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WO2022209719A1 - センサー出力補償回路 - Google Patents

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WO2022209719A1
WO2022209719A1 PCT/JP2022/010724 JP2022010724W WO2022209719A1 WO 2022209719 A1 WO2022209719 A1 WO 2022209719A1 JP 2022010724 W JP2022010724 W JP 2022010724W WO 2022209719 A1 WO2022209719 A1 WO 2022209719A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
circuit
compensation
sensor
amplifier circuit
output
Prior art date
Application number
PCT/JP2022/010724
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
有継 矢島
Original Assignee
株式会社村田製作所
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 株式会社村田製作所 filed Critical 株式会社村田製作所
Priority to DE112022000919.5T priority Critical patent/DE112022000919T5/de
Priority to JP2023510804A priority patent/JPWO2022209719A1/ja
Priority to CN202280015906.3A priority patent/CN116964464A/zh
Publication of WO2022209719A1 publication Critical patent/WO2022209719A1/ja
Priority to US18/240,952 priority patent/US20230408604A1/en

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    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R33/00—Arrangements or instruments for measuring magnetic variables
    • G01R33/007—Environmental aspects, e.g. temperature variations, radiation, stray fields
    • G01R33/0082—Compensation, e.g. compensating for temperature changes
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R33/00—Arrangements or instruments for measuring magnetic variables
    • G01R33/0023—Electronic aspects, e.g. circuits for stimulation, evaluation, control; Treating the measured signals; calibration
    • G01R33/0029—Treating the measured signals, e.g. removing offset or noise
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R33/00—Arrangements or instruments for measuring magnetic variables
    • G01R33/02—Measuring direction or magnitude of magnetic fields or magnetic flux
    • G01R33/06—Measuring direction or magnitude of magnetic fields or magnetic flux using galvano-magnetic devices
    • G01R33/09—Magnetoresistive devices
    • G01R33/098—Magnetoresistive devices comprising tunnel junctions, e.g. tunnel magnetoresistance sensors

Definitions

  • the present invention relates to a sensor output compensation circuit that compensates for the output of a sensor in which sensor elements are bridge-connected.
  • this type of sensor output compensation circuit includes, for example, the sensor circuit disclosed in Patent Document 1.
  • the sensor circuit includes a detection section (preamplifier section) including a sensor element, a power supply section (sensor application circuit) that supplies power to the detection section, and an amplification section (main amplifier section) that amplifies the signal from the detection section.
  • Consists of The sensor application circuit includes a constant voltage circuit, and includes a sensitivity temperature compensation circuit and a non-linearity compensation circuit as sensor output compensation circuits.
  • the constant voltage from the constant voltage circuit is input to the sensitivity temperature compensating circuit, and each output signal of the sensitivity temperature compensating circuit and the non-linearity compensating circuit is added to be the input signal of the preamplifier.
  • a signal corresponding to the physical quantity detected by the sensor element is output from the preamplifier.
  • the non-linearity compensation circuit is arranged in the feedback circuit of the output of the sensor circuit (main amplifier section).
  • This magnetoresistive element amplifier circuit includes a magnetoresistive element in which four ferromagnetic magnetoresistive element patterns are bridge-connected, and by connecting a differential amplifier circuit to a pair of output terminals of the magnetoresistive element, The output voltage of the resistance element is differentially amplified.
  • the differential amplifier circuit is provided with an offset adjustment circuit that varies the midpoint potential of the output voltage after amplification by a variable resistor and sets it to a predetermined potential.
  • a temperature compensation circuit is provided as a sensor output compensation circuit to compensate for variations.
  • the nonlinearity compensating circuit disclosed in the conventional patent document 1 is arranged in the feedback circuit of the sensor circuit output and feeds back the output of the sensor circuit to compensate for its nonlinearity. Therefore, the response speed of the circuit is delayed by the amount corresponding to the feedback, and the nonlinearity compensation of the sensor output is delayed.
  • an adding circuit is required, which increases the size of the sensor output compensating circuit.
  • the present invention was made to solve such problems, a differential amplifier circuit that amplifies, as a sensor output, a differential voltage appearing at a pair of detection signal output terminals of a sensor in which sensor elements whose resistance value changes according to a detected physical quantity are bridge-connected; a compensating amplifier circuit for compensating the output of the differential amplifier circuit; A sensor output compensation circuit comprising a sensor output linearity compensation circuit that varies the amplification factor of a compensating amplifier circuit to a gain that cancels out the distortion that appears with nonlinearity in the sensor output with respect to changes in physical quantity. did.
  • the distortion appearing in the sensor output with non-linearity due to changes in the physical quantity is corrected by the amplification factor of the compensating amplifier circuit that compensates for the output of the differential amplifier circuit. It is compensated by being varied by a linearity compensation circuit. Therefore, the distortion of the sensor output can be compensated without feeding back the sensor output as in the conventional nonlinearity compensation circuit disclosed in Patent Document 1. Therefore, the response speed of the circuit is increased, and the sensor output non-linearity compensation is performed at high speed. Moreover, since the adder circuit is not required in the sensor output compensation circuit unlike the conventional art, the circuit scale of the sensor output compensation circuit can be suppressed.
  • the present invention a differential amplifier circuit that amplifies, as a sensor output, a differential voltage between detected voltages appearing at a pair of detection signal output terminals of a sensor in which sensor elements whose resistance value changes according to a detected physical quantity are bridge-connected; a compensating amplifier circuit for compensating the output of the differential amplifier circuit; a temperature sensor circuit for detecting ambient temperature; A sensor sensitivity temperature characteristic compensating circuit that varies the amplification factor of the compensating amplifier circuit based on the ambient temperature detected by the temperature sensor circuit to compensate for changes in sensor output sensitivity due to changes in ambient temperature.
  • a sensor output compensation circuit was constructed.
  • the change in the sensitivity of the sensor output with respect to changes in the ambient temperature is such that the gain of the compensating amplifier circuit that compensates the output of the differential amplifier circuit is equal to the gain that cancels out the change in the sensor sensitivity temperature. It is compensated by being varied by the characteristic compensating circuit. Therefore, unlike the conventional temperature compensation circuit disclosed in Patent Document 2, which can only perform temperature compensation depending on the thermistor characteristics, the temperature range in which temperature compensation can be performed is not limited, and a wider range of ambient temperature fluctuations can be accommodated. Sensitivity temperature compensation of sensor output can be performed. In addition, the temperature compensation characteristic of the thermistor element does not vary, unlike the conventional case, and it is possible to improve the sensitivity temperature compensation accuracy. In addition, since the sensor output compensation circuit can be configured without using a thermistor element in the temperature compensation circuit, the sensor output compensation circuit can be implemented as an IC, and the sensor output compensation circuit can be made smaller and less expensive.
  • the present invention a differential amplifier circuit that amplifies, as a sensor output, a differential voltage between detected voltages appearing at a pair of detection signal output terminals of a sensor in which sensor elements whose resistance value changes according to a detected physical quantity are bridge-connected; a compensating amplifier circuit for compensating the output of the differential amplifier circuit; a temperature sensor circuit for detecting ambient temperature; An offset temperature characteristic compensation circuit that refers to the ambient temperature detected by the temperature sensor circuit and inputs to the reference voltage terminal of the compensation amplifier circuit a reference voltage that cancels out variations in the offset voltage of the sensor output that appear with changes in the ambient temperature. and a sensor output compensation circuit.
  • the compensation amplifier circuit for compensating the output of the differential amplifier circuit is input from the offset temperature characteristic compensation circuit to the reference voltage terminal to compensate for variations in the offset voltage of the sensor output that appear with changes in the ambient temperature. It is canceled by amplifying the output of the differential amplifier circuit based on the reference voltage. Therefore, unlike the conventional offset adjustment circuit disclosed in Patent Document 2, which adjusts the offset of the sensor output only by adjusting the midpoint potential of the output of the differential amplifier circuit with a variable resistor, the offset voltage of the sensor output temperature compensation can be performed easily and accurately.
  • a sensor output compensation circuit capable of performing high-speed nonlinearity compensation of the sensor output and suppressing the circuit scale of the sensor output compensation circuit, and a sensor output for a wider range of temperature fluctuations.
  • a sensor output compensation circuit that can perform temperature compensation of the sensitivity of the sensor with high accuracy and that can reduce the size and cost of the circuit, and a sensor output compensation circuit that can easily and accurately compensate for the temperature of the sensor output offset voltage. can be provided.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing an overall schematic configuration of a sensor output compensation circuit according to one embodiment of the present invention
  • FIG. 2 is a circuit diagram for explaining the function of a linearity compensation circuit in the sensor output compensation circuit shown in FIG. 1
  • FIG. (a) is a graph showing changes in sensor output with respect to a magnetic field
  • (b) is a graph showing distortion of the sensor output that appears non-linearly.
  • (a) is a graph showing a control signal output from the linearity compensating circuit to change the resistance value of the variable resistor R4, and
  • (b) is a graph showing the distortion of the sensor output after being compensated by the linearity compensating circuit.
  • 2 is a circuit diagram for explaining the function of a sensitivity temperature characteristic compensation circuit in the sensor output compensation circuit shown in FIG.
  • FIG. (a) is a graph showing the results of measuring the temperature characteristics of the sensitivity of the sensor output
  • (b) is a graph showing changes in the fluctuation rate of the output voltage output from the sensor output compensation circuit with respect to the ambient temperature.
  • (a) is a graph showing the temperature characteristics of the sensitivity of the sensor output after being compensated by the sensitivity temperature compensation circuit
  • (b) is a graph showing the voltage characteristics of the ambient temperature used for the sensitivity temperature compensation.
  • is. 2 is a circuit diagram for explaining the function of an offset temperature characteristic compensation circuit in the sensor output compensation circuit shown in FIG. 1
  • FIG. (a) is a graph showing the temperature characteristics of the variation rate of the offset voltage
  • (b) is a graph showing the temperature characteristics of the variation rate of the offset voltage after being compensated by the offset temperature characteristic compensation circuit.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing an overall schematic configuration of a sensor output compensation circuit according to one embodiment of the present invention.
  • the sensor output compensation circuit is a circuit that inputs the output of the TMR (Tunneling Magneto-Resistive) sensor 2 and performs various compensations for the sensor output.
  • the TMR sensor 2 is configured by bridge-connecting TMR elements whose resistance value changes according to a magnetic field, which is a physical quantity to be detected, and operates when a predetermined voltage is applied to a pair of power supply terminals 2a and 2b. .
  • a magnetic field detected by the TMR sensor 2 appears as a voltage difference between the pair of detection signal output terminals 2c and 2d, and is given to signal input terminals 1a and 1b of the sensor output compensation IC 1 as sensor outputs.
  • Such a TMR sensor 2 is used, for example, to monitor the current supplied to the motor of a hybrid vehicle.
  • Various types of compensation performed by the sensor output compensation IC1 include sensor output linearity compensation, sensitivity compensation, sensitivity temperature characteristic compensation (TCS (Temperature Coefficient Sensitivity): hereinafter referred to as temperature sensitivity compensation), offset compensation, and offset temperature compensation.
