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WO2022137410A1 - レーザレーダ装置及び風計測方法 - Google Patents

レーザレーダ装置及び風計測方法 Download PDF

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Publication number
WO2022137410A1
WO2022137410A1 PCT/JP2020/048332 JP2020048332W WO2022137410A1 WO 2022137410 A1 WO2022137410 A1 WO 2022137410A1 JP 2020048332 W JP2020048332 W JP 2020048332W WO 2022137410 A1 WO2022137410 A1 WO 2022137410A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
frequency
light
laser
laser radar
radar device
Prior art date
Application number
PCT/JP2020/048332
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
賢一 廣澤
美緒 西田
清智 長谷川
Original Assignee
三菱電機株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 三菱電機株式会社 filed Critical 三菱電機株式会社
Priority to CN202080107961.6A priority Critical patent/CN116601529B/zh
Priority to EP20966900.1A priority patent/EP4246185B1/en
Priority to PCT/JP2020/048332 priority patent/WO2022137410A1/ja
Priority to JP2022569001A priority patent/JP7325669B2/ja
Publication of WO2022137410A1 publication Critical patent/WO2022137410A1/ja
Priority to US18/143,764 priority patent/US20230273323A1/en

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    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
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    • G01S17/88—Lidar systems specially adapted for specific applications
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    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
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    • Y02A—TECHNOLOGIES FOR ADAPTATION TO CLIMATE CHANGE
    • Y02A90/00—Technologies having an indirect contribution to adaptation to climate change
    • Y02A90/10—Information and communication technologies [ICT] supporting adaptation to climate change, e.g. for weather forecasting or climate simulation

