻进行测量，并检测一个相电流。电源电流Idc在与上述开关情况不同的开关情况对应的时刻进行测量，并检测与上述相电流不同的另一相电流。剩下的一相电流从已经检测的两相电流计算出来，因此实现了预期的电流检测。

然而，在上述已知的电流检测法中，由于电源电流Idc在开关情况转换的时刻的基础上进行测量，如图3所示，因此当两测量时刻t1和t2互相靠近时，很难测量出在第一测量时刻t1的电源电流Idc。

特别是，如图4所示，在用于转换任意一对开关元件的开/关情况的信号Is从驱动单元4传送到逆变器2的情况下，上开关元件USE在比该信号从高电平转换到低电平的时刻迟后的时刻从ON转换到OFF，下开关元件LSE在迟后上述时刻的时刻从低电平转换到高电平，这种开关操作的结果是，电源电流Idc改变。此外，由于DC电流感应器6的测量信号在由A/D转换器7进行A/D转换后输出到控制单元5中，该DC电流感应器包括电阻等，时间延迟出现在得到A/D转换输出(图4中示为“A/D”)中，且带有电源电流Idc的变化。由于在采用普通的绝缘栅双晶体管(IGBT)元件作为开关元件的情况下图4中所示的时间td约为1.5微秒(1.5μ)，因此为了精确测量在测量时刻t1的电源电流Idc，在测量时刻t1和t2之间的时间间隔需要至少大约td。因此，在时刻t1和t2之间的时间差小于图4所示的时间td时，即使在测量时刻t1测量电源电流Idc，该测量值也可能存在误差。

此外，在上述已知的电流检测法中，由于电源电流Idc在开关情况转换的时刻进行测量，因此如果改变各自相输出的占空比，则图3中所示的测量间隔INT就增加或减少，从而，难以得到基于一致测量周期的相电流信息。

发明内容

因此，本发明的实施例的一个目的是提供一种逆变器的电流检测单元，其在一致的测量周期内精确得到相电流信息，该相电流从逆变器输出到负载如电机中。

此处公开了按照本发明的逆变器的电流检测单元。该逆变器电流检测单元具有输出假三相AC功率到如电机或变压器的负载的逆变器，该AC功率由斩波比较法所得的PWM控制从DC功率转换而成，以及用于测量在逆变器中的DC电流的装置(如，电流表)。电流检测单元检测通过测量逆变器中的DC电流来检测从逆变器输出到负载的三相电流。电流检测单元包括一个测量时刻设定装置(如，时钟)，用于将DC电流的测量时刻设定在具有预定频率的参考斩波的至少一个最高点和最低点上；一个相电流检测装置，用于检测互相连续的两个或更多测量时刻所分别测量的各个DC电流的至少两个相电流；该电流检测单元还包括用于设定三相输出的相输出设定装置，其中一相固定设定为低电平或高电平，另一相设定为高有效设定(active-high setting)，剩余一相设定为低有效设定(active-low setting).

此处公开了按照本发明的逆变器的电流检测单元。该逆变器电流检测单元具有输出假三相AC功率到如电机或变压器的负载的逆变器，该AC功率由斩波比较法所得的PWM控制从DC功率转换而成，以及用于测量在逆变器中的DC电流的装置(如，电流表)。电流检测单元检测通过测量逆变器中的DC电流来检测从逆变器输出到负载的三相电流。电流检测单元包括一个测量时刻设定装置(如，时钟)，用于将DC电流的测量时刻设定在具有预定频率的参考斩波的至少一个最高点和最低点上；一个相电流检测装置，用于检测互相连续的两个或更多测量时刻所分别测量的各个DC电流的至少两个相电流；还包括用于设定三相输出的相输出设定装置，其中一相设定为高有效设定和低有效设定中的一种，另两相设定为高有效设定和低有效设定的另一种。

在该电流检测单元的另一实施例中，相电流检测装置在互相连续的两测量时刻测量DC电流，检测来自于两个测量时刻的一个所测量的电流的一相电流，以及检测来自于在另一测量时刻测量的电流的另一相电流。