  • TCS Tempo Coefficient Sensitivity
  • offset compensation offset compensation
  • TCO Tempoistic Compensation
  • compensation for individual variations of the TMR sensor 2 is also included for each of these compensations.
  • Linearity compensation is compensation that removes nonlinear components from the sensor output to ensure the linearity of the sensor output.
  • Offset compensation is compensation for canceling offset voltages appearing at the pair of detection signal output terminals 2c and 2d when the TMR sensor 2 does not detect a magnetic field.
  • the offset temperature characteristic compensation is compensation for offsetting the temperature variation of the offset voltage.
  • Sensitivity compensation is compensation for offsetting variations in the sensitivity of the TMR sensor 2 due to individual TMR sensors 2 .
  • the sensitivity of the TMR sensor 2 is a value obtained by dividing the output span voltage obtained by subtracting the offset voltage from the rated output voltage of the sensor output compensation IC1 by the rated magnetic field, and means the change in output voltage per unit magnetic field.
  • Sensitivity temperature characteristic compensation is compensation for canceling out temperature fluctuations in sensitivity temperature characteristics that indicate how much the maximum output span voltage changes at the compensation temperature.
  • the sensor output compensation IC 1 includes a differential amplifier circuit 3 composed of an instrumentation amplifier, and a compensation amplifier circuit 4 for compensating the output of the differential amplifier circuit 3 .
  • the differential amplifier circuit 3 includes operational amplifiers 31 and 32 for amplifying respective detection voltages appearing at the pair of detection signal output terminals 2c and 2d of the TMR sensor 2, and an operational amplifier 33 for differentially amplifying the respective amplified detection voltages. Prepare. A differential voltage between the detection voltages appearing at the pair of detection signal output terminals 2c and 2d is treated as a substantial sensor output.
  • the sensitivity of the sensor output is adjusted by varying the variable resistor R0 to compensate for individual variations in the TMR sensor 2.
  • a variable voltage source VREF1 is connected to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 33 via a resistor R3'.
  • the offset voltage of the sensor output is adjusted by varying the output voltage of this variable voltage source VREF1 so that the output voltage VOUT appearing at the output terminal OUT of the sensor output compensation IC1 becomes zero when no magnetic field is detected by the TMR sensor 2. adjusted to
  • the amplification factor (R5/R4) of the compensation amplifier circuit 4 changes by changing the resistance value of the connected variable resistor R4 or R5.
  • the resistance values of the variable resistors R4 and R5 are changed by switching the connection between the resistors (not shown) by a plurality of switches (not shown) to change the combined resistance value of the resistors. variable.
  • the sensor output compensation IC 1 of this embodiment includes a linearity compensation circuit 5 that compensates for the linearity of the sensor output, a sensitivity temperature compensation circuit 6 that compensates for the sensitivity temperature characteristic of the sensor output, and a sensor output offset voltage temperature characteristic.
  • An offset temperature characteristic compensation circuit 7 is provided.
  • the differential amplifier circuit 3, the compensation amplifier circuit 4, the linearity compensation circuit 5, the sensitivity temperature characteristic compensation circuit 6, and the offset temperature characteristic compensation circuit 7 constitute a compensation block 8 of the sensor output compensation IC1.
  • the sensor output compensation IC 1 also includes a regulator circuit (VREG) 9, a reference voltage circuit (VREF) 10, and a temperature sensor circuit 11.
  • the regulator circuit 9 generates a reference voltage from the voltage input to the power supply terminal VDD.
  • the reference voltage circuit 10 converts the reference voltage generated by the regulator circuit 9 into a reference voltage of each value used in the sensitivity temperature characteristic compensation circuit 6, the offset temperature characteristic compensation circuit 7, etc., and the power supply applied to the TMR sensor 2. generate voltage.
  • the temperature sensor circuit 11 detects the ambient temperature with a diode and outputs the detected ambient temperature as a voltage to the sensitivity temperature characteristic compensation circuit 6 and the offset temperature characteristic compensation circuit 7 . Since the TMR sensor 2 and the sensor output compensation IC 1 are arranged close to each other, the ambient temperature detected by the temperature sensor circuit 11 is detected as the ambient temperature of the TMR sensor 2 .
  • the sensor output compensation IC 1 is equipped with an EEPROM 12 whose memory contents can be rewritten by the user. Setting data is written into the EEPROM 12 from the data terminal DATA by the user. In accordance with this setting data, setting adjustment of compensation operations by various compensation circuits in the compensation block 8 is performed, and setting adjustment of temperature detection in the temperature sensor circuit 11 is performed.
  • each compensation performed by the linearity compensation circuit 5 and the sensitivity temperature characteristic compensation circuit 6 is performed by varying the amplification factor (R5/R4) of the compensation amplifier circuit 4 as described later.
  • the amplification factor (R5/R4) is varied by switching the connection state between the resistors constituting the variable resistors R4 and R5 by a plurality of switches according to the setting data written in the EEPROM 12.
  • Compensation performed by the offset temperature characteristic compensation circuit 7 is also performed by switching connection states of switches 75 and 76 (see FIG. 8) described later according to setting data written in the EEPROM 12 .
  • the temperature sensor circuit 11 is adjusted according to the setting data written in the EEPROM 12 so as to output a voltage of 1[V] when the ambient temperature is 25.degree.
  • FIG. 2 is a circuit diagram for explaining the function of the linearity compensation circuit 5 in the sensor output compensation IC 1 shown in FIG.
  • the same reference numerals are given to the same or corresponding parts as in FIG. 1, and the description thereof will be omitted.
  • the linearity compensation circuit 5 is composed of a plurality of comparators 51, 52, 53, . . . , 5n.
  • the output voltage of the differential amplifier circuit 3 is commonly input to one input terminal of each of the comparators 51, 52, 53, . . .
  • Reference voltages VREF_L1, VREF_L2, VREF_L3, . . . , VREF_Ln are input. These reference voltages VREF_L1, VREF_L2, VREF_L3, . It is preset.
  • the linearity compensation circuit 5 changes the resistance value of the variable resistor R4 by switching a plurality of switches forming the variable resistor R4 according to the result of comparison between the plurality of reference voltages and the output voltage of the differential amplifier circuit 3. As a result, the amplification factor (R5/R4) of the compensation amplifier circuit 4 is varied to cancel the distortion.
  • the amplification factor (R5/R4) of the compensation amplifier circuit 4 is varied by switching a plurality of switches constituting the variable resistor R4 to vary the resistance value of the variable resistor R4.
  • the amplification factor (R5/R4) of the compensation amplifier circuit 4 may be varied by switching a plurality of switches forming the variable resistor R5 to vary the resistance value of the variable resistor R5.
  • FIG. 3(a) is a graph showing an example of the relationship between the magnetic field applied to the TMR sensor 2 and the sensor output appearing as a differential voltage between the detection signal output terminals 2c and 2d when each magnetic field is applied to the TMR sensor 2.
  • the horizontal axis of the graph is the magnetic field [mT] applied to the TMR sensor 2, and the vertical axis is the sensor output [mV].
  • a characteristic line y represents the change of the sensor output with respect to each magnetic field when the ambient temperature of the sensor output compensation IC1 is 25° C., and indicates the linearity characteristic of the sensor output.
  • This characteristic line y is represented by the following polynomial expression (3) with the magnetic field x as a variable.
  • y -6.469 e -0.7 x 3 -1.512 e -0.6 x 2 +2.175 e -0.2 x + 4.306 e -0.3 (3)
  • the characteristic line y looks straight at first glance, but it contains the non-linear components shown in the first and second terms on the right side of equation (3).
  • the graph shown in FIG. 3(b) shows the relationship between the magnetic field and the sensor output.
  • the horizontal axis of the graph represents the magnetic field [mT] applied to the TMR sensor 2, while the vertical axis represents the sensor output [mV] excluding linear components.
  • a characteristic line y' represents the distortion of the sensor output that appears non-linearly. Since this distortion affects the magnetic field detection accuracy of the TMR sensor 2, the linearity compensation circuit 5 compensates for this distortion.
  • the distortion exists in the magnetic field regions of about +8 [mT] or more and about -8 [mT] or less.
  • the distortion is canceled by varying the amplification factor of the compensation amplifier circuit 4 by .
  • FIG. 4(a) is a graph showing an example of the control signal v given from the linearity compensation circuit 5 to each switch of the variable resistor R4.
  • the horizontal axis of the graph represents the magnetic field [mT] applied to the TMR sensor 2, and the vertical axis represents the voltage [V] of the control signal v.
  • Characteristic line a is the magnetic field change of the input voltage input to the input terminals 1a and 1b of the sensor output compensation IC1
  • characteristic line b is the magnetic field change of the output voltage VOUT output to the output terminal out of the sensor output compensation IC1.
  • Characteristic lines c, d, e, and f represent control signals v1, v2, v3, and v4 for correcting the distortion of the sensor output of about +8 [mT] or more in the positive magnetic field shown in FIG.
  • Characteristic lines g, h, i, and j represent control signals v5, v6, v7, and v8 for correcting distortion of the sensor output of about -8 [mT] or less in the negative magnetic field.
  • Each of the control signals v1 to v8 changes between a high level of +5 [V] and a low level of 0 [V]. For example, when changed to low level, each switch sw1 to sw8 is closed.
  • the distortion of the sensor output in the magnetic field region of about +8 [mT] or more is that when the magnetic field is about +7 [mT], the switch sw1 is closed by the low level of the control signal v1 represented by the characteristic line c.
  • the resistance value of the variable resistor R4 is varied, and the amplification factor of the compensation amplifier circuit 4 is changed to an amplification factor that cancels out the distortion in the magnetic field at that time.
  • the switch sw2 When the magnetic field is about +10 [mT], the switch sw2 is controlled to be closed by turning the control signal v2 represented by the characteristic line d to a low level, and when the magnetic field is about +13 [mT], , the switch sw3 is controlled to be closed by the low level of the control signal v3 represented by the characteristic line e, and the control signal v4 represented by the characteristic line f is When the switch sw4 is controlled to be closed by the low level, the resistance value of the variable resistor R4 is varied, and the amplification factor of the compensation amplifier circuit 4 is changed to an amplification factor that cancels out the distortion in each magnetic field.
  • the switches sw5 to sw8 are controlled to close by the control signals v5 to v8 represented by the characteristic lines g to j.
  • the resistance values of the variable resistors R4 are varied, and the amplification factor of the compensating amplifier circuit 4 is changed to an amplification factor that cancels out the distortion in each magnetic field.
  • FIG. 4(b) is a graph showing the distortion of the sensor output after the non-linearity of the sensor output is compensated by such resistance control of the variable resistor R4 by the linearity compensation circuit 5.
  • the horizontal axis of the graph represents the magnetic field [mT] applied to the TMR sensor 2, and the vertical axis represents the ratio [%] of the distortion component included in the output voltage VOUT output to the output terminal out of the sensor output compensation IC1.
  • a characteristic line k represents the variation characteristic of the distortion component included in the output voltage VOUT with respect to the change in the magnetic field.
