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Verfahren und Einrichtung zum Empfang von Fernsteuerungsbefehlen, insbesondere in Rundsteuerungsanlagen mit dem Starkstromnetz überlagerten Steuerimpulsen In sogenannten Rundsteuerungsanlagen werden die meist tonfrequenten Steuerimpulse auf der Sendeseite dem vorhandenen Starkstrom überlagert. Die Übertragung der Steuerimpulse vom Sender zu den Empfängern erfolgt gemeinsam mit dem Starkstrom auf dem sowieso vorhandenen Starkstromnetz. Dies bedingt, dass in den einzelnen Empfangsapparaten die Steuerimpulse zunächst wieder vom 50periodigen Starkstrom getrennt werden müssen.
Zur Durchführung dieser Aufgabe sind bereits eine Reihe von Verfahren und Einrichtungen bekannt, zum Beispiel elektrische frequenzabhängige Filter oder elektromechanische frequenzabhängige Filter.
Die elektrischen Filter haben den Vorteil, dass sie ohne mechanisch bewegte Teile auskommen, sie werden anderseits besonders bei verhältnismässig tiefen Steuerfrequenzen voluminös und teuer. Die zur Erzielung einer guten Selektivitätskurve notwendigen hohen Gütezahlen der elektrischen Schwingkreise lassen sich zudem in der Praxis oft nur mit grossem Aufwand realisieren.
Demgegenüber lassen sich elektromechanische Filter, zum Beispiel solche mit schwingenden Metallzungen, sehr klein herstellen. Der sogenannte Gütefaktor der mechanisch schwingenden Teile kann zudem ohne Schwierigkeit genügend hoch getrieben werden, man erhält also ohne weiteres genügend scharfe Selektivitätskurven. Hingegen bereitet die Auswertung der Steuerimpulse, die ein mechanisches Filter durchlaufen haben, einige Schwierigkeiten.
Beim meistbekannten Antrieb von Klinkenrädchen durch die schwingende Zunge sind Lärm und mechanische Abnützungserscheinungen unvermeidlich. Eine Zurückverwandlung der mechanischen Schwingung in eine elektrische Schwingung ist infolge des schlechten Wirkungsgrades mit bedeutenden Leistungsver- lusten verbunden, so dass schlussendlich zur Betätigung des Relais nicht mehr genügend Leistung zur Verfügung steht.
Da am Ausgang des elektromagnetischen Filters ferner nicht genügend hohe Steuerspannungen realisierbar sind, ist auch die bekannte Verstärkung durch Speicherung der Steuerimpulse in einem Speicherkondensator und Entladung über eine Glimmröhre nicht ohne weiteres anwendbar.
Die bekannte Leistungsverstärkung der Steuerimpulse durch Speicherung hat zudem den Nachteil, dass die Zeit vom Beginn des Steuerimpulses bis zur Betätigung des Relais stark von der Amplitude des Steuerimpulses abhängt.
Die vorliegende Erfindung vermeidet diese Nachteile und besteht darin, dass die Steuerimpulse zunächst in einem elektromechanischen Filter vom Starkstrom und eventuellen Fremdströmen getrennt und dann mit einem Amplitudenbegrenzer auf einen möglichst konstanten Wert begrenzt, anschliessend verstärkt und gleichgerichtet als konstanter Ladestrom einem Speicherkondensator zugeführt werden, und dass die in diesen Speicherkondensator hineingeladene Hilfsenergie nach einer durch die Erreichung einer bestimmten Spannung genau vorbestimmten Zeit über ein Halbleiterelement mit fallender Strom-Spannungs- charakteristik an das zu betätigende Relais abgegeben wird.
Die Erfindung umfasst auch eine Einrichtung zur Durchführung des genannten Verfahrens und betrifft einen elektromechanischen Wandler zur Umwandlung der elektrischen Schwingung der Steuerimpulse in mechanische Schwingungen, ein mechanisches, fre- quenzabhängiges Filter zur Trennung der Schwingungen der Steuerimpulse von denjenigen des Starkstromes und eventueller Fremdströme, einen mechanisch-
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elektrischen Wandler zur Rückverwandlung der mechanischen - nach dem Passieren des Filters nunmehr rein herausgesiebten - Schwingungen der Steuerimpulse in elektrische Schwingungen; eine Einrichtung zur amplitudenmässigen Begrenzung der zuletztgenannten Schwingungen;
je eine Einrichtung zur Verstärkung, Gleichrichtung und Speicherung dieser Schwingungen sowie ein Halbleiterelement mit fallender Stromspannungscharakteristik zur spontanen Abgabe der gespeicherten Hilfsenergie an das zu betäti- gende Relais.
Die notwendige Verstärkung der schwachen Steuersignale erfolgt beispielsweise durch die Steuerung eines wesentlich grösseren, konstanten Hilfs- bzw. Ladestromes mittels eines steuerbaren Halbleiterventils.