在该电流检测单元的另一实施例中，相电流检测装置可测量在互相连续的三个或更多测量时刻的DC电流，并基于在每个测量时刻测量的电流计算不在预定测量时刻所检测的相电流。

在按照本发明的逆变器电流检测单元中，相电流检测装置通过逆变在预定测量时刻的至少一相输出来确定不在预定的测量时刻进行测量的相电流。

此外，在按照本发明的逆变器电流检测单元中，通过在三个互相连续的测量时刻逆变至少一相输出，相电流检测装置可确定相电流，该相电流在中心或第二测量时刻不进行测量。

在上述的按照本发明的逆变器电流检测单元中，通过设定在具有预定频率的参考斩波的最高点和最低点的至少一个上的DC电流的测量时刻，电流测量可在每相输出中的相对高电平区域的中心和相对低电平区域的中心实现。因此，即使在参考斩波的所有的最高点和所有的最低点设定测量时刻，在互相连续的两测量时刻之间也可确保足以保证电流测量的时间差。因此，即使在每个测量时刻测量电源电流，该测量值也可以不产生误差，而且可以高精度地检测每个相电流。

此外，由于DC电流的测量时刻设定在具有预定频率的参考斩波的最高点和最低点中的至少一个，因此即使改变每相输出的占空比，测量时刻也可以不改变。因此，相电流可通过测量在按照参考斩波频率的恒定周期上的电源电流进行检测。通过在恒定周期上进行相电流测量，提高了由逆变器驱动负载的稳定性。

本发明的实施例的其他的目的，特点，和优点将参考附图从下面的本发明的优选实施例的详细说明中得知。

附图说明

现在参考附图说明本发明的实施例，其仅仅示意性的给出，没有任何限定本发明的意图。

图1示出使用逆变器的电机控制单元的实施例的示意电路图。

图2A-2H示出图1中所示的电机控制单元的逆变器的开关情况的示意电路图。

图3示出已知的检测电流法的时序图；

图4示出测量电流的时间间隔的框图。

图5示出按照本发明的一个实施例的电流检测的流程图；

图6示出按照本发明的一个实施例的电流检测的时序图。

图7示出按照图6所示的实施例的变形的电流检测时序图。

图8示出按照图6所示的实施例的另一变形的电流检测时序图。

图9示出图6所示的实施例中U-相输出固定在高电平的例子的时序图。

图10示出按照本发明的另一实施例的电流检测的时序图。

具体实施方式

本发明的电机控制单元除了控制单元5中的电流检测操作之外大致具有与图1所示相同的电路结构。因此，如果需要，与用在图1说明中的相同的名称和标号在下面的说明中将继续使用。

按照本发明的电流检测可基于图5所示的流程图实现。首先，采用参考斩波BTW和各自的比较参考信号SVu，SVv和SVw设定各相输出OSu，OSv和OSw(步骤S1)。然后设定测量时刻(多个测量时刻)(步骤S2)。在所设定的测量时刻测量电源电流Idc(步骤S4)，存储A/D转换后的电源电流数据(步骤S5)，重复这些操作直到重复测量次数“n”增加的数量达到设定测量次数“N”(步骤S3-S7)。当测量次数“n”达到设定测量次数“N”时，基于所存储的数据检测相电流(步骤S8)。从而，可实现成电流检测。

现在参考图6所示的时序图说明电流检测的一个实施例。

首先，采用具有预定频率的参考斩波BTW，确定与参考斩波BTW相关的用于设定W-相输出的比较参考信号SVw，用于设定V-相输出的比较参考信号SVv，以及用于设定U-相输出的比较参考信号SVu。在该实施例中，为了实现由两个相位调制所引起的所谓的PWM控制，将用于设定U-相输出的比较参考信号SVu设定在参考斩波BTW的最低点，两相调制中，一个三相输出固定在低电平或高电平。

接着，U-相输出Osu，V-相输出OSv，以及W-相输出OSw由斩波比较法来确定。如前所述的，由于用于设定U-相输出的比较参考信号SVu设定在参考斩波BTW的最低点，U-相输出OSu固定在低电平。设定V-相输出OSv使得其在参考斩波BTW大于比较参考信号SVv时为低电平，当参考斩波信号BTW小于比较参考信号SVv时V-相输出OSv为高电平。设定W-相输出OSw使得其在参考斩波BTW大于比较参考信号SVv高时为高电平，当参考斩波BTW小于比较参考信号SVv时W-相输出OSw为低电平。以下，如V-相输出OSv的输出设定方法称作“低有效设定”，如W-相输出OSw的输出设定方法称作“高有效设定”。

