JP2000184732A

JP2000184732A - インバータ装置

Info

Publication number: JP2000184732A
Application number: JP10356625A
Authority: JP
Inventors: Shuichi Sekiguchi; 周一関口; Mutsuo Tokashiki; 睦男渡嘉敷; Satoko Ishii; 聡子石井; Masayuki Hirota; 雅之広田
Original assignee: Hitachi Ltd; Hitachi Keiyo Engineering Co Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd; Hitachi KE Systems Ltd
Priority date: 1998-12-15
Filing date: 1998-12-15
Publication date: 2000-06-30
Anticipated expiration: 2018-12-15
Also published as: JP3774329B2

Abstract

(57)【要約】【課題】負荷となった電動機の電気的定数が高精度で
容易に得られ、オートチューニングによる的確な電動機
の制御が確実に得られるようにしたインバータ装置を提
供すること。【解決手段】インバータ主回路の各相出力端子Ｕ、
Ｖ、Ｗと、直流電源の両端子Ｐ、Ｎの各部の電圧を検出
する電圧検出回路８を設け、インバータ装置が動作中、
ＣＰＵ１０により、逐次、電圧検出回路８から各部の電
圧を取込み、電動機７の電気的定数を演算し、演算結果
をメモリ１２に順次更新記憶してオートチューニングを
行うようにしたもの。【効果】オートチューニング精度が向上し、インバー
タ駆動による電動機の能力を最大限に引き出すことがで
きる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、電動機駆動用のイ
ンバータ装置に係り、特に、負荷となった電動機の電気
的定数を自動測定して制御する方式のインバータ装置に
関する。

【０００２】

【従来の技術】周知のように、インバータ装置によれ
ば、可変電圧且つ可変周波数の交流電力が簡単に供給で
きるので、誘導電動機などの交流電動機の駆動に広く用
いられ、可変速運転による効率的な運用に大きく貢献し
ているが、この場合、負荷となる交流電動機の特性に応
じてインバータを制御することにより、電動機の性能が
最大限にまで活かされ、より一層効率的な運用が得られ
ることになる。

【０００３】そこで、負荷となった電動機の特性に応じ
て制御定数を設定し、これに基づいてインバータを制御
するようにしたオートチューニングインバータ装置が近
年注目を集めている。

【０００４】ところで、このオートチューニングインバ
ータ装置における制御定数の設定には、負荷となった電
動機の特性、いわゆる電動機定数を予め知っておく必要
があるが、このとき、特に誘導電動機の１次抵抗ｒ１の
測定方法としては、次のような方法が一般的である。

【０００５】すなわち、インバータ主回路の出力点に
は、半導体スイッチング素子のスイッチング動作によ
り、図８に示すように、パルス状の電圧が現れる。そこ
で、まず、インバータ主回路の直流入力Ｐ―Ｎ間の直流
電圧Ｖdc と、半導体スイッチング素子のオン時間Ｔon
から、数１式により平均電圧Ｖave を演算する。ここ
で、Ｔc はパルス幅変調用搬送波(詳しくは後述する)の
周期である。

【０００６】

【数１】

【０００７】次に、この平均電圧Ｖave と、負荷である
電動機に流れる電流Ｉから、数２式に示すようにして１
次抵抗ｒ１を演算するのである。

【０００８】

【数２】

【０００９】ここで、α(θ)は位相角θによる係数で、
例えば次のようになる。 θ＝０→α(θ)＝２ θ＝π／２→α(θ)＝１.５

【００１０】そして、従来技術では、このようにして求
めた１次抵抗などの電動機の電気的定数を予めテーブル
などに設定しておき、インバータの制御に使用してい
た。なお、この種の技術について開示している文献とし
ては、特開平６−９８５９５号公報を挙げることができ
る。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】上記従来技術は、負荷
となった電動機の電気的定数と、インバータ主回路を構
成する各種半導体素子に存在する順電圧(オン電圧)の精
度について充分な配慮がされているとはいえず、オート
チューニングの精度に問題があった。

【００１２】通常、インバータ装置は、複数個のＩＧＢ
ＴやＧＴＯなどの半導体スイッチング素子をオン(導
通)、オフ(遮断)させることにより、負荷である電動機
などに交流電流を供給するようになっている。なお、こ
こで、ＩＧＢＴとは絶縁ゲート型バイポーラトランジス
タ(InsulatedGate Bipolar Transistor)のことで、ＧＴ
Ｏとはゲートターンオフサイリスタ(Gate Turn Off Thy
ristor)のことである。