  • the amplification factor of the compensation amplifier circuit 4 is increased. It can be understood that the ratio of the distortion component increases upwardly to the right, thereby canceling out the decrease in distortion shown in FIG. 3(b).
  • the distortion of the sensor output in the magnetic field region of about ⁇ 8 [mT] or less increases to the left with the decrease in the magnetic field as shown in FIG.
  • the amplification factor of the compensating amplifier circuit 4 is lowered, so that the ratio of the distortion component decreases downward to the left, and the ratio of the distortion component decreases, as shown in FIG. 3(b). It is understood that there is an effect of canceling out the increase in strain shown in .
  • the characteristic line k fluctuates up and down in a zigzag manner as shown in FIG. .
  • the amplification factor of the compensation amplifier circuit 4 is such that the connection between a plurality of resistors connected to the compensation amplifier circuit 4 as the variable resistor R4 is the linearity compensation circuit 5 is switched by controlling the plurality of switches in the , and is varied by changing the combined resistance value of the plurality of resistors.
  • the switching of the switches is performed by comparing the output voltage of the differential amplifier circuit 3 with a plurality of preset reference voltages VREF_L1, VREF_L2, VREF_L3, . It is done when the voltage corresponding to each sensor output is reached.
  • the amplification factor of the compensation amplifier circuit 4 becomes an amplification factor that cancels each predetermined distortion from the output of the differential amplifier circuit 3 according to the output voltage of the differential amplifier circuit 3, and the sensor output is improved. Linearity is guaranteed.
  • the distortion appearing in the sensor output with nonlinearity with respect to changes in the magnetic field is corrected by the amplification of the compensating amplifier circuit 4 that compensates the output of the differential amplifier circuit 3.
  • the gain is compensated by being varied by the linearity compensating circuit 5 to an amplification factor that cancels out the distortion. Therefore, the distortion of the sensor output can be compensated without feeding back the sensor output as in the conventional nonlinearity compensation circuit disclosed in Patent Document 1. Therefore, the response speed of the circuit is increased, and the sensor output non-linearity compensation is performed at high speed.
  • an adder circuit is not required, so the circuit scale of the sensor output compensating IC1 can be suppressed.
  • FIG. 5 is a circuit diagram for explaining the function of the sensitivity temperature characteristic compensation circuit 6 in the sensor output compensation IC 1 shown in FIG.
  • the same reference numerals are given to the same or corresponding parts as in FIG. 1, and the description thereof will be omitted.
  • the sensitivity temperature characteristic compensation circuit 6 is composed of a plurality of comparators 61, 62, 63, ..., 6n.
  • the ambient temperature detected as a voltage by the temperature sensor circuit 11 is commonly input to one input terminal of each of the comparators 61, 62, 63, . . . , 6n.
  • Output predetermined reference voltages VREF_T1, VREF_T2, VREF_T3, . . . , VREF_Tn are input. These reference voltages VREF_T1, VREF_T2, VREF_T3, . is.
  • the sensitivity temperature characteristic compensation circuit 6 switches a plurality of switches constituting the variable resistor R5 according to the result of comparison between the plurality of reference voltages and the ambient temperature detected as a voltage by the temperature sensor circuit 11 to switch the variable resistor R5.
  • the amplification factor (R5/R4) of the compensating amplifier circuit 4 is varied so as to cancel the variation in the sensitivity of the sensor output with respect to the change in ambient temperature.
  • the amplification factor (R5/R4) of the compensation amplifier circuit 4 is varied by switching a plurality of switches constituting the variable resistor R5 to vary the resistance value of the variable resistor R5.
  • the amplification factor (R5/R4) of the compensation amplifier circuit 4 may be varied by switching a plurality of switches forming the variable resistor R4 to vary the resistance value of the variable resistor R4.
  • FIG. 6(a) is a graph showing the results of measuring the temperature characteristics of sensor output sensitivity for a plurality of TMR sensors 2.
  • FIG. The horizontal axis of the graph represents the ambient temperature [°C] of the TMR sensor 2
  • the vertical axis represents the variation rate [%] of the sensitivity at each ambient temperature with reference to the sensitivity of the sensor output at the ambient temperature of 25°C.
  • each characteristic line indicates the sensitivity temperature characteristic of each of the plurality of TMR sensors 2 .
  • the sensitivity increases linearly on the positive side as the temperature decreases.
  • the sensitivity non-linearly increases in fluctuation rate toward the negative side as the temperature increases.
  • FIG. 6(b) is based on the temperature characteristics of sensitivity shown in FIG. , and how much the output voltage VOUT of the sensor output compensation IC1 is varied.
  • the horizontal axis of the graph represents the ambient temperature [°C], and the vertical axis represents the rate of change [%] of the output voltage VOUT.
  • a characteristic line m represents the change in the rate of change of the output voltage VOUT with respect to the ambient temperature.
  • the fluctuation rate of the output voltage VOUT linearly decreases toward the negative side and downward to the left as the ambient temperature decreases, and is shown in FIG. 6(a). , which acts to cancel the fluctuation rate of the sensitivity that increases linearly to the left. Further, in a temperature range where the ambient temperature is higher than 25° C., the fluctuation rate of the output voltage VOUT increases non-linearly upward to the positive side as the ambient temperature increases, as shown in FIG. 6(a). It acts to cancel the rate of change in sensitivity that decreases non-linearly downward to the right.
  • FIG. 7(a) is a graph showing the temperature characteristics of the sensitivity of the sensor output after being compensated by the sensitivity temperature characteristic compensation.
  • the horizontal axis of the graph represents the ambient temperature [°C] of the TMR sensor 2, and the vertical axis represents the variation rate [%] of the sensitivity at each ambient temperature with reference to the sensitivity of the sensor output at the ambient temperature of 25°C.
  • a characteristic line n indicates the sensitivity temperature characteristic of the sensor output compensated for by the fluctuation rate of the output voltage VOUT shown in FIG. 6(b). As shown in the graph, the fluctuation rate of the sensitivity of the sensor output after compensation falls within a small fluctuation range of +0.04[%] to -0.02[%].
  • FIG. 7(b) is a graph showing the voltage characteristics of the ambient temperature used for the above sensitivity temperature characteristic compensation.
  • the horizontal axis of the graph represents the ambient temperature [° C.] of the sensor output compensation IC 1
  • the vertical axis represents the output voltage [V] of the temperature sensor circuit 11 at each ambient temperature.
  • a characteristic line o indicates the temperature characteristic of the output voltage of the temperature sensor circuit 11 .
  • the amplification factor of the compensation amplifier circuit 4 is such that the connection between a plurality of resistors connected to the compensation amplifier circuit 4 as the variable resistor R5 is the sensitivity temperature characteristic compensation. It is changed by controlling a plurality of switches of the circuit 6 and changing a combined resistance value of a plurality of resistors. In addition, the switching of the switches causes the ambient temperature detected as a voltage by the temperature sensor circuit 11 to be compared with a plurality of preset reference voltages VREF_T1, VREF_T2, VREF_T3, . It is performed when each voltage corresponding to the ambient temperature is reached.
  • the amplification factor of the compensation amplifier circuit 4 changes from the output of the differential amplifier circuit 3 to an amplification factor that cancels each predetermined variation in sensitivity caused by the ambient temperature, and the sensitivity temperature characteristic of the sensor output is improved. will be compensated.
  • the variation that appears in the sensitivity of the sensor output with respect to changes in the ambient temperature is such that the amplification factor of the compensation amplifier circuit 4 that compensates the output of the differential amplifier circuit 3 is Compensation is performed by varying the amplification factor that cancels out the variation by the sensitivity temperature characteristic compensation circuit 6 . Therefore, unlike the conventional temperature compensation circuit disclosed in Patent Document 2, which can only perform temperature compensation depending on the thermistor characteristics, the temperature range in which temperature compensation can be performed is not limited, and a wider range of ambient temperature fluctuations can be accommodated. Sensitivity temperature compensation of sensor output sensitivity can be performed.
  • the temperature compensation characteristics of the thermistor element do not vary as in the conventional case, and it is possible to improve the accuracy of the sensitivity temperature compensation.
  • the sensor output compensation circuit can be configured without using a thermistor element in the temperature compensation circuit, the sensor output compensation circuit can be implemented as an IC, and the sensor output compensation circuit can be made smaller and less expensive.
  • FIG. 8 is a circuit diagram for explaining the function of the offset temperature characteristic compensation circuit 7 in the sensor output compensation IC 1 shown in FIG.
  • the same reference numerals are given to the same or corresponding parts as in FIG. 1, and the description thereof will be omitted.
  • the offset temperature characteristic compensation circuit 7 refers to the ambient temperature detected by the temperature sensor circuit 11 and applies a reference voltage VREF2 to the compensating amplifier circuit 4 to cancel variations in the offset voltage of the sensor output that appear with changes in the ambient temperature. Input to the reference voltage terminal.
  • the temperature variation of the offset voltage of the sensor output is shown in the graph shown in FIG. 9(a).
  • the horizontal axis of the graph represents the ambient temperature [°C] of the sensor output compensating IC1
  • the vertical axis represents the rate of change [%] of the offset voltage at each ambient temperature with reference to the offset voltage at the ambient temperature of 25°C.
  • Each characteristic line indicates temperature characteristics of each offset voltage for the plurality of TMR sensors 2 .
  • the temperature characteristics of each offset voltage linearly fluctuate with a first-order slope.
  • the offset temperature characteristic compensation circuit 7 inputs the reference voltage VREF2 for canceling this variation to the reference voltage terminal, which is the non-inverting input terminal of the operational amplifier 41 in the amplifier circuit 4 for compensation.
  • the offset temperature characteristic compensation circuit 7 includes a first inverting amplifier circuit 72 composed of an operational amplifier 71, a second inverting amplifier circuit 74 composed of an operational amplifier 73, a first switch 75 and a second switch 76. .
  • the first inverting amplifier circuit 72 is configured by connecting a resistor R7 and a variable resistor R8 to an operational amplifier 71, and a non-inverting input terminal of the operational amplifier 71 is supplied with a reference voltage VREF21.
  • the first inverting amplifier circuit 72 inverts and amplifies the ambient temperature detected as a voltage by the temperature sensor circuit 11 with an amplification factor (R8/R7) corresponding to the variation rate of the offset voltage.
  • the variation rate of offset voltage corresponds to the slope of each characteristic line in the graph shown in FIG. .
  • the second inverting amplifier circuit 74 is configured by connecting a resistor R9 and a variable resistor R10 to the operational amplifier 73, and the non-inverting input terminal of the operational amplifier 73 is supplied with the reference voltage VREF22.
  • the second inverting amplifier circuit 74 inverts and amplifies the output of the first inverting amplifier circuit 72 with an amplification factor (R10/R9) to invert its polarity.
  • This amplification factor (R10/R9) is basically set to 1 by adjusting the resistance value of the variable resistor R10.
  • the second switch 76 is controlled to be closed when the variation of the offset voltage with respect to the ambient temperature increases as the ambient temperature increases, and the output of the second inverting amplifier circuit 74 is used as the reference voltage VREF2. 41 is input to the reference voltage terminal.