Vorteilhafterweise wird die Entladung des Spei- cherkondensators über sogenannte PNPN- oder Uni- junction-Transistoren eingeleitet. Der PNPN-Tran- sistor kann auch durch eine Kombination eines PNP- und eines NPN-Transistors ersetzt werden.
Ferner ist es zweckmässig, den Einfluss der Netzspannungsschwankungen auf die Speisespannung des Verstärkers mit Hilfe eines spannungsabhängigen Widerstandes auszugleichen.
Im folgenden sollen anhand von Beispielen und der Figuren das erfindungsgemässe Verfahren sowie eine Einrichtung zur Durchführung dieses Verfahrens beschrieben werden.
Dabei zeigt: Fig. 1 ein elektrisches Prinzipschema einer Empfangseinrichtung, Fig. 2 den Momentanwert der gefilterten und in ihrer Amplitude limitierten Steuerspannung uBE unmittelbar vor dem Verstärker in Funktion des Momentanwertes der Steuerspannung u, an den Eingangsklemmen des Empfängers, Fig. 3 den Basisstrom 1B des als Verstärker verwendeten Transistors in Funktion der Basis-Emitter- spannung UBE bei konstanter Kollektor-Emitterspan- nung,
Fig.4 den Kollektorstrom IC in Funktion der Kollektor-Emitterspannung UCE mit konstanten Basisströmen 1B als Parameter, Fig. 5 die zwischen Kollektor und Emitter von aussen angelegte Kollektor-Emitterspannung UCE in Funktion der Zeit, Fig. 6 den Momentanwert des Kollektorstromes i,., des als Verstärker verwendeten Transistors in Funktion des Momentanwertes der Steuerspannung U,
an den Eingangsklemmen des Verstärkers bei konstanter Gleichspannung UCE zwischen Kollektor und Emitter des Transistors, Fig. 7 die am Verstärkereingang angelegte Basis- Emitterspannung BBE in Funktion der Zeit, Fig.8 den resultierenden Kollektorstrom i" in Funktion der Zeit, Fig. 9 die Ladespannung UCL des Speicherkon- densators in Funktion der Zeit, Fig. 10 die Strom-Spannungs-Charakteristik des Halbleiterelementes mit fallender Strom-Spannungs- Charakteristik,
Fig. 11 die zur Betätigung des Relais minimal notwendige Signalspannung U,t an den Empfängereingangsklemmen in Funktion der Impulsdauer des Steuersignals, Fig. 12 eine mögliche Variante des Entladestrom- kreises einer Empfangseinrichtung, Fig. 13 eine weitere Variante des Entladestrom- kreises einer Empfangseinrichtung.
In Fig. 1 bedeuten 1 und 2 die Klemmen, mit denen die ganze Empfangseinrichtung ans Starkstromnetz angeschlossen ist.
über den Kondensator 3 gelangen die eintreffenden tonfrequenten Steuerimpulse in die Erregerspule 4 des elektromechanischen Wandlers 5. Induktivität der Erregerspule 4 und Kapazität des Kondensators 3 sind für die Steuerfrequenz auf Serieresonanz abgestimmt, womit eine elektrische Vorselektion erreicht wird. Die mechanisch auf die Steuerfrequenz abgestimmte Schwingzunge 6 schwingt also bei eintreffenden Steuerimpulsen. über eine Kopplungsfeder 7 werden diese Schwingungen auf die Schwingzunge 8, die ebenfalls auf die Steuerfrequenz abgestimmt ist, übertragen. Schwingzunge 6 und 8 bilden zusammen mit der Kupplungsfeder 7 in bekannter Weise ein mechanisches Bandfilter für die Steuerfrequenz.
Vermittels des mechanisch elektrischen Wandlers 9 werden die ausgesiebten mechanischen Schwingungen wieder in elektrische Schwingungen zurückverwandelt. Dabei bildet die Spule 10 des mechanisch elektrischen Wandlers zusammen mit dem Kondensator 11 einen Parallelresonanzkreis, der ebenfalls auf die Steuerfrequenz abgestimmt ist, wodurch eine weitere Verbesserung der Selektion erzielt wird.
Damit das schlussendlich zu betätigende Relais 12, unabhängig von der Amplitude der Steuerspannung, erst nach einer vorbestimmten Verzögerungszeit - d. h. erst eine vorbestimmte Zeit nach Beginn des Steuerimpulses - aufzieht, werden die gefilterten Steuerimpulse nach der Selektion in ihrer Amplitude limitiert. Diese Limitierung kann beispielsweise mit Hilfe eines Seriewiderstandes 13 und zweier Gleichrichter 14, 15, die entgegengesetzt polarisiert und parallel zur gefilterten Steuerspannung UBE geschaltet sind, realisiert werden. Dabei kann selbstverständlich an Stelle des Seriewiderstandes 13 mindestens teilweise auch der innere Widerstand (Resonanzwiderstand) des Resonanzkreises 10, 1l treten.
Ferner könnte an Stelle der beiden Gleichrichter 14, 15 ein spannungsabhängiger Widerstand gesetzt werden (dessen Widerstandswert bei der zu limitierenden Spannung stark abnimmt).