因此，在设定各自的相输出OSu，OSv，以及OSw后，根据各个相输出OSu，OSv，OSw施加电压到无刷电机1的三相的各个Uc，Vc，Wc相线圈上。然后，按时间的顺序将测量时刻T1-T6设定到参考斩波BTW的所有的最高点和所有的最低点上，在第一周期中互相连续的两个测量时刻T1和T2上测量电源电流Idc。在每一测量时刻T1和T2上的DC电流感应器6的测量信号通过A/D转换器7进行A/D转换，然后，在控制单元5中的存储器(未示出)中存储这些数据作为在每个测量时刻T1和T2上的电源电流数据。

由于在测量时刻T1时U-相输出OSu和V-相输出OSv为低电平，且由于W-相输出OSw为高电平，因此在测量时刻T1测量的电源电流Idc为Idc＝Iw(W-相电流)，并且在该时刻的电流测量在W-相输出OSw的高电平区间的中心完成。此外，由于在测量时刻T2时U-相输出OSu和W-相输出OSw为低电平，且V-相输出OSv为高电平，因此在测量时刻T2测量的电源电流Idc为Idc＝Iv(V-相电流)，并且在该时刻的电流测量在V-相输出OSv的高电平区间的中心完成。

接着，基于存储在存储器中的电源电流数据机检测各个相电流Iu，Iv和Iw。由于具有在约5kHz到约20kHz范围内的相对高频率的斩波一般用作于PWM控制的参考斩波BTW，在该实施例中，测量时刻T1和T2可被当作发生在大致相同的时刻，并且各个相电流Iu，Iv，以及Iw在该时刻进行检测。

如上所述，由于在测量时刻T1测量的电源电流Idc为W-相电流Iw以及由于在测量时刻T2测量的电源电流Idc为V-相电流Iv，因此不必通过计算确定W-相电流Iw及V-相电流Iv。此外，由于U-相电流Iu，V-相电流Iv及W-相电流Iw的和为零，剩下的U-相电流Iu可从等式Iu+Iv+Iw＝0中推导出如等式Iu＝-Iv-Iw。

由于在图5所示的步骤S7中的设定次数“N”设定为二(2)，因此电源电流Idc可接着在下个周期中互相连续的两个测量时刻T3和T4以与上述相同的方式进行测量，测量时刻T3和T4作为同一时间间隔看待，在该时刻检测各个相电流Iu，Iv，Iw。以下，继续同样的电流检测。在由PWM控制的电机驱动控制中，由于也包括这样一种控制方法，其中只有相电流Iu，Iv，Iw中的两个电流可以被检测，而且只有这两个电流可以被使用，在这样的控制方法中，在两个相电流Iv和Iw已经检测或确定的控制情况下不必确定剩下的相电流Iu。

因此，按照上述的电流检测，通过设定在具有预定频率的参考斩波BTW的所有最高点和所有最低点上的电源电流Idc的测量时刻T1-T6，在V-相输出OSv及W-相输出OSw的低电平区间中心或高电平区间中心可完成电流检测，可确保充足的时间以避免在互相连续的两个时刻之间例如，在测量时刻T1和T2之间检测电流中出现困难。此外，由于在V-相输出OSv及W-相输出OSw的低电平区间中心或高电平区间中心可完成电流检测，由PWM控制导致的电流脉动可达到最小。因此，即使在每一测量时刻测量电源电流Idc，所测得的值可避免由于测量时刻之间没有足够间隔或电流脉动等所导致的误差，因此检测到的各个相电流Iu，Iv，Iw具有高精度。

此外，由于电源电流Idc的测量时刻T1-T6被设定在具有预定频率的参考斩波BTW的所有最高点和所有最低点，因此即使V-相输出OSv和W-相输出OSw的占空比改变，测量时刻可不改变。因此，相电流可根据参考斩波BTW的频率通过测量恒定周期上的电源电流来进行测量。通过在恒定周期进行相电流检测，由逆变器2所致的电机驱动控制的稳定性得到改进。