Definitions

  • the present disclosure technique relates to a laser radar device and a wind measurement method using the laser radar device.
  • a laser radar device also called a lidar device or LiDAR (Light Detection and Ringing)
  • LiDAR Light Detection and Ringing
  • the operating principle of the laser radar device is to obtain information on the distance and speed of the target by irradiating the laser light and analyzing the light that bounces off the target.
  • a laser radar device can be thought of as a radar device that uses laser light. If you want to know the distance of the target, measure the time from the time of irradiating the laser beam to the time of reflection and return (Time of Light, hereinafter referred to as "TOF"), and multiply the speed of the laser beam by the TOF. You can ask. If you want to know the speed of the target, you can analyze the frequency of the reflected light, obtain the Doppler frequency, and obtain it from the relationship between the frequency of the irradiated laser beam and the Doppler frequency.
  • TOF Time of Light
  • Non-Patent Document 1 by combining the FMCW of the up chirp and the FMCW of the down chirp, the frequency difference between the irradiation light and the received light due to the distance of the target and the irradiation due to the speed of the target.
  • a technique for separately determining the frequency difference between light and received light is disclosed ( Figure 1 of Non-Patent Document 1).
  • Non-Patent Document 1 discloses a technique for navigation of a moving object for exploration of the moon, and does not pose a problem for such a target (referred to as a hard target) at a certain distance.
  • a hard target a target
  • laser radar devices are required to have a mechanism for separating frequency information caused by the distance of a target and frequency information caused by the speed of a target by a simpler method.
  • the present disclosure technique aims to solve the above-mentioned problems, and provides a laser radar device provided with a mechanism for separating frequency information caused by the distance of a target and frequency information caused by the speed of a target by a simple method. ..
  • the laser radar apparatus includes a reference light source that oscillates a laser by a continuous oscillation method or a quasi-continuous oscillation method, a frequency modulator that imparts frequency modulation to a laser oscillated from the reference light source, and a frequency modulator.
  • a beam splitter that separates a laser modulated by the frequency modulator into transmitted light and locally oscillated light, a transmission / reception optical system that transmits the transmitted light and receives light reflected from a target, and the above.
  • a receiver that receives the received light received by the transmission / reception optical system and the locally oscillated light and converts each light into an electric signal, and the electric signal converted by the receiver are processed to obtain the distance information of the target and the target distance information.
  • a laser radar device including a receiving circuit for calculating speed information, the frequency modulation provided by the frequency modulator has at least one stepped change in which the frequency difference F increases or decreases for each time width T.
  • the receiving circuit divides the frequency difference between the locally oscillated light and the received light by the frequency difference F, and determines that the frequency difference corresponding to the remainder or deficiency is the Doppler frequency.
  • the frequency of the irradiated laser light is a discrete value with a frequency difference F of each. Therefore, the TOF corresponding to the distance of the target appears in the unit of the frequency difference F for each time T, and the Doppler frequency corresponding to the speed of the target appears as a finer change than the frequency difference F.
  • the present disclosure technique provides a laser radar device having a mechanism for separating frequency information due to the distance of the target and frequency information due to the speed of the target by a simple method.
  • FIG. 1 is a configuration diagram showing a configuration of a laser radar device according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a configuration diagram showing a configuration example of the receiving circuit 210 of the laser radar device according to the first embodiment and the second embodiment.
  • FIG. 3 is a graph showing the frequency modulation applied by the phase modulator or frequency modulator of the laser radar device according to the present disclosure technique.
  • FIG. 4 is a graph showing the frequency modulation shown in FIG. 3 as phase modulation.
  • FIG. 5 is a graph showing each of the locally oscillated light and the received light in the laser radar device according to the present disclosure technique as a comparison with time change of frequency.
  • FIG. 6 is a configuration diagram showing the configuration of the laser radar device according to the second embodiment and the third embodiment.
  • FIG. 1 is a configuration diagram showing a configuration of a laser radar device according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a configuration diagram showing a configuration example of the receiving circuit 210 of the laser radar device according to the first embodiment and the second embodiment.
  • FIG. 7 is a configuration diagram showing a configuration example of the reception circuit 210 of the laser radar device according to the third embodiment.
  • FIG. 8 is a configuration diagram showing the configuration of the laser radar device according to the fourth embodiment.
  • FIG. 9 is a configuration diagram showing a configuration example of the reception circuit 211 of the laser radar device according to the fourth embodiment.
  • FIG. 10 is a graph showing the frequency modulation applied by the first frequency modulator 23 and the second frequency modulator 24 of the laser radar apparatus according to the fourth embodiment.
  • FIG. 11 is a configuration diagram showing an example of a change in the configuration of the laser radar device according to the fourth embodiment.
  • FIG. 12 is a configuration diagram showing the configuration of the laser radar device according to the fifth embodiment.
  • FIG. 13 is a configuration diagram showing a configuration example of the reception circuit 211 of the laser radar device according to the fifth embodiment.
  • FIG. 1 is a configuration diagram showing a configuration of a laser radar device according to the first embodiment.
  • the laser radar apparatus according to the first embodiment includes a reference light source 10, a frequency modulator 20 or a phase modulator 20B, a first beam splitter 30, an amplifier 40, a circulator 50, a transmission / reception optical system 60, and a second beam splitter 70. It is composed of a balanced detector 80, a control signal circuit 200, and a receiving circuit 210.
  • the reference light source 10 uses a laser light source having a narrow line width. From the viewpoint of eye safety, those having a wavelength in the 1.5 ⁇ m band are preferable. However, there is no problem even if the reference light source 10 is of a wavelength band other than that. The narrower the line width of the laser beam, the better, but the narrower the line width, the more expensive it tends to be. The line width of the laser beam is appropriately determined by design.
