[go: up one dir, main page]

WO2025053265A1 - 磁気センサ及び磁気計測装置 - Google Patents

磁気センサ及び磁気計測装置 Download PDF

Info

Publication number
WO2025053265A1
WO2025053265A1 PCT/JP2024/032070 JP2024032070W WO2025053265A1 WO 2025053265 A1 WO2025053265 A1 WO 2025053265A1 JP 2024032070 W JP2024032070 W JP 2024032070W WO 2025053265 A1 WO2025053265 A1 WO 2025053265A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
switch
magnetic
capacitor
voltage
unit
Prior art date
Application number
PCT/JP2024/032070
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
一平 秋田
峻一 立松
Original Assignee
国立研究開発法人産業技術総合研究所
愛知製鋼株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 国立研究開発法人産業技術総合研究所, 愛知製鋼株式会社 filed Critical 国立研究開発法人産業技術総合研究所
Publication of WO2025053265A1 publication Critical patent/WO2025053265A1/ja

Links

Images

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R33/00—Arrangements or instruments for measuring magnetic variables
    • G01R33/02—Measuring direction or magnitude of magnetic fields or magnetic flux

Definitions

  • the present invention relates to a magnetic sensor and a magnetic measurement device.
  • This application claims priority based on Japanese Patent Application No. 2023-144686, filed on September 6, 2023, the contents of which are incorporated herein by reference.
  • Patent Document 1 discloses a magnetic sensor and biomagnetic measurement device that generates a bias magnetic field in a pickup coil to suppress sensitivity variations caused by environmental changes such as temperature and manufacturing variations.
  • a bias magnetic field is generated in the pickup coil by passing a current generated by a constant current source circuit or a current proportional to the output signal of the magnetic sensor through the pickup coil.
  • a current generated by a constant current source circuit (constant current) or a current proportional to the output signal of a magnetic sensor (feedback current) is passed through a pickup coil as a bias current.
  • a magnetic field magnetic field that is in the opposite phase to the external magnetic field that is the object of detection is generated in the pickup coil by the bias current.
  • the bias current needs to be set to a relatively large current value.
  • the background art has a problem of relatively large power consumption. For example, when attempting to apply the background art to a device that requires multiple magnetic sensors, the large power consumption of the magnetic sensors becomes an important technical issue that must be resolved.
  • the present invention was made in consideration of the above-mentioned circumstances, and aims to provide a magnetic sensor and magnetic measurement device that can reduce power consumption compared to conventional methods.
  • the present invention employs, as a first solution relating to a magnetic sensor, a magnetic detection unit that outputs a detection signal according to an external magnetic field, a signal processing unit that generates an output signal by performing a predetermined signal processing on the detection signal, a current generation unit that generates a bias current, and a current limiting unit that limits the supply of the bias current to the magnetic detection unit for a predetermined time.
  • the present invention employs a second solution relating to a magnetic sensor, which is the first solution described above, in which the signal processing unit is provided with a correlated double sampling circuit that performs sample-and-hold processing on the detection signal.
  • the present invention employs a third solution relating to a magnetic sensor, which is the second solution described above, in which the correlated double sampling circuit includes a sample-and-hold circuit that obtains and holds two sample values by sampling the detection signal at different times, and an integration circuit that integrates the difference between the two sample values.
  • the present invention adopts a fourth solution relating to a magnetic sensor, which is the third solution described above, in which the integrating circuit is configured as a zero drift amplifier.
  • the present invention employs, as a fifth solution relating to a magnetic sensor, any one of the first to fourth solutions described above, a solution in which the current generating unit includes a resistor that generates the bias current based on the output signal, and the current limiting unit includes an open/close switch provided between the signal processing unit and the current generating unit or between the current generating unit and the magnetic detection unit.
  • the present invention employs a sixth solution relating to a magnetic sensor, which is any one of the first to fourth solutions described above, in which the magnetic detection unit includes a magnetic impedance element and a drive unit that applies a drive voltage to the magnetic impedance element.
  • the present invention employs a seventh solution relating to a magnetic sensor, which is the sixth solution, in which the drive unit limits the application of the drive voltage in synchronization with the current limiting unit limiting the current.
  • the present invention employs, as a first solution for a magnetic measurement device, a solution that includes a magnetic sensor according to any one of the first to fourth solutions and a magnetic measurement unit that measures magnetism using the output signal.
  • the present invention adopts a second solution relating to a magnetic measurement device, which is the first solution relating to a magnetic measurement device, in which the external magnetic field is biomagnetic field generated in a living body.
  • the present invention makes it possible to provide a magnetic sensor and magnetic measurement device that can reduce power consumption compared to conventional methods.
  • FIG. 1 is a block diagram showing an overview of a magnetic sensor A1 according to a first embodiment of the present invention.
  • 2 is a circuit diagram showing a detailed configuration of a magnetic sensor A1 according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a magnetic measurement device B1 according to a first embodiment of the present invention.
  • 4 is a timing chart showing an operation of the magnetic sensor A1 according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 11 is a circuit diagram showing a detailed configuration of a magnetic sensor A2 according to a second embodiment of the present invention.
  • the magnetic sensor A1 of the first embodiment comprises a sensor head 1, a drive unit 2, a pickup coil 3, a signal processing unit 4, a high-voltage side current limiting unit 5H, a high-voltage side current generating unit 6H, a low-voltage side current limiting unit 5L, and a low-voltage side current generating unit 6L.
  • the sensor head 1 and the pickup coil 3 constitute a magnetic impedance element S.
  • the sensor head 1 is a two-terminal element with one end connected to the output terminal of the drive unit 2 and the other end grounded.
  • This sensor head 1 is made of a magnetic material whose magnetic properties change when a drive voltage is applied from the drive unit 2 while an external magnetic field G is acting on it. In other words, this sensor head 1 experiences a change in magnetization, or a change in magnetic flux, in response to the strength (magnitude) of the external magnetic field G.
  • the sensor head 1 is, for example, an amorphous wire.
  • a drive voltage is applied from the drive unit 2 to the sensor head 1 while an external magnetic field G is acting on it, the impedance of the sensor head 1 changes, and the magnetic flux penetrating the inside of the sensor head 1 also changes.
  • the amount of change in this impedance depends on the magnitude of the external magnetic field G.
  • the output end of the driver 2 is connected to one end of the sensor head 1, and applies a predetermined drive voltage from the output end to one end of the sensor head 1.
  • This driver 2 together with the magnetic impedance element S, constitutes the magnetic comparison unit of the present invention.
  • Such a driver 2 is a voltage source that generates a fluctuating voltage, such as a pulse voltage or high-frequency voltage, and outputs this fluctuating voltage to the sensor head 1 as a drive voltage MIE.
  • the pickup coil 3 is a winding wound around the sensor head 1. One end of this pickup coil 3 is connected to one input end (first input end) of the signal processing unit 4 and the output end of the high-voltage side current generating unit 6H, and the other end is connected to the other input end (second input end) of the signal processing unit 4 and the output end of the low-voltage side current generating unit 6L.
  • This pickup coil 3 is wound around the sensor head 1, and changes in magnetic flux on the surface of the sensor head 1 in response to an external magnetic field are transmitted through the pickup coil 3 and appear as an induced voltage at both ends of the coil.
  • This induced voltage corresponds to the detection signal of the present invention, and is the difference voltage between the high-voltage side detection voltage VP generated at one end of the pickup coil 3 and the low-voltage side detection voltage VN generated at the other end of the pickup coil 3 as shown in the figure.
  • Such an induced voltage is input to the signal processing unit 4 as the input voltage Vin .
  • the pickup coil 3 has a certain parasitic resistance R P.
  • This parasitic resistance R P functions as a resistor connected in series with the pickup coil 3 as shown in the figure, and has a certain resistance value (parasitic resistance value).
  • parasitic resistance value parasitic resistance value
  • this parasitic voltage V P is a factor of error in the detection of an external magnetic field G by the magnetic impedance element S. That is, as described in the above-mentioned well-known document, it is preferable that the parasitic voltage V P is subtracted from the input voltage V in input to the signal processing unit 4.
  • the signal processing unit 4 is a two-input, two-output electronic circuit as shown in the figure.
  • the first input terminal of this signal processing unit 4 is connected to one end of the pickup coil 3 and the output terminal of the high-voltage side current generating unit 6H, and the second input terminal is connected to the other end of the pickup coil 3 and the output terminal of the low-voltage side current generating unit 6L.
  • this signal processing unit 4 has a first output terminal connected to an external device (not shown) and high-voltage side current limiting unit 5H, and outputs a positive-phase output signal V out (+) toward the external device and high-voltage side current limiting unit 5H. Furthermore, signal processing unit 4 has a second output terminal connected to the external device and low-voltage side current limiting unit 5L, and outputs a negative-phase output signal V out (-) toward the external device and low-voltage side current limiting unit 5L.
  • the signal processing unit 4 generates a positive phase output signal V out (+) and a negative phase output signal V out (-) by performing predetermined signal processing on the input voltage V in from the pickup coil 3.
  • the positive phase output signal V out (+) and the negative phase output signal V out (-) are analog signals that indicate the strength (magnitude) of the external magnetic field G detected by the pickup coil 3 (magnetic impedance element S).
  • the output signal of the signal processing unit 4 may be either an analog signal or a digital signal, but in the first embodiment, it is an analog signal. That is, the positive phase output signal V out (+) is a positive phase analog voltage signal indicating the strength (magnitude) of the external magnetic field G. In contrast, the negative phase output signal V out (-) is an negative phase analog voltage signal indicating the strength (magnitude) of the external magnetic field G.
  • the positive phase output signal V out (+) and the negative phase output signal V out (-) have the same amplitude but inverted phase.
  • High-voltage side current limiting unit 5H has an input terminal connected to the first output terminal of signal processing unit 4, and an output terminal connected to the input terminal of high-voltage side current generating unit 6H.
  • High-voltage side current limiting unit 5H sets whether to supply or not supply positive phase output signal V out (+), which is input from signal processing unit 4, to high-voltage side current generating unit 6H based on a switching signal input from a control device (not shown).
  • high-voltage side current limiting unit 5H sets whether or not to supply positive phase output signal V out (+) to high-voltage side current generating unit 6H based on a higher-level control signal, thereby limiting the flow of magnetic feedback current Ifb (bias current) generated by high-voltage side current generating unit 6H to pickup coil 3 for a specified period of time.
  • the magnetic feedback current Ifb generates a magnetic field according to the magnitude of the current through the pickup coil 3 to the nearby sensor head 1. That is, since the magnetic feedback current Ifb is proportional to the difference between the positive phase output signal Vout (+) and the negative phase output signal Vout (-), the magnetic feedback current Ifb and the generated magnetic field are also proportional to this difference and are in opposite phase to the external magnet G, which acts as a magnetic feedback and solves problems such as the nonlinearity of the magnetic impedance element S.
  • High-voltage side current generating unit 6H has an input end connected to the output end of high-voltage side current limiting unit 5H, and an output end connected to one end of pickup coil 3 and a first input end of signal processing unit 4.
  • High-voltage side current generating unit 6H generates a magnetic feedback current I fb (bias current) based on positive phase output signal V out (+) input from signal processing unit 4 via high-voltage side current limiting unit 5H.
  • Low-voltage side current limiting unit 5L has an input terminal connected to the second output terminal of signal processing unit 4, and an output terminal connected to the input terminal of low-voltage side current generating unit 6L.
  • Low-voltage side current limiting unit 5L sets whether to supply or not supply the negative-phase output signal V out (-), which is input from signal processing unit 4, to low-voltage side current generating unit 6L based on the switching signal.
  • the low-voltage side current limiting unit 5L sets whether or not to supply the negative phase output signal V out (-) to the low-voltage side current generating unit 6L based on the higher-level control signal, thereby limiting the flow of the magnetic feedback current I fb (bias current) generated by the low-voltage side current generating unit 6L to the pickup coil 3 for a specified period of time.
  • the above-mentioned drive unit 2 limits the application of drive voltage to the sensor head 1 in synchronization with the limiting of the flow of magnetic feedback current Ifb (bias current) to the pickup coil 3 by the high-voltage side current limiting unit 5H and the low-voltage side current limiting unit 5L.
  • Low-voltage side current generating unit 6L has an input end connected to the output end of low-voltage side current limiting unit 5L, and an output end connected to the other end of pickup coil 3 and a second input end of signal processing unit 4.
  • Low-voltage side current limiting unit 5L generates a magnetic feedback current I fb (bias current) based on the negative phase output signal V out (-) input from signal processing unit 4 via low-voltage side current limiting unit 5L.
  • the signal processing unit 4 of the magnetic sensor A1 includes a first switch 4a, a second switch 4b, a third switch 4c, a fourth switch 4d, a first capacitor 4e, a second capacitor 4f, a fifth switch 4g, a sixth switch 4h, a seventh switch 4i, an eighth switch 4j, a ninth switch 4k, a tenth switch 4m, a third capacitor 4n, a fourth capacitor 4p, an eleventh switch 4q, a twelfth switch 4r, a differential amplifier 4s, a fifth capacitor 4t and a sixth capacitor 4u.
  • the signal processing unit 4 has 12 open/close switches, six capacitors, and one differential amplifier.
  • the first switch 4a is an open/close switch (electronically controlled switch) with two contacts and a control end. The first contact of this first switch 4a is connected to one end of the pickup coil 3 and the first contact of the second switch 4b, and the second contact is connected to the first contact of the third switch 4c and one end of the first capacitor 4e.
  • the control terminal of the first switch 4a is connected to a control device (not shown).
  • This control device is an electronic device that comprehensively controls the magnetic sensor A1 shown in FIG. 2.
  • the open/close state of the first switch 4a is set based on the first sampling signal SMPL input from the control device.
  • the second switch 4b is an open/close switch (electronically controlled switch) with two contacts and a control terminal.
  • the first contact of this second switch 4b is connected to one end of the pickup coil 3 and the first contact of the first switch 4a, and the second contact is connected to the first contact of the fourth switch 4d and one end of the second capacitor 4f.
  • the control terminal of the second switch 4b is also connected to the above-mentioned control device (not shown), and the open/close state is set based on the second sampling signal CDS input from the control device.
  • the third switch 4c is an open/close switch (electronically controlled switch) with two contacts and a control terminal.
  • the first contact of this third switch 4c is connected to the second contact of the first switch 4a and one end of the first capacitor 4e, and the second contact is grounded.
  • the control terminal of the third switch 4c is connected to the above-mentioned control device (not shown), and the open/close state is set based on the timing signal Tx input from the control device.
  • the fourth switch 4d is an open/close switch (electronically controlled switch) with two contacts and a control terminal.
  • the first contact of this fourth switch 4d is connected to the second contact of the second switch 4b and one end of the second capacitor 4f, and the second contact is grounded.
  • the control terminal of the fourth switch 4d is also connected to the control device (not shown) described above, and the open/close state is set based on the timing signal Tx, similar to the third switch 4c.
  • the first capacitor 4e is a two-terminal element having a predetermined capacitance. One end of this first capacitor 4e is connected to the second contact of the first switch 4a and the first contact of the third switch 4c, and the other end is connected to the first contact of the fifth switch 4g and the first contact of the sixth switch 4h. The other end of this first capacitor 4e is also connected to one end of the third capacitor 4n.
  • the second capacitor 4f is a two-terminal element having a predetermined capacitance. One end of this second capacitor 4f is connected to the second contact of the second switch 4b and the first contact of the fourth switch 4d, and the other end is connected to one end of the fourth capacitor 4p, the first contact of the eleventh switch 4q, and the first contact of the twelfth switch 4r.
  • the fifth switch 4g is an open/close switch (electronically controlled switch) with two contacts and a control terminal.
  • the first contact of this fifth switch 4g is connected to one end of the third capacitor 4n in addition to the other end of the first capacitor 4e and the first contact of the sixth switch 4h, and the second contact is grounded.
  • the control terminal of this fifth switch 4g is also connected to the control device (not shown) described above, and the open/close state is set based on the first sampling signal SMPL, similar to the first switch 4a.
  • the sixth switch 4h is an open/close switch (electronically controlled switch) with two contacts and a control terminal.
  • the first contact of this sixth switch 4h is connected to the other end of the first capacitor 4e, the first contact of the fifth switch 4g, and one end of the third capacitor 4n, and the second contact is connected to the positive phase input terminal of the differential amplifier 4s and one end of the fifth capacitor 4t.
  • the sixth switch 4h also has a control terminal connected to the above-mentioned control device (not shown), and the open/close state is set based on the timing signal Tx input from the control device, similar to the third switch 4c and fourth switch 4d.