尽管电流检测在上述实施例中进行了说明，其中，从在互相连续的两个测量时刻测量的W-相电流Iw和V-相电流Iv可确定在两测量时刻都不需进行测量的U-相电流Iu，如图6的中心部分中所示的各相电流Iu，Iv，Iw一样。在各个相电流Iu，Iv，Iw相对参考斩波BTW的一个周期或多个连续周期的相电流不改变或改变很小的情况下，可基于在超过参考斩波BTW的1.5个周期的三个互相连续的测量时刻所测量的电源电流Idc计算不在预定检测时刻检测的相电流。例如，当计算不在测量时刻T2进行测量的W-相电流Iw(T2)时，在测量时刻T2的W-相电流Iw可通过等式Iw(T2)＝(Iw(T1)+Iw(T3))/2进行计算，W-相电流Iw(T1)在测量时刻T1测量，其中W-相电流Iw(T3)在测量时刻T3进行测量。

此外，可以基于在参考斩波BTW的两个周期上互相连续的四个测量时刻上的电源电流Idc计算不在预定检测时刻测量的相电流。例如，当计算不在测量时刻T4测量的W-相电流Iw(T4)时，在测量时刻T4的W-相电流Iw可由等式Iw(T4)＝Iw(T3)+(Iw(T3)-Iw(T1)/2确定，其中W-相电流Iw(T1)在测量时刻T1测量，W-相电流Iw(T3)在测量时刻T3进行测量。

与上述方法相同，可基于在参考斩波BTW的2.5个或更多周期上互相连续的5个或更多测量时刻上的电源电流Idc计算不在预定检测时刻测量的相电流。

另一方面，如图6的较低部分所示的各个相电流Iu，Iv，Iw，当各个相电流Iu，Iv，Iw在参考斩波BTW的一个或多个连续周期内改变时，尽管可以使用上述计算，但下面的方法可得到更精确的值。例如，在测量时刻T2的W-相电流Iw(T2)可通过等式Iw(T2)＝(Iw(T1)+Iw(T3))/2进行计算，其中W-相电流Iw(T1)在测量时刻T1测量，W-相电流Iw(T3)在测量时刻T3进行测量，在测量时刻T4的W-相电流Iw(T4)可通过等式Iw(T4)＝(Iw(T3)+Iw(T5))/2进行计算，其中W-相电流Iw(T3)在测量时刻T3测量，W-相电流Iw(T5)在测量时刻T5进行测量，并且在测量时刻T3的W-相电流Iw(T3)可通过等式Iw(T3)＝(Iw(T2)+Iw(T4))/2进行计算，其中W-相电流Iw(T2)在测量时刻T2测量，W-相电流Iw(T4)在测量时刻T4进行测量。

图7示出了图6所示的时序图的变形的时序图，在图7所示的时序图中，当电源电流Idc在测量时刻T3进行测量时，V-相输出OSv立刻变成高电平，在该高电平区间的中心进行该电流测量。在该论述中，在高电平区间中心上完成的电流测量的情况下，“立刻”表示比电流测量的必须时间间隔的两(2)倍多的时间间隔，其已采用图4事先进行说明，例如，多于大约三微秒。特别是，尽管在测量时刻T3上测量的电源电流Idc为在图6所示的时序图中的W-相电流Iw，如图7所示，当电源电流Idc在测量时刻T3进行测量时U-相电流Iu可在与测量时刻T3相同的时刻通过立刻逆变V-相输出OSv为高电平进行测量。

因此，如果电源电流Idc在三个测量时刻T1，T2，和T3进行测量，由于W-相电流Iw可在测量时刻T1进行测量，V-相电流Iv可在测量时刻T2进行测量，U-相电流Iu可在测量时刻T3进行测量通过将测量时刻T1，T2和T3看作同一时刻而确定的各个相电流Iu，Iv，和Iw可进行检测而不进行计算。当然，可以不在另一测量时刻测量的相电流可通过在测量时刻逆变至少一个相输出进行测量。