【００１３】しかしながら、半導体スイッチング素子
は、一般にオンしたときでも完全な導通状態にはなら
ず、微小な抵抗分(オン抵抗という)が残り、このため、
このオン抵抗と通電電流の積で決まるオン電圧(順電圧)
と呼ばれる電圧降下成分の発生が不可避である。従っ
て、循環電流が流れるモードのときは勿論、負荷である
電動機でも、常にこのオン電圧を打ち消すための電圧降
下が生じていることになる。

【００１４】しかも、このオン抵抗は電流と温度に依存
性を持ち、通電電流の大きさや温度によって変化すると
いう性質があり、さらに、この性質は、ＩＧＢＴやＧＴ
Ｏなどのスイッチング素子に逆並列接続されるフリーホ
ィールダイオードも、同じく持っている。

【００１５】その上、負荷となる電動機の電気的定数
も、温度依存性を持ち、且つ個体間での特性のバラツキ
も無視できない。従って、電動機の電気的定数を予め保
持しておくためには、上記した各種の依存性に応じて多
くのデータ数を必要とし、高精度の保持には細かな数多
くのデータが必要になる。

【００１６】しかるに従来技術では、負荷となった電動
機の電気的定数については、予めテーブルなどに格納し
てある不連続なデータから演算しているので、データ間
での補間精度によりチューニング精度が決まってしま
い、充分な精度の保持の点に問題が生じてしまうのであ
る。

【００１７】本発明の目的は、負荷となった電動機の電
気的定数が高精度で容易に得られ、オートチューニング
による的確な電動機の制御が確実に得られるようにした
インバータ装置を提供することにある。

【００１８】

【課題を解決するための手段】上記目的は、２個の半導
体スイッチング素子の直列接続回路からなるアームを、
インバータ主回路部に少なくとも２アーム備えた電動機
駆動用のインバータ装置において、前記半導体スイッチ
ング素子の順電圧を測定する手段を設け、前記インバー
タ主回路部が動作中、逐次、前記手段による順電圧の測
定を実行させるようにして達成される。

【００１９】また、上記目的は、出力に接続された電動
機の電気的定数を自動測定する機能を備えたインバータ
装置において、前記電動機が運転中、インバータ主回路
部のアームを構成する半導体スイッチング素子とフリー
ホィールダイオードの少なくとも一方の順電圧を逐次測
定し、測定した順電圧を用いて前記電動機の電気的定数
を演算し、演算結果を記憶保持することによっても達成
される。

【００２０】

【発明の実施の形態】以下、本発明によるインバータ装
置について、図示の実施形態により詳細に説明する。図
１は、本発明によるインバータ装置の一実施形態で、図
において、１は交流電源、２は整流回路、３は平滑用の
コンデンサ、４ｕ〜４ｚはインバータを構成する半導体
スイッチング素子、５ｕ〜５ｚはフリーホィールダイオ
ード、６ｕ〜６ｗは電流検出器、７は負荷となる電動機
(ここでは３相誘導電動機)、８は電圧検出手段、９はＡ
／Ｄ変換器、１０は制御用のＣＰＵ、１１はゲートドラ
イブ回路、それに１２はメモリである。

【００２１】まず、インバータ主回路部について説明す
る。ここで、このインバータ主回路部とは、通例、半導
体スイッチング素子４ｕ〜４ｚ、それにフリーホィール
ダイオード５ｕ〜５ｚからなる部分を指すが、整流回路
２とコンデンサ３も含めて呼ぶこともある。

【００２２】交流電源１から供給された３相交流電力
は、整流回路２により直流電力に変換される。なお、こ
こでは、整流回路２として、ダイオード整流回路が示し
てあるが、スイッチング素子からなるコンバータ回路を
用いてもよい。整流回路２から出力される直流電圧は、
コンデンサ３により平滑化され、インバータ主回路部に
供給される。