In Fig. 2 ist mit der Kurve 81 der Momentanwert der gefilterten und in ihrer Amplitude limitierten Steuerspannung uBF in Funktion des Momentanwer- tes der Steuerspannung u, an den Eingangsklemmen 1, 2 des Empfängers dargestellt. Man erkennt sofort, dass die Spannung uBE nicht mehr grösser wird, wenn
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die Eingangsspannung u, einmal die durch die gestrichelten Linien uctm;n markierten Werte erreicht hat.
Da die Sendeanlage so dimensioniert wird, dass jeder Empfänger mindestens eine Steuerspannung erhält, die dem Wert u,tmsn entspricht, ist in allen Empfängern die Grösse der gefilterten und limitierten Steuerspannung u$1, praktisch unabhängig von der Steuerspannung an seinen Eingangsklemmen.
Die Steuerspannung uBE kann nun beispielsweise in einem Transistor 16 verstärkt werden. Zu diesem Zwecke wird sie zwischen die Basis 17 und den Emit- ter 18 des Transistors 16 gelegt. Es fliesst dann ein Basisstrom 11 in den Transistor 16, dessen Wert in Fig. 3 in Funktion der Spannung uBE dargestellt ist.
Da uBr bei am Empfänger eintreffenden Steuersignalen mindestens den Wert uBEn,in (respektive '- 1@13F. ,;n) erreicht und anderseits gemäss Fig. 2 diesen Wert selbst bei sehr starken Steuersignalen nur sehr wenig überschreitet, schwankt auch der Basisstrom Ir bei eintreffenden Steuersignalen unabhängig von deren Amplitude nur in engen Grenzen, nämlich von -Issm.n bis -Igmax' .
Wesentlich ist ferner der Umstand, dass kleine Basis-Emitterspannungen uFE - wie sie beispielsweise durch in den Starkstromnetzen vorhandene Störspannungen aller Art entstehen - gemäss Fig. 3 überhaupt keinen Basisstrom Ir zur Folge haben. Die sich hieraus ergebenden praktischen Vorteile sollen später erläutert werden.
Fig. 4 zeigt in Funktion der Kollektor-Emitter- spannung UI.E, welche Kollektorströme 1, durch die zugeführten Basisströme Ir = -113,.A" -Issn>;n und O entstehen. Dabei ist zu beachten, dass die Spannung U,.",, als Betriebsspannung für den Transistor 16 im Prinzip dem Starkstromnetz entnommen wird. Um die elektrischen Eigenschaften des Empfangsapparates möglichst von den in der Praxis unvermeidlichen Schwankungen der Netzspannung unabhängig zu machen, wird die Betriebsspannung für den Transistor 16 vorerst mit Hilfe eines Seriewiderstandes 20 und eines spannungsabhängigen Widerstandes 21 auf einen möglichst konstanten Wert UR stabilisiert.
Ein Gleichrichter 22 lässt zudem nur die positiven Halbwellen der Betriebsspannung UB zum Transistor 16 gelangen.
Fig. 5 zeigt nun in Funktion der Zeit die effektiv am Transistor 16 zwischen dem Kollektor 18 und dem Emitter 19 liegende Speisespannung UCE, während Fig. 6 den Momentanwert des Kollektorstromes i,, in Funktion des Momentanwertes der Steuerspannung u, zeigt, und zwar für diejenigen Zeitabschnitte, in denen U".$ negativ ist und den Wert - Uerma. aufweist.
(Aus Fig.4 ist ersichtlich, dass, solange UcF negativ bleibt, selbst ziemlich bedeutende Änderungen von U,.., nur einen geringen Einfluss auf 1,, haben.) In Fig. 7 ist in Funktion der Zeit die gefilterte und limitierte Steuerspannung UBr dargestellt.
Unter Verwertung der Diagramme der Fig. 5, 6 und 7 ergibt sich das in Fig. 8 dargestellte Diagramm, das den Kollektorstrom i, in Funktion der Zeit darstellt.
Schaltungsgemäss wird dieser Kollektorstrom in den Speicherkondensator 23 hineingeladen. Hierdurch steigt die Spannung UCL am Speicherkondensator 23 nach Beginn eines Steuerimpulses in Funktion der Zeit, wie in Fig. 9 dargestellt. (Man beachte, dass der Zeitmassstab in Fig. 9, verglichen mit dem Zeitmassstab der Fig. 5, 7 und 8, ein wesentlich anderer ist.) Besondere Bedeutung kommt der Tatsache zu, dass die Spannung UCL am Speicherkondensator bis zur Erreichung des kritischen Wertes UI{ praktisch linear ansteigt.
Dies ist dem Umstand zu verdanken, dass gemäss Fig.4 der Kollektorstrom 1, und damit auch der Ladestrom i, nur sehr wenig von der Spannung UCr, abhängig ist.