  • the temperature characteristic of the offset voltage of the sensor output compensating IC1 is represented, for example, by a straight characteristic line p rising to the right in the graph shown in FIG. is output from the temperature sensor circuit 11 as the ambient temperature increases.
  • the inverting amplifier circuit 72 the voltage is converted into a voltage having an upward-sloping characteristic in which the slope is the same as the variation rate of the offset voltage of the characteristic line p and the polarity of the slope is reversed.
  • this voltage is converted by the second inverting amplifier circuit 74 into the reference voltage VREF2 having the downward-sloping characteristic in which the polarity of the slope is reversed.
  • the compensation amplifier circuit 4 amplifies the output voltage including the offset voltage represented by the upward-sloping straight characteristic line p, which is output from the differential amplifier circuit 3, based on the reference voltage VREF2. , the variation due to the temperature characteristics of the offset voltage is cancelled.
  • FIG. 9(b) is a graph showing the temperature characteristics of each offset voltage for the four TMR sensors 2 after being compensated by the offset temperature characteristics compensation circuit 7.
  • FIG. The horizontal and vertical axes of the graph are the same as in FIG. 9(a).
  • the graph shown in FIG. 9(b) shows a characteristic line p before compensation, and the temperature characteristic of the offset voltage of the TMR sensor 2 having this characteristic line p is shown by the dotted line after the above offset compensation.
  • the slope is tilted like an arrow to compensate for the temperature characteristic with a substantially flat slope.
  • the first switch 75 is controlled to be closed when the fluctuation of the offset voltage with respect to the ambient temperature decreases as the ambient temperature increases. 41 is input to the reference voltage terminal. Therefore, the temperature characteristic of the offset voltage of the TMR sensor 2 is represented, for example, by a straight characteristic line q sloping to the right in the graph shown in FIG. When the temperature sensor circuit 11 outputs a voltage that decreases with an increase in the ambient temperature and is represented by a straight characteristic line sloping to the right, the first switch 75 is controlled to be closed.
  • the first inverting amplifier circuit 72 converts the reference voltage VREF2 into a reference voltage VREF2 whose gradient is the same as the fluctuation rate of the offset voltage of the characteristic line q, and whose polarity is inverted and has an upward-sloping characteristic. be done. Therefore, the compensation amplifier circuit 4 amplifies the output voltage including the offset voltage represented by the characteristic line q, which is a straight line downward to the right, output from the differential amplifier circuit 3 with reference to the reference voltage VREF2. , the variation due to the temperature characteristics of the offset voltage is cancelled, as shown in the graph of FIG. 9(b).
  • the second inverting amplifier circuit 74 is switched by the second switch 76.
  • the output is input to the reference voltage terminal of the compensation amplifier circuit 4 . Therefore, at the reference voltage terminal of the operational amplifier 41, the ambient temperature detected as a voltage by the temperature sensor circuit 11 is inverted and amplified by the first inverting amplifier circuit 72 with an amplification factor (R8/R7) corresponding to the fluctuation rate of the offset voltage.
  • the polarity is inverted by the second inverting amplifier circuit 74, and the ambient temperature inverted signal, which decreases at the rate of change of the offset voltage as the ambient temperature increases, is input from the second inverting amplifier circuit 74 as the reference voltage VREF2. be. Therefore, the compensating amplifier circuit 4 amplifies the output of the differential amplifier circuit 3 based on the ambient temperature inversion signal. will be available.
  • the first switch 75 causes the output of the first inverting amplifier circuit 72 to be input to the reference voltage terminal of the operational amplifier 41. . Therefore, the reference voltage terminal of the operational amplifier 41 is inverted and amplified by the amplification factor (R8/R7) corresponding to the fluctuation rate of the offset voltage by the first inverting amplifier circuit 72, and the fluctuation of the offset voltage with the increase in the ambient temperature.
  • An ambient temperature inversion signal that increases at a rate is input from the first inversion amplifier circuit 72 as the reference voltage VREF2.
  • the compensation amplifier circuit 4 amplifies the output of the differential amplifier circuit 3 based on the ambient temperature inversion signal, so that the sensor output in which the fluctuation of the offset voltage that appears due to the change in the ambient temperature is canceled is obtained from the compensation amplifier circuit 4.