图8示出了图6所示的时序图的另一变形的时序图。在图8所示的时序图中，在测量时刻T2和T4之间的时间间隔INT1中通过高—有效设定逆变V-相输出OSv。特别是，尽管在图6所示的时序图中在测量时刻T3测量的电源电流Idc为W-相电流Iw，当电源电流Idc在测量时刻T3进行测量时，U-相电流Iu可在相同的测量时刻T3通过V-相输出OSv转变为高电平进行测量，如图8所示。

因此，如果电源电流Idc在三个测量时刻T1，T2，和T3进行测量，由于W-相电流Iw可在测量时刻T1进行测量，V-相电流Iv可在测量时刻T2进行测量，U-相电流Iu可在测量时刻T3进行测量，将测量时刻T1，T2和T3作为同一时刻看待所确定的各个相电流Iu，Iv，和Iw可同时被检测而不进行计算。

尽管图6中所示的电流检测示出了在两相调制情况下的检测，其中U-相输出Osu被固定在低电平，但是如图9中所示，既使在将用于设定U-相输出的比较参考信号SVu设定在参考斩波BTW的最高点的情况下，两相输出调制将U-相输出Osu固定在高电平，由于V-相电流可测量时刻T1，T3和T5进行测量，W-相电流Iv可在测量时刻T2，T4和T6进行测量，可执行与图6中类似的电流检测方法。此外，如果当电源电流Idc在图9中的测量时刻T3进行测量时W-相输出立刻转变为低电平，与图7中所示类似的电流检测方法可通过在测量时刻T3测量U-相电流Iu执行。另外，如果在图9中的测量时刻T2和T4之间的时间间隔INT1中的W-相输出OSw设定为低—有效设定，且如果当电源电流Idc在测量时刻T3进行测量时W-相输出OSw转变为低电平，与图8中所示类似的电流检测方法可通过在测量时刻T3测量U-相电流Iu执行。

尽管参考图5-9进行说明的检测电流方法基于由两相调制进行的PWM控制，上述的电流检测可施加到由三相调制进行的PWM控制上。在下文中，参考图10中所示的时序图进行说明实施例。

首先，采用具有预定频率的参考斩波BTW，确定用于设定W-相输出的比较参考信号SVw，用于设定V-相输出的比较参考信号SVv和用于设定U-相输出的比较参考信号SVu。

接着，U-相输出OSu，V-相输出OSv，以及W-相输出OSw由斩波比较法确定。在图10中INT11表示在从参考斩波BTW左侧的第一最低点和第二最低点之间的第一周期，INT12表示在从参考斩波BTW左侧的第二最低点和第三最低点之间的第二周期，INT13表示在从参考斩波BTW左侧的第三最低点和第四最低点之间的第三周期。如图中所示，在第一周期INT11中，U-相输出OSu设定为高有效设定，V-相输出OSv设定为高有效设定，W-相输出OSw设定为低有效设定。在第二周期INT12中，U-相输出OSu设定为高有效设定，V-相输出OSv设定为低有效设定，W-相输出OSw设定为高有效设定。在第三区间INT13中，U-相输出OSu设定为低有效设定，V-相输出OSv设定为高有效设定，W-相输出OSw设定为高有效设定。因此在各个相输出OSu，OSv和OSw确定后，电压根据各个相输出OSu，OSv和Osw被施加到无刷电机1的各个线圈相Uc，Vc，Wc上。然后，测量时刻T11-T13设定为参考斩波BTW的最高点，电源电流Idc在互相连续的两测量时刻T11和T12进行测量。在每一测量时刻T11和T12上的DC电流感应器6的测量信号通过A/D转换器7进行A/D转换，此后，将它们作为每一测量时刻T11和T12上的电源电流数据被存储在控制单元5的存储器(未示出)中。

由于在测量时刻T11，U-相输出OSu和V-相输出OSv为高电平，W-相输出OSw为低电平，在测量时刻T11测量的电源电流Idc为Idc＝Iw(W-相电流)，在该时刻的电流测量在W-相输出OSw的低电平区间的中心执行。此外，由于在测量时刻T12，U-相输出OSu和W-相输出OSw为高电平，V-相输出OSv为低电平，在测量时刻T12测量的电源电流Idc为Idc＝Iv(V-相电流)，在该时刻的电流测量在V-相输出OSv的低电平因间的中心进行。