【００２３】インバータ主回路部は、図示のように、直
列接続した２個のＩＧＢＴからなる部分(これをアーム
と呼ぶ)を３相分備えている。そして、各アームの中
で、上アーム側のＩＧＢＴ４ｕ、４ｖ、４ｗのコレクタ
端子は夫々直流電圧の正側Ｐに接続され、下アーム側の
ＩＧＢＴ４ｘ、４ｙ、４ｚのエミッタ端子は直流電圧の
負側Ｎに接続されている。

【００２４】さらに、上アーム側のＩＧＢＴ４ｕ〜４ｗ
と下アーム側のＩＧＢＴ４ｘ〜４ｚには、各々フリーホ
ィールダイオード５ｕ〜５ｚが逆並列接続され、これに
より三相インバータ主回路部を形成している。そして、
各相のアームの中点Ｕ、Ｖ、Ｗを交流出力端子とし、こ
れらに電動機７が接続され、インバータ装置の負荷とな
っている。

【００２５】次に、インバータ制御回路について説明す
る。ここで、このインバータ制御回路とは、電流検出器
６ｕ〜６ｗと電圧検出回路８、Ａ／Ｄ変換器９、ＣＰＵ
１０、ゲートドライブ回路１１、それにメモリ１２から
なる部分のことを指す。

【００２６】電圧検出回路８は、平滑回路３で平滑化し
たインバータの直流電源電圧と、３相インバータ主回路
部の各相出力端子の電圧レベルを検出し、電流検出器６
ｕ、６ｖ、６ｗは、夫々３相インバータ主回路部の各相
出力線の電流を検出する。そして、これら電圧検出回路
８で検出した信号と、電流検出器６ｕ、６ｖ、６ｗで検
出した信号は、夫々Ａ／Ｄ変換器９に入力され、アナロ
グ信号からディジタル信号に変換されてＣＰＵ１０に供
給される。

【００２７】このとき、電圧検出回路８では、ある基準
電位から、直流電源電圧の正側Ｐと負側Ｎ、それに３相
の各出力端子の電圧を測定する。従って、例えば直流電
源電圧の負側Ｎを基準電位とすると、直流電圧の負側Ｎ
は常に０Ｖとなるため、他の４種の電位を測定すればよ
いことになる。

【００２８】なお、実際のインバータ装置では、直流電
圧Ｖdc が、例えば２００Ｖ以上野かなり高い電圧にな
るため、これらの値を直接電圧検出回路８に取り込むの
は非現実的であり、このため、各電圧を抵抗などで分圧
して基準電位と比較する方法が、主として用いられる。

【００２９】ＣＰＵ１０は、インバータが運転中、Ａ／
Ｄ変換器９から供給される信号を用い、電動機７の電気
的定数を演算(演算処理については後述)し、演算結果を
メモリ１２に書替記憶する処理と、このメモリ１２から
読出した電気的定数を用い、電動機７の性能を最大限に
引き出すことができるようなゲートパルスを作成し、ゲ
ートドライブ回路１１によりインバータ主回路部のスイ
ッチング素子を駆動する処理とを並行して、夫々所定の
頻度で逐次、実行するようにプログラム構成してある。

【００３０】次に、この実施形態の各部の動作について
説明する。まず、図２により、この実施形態で半導体ス
イッチング素子の制御に用いられているパルス幅変調
(ＰＷＭ)方式について説明する。なお、実用上は、多パ
ルス(マルチパルス)幅変調方式とするのが通例なので、
この実施形態でも、多パルス幅変調方式の場合について
説明する。

【００３１】この多パルス幅変調方式とは、出力交流基
本波の半サイクルの間に２個以上のパルスを発生させ、
それらのパルス幅の調整により出力の基本成分の制御が
得られると共に、高調波成分の低減が図れるという特長
を持つ方式のことで、インバータ主回路部の制御方式と
して広く用いられている一般的なものである。

【００３２】この図２において、まず、同図(1)〜(3)は
３相交流出力電圧のＵ、Ｖ、Ｗの各相における基本波の
波形を示したもので、図示のように、各基本波は夫々正
弦波形をなしていて、相間で２／３πづつ位相がずれて
いる。

【００３３】次に、これら正弦波からなる基本波成分
と、一般に三角波信号が用いられている搬送波成分と
を、図２(4)に示すように比較し、例えば図２(5)に示す
ように、基本波成分が三角波信号よりも大きくなってい
る期間だけ正電圧になるパルスを生成する。