  • the seventh switch 4i is an open/close switch (electronically controlled switch) with two contacts and a control terminal.
  • the first contact of this seventh switch 4i is connected to the other end of the pickup coil 3 and the first contact of the eighth switch 4j, and the second contact is connected to the first contact of the ninth switch 4k and the other end of the third capacitor 4n.
  • the seventh switch 4i also has a control terminal connected to the control device (not shown) described above, and the open/close state is set based on the first sampling signal SMPL, similar to the first switch 4a and the fifth switch 4g.
  • the eighth switch 4j is an open/close switch (electronically controlled switch) with two contacts and a control terminal.
  • the first contact of this eighth switch 4j is connected to the other end of the pickup coil 3 and the first contact of the seventh switch 4i, and the second contact is connected to the first contact of the tenth switch 4m and the other end of the fourth capacitor 4p.
  • the control terminal of the eighth switch 4j is also connected to the control device (not shown) described above, and the open/close state is set based on the second sampling signal CDS in the same way as the second switch 4b described above.
  • the ninth switch 4k is an open/close switch (electronically controlled switch) with two contacts and a control terminal.
  • the first contact of this ninth switch 4k is connected to the second contact of the seventh switch 4i and the other end of the third capacitor 4n, and the second contact is grounded.
  • the control terminal of the ninth switch 4k is connected to the above-mentioned control device (not shown), and the open/close state is set based on the timing signal Tx in the same way as the above-mentioned third switch 4c, fourth switch 4d, and sixth switch 4h.
  • the tenth switch 4m is an open/close switch (electronically controlled switch) with two contacts and a control terminal.
  • the first contact of this tenth switch 4m is connected to the second contact of the eighth switch 4j and the other end of the fourth capacitor 4p, and the second contact is grounded.
  • the control terminal of the tenth switch 4m is also connected to a control device (not shown), and the open/close state is set based on the timing signal Tx, similar to the third switch 4c, fourth switch 4d, sixth switch 4h, and ninth switch 4k described above.
  • the third capacitor 4n is a two-terminal element having a predetermined capacitance. One end of this third capacitor 4n is connected to the other end of the second capacitor 4f, the first contact of the eleventh switch 4q, and the first contact of the twelfth switch 4r, and the other end is connected to the second contact of the seventh switch 4i and the first contact of the ninth switch 4k.
  • the fourth capacitor 4p is a two-terminal element having a predetermined capacitance. One end of this fourth capacitor 4p is connected to the other end of the first capacitor 4e, the first contact of the fifth switch 4g, and the first contact of the sixth switch 4h, and the other end is connected to the second contact of the eighth switch 4j and the first contact of the tenth switch 4m.
  • the 11th switch 4q is an open/close switch (electronically controlled switch) with two contacts and a control terminal.
  • the first contact of this 11th switch 4q is connected to the other end of the second capacitor 4f in addition to the other end of the third capacitor 4n and the first contact of the 12th switch 4r, and the second contact is grounded.
  • the control terminal of the 11th switch 4q is connected to a control device (not shown), and the open/close state is set based on the first sampling signal SMPL, similar to the first switch 4a, the fifth switch 4g, and the seventh switch 4i described above.
  • the 12th switch 4r is an open/close switch (electronically controlled switch) with two contacts and a control terminal.
  • the first contact of the 12th switch 4r is connected to the other end of the third capacitor 4n, the first contact of the 11th switch 4q, and the other end of the second capacitor 4f, and the second contact is connected to the negative phase input terminal of the differential amplifier 4s and one end of the sixth capacitor 4u.
  • the control terminal of the 12th switch 4r is connected to a control device (not shown), and the open/close state is set based on the timing signal Tx, similar to the third switch 4c, the fourth switch 4d, the sixth switch 4h, the ninth switch 4k, and the tenth switch 4m described above.
  • the differential amplifier 4s is a two-input, two-output integrated circuit as shown in the figure.
  • the positive input terminal of this differential amplifier 4s is connected to the second contact of the sixth switch 4h and one end of the fifth capacitor 4t, and the negative input terminal is connected to the second contact of the twelfth switch 4r and one end of the sixth capacitor 4u.
  • the positive-phase output terminal of the differential amplifier 4s is connected to the other end of the fifth capacitor 4t and the input terminal of the high-voltage side current limiting unit 5H, and is also connected to the above-mentioned external device.
  • the negative-phase output terminal of the differential amplifier 4s is connected to the other end of the sixth capacitor 4u and the input terminal of the low-voltage side current limiting unit 5L, and is also connected to the above-mentioned external device.
  • the fifth capacitor 4t is a two-terminal element having a predetermined capacitance. One end of this fifth capacitor 4t is connected to the second contact of the sixth switch 4h and the positive-phase input terminal of the differential amplifier 4s, and the other end is connected to the positive-phase input terminal of the differential amplifier 4s and the external device described above.
  • the sixth capacitor 4u is a two-terminal element having a predetermined capacitance. One end of this sixth capacitor 4u is connected to the second contact of the twelfth switch 4r and the negative-phase input terminal of the differential amplifier 4s, and the other end is connected to the negative-phase input terminal of the differential amplifier 4s and the external device described above.
  • the first switch 4a, the second switch 4b, the third switch 4c, the fourth switch 4d, the first capacitor 4e, the second capacitor 4f, the fifth switch 4g, the seventh switch 4i, the eighth switch 4j, the ninth switch 4k, the tenth switch 4m, the third capacitor 4n, the fourth capacitor 4p and the eleventh switch 4q constitute the sample-and-hold circuit Ka in the first embodiment.
  • the first capacitor 4e and the fourth capacitor 4p are interconnected such that the other end of the first capacitor 4e is connected to one end of the fourth capacitor 4p.
  • Such first capacitor 4e and fourth capacitor 4p form a first series circuit.
  • the second capacitor 4f and the third capacitor 4n are interconnected such that the other end of the second capacitor 4f is connected to one end of the third capacitor 4n.
  • Such second capacitor 4f and third capacitor 4n form a second series circuit.
  • this sample-and-hold circuit Ka is a correlated double sampling circuit that acquires and holds two sample values by performing sample-and-hold processing on the high-voltage side detection voltage V P and the low-voltage side detection voltage V N (detection signals) at different timings based on the well-known correlated double sampling method.
  • the differential amplifier 4s, the fifth capacitor 4t, and the sixth capacitor 4u constitute the integrating circuit Kb in the first embodiment.
  • the integrating circuit Kb generates a positive phase output signal V out (+) and a negative phase output signal V out (-) by integrating the difference between the high-voltage side detection voltage VH input from the sample-and-hold circuit Ka via the sixth switch 4h and the low-voltage side detection voltage VL input from the sample-and-hold circuit Ka via the twelfth switch 4r.
  • the integrating circuit Kb may be configured as a well-known zero-drift amplifier.
  • zero-drift amplifiers There are several known circuit configurations for zero-drift amplifiers, and it is possible to adopt, for example, a chopper type or chopper-type auto-zero type circuit configuration.
  • a circuit configuration in which a correlated double sampling technique different from the above is applied to the differential amplifier may be adopted.
  • the integrator circuit Kb As a zero drift amplifier, it is possible to suppress drift due to input offset voltage and 1/f noise caused by variations in the characteristics of the transistors that make up the differential amplifier 4s. In other words, by using a zero drift amplifier as the integrator circuit Kb, it is possible to improve the accuracy of the magnetic sensor A1.
  • the high-voltage side current limiting unit 5H is equipped with an open/close switch 5a.
  • This open/close switch 5a is an open/close switch (electronically controlled switch) with two contacts and a control terminal. One end of this open/close switch 5a is connected to the positive phase output terminal of the differential amplifier 4s and the other end of the fifth capacitor 4t, and the other end is connected to the input terminal of the high-voltage side current generating unit 6H.
  • the control end of the switch 5a is connected to the control device (not shown). That is, the switch 5a is an electronically controlled switch whose open/close state is set based on a switching signal EN input from the control device to its control end, and the supply/non-supply of the positive phase output signal V out (+) to the high-voltage side current generating unit 6H is set based on the switching signal.
  • the high-voltage side current generating unit 6H includes a resistor 6a as shown in the figure.
  • This resistor 6a is a two-terminal element with a predetermined resistance value, with one end connected to the second contact of the open/close switch 5a in the high-voltage side current limiting unit 5H, and the other end connected to one end of the pickup coil 3, the first contact of the first switch 4a, and the first contact of the second switch 4b.
  • Such resistor 6a functions as a voltage/current converter that converts the positive phase output signal V out (+) applied to one end via open/close switch 5a into magnetic feedback current I fb (bias current).
  • high-voltage side current generating unit 6H shown in Figure 2 is the simplest circuit in the current generating unit of the present invention that generates magnetic feedback current I fb (bias current).
  • the low-voltage side current limiting unit 5L is equipped with an open/close switch 5b.
  • This open/close switch 5b is an open/close switch (electronically controlled switch) with two contacts and a control terminal. One end of this open/close switch 5b is connected to the negative phase output terminal of the differential amplifier 4s and the other end of the sixth capacitor 4u, and the other end is connected to the input terminal of the low-voltage side current generating unit 6L.
  • switch 5b has a control end connected to the above-mentioned control device (not shown). That is, switch 5a has its open/closed state set based on a switching signal EN input to its control end, similar to switch 5a, and sets whether or not to supply negative-phase output signal V out (-) to low-voltage side current generating unit 6L based on the switching signal.
  • the low-voltage side current generating unit 6L is equipped with a resistor 6b as shown in the figure.
  • This resistor 6b is a two-terminal element with a predetermined resistance value, one end of which is connected to the second contact of the open/close switch 5b in the low-voltage side current limiting unit 5L, and the other end of which is connected to the other end of the pickup coil 3, the first contact of the seventh switch 4i, and the first contact of the eighth switch 4j.
  • Such resistor 6b functions as a voltage/current converter that converts the negative phase output signal V out (-) applied to one end via open/close switch 5b into a magnetic feedback current I fb (bias current).
  • the low-voltage side current generating unit 6L shown in Figure 2 is the simplest circuit in the current generating unit of the present invention that generates the magnetic feedback current I fb (bias current).
  • the magnetic measurement device C1 includes a plurality of magnetic sensors A1 according to the first embodiment, and four magnetic measurement units E1 to E4 that measure magnetism (biomagnetism) generated by a living body using the positive phase output signals V out (+) and the negative phase output signals V out (-) of the plurality of magnetic sensors A1.
  • the multiple magnetic sensors A1 detect, for example, biomagnetic fields emitted by various organs in the human body. That is, the multiple magnetic sensors A1 detect the magnetism emitted by the brain (brain magnetism), the magnetism emitted by nerves (neuromagnetism), the magnetism emitted by the heart (cardiac magnetism), and the magnetism emitted by muscles (muscle magnetism).
  • the magnetic sensor A1 for detecting brain magnetism is connected to the first magnetic measurement unit E1 and outputs a positive phase output signal V out (+) and a negative phase output signal V out (-) indicative of brain magnetism to the first magnetic measurement unit E1.
  • the magnetic sensor A1 for detecting neuromagnetism is connected to the second magnetic measurement unit E2 and outputs a positive phase output signal V out (+) and a negative phase output signal V out (-) indicative of neuromagnetism to the second magnetic measurement unit E2.
  • the magnetic sensor A1 for detecting cardiac magnetism is connected to the third magnetic measurement unit E3 and outputs a positive phase output signal V out (+) and a negative phase output signal V out (-) indicative of cardiac magnetism to the third magnetic measurement unit E3.
  • the magnetic sensor A1 for detecting muscle magnetism is connected to the fourth magnetic measurement unit E4 and outputs a positive phase output signal V out (+) and a negative phase output signal V out (-) indicative of muscle magnetism to the fourth magnetic measurement unit E4.
  • the first magnetic measurement unit E1 measures the strength and distribution of the brain magnetism based on the positive phase output signal V out (+) and the negative phase output signal V out (-) indicative of the brain magnetism, and outputs the results to the outside.
  • the second magnetic measurement unit E2 measures the strength and distribution of the neuromagnetism based on the positive phase output signal V out (+) and the negative phase output signal V out (-) indicative of the neuromagnetism, and outputs the results to the outside.
  • the third magnetic measurement unit E3 measures the strength and distribution of the heart magnetism based on the positive phase output signal V out (+) and the negative phase output signal V out (-) indicative of the heart magnetism, and outputs the results to the outside.
  • the fourth magnetic measurement unit E4 measures the strength and distribution of the muscle magnetism based on the positive phase output signal V out (+) and the negative phase output signal V out (-) indicative of the muscle magnetism, and outputs the results to the outside.
  • Such a magnetic measurement device C1 can realize a small, low-power, high-resolution (picotesla level) biomagnetic measurement device that can operate stably.
  • the magnetic measurement device C1 does not require the use of a well-known magnetic sensor head (SQUID, etc.) for biomagnetic measurement, and can achieve significant miniaturization and cost reduction.
  • SQUID magnetic sensor head
  • This timing chart shows the relationship between the various signals mentioned above, that is, the switching signal EN that controls the open/close switch 5a (high-voltage side current limiting section 5H) and the open/close switch 5b (low-voltage side current limiting section 5L), the drive voltage MIE of the sensor head 1, the first sampling signal SMPL that controls the first switch 4a, the fifth switch 4g, the seventh switch 4i, and the eleventh switch 4q, the second sampling signal CDS that controls the second switch 4b and the eighth switch 4j, and the timing signal Tx that controls the third switch 4c, the fourth switch 4d, the sixth switch 4h, the ninth switch 4k, the tenth switch 4m, and the twelfth switch 4r, and the input voltage Vin and the output signal Dout .
  • the switching signal EN that controls the open/close switch 5a (high-voltage side current limiting section 5H) and the open/close switch 5b (low-voltage side current limiting section 5L)
  • the drive voltage MIE of the sensor head 1 the
  • switching signal EN transitions from L (low level) to H (high level), starting the flow of magnetic feedback current Ifb (bias current) to pickup coil 3. Due to the flow of this magnetic feedback current Ifb , after time t1, input voltage Vin rises from 0 V to bias voltage Vb.
  • the drive voltage MIE is not input to the sensor head 1, so the pickup coil 3 (magnetic impedance element S) is not in a state where it can detect the external magnetic field G.
  • the bias voltage Vb is a voltage resulting from the magnetic feedback current Ifb flowing through the parasitic resistance R P of the pickup coil 3.
  • the first sampling signal SMPL and the second sampling signal CDS transition from “L” to “H”. Due to these transitions of the first sampling signal SMPL and the second sampling signal CDS, the first switch 4a, the fifth switch 4g, the seventh switch 4i, the eleventh switch 4q, the second switch 4b, and the eighth switch 4j are set from “open” (open state) to "closed” (closed state).
  • the timing signal Tx transitions from “H” to "L.” Due to this transition of the timing signal Tx, the third switch 4c, the fourth switch 4d, the sixth switch 4h, the ninth switch 4k, the tenth switch 4m, and the twelfth switch 4r are set from “closed” to "open.”
  • a high-voltage side detection voltage VBP corresponding to the bias voltage Vb is applied to one end of the first capacitor 4e and the second capacitor 4f, and the other ends of the first capacitor 4e and the second capacitor 4f are grounded.
  • a low-voltage side detection voltage VBN corresponding to the bias voltage Vb is applied to the other ends of the third capacitor 4n and the fourth capacitor 4p, and one ends of the third capacitor 4n and the fourth capacitor 4p are grounded.
  • the first capacitor 4e and the second capacitor 4f are charged by the high-voltage side detection voltage VBP
  • the third capacitor 4n and the fourth capacitor 4p are charged by the low-voltage side detection voltage VBN .
  • second sampling signal CDS transitions from "H" to "L". That is, at this time t2, application of high-voltage side detection voltage VBP to one end of second capacitor 4f is interrupted, and high-voltage side detection voltage VBP at this time is held. Also, at time t2, application of low-voltage side detection voltage VBN to one end of fourth capacitor 4p is interrupted, and low-voltage side detection voltage VBN at this time is held.
  • the drive voltage MIE is supplied to the sensor head 1, and the pickup coil 3 (magnetic impedance element S) is ready to detect the external magnetic field G.
  • the input voltage Vin rises above the bias voltage Vb and reaches a peak voltage Vm at time t4 by detecting the external magnetic field G with the magnetic feedback current Ifb (bias current) flowing through the pickup coil 3 and the drive voltage MIE being supplied to the sensor head 1.
  • a high-voltage side detection voltage VMP corresponding to the peak voltage Vm is applied to one end of the first capacitor 4e.
  • a low-voltage side detection voltage VMN corresponding to the peak voltage Vm is applied to the other end of the fourth capacitor 4p.
  • the first capacitor 4e is charged by the high-voltage side detection voltage VMP .
  • the fourth capacitor 4p is charged by the low-voltage side detection voltage VMN .
  • first sampling signal SMPL transitions from "H” to "L". That is, at this time t4, application of high-voltage side detection voltage VMP to one end of first capacitor 4e is interrupted, and high-voltage side detection voltage VMP at this timing is held. Also, application of low-voltage side detection voltage VMN to one end of fourth capacitor 4p is interrupted, and low-voltage side detection voltage VMN at this timing is held.
  • the switching signal EN and the driving voltage MIE transition from "H” to "L.” That is, the application of the driving voltage by the driving unit 2 to the sensor head 1 is limited in synchronization with the supply of the magnetic feedback current I fb (bias current) to the pickup coil 3 by the high-voltage side current limiting unit 5H and the low-voltage side current limiting unit 5L.