Die mit fortschreitender Ladung des Speicberkon- densators 23 wachsende Gegenspannung UCL hat also nur eine unbedeutende Verminderung des Ladestromes zur Folge. Dies ergibt ziemlich konstante und genau definierte Ladezeiten für den Speicherkondensator 23, welche Eigenschaft für ein einwandfreies Funktionieren des ganzen Empfängers unter den verschiedensten Umständen bürgt. Warum dies so ist, soll später eingehend erläutert werden.
Parallel zum Speicherkondensator 23 liegen nun unter sich in Serie geschaltet die Erregerwicklung des Relais 12 und ein sogenannter PNPN-Transistor 25.
Die prinzipielle Stromspannungscharakteristik des letzteren ist in Fig. 10 dargestellt. Man erkennt, dass ein Ansteigen der Spannung an den Klemmen dieses PNPN-Transistors 25 vorerst nur sehr unbedeutende Ströme zur Folge hat. Der Transistor 25 verhält sich also vorerst wie ein Isolator. Erst wenn die Spannung am Speicherkondensator 23 - die, solange 1r,1 = 0, identisch mit der Spannung am Transistor 25 ist den kritischen Wert UK erreicht hat, springt der Strom 1"l plötzlich auf einen viel höheren Wert um.
Der Transistor wird zum Leiter, so dass sich die im Speicherkondensator 23 gespeicherte elektrostatische Energie schlagartig über die Erregerwicklung des Relais 12 entlädt. Die Entladung hört auf, sobald die Spannung am Speicherkondensator 23 auf den Wert U t Cresunken ist. Mit dem Aufhören der Entladung res C, wird auch der Transistor 25 wieder hochohmig. Anstelle des PNPN-Transistors kann auch ein sogenannter Unijunction-Transistor oder eine Kombination eines PNP- und eines NPN-Transistors, welche ebenfalls eine Strom-Spannungs-Charakteristik wie in Fig. 10 dargestellt besitzen, verwendet werden.
Der Widerstand 24, der ebenfalls parallel zum Speicherkondensator 23 liegt, dient dazu, um eventuelle, durch Störspannungen hervorgerufene Teilladungen des Speicherkondensators 23 wieder abzubauen.
Fig. 12 zeigt als Beispiel die Entladeschaltung bei Verwendung eines Unijunction-Transistors. Der Kondensator 23 stellt wiederum den durch den Kol-
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lektorstrom i, aufgeladenen Speicherkondensator der Schaltung nach Fig. 1 dar. Das Impulsrelais 12 liegt im Emitterkreis des Unijunction-Transistors 28, dessen Basis 40 direkt am Minuspol und dessen Basis 42 über einen Begrenzungswiderstand 29 an der Hilfsgleichspannung UH liegt.
Ohne Steuersignal ist die Kondensatorspannung UCL und damit auch die Emit- terspannung gleich Null, während die dem Emitter 41 gegenüberliegende Partie des Transistorkörpers auf einer durch den linearen Abstand des Emitters von der Basis 40 bestimmten positiven Spannung UEP1 liegt. Der Transistor befindet sich somit im Sperrzustand; es fliesst nur ein kleiner Verluststrom aus der Hilfsspannungsquelle über den Emitter in den Ladekondensator 23 und den Entladewiderstand 24.
Im Hilfsstromkreis fliesst dauernd ein kleiner Strom IH über den Begrenzungswiderstand 29 und den Transistorkörper, entsprechend dessen Leitfähigkeit zwischen Basis 42 und Basis 40. Beim Auftreten eines Steuersignals lädt sich der Ladekondensator in der bereits angeführten Weise so lange auf, bis dessen Spannung UCL den Wert des Spannungsteilerpoten- tials UEss1 erreicht.
Von diesem Moment an beginnt ein positiver Strom aus dem Kondensator in den Emitter zu fliessen, welcher seinerseits die Spannungsverteilung zwischen der Basis 40 und 42 durch die Erniedrigung des Widerstandes zwischen der dem Emitter gegenüberliegenden Partie und der Basis 40 so ändert, dass ein noch grösserer Emitterstrom flie- ssen kann. Diese Verstärkungswirkung führt zu einem plötzlichen starken Stromanstieg im Emitter- und damit im Relaiskreis.
Nach erfolgter Entladung ist die Emitterspannung UCL so stark abgesunken, dass die Spannung zwischen Emitter und der gegenüberliegenden Transistorpartie wieder negativ wird und den Transistor somit sperrt.
Fig. 13 zeigt als weitere Variante die Entladeschaltung bei Verwendung einer Kombination eines PNP- und eines NPN-Transistors. Sie besteht aus einer Brückenschaltung, deren Zweige einerseits aus dem Widerstand 33, dem NPN-Transistor 31 und der Spannungsreferenzdiode 32, anderseits aus der Diode 34 und dem Widerstand 35 bestehen.
Da die Dioden 34 und 32 zusammen mit Transistor 31 nichtlineare Elemente darstellen, ändert die Differenzspannung UEB zwischen Punkt 50 und 51 ihre Grösse und Richtung in Abhängigkeit von der angelegten Kondensatorspannung UCL. Bei geringer Spannung UCI, ist 51 positiv gegenüber 50, und der Indikatortransistor 30 sperrt.