接着，各个相电流Iu，Iv，Iw基于存储在存储器中的电源电流数据进行检测。在该实施例中，由于采用具有频率在约5kHz到约20kHz的范围内相对高频率的斩波作为一参考斩波以进行PWM控制，测量时刻T11和T12可作为相同的时刻，各个相电流Iu，Iv和Iw可在该时刻进行检测。

如上所述，由于在测量时刻T11测量的电源电流Idc为W-相电流Iw，在测量时刻T12测量的电源电流Idc为V-相电流Iv，因此不必通过计算确定W-相电流Iw和V-相电流Iv。此外，由于U-相电流Iw、V-相电流Iv，及W-相电流Iw的和为零，剩下的U-相电流Iu可通过从等式Iu+Iv+Iw＝0得到的等式Iu＝-Iv-Iw所推导出。

由于设定时间的次数“N”在图5中的步骤S7中确定为2，所以电源电流Idc接着在连续的两个测量时刻T13和T14(未示出)上进行测量，各个相电流Iu，Iv，以及Iw可通过以与上述的方式相同的方式将测量时刻T13和T14作为同一时刻进行检测。在由PWM控制的电机驱动控制方法中，由于还包括一种用于仅检测各个相电流Iu，Iv，和Iw中的两电流并且使用他们的控制方法，因此在这种方法中，在其它两相电流Iv和Iw已经确定的情况下不必计算剩下的一相电流Iu。

此外，由于在测量时刻T13测量的电源电流Idc为U-相电流Iu，所以如果电源电流在三个测量时刻T11，T12和T13进行测量，W-相电流Iw可在测量时刻T11进行测量，V-相电流Iv可在测量时刻T12进行测量，U-相电流Iu可在测量时刻T13进行测量，因此，当测量时刻T11，T12和T13作为同一时刻看待时，各个相电流Iu，Iv，和Iw也可同时进行检测而不需进行计算。

尽管通过逆变器2进行驱动三相无刷电机1的实施例已经在上面详细的描述，本发明还应用于用于驱动如包括磁阻电动机和感应电动机以及变压器的负载的逆变器的电流检测中。在这些结构中可以得到与上述相同的优点。

尽管本发明已经结合优选实施例进行了描述，但可以理解，在不脱离本发明的范围的情况下本领域的普通技术人员可以对上述的优选实施例作各种修改。从特定考虑或此处描述的本发明的实践得到的其它实施例对本领域的普通技术人员是显而易见的。详细说明以及所描述的实施例仅作为示意性的，本发明的真正的范围由后面的权利要求给出。

Claims

1.一种逆变器的电流检测单元，包括一个用于将从DC功率转换的假三相AC功率输出给负载的逆变器；用于测量在所述逆变器中的DC电流的装置，所述电流检测单元通过测量所述逆变器中的所述DC电流来检测从所述逆变器输出到所述负载的三相电流，所述电流检测单元包括：

一个测量时刻设定装置，用于将所述DC电流的测量时刻设定在具有预定频率的参考斩波的至少一个最高点和最低点；以及

一个相电流检测装置，用于检测在多个互相连续的测量时刻上测量的各个DC电流中的至少两个相电流，还包括一输出相设定装置，用于设定三相输出，其中一相被固定地设定为低电平或高电平，另一相被设定为高有效设定，剩下一相被设定为低有效设定。

2.如权利要求1所述的电流检测单元，其中所述相电流检测装置测量在互相连续的两个测量时刻上的DC电流，检测来自于所述两个测量时刻之一所测量的电流的一相电流，以及检测来自另一测量时刻测量的电流的另一相电流。

3.如权利要求1所述的电流检测单元，其中所述电流检测装置测量在互相连续的三个或更多测量时刻的DC电流，并基于在每一所述测量时刻上测量的电流计算不在预定的测量时刻检测的相电流。

4.如权利要求1所述的电流检测单元，其中所述相电流检测装置通过在所述预定测量时刻逆变至少一相输出来检测不在预定测量时刻测量的相电流。