  • the timing signal Tx transitions from "L” to "H.” That is, the third switch 4c, the fourth switch 4d, the sixth switch 4h, the ninth switch 4k, the tenth switch 4m, and the twelfth switch 4r are set from “open” to "closed” at time t6.
  • the fourth capacitor 4p in the first series circuit is connected in parallel to the first capacitor 4e with the polarity opposite to that during charging.
  • the third capacitor 4n in the second series circuit is connected in parallel to the second capacitor 4f with the polarity opposite to that during charging.
  • the voltage at the connection point between the first capacitor 4e and the fourth capacitor 4p is the high-voltage side detection voltage VH obtained by subtracting the bias voltage Vb from the peak voltage Vm at the high-voltage side detection voltage VH.
  • the voltage at the connection point between the second capacitor 4f and the third capacitor 4n is the low-voltage side detection voltage VL obtained by subtracting the bias voltage Vb from the peak voltage Vm at the low-voltage side detection voltage VL.
  • the high-voltage side detection voltage VBP held in the first capacitor 4e and the second capacitor 4f and the low-voltage side detection voltage VLP held in the third capacitor 4n and the fourth capacitor 4p during the period from time t1 to t2 are first sample values.
  • the high-voltage side detection voltage VMP held in the first capacitor 4e and the low-voltage side detection voltage VMP held in the fourth capacitor 4p during the period from time t3 to t4 are second sample values.
  • the high-voltage side detection voltage VBP and the high-voltage side detection voltage VMP are two sample values (high-voltage side sample values) sampled at different times for the high-voltage side detection voltage VP .
  • the low-voltage side detection voltage VLP and the low-voltage side detection voltage VMP are two sample values (low-voltage side sample values) sampled at different times for the low-voltage side detection voltage VN .
  • the high-voltage side detection voltage VH and low-voltage side detection voltage VL generated by the operation of the sample-and-hold circuit Ka from time t1 to t5 are output from the sample-and-hold circuit Ka to the integrating circuit Kb at time t5.
  • the integrating circuit Kb then differentially amplifies the high-voltage side detection voltage VH and the low-voltage side detection voltage VL to output a positive phase output signal V out (+) and a negative phase output signal V out (-).
  • the magnetic sensor A1 and magnetic measuring device C1 of the first embodiment include a pickup coil 3 (magnetic detection unit) that outputs a detection signal in response to an external magnetic field G, a signal processing unit 4 that generates a positive phase output signal V out ( +) and a negative phase output signal V out (-) by performing a predetermined signal processing on an input voltage V in (detection signal), a high-voltage side current generating unit 6H and a low-voltage side current generating unit 6L that generate a magnetic feedback current I fb (bias current), and a high-voltage side current limiting unit 5H and a low-voltage side current limiting unit 5L that limit the flow of the bias current to the magnetic detection unit for a predetermined time.
  • the first embodiment by being equipped with a high-voltage side current limiting unit 5H and a low-voltage side current limiting unit 5L, it is possible to provide a magnetic sensor A1 and a magnetic measuring device C1 that can reduce power consumption more than conventional methods by limiting the period during which the magnetic feedback current Ifb (bias current) is passed through the pickup coil 3 (magnetic detection unit).
  • the signal processing unit 4 includes a correlated double sampling circuit that performs sample-and-hold processing on the input voltage V in (detection signal), so it is possible to suppress the influence of the parasitic resistance R P that is unavoidably present in the pickup coil 3 (magnetic detection unit). Therefore, according to the first embodiment, it is possible to detect the external magnetic field G with high accuracy.
  • the magnetic sensor A1 and the magnetic measurement device C1 include a sample-and-hold circuit Ka that acquires and holds two sample values by sampling the input voltage V in (detection signal) at different timings using a correlated double sampling circuit, and an integration circuit Kb that integrates the difference between the two sample values. According to the first embodiment, it is possible to suppress the influence of the parasitic resistance RP with a simple circuit configuration.
  • the magnetic sensor A1 and magnetic measurement device C1 have a differential amplifier Kb configured as a zero drift amplifier, making it possible to detect the external magnetic field G with high accuracy.
  • the high-voltage side current generating unit 6H and the low-voltage side current generating unit 6L are equipped with resistors 6a, 6b that generate a magnetic feedback current I fb (bias current) based on the positive phase output signal V out (+) and the negative phase output signal V out (-), and the high-voltage side current limiting unit 5H and the low-voltage side current limiting unit 5L are equipped with opening/closing switches 5a, 5b provided between the signal processing unit 4 and the current generating units.
  • the high-voltage side current generating unit 6H it is possible to configure the high-voltage side current generating unit 6H, the low-voltage side current generating unit 6L, the high-voltage side current limiting unit 5H, and the low-voltage side current limiting unit 5L with a simple circuit configuration.
  • the magnetic detection unit includes a magnetic impedance element S and a driving unit 2 that applies a driving voltage MIE to the magnetic impedance element S, so that it is possible to detect an external magnetic field G with high sensitivity.
  • the drive unit 2 limits the application of the drive voltage MIE to the sensor head 1 in synchronization with the current limiting of the magnetic feedback current I fb (bias current) by the high-voltage side current limiting unit 5H and the low-voltage side current limiting unit 5L, making it possible to reduce the power consumption of the drive unit 2.
  • This also makes it possible to reduce the power consumption of the magnetic sensor A1 and the magnetic measurement device C1.
  • the magnetic sensor A2 according to the second embodiment is configured as a single-ended circuit as shown in the figure.
  • Fig. 5 the same components as those in Figs. 1 and 2 according to the first embodiment are denoted by the same reference numerals. The following mainly describes the points that are different from the first embodiment.
  • This magnetic sensor A2 comprises a pickup coil 3 (magnetic detection unit) that outputs a detection signal in response to an external magnetic field G, a signal processing unit 7 that generates an output signal Vout by performing a predetermined signal processing on an input voltage Vin (detection signal), a current generating unit 9 that generates a magnetic feedback current Ifb (bias current), and a current limiting unit 8 that limits the flow of the magnetic feedback current Ifb (bias current) to the pickup coil 3 (magnetic detection unit) for a predetermined time.
  • a pickup coil 3 magnetic detection unit
  • signal processing unit 7 that generates an output signal Vout by performing a predetermined signal processing on an input voltage Vin (detection signal)
  • a current generating unit 9 that generates a magnetic feedback current Ifb (bias current)
  • a current limiting unit 8 that limits the flow of the magnetic feedback current Ifb (bias current) to the pickup coil 3 (magnetic detection unit) for a predetermined time.
  • the signal processing unit 7 includes a first switch 7a, a second switch 7b, a third switch 7c, a fourth switch 7d, a first capacitor 7e, a second capacitor 7f, a fifth switch 7g, a sixth switch 7h, a differential amplifier 7i, and a third capacitor 7j, as shown in the figure.
  • the first switch 7a, the second switch 7b, the third switch 7c, the fourth switch 7d, the first capacitor 7e, the second capacitor 7f, and the fifth switch 7g constitute a sample-and-hold circuit Kc.
  • the differential amplifier 7i and the third capacitor 7j constitute an integrating circuit.
  • the first switch 7a is an open/close switch (electronically controlled switch) with two contacts and a control end.
  • the first contact of this first switch 7a is connected to one end of the pickup coil 3 and the first contact of the second switch 7b, and the second contact is connected to the first contact of the third switch 7c and one end of the first capacitor 7e.
  • the control terminal of the first switch 7a is connected to a control device (not shown).
  • This control device is an electronic device that comprehensively controls the magnetic sensor A2 shown in FIG. 5.
  • the open/close state of the first switch 7a is set based on the first sampling signal SMPL input from the control device.
  • the second switch 7b is an open/close switch (electronically controlled switch) with two contacts and a control terminal.
  • the first contact of this second switch 7b is connected to one end of the pickup coil 3 and the first contact of the first switch 7a, and the second contact is connected to the first contact of the fourth switch 7d and one end of the second capacitor 7f.
  • the control terminal of the second switch 7b is also connected to the above-mentioned control device (not shown), and the open/close state is set based on the second sampling signal CDS input from the control device.
  • the third switch 7c is an open/close switch (electronically controlled switch) with two contacts and a control terminal.
  • the first contact of this third switch 7c is connected to the second contact of the first switch 7a and one end of the first capacitor 7e, and the second contact is grounded.
  • the control terminal of the third switch 7c is connected to the above-mentioned control device (not shown), and the open/close state is set based on the timing signal Tx input from the control device.
  • the fourth switch 7d is an open/close switch (electronically controlled switch) with two contacts and a control terminal.
  • the first contact of this fourth switch 7d is connected to the second contact of the second switch 7b and one end of the second capacitor 7f, and the second contact is connected to the other end of the first capacitor 7e, one end of the fifth switch 7g, and one end of the sixth switch 7h.
  • the control terminal of the fourth switch 7d is also connected to the control device (not shown) described above, and the open/close state is set based on the timing signal Tx, similar to the third switch 7c.
  • the first capacitor 7e is a two-terminal element having a predetermined capacitance. One end of this first capacitor 7e is connected to the second contact of the first switch 7a and the first contact of the third switch 7c, and the other end is connected to the first contact of the fifth switch 7g, the second contact of the fourth switch 7d, and the first contact of the sixth switch 7h.
  • the second capacitor 7f is a two-terminal element having a predetermined capacitance. One end of this second capacitor 7f is connected to the second contact of the second switch 7b and the first contact of the fourth switch 7d, and the other end is grounded.
  • the fifth switch 7g is an open/close switch (electronically controlled switch) with two contacts and a control terminal.
  • the first contact of this fifth switch 7g is connected to the other end of the first capacitor 7e, the second contact of the fourth switch 7d, and the first contact of the sixth switch 7h, and the second contact is grounded.
  • the control terminal of this fifth switch 7g is connected to the above-mentioned control device (not shown), and the open/close state is set based on the first sampling signal SMPL, similar to the first switch 4a.
  • the sixth switch 7h is an open/close switch (electronically controlled switch) with two contacts and a control terminal.
  • the sixth switch 7h has a first contact connected to the other end of the first capacitor 7e, the second contact of the fourth switch 7d, and the first contact of the fifth switch 7g, and a second contact connected to the negative phase input terminal of the differential amplifier 7i and one end of the third capacitor 7j.
  • the sixth switch 7h also has a control terminal connected to the control device (not shown) described above, and the open/close state is set based on the timing signal Tx in the same manner as the third switch 4c and the fourth switch 4d.
  • the differential amplifier 7i is an integrated circuit with two inputs and one output as shown in the figure.
  • the negative input terminal of this differential amplifier 7i is connected to the second contact of the sixth switch 7h and one terminal of the third capacitor 7j, and the positive input terminal is grounded.
  • the output terminal of this differential amplifier 7i is connected to the other terminal of the third capacitor 7j and the input terminal of the current limiting unit 8, and is also connected to an external device.
  • the third capacitor 7j is a two-terminal element having a predetermined capacitance. One end of this third capacitor 7j is connected to the second contact of the sixth switch 7h and the inverting input terminal of the differential amplifier 7i, and the other end is connected to the output terminal of the differential amplifier 7i and an external device.
  • the first capacitor 7e and the second capacitor 7f are connected in parallel via the fourth switch 7d. That is, the other end of the first capacitor 7e is connected to the other end of the second capacitor 7f via the fourth switch 7d.
  • the sample-and-hold circuit Kc is a correlated double sampling circuit that obtains and holds sample values by performing sample-and-hold processing on the detection voltage Vc (detection signal) at different timings based on a well-known correlated double sampling method.
  • the integrating circuit Kd in the second embodiment generates an output signal Vout by amplifying the detection voltage Vs input from the sample-and-hold circuit Kc via the sixth switch 7h.
  • the current limiting unit 8 includes an open/close switch 8a.
  • This open/close switch 8a is an open/close switch (electronically controlled switch) with two contacts and a control terminal. The first contact of this open/close switch 8a is connected to the output terminal of the differential amplifier 7i and the other terminal of the third capacitor 7j, and the second contact is connected to the input terminal of the current generating unit 9.
  • the control end of the switch 8a is connected to the control device (not shown). That is, the switch 8a is an electronically controlled switch whose open/close state is set based on a switching signal EN input from the control device to its control end, and sets whether the output signal Vout is supplied to the current generating unit 9 or not based on the switching signal EN.
  • the current generating unit 9 includes a resistor 9a.
  • This resistor 9a is a two-terminal element having a predetermined resistance value, with one end connected to the second contact of the open/close switch 8a in the current limiting unit 8, and the other end connected to one end of the pickup coil 3, the first contact of the first switch 7a, and the first contact of the second switch 7b.
  • This timing chart shows the relationship between the above-mentioned switching signal EN, driving voltage MIE, first sampling signal SMPL, second sampling signal CDS, and timing signal Tx and the input voltage Vin and output signal Dout .
  • the drive voltage MIE is not input to the sensor head 1, so the pickup coil 3 (magnetic impedance element S) is not in a state where it can detect the external magnetic field G.
  • the bias voltage Vb is a voltage resulting from the magnetic feedback current Ifb flowing through the parasitic resistance R P of the pickup coil 3.
  • the first sampling signal SMPL and the second sampling signal CDS transition from “L” to “H”. Due to these transitions of the first sampling signal SMPL and the second sampling signal CDS, the first switch 7a, the second switch 7b, and the fifth switch 7g are set from “open” (open state) to "closed” (closed state).
  • the timing signal Tx transitions from “H” to “L.” This transition of the timing signal Tx sets the third switch 7c, the fourth switch 7d, and the sixth switch 7h from “closed” to “open.”
  • a high-voltage side detection voltage VBP corresponding to the bias voltage Vb is applied to one end of the first capacitor 7e and the second capacitor 7f, and the other ends of the first capacitor 7e and the second capacitor 7f are grounded.
  • the first capacitor 7e and the second capacitor 7f are charged by the input voltage Vin and hold the input voltage Vin .
  • the second sampling signal CDS transitions from "H” to "L.” That is, at this time t2, the application of the input voltage Vin to one end of the second capacitor 7f is interrupted.
  • the drive voltage MIE is supplied to the sensor head 1, and the pickup coil 3 (magnetic impedance element S) is ready to detect the external magnetic field G.
  • the input voltage Vin rises above the bias voltage Vb and reaches a peak voltage Vm at time t4 by detecting the external magnetic field G with the magnetic feedback current Ifb (bias current) flowing through the pickup coil 3 and the drive voltage MIE being supplied to the sensor head 1.
  • a high-voltage side detection voltage VMP corresponding to the peak voltage Vm is applied to one end of the first capacitor 7e.
  • the first capacitor 7e is charged by the input voltage Vin and holds the input voltage Vin .
  • the first sampling signal SMPL transitions from “H” to “L.” That is, at this time t4, the application of the input voltage Vin to one end of the first capacitor 7e is interrupted.
  • the switching signal EN and the drive voltage MIE transition from "H” to "L.” That is, at time t5, the supply of the magnetic feedback current I fb (bias current) to the pickup coil 3 ends, and the supply of the drive voltage MIE to the sensor head 1 ends.
  • the timing signal Tx transitions from "L” to "H.” That is, the third switch 7c, the fourth switch 7d, and the sixth switch 7h are set from “open” to "closed” at time t6.
  • the second capacitor 7f is connected in series with the first capacitor 7e with the polarity opposite to that during charging, so the voltage at the connection point between the first capacitor 7e and the second capacitor 7f becomes the detection voltage Vc, which is the peak voltage Vm minus the bias voltage Vb.
  • the detection voltage Vc generated by such an operation of the sample-and-hold circuit Kc over the period from time t1 to t5 is output from the sample-and-hold circuit Kc to the integrating circuit Kd at time t5.
  • the integrating circuit Kd then generates an output signal Vout by differentially amplifying the detection voltage Vc.
  • the magnetic sensor A2 and magnetic measuring device C2 of the second embodiment include a pickup coil 3 (magnetic detection unit) that outputs a detection signal corresponding to an external magnetic field G, a signal processing unit 7 that generates an output signal Vout by performing a predetermined signal processing on an input voltage Vin (detection signal), a current generating unit 9 that generates a magnetic feedback current Ifb (bias current), and a current limiting unit 8 that limits the flow of the bias current to the magnetic detection unit for a predetermined time.
  • a pickup coil 3 magnetic detection unit
  • signal processing unit 7 that generates an output signal Vout by performing a predetermined signal processing on an input voltage Vin (detection signal)
  • a current generating unit 9 that generates a magnetic feedback current Ifb (bias current)
  • bias current bias current
  • the current limiting unit 8 since the current limiting unit 8 is provided, it is possible to limit the period during which the magnetic feedback current I fb (bias current) is applied to the pickup coil 3 (magnetic detection unit). Therefore, according to the second embodiment, it is possible to provide the magnetic sensor A2 and the magnetic measurement device C2 that can reduce power consumption more than before.
  • the magnetic feedback current I fb bias current
  • the magnetic feedback current I fb bias current
  • the magnetic measurement device according to the present invention is capable of detecting various external devices other than biomagnetism with low power consumption and high accuracy.