Bei steigender Kondensatorspan- nung UCL wird ein Punkt erreicht, wo infolge zunehmenden Leckstromes durch die Zenerdiode 32 die Spannungsabfälle UR und UD gleich gross werden und 50 positiv gegen 51 wird. Damit beginnt der Indika- tor-Transistor 30 zu leiten. Sein Kollektorstrom stellt gleichzeitig den Basisstrom des zur Zenerdiode parallel liegenden Transistors 31 dar.
Dieser beginnt ebenfalls zu leiten und erniedrigt den Widerstand des Brückenzweiges 32/31 noch weiter, was ein verstärktes Absinken des Potentials 51 und damit ein weiteres Anwachsen des Emitterstromes im Transistor 30 zur Folge hat. Die Schaltung kippt somit nach dem Erreichen einer bestimmten Kondensatorspannung UCL plötzlich aus dem Sperr- in den Durchlasszustand um und entlädt schlagartig den Ladekondensator über das Relais 12.
Durch den Entladestromstoss ist selbstverständlich das Relais 12 kurzzeitig betätigt worden, wobei sein Kontakt 26 in bekannter Weise zur Steuerung eines vollständigen Empfängers benützt werden kann. Dies ist in Fig. 1 durch einen vom Relaiskontakt ans Starkstromnetz angeschlossenen Synchronmotor angedeutet. Selbstverständlich kann mit dem Relais 12 an Stelle des Kontaktes 26 beispielsweise auch eine mechanische Verriegelung gelöst werden (vgl. Schweizer Patent Nr. 259229).
Anhand der Fig. 11 seien nun noch die speziellen Vorteile des erfindungsgemässen Verfahrens und der Einrichtung zur Durchführung desselben erläutert.
Zu diesem Zwecke zeigt das Diagramm in Fig. 11 die minimal notwendige Steuerspannung Ust an den Eingangsklemmen der Empfangseinrichtung, die das Relais gerade noch zum Ansprechen bringt, in Funktion der Impulsdauer dieser Steuerimpulse minimaler Spannung. Man erkennt sofort, dass Steuerimpulse oder, was wichtiger ist, Störimpulse von kürzerer Dauer als t",i" überhaupt nicht in der Lage sind, das Relais zum Ansprechen zu bringen, selbst dann nicht, wenn die Spannung dieser Impulse sehr hoch ist.
Diese Eigenschaft garantiert dafür, dass die Empfänger nicht auf kurzzeitige Störimpulse - wie sie in den Starkstromnetzen durch Stosserscheinungen aller Art (Blitzschläge, Kurzschlüsse usw.) verhältnismässig oft auftreten - ansprechen können.
Die Kurve in Fig. 11 zeigt ferner, dass die Zeit vom Beginn eines Steuerimpulses bis zum Ansprechen des zu betätigenden Relais lediglich von t";i" bis t,"1, schwankt, unabhängig davon, ob die Spannung der Steuerimpulse klein oder gross ist. Immerhin gilt dies nur unter der selbstverständlichen Voraussetzung, dass bei der Dimensionierung der Sendeanlage dafür gesorgt wird, dass die Steuerspannung bei allen Empfängern zu jeder Zeit mindestens den Minimalwert UB t m i" erreicht.
Diese Eigenschaft ist bei Empfangssystemen, die nach dem bekannten Impulsintervallverfahren arbeiten, von grosser Bedeutung, weil sie die Gefahr des Aussertrittfallens zwischen Sender und Empfänger vermindert. Verglichen mit Systemen, bei denen die Ansprechzeit stark streut, können deshalb die einzelnen Steuerimpulse bei Anwendung des erfindungsgemässen Verfahrens zeitlich näher zusammengelegt werden, was schlussendlich einer Erhöhung der Geschwindigkeit der Befehlsübermittlung gleichkommt.
Endlich zeigt die Kurve in Fig. 11 noch, dass Impulse mit Spannungen unter U'törmax überhaupt nicht in der Lage sind, das Relais zum Ansprechen zu bringen, auch dann nicht, wenn diese Spannungen sehr lange andauern. Hierdurch wird vermieden, dass die Empfänger auf sogenannte quasistationäre Störspan-
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nungen, d. h. auf Störspannungen kleiner Amplitude, aber langer Dauer ansprechen.
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Method and device for receiving remote control commands, especially in ripple control systems with the power network superimposed control pulses In so-called ripple control systems, the mostly audio-frequency control pulses on the transmission side are superimposed on the existing high voltage. The transmission of the control impulses from the transmitter to the receivers takes place together with the heavy current on the existing heavy current network. This means that the control pulses in the individual receiving devices must first be separated from the 50-period high-voltage current.
A number of methods and devices are already known for performing this task, for example electrical frequency-dependent filters or electromechanical frequency-dependent filters.
The electrical filters have the advantage that they do not have any mechanically moving parts; on the other hand, they become voluminous and expensive, particularly at relatively low control frequencies. The high figures of merit of the electrical oscillating circuits necessary to achieve a good selectivity curve can often only be achieved in practice with great effort.