  • the offset voltage fluctuation of the sensor output that appears due to changes in the ambient temperature is By amplifying the output of the differential amplifier circuit 3 with reference to the reference voltage VREF2 input from the special compensation circuit 7 to the reference voltage terminal of the operational amplifier 41, it is canceled. Therefore, the offset voltage can be easily compensated for with high accuracy by a single compensating operation. Therefore, unlike the conventional offset adjustment circuit disclosed in Patent Document 2, which adjusts the offset of the sensor output only by adjusting the midpoint potential of the output of the differential amplifier circuit with a variable resistor, the offset voltage of the sensor output temperature compensation can be performed easily and accurately.
  • each circuit constituting the sensor output compensation circuit is mounted on the same IC. Therefore, variations caused by differences in wiring between circuits constituting the sensor output compensating circuit and differences in mounting of parts constituting each circuit are reduced. Therefore, each compensation of the sensor output by the sensor output compensation IC1 is performed with high accuracy. It also allows all of the compensation functions to be implemented on the IC. Further, by monitoring the sensor output of the TMR sensor 2 to be compensated, each compensation can be performed with high accuracy for each TMR sensor 2 with a relatively simple circuit configuration. Further, compensation adjustment of each compensation circuit can be easily and selectively selected by selecting setting data to be written in the EEPROM 12 .
  • the relative position of the temperature sensor circuit 11 with respect to the other circuits is always constant. Therefore, the ambient temperature detected by the temperature sensor circuit 11 has less error from the ambient temperature of each other circuit. Further, when the temperature sensor circuit 11 is provided separately from the ICs of other circuits, the temperature sensor circuit 11 may be There is no error between the detected ambient temperature and the ambient temperature used by the IC. As a result, according to the sensor output compensation IC1 according to the present embodiment, it is possible to perform temperature compensation of sensor sensitivity and offset voltage with high accuracy.

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Abstract

センサー出力の非直線性補償を高速に行え、回路規模を抑制できる、また、広い範囲の温度変動に対して感度温度補償が高精度に行え、回路の小型化や低廉化を図れる、また、オフセット電圧の温度補償が簡単に正確に行えるセンサー出力補償回路を提供する。センサー出力補償ＩＣ１は、可変抵抗Ｒ４の抵抗値を変えてセンサー出力のリニアリティを補償するリニアリティ補償回路５、可変抵抗Ｒ５の抵抗値を変えてセンサー出力の感度温度特性を補償する感度温特補償回路６、および、補償用増幅回路４のオペアンプ４１の参照電圧端子に参照電圧ＶREF2を入力してセンサー出力のオフセット電圧の温度特性を補償するオフセット温特補償回路７を備える。

Description

センサー出力補償回路
　本発明は、センサー素子がブリッジ接続されたセンサーの出力を補償するセンサー出力補償回路に関するものである。
　従来、この種のセンサー出力補償回路としては、例えば、特許文献１に開示されたセンサ回路におけるものがある。
　このセンサ回路は、センサ素子を備える検出部（プリアンプ部）と、該検出部への電源となる電源部（センサ用印加回路）と、検出部からの信号を増幅する増幅部（メインアンプ部）とからなる。センサ用印加回路は、定電圧回路を備え、センサー出力補償回路として感度温度補償回路および非直線性補償回路を備える。定電圧回路からの定電圧は感度温度補償回路の入力となり、感度温度補償回路と非直線性補償回路の各出力信号は加算されて、プリアンプ部の入力信号となる。プリアンプ部からは、センサ素子にて検出された物理量に対応する信号が出力される。非直線性補償回路は、センサ回路（メインアンプ部）出力の帰還回路内に配置される。
　また、従来、この種のセンサー出力補償回路として、例えば、特許文献２に開示された磁気抵抗素子用増幅回路におけるものもある。
　この磁気抵抗素子用増幅回路は、４つの強磁性磁気抵抗素子パターンがブリッジ接続された磁気抵抗素子を具備し、その磁気抵抗素子の一対の出力端子に差動増幅回路を接続することで、磁気抵抗素子の出力電圧を差動増幅する。差動増幅回路には、増幅後の出力電圧の中点電位を可変抵抗器によって可変して所定の電位に設定するオフセット調整回路が設けられ、その後段には、温度変化による出力電圧の振幅の変動を補償する温度補償回路がセンサー出力補償回路として設けられている。
特開２００３－２４８０１７号公報 特開平１１－１９４１６０号公報
　しかしながら、上記従来の特許文献１に開示された非直線性補償回路は、センサ回路出力の帰還回路内に配置され、センサ回路の出力をフィードバックしてその非直線性を補償する。このため、そのフィードバックに応じた分、回路の応答速度に遅れが生じ、センサー出力の非直線性補償が遅くなる。また、感度温度補償回路と非直線性補償回路との各出力信号を加算してプリアンプ部に入力するので、その加算回路が必要となり、センサー出力補償回路の規模が大きくなる。
　また、上記従来の特許文献２に開示された温度補償回路では、温度補償用抵抗にサーミスタ素子を使用しているため、そのサーミスタ特性に依存した温度補償しか行えない。このため、温度補償を行える温度範囲が限られ、より広い範囲の温度変動に対する補償が行えないので、センサー出力の温度補償に限界がある。また、サーミスタ素子の特性にもバラツキがあるため、温度補償特性にそのバラツキがそのまま現れてしまい、温度補償の高精度化に課題が残る。また、サーミスタ素子を温度補償回路に使用しているため、ＩＣ化（高集積化）が困難であり、温度補償回路を小型化したり低廉化するのが困難である。
　本発明はこのような課題を解決するためになされたもので、
検出される物理量に応じて抵抗値が変化するセンサー素子がブリッジ接続されたセンサーの一対の検出信号出力端子に現れる差電圧をセンサー出力として増幅する差動増幅回路と、
差動増幅回路の出力を補償する補償用増幅回路と、
物理量の変化に対してセンサー出力に非直線性を持って現れる歪みを打ち消す増幅率に補償用増幅回路の増幅率を可変させる、センサー出力のリニアリティ補償回路と
を備えて、センサー出力補償回路を構成した。
　本構成によれば、物理量の変化に対してセンサー出力に非直線性を持って現れる歪みは、差動増幅回路の出力を補償する補償用増幅回路の増幅率が、その歪みを打ち消す増幅率にリニアリティ補償回路によって可変されることで、補償される。したがって、特許文献１に開示された従来の非直線性補償回路のように、センサー出力をフィードバックすることなく、センサー出力の歪みを補償することができる。このため、回路の応答速度が速くなり、センサー出力の非直線性補償は高速に行われるようになる。また、従来のようにセンサー出力補償回路に加算回路を必要としないので、センサー出力補償回路の回路規模を抑制することができる。
　また、本発明は、
検出される物理量に応じて抵抗値が変化するセンサー素子がブリッジ接続されたセンサーの一対の検出信号出力端子に現れる各検出電圧の差電圧をセンサー出力として増幅する差動増幅回路と、
差動増幅回路の出力を補償する補償用増幅回路と、
周囲温度を検出する温度センサー回路と、
温度センサー回路で検出される周囲温度に基づいて、周囲温度の変化に対してセンサー出力の感度に現れる変動を打ち消す増幅率に補償用増幅回路の増幅率を可変させるセンサー感度温度特性補償回路と
を備えて、センサー出力補償回路を構成した。
　本構成によれば、周囲温度の変化に対してセンサー出力の感度に現れる変動は、差動増幅回路の出力を補償する補償用増幅回路の増幅率が、その変動を打ち消す増幅率にセンサー感度温度特性補償回路によって可変されることで、補償される。したがって、特許文献２に開示された従来の、サーミスタ特性に依存した温度補償しか行えない温度補償回路とは異なり、温度補償を行える温度範囲が限られなくなり、より広い範囲の周囲温度変動に対してセンサー出力の感度温度補償が行えるようになる。また、従来のように、温度補償特性にサーミスタ素子のバラツキが現れてしまうこともなく、感度温度補償の高精度化を図ることが可能になる。また、温度補償回路にサーミスタ素子を使用しなくてもセンサー出力補償回路を構成できるので、センサー出力補償回路のＩＣ化が可能となり、センサー出力補償回路の小型化や低廉化が可能になる。
　また、本発明は、
検出される物理量に応じて抵抗値が変化するセンサー素子がブリッジ接続されたセンサーの一対の検出信号出力端子に現れる各検出電圧の差電圧をセンサー出力として増幅する差動増幅回路と、
差動増幅回路の出力を補償する補償用増幅回路と、
周囲温度を検出する温度センサー回路と、
温度センサー回路で検出される周囲温度を参照して、周囲温度の変化に対して現れるセンサー出力のオフセット電圧の変動を打ち消す参照電圧を補償用増幅回路の参照電圧端子に入力させるオフセット温度特性補償回路と
を備えて、センサー出力補償回路を構成した。
　本構成によれば、周囲温度の変化に対して現れるセンサー出力のオフセット電圧の変動は、差動増幅回路の出力を補償する補償用増幅回路が、オフセット温度特性補償回路から参照電圧端子に入力される参照電圧を基準に差動増幅回路の出力を増幅することで、打ち消される。したがって、特許文献２に開示された従来の、可変抵抗器によって差動増幅回路出力の中点電位を調整するだけで、センサー出力のオフセット調整を行うオフセット調整回路とは異なり、センサー出力のオフセット電圧の温度補償が簡単にしかも正確に行えるようになる。
　このため、本発明によれば、センサー出力の非直線性補償を高速に行え、センサー出力補償回路の回路規模を抑制することができるセンサー出力補償回路、より広い範囲の温度変動に対してセンサー出力の感度温度補償が高精度に行え、しかも、回路の小型化や低廉化を図ることができるセンサー出力補償回路、および、センサー出力のオフセット電圧の温度補償が簡単にしかも正確に行えるセンサー出力補償回路を提供することが出来る。