Landscapes

  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Condensed Matter Physics & Semiconductors (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Measuring Magnetic Variables (AREA)

Abstract

本発明は、外部磁気に応じた検出信号を出力する磁気検出部と、検出信号に所定の信号処理を施すことにより出力信号を生成する信号処理部と、バイアス電流を発生させる電流発生部と、バイアス電流の磁気検出部への通電を所定時間に制限する通電制限部とを備える。

Description

磁気センサ及び磁気計測装置
　本発明は、磁気センサ及び磁気計測装置に関する。
　本願は、２０２３年９月６日に、日本に出願された特願２０２３－１４４６８６に基づく優先権を主張し、その内容をここに援用する。
　下記特許文献１には、温度などの環境変化や製造ばらつき等によって生じる感度ばらつきを抑制するために、ピックアップコイルにバイアス磁界を発生させる磁気センサ及び生体磁気計測装置が開示されている。この磁気センサ及び生体磁気計測装置では、定電流源回路で生成した電流又は磁気センサの出力信号に比例した電流をピックアップコイルに通電させることにより、ピックアップコイルにバイアス磁界を発生させる。
特開２０２２－１０００５５号公報
　ところで、上記背景技術は、定電流源回路で生成した電流（定電流）又は磁気センサの出力信号に比例した電流（フィードバック電流）をバイアス電流としてピックアップコイルに通電させるものである。この背景技術では、検出対象である外部磁気とは逆位相の磁気（磁場）をバイアス電流によってピックアップコイルに発生させる。
　しかしながら、磁気センサの感度ばらつきを抑制するためには、上記バイアス電流を比較的大きな電流値に設定する必要がある。すなわち、上記背景技術は、消費電力が比較的大きいという問題がある。例えば、複数の磁気センサを必要とする装置に背景技術を適用しようとした場合、磁気センサの消費電力が大きいことは解決すべき重要な技術課題となる。
　本発明は、上述した事情に鑑みてなされたものであり、消費電力を従来よりも抑制することが可能な磁気センサ及び磁気計測装置の提供を目的とする。
　上記目的を達成するために、本発明では、磁気センサに係る第１の解決手段として、外部磁気に応じた検出信号を出力する磁気検出部と、前記検出信号に所定の信号処理を施すことにより出力信号を生成する信号処理部と、バイアス電流を発生させる電流発生部と、前記バイアス電流の前記磁気検出部への通電を所定時間に制限する通電制限部とを備える、という手段を採用する。
　本発明では、磁気センサに係る第２の解決手段として、上記第１の解決手段において、前記信号処理部は、前記検出信号にサンプルホールド処理を施す相関二重サンプリング回路を備える、という手段を採用する。
　本発明では、磁気センサに係る第３の解決手段として、上記第２の解決手段において、前記相関二重サンプリング回路は、前記検出信号を異なるタイミングでサンプリングすることにより２つのサンプル値を取得かつ保持するサンプルホールド回路と、前記２つのサンプル値の差分を積分する積分回路とを備える、という手段を採用する。
　本発明では、磁気センサに係る第４の解決手段として、上記第３の解決手段において、前記積分回路は、ゼロドリフトアンプとして構成される、という手段を採用する。
　本発明では、磁気センサに係る第５の解決手段として、上記第１～第４のいずれかの解決手段において、前記電流発生部は、前記出力信号に基づいて前記バイアス電流を発生させる抵抗器を備え、前記通電制限部は、前記信号処理部と前記電流発生部との間又は前記電流発生部と前記磁気検出部との間に設けられた開閉スイッチを備える、という手段を採用する。
　本発明では、磁気センサに係る第６の解決手段として、上記第１～第４のいずれかの解決手段において、前記磁気検出部は、磁気インピーダンス素子と、前記磁気インピーダンス素子に駆動電圧を印加する駆動部とを備える、という手段を採用する。
　本発明では、磁気センサに係る第７の解決手段として、上記第６の解決手段において、前記駆動部は、前記通電制限部による通電の制限に同期して前記駆動電圧の印加を制限する、という手段を採用する。
　本発明では、磁気計測装置に係る第１の解決手段として、第１～第４のいずれかの解決手段に係る磁気センサと、前記出力信号を用いて磁気を測定する磁気計測部とを備える、という手段を採用する。
　本発明では、磁気計測装置に係る第２の解決手段として、磁気計測装置に係る第１の解決手段において、前記外部磁気は生体で発生する生体磁気である、という手段を採用する。
　本発明によれば、消費電力を従来よりも抑制することが可能な磁気センサ及び磁気計測装置を提供することが可能である。
本発明の第１実施形態に係る磁気センサＡ１の概要を示すブロック図である。 本発明の第１実施形態に係る磁気センサＡ１の詳細構成を示す回路図である。 本発明の第１実施形態に係る磁気計測装置Ｂ１の構成を示すブロック図である。 本発明の第１実施形態に係る磁気センサＡ１の動作を示すタイミングチャートである。 本発明の第２実施形態に係る磁気センサＡ２の詳細構成を示す回路図である。
　以下、図面を参照して、本発明の実施形態について説明する。
　〔第１実施形態〕
　最初に、本発明の第１実施形態について、図１～図５を参照して説明する。
　第１実施形態に係る磁気センサＡ１は、図１に示すように、センサヘッド１、駆動部２、ピックアップコイル３、信号処理部４、高電圧側通電制限部５Ｈ、高電圧側電流発生部６Ｈ、低電圧側通電制限部５Ｌ及び低電圧側電流発生部６Ｌを備えている。
　ここで、詳細については後述するが、図１におけるＲＰは、ピックアップコイル３の寄生抵抗である。ピックアップコイル３は、所定抵抗値（寄生抵抗値）の寄生抵抗ＲＰを不可避的に有する。また、センサヘッド１及びピックアップコイル３（寄生抵抗ＲＰを含む）は、磁気インピーダンス素子Ｓを構成している。
　センサヘッド１は、一端が駆動部２の出力端に接続され、他端が接地された二端子素子である。このセンサヘッド１は、外部磁気Ｇが作用した状態で駆動部２から駆動電圧が印加されると、磁気特性が変化する磁性材料である。すなわち、このセンサヘッド１は、外部磁気Ｇの強さ（大きさ）に応じた磁化変化、つまり磁束変化がセンサヘッド１に生じる。
　センサヘッド１は、例えばアモルファスワイヤである。センサヘッド１は、外部磁気Ｇが作用した状態で駆動部２から駆動電圧が印加されると、センサヘッド１のインピーダンスが変化し、センサヘッド１の内部を貫く磁束が変化する。このインピーダンスの変化量は、外部磁気Ｇの大きさに依存する。
　駆動部２は、出力端がセンサヘッド１の一端に接続されており、出力端からセンサヘッド１の一端に所定の駆動電圧を印加する。この駆動部２は、磁気インピーダンス素子Ｓとともに、本発明の磁気比較部を構成している。このような駆動部２は、例えばパルス電圧又は高周波電圧等の変動電圧を発生する電圧源であり、この変動電圧を駆動電圧ＭＩＥとしてセンサヘッド１に出力する。
　ピックアップコイル３は、センサヘッド１の周囲に巻回された巻き線である。このピックアップコイル３は、一端が信号処理部４における一方の入力端（第１入力端）及び高電圧側電流発生部６Ｈの出力端に接続され、他端が信号処理部４における他方の入力端（第２入力端）及び低電圧側電流発生部６Ｌの出力端に接続されている。
　このようなピックアップコイル３は、センサヘッド１の周囲に巻回されており、 センサヘッド１表面における、外部磁界に応じた磁束変化は、ピックアップコイル３を通じてコイル両端において誘導電圧として表れる。
　この誘導電圧は、本発明の検出信号に相当するものであり、図示するようにピックアップコイル３の一端に発生する高電圧側検出電圧ＶＰとピックアップコイル３の他端に発生する低電圧側検出電圧ＶＮとの差分電圧である。このような誘導電圧は、入力電圧Ｖｉｎとして信号処理部４に入力される。
　上述したように、ピックアップコイル３は、所定の寄生抵抗ＲＰを有している。この寄生抵抗ＲＰは、図示するようにピックアップコイル３に直列接続された抵抗器として機能し、所定の抵抗値（寄生抵抗値）を有している。すなわち、ピックアップコイル３に電流が通電されると、寄生抵抗ＲＰの両端には寄生抵抗値に応じた寄生電圧ＶＰが発生する。
　この寄生電圧ＶＰは、周知文献（特開２０２２－１０００５５号公報）に記載されているように、磁気インピーダンス素子Ｓによる外部磁気Ｇの検出において、誤差要因となるものである。すなわち、上記周知文献に記されているように、寄生電圧ＶＰは、信号処理部４に入力される入力電圧Ｖｉｎから減算されることが好ましい。
　信号処理部４は、図示するように２入力２出力の電子回路である。この信号処理部４は、第１入力端がピックアップコイル３の一端及び高電圧側電流発生部６Ｈの出力端に接続され、第２入力端がピックアップコイル３の他端及び低電圧側電流発生部６Ｌの出力端に接続されている。
　また、この信号処理部４は、第１出力端が図示しない外部機器及び高電圧側通電制限部５Ｈに接続されており、当該外部機器及び高電圧側通電制限部５Ｈに向けて正相出力信号Ｖｏｕｔ（＋）を出力する。さらに、信号処理部４は、第２出力端が上記外部機器及び低電圧側通電制限部５Ｌに接続されており、当該外部機器及び低電圧側通電制限部５Ｌに向けて逆相出力信号Ｖｏｕｔ（－）を出力する。
　このような信号処理部４は、ピックアップコイル３からの入力電圧Ｖｉｎに所定の信号処理を施すことにより正相出力信号Ｖｏｕｔ（＋）及び逆相出力信号Ｖｏｕｔ（－）を生成する。すなわち、これら正相出力信号Ｖｏｕｔ（＋）及び逆相出力信号Ｖｏｕｔ（－）は、ピックアップコイル３（磁気インピーダンス素子Ｓ）が検出した外部磁気Ｇの強さ（大きさ）を示すアナログ信号である。
　なお、信号処理部４の出力信号はアナログ信号又はデジタル信号のいずれでもよいが、第１実施形態ではアナログ信号である。すなわち、正相出力信号Ｖｏｕｔ（＋）は、外部磁気Ｇの強さ（大きさ）を示す正位相のアナログ電圧信号である。これに対して、逆相出力信号Ｖｏｕｔ（－）は、外部磁気Ｇの強さ（大きさ）を示す逆位相のアナログ電圧信号である。正相出力信号Ｖｏｕｔ（＋）と逆相出力信号Ｖｏｕｔ（－）とは、振幅が同一であるものの位相が反転した関係にある。
　高電圧側通電制限部５Ｈは、入力端が信号処理部４の第１出力端に接続され、出力端が高電圧側電流発生部６Ｈの入力端に接続されている。この高電圧側通電制限部５Ｈは、信号処理部４から入力される正相出力信号Ｖｏｕｔ（＋）の高電圧側電流発生部６Ｈへの供給／非供給を制御装置（図示略）から入力される切替信号に基づいて設定する。
　すなわち、高電圧側通電制限部５Ｈは、上位制御信号に基づいて正相出力信号Ｖｏｕｔ（＋）の高電圧側電流発生部６Ｈへの供給／非供給を設定することにより、高電圧側電流発生部６Ｈで発生される磁気フィードバック電流Ｉｆｂ（バイアス電流）のピックアップコイル３への通電を所定時間に制限する。
　上記磁気フィードバック電流Ｉｆｂは、ピックアップコイル３を通じて近接するセンサヘッド１に対して、電流の大きさに応じた磁場を生成する。すなわち、磁気フィードバック電流Ｉｆｂは、正相出力信号Ｖｏｕｔ（＋）と逆相出力信号Ｖｏｕｔ（－）との差に比例するため、磁気フィードバック電流Ｉｆｂ及び生成される磁場もまたこの差に比例し、かつ、外部磁気Ｇに逆位相であるため、これが磁気フィードバックとして働き、磁気インピーダンス素子Ｓの非線形性などの問題を解決する。
　高電圧側電流発生部６Ｈは、入力端が高電圧側通電制限部５Ｈの出力端に接続され、出力端がピックアップコイル３の一端及び信号処理部４の第１入力端に接続されている。この高電圧側電流発生部６Ｈは、高電圧側通電制限部５Ｈを介して信号処理部４から入力される正相出力信号Ｖｏｕｔ（＋）に基づいて磁気フィードバック電流Ｉｆｂ（バイアス電流）を生成する。
　低電圧側通電制限部５Ｌは、入力端が信号処理部４の第２出力端に接続され、出力端が低電圧側電流発生部６Ｌの入力端に接続されている。この低電圧側通電制限部５Ｌは、信号処理部４から入力される逆相出力信号Ｖｏｕｔ（－）の低電圧側電流発生部６Ｌへの供給／非供給を上記切替信号に基づいて設定する。
　すなわち、低電圧側通電制限部５Ｌは、上位制御信号に基づいて逆相出力信号Ｖｏｕｔ（－）の低電圧側電流発生部６Ｌへの供給／非供給を設定することにより、低電圧側電流発生部６Ｌで発生される磁気フィードバック電流Ｉｆｂ（バイアス電流）のピックアップコイル３への通電を所定時間に制限する。
　ここで、詳細については後述するが、上述した駆動部２は、高電圧側通電制限部５Ｈ及び低電圧側通電制限部５Ｌによる磁気フィードバック電流Ｉｆｂ（バイアス電流）のピックアップコイル３への通電の制限に同期して駆動電圧のセンサヘッド１への印加を制限する。
　低電圧側電流発生部６Ｌは、入力端が低電圧側通電制限部５Ｌの出力端に接続され、出力端がピックアップコイル３の他端及び信号処理部４の第２入力端に接続されている。この低電圧側通電制限部５Ｌは、低電圧側通電制限部５Ｌを介して信号処理部４から入力される逆相出力信号Ｖｏｕｔ（－）に基づいて磁気フィードバック電流Ｉｆｂ（バイアス電流）を生成する。
　続いて、図２を参照して磁気センサＡ１の具体的な回路構成を説明する。
この図２に示すように、磁気センサＡ１の信号処理部４は、第１スイッチ４ａ、第２スイッチ４ｂ、第３スイッチ４ｃ、第４スイッチ４ｄ、第１コンデンサ４ｅ、第２コンデンサ４ｆ、第５スイッチ４ｇ、第６スイッチ４ｈ、第７スイッチ４ｉ、第８スイッチ４ｊ、第９スイッチ４ｋ、第１０スイッチ４ｍ、第３コンデンサ４ｎ、第４コンデンサ４ｐ、第１１スイッチ４ｑ、第１２スイッチ４ｒ、差動増幅器４ｓ、第５コンデンサ４ｔ及び第６コンデンサ４ｕを備える。
　すなわち、信号処理部４は、１２個の開閉スイッチ、６個のコンデンサ及び１個の差動増幅器を備える。第１スイッチ４ａは、２つの接点及び制御端を備えた開閉スイッチ（電子制御スイッチ）である。この第１スイッチ４ａは、第１接点がピックアップコイル３の一端及び第２スイッチ４ｂの第１接点に接続され、第２接点が第３スイッチ４ｃの第１接点及び第１コンデンサ４ｅの一端に接続されている。