In contrast, electromechanical filters, for example those with vibrating metal tongues, can be made very small. The so-called quality factor of the mechanically vibrating parts can also be driven sufficiently high without difficulty, so you get sufficiently sharp selectivity curves without further ado. In contrast, the evaluation of the control pulses that have passed through a mechanical filter causes some difficulties.
With the most popular drive of ratchet wheels by the swinging tongue, noise and mechanical wear and tear are inevitable. A reconversion of the mechanical oscillation into an electrical oscillation is associated with significant power losses due to the poor efficiency, so that ultimately there is no longer enough power available to operate the relay.
Since control voltages cannot be high enough at the output of the electromagnetic filter, the known amplification by storing the control pulses in a storage capacitor and discharging them via a glow tube is also not readily applicable.
The known power amplification of the control pulses through storage also has the disadvantage that the time from the start of the control pulse to the actuation of the relay depends heavily on the amplitude of the control pulse.
The present invention avoids these disadvantages and consists in the fact that the control pulses are first separated from the high current and any extraneous currents in an electromechanical filter and then limited to a value that is as constant as possible with an amplitude limiter, then amplified and rectified as a constant charging current and fed to a storage capacitor, and that the auxiliary energy charged into this storage capacitor is delivered to the relay to be operated via a semiconductor element with falling current-voltage characteristics after a precisely predetermined time due to the reaching of a certain voltage.
The invention also includes a device for carrying out the above-mentioned method and relates to an electromechanical converter for converting the electrical oscillation of the control pulses into mechanical oscillations, a mechanical, frequency-dependent filter to separate the oscillations of the control pulses from those of the high-voltage current and any external currents, a mechanical one -
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electrical converter for the reconversion of the mechanical vibrations of the control impulses into electrical vibrations, which have now been filtered out after passing through the filter; a device for limiting the amplitude of the last-mentioned vibrations;
One device each for amplifying, rectifying and storing these vibrations and a semiconductor element with falling voltage characteristics for spontaneous delivery of the stored auxiliary energy to the relay to be operated.
The necessary amplification of the weak control signals takes place, for example, by controlling a significantly larger, constant auxiliary or charging current by means of a controllable semiconductor valve.
The discharge of the storage capacitor is advantageously initiated via so-called PNPN or unijunction transistors. The PNPN transistor can also be replaced by a combination of a PNP and an NPN transistor.
It is also useful to compensate for the influence of the mains voltage fluctuations on the supply voltage of the amplifier with the aid of a voltage-dependent resistor.
In the following, the method according to the invention and a device for carrying out this method will be described with reference to examples and the figures.
1 shows an electrical principle diagram of a receiving device, FIG. 2 shows the instantaneous value of the filtered control voltage uBE limited in its amplitude directly upstream of the amplifier as a function of the instantaneous value of the control voltage u at the input terminals of the receiver, FIG. 3 shows the base current 1B of the transistor used as an amplifier as a function of the base-emitter voltage UBE with a constant collector-emitter voltage,
4 shows the collector current IC as a function of the collector-emitter voltage UCE with constant base currents 1B as a parameter, FIG. 5 shows the collector-emitter voltage UCE applied from outside between the collector and emitter as a function of time, FIG. 6 shows the instantaneous value of the collector current i. , of the transistor used as an amplifier as a function of the instantaneous value of the control voltage U,
at the input terminals of the amplifier with constant DC voltage UCE between the collector and emitter of the transistor, FIG. 7 the base-emitter voltage BBE applied to the amplifier input as a function of time, FIG. 8 the resulting collector current i "as a function of time, FIG. 9 the charging voltage UCL of the storage capacitor as a function of time, Fig. 10 the current-voltage characteristic of the semiconductor element with falling current-voltage characteristic,
11 shows the minimum signal voltage U, t required to operate the relay at the receiver input terminals as a function of the pulse duration of the control signal, FIG. 12 shows a possible variant of the discharge circuit of a receiving device, FIG. 13 shows another variant of the discharge circuit of a receiving device.
In Fig. 1, 1 and 2 denote the terminals with which the entire receiving device is connected to the power network.
The incoming audio-frequency control pulses pass via the capacitor 3 into the excitation coil 4 of the electromechanical converter 5. The inductance of the excitation coil 4 and the capacitance of the capacitor 3 are matched to series resonance for the control frequency, thus achieving an electrical preselection. The oscillating tongue 6, which is mechanically tuned to the control frequency, therefore oscillates when control pulses are received. These vibrations are transmitted via a coupling spring 7 to the vibrating tongue 8, which is also tuned to the control frequency. Vibrating tongues 6 and 8 together with the clutch spring 7 form a mechanical band filter for the control frequency in a known manner.
By means of the mechanical-electrical converter 9, the mechanical vibrations that have been filtered out are converted back into electrical vibrations. The coil 10 of the mechanical-electrical converter, together with the capacitor 11, forms a parallel resonance circuit which is also tuned to the control frequency, which further improves the selection.