【００３４】そして、この図２(5)に示すパルスを用い
て、Ｕ、Ｖ、Ｗの各相上下アームの半導体スイッチング
素子をオン／オフさせることにより、３相交流出力が滑
らかな正弦波に近づけられるようにしているのである。

【００３５】なお、ここでは、パルスの生成方法とし
て、基本波成分と三角波の搬送波成分とを比較する方法
について説明したが、本発明がこのパルス生成方法に依
存しないことは明らかであり、従って、他のパルス生成
方法によっても実施することができる。

【００３６】次に、上記したＣＰＵ１１による電動機の
電気的定数の演算処理について説明する。なお、インバ
ータ主回路部では、出力交流の基本波の位相に応じて、
主な電流の経路が種々に変化する。そこで、以下、この
経路の変化毎に説明する。

【００３７】まず、図３は、インバータ主回路部と、こ
れに接続された電動機７からなる部分だけを示した図
で、ここで、１３は直流電圧源で、例えば整流回路２か
ら出力され、コンデンサ３で平滑化された直流電圧Ｖdc
を発生する回路を等価的に表わしたものである。

【００３８】この図３において、上アームのＩＧＢＴ４
ｕ〜４ｗと、下アームのＩＧＢＴ４ｘ〜４ｚには、各々
フリーホィールダイオード５ｕ〜５ｚが逆並列接続さ
れ、これにより３相のインバータ主回路部を形成し、そ
の出力は、負荷となる電動機７に供給される。ここで、
この電動機７の電気的定数については、その１次抵抗成
分ｒ１だけが示してある。

【００３９】いま、この図３のインバータ主回路部の各
ＩＧＢＴを、図２(5)に示すゲートパルスで駆動したと
すると、図４と図５に示すように、基本波の位相θに応
じて電流経路が変化する。ここで、図４は、位相θ＝０
のときの電流経路と相間電圧を示した図で、図５は、位
相θ＝π／２のときの電流経路と相間電圧を示した図で
ある。

【００４０】図２において、位相θ＝０のときは、Ｕ相
の電流Ｉｕは０、Ｖ相の電流ＩｖはＷ相の電流Ｉｗと同
じの或る値になるが、流れる方向は反対になる。このた
め、位相θ＝０においては、Ｗ相上アームのＩＧＢＴ４
ｗとＶ相下アームのＩＧＢＴ４ｙだけがオンするので、
電流の経路は図４(1)に示すようになり、電流Ｉｗと電
流Ｉｖ(＝−Ｉｗ)が流れる。なお、図４では、電流の流
れない部分の回路は省略してある。

【００４１】この図４(1)で、抵抗Ｒ４ｗはＩＧＢＴ４
ｗのオン抵抗を、そして抵抗Ｒ４ｙはＩＧＢＴ４ｙのオ
ン抵抗を、夫々表わしており、従って、オン状態のＷ相
上アームのＩＧＢＴと、Ｖ相下アームのＩＧＢＴには、
各々オン電圧ΔＶｗ１(＝Ｒ４ｗ×Ｉｗ)、ΔＶｙ１(＝
Ｒ４ｙ×Ｉｖ)が発生する。

【００４２】従って、電動機に印加される電圧成分Ｖｗ
ｖ(Ｖ相出力端子に対するＷ相出力端子の電位)は、直流
電源電圧Ｖdc より、オンしている２個のＩＧＢＴのオ
ン電圧分ΔＶa (＝ΔＶｗ１＋ΔＶｙ１)だけ低下してし
まうことになる。

【００４３】次に、ＩＧＢＴ４ｗがオフされると環流電
流が生じるが、このときの電流経路は、図４(2)に示す
ように、Ｗ相下アームのフリーホィールダイオード５ｚ
がオンして、これが電流経路になる。ここで、抵抗Ｒ４
ｚはフリーホィールダイオード５ｚのオン抵抗であり、
従って、ここにもオン電圧ΔＶｚ２(＝Ｒ４ｚ×Ｉｗ)が
現れる。

【００４４】つまり、電圧成分Ｖｗｖは、電源電圧Ｖdc
とは切り離されているが、Ｖ相下アームのＩＧＢＴ４
ｙのオン電圧ΔＶｙ１と、Ｗ相下アームのフリーホィー
ルダイオード５ｚのオン電圧ΔＶｚ２の和のオン電圧分
ΔＶb (＝ΔＶｙ１＋ΔＶｚ２)だけ低い電圧となる。