　また、この第１スイッチ４ａは、制御端が制御装置（図示略）に接続されている。この制御装置は、図２に示す磁気センサＡ１を包括的に制御する電子装置である。このような第１スイッチ４ａは、制御装置から入力される第１サンプリング信号ＳＭＰＬに基づいて開閉状態が設定される。
　第２スイッチ４ｂは、２つの接点及び制御端を備えた開閉スイッチ（電子制御スイッチ）である。この第２スイッチ４ｂは、第１接点がピックアップコイル３の一端及び第１スイッチ４ａの第１接点に接続され、第２接点が第４スイッチ４ｄの第１接点及び第２コンデンサ４ｆの一端に接続されている。また、第２スイッチ４ｂは、制御端が上述した制御装置（図示略）に接続されており、制御装置から入力される第２サンプリング信号ＣＤＳに基づいて開閉状態が設定される。
　第３スイッチ４ｃは、２つの接点及び制御端を備えた開閉スイッチ（電子制御スイッチ）である。この第３スイッチ４ｃは、第１接点が第１スイッチ４ａの第２接点及び第１コンデンサ４ｅの一端に接続され、第２接点が接地されている。また、第３スイッチ４ｃは、制御端が上述した制御装置（図示略）に接続されており、制御装置から入力されるタイミング信号Ｔｘに基づいて開閉状態が設定される。
　第４スイッチ４ｄは、２つの接点及び制御端を備えた開閉スイッチ（電子制御スイッチ）である。この第４スイッチ４ｄは、第１接点が第２スイッチ４ｂの第２接点及び第２コンデンサ４ｆの一端に接続され、第２接点が接地されている。また、第４スイッチ４ｄは、制御端が上述した制御装置（図示略）に接続されており、上記第３スイッチ４ｃと同様にタイミング信号Ｔｘに基づいて開閉状態が設定される。
　第１コンデンサ４ｅは、所定の静電容量を有する２端子素子である。この第１コンデンサ４ｅは、一端が第１スイッチ４ａの第２接点及び第３スイッチ４ｃの第１接点に接続され、他端が第５スイッチ４ｇの第１接点及び第６スイッチ４ｈの第１接点に接続されている。また、この第１コンデンサ４ｅは、他端が第３コンデンサ４ｎの一端にも接続されている。
　第２コンデンサ４ｆは、所定の静電容量を有する２端子素子である。この第２コンデンサ４ｆは、一端が第２スイッチ４ｂの第２接点及び第４スイッチ４ｄの第１接点に接続され、他端が第４コンデンサ４ｐの一端、第１１スイッチ４ｑの第１接点及び第１２スイッチ４ｒの第１接点に接続されている。
　第５スイッチ４ｇは、２つの接点及び制御端を備えた開閉スイッチ（電子制御スイッチ）である。この第５スイッチ４ｇは、第１接点が第１コンデンサ４ｅの他端及び第６スイッチ４ｈの第１接点に加えて第３コンデンサ４ｎの一端に接続され、第２接点が接地されている。また、この第５スイッチ４ｇは、制御端が上述した制御装置（図示略）に接続されており、上記第１スイッチ４ａと同様に第１サンプリング信号ＳＭＰＬに基づいて開閉状態が設定される。
　第６スイッチ４ｈは、２つの接点及び制御端を備えた開閉スイッチ（電子制御スイッチ）である。この第６スイッチ４ｈは、第１接点が第１コンデンサ４ｅの他端及び第５スイッチ４ｇの第１接点に加えて第３コンデンサ４ｎの一端に接続され、第２接点が差動増幅器４ｓの正相入力端及び第５コンデンサ４ｔの一端に接続されている。また、第６スイッチ４ｈは、制御端が上述した制御装置（図示略）に接続されており、上記第３スイッチ４ｃ及び第４スイッチ４ｄと同様に制御装置から入力されるタイミング信号Ｔｘに基づいて開閉状態が設定される。
　第７スイッチ４ｉは、２つの接点及び制御端を備えた開閉スイッチ（電子制御スイッチ）である。この第７スイッチ４ｉは、第１接点がピックアップコイル３の他端及び第８スイッチ４ｊの第１接点に接続され、第２接点が第９スイッチ４ｋの第１接点及び第３コンデンサ４ｎの他端に接続されている。また、第７スイッチ４ｉは、制御端が上述した制御装置（図示略）に接続されており、上記第１スイッチ４ａ及び第５スイッチ４ｇと同様に第１サンプリング信号ＳＭＰＬに基づいて開閉状態が設定される。
　第８スイッチ４ｊは、２つの接点及び制御端を備えた開閉スイッチ（電子制御スイッチ）である。この第８スイッチ４ｊは、第１接点がピックアップコイル３の他端及び第７スイッチ４ｉの第１接点に接続され、第２接点が第１０スイッチ４ｍの第１接点及び第４コンデンサ４ｐの他端に接続されている。また、第８スイッチ４ｊは、制御端が上述した制御装置（図示略）に接続されており、上述した第２スイッチ４ｂと同様に第２サンプリング信号ＣＤＳに基づいて開閉状態が設定される。
　第９スイッチ４ｋは、２つの接点及び制御端を備えた開閉スイッチ（電子制御スイッチ）である。この第９スイッチ４ｋは、第１接点が第７スイッチ４ｉの第２接点及び第３コンデンサ４ｎの他端に接続され、第２接点が接地されている。また、第９スイッチ４ｋは、制御端が上述した制御装置（図示略）に接続されており、上述した第３スイッチ４ｃ、第４スイッチ４ｄ及び第６スイッチ４ｈと同様にタイミング信号Ｔｘに基づいて開閉状態が設定される。
　第１０スイッチ４ｍは、２つの接点及び制御端を備えた開閉スイッチ（電子制御スイッチ）である。この第１０スイッチ４ｍは、第１接点が第８スイッチ４ｊの第２接点及び第４コンデンサ４ｐの他端に接続され、第２接点が接地されている。また、第１０スイッチ４ｍは、制御端が制御装置（図示略）に接続されており、上述した第３スイッチ４ｃ、第４スイッチ４ｄ、第６スイッチ４ｈ及び第９スイッチ４ｋと同様にタイミング信号Ｔｘに基づいて開閉状態が設定される。
　第３コンデンサ４ｎは、所定の静電容量を有する２端子素子である。この第３コンデンサ４ｎは、一端が第２コンデンサ４ｆの他端、第１１スイッチ４ｑの第１接点及び第１２スイッチ４ｒの第１接点に接続され、他端が第７スイッチ４ｉの第２接点及び第９スイッチ４ｋの第１接点に接続されている。
　第４コンデンサ４ｐは、所定の静電容量を有する２端子素子である。この第４コンデンサ４ｐは、一端が第１コンデンサ４ｅの他端、第５スイッチ４ｇの第１接点及び第６スイッチ４ｈの第１接点に接続され、他端が第８スイッチ４ｊの第２接点及び第１０スイッチ４ｍの第１接点に接続されている。
　第１１スイッチ４ｑは、２つの接点及び制御端を備えた開閉スイッチ（電子制御スイッチ）である。この第１１スイッチ４ｑは、第１接点が第３コンデンサ４ｎの他端及び第１２スイッチ４ｒの第１接点に加え、第２コンデンサ４ｆの他端に接続され、第２接点が接地されている。また、第１１スイッチ４ｑは、制御端が制御装置（図示略）に接続されており、上述した第１スイッチ４ａ、第５スイッチ４ｇ及び第７スイッチ４ｉと同様に第１サンプリング信号ＳＭＰＬに基づいて開閉状態が設定される。
　第１２スイッチ４ｒは、２つの接点及び制御端を備えた開閉スイッチ（電子制御スイッチ）である。この第１２スイッチ４ｒは、第１接点が第３コンデンサ４ｎの他端及び第１１スイッチ４ｑの第１接点に加え、第２コンデンサ４ｆの他端に接続され、第２接点が差動増幅器４ｓの逆相入力端及び第６コンデンサ４ｕの一端に接続されている。また、第１２スイッチ４ｒは、制御端が制御装置（図示略）に接続されており、上述した第３スイッチ４ｃ、第４スイッチ４ｄ、第６スイッチ４ｈ、第９スイッチ４ｋ及び第１０スイッチ４ｍと同様にタイミング信号Ｔｘに基づいて開閉状態が設定される。
　差動増幅器４ｓは、図示するように２入力２出力の集積回路である。この差動増幅器４ｓは、正相入力端が第６スイッチ４ｈの第２接点及び第５コンデンサ４ｔの一端に接続され、逆相入力端が第１２スイッチ４ｒの第２接点及び第６コンデンサ４ｕの一端に接続されている。
　また、この差動増幅器４ｓは、正相出力端が第５コンデンサ４ｔの他端及び高電圧側通電制限部５Ｈの入力端に接続されるとともに、上述した外部機器に接続される。さらに、差動増幅器４ｓは、逆相出力端が第６コンデンサ４ｕの他端及び低電圧側通電制限部５Ｌの入力端に接続されるとともに、上述した外部機器に接続される。
　第５コンデンサ４ｔは、所定の静電容量を有する２端子素子である。この第５コンデンサ４ｔは、一端が第６スイッチ４ｈの第２接点及び差動増幅器４ｓの正相入力端に接続され、他端が差動増幅器４ｓの正相入力端及び上述した外部機器に接続される。
　第６コンデンサ４ｕは、所定の静電容量を有する２端子素子である。この第６コンデンサ４ｕは、一端が第１２スイッチ４ｒの第２接点及び差動増幅器４ｓの逆相入力端に接続され、他端が差動増幅器４ｓの逆相入力端及び上述した外部機器に接続される。
　ここで、このような磁気センサＡ１の各構成要素のうち、第１スイッチ４ａ、第２スイッチ４ｂ、第３スイッチ４ｃ、第４スイッチ４ｄ、第１コンデンサ４ｅ、第２コンデンサ４ｆ、第５スイッチ４ｇ、第７スイッチ４ｉ、第８スイッチ４ｊ、第９スイッチ４ｋ、第１０スイッチ４ｍ、第３コンデンサ４ｎ、第４コンデンサ４ｐ及び第１１スイッチ４ｑは、第１実施形態におけるサンプルホールド回路Ｋａを構成している。
　このサンプルホールド回路Ｋａにおいて、第１コンデンサ４ｅと第４コンデンサ４ｐとは、第１コンデンサ４ｅの他端と第４コンデンサ４ｐの一端とが相互接続されている。このような第１コンデンサ４ｅ及び第４コンデンサ４ｐは第１直列回路を構成している。また、第２コンデンサ４ｆと第３コンデンサ４ｎとは、第２コンデンサ４ｆの他端と第３コンデンサ４ｎの一端とが相互接続されている。このような第２コンデンサ４ｆ及び第３コンデンサ４ｎは、第２直列回路を構成している。
　詳細については後述するが、このサンプルホールド回路Ｋａは、周知の相関二重サンプリング法に基づいて異なるタイミングで高電圧側検出電圧ＶＰ及び低電圧側検出電圧ＶＮ（検出信号）にサンプルホールド処理を施すことにより、２つのサンプル値を取得かつ保持する相関二重サンプリング回路である。
　また、差動増幅器４ｓ、第５コンデンサ４ｔ及び第６コンデンサ４ｕは、第１実施形態における積分回路Ｋｂを構成している。この積分回路Ｋｂは、第６スイッチ４ｈを介してサンプルホールド回路Ｋａから入力される高電圧側検出電圧ＶＨと第１２スイッチ４ｒを介してサンプルホールド回路Ｋａから入力される低電圧側検出電圧ＶＬとをの差分を積分することにより正相出力信号Ｖｏｕｔ（＋）及び逆相出力信号Ｖｏｕｔ（－）を生成する。
　ここで、積分回路Ｋｂは、周知のゼロドリフトアンプとして構成されていてもよい。ゼロドリフトアンプには幾つかの回路構成のものが知られているが、例えばチョッパー方式又はチョッパー型オート・ゼロ方式の回路構成を採用することが考えられる。また、差動増幅器に対して上記とは別の相関二重サンプリング技術を施した回路構成を採用してもよい。
　積分回路Ｋｂをゼロドリフトアンプとして構成することにより、差動増幅器４ｓを構成するトランジスタの特性バラツキ等に起因する入力オフセット電圧や１／ｆノイズによるドリフトを抑制することが可能である。すなわち、積分回路Ｋｂとしてゼロドリフトアンプを採用することにより、磁気センサＡ１の高精度化が可能である。
　図２に示すように、高電圧側通電制限部５Ｈは、開閉スイッチ５ａを備えている。この開閉スイッチ５ａは、２つの接点及び制御端を備えた開閉スイッチ（電子制御スイッチ）である。この開閉スイッチ５ａは、一端が差動増幅器４ｓの正相出力端及び第５コンデンサ４ｔの他端に接続され、他端が高電圧側電流発生部６Ｈの入力端に接続されている。
　また、この開閉スイッチ５ａは、制御端が上述した制御装置（図示略）に接続されている。すなわち、開閉スイッチ５ａは、制御装置から制御端に入力される切替信号ＥＮに基づいて開閉状態が設定される電子制御スイッチであり、正相出力信号Ｖｏｕｔ（＋）の高電圧側電流発生部６Ｈへの供給／非供給を上記切替信号に基づいて設定する。
　高電圧側電流発生部６Ｈは、図示するように抵抗器６ａを備えている。この抵抗器６ａは、所定の抵抗値を有する２端子素子であり、一端が高電圧側通電制限部５Ｈにおける開閉スイッチ５ａの第２接点に接続され、他端がピックアップコイル３の一端、第１スイッチ４ａの第１接点及び第２スイッチ４ｂの第１接点に接続されている。
　このような抵抗器６ａは、開閉スイッチ５ａを介して一端に印加される正相出力信号Ｖｏｕｔ（＋）を磁気フィードバック電流Ｉｆｂ（バイアス電流）に変換する電圧／電流変換器として機能する。すなわち、図２に示す高電圧側電流発生部６Ｈは、磁気フィードバック電流Ｉｆｂ（バイアス電流）を発生させる本発明の電流発生部における最も簡単な回路である。
　低電圧側通電制限部５Ｌは、開閉スイッチ５ｂを備えている。この開閉スイッチ５ｂは、２つの接点及び制御端を備えた開閉スイッチ（電子制御スイッチ）である。この開閉スイッチ５ｂは、一端が差動増幅器４ｓの逆相出力端及び第６コンデンサ４ｕの他端に接続され、他端が低電圧側電流発生部６Ｌの入力端に接続されている。
　また、この開閉スイッチ５ｂは、高電圧側通電制限部５Ｈの開閉スイッチ５ａと同様に、制御端が上述した制御装置（図示略）に接続されている。すなわち、この開閉スイッチ５ａは、開閉スイッチ５ａと同様に制御端に入力される切替信号ＥＮに基づいて開閉状態が設定され、逆相出力信号Ｖｏｕｔ（－）の低電圧側電流発生部６Ｌへの供給／非供給を上記切替信号に基づいて設定する。
　低電圧側電流発生部６Ｌは、図示するように抵抗器６ｂを備えている。この抵抗器６ｂは、所定の抵抗値を有する２端子素子であり、一端が低電圧側通電制限部５Ｌにおける開閉スイッチ５ｂの第２接点に接続され、他端がピックアップコイル３の他端、第７スイッチ４ｉの第１接点及び第８スイッチ４ｊの第１接点に接続されている。
　このような抵抗器６ｂは、開閉スイッチ５ｂを介して一端に印加される逆相出力信号Ｖｏｕｔ（－）を磁気フィードバック電流Ｉｆｂ（バイアス電流）に変換する電圧／電流変換器として機能する。すなわち、図２に示す低電圧側電流発生部６Ｌは、磁気フィードバック電流Ｉｆｂ（バイアス電流）を発生させる本発明の電流発生部における最も簡単な回路である。
　続いて、第１実施形態に係る磁気計測装置Ｃ１について、図３を参照して説明する。この磁気計測装置Ｃ１は、図３に示すように、第１実施形態に係る複数の磁気センサＡ１と、複数の磁気センサＡ１の正相出力信号Ｖｏｕｔ（＋）及び逆相出力信号Ｖｏｕｔ（－）を用いて生体が発する磁気（生体磁気）を測定する４つの磁気計測部Ｅ１～Ｅ４とを備える。