So that the relay 12, which is ultimately to be actuated, only after a predetermined delay time, regardless of the amplitude of the control voltage - i. H. only a predetermined time after the start of the control pulse - picks up, the filtered control pulses are limited in their amplitude after selection. This limitation can be implemented, for example, with the aid of a series resistor 13 and two rectifiers 14, 15, which are polarized in opposite directions and connected in parallel to the filtered control voltage UBE. It goes without saying that the internal resistance (resonance resistance) of the resonance circuit 10, 11 can also be used in place of the series resistance 13 at least partially.
Furthermore, a voltage-dependent resistor could be used in place of the two rectifiers 14, 15 (the resistance value of which decreases sharply with the voltage to be limited).
In FIG. 2, curve 81 shows the instantaneous value of the filtered control voltage uBF limited in its amplitude as a function of the instantaneous value of the control voltage u at the input terminals 1, 2 of the receiver. You can see immediately that the voltage uBE no longer increases when
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the input voltage u has once reached the values marked by the dashed lines uctm; n.
Since the transmitter system is dimensioned so that each receiver receives at least one control voltage that corresponds to the value u, tmsn, the size of the filtered and limited control voltage u $ 1 in all receivers is practically independent of the control voltage at its input terminals.
The control voltage uBE can now be amplified in a transistor 16, for example. For this purpose it is placed between the base 17 and the emitter 18 of the transistor 16. A base current 11 then flows into the transistor 16, the value of which is shown in FIG. 3 as a function of the voltage uBE.
Since uBr reaches at least the value uBEn, in (or '- 1 @ 13F.,; N) for control signals arriving at the receiver and on the other hand, according to FIG. 2, only very slightly exceeds this value even with very strong control signals, the base current Ir also fluctuates incoming control signals regardless of their amplitude only within narrow limits, namely from -Issm.n to -Igmax '.
Another essential factor is the fact that small base emitter voltages uFE - as they arise, for example, from interference voltages of all kinds present in high-voltage networks - do not result in any base current Ir according to FIG. 3. The resulting practical advantages will be explained later.
4 shows, as a function of the collector-emitter voltage UI.E, which collector currents 1 arise from the supplied base currents Ir = -113, .A "-Issn>; n and O. It should be noted that the voltage U ,. ",, is taken as the operating voltage for the transistor 16 in principle from the power network. In order to make the electrical properties of the receiving apparatus as independent as possible of the inevitable fluctuations in the mains voltage in practice, the operating voltage for the transistor 16 is initially stabilized to a constant value UR with the help of a series resistor 20 and a voltage-dependent resistor 21.
A rectifier 22 also allows only the positive half-waves of the operating voltage UB to reach the transistor 16.
FIG. 5 now shows, as a function of time, the supply voltage UCE effectively present at the transistor 16 between the collector 18 and the emitter 19, while FIG. 6 shows the instantaneous value of the collector current i ,, as a function of the instantaneous value of the control voltage u, for those periods of time in which U ". $ is negative and has the value - Uerma.
(From FIG. 4 it can be seen that, as long as UcF remains negative, even fairly significant changes in U, .., only have a small influence on 1,.) In FIG. 7, the filtered and limited control voltage is a function of time UBr shown.
Utilizing the diagrams of FIGS. 5, 6 and 7, the diagram shown in FIG. 8 results, which shows the collector current i as a function of time.
According to the circuit, this collector current is charged into the storage capacitor 23. As a result, the voltage UCL at the storage capacitor 23 increases as a function of time after the start of a control pulse, as shown in FIG. (Note that the time scale in FIG. 9 is significantly different from the time scale in FIGS. 5, 7 and 8.) The fact that the voltage UCL on the storage capacitor is reached until the critical value is reached is of particular importance UI {increases practically linearly.
This is due to the fact that, according to FIG. 4, the collector current 1, and thus also the charging current i, is only very slightly dependent on the voltage UCr.
The counter voltage UCL, which increases as the charging of the storage capacitor 23 progresses, therefore only results in an insignificant reduction in the charging current. This results in fairly constant and precisely defined charging times for the storage capacitor 23, which property guarantees perfect functioning of the entire receiver under the most varied of circumstances. Why this is so will be explained in detail later.
The excitation winding of the relay 12 and a so-called PNPN transistor 25 are now connected in series with each other in parallel with the storage capacitor 23.
The principle voltage characteristic of the latter is shown in FIG. It can be seen that an increase in the voltage at the terminals of this PNPN transistor 25 initially only results in very insignificant currents. The transistor 25 thus initially behaves like an isolator. Only when the voltage on the storage capacitor 23 - which, as long as 1r, 1 = 0, is identical to the voltage on the transistor 25 - has reached the critical value UK does the current 1 "1 suddenly jump to a much higher value.
The transistor becomes a conductor, so that the electrostatic energy stored in the storage capacitor 23 is suddenly discharged via the excitation winding of the relay 12. The discharge stops as soon as the voltage on the storage capacitor 23 has dropped to the value U t Cres. When the discharge res C ceases, the transistor 25 also has a high resistance again. Instead of the PNPN transistor, a so-called unijunction transistor or a combination of a PNP and an NPN transistor, which also have a current-voltage characteristic as shown in FIG. 10, can be used.