【００４５】従って、電圧成分Ｖｗｖの時間による変化
は、図４(3)に示すようになる。ここで、Ｔｃは、搬送
波(図２(4)の三角波)の周期であり、ΔＶon１は、図４
(1)のとき、抵抗Ｒ４ｗと抵抗Ｒ４ｙに電流Ｉｗが流れ
たことによる電圧降下分で、ΔＶon２は、図４(2)のと
き、抵抗Ｒ４ｗと抵抗Ｒ５ｚに電流Ｉｗが流れたことに
よる電圧降下分である。

【００４６】ところで、従来技術では、上記したよう
に、期間Ｔｃ／２における電動機７の一次抵抗ｒ１は、
数１式で示したように、平均電圧Ｖave を電動機電流Ｉ
で割ることにより求めている。

【００４７】しかし、本発明では、従来技術とは異な
り、平均電圧Ｖave として、半導体スイッチング素子の
オン電圧成分を補正した値を用い、次の数３式により電
動機７の一次抵抗ｒ１を計算するのである。

【００４８】

【数３】

【００４９】従って、本発明では、この実施形態から明
らかなように、数３式の分子の値を平均電圧Ｖave とし
ていることになる。なお、このとき半導体スイッチング
素子のオン期間Ｔon が、期間Ｔｃ／２に対して十分に
大きく、且つ直流電源電圧Ｖdc が極めて大きい場合に
は、電圧分ΔＶa と電圧分ΔＶb からなるる補正項は無
視できるようになるが、実用的なレベル範囲では、これ
らの補正項は無視できない。

【００５０】何故なら、現状のパワーデバイスのオン電
圧は、例えばＩＧＢＴについてみた場合、コレクタ・エ
ミッタ間飽和電圧Ｖce(sat)で示されているが、これは
数Ｖオーダーにもなるからである。他方、このことは、
本発明では補正が行われる結果、少なくとも１０％は精
度改善が可能なことを意味する。

【００５１】次に、位相θがπ／２の場合について、図
５を用いて説明する。図２において、位相θ＝π／２の
場合、Ｕ相電流が最大になり、Ｖ相電流とＷ相電流は同
じ大きさで、ともにＵ相電流と逆向きとなる。この状態
におけるインバータのスイッチングモードは、Ｕ相上ア
ームのＩＧＢＴ４ｕと、Ｖ相下アームのＩＧＢＴ４ｙ、
それにＷ相下アームのＩＧＢＴ４ｚがオンとなるので、
図５(1)のような電流経路となる。

【００５２】また、この状態でＵ相上アームのＩＧＢＴ
４ｕがオフすると、Ｕ相下アームのフリーホィールダイ
オード５ｘがオンするので、図５(2)に示す環流モード
となる。従って、このときのＶ相出力端子とＵ相出力端
子の間の電圧Ｖｕｖは図５（３）のようになり、平均電
圧は、次の数４式の分子のようになる。

【００５３】

【数４】

【００５４】ここで、ΔＶｃはＩＧＢＴ４ｕのオン電
圧とＩＧＢＴ４ｙのオン電圧の和の電圧分で、ΔＶd は
フリーホィールダイオード５ｘのオン電圧とＩＧＢＴ４
ｙのオン電圧の和の電圧分である。従って、ＣＰＵ１１
は、以上のようにして電動機７の電気的定数のうちの１
次抵抗ｒ１を逐次演算し、演算結果をメモリ１２に更新
記憶してゆくことになる。

【００５５】ここで、これら数３式と数４式から明らか
なように、位相によりインバータ主回路部の電流経路が
変わり、演算に考慮しなければならない半導体素子(ス
イッチング素子とフリーホィールダイオード)が違って
しまう。一方、個々の半導体素子について、オン電圧が
全て揃っていて、同じ変化をするなどは、事実上望むべ
くもないことから、予めオン電圧を想定し、設定してお
いたのでは、とても精度は保てない。

【００５６】しかるに、この本発明の実施形態によれ
ば、インバータ装置が運転中は、ＣＰＵ１１が逐次オン
電圧を測定し、順次新たな数値がメモリ１２に記憶され
てゆくので、各半導体素子の運転中での実際のオン電圧
に基づいて、電動機７の運転中での実際の１次抵抗が演
算されることになるので、容易に高精度のオートチュー
ニングを保つことができる。