　複数の磁気センサＡ１は、例えば人体における各種臓器が発する生体磁気を検出するものである。すなわち、複数の磁気センサＡ１は、脳が発する磁気（脳磁気）、神経が発する磁気（神経磁気）、心臓が発する磁気（心臓磁気）及び筋肉が発する磁気（筋肉磁気）を検出する。
　脳磁気を検出する磁気センサＡ１は、第１の磁気計測部Ｅ１に接続されており、当該第１の磁気計測部Ｅ１に脳磁気を示す正相出力信号Ｖｏｕｔ（＋）及び逆相出力信号Ｖｏｕｔ（－）を出力する。神経磁気を検出する磁気センサＡ１は、第２の磁気計測部Ｅ２に接続されており、当該第２の磁気計測部Ｅ２に神経磁気を示す正相出力信号Ｖｏｕｔ（＋）及び逆相出力信号Ｖｏｕｔ（－）を出力する。
　心臓磁気を検出する磁気センサＡ１は、第３の磁気計測部Ｅ３に接続されており、当該第３の磁気計測部Ｅ３に心臓磁気を示す正相出力信号Ｖｏｕｔ（＋）及び逆相出力信号Ｖｏｕｔ（－）を出力する。筋肉磁気を検出する磁気センサＡ１は、第４の磁気計測部Ｅ４に接続されており、当該第４の磁気計測部Ｅ４に筋肉磁気を示す正相出力信号Ｖｏｕｔ（＋）及び逆相出力信号Ｖｏｕｔ（－）を出力する。
　第１の磁気計測部Ｅ１は、脳磁気を示す正相出力信号Ｖｏｕｔ（＋）及び逆相出力信号Ｖｏｕｔ（－）に基づいて脳磁気の強度や分布等を測定して外部に出力する。第２の磁気計測部Ｅ２は、神経磁気を示す正相出力信号Ｖｏｕｔ（＋）及び逆相出力信号Ｖｏｕｔ（－）に基づいて神経磁気の強度や分布等を測定して外部に出力する。第３の磁気計測部Ｅ３は、心臓磁気を示す正相出力信号Ｖｏｕｔ（＋）及び逆相出力信号Ｖｏｕｔ（－）に基づいて心臓磁気の強度や分布等を測定して外部に出力する。第４の磁気計測部Ｅ４は、筋肉磁気を示す正相出力信号Ｖｏｕｔ（＋）及び逆相出力信号Ｖｏｕｔ（－）に基づいて筋肉磁気の強度や分布等を測定して外部に出力する。
　このような磁気計測装置Ｃ１によれば、安定動作可能な高分解能（ピコテスラレベル）の生体磁気計測装置を小型かつ低消費電力に実現できる。すなわち、磁気計測装置Ｃ１によれば、周知の生体磁気計測向けの磁気センサヘッド（ＳＱＵＩＤ等）を用いる必要がなく、大幅な小型化及び低コスト化を実現することができる。
　次に、第１実施形態に係る磁気センサＡ１及び磁気計測装置Ｃ１の動作について、図４に示すタイミングチャートを参照して詳しく説明する。
　このタイミングチャートは、上述した各種信号、つまり開閉スイッチ５ａ（高電圧側通電制限部５Ｈ）及び開閉スイッチ５ｂ（低電圧側通電制限部５Ｌ）を制御する切替信号ＥＮ、センサヘッド１の駆動電圧ＭＩＥ、第１スイッチ４ａ、第５スイッチ４ｇ、第７スイッチ４ｉ及び第１１スイッチ４ｑを制御する第１サンプリング信号ＳＭＰＬ、第２スイッチ４ｂ及び第８スイッチ４ｊを制御する第２サンプリング信号ＣＤＳ、また第３スイッチ４ｃ、第４スイッチ４ｄ、第６スイッチ４ｈ、第９スイッチ４ｋ、第１０スイッチ４ｍ及び第１２スイッチ４ｒを制御するタイミング信号Ｔｘと入力電圧Ｖｉｎ及び出力信号Ｄｏｕｔとの関係を示すものである。
　最初に、切替信号ＥＮが時刻ｔ１においてＬ（Ｌｏｗレベル）からＨ（Ｈｉレベル）に遷移することにより、磁気フィードバック電流Ｉｆｂ（バイアス電流）のピックアップコイル３への通電が開始する。この磁気フィードバック電流Ｉｆｂの通電によって、時刻ｔ１以降において入力電圧Ｖｉｎが０Ｖからバイアス電圧Ｖｂに上昇する。
　この時刻ｔ１ではセンサヘッド１に駆動電圧ＭＩＥが入力されていないので、ピックアップコイル３（磁気インピーダンス素子Ｓ）は、外部磁気Ｇを検出できる状態にはない。上記バイアス電圧Ｖｂは、ピックアップコイル３の寄生抵抗ＲＰに磁気フィードバック電流Ｉｆｂが流れたことに起因する電圧である。
　ここで、時刻ｔ１では、切替信号ＥＮの「Ｌ」から「Ｈ」への遷移に加え、第１サンプリング信号ＳＭＰＬ及び第２サンプリング信号ＣＤＳが「Ｌ」から「Ｈ」への遷移する。これら第１サンプリング信号ＳＭＰＬ及び第２サンプリング信号ＣＤＳの遷移によって、第１スイッチ４ａ、第５スイッチ４ｇ、第７スイッチ４ｉ及び第１１スイッチ４ｑ並びに第２スイッチ４ｂ及び第８スイッチ４ｊは、「開」（開状態）から「閉」（閉状態）に設定される。
　また、この時刻ｔ１では、タイミング信号Ｔｘが「Ｈ」から「Ｌ」へ遷移する。このタイミング信号Ｔｘの遷移によって、第３スイッチ４ｃ、第４スイッチ４ｄ、第６スイッチ４ｈ、第９スイッチ４ｋ、第１０スイッチ４ｍ及び第１２スイッチ４ｒは、「閉」から「開」に設定される。
　すなわち、時刻ｔ１において、第１コンデンサ４ｅ及び第２コンデンサ４ｆの一端にはバイアス電圧Ｖｂに対応する高電圧側検出電圧ＶＢＰが印可され、第１コンデンサ４ｅ及び第２コンデンサ４ｆの他端は接地される。また、第３コンデンサ４ｎ及び第４コンデンサ４ｐの他端にはバイアス電圧Ｖｂに対応する低電圧側検出電圧ＶＢＮが印可され、第３コンデンサ４ｎ及び第４コンデンサ４ｐの一端は接地される。
　この結果、第１コンデンサ４ｅ及び第２コンデンサ４ｆは、高電圧側検出電圧ＶＢＰによって充電される。また、第３コンデンサ４ｎ及び第４コンデンサ４ｐは、低電圧側検出電圧ＶＢＮによって充電される。
　そして、上記時刻ｔ１から所定時間が経過した時刻ｔ２において、第２サンプリング信号ＣＤＳが「Ｈ」から「Ｌ」に遷移する。すなわち、この時刻ｔ２において、第２コンデンサ４ｆの一端に対する高電圧側検出電圧ＶＢＰの印可が中断され、このタイミングでの高電圧側検出電圧ＶＢＰが保持（ホールド）される。また、時刻ｔ２において、第４コンデンサ４ｐの一端に対する低電圧側検出電圧ＶＢＮの印可が中断され、このタイミングでの低電圧側検出電圧ＶＢＮが保持（ホールド）される。
　そして、上記時刻ｔ２から所定時間が経過した時刻ｔ３において、センサヘッド１に駆動電圧ＭＩＥが供給され、ピックアップコイル３（磁気インピーダンス素子Ｓ）が外部磁気Ｇを検出できる状態となる。この結果、入力電圧Ｖｉｎは、ピックアップコイル３に磁気フィードバック電流Ｉｆｂ（バイアス電流）が通電された状態かつセンサヘッド１に駆動電圧ＭＩＥが供給された状態で外部磁気Ｇを検出することにより、バイアス電圧Ｖｂよりも上昇し時刻ｔ４においてピーク電圧Ｖｍとなる。
　第１コンデンサ４ｅの一端には、上記ピーク電圧Ｖｍに対応する高電圧側検出電圧ＶＭＰが印可される。また、第４コンデンサ４ｐの他端には、上記ピーク電圧Ｖｍに対応する低電圧側検出電圧ＶＭＮが印可される。この結果、第１コンデンサ４ｅは、高電圧側検出電圧ＶＭＰによって充電される。また、第４コンデンサ４ｐは、低電圧側検出電圧ＶＭＮによって充電される。
　そして、上記時刻ｔ４において、第１サンプリング信号ＳＭＰＬが「Ｈ」から「Ｌ」に遷移する。すなわち、この時刻ｔ４において、第１コンデンサ４ｅの一端に対する高電圧側検出電圧ＶＭＰの印可が中断され、このタイミングでの高電圧側検出電圧ＶＭＰが保持（ホールド）される。また、第４コンデンサ４ｐの一端に対する低電圧側検出電圧ＶＭＮの印可が中断され、このタイミングでの低電圧側検出電圧ＶＭＮが保持（ホールド）される。
　そして、上記時刻ｔ４から所定時間が経過した時刻ｔ５において、切替信号ＥＮ及び駆動電圧ＭＩＥが「Ｈ」から「Ｌ」に遷移する。すなわち、駆動部２による駆動電圧のセンサヘッド１への印加は、高電圧側通電制限部５Ｈ及び低電圧側通電制限部５Ｌによる磁気フィードバック電流Ｉｆｂ（バイアス電流）のピックアップコイル３への通電に同期して制限される。
　この結果、時刻ｔ５において、磁気フィードバック電流Ｉｆｂ（バイアス電流）のピックアップコイル３への通電が終了し、またセンサヘッド１への駆動電圧ＭＩＥの供給が終了する。すなわち、磁気フィードバック電流Ｉｆｂ（バイアス電流）のピックアップコイル３への通電が終了すると同時に、駆動電圧ＭＩＥのセンサヘッド１への印加が終了する。
　そして、上記時刻ｔ５から所定時間が経過した時刻ｔ６において、タイミング信号Ｔｘが「Ｌ」から「Ｈ」に遷移する。すなわち、第３スイッチ４ｃ、第４スイッチ４ｄ、第６スイッチ４ｈ、第９スイッチ４ｋ、第１０スイッチ４ｍ及び第１２スイッチ４ｒは、時刻ｔ６において「開」から「閉」に設定される。
　この結果、第１直列回路における第４コンデンサ４ｐは、充電時とは逆極性で第１コンデンサ４ｅに並列接続される。また、第２直列回路における第３コンデンサ４ｎは、充電時とは逆極性で第２コンデンサ４ｆに並列接続される。
　すなわち、第１コンデンサ４ｅと第４コンデンサ４ｐとの接続点の電圧は、高電圧側検出電圧ＶＨにおいてピーク電圧Ｖｍからバイアス電圧Ｖｂを減算した高電圧側検出電圧ＶＨとなる。また、第２コンデンサ４ｆと第３コンデンサ４ｎとの接続点の電圧は、低電圧側検出電圧ＶＬにおいてピーク電圧Ｖｍからバイアス電圧Ｖｂを減算した低電圧側検出電圧ＶＬとなる。
　ここで、時刻ｔ１～ｔ２の期間において第１コンデンサ４ｅ及び第２コンデンサ４ｆに保持される高電圧側検出電圧ＶＢＰ及び第３コンデンサ４ｎ及び第４コンデンサ４ｐに保持される低電圧側検出電圧ＶＬＰは、第１のサンプル値である。また、時刻ｔ３～ｔ４の期間において第１コンデンサ４ｅに保持される高電圧側検出電圧ＶＭＰ及び第４コンデンサ４ｐに保持される低電圧側検出電圧ＶＭＰは、第２のサンプル値である。
　これら第１のサンプル値及び第２のサンプル値のうち、高電圧側検出電圧ＶＢＰ及び高電圧側検出電圧ＶＭＰは、高電圧側検出電圧ＶＰについて異なるタイミングでサンプリングされた２つのサンプル値（高電圧側サンプル値）である。また、低電圧側検出電圧ＶＬＰ及び低電圧側検出電圧ＶＭＰは、低電圧側検出電圧ＶＮについて異なるタイミングでサンプリングされた２つのサンプル値（低電圧側サンプル値）である。
　このような時刻ｔ１～ｔ５に亘るサンプルホールド回路Ｋａの動作によって生成された高電圧側検出電圧ＶＨ及び低電圧側検出電圧ＶＬは、時刻ｔ５においてサンプルホールド回路Ｋａから積分回路Ｋｂに出力される。そして、積分回路Ｋｂは、高電圧側検出電圧ＶＨ及び低電圧側検出電圧ＶＬを差動増幅することによって正相出力信号Ｖｏｕｔ（＋）及び逆相出力信号Ｖｏｕｔ（－）を出力する。
　このような第１実施形態に係る磁気センサＡ１及び磁気計測装置Ｃ１は、外部磁気Ｇに応じた検出信号を出力するピックアップコイル３（磁気検出部）と、入力電圧Ｖｉｎ（検出信号）に所定の信号処理を施すことにより正相出力信号Ｖｏｕｔ（＋）及び逆相出力信号Ｖｏｕｔ（－）を生成する信号処理部４と、磁気フィードバック電流Ｉｆｂ（バイアス電流）を発生させる高電圧側電流発生部６Ｈ及び低電圧側電流発生部６Ｌと、バイアス電流の磁気検出部への通電を所定時間に制限する高電圧側通電制限部５Ｈ及び低電圧側通電制限部５Ｌとを備える。
　すなわち、第１実施形態によれば、高電圧側通電制限部５Ｈ及び低電圧側通電制限部５Ｌを備えることによって、磁気フィードバック電流Ｉｆｂ（バイアス電流）のピックアップコイル３（磁気検出部）への通電期間を制限することによって、消費電力を従来よりも抑制することが可能な磁気センサＡ１及び磁気計測装置Ｃ１を提供することができる。
　また、第１実施形態に係る磁気センサＡ１及び磁気計測装置Ｃ１は、信号処理部４が入力電圧Ｖｉｎ（検出信号）にサンプルホールド処理を施す相関二重サンプリング回路を備えるので、ピックアップコイル３（磁気検出部）が不可避的に有する寄生抵抗ＲＰの影響を抑制することが可能である。したがって、第１実施形態によれば、外部磁気Ｇを高精度に検出することが可能である。
　また、第１実施形態に係る磁気センサＡ１及び磁気計測装置Ｃ１は、相関二重サンプリング回路が入力電圧Ｖｉｎ（検出信号）を異なるタイミングでサンプリングすることにより２つのサンプル値を取得かつ保持するサンプルホールド回路Ｋａと、２つのサンプル値の差分を積分する積分回路Ｋｂとを備える。このような第１実施形態によれば、簡単な回路構成で寄生抵抗ＲＰの影響を抑制することが可能である。
　また、第１実施形態に係る磁気センサＡ１及び磁気計測装置Ｃ１は、差動増幅器Ｋｂがゼロドリフトアンプとして構成されるので、外部磁気Ｇを高精度に検出することが可能である。
　また、第１実施形態に係る磁気センサＡ１及び磁気計測装置Ｃ１は、高電圧側電流発生部６Ｈ及び低電圧側電流発生部６Ｌは、正相出力信号Ｖｏｕｔ（＋）及び逆相出力信号Ｖｏｕｔ（－）に基づいて磁気フィードバック電流Ｉｆｂ（バイアス電流）を発生させる抵抗器６ａ、６ｂを備え、高電圧側通電制限部５Ｈ及び低電圧側通電制限部５Ｌは、信号処理部４と電流発生部との間に設けられた開閉スイッチ５ａ、５ｂを備える。
　このような第１実施形態によれば、簡単な回路構成で高電圧側電流発生部６Ｈ及び低電圧側電流発生部６Ｌ並びに高電圧側通電制限部５Ｈ及び低電圧側通電制限部５Ｌを構成することが可能である。
　さらに、第１実施形態に係る磁気センサＡ１及び磁気計測装置Ｃ１では、磁気検出部は、磁気インピーダンス素子Ｓと磁気インピーダンス素子Ｓに駆動電圧ＭＩＥを印加する駆動部２とを備えるので、外部磁気Ｇを高感度で検出することが可能である。
　また、第１実施形態によれば、駆動部２は、高電圧側通電制限部５Ｈ及び低電圧側通電制限部５Ｌによる磁気フィードバック電流Ｉｆｂ（バイアス電流）の通電制限に同期して駆動電圧ＭＩＥのセンサヘッド１への印加を制限するので、駆動部２の消費電力を抑制することが可能である。したがって、これによっても磁気センサＡ１及び磁気計測装置Ｃ１の消費電力を抑制することができる。
〔第２実施形態〕
　次に、本発明の第２実施形態について、図５を参照して説明する。
　この第２実施形態に係る磁気センサＡ２は、図示するようにシングルエンド回路として構成されている。なお、図５では、第１実施形態における図１及び図２と同一な構成要素には同一符号を付している。以下では、第１実施形態とは異なる事項について主に説明する。
　この磁気センサＡ２は、外部磁気Ｇに応じた検出信号を出力するピックアップコイル３（磁気検出部）と、入力電圧Ｖｉｎ（検出信号）に所定の信号処理を施すことにより出力信号Ｖｏｕｔを生成する信号処理部７と、磁気フィードバック電流Ｉｆｂ（バイアス電流）を発生させる電流発生部９と、磁気フィードバック電流Ｉｆｂ（バイアス電流）のピックアップコイル３（磁気検出部）への通電を所定時間に制限する通電制限部８とを備える。