The resistor 24, which is also parallel to the storage capacitor 23, serves to reduce any partial charges of the storage capacitor 23 caused by interference voltages.
As an example, FIG. 12 shows the discharge circuit when using a unijunction transistor. The condenser 23 in turn provides the
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lektorstrom i, charged storage capacitor of the circuit according to FIG. 1. The pulse relay 12 is located in the emitter circuit of the unijunction transistor 28, the base 40 of which is directly connected to the negative pole and the base 42 of which is connected to the auxiliary DC voltage UH via a limiting resistor 29.
Without a control signal, the capacitor voltage UCL and thus also the emitter voltage is equal to zero, while the part of the transistor body opposite the emitter 41 is at a positive voltage UEP1 determined by the linear distance of the emitter from the base 40. The transistor is thus in the blocking state; only a small leakage current flows from the auxiliary voltage source via the emitter into the charging capacitor 23 and the discharging resistor 24.
In the auxiliary circuit, a small current IH constantly flows through the limiting resistor 29 and the transistor body, corresponding to its conductivity between base 42 and base 40. When a control signal occurs, the charging capacitor charges in the manner already mentioned until its voltage UCL reaches the value of the Voltage divider potential UEss1 reached.
From this moment on, a positive current begins to flow from the capacitor into the emitter, which in turn changes the voltage distribution between the base 40 and 42 by lowering the resistance between the part opposite the emitter and the base 40 so that an even greater emitter current can flow. This reinforcement effect leads to a sudden strong increase in current in the emitter and thus in the relay circuit.
After the discharge has taken place, the emitter voltage UCL has dropped so much that the voltage between the emitter and the opposite transistor section becomes negative again and thus blocks the transistor.
As a further variant, FIG. 13 shows the discharge circuit when using a combination of a PNP and an NPN transistor. It consists of a bridge circuit, the branches of which consist on the one hand of the resistor 33, the NPN transistor 31 and the voltage reference diode 32, and on the other hand of the diode 34 and the resistor 35.
Since the diodes 34 and 32 together with the transistor 31 represent non-linear elements, the differential voltage UEB between points 50 and 51 changes its size and direction as a function of the applied capacitor voltage UCL. When the voltage UCI is low, 51 is positive compared to 50, and the indicator transistor 30 blocks.
When the capacitor voltage UCL rises, a point is reached where the voltage drops UR and UD become equal and 50 becomes positive towards 51 as a result of the increasing leakage current through the Zener diode 32. The indicator transistor 30 thus begins to conduct. Its collector current also represents the base current of the transistor 31 lying parallel to the Zener diode.
This also begins to conduct and lowers the resistance of the bridge arm 32/31 even further, which results in an increased drop in the potential 51 and thus a further increase in the emitter current in the transistor 30. After reaching a certain capacitor voltage UCL, the circuit suddenly switches from the blocking to the conducting state and suddenly discharges the charging capacitor via the relay 12.
As a result of the discharge current surge, the relay 12 has of course been actuated for a short time, and its contact 26 can be used in a known manner to control a complete receiver. This is indicated in FIG. 1 by a synchronous motor connected to the power supply system by the relay contact. Of course, a mechanical lock can also be released with the relay 12 instead of the contact 26 (cf. Swiss patent no. 259229).
With reference to FIG. 11, the special advantages of the method according to the invention and the device for carrying out the same will now be explained.
For this purpose, the diagram in FIG. 11 shows the minimum necessary control voltage Ust at the input terminals of the receiving device, which just causes the relay to respond, as a function of the pulse duration of these control pulses of minimum voltage. One recognizes immediately that control pulses or, more importantly, interference pulses of shorter duration than t ", i" are not at all able to make the relay respond, even if the voltage of these pulses is very high.
This property guarantees that the receiver cannot respond to short-term interference impulses - as they occur relatively often in high-voltage networks due to impact phenomena of all kinds (lightning strikes, short circuits, etc.).
The curve in FIG. 11 also shows that the time from the start of a control pulse to the response of the relay to be actuated only fluctuates from t "; i" to t, "1, regardless of whether the voltage of the control pulse is small or large After all, this only applies under the obvious prerequisite that, when dimensioning the transmitter system, it is ensured that the control voltage for all receivers reaches at least the minimum value UB tmi "at all times.
This property is of great importance in receiving systems that work according to the known pulse interval method, because it reduces the risk of falling out between the transmitter and the receiver. Compared with systems in which the response time varies widely, the individual control pulses can therefore be brought together closer in time when the method according to the invention is used, which ultimately equates to an increase in the speed of the command transmission.
Finally, the curve in FIG. 11 shows that pulses with voltages below U'törmax are not at all able to make the relay respond, even if these voltages last for a very long time. This prevents the receivers from responding to so-called quasi-stationary interference
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voltages, d. H. respond to interference voltages of small amplitude but long duration.