【００５７】ところで、以上の実施形態のままでは、イ
ンバータ装置が運転を開始した時点では、まだ電動機７
の１次抵抗が演算されていないことになり、始動時での
インバータ装置の適切な制御に支障が生じてしまう。そ
こで、このため、本発明の実施形態としては、インバー
タ装置が運転を停止したときは、そのときメモリ１２に
記憶されていたデータが、次にインバータ装置が運転を
開始するまで保持されるように構成する必要がある。

【００５８】または、別途、インバータ装置の制御に必
要な標準的なデータをテーブルとして保持させてき、始
動後、所定の電気的定数が演算され、メモリ１２にデー
タが格納された時点で、メモリ１２のデータによる制御
に切換えられるように構成してもよい。

【００５９】ところで、この実施形態による１次抵抗ｒ
１の演算式は、上記したように、位相に応じて演算内容
が変化する。従って、上記数３式と数４式については、
位相について一般化した次の数５式で表わすことができ
る。

【００６０】

【数５】

【００６１】ここで、この数５式の分母のβ(θ)は、位
相θがπ／３と２π／３のときβ＝１となり、位相θが
π／２のときβ＝３／４となるような関数を表わし、Δ
Ｖrは代表値として選んだＩＧＢＴのオン電圧の２倍の
値であり、ΔＶs は代表値として選んだＩＧＢＴとフリ
ーホィールダイオードのオン電圧の和を表わす。

【００６２】次に、この実施形態における個々の半導体
素子のオン電圧を測定する方法について、図６により説
明する。なお、ここでは、フリーホィールダイオードを
ＦＷＤと記す。この図６において、まず、同図(1)は、
半導体素子のオン電圧測定時におけるスイッチングモー
ドの説明図である。

【００６３】この図６(1)には、上アームのＩＧＢＴ
(Ａ)と下アームのＩＧＢＴ(Ｂ)、それにＩＧＢＴ(Ａ)と
逆並列接続されたＦＷＤ(Ａ)と、ＩＧＢＴ(Ｂ)に逆並列
接続されたＦＷＤ(Ｂ)からなる１相分のアームが示され
ており、さらにＩＧＢＴ(Ａ)のコレクタ端子は正側電源
Ｐに接続され、ＩＧＢＴ(Ｂ)のエミッタ端子は負側電源
Ｎに接続されており、出力端子となる両方のＩＧＢＴの
接続点がＵとして示されている。

【００６４】そこで、この図６(1)の回路において、Ｐ
−Ｎ間に直流電源を接続し、Ｕ点には負荷を接続した上
で、ＩＧＢＴ(Ａ)とＩＧＢＴ(Ｂ)の各ゲートに、図６
(2)に示すパルスを入力したとすると、各スイッチング
モードにおける電流経路は、太い実線で示すモード
と、太い波線で示すモード、細い実線で示すモード
、細い波線で示すモードの順に変化する。

【００６５】ここで、まずモードでは、ＩＧＢＴ(Ａ)
がオンし、ＩＧＢＴ(Ｂ)はオフなので、この場合には、
太い実線で示すように、電源からＩＧＢＴ(Ａ)を経由し
てＵ点から負荷に電流が流れる。従って、このときは、
Ｐ点の電位からＵ点の電位を差し引いた電圧がＩＧＢＴ
(Ａ)のオン電圧となる。

【００６６】次に、モードでは、ＩＧＢＴ(Ａ)とＩＧ
ＢＴ(Ｂ)の双方がオフなので、太い波線で示すように、
ＦＷＤ(Ｂ)に循環電流か流れるため、Ｕ点の電位からＰ
点の電位を差し引いた電圧がＦＷＤ(Ｂ)のオン電圧とな
る。

【００６７】また、モードでは、ＩＧＢＴ(Ａ)はオフ
で、ＩＧＢＴ(Ｂ)がオンするので、この場合には、細い
実線で示すように、負荷からＵ点を通り、ＩＧＢＴ(Ｂ)
を経由して電源に電流が流れる。従って、このときは、
Ｕ点の電位からＮ点の電位を差し引いた電圧がＩＧＢＴ
(Ｂ)のオン電圧となる。