本発明の一実施形態によるセンサー出力補償回路の全体の概略構成を示す回路図である。 図１に示すセンサー出力補償回路におけるリニアリティ補償回路の機能を説明するための回路図である。 （ａ）は、センサー出力の磁界に対する変化を表すグラフ、（ｂ）は、非直線性を持って現れるセンサー出力の歪みを表すグラフである。 （ａ）は、リニアリティ補償回路から可変抵抗Ｒ４の抵抗値を変えるために出力される制御信号を示すグラフ、（ｂ）は、リニアリティ補償回路によって補償された後におけるセンサー出力の歪みを示すグラフである。 図１に示すセンサー出力補償回路における感度温特補償回路の機能を説明するための回路図である。 （ａ）は、センサー出力の感度についての温度特性を測定した結果を示すグラフ、（ｂ）は、センサー出力補償回路から出力される出力電圧の変動率の周囲温度に対する変化を表すグラフである。 （ａ）は、感度温特補償回路によって補償された後の、センサー出力の感度についての温度特性を示すグラフ、（ｂ）は、感度温特補償に用いられた周囲温度の電圧特性を示すグラフである。 図１に示すセンサー出力補償回路におけるオフセット温特補償回路の機能を説明するための回路図である。 （ａ）は、オフセット電圧の変動率の温度特性を示すグラフ、（ｂ）は、オフセット温特補償回路によって補償された後の、オフセット電圧の変動率の温度特性を示すグラフである。
　次に、本発明のセンサー出力補償回路を実施するための形態について、説明する。
　図１は、本発明の一実施形態によるセンサー出力補償回路の全体の概略構成を示す回路図である。
　センサー出力補償回路は、ＴＭＲ（Tunnelinng Magneto-Resistive：トンネル型磁気抵抗）センサー２の出力を入力して、センサー出力の各種の補償を行う回路であり、ＩＣ化されてセンサー出力補償ＩＣ１になっている。ＴＭＲセンサー２は、検出される物理量である磁界に応じて抵抗値が変化するＴＭＲ素子がブリッジ接続されて構成され、一対の電源端子２ａ，２ｂに所定の電圧が印加されることで、動作する。ＴＭＲセンサー２で検出される磁界はその一対の検出信号出力端子２ｃ，２ｄ間に電圧差として現れ、センサー出力補償ＩＣ１の信号入力端子１ａ，１ｂにセンサー出力として与えられる。このようなＴＭＲセンサー２は、例えば、ハイブリッド自動車のモーターに供給される電流をモニターするためなどに、使用される。
　センサー出力補償ＩＣ１が行う各種の補償には、センサー出力のリニアリティ補償、感度補償、感度温度特性補償（ＴＣＳ（Temperature Coefficient Sensitivity）：以下、感度温特補償と記す）、オフセット補償、および、オフセット温度特性補償（ＴＣＯ（Temperature Characteristic of Offset）：以下、オフセット温特補償と記す）が含まれる。さらに、これら各補償に対する、ＴＭＲセンサー２の各個体によるバラツキについての補償も含まれる。
　リニアリティ補償は、センサー出力のうちの非直線性成分を取り除いて、センサー出力の直線性を担保する補償である。オフセット補償は、ＴＭＲセンサー２に磁界が検出されていないときに一対の検出信号出力端子２ｃ，２ｄに現れるオフセット電圧を相殺する補償である。オフセット温特補償は、オフセット電圧の温度変動を相殺する補償である。また、感度補償は、ＴＭＲセンサー２の感度について、ＴＭＲセンサー２の各個体によるバラツキを相殺する補償である。ＴＭＲセンサー２の感度は、センサー出力補償ＩＣ１の定格出力電圧からオフセット電圧を差し引いた出力スパン電圧を定格磁界で割った値であり、単位磁界当たりの出力電圧の変化を意味する。感度温特補償は、補償温度で最大どの程度出力スパン電圧が変化するのかを表す感度温度特性の温度変動を相殺する補償である。
　センサー出力補償ＩＣ１は、計装アンプによって構成される差動増幅回路３と、差動増幅回路３の出力を補償する補償用増幅回路４とを備える。差動増幅回路３は、ＴＭＲセンサー２の一対の検出信号出力端子２ｃ，２ｄに現れる各検出電圧をそれぞれ増幅するオペアンプ３１，３２と、増幅された各検出電圧を差動増幅するオペアンプ３３とを備える。一対の検出信号出力端子２ｃ，２ｄに現れる各検出電圧の差電圧は、実質的なセンサー出力として扱われる。各オペアンプ３１～３３に接続される抵抗およびその抵抗値を図示するようにＲ０，Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ１’，Ｒ２’およびＲ３’とすると、差動増幅回路３は、次の（１）式に表される増幅率αでセンサー出力を増幅した出力Ａを出力する。
α＝（Ｒ３／Ｒ２）×｛１＋（２×Ｒ１）／Ｒ０｝　…（１）
ただし、Ｒ１＝Ｒ１’，Ｒ２＝Ｒ２’，Ｒ３＝Ｒ３’であり、Ｒ０は可変抵抗である。
　センサー出力の感度は、可変抵抗Ｒ０を可変させることで調整されて、ＴＭＲセンサー２の個体によるバラツキが補償される。また、オペアンプ３３の非反転入力端子には抵抗Ｒ３’を介して可変電圧源ＶREF1が接続されている。センサー出力のオフセット電圧はこの可変電圧源ＶREF1の出力電圧を可変させることで調整されて、ＴＭＲセンサー２で磁界が検出されないときにセンサー出力補償ＩＣ１の出力端子ＯＵＴに現れる出力電圧ＶOUTがゼロになるように調整される。
　補償用増幅回路４は、可変抵抗Ｒ４および可変抵抗Ｒ５が接続されたオペアンプ４１から構成され、差動増幅回路３の出力Ａを反転増幅して得られる出力Ｂを、センサー出力補償ＩＣ１の出力端子ＯＵＴに出力電圧ＶOUTとして出力する。この結果、センサー出力は次の（２）式に示される増幅率βで増幅される。
β＝α×（Ｒ５／Ｒ４）
＝（Ｒ３／Ｒ２）×｛１＋（２×Ｒ１）／Ｒ０｝×（Ｒ５／Ｒ４）　…（２）
　補償用増幅回路４の増幅率（Ｒ５／Ｒ４）は、接続される可変抵抗Ｒ４またはＲ５の抵抗値が変えられることで、変化する。本実施形態では、可変抵抗Ｒ４およびＲ５の各抵抗値は、それぞれ、図示しない複数の抵抗間の接続が図示しない複数のスイッチによって切り替えられて、複数の抵抗の合成抵抗値が変えられることによって、可変される。
　本実施形態のセンサー出力補償ＩＣ１は、センサー出力のリニアリティを補償するリニアリティ補償回路５、センサー出力の感度温度特性を補償する感度温特補償回路６、および、センサー出力のオフセット電圧の温度特性を補償するオフセット温特補償回路７を備える。これら差動増幅回路３、補償用増幅回路４、リニアリティ補償回路５、感度温特補償回路６、およびオフセット温特補償回路７は、センサー出力補償ＩＣ１の補償ブロック８を構成する。
　また、センサー出力補償ＩＣ１は、レギュレータ回路（ＶREG）９、リファレンス電圧回路（ＶREF）１０、および温度センサー回路１１を備える。レギュレータ回路９は、電源端子ＶDDに入力される電圧から基準電圧を生成する。リファレンス電圧回路１０は、レギュレータ回路９で生成される基準電圧から、感度温特補償回路６やオフセット温特補償回路７などで使用される各値の参照電圧、および、ＴＭＲセンサー２に印加する電源電圧を生成する。温度センサー回路１１は、ダイオードによって周囲温度を検出して、検出した周囲温度を電圧として感度温特補償回路６およびオフセット温特補償回路７へ出力する。なお、ＴＭＲセンサー２とセンサー出力補償ＩＣ１とは近接して配置されるため、温度センサー回路１１によって検出される周囲温度は、ＴＭＲセンサー２の周囲温度として検出される。
　また、センサー出力補償ＩＣ１は、ユーザーによって記憶内容の書き換えができるＥＥＰＲＯＭ１２を備える。このＥＥＰＲＯＭ１２には、ユーザーによってデータ端子ＤＡＴＡから設定データが書き込まれる。この設定データに応じて、補償ブロック８における各種補償回路による補償動作の設定調整が行われ、また、温度センサー回路１１における温度検出の設定調整が行われる。
　本実施形態では、リニアリティ補償回路５および感度温特補償回路６によって行われる各補償は、補償用増幅回路４の増幅率（Ｒ５／Ｒ４）が後述するように可変されることで行われるが、その増幅率（Ｒ５／Ｒ４）は、ＥＥＰＲＯＭ１２に書き込まれる設定データに応じて、各可変抵抗Ｒ４，Ｒ５をそれぞれ構成する複数の抵抗間の接続状態が複数のスイッチによって切り替えられることで、可変される。オフセット温特補償回路７によって行われる補償も、後述する各スイッチ７５，７６（図８参照）の接続状態がＥＥＰＲＯＭ１２に書き込まれる設定データに応じて切り替えられることで、行われる。また、温度センサー回路１１は、ＥＥＰＲＯＭ１２に書き込まれる設定データに応じて、周囲温度が２５℃のときに１[Ｖ]の電圧を出力するように調整される。
　図２は、図１に示すセンサー出力補償ＩＣ１におけるリニアリティ補償回路５の機能を説明するための回路図である。同図において図１と同一または相当する部分には同一符号を付してその説明は省略する。
　リニアリティ補償回路５は、複数のコンパレータ５１，５２，５３，…，５ｎから構成される。各コンパレータ５１，５２，５３，…５ｎの一方の入力端子には、差動増幅回路３の出力電圧が共通して入力され、他方の入力端子には、リファレンス電圧回路１０から出力される所定の参照電圧ＶREF_L1，ＶREF_L2，ＶREF_L3，…，ＶREF_Lnが入力される。これら各参照電圧ＶREF_L1，ＶREF_L2，ＶREF_L3，…，ＶREF_Lnは、センサー出力に非直線性を持って現れる所定の各歪みを起こす磁界に応じた各センサー出力に相当し、ＥＥＰＲＯＭ１２に書き込まれた設定データによって予め設定されたものである。
　リニアリティ補償回路５は、これら複数の参照電圧と、差動増幅回路３の出力電圧との比較結果に応じて、可変抵抗Ｒ４を構成する複数のスイッチを切り替えて可変抵抗Ｒ４の抵抗値を可変させることで、補償用増幅回路４の増幅率（Ｒ５／Ｒ４）を歪みを打ち消す増幅率に可変させる。
　なお、ここでは、可変抵抗Ｒ４を構成する複数のスイッチを切り替えて可変抵抗Ｒ４の抵抗値を可変させることで、補償用増幅回路４の増幅率（Ｒ５／Ｒ４）を可変させる場合について説明しているが、可変抵抗Ｒ５を構成する複数のスイッチを切り替えて可変抵抗Ｒ５の抵抗値を可変させることで、補償用増幅回路４の増幅率（Ｒ５／Ｒ４）を可変させる構成にしてもよい。
　図３（ａ）は、ＴＭＲセンサー２に与えられる磁界と、ＴＭＲセンサー２に各磁界が与えられるときに検出信号出力端子２ｃ，２ｄ間に差電圧として現れるセンサー出力との関係の一例を示すグラフである。同グラフの横軸は、ＴＭＲセンサー２に与えられる磁界[ｍＴ]、縦軸はセンサー出力[ｍＶ]である。また、特性線ｙは、センサー出力補償ＩＣ１の周囲温度が２５℃のときにおけるセンサー出力の各磁界に対する変化を表し、センサー出力のリニアリティ特性を示す。この特性線ｙは、磁界ｘを変数として次の（３）式の多項式に表される。
ｙ＝－6.469ｅ－０．７ｘ３－1.512ｅ－０．６ｘ２＋2.175ｅ－０．２ｘ＋4.306ｅ－０．３　…（３）
　同グラフの図示では特性線ｙは一見して直線に見えるが、（３）式の右辺第１項および第２項に示す非直線成分を含んでおり、右辺第３項の直線成分を除いて磁界とセンサー出力との関係を示すと、図３（ｂ）に示すグラフとなる。同グラフの横軸はＴＭＲセンサー２に与えられる磁界[ｍＴ]を表すが、縦軸は直線成分を除いたセンサー出力[ｍＶ]を表す。また、特性線ｙ’は、非直線性を持って現れるセンサー出力の歪みを表す。この歪みはＴＭＲセンサー２の磁界検出精度に影響を与えるため、リニアリティ補償回路５によってこの歪みを補償する。
　同グラフから、歪みは約＋８[ｍＴ]以上および約－８[ｍＴ]以下の磁界領域に存在するため、これらの磁界領域において予め定めた磁界に対するセンサー出力が得られるときに、リニアリティ補償回路５によって補償用増幅回路４の増幅率を可変させることで、歪みを打ち消す。
　図４（ａ）は、リニアリティ補償回路５から可変抵抗Ｒ４の各スイッチに与えられる制御信号ｖの一例を示すグラフである。同グラフの横軸はＴＭＲセンサー２に与えられる磁界[ｍＴ]、縦軸は制御信号ｖの電圧[Ｖ]を表す。また、特性線ａは、センサー出力補償ＩＣ１の入力端子１ａ，１ｂに入力される入力電圧の磁界変化、特性線ｂは、センサー出力補償ＩＣ１の出力端子ｏｕｔに出力される出力電圧ＶOUTの磁界変化を表す。また、特性線ｃ，ｄ，ｅ，ｆは、図３（ｂ）に示すプラス側磁界における約＋８[ｍＴ]以上のセンサー出力の歪みを補正する制御信号ｖ１，ｖ２，ｖ３，ｖ４を表し、特性線ｇ，ｈ，ｉ，ｊは、マイナス側磁界における約－８[ｍＴ]以下のセンサー出力の歪みを補正する制御信号ｖ５，ｖ６，ｖ７，ｖ８を表す。各制御信号ｖ１～ｖ８は、＋５[Ｖ]のハイレベルと０[Ｖ]のローレベルとの間で変化し、例えば、ローレベルに変化すると各スイッチｓｗ１～ｓｗ８は閉制御される。