　第２実施形態において、信号処理部７は、図示するように第１スイッチ７ａ、第２スイッチ７ｂ、第３スイッチ７ｃ、第４スイッチ７ｄ、第１コンデンサ７ｅ、第２コンデンサ７ｆ、第５スイッチ７ｇ、第６スイッチ７ｈ、差動増幅器７ｉ及び第３コンデンサ７ｊを備える。
　これら構成要素のうち、第１スイッチ７ａ、第２スイッチ７ｂ、第３スイッチ７ｃ、第４スイッチ７ｄ、第１コンデンサ７ｅ、第２コンデンサ７ｆ及び第５スイッチ７ｇは、サンプルホールド回路Ｋｃを構成している。また、差動増幅器７ｉ及び第３コンデンサ７ｊは、積分回路を構成している。
　第１スイッチ７ａは、２つの接点及び制御端を備えた開閉スイッチ（電子制御スイッチ）である。この第１スイッチ７ａは、第１接点がピックアップコイル３の一端及び第２スイッチ７ｂの第１接点に接続され、第２接点が第３スイッチ７ｃの第１接点及び第１コンデンサ７ｅの一端に接続されている。
　また、この第１スイッチ７ａは、制御端が制御装置（図示略）に接続されている。この制御装置は、図５に示す磁気センサＡ２を包括的に制御する電子装置である。このような第１スイッチ７ａは、制御装置から入力される第１サンプリング信号ＳＭＰＬに基づいて開閉状態が設定される。
　第２スイッチ７ｂは、２つの接点及び制御端を備えた開閉スイッチ（電子制御スイッチ）である。この第２スイッチ７ｂは、第１接点がピックアップコイル３の一端及び第１スイッチ７ａの第１接点に接続され、第２接点が第４スイッチ７ｄの第１接点及び第２コンデンサ７ｆの一端に接続されている。また、第２スイッチ７ｂは、制御端が上述した制御装置（図示略）に接続されており、制御装置から入力される第２サンプリング信号ＣＤＳに基づいて開閉状態が設定される。
　第３スイッチ７ｃは、２つの接点及び制御端を備えた開閉スイッチ（電子制御スイッチ）である。この第３スイッチ７ｃは、第１接点が第１スイッチ７ａの第２接点及び第１コンデンサ７ｅの一端に接続され、第２接点が接地されている。また、第３スイッチ７ｃは、制御端が上述した制御装置（図示略）に接続されており、制御装置から入力されるタイミング信号Ｔｘに基づいて開閉状態が設定される。
　第４スイッチ７ｄは、２つの接点及び制御端を備えた開閉スイッチ（電子制御スイッチ）である。この第４スイッチ７ｄは、第１接点が第２スイッチ７ｂの第２接点及び第２コンデンサ７ｆの一端に接続され、第２接点が第１コンデンサ７ｅの他端、第５スイッチ７ｇの一端及び第６スイッチ７ｈの一端に接続されている。また、第４スイッチ７ｄは、制御端が上述した制御装置（図示略）に接続されており、上記第３スイッチ７ｃと同様に開閉状態がタイミング信号Ｔｘに基づいて設定される。
　第１コンデンサ７ｅは、所定の静電容量を有する２端子素子である。この第１コンデンサ７ｅは、一端が第１スイッチ７ａの第２接点及び第３スイッチ７ｃの第１接点に接続され、他端が第５スイッチ７ｇの第１接点、第４スイッチ７ｄの第２接点及び第６スイッチ７ｈの第１接点に接続されている。
　第２コンデンサ７ｆは、所定の静電容量を有する２端子素子である。この第２コンデンサ７ｆは、一端が第２スイッチ７ｂの第２接点及び第４スイッチ７ｄの第１接点に接続され、他端が接地されている。
　第５スイッチ７ｇは、２つの接点及び制御端を備えた開閉スイッチ（電子制御スイッチ）である。この第５スイッチ７ｇは、第１接点が第１コンデンサ７ｅの他端、第４スイッチ７ｄの第２接点及び第６スイッチ７ｈの第１接点に接続され、第２接点が接地されている。また、この第５スイッチ７ｇは、制御端が上述した制御装置（図示略）に接続されており、上記第１スイッチ４ａと同様に第１サンプリング信号ＳＭＰＬに基づいて開閉状態が設定される。
　第６スイッチ７ｈは、２つの接点及び制御端を備えた開閉スイッチ（電子制御スイッチ）である。この第６スイッチ７ｈは、第１接点が第１コンデンサ７ｅの他端、第４スイッチ７ｄの第２接点及び第５スイッチ７ｇの第１接点に接続され、第２接点が差動増幅器７ｉの逆相入力端及び第３コンデンサ７ｊの一端に接続されている。また、第６スイッチ７ｈは、制御端が上述した制御装置（図示略）に接続されており、上記第３スイッチ４ｃ及び第４スイッチ４ｄと同様にタイミング信号Ｔｘに基づいて開閉状態が設定される。
　差動増幅器７ｉは、図示するように２入力１出力の集積回路である。この差動増幅器７ｉは、逆相入力端が第６スイッチ７ｈの第２接点及び第３コンデンサ７ｊの一端に接続され、正相入力端が接地されている。また、この差動増幅器７ｉは、出力端が第３コンデンサ７ｊの他端及び通電制限部８の入力端に接続されるとともに外部機器に接続される。
　第３コンデンサ７ｊは、所定の静電容量を有する２端子素子である。この第３コンデンサ７ｊは、一端が第６スイッチ７ｈの第２接点及び差動増幅器７ｉの逆相入力端に接続され、他端が差動増幅器７ｉの出力端及び外部機器に接続される。
　ここで、第２実施形態におけるサンプルホールド回路Ｋｃでは、第１コンデンサ７ｅと第２コンデンサ７ｆとが第４スイッチ７ｄを介して並列接続されている。すなわち、第１コンデンサ７ｅの他端は、第４スイッチ７ｄを介して第２コンデンサ７ｆの他端に接続されている。
　このサンプルホールド回路Ｋｃは、周知の相関二重サンプリング法に基づいて異なるタイミングで検出電圧Ｖｃ（検出信号）にサンプルホールド処理を施すことにより、サンプル値を取得かつ保持する相関二重サンプリング回路である。また、第２実施形態における積分回路Ｋｄは、第６スイッチ７ｈを介してサンプルホールド回路Ｋｃから入力される検出電圧Ｖｓを増幅することにより出力信号Ｖｏｕｔを生成する。
　また、第２実施形態において、通電制限部８は開閉スイッチ８ａを備える。この開閉スイッチ８ａは、２つの接点及び制御端を備えた開閉スイッチ（電子制御スイッチ）である。この開閉スイッチ８ａは、第１接点が差動増幅器７ｉの出力端及び第３コンデンサ７ｊの他端及びに接続され、第２接点が電流発生部９の入力端に接続されている。
　また、この開閉スイッチ８ａは、制御端が上述した制御装置（図示略）に接続されている。すなわち、開閉スイッチ８ａは、制御装置から制御端に入力される切替信号ＥＮに基づいて開閉状態が設定される電子制御スイッチであり、出力信号Ｖｏｕｔの電流発生部９への供給／非供給を上記切替信号ＥＮに基づいて設定する。
　また、第２実施形態において、電流発生部９は抵抗器９ａを備える。この抵抗器９ａは、所定の抵抗値を有する２端子素子であり、一端が通電制限部８における開閉スイッチ８ａの第２接点に接続され、他端がピックアップコイル３の一端、第１スイッチ７ａの第１接点及び第２スイッチ７ｂの第１接点に接続されている。
　次に、第２実施形態に係る磁気センサＡ２の動作について説明する。なお、磁気センサＡ２の動作は、第１実施形態と同様なので、図４のタイミングチャートを参照して磁気センサＡ２の動作を説明する。
　このタイミングチャートは、上述した切替信号ＥＮ、駆動電圧ＭＩＥ、第１サンプリング信号ＳＭＰＬ、第２サンプリング信号ＣＤＳ及びタイミング信号Ｔｘと入力電圧Ｖｉｎ及び出力信号Ｄｏｕｔとの関係を示すものである。
　切替信号ＥＮが時刻ｔ１において「Ｌ」から「Ｈ」に遷移することにより、磁気フィードバック電流Ｉｆｂ（バイアス電流）のピックアップコイル３への通電が開始する。この磁気フィードバック電流Ｉｆｂの通電によって、時刻ｔ１以降において入力電圧Ｖｉｎが０Ｖからバイアス電圧Ｖｂに上昇する。
　この時刻ｔ１ではセンサヘッド１に駆動電圧ＭＩＥが入力されていないので、ピックアップコイル３（磁気インピーダンス素子Ｓ）は、外部磁気Ｇを検出できる状態にはない。上記バイアス電圧Ｖｂは、ピックアップコイル３の寄生抵抗ＲＰに磁気フィードバック電流Ｉｆｂが流れたことに起因する電圧である。
　ここで、時刻ｔ１では、切替信号ＥＮの「Ｌ」から「Ｈ」への遷移に加え、第１サンプリング信号ＳＭＰＬ及び第２サンプリング信号ＣＤＳが「Ｌ」から「Ｈ」への遷移する。これら第１サンプリング信号ＳＭＰＬ及び第２サンプリング信号ＣＤＳの遷移によって、第１スイッチ７ａ、第２スイッチ７ｂ及び第５スイッチ７ｇが「開」（開状態）から「閉」（閉状態）に設定される。
　また、この時刻ｔ１では、タイミング信号Ｔｘが「Ｈ」から「Ｌ」へ遷移する。このタイミング信号Ｔｘの遷移によって、第３スイッチ７ｃ、第４スイッチ７ｄ及び第６スイッチ７ｈは、「閉」から「開」に設定される。
　すなわち、時刻ｔ１において、第１コンデンサ７ｅ及び第２コンデンサ７ｆの一端にはバイアス電圧Ｖｂに対応する高電圧側検出電圧ＶＢＰが印加され、第１コンデンサ７ｅ及び第２コンデンサ７ｆの他端は接地される。この結果、第１コンデンサ７ｅ及び第２コンデンサ７ｆは、入力電圧Ｖｉｎによって充電され、当該入力電圧Ｖｉｎを保持（ホールド）する。
　そして、上記時刻ｔ１から所定時間が経過した時刻ｔ２において、第２サンプリング信号ＣＤＳが「Ｈ」から「Ｌ」に遷移する。すなわち、この時刻ｔ２において、第２コンデンサ７ｆの一端に対する入力電圧Ｖｉｎの印加が中断される。
　そして、上記時刻ｔ２から所定時間が経過した時刻ｔ３において、センサヘッド１に駆動電圧ＭＩＥが供給され、ピックアップコイル３（磁気インピーダンス素子Ｓ）が外部磁気Ｇを検出できる状態となる。この結果、入力電圧Ｖｉｎは、ピックアップコイル３に磁気フィードバック電流Ｉｆｂ（バイアス電流）が通電された状態かつセンサヘッド１に駆動電圧ＭＩＥが供給された状態で外部磁気Ｇを検出することにより、バイアス電圧Ｖｂよりも上昇し時刻ｔ４においてピーク電圧Ｖｍとなる。
　第１コンデンサ７ｅの一端には、上記ピーク電圧Ｖｍに対応する高電圧側検出電圧ＶＭＰが印加される。この結果、第１コンデンサ７ｅは、入力電圧Ｖｉｎによって充電され、当該入力電圧Ｖｉｎを保持（ホールド）する。
　そして、上記時刻ｔ４において、第１サンプリング信号ＳＭＰＬが「Ｈ」から「Ｌ」に遷移する。すなわち、この時刻ｔ４において、第１コンデンサ７ｅの一端に対する入力電圧Ｖｉｎの印加が中断される。
　そして、上記時刻ｔ４から所定時間が経過した時刻ｔ５において、切替信号ＥＮ及び駆動電圧ＭＩＥが「Ｈ」から「Ｌ」に遷移する。すなわち、時刻ｔ５において、磁気フィードバック電流Ｉｆｂ（バイアス電流）のピックアップコイル３への通電が終了し、またセンサヘッド１への駆動電圧ＭＩＥの供給が終了する。
　そして、上記時刻ｔ５から所定時間が経過した時刻ｔ６において、タイミング信号Ｔｘが「Ｌ」から「Ｈ」に遷移する。すなわち、第３スイッチ７ｃ、第４スイッチ７ｄ及び第６スイッチ７ｈは、時刻ｔ６において「開」から「閉」に設定される。
　この結果、第２コンデンサ７ｆが充電時とは逆極性で第１コンデンサ７ｅと直列接続されるので、第１コンデンサ７ｅと第２コンデンサ７ｆとの接続点の電圧は、ピーク電圧Ｖｍからバイアス電圧Ｖｂを減算した検出電圧Ｖｃとなる。
　このような時刻ｔ１～ｔ５に亘るサンプルホールド回路Ｋｃの動作によって生成された検出電圧Ｖｃは、時刻ｔ５においてサンプルホールド回路Ｋｃから積分回路Ｋｄに出力される。そして、積分回路Ｋｄは、検出電圧Ｖｃを差動増幅することによって出力信号Ｖｏｕｔを生成する。
　このような第２実施形態に係る磁気センサＡ２及び磁気計測装置Ｃ２は、外部磁気Ｇに応じた検出信号を出力するピックアップコイル３（磁気検出部）と、入力電圧Ｖｉｎ（検出信号）に所定の信号処理を施すことにより出力信号Ｖｏｕｔを生成する信号処理部７と、磁気フィードバック電流Ｉｆｂ（バイアス電流）を発生させる電流発生部９と、バイアス電流の磁気検出部への通電を所定時間に制限する通電制限部８とを備える。
　したがって、第２実施形態によれば、通電制限部８を備えるので、磁気フィードバック電流Ｉｆｂ（バイアス電流）のピックアップコイル３（磁気検出部）への通電期間を制限することが可能である。したがって、第２実施形態によれば、消費電力を従来よりも抑制することが可能な磁気センサＡ２及び磁気計測装置Ｃ２を提供することができる。
　なお、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、例えば以下のような変形例が考えられる。
（１）上記実施形態では、バイアス電流を出力信号に基づいて生成した磁気フィードバック電流Ｉｆｂ（帰還電流）としたが、本発明はこれに限定されない。出力信号とは関わりなく生成した一定電流をバイアス電流としてもよい。
（２）上記実施形態では、ピックアップコイル３に磁気フィードバック電流Ｉｆｂ（バイアス電流）を通電させたが、本発明はこれに限定されない。ピックアップコイル３とは別に設けらコイル（磁気フィードバック用コイル）に磁気フィードバック電流Ｉｆｂ（バイアス電流）を通電させてもよい。
（３）上記実施形態では、生体磁気を外部磁気Ｇとして計測する磁気計測装置について説明したが、本発明はこれに限定されない。本発明に係る磁気計測装置は、生体磁気以外の様々な外部機器を低消費電力かつ高精度に検出することが可能である。
　Ａ１、Ａ２　磁気センサ
　Ｃ１　磁気計測装置
　Ｅ１　磁気計測部
　Ｇ　外部磁気
　Ｋａ、Ｋｃ　サンプルホールド回路
　Ｋｂ、Ｋｄ　積分回路
　Ｓ　磁気インピーダンス素子
　１　センサヘッド
　２　駆動部
　３　ピックアップコイル
　４　信号処理部
　４ａ　第１スイッチ
　４ｂ　第２スイッチ
　４ｃ　第３スイッチ
　４ｄ　第４スイッチ
　４ｅ　第１コンデンサ
　４ｆ　第２コンデンサ
　４ｇ　第５スイッチ
　４ｈ　第６スイッチ
　４ｉ　第７スイッチ
　４ｊ　第８スイッチ
　４ｋ　第９スイッチ
　４ｍ　第１０スイッチ
　４ｎ　第３コンデンサ
　４ｐ　第４コンデンサ
　４ｑ　第１１スイッチ
　４ｒ　第１２スイッチ
　４ｓ　差動増幅器
　４ｔ　第５コンデンサ
　４ｕ　第６コンデンサ
　５Ｌ　低電圧側通電制限部
　５Ｈ　高電圧側通電制限部
　６Ｌ　低電圧側電流発生部
　６Ｈ　高電圧側電流発生部
　７　信号処理部
　７ａ　第１スイッチ
　７ｂ　第２スイッチ
　７ｃ　第３スイッチ
　７ｄ　第４スイッチ
　７ｅ　第１コンデンサ
　７ｆ　第２コンデンサ
　７ｇ　第５スイッチ
　７ｈ　第６スイッチ
　７ｉ　差動増幅器
　７ｊ　第３コンデンサ
　８　通電制限部
　９　電流発生部