【００６８】そして、モードでは、ＩＧＢＴ(Ａ)とＩ
ＧＢＴ(Ｂ)の双方がオフなので、細い波線で示すよう
に、ＦＷＤ(Ａ)に循環電流か流れるため、Ｐ点の電位か
らＵ点の電位を差し引いた電圧がＦＷＤ(Ａ)のオン電圧
となる。従って、これらを纏めると、被測定素子と測定
端子の関係は図６(3)に示すようになる。ここで、Ｖn
はＰ点の電位で、Ｖp はＰ点の電位、そしてＶu はＵ点
の電位である。

【００６９】このように、各スイッチングモード毎に直
流電源の正側Ｐ点の電位Ｖp 及び負側Ｎ点の電位Ｖn 、
それに出力端子Ｕ点の電位Ｖu を測定することにより、
各半導体素子のオン電圧を個別に測定することができ
る。

【００７０】そこで、ＣＰＵ１１は、自らが制御してい
るインバータ主回路部のスイッチングモードに応じて、
電圧検出回路８によりインバータ主回路部の各点から検
出した電圧をＡ／Ｄ変換器９を介して取込み、図６(3)
に従って演算し、各半導体素子のオン電圧を個別に測定
し、この測定結果に基づいて電動機７の１次抵抗ｒ１を
演算し、それをメモリ１２に順次更新記憶してゆく処理
を実行する。

【００７１】従って、この実施形態によれば、ほとんど
実時間による各半導体素子のオン電圧に基づいて電動機
７の１次抵抗ｒ１が演算されるので、インバータ装置運
転中での各部の温度変化の影響を受ける虞れがなく、極
めて高精度のチューニングが可能になり、オートチュー
ニングによる常に的確な交流電動機の制御を容易に得る
ことができる。

【００７２】ところで、このようなインバータ装置にお
いては、インバータ主回路部の同一相の上アームと下ア
ームが同時にオンすると、電源短絡状態になってしまう
ので、上下アームのスイッチング時間にデッドタイムを
設定して制御するのが一般的である。しかして、このデ
ッドタイムを設けた場合には、オートチューニングに誤
差が生じてしまう。

【００７３】そこで、このオートチューニングにおける
デッドタイムを補正するようにした本発明の実施形態に
おける演算内容について、図７により説明する。この図
７において、Ｔs はデッドタイムを設けたことによる遅
れ時間であり、従って、図４(3)と図５(3)と異なってい
る点は、この遅れ時間Ｔs が存在する点だけである。

【００７４】この遅れ時間Ｔs は、デッドタイムをΔＴ
d、ゲートドライブ回路１１と半導体スイッチング素子
のオン時の動作遅れ時間の和をΔＴon、ゲートドライブ
回路１１と半導体スイッチング素子のオフ時の動作遅れ
時間の和をΔＴoff とした場合、これらを組み合わせた
もので、次の数６式で表せる。

【００７５】

【数６】

【００７６】そこで、この実施形態では、この遅れ時間
Ｔs を考慮し、上記数５式による演算に代えて、ＣＰＵ
１１は、次の数７式により電動機７の１次抵抗ｒ１を演
算するのである。

【００７７】

【数７】

【００７８】従って、この実施形態によれば、デッドタ
イムによる精度の低下が抑えられ、この結果、さらにオ
ートチューニングの精度が向上する。なお、上記本発明
の実施形態では、インバータ主回路部のスイッチング素
子としてＩＧＢＴを用いた場合について説明したが、バ
イポーラパワートランジスタやＧＴＯ、ＭＯＳＦＥＴな
どの各種のパワースイッチング素子を使用して実施する
ことも勿論可能である。

【００７９】また、上記実施形態では、インバータ装置
の基本的構成が２レベルインバータになっている場合に
ついて説明したが、３レベル以上のマルチレベルインバ
ータにも適用可能なこともいうまでもない。

【００８０】さらに、上記実施形態では、半導体素子の
オン電圧の測定結果を電動機の１次抵抗の演算に適用し
た場合についてだけ説明したが、他の電気的定数の演算
にも適用可能であり、いずれの場合でもオートチューニ
ングの精度を向上させることができる。

【００８１】

【発明の効果】本発明によれば、インバータ装置が運転
中は、ほぼ実時間で各半導体素子の実際のオン電圧に基
づいて、電動機７の実際の１次抵抗が演算されることに
なるので、容易に高精度のオートチューニングを保つこ
とができ、常に的確な状態で電動機を運転することがで
きる。