　同グラフでは、約＋８[ｍＴ]以上の磁界領域におけるセンサー出力の歪みは、磁界が約＋７[ｍＴ]の磁界で、特性線ｃに表される制御信号ｖ１のローレベル化によってスイッチｓｗ１が閉制御されることで、可変抵抗Ｒ４の抵抗値が可変されて、補償用増幅回路４の増幅率がそのときの磁界における歪みを打ち消す増幅率に変えられる。また、磁界が約＋１０[ｍＴ]の磁界で、特性線ｄに表される制御信号ｖ２のローレベル化によってスイッチｓｗ２が閉制御されることで、また、磁界が約＋１３[ｍＴ]の磁界で、特性線ｅに表される制御信号ｖ３のローレベル化によってスイッチｓｗ３が閉制御されることで、また、磁界が約＋１５[ｍＴ]の磁界で、特性線ｆに表される制御信号ｖ４のローレベル化によってスイッチｓｗ４が閉制御されることで、可変抵抗Ｒ４の抵抗値がそれぞれ可変されて、補償用増幅回路４の増幅率が各磁界における歪みを打ち消す増幅率に変えられる。
　約－８[ｍＴ]以下の磁界領域におけるセンサー出力の歪みについても、同様にして、特性線ｇ～ｊに表される各制御信号ｖ５～ｖ８によって各スイッチｓｗ５～ｓｗ８が閉制御されることで、可変抵抗Ｒ４の抵抗値がそれぞれ可変されて、補償用増幅回路４の増幅率が各磁界における歪みを打ち消す増幅率に変えられる。
　図４（ｂ）は、リニアリティ補償回路５による可変抵抗Ｒ４のこのような抵抗値制御によってセンサー出力の非直線性が補償された後の、センサー出力の歪みを示すグラフである。同グラフの横軸はＴＭＲセンサー２に与えられる磁界[ｍＴ]、縦軸は、センサー出力補償ＩＣ１の出力端子ｏｕｔに出力される出力電圧ＶOUTに含まれる歪み成分の割合[％]を表す。また、特性線ｋは、出力電圧ＶOUTに含まれる歪み成分の磁界変化に対する変動特性を表す。
　約＋８[ｍＴ]以上の磁界領域におけるセンサー出力の歪みは、図３（ｂ）に示すように磁界の増加に対して右下がりに減少するが、特性線ｋから、約＋７[ｍＴ]，約＋１０[ｍＴ]，約＋１３[ｍＴ]，約＋１５[ｍＴ]の各磁界で各制御信号ｖ１，ｖ２，ｖ３，ｖ４が順次ローレベル化する各タイミングにおいて、補償用増幅回路４の増幅率が高められることで、歪み成分の割合が右上がりに増加して、図３（ｂ）に示す歪みの減少を打ち消す作用が働いていることが、理解される。
　約－８[ｍＴ]以下の磁界領域におけるセンサー出力の歪みは、図３（ｂ）に示すように磁界の減少に対して左上がりに増加するが、特性線ｋから、同様に、磁界の減少に応じて各制御信号ｖ５～ｖ８が順次ローレベル化する各タイミングにおいて、補償用増幅回路４の増幅率が低められることで、歪み成分の割合が左下がりに減少して、図３（ｂ）に示す歪みの増加を打ち消す作用が働いていることが、理解される。
　なお、歪み成分の割合は、プラス側の磁界領域において、右上がりに増加した後、図３（ｂ）に示す元の歪みの減少によって一時的に右下がりに減少する。また、マイナス側の磁界領域において、左下がりに減少した後、図３（ｂ）に示す元の歪みの増加によって一時的に左上がりに増加する。したがって、特性線ｋは図４（ｂ）に示すようにジグザグと上下に変動するが、歪み成分の変動幅は±０．１[％]以下に抑えられ、センサー出力の直線性は担保される。
　このように本実施形態によるセンサー出力補償ＩＣ１によれば、補償用増幅回路４の増幅率は、補償用増幅回路４に可変抵抗Ｒ４として接続される複数の抵抗間の接続が、リニアリティ補償回路５の複数のスイッチに対する制御によって切り替えられ、複数の抵抗の合成抵抗値が変えられることにより、可変される。また、そのスイッチの切り替えは、差動増幅回路３の出力電圧が、予め設定された複数の参照電圧ＶREF_L1，ＶREF_L2，ＶREF_L3，…，ＶREF_Lnと比較されて、所定の各歪みを起こす磁界に応じた各センサー出力に相当する電圧になると、行われる。このスイッチの切り替えにより、補償用増幅回路４の増幅率は、差動増幅回路３の出力電圧に応じて、差動増幅回路３の出力から所定の各歪みを打ち消す増幅率になり、センサー出力の直線性が担保されることになる。
　すなわち、本実施形態によるセンサー出力補償ＩＣ１によれば、磁界の変化に対してセンサー出力に非直線性を持って現れる歪みは、差動増幅回路３の出力を補償する補償用増幅回路４の増幅率が、その歪みを打ち消す増幅率にリニアリティ補償回路５によって可変されることで、補償される。したがって、特許文献１に開示された従来の非直線性補償回路のように、センサー出力をフィードバックすることなく、センサー出力の歪みを補償することができる。このため、回路の応答速度が速くなり、センサー出力の非直線性補償は高速に行われるようになる。また、従来のようにセンサー出力補償回路に加算回路を必要としないので、センサー出力補償補償ＩＣ１の回路規模を抑制することができる。
　図５は、図１に示すセンサー出力補償ＩＣ１における感度温特補償回路６の機能を説明するための回路図である。同図において図１と同一または相当する部分には同一符号を付してその説明は省略する。
　感度温特補償回路６は、複数のコンパレータ６１，６２，６３，…，６ｎから構成される。各コンパレータ６１，６２，６３，…，６ｎの一方の入力端子には、温度センサー回路１１で電圧として検出される周囲温度が共通して入力され、他方の入力端子には、リファレンス電圧回路１０から出力される所定の参照電圧ＶREF_T1，ＶREF_T2，ＶREF_T3，…，ＶREF_Tnが入力される。これら各参照電圧ＶREF_T1，ＶREF_T2，ＶREF_T3，…，ＶREF_Tnは、センサー出力の感度に所定の各変動を起こす周囲温度に応じた各電圧に相当し、ＥＥＰＲＯＭ１２に書き込まれた設定データによって予め設定されたものである。
　感度温特補償回路６は、これら複数の参照電圧と、温度センサー回路１１によって電圧として検出される周囲温度との比較結果に応じて、可変抵抗Ｒ５を構成する複数のスイッチを切り替えて可変抵抗Ｒ５の抵抗値を可変させることで、周囲温度の変化に対してセンサー出力の感度に現れる変動を打ち消す増幅率に、補償用増幅回路４の増幅率（Ｒ５／Ｒ４）を可変させる。
　なお、ここでは、可変抵抗Ｒ５を構成する複数のスイッチを切り替えて可変抵抗Ｒ５の抵抗値を可変させることで、補償用増幅回路４の増幅率（Ｒ５／Ｒ４）を可変させる場合について説明しているが、可変抵抗Ｒ４を構成する複数のスイッチを切り替えて可変抵抗Ｒ４の抵抗値を可変させることで、補償用増幅回路４の増幅率（Ｒ５／Ｒ４）を可変させる構成にしてもよい。
　図６（ａ）は、センサー出力の感度についての温度特性を複数のＴＭＲセンサー２に対して測定した結果を示すグラフである。同グラフの横軸はＴＭＲセンサー２の周囲温度[℃]、縦軸は、２５℃の周囲温度におけるセンサー出力の感度を基準とする、各周囲温度における感度の変動率[％]を表す。また、各特性線は、複数の各ＴＭＲセンサー２についての感度温度特性を示す。
　同グラフに示されるように、周囲温度が２５℃よりも低い温度領域では、感度は、温度の低下に伴って直線的に変動率がプラス側に大きくなる。一方、周囲温度が２５℃よりも高い温度領域では、感度は、温度の増加に伴って非直線的に変動率がマイナス側に大きくなる。
　図６（ｂ）は、同図（ａ）に示される感度の温度特性を基にして、感度に所定の各変動を起こす各周囲温度に応じて補償用増幅回路４の増幅率を可変させて、センサー出力補償ＩＣ１の出力電圧ＶOUTをどの程度変動させたかを表すグラフである。同グラフの横軸は周囲温度[℃]、縦軸は出力電圧ＶOUTの変動率[％]を表す。特性線ｍは、出力電圧ＶOUTの変動率の周囲温度に対する変化を表す。
　特性線ｍから、周囲温度が２５℃よりも低い温度領域では、出力電圧ＶOUTの変動率は、周囲温度の低下に伴ってマイナス側に左下がりに直線的に小さくなって、図６（ａ）に示す感度の、左上がりに直線的に増加する感度の変動率を打ち消すように作用する。また、周囲温度が２５℃よりも高い温度領域では、出力電圧ＶOUTの変動率は、周囲温度の増加に伴ってプラス側に右上がりに非直線的に大きくなって、図６（ａ）に示す感度の、右下がりに非直線的に減少する感度の変動率を打ち消すように作用する。
　図７（ａ）は、上記の感度温特補償によって補償された後の、センサー出力の感度についての温度特性を示すグラフである。同グラフの横軸はＴＭＲセンサー２の周囲温度[℃]、縦軸は、２５℃の周囲温度におけるセンサー出力の感度を基準とする、各周囲温度における感度の変動率[％]を表す。特性線ｎは、図６（ｂ）に示す出力電圧ＶOUTの変動率で補償されたセンサー出力の感度温度特性を示す。同グラフに示されるように、補償後のセンサー出力の感度の変動率は、＋０．０４[％]～－０．０２[％]の小さな変動幅に収まっている。
　図７（ｂ）は、上記の感度温特補償に用いられた周囲温度の電圧特性を示すグラフである。同グラフの横軸はセンサー出力補償ＩＣ１の周囲温度[℃]、縦軸は、各周囲温度における温度センサー回路１１の出力電圧[Ｖ]を表す。特性線ｏは、温度センサー回路１１の出力電圧の温度特性を示す。
　このように本実施形態によるセンサー出力補償ＩＣ１によれば、補償用増幅回路４の増幅率は、補償用増幅回路４に可変抵抗Ｒ５として接続される複数の抵抗間の接続が、感度温特補償回路６の複数のスイッチに対する制御によって切り替えられ、複数の抵抗の合成抵抗値が変えられることにより、可変される。また、そのスイッチの切り替えは、温度センサー回路１１によって電圧として検出される周囲温度が、予め設定された複数の参照電圧ＶREF_T1，ＶREF_T2，ＶREF_T3，…，ＶREF_Tnと比較されて、所定の各変動を起こす周囲温度に応じた各電圧になると、行われる。このスイッチの切り替えにより、補償用増幅回路４の増幅率は、差動増幅回路３の出力から、周囲温度に起因する感度の所定の各変動を打ち消す増幅率になり、センサー出力の感度温度特性が補償されることになる。
　すなわち、本実施形態によるセンサー出力補償ＩＣ１によれば、周囲温度の変化に対してセンサー出力の感度に現れる変動は、差動増幅回路３の出力を補償する補償用増幅回路４の増幅率が、その変動を打ち消す増幅率に感度温特補償回路６によって可変されることで、補償される。したがって、特許文献２に開示された従来の、サーミスタ特性に依存した温度補償しか行えない温度補償回路とは異なり、温度補償を行える温度範囲が限られなくなり、より広い範囲の周囲温度変動に対してセンサー出力感度の感度温度補償が行えるようになる。また、従来のように、温度補償特性にサーミスタ素子のバラツキが現れてしまうこともなく、感度温度補償の高精度化を図ることが可能になる。また、温度補償回路にサーミスタ素子を使用しなくてもセンサー出力補償回路を構成できるので、センサー出力補償回路のＩＣ化が可能となり、センサー出力補償回路の小型化や低廉化が可能になる。
　図８は、図１に示すセンサー出力補償ＩＣ１におけるオフセット温特補償回路７の機能を説明するための回路図である。同図において図１と同一または相当する部分には同一符号を付してその説明は省略する。
　オフセット温特補償回路７は、温度センサー回路１１で検出される周囲温度を参照して、周囲温度の変化に対して現れるセンサー出力のオフセット電圧の変動を打ち消す参照電圧ＶREF2を補償用増幅回路４の参照電圧端子に入力させる。
　センサー出力のオフセット電圧の温度変動は、図９（ａ）に示すグラフに示される。同グラフの横軸はセンサー出力補償ＩＣ１の周囲温度[℃]、縦軸は、２５℃の周囲温度におけるオフセット電圧を基準とする、各周囲温度におけるオフセット電圧の変動率[％]を表す。また、各特性線は、複数のＴＭＲセンサー２についての各オフセット電圧の温度特性を示す。同グラフに示されるように、各オフセット電圧の温度特性は、１次の傾きを持って直線的に変動する特性となる。オフセット温特補償回路７は、この変動を打ち消す参照電圧ＶREF2を、補償用増幅回路４におけるオペアンプ４１の非反転入力端子である参照電圧端子に入力させる。
　本実施形態では、オフセット温特補償回路７は、オペアンプ７１から構成される第１反転増幅回路７２、オペアンプ７３から構成される第２反転増幅回路７４、第１スイッチ７５および第２スイッチ７６を備える。