Claims (9)

  1. 　外部磁気に応じた検出信号を出力する磁気検出部と、
    　前記検出信号に所定の信号処理を施すことにより出力信号を生成する信号処理部と、
    　バイアス電流を発生させる電流発生部と、
    　前記バイアス電流の前記磁気検出部への通電を所定時間に制限する通電制限部と
    　を備えることを特徴とする磁気センサ。
  2. 　前記信号処理部は、相関二重サンプリング回路を備えることを特徴とする請求項１に記載の磁気センサ。
  3. 　前記相関二重サンプリング回路は、
    　前記検出信号を異なるタイミングでサンプリングすることにより２つのサンプル値を取得かつ保持するサンプルホールド回路と、
    　前記２つのサンプル値の差分を積分する積分回路と
    　を備えることを特徴とする請求項２に記載の磁気センサ。
  4. 　前記積分回路は、ゼロドリフトアンプとして構成されることを特徴とする請求項３に記載の磁気センサ。
  5. 　前記電流発生部は、前記出力信号に基づいて前記バイアス電流を発生させる抵抗器を備え、
    　前記通電制限部は、前記信号処理部と前記電流発生部との間又は前記電流発生部と前記磁気検出部との間に設けられた開閉スイッチを備える
    ことを特徴とする請求項１または２に記載の磁気センサ。
  6. 　前記磁気検出部は、
    　磁気インピーダンス素子と、
    　前記磁気インピーダンス素子に駆動電圧を印加する駆動部と
    　を備えることを特徴とする請求項１～３のいずれか一項に記載の磁気センサ。
  7. 　前記駆動部は、前記通電制限部による通電の制限に同期して前記駆動電圧の印加を制限することを特徴とする請求項６に記載の磁気センサ。
  8. 　請求項１又は２に記載の磁気センサと、
    　前記出力信号を用いて前記外部磁気を測定する磁気計測部と
    　を備えることを特徴とする磁気計測装置。
  9. 　前記外部磁気は生体で発生する生体磁気であることを特徴とする請求項８に記載の磁気計測装置。
PCT/JP2024/032070 2023-09-06 2024-09-06 磁気センサ及び磁気計測装置 WO2025053265A1 (ja)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2023144686A JP2025037636A (ja) 2023-09-06 2023-09-06 磁気センサ及び磁気計測装置
JP2023-144686 2023-09-06

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2025053265A1 true WO2025053265A1 (ja) 2025-03-13

Family

ID=94923876

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2024/032070 WO2025053265A1 (ja) 2023-09-06 2024-09-06 磁気センサ及び磁気計測装置

Country Status (2)

Country Link
JP (1) JP2025037636A (ja)
WO (1) WO2025053265A1 (ja)

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2003149276A (ja) * 2001-11-12 2003-05-21 Fuji Electric Co Ltd 電子式電力量計
US20150048820A1 (en) * 2013-08-15 2015-02-19 Texas Instruments Deutschland Gmbh Fluxgate magnetic sensor readout apparatus
JP2020159738A (ja) * 2019-03-25 2020-10-01 国立研究開発法人宇宙航空研究開発機構 フラックスゲート磁界センサ
JP2022100055A (ja) * 2020-12-23 2022-07-05 国立研究開発法人産業技術総合研究所 磁気センサ及び生体磁気計測装置

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2003149276A (ja) * 2001-11-12 2003-05-21 Fuji Electric Co Ltd 電子式電力量計
US20150048820A1 (en) * 2013-08-15 2015-02-19 Texas Instruments Deutschland Gmbh Fluxgate magnetic sensor readout apparatus
JP2020159738A (ja) * 2019-03-25 2020-10-01 国立研究開発法人宇宙航空研究開発機構 フラックスゲート磁界センサ
JP2022100055A (ja) * 2020-12-23 2022-07-05 国立研究開発法人産業技術総合研究所 磁気センサ及び生体磁気計測装置

Also Published As

Publication number Publication date
JP2025037636A (ja) 2025-03-18

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP4832512B2 (ja) 静電容量の測定回路
CN110988430B (zh) 基于数字二次谐波检波和纹波补偿的磁通门大电流传感器
CN1322062A (zh) ∑δ型模拟·数字变换器
Nagarajan et al. An improved direct digital converter for bridge-connected resistive sensors
WO2022138667A1 (ja) 磁気センサ及び生体磁気計測装置
Areekath et al. An auto-balancing capacitance-to-pulse-width converter for capacitive sensors
JPWO2007091419A1 (ja) 静電容量検出装置
CN113189384A (zh) 磁通门电流传感器采样电阻纹波电流补偿方法
US20240280620A1 (en) Inductive sensing methods, devices and systems
JP2972552B2 (ja) 容量型センサ用検出回路および検出方法
Sen et al. Linearized sigma–delta-based direct digital converter for GMR sensors
WO2025053265A1 (ja) 磁気センサ及び磁気計測装置
JP2004340782A (ja) 磁界センサ
JP4731633B1 (ja) 磁気センサ
CN106130560B (zh) 应用于具有dac功能的西格玛德尔塔模数转化电路的积分器
JP2577800B2 (ja) 自動車用直流電源の電流検出装置
CN106130561B (zh) 自带dac功能的adc积分器及测量方法
RU2054633C1 (ru) Емкостный уровнемер
KR100533630B1 (ko) 플럭스게이트를 이용한 자기 검출 장치
JP3062941B2 (ja) ロゴスキーコイル用積分回路
KR102481625B1 (ko) 입력 신호 처리 회로 및 이를 이용하는 신경 신호 기록 회로
CN111697963B (zh) 一种适用于纹波消除环路的积分器
JP3963807B2 (ja) ピークホールド装置と、それを備えた物理量検出装置
JP2018100872A (ja) 電流センサ
JPH0569631U (ja) 容量式電磁流量計

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 24862914

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1