【００８２】また、この結果、本発明によれば、インバ
ータ装置のオートチューニング精度が大幅に向上するの
で、電動機の性能を最大限に引き出すことができ、常に
効率的な運転状態をたもつことができる。さらに、この
結果、本発明によれば、インバータ主回路部の半導体素
子のオン電圧に存在する特性のバラツキの影響を受ける
ことがなくなり、常に安定した精度を保つことができ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明によるオートチューニング型インバータ
装置の一実施形態を示す回路図である。

【図２】本発明の一実施形態における多パルス幅変調に
よる制御動作を説明するための波形図である。

【図３】本発明の一実施形態の動作を説明するための等
価回路図である。

【図４】本発明の一実施形態の等価回路における電流経
路と相間電圧の一例を示す説明図である。

【図５】本発明の一実施形態の等価回路における電流経
路と相間電圧の一例を示す説明図である。

【図６】本発明の一実施形態におけるスイッチングモー
ドの説明図である。

【図７】デッドタイムを考慮した本発明の一実施形態に
よる平均電圧の説明図である。

【図８】従来技術による平均電圧の説明図である。

【符号の説明】

１３相交流電源２整流回路(インバータ装置の順変換部) ３平滑用コンデンサ４ｕ〜４ｚＩＧＢＴ(インバータ主回路部の半導体ス
イッチング素子) ５ｕ〜５ｚフリーホィールダイオード６ｕ〜６ｗ電流検出器７交流電動機(誘導電動機) ８電圧検出回路９Ａ／Ｄ変換器１０ＣＰＵ(中央演算装置) １１ゲートドライブ回路１２メモリ１３直流電圧源Ｒ４ｕ〜Ｒ４ｚＩＧＢＴ４ｕ〜４ｚのオン抵抗Ｒ５ｕ〜Ｒ５ｚフリーホィールダイオード５ｕ〜５ｚ
のオン抵抗

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者渡嘉敷睦男千葉県習志野市東習志野７丁目１番１号株式会社日立製作所産業機器事業部内 (72)発明者石井聡子千葉県習志野市東習志野７丁目１番１号株式会社日立製作所産業機器事業部内 (72)発明者広田雅之千葉県習志野市東習志野７丁目１番１号日立京葉エンジニアリング株式会社内Ｆターム(参考） 5H007 BB06 CA01 CA05 CB02 CB04 CB05 CC23 DA03 DA05 DA06 DB12 DC02 DC05 EA02 5H570 BB10 BB20 CC05 DD03 HA07 HA08 HA09 HA12 HB07 JJ03 JJ16 JJ17 LL02 LL03 LL40 5H576 BB07 BB10 CC05 DD02 DD04 EE11 HA02 HA03 HA04 HA07 HB02 JJ03 JJ16 JJ17 LL22 LL24 LL40 LL60

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】２個の半導体スイッチング素子の直列接
続回路からなるアームを、インバータ主回路部に少なく
とも２アーム備えた電動機駆動用のインバータ装置にお
いて、前記半導体スイッチング素子の順電圧を測定する手段を
設け、前記インバータ主回路部が動作中、逐次、前記手段によ
る順電圧の測定を実行させるように構成したことを特徴
とするインバータ装置。
【請求項２】請求項１に記載の発明において、前記半導体スイッチング素子が、それに逆並列接続され
たフリーホィールダイオードを有し、前記半導体スイッチング素子の順電圧を測定する手段
が、前記フリーホィールダイオードの順電圧を測定する
手段を備えていることを特徴とするインバータ装置。
【請求項３】出力に接続された電動機の電気的定数を
自動測定する機能を備えたインバータ装置において、前記電動機が運転中、インバータ主回路部のアームを構
成する半導体スイッチング素子とフリーホィールダイオ
ードの少なくとも一方の順電圧を逐次測定し、測定した
順電圧を用いて前記電動機の電気的定数を演算し、演算
結果を記憶保持するように構成したことを特徴とするイ
ンバータ装置。
【請求項４】請求項３に記載の発明において、前記電気的定数の自動測定に、前記半導体スイッチング
素子の制御に設定されているデッドタイムが考慮される
ように構成したことを特徴とするインバータ装置。