　第１反転増幅回路７２は、オペアンプ７１に抵抗Ｒ７と可変抵抗Ｒ８とが接続されて構成され、オペアンプ７１の非反転入力端子に参照電圧ＶREF21が与えられている。この第１反転増幅回路７２は、温度センサー回路１１によって電圧として検出される周囲温度を、オフセット電圧の変動率に対応する増幅率（Ｒ８／Ｒ７）で反転増幅する。オフセット電圧の変動率は、図９（ａ）に示すグラフにおける各特性線の傾きに相当し、可変抵抗Ｒ８の抵抗値の調整によって増幅率（Ｒ８／Ｒ７）がオフセット電圧の変動率に合わせられる。
　また、第２反転増幅回路７４は、オペアンプ７３に抵抗Ｒ９と可変抵抗Ｒ１０とが接続されて構成され、オペアンプ７３の非反転入力端子に参照電圧ＶREF22が与えられている。この第２反転増幅回路７４は、第１反転増幅回路７２の出力を増幅率（Ｒ１０／Ｒ９）で反転増幅して、その極性を反転する。この増幅率（Ｒ１０／Ｒ９）は、可変抵抗Ｒ１０の抵抗値の調整によって基本的に１とされる。また、第２スイッチ７６は、オフセット電圧の周囲温度に対する変動が周囲温度の増加に伴って増加する変動であるときに閉制御されて、第２反転増幅回路７４の出力を参照電圧ＶREF2として、オペアンプ４１の参照電圧端子に入力させる。
　したがって、センサー出力補償ＩＣ１のオフセット電圧の温度特性が、例えば、図９（ａ）に示すグラフにおいて、周囲温度に対する変動が周囲温度の増加に伴って増加する右上がりの直線の特性線ｐで表される場合、温度センサー回路１１から周囲温度の増加に伴って減少して出力される、右下がりの直線の特性線で表される電圧は、オフセット温特補償回路７で、最初に、第１反転増幅回路７２により、傾きの大きさが特性線ｐのオフセット電圧の変動率の大きさと同じで、傾きの極性が反転した右上がりの特性を持つ電圧に変換される。そして、第２スイッチ７６が閉制御されるので、この電圧が、第２反転増幅回路７４により、傾きの極性が反転した右下がりの特性を持つ参照電圧ＶREF2に変換される。このため、補償用増幅回路４がこの参照電圧ＶREF2を基準に、差動増幅回路３から出力される、右上がりの直線の特性線ｐで表されるオフセット電圧を含む出力電圧を増幅することで、オフセット電圧の温度特性による変動が打ち消される。
　図９（ｂ）は、オフセット温特補償回路７によって補償された後の、４つのＴＭＲセンサー２についての各オフセット電圧の温度特性を示すグラフである。同グラフの横軸および縦軸は図９（ａ）におけるものと同じである。図９（ｂ）に示すグラフには補償前の特性線ｐが示されており、この特性線ｐを持っていたＴＭＲセンサー２についてのオフセット電圧の温度特性は、上記のオフセット補償によって点線で示す矢印のように傾きが倒されて、ほぼ平坦な傾きを持つ温度特性に補償される。
　また、第１スイッチ７５は、オフセット電圧の周囲温度に対する変動が周囲温度の増加に伴って減少する変動であるときに閉制御されて、第１反転増幅回路７２の出力を参照電圧ＶREF2として、オペアンプ４１の参照電圧端子に入力させる。したがって、ＴＭＲセンサー２のオフセット電圧の温度特性が、例えば、図９（ａ）に示すグラフにおいて、周囲温度に対する変動が周囲温度の増加に伴って減少する右下がりの直線の特性線ｑで表される場合、温度センサー回路１１から周囲温度の増加に伴って減少して出力される、右下がりの直線の特性線で表される電圧は、第１スイッチ７５が閉制御されるので、オフセット温特補償回路７で、第１反転増幅回路７２により、傾きの大きさが特性線ｑのオフセット電圧の変動率の大きさと同じで、傾きの極性が反転した右上がりの特性を持つ参照電圧ＶREF2に変換される。このため、補償用増幅回路４がこの参照電圧ＶREF2を基準に、差動増幅回路３から出力される、右下がりの直線の特性線ｑで表されるオフセット電圧を含む出力電圧を増幅することで、図９（ｂ）に示すグラフのように、オフセット電圧の温度特性による変動が打ち消される。
　このように本実施形態によるセンサー出力補償ＩＣ１によれば、オフセット電圧の周囲温度に対する変動が周囲温度の増加に伴って増加する変動であるときには、第２スイッチ７６により、第２反転増幅回路７４の出力が補償用増幅回路４の参照電圧端子に入力させられる。したがって、オペアンプ４１の参照電圧端子には、温度センサー回路１１によって電圧として検出される周囲温度が、第１反転増幅回路７２によってオフセット電圧の変動率に対応する増幅率（Ｒ８／Ｒ７）で反転増幅され、第２反転増幅回路７４で極性が反転されて、周囲温度の増加に伴ってオフセット電圧の変動率で減少する周囲温度反転信号が、参照電圧ＶREF2として、第２反転増幅回路７４から入力される。このため、補償用増幅回路４がその周囲温度反転信号を基準に差動増幅回路３の出力を増幅することで、オフセット電圧の温度変動が打ち消されたセンサー出力が、補償用増幅回路４から得られるようになる。
　また、オフセット電圧の周囲温度に対する変動が周囲温度の増加に伴って減少する変動であるときには、第１スイッチ７５により、第１反転増幅回路７２の出力が、オペアンプ４１の参照電圧端子に入力させられる。したがって、オペアンプ４１の参照電圧端子には、第１反転増幅回路７２によってオフセット電圧の変動率に対応する増幅率（Ｒ８／Ｒ７）で反転増幅されて、周囲温度の増加に伴ってオフセット電圧の変動率で増加する周囲温度反転信号が、参照電圧ＶREF2として、第１反転増幅回路７２から入力される。このため、補償用増幅回路４がその周囲温度反転信号を基準に差動増幅回路３の出力を増幅することで、周囲温度の変化に対して現れるオフセット電圧の変動が打ち消されたセンサー出力が、補償用増幅回路４から得られるようになる。
　すなわち、本実施形態によるセンサー出力補償ＩＣ１によれば、周囲温度の変化に対して現れるセンサー出力のオフセット電圧の変動は、差動増幅回路３の出力を補償する補償用増幅回路４が、オフセット温特補償回路７からオペアンプ４１の参照電圧端子に入力される参照電圧ＶREF2を基準に差動増幅回路３の出力を増幅することで、打ち消される。したがって、オフセット電圧は一度の補償動作で精度高く簡単に補償される。よって、特許文献２に開示された従来の、可変抵抗器によって差動増幅回路出力の中点電位を調整するだけで、センサー出力のオフセット調整を行うオフセット調整回路とは異なり、センサー出力のオフセット電圧の温度補償が簡単にしかも正確に行えるようになる。
　また、本実施形態によるセンサー出力補償ＩＣ１は、センサー出力補償回路を構成する各回路が同じＩＣに実装される。したがって、センサー出力補償回路を構成する各回路間の配線や各回路を構成する部品実装の相違に起因して生じるバラツキが減少する。このため、センサー出力補償ＩＣ１によるセンサー出力の各補償は高精度で行われるようになる。また、補償機能の全てをＩＣ上に実装することができるようになる。また、補償するＴＭＲセンサー２のセンサー出力をモニターすることで、比較的簡単な回路構成で、ＴＭＲセンサー２毎に精度の高い各補償が可能になる。また、各補償回路の補償調整は、ＥＥＰＲＯＭ１２に書き込む設定データを選択することにより、補償値を簡単に選択的に選べるようになる。
　また、温度センサー回路１１がセンサー出力補償回路を構成する他の各回路と同じＩＣに実装されることで、温度センサー回路１１は他の各回路との相対位置が常に一定となる。このため、温度センサー回路１１が検出する周囲温度は、他の各回路の周囲温度との誤差が少なくなる。また、温度センサー回路１１が、他の各回路のＩＣと別に設けられる場合に、温度センサー回路１１とそのＩＣとをワイヤボンディングで接続する配線接続部の寄生抵抗成分等によって、温度センサー回路１１で検出される周囲温度とそのＩＣで用いられる周囲温度とに誤差が生じるようなこともない。この結果、本実施形態によるセンサー出力補償ＩＣ１によれば、精度高く、センサー感度やオフセット電圧の温度補償を行うことが可能になる。
　１…センサー出力補償ＩＣ
　２…ＴＭＲセンサー
　２ａ，２ｂ…ＴＭＲセンサー２の一対の電源端子
　２ｃ，２ｄ…ＴＭＲセンサー２の一対の検出信号出力端子
　３…差動増幅回路
　４…補償用増幅回路
　５…リニアリティ補償回路
　５１，５２，５３，…，５ｎ…コンパレータ
　６…感度温特補償回路
　６１，６２，６３，…，６ｎ…コンパレータ
　７…オフセット温特補償回路
　７２…第１反転増幅回路
　７４…第２反転増幅回路
　７５…第１スイッチ
　７６…第２スイッチ

Claims (8)

  1. 　検出される物理量に応じて抵抗値が変化するセンサー素子がブリッジ接続されたセンサーの一対の検出信号出力端子に現れる各検出電圧の差電圧をセンサー出力として増幅する差動増幅回路と、
    　前記差動増幅回路の出力を補償する補償用増幅回路と、
    　前記物理量の変化に対して前記センサー出力に非直線性を持って現れる歪みを打ち消す増幅率に前記補償用増幅回路の増幅率を可変させる、前記センサー出力のリニアリティ補償回路と
    　を備えるセンサー出力補償回路。
  2. 　前記補償用増幅回路は、接続される抵抗の抵抗値が変えられることで増幅率を変化し、
    　前記抵抗の抵抗値は、複数の抵抗間の接続が複数のスイッチによって切り替えられて前記複数の抵抗の合成抵抗値が変えられることによって可変され、
    　前記リニアリティ補償回路は、所定の各前記歪みを起こす前記物理量に応じた各前記センサー出力に相当する予め設定された複数の参照電圧と、前記差動増幅回路の出力との比較結果に応じて複数の前記スイッチを切り替えることで、前記補償用増幅回路の増幅率を可変させる
    　ことを特徴とする請求項１に記載のセンサー出力補償回路。
  3. 　検出される物理量に応じて抵抗値が変化するセンサー素子がブリッジ接続されたセンサーの一対の検出信号出力端子に現れる各検出電圧の差電圧をセンサー出力として増幅する差動増幅回路と、
    　前記差動増幅回路の出力を補償する補償用増幅回路と、
    　周囲温度を検出する温度センサー回路と、
    　前記温度センサー回路で検出される前記周囲温度に基づいて、前記周囲温度の変化に対して前記センサー出力の感度に現れる変動を打ち消す増幅率に前記補償用増幅回路の増幅率を可変させるセンサー感度温度特性補償回路と
    　を備えるセンサー出力補償回路。
  4. 　前記補償用増幅回路は、接続される抵抗の抵抗値が変えられることで増幅率を変化し、
    　前記抵抗の抵抗値は、複数の抵抗間の接続が複数のスイッチによって切り替えられて前記複数の抵抗の合成抵抗値が変えられることによって可変され、
    　前記センサー感度温度特性補償回路は、所定の各前記変動を起こす前記周囲温度に応じた各電圧に相当する予め設定された複数の参照電圧と、前記温度センサー回路によって電圧として検出される前記周囲温度との比較結果に応じて複数の前記スイッチを切り替えることで、前記補償用増幅回路の増幅率を可変させる
    　ことを特徴とする請求項３に記載のセンサー出力補償回路。
  5. 　検出される物理量に応じて抵抗値が変化するセンサー素子がブリッジ接続されたセンサーの一対の検出信号出力端子に現れる各検出電圧の差電圧をセンサー出力として増幅する差動増幅回路と、
    　前記差動増幅回路の出力を補償する補償用増幅回路と、
    　周囲温度を検出する温度センサー回路と、
    　前記温度センサー回路で検出される前記周囲温度を参照して、前記周囲温度の変化に対して現れる前記センサー出力のオフセット電圧の変動を打ち消す参照電圧を前記補償用増幅回路の参照電圧端子に入力させるオフセット温度特性補償回路と
    　を備えるセンサー出力補償回路。
  6. 　前記オフセット温度特性補償回路は、前記温度センサー回路によって電圧として検出される前記周囲温度を前記オフセット電圧の変動率に対応する増幅率で反転増幅する第１反転増幅回路と、前記第１反転増幅回路の出力の極性を反転する第２反転増幅回路と、前記オフセット電圧の前記周囲温度に対する変動が前記周囲温度の増加に伴って減少する変動であるときには、前記第１反転増幅回路の出力を前記補償用増幅回路の参照電圧端子に入力させる第１スイッチと、前記オフセット電圧の前記周囲温度に対する変動が前記周囲温度の増加に伴って増加する変動であるときには、前記第２反転増幅回路の出力を前記補償用増幅回路の参照電圧端子に入力させる第２スイッチとを備える
    　ことを特徴とする請求項５に記載のセンサー出力補償回路。
  7. 　各前記回路は同じ集積回路に実装されることを特徴とする請求項１から請求項６のいずれか１項に記載のセンサー出力補償回路。
  8. 　前記センサー素子はＴＭＲ素子であることを特徴とする請求項１から請求項７のいずれか１項に記載のセンサー出力補償回路。
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