  • the reference light source 10 is preferably a continuous oscillation method, that is, a CW (Continuous Wave) light source, but a quasi-continuous oscillation method, that is, a QCW (Quasi CW) operation in consideration of a case where intermittent operation is performed due to a safety problem. It may be the one that has been made to.
  • Either the frequency modulator 20 or the phase modulator 20B may be used, but frequency modulation is applied to the laser beam emitted by the reference light source 10.
  • the description of the first embodiment will be described on the premise of the frequency modulator 20.
  • the frequency modulator 20 is controlled by the control signal circuit 200.
  • the reason why either the frequency modulator 20 or the phase modulator 20B may be used is that the relational expression shown by the following mathematical formula (1) holds.
  • d ⁇ / dt 2 ⁇ f ⁇ ⁇ ⁇ (1)
  • ⁇ is the phase
  • f the frequency
  • ⁇ the pi
  • t the time.
  • the first beam splitter 30 separates the laser light modulated by the frequency modulator 20 into transmitted light and locally oscillated light.
  • a beam splitter having an asymmetric branching ratio such as 9: 1 is often used because the locally oscillated light does not require so strong power.
  • the first beam splitter 30 may be a 5: 5 beam splitter.
  • a beam splitter used in a laser radar device may use an optical fiber, and the component may be referred to by another name such as an optical fiber coupler.
  • the amplifier 40 amplifies the transmitted light among the laser beams separated by the first beam splitter 30.
  • the amplifier 40 may have a one-stage configuration or a multi-stage configuration.
  • a fiber amplifier is often used for the amplifier 40, but an optical amplifier other than the fiber amplifier may be used.
  • a fiber amplifier and an optical amplifier other than the fiber amplifier may be combined.
  • a filter or an isolator to prevent return light may be inserted between the amplifiers for the purpose of removing spontaneous emission amplified light (hereinafter referred to as "ASE"). good.
  • the transmitted light amplified by the amplifier 40 is transmitted to the transmission / reception optical system 60 via the circulator 50.
  • the circulator is a device that sends the light input from the optical path A to the optical path B, but the light input from B is output from another optical path C instead of A.
  • the circulator in a narrow sense refers to one using a Faraday element, but the circulator 50 may simply be a combination of a polarizing beam splitter and a 1/4 wave plate.
  • the transmission / reception optical system 60 adjusts the beam diameter of the transmitted light and emits it into the atmosphere, and also functions to collect the received light scattered from the aerosol in the atmosphere and returned.
  • the transmission / reception optical system 60 includes a telescope and a beam expander. Further, the transmission / reception optical system 60 may use a scanner for the purpose of observing a plurality of lines of sight.
  • the second beam splitter 70 interferes with the received light collected by the transmission / reception optical system 60 and the locally oscillated light, and transmits the two interference lights obtained by the interference to the balanced detector 80.
  • the balanced detector 80 has two light receiving parts, converts the light incident on each light receiving part into an electric signal, and outputs the difference between the two converted electric signals.
  • the balanced detector 80 may be an integrated light receiving element, or may be separately provided with a circuit for obtaining the difference in photocurrent obtained from each of two photodiodes. Since the balanced detector 80 functions as a receiver, it may be simply called a receiver.
  • the role of the second beam splitter 70 is to obtain the frequency difference obtained by subtracting the frequency of the received light from the frequency of the locally oscillated light. That is, this configuration utilizes the property that when two lights having similar frequencies interfere with each other, a beat of the difference in frequency between the two lights occurs as amplitude modulation. Further, the balanced detector 80 is used to remove the DC component.
  • the difference in frequency obtained by subtracting the frequency of the received light from the frequency of the locally oscillated light does not cause any problem even if the frequency components of the locally oscillated light and the received light are obtained and then the frequency difference is obtained.
  • the frequency component of the received light may be simply obtained in a time window in which the frequency of the locally oscillated light is constant, and the frequency difference may be calculated.
  • the configuration includes the second beam splitter 70 and the balanced detector 80.
  • the receiving circuit 210 processes the electric signal converted by the balanced detector and calculates the distance information and the speed information of the target. More specifically, the receiving circuit 210 processes the difference signal output from the balanced detector 80 and calculates the wind speed information for each distance.
  • the receiving circuit 210 includes an electric filter, an amplifier, an analog-digital converter, a computer, and the like.
  • FIG. 2 is a configuration example of the receiving circuit 210.
  • the receiving circuit 210 includes a pre-filter 300, an amplifier 310, a frequency filter 320, receivers 331 to 333, and a computer 340.
  • the amplifier 310 an electric amplifier may be used.
  • the difference signal output by the balanced detector 80 is amplified by the amplifier 310 after the unnecessary frequency is removed by the pre-filter 300.
  • the amplified signal is distributed to each frequency domain by the frequency filter 320, and is transmitted to the receivers 331 to 333 according to the frequency domain.
  • the amplifier 310 may also have the function of the pre-filter 300.
  • the amplifier 310 may be arranged after the frequency filter 320.
  • the pre-filter 300 and the frequency filter 320 may be shared, and the same number of amplifiers as the receivers are required. In the configuration example shown in FIG. 2, three receivers are drawn, but the number is appropriately determined by design.
  • the receivers 331 to 333 are specifically analog-to-digital converters.
  • the receivers 331 to 333 transmit the received signal to the computer 340.
  • the computer 340 performs signal processing such as Fourier transform on the signals transmitted from the receivers 331 to 333, and calculates information on the distance and the wind condition.
  • the computer 340 receives and uses a timing signal or the like from the control signal circuit 200 as needed.
  • the computer 340 may be a general-purpose computer such as a so-called personal computer, or may be a dedicated integrated circuit such as an ASIC (Application Specific Integrated Circuit). Further, the computer 340 may be a combination of a plurality of types of computers.
  • FIG. 3 is a graph showing the frequency modulation applied to the transmitted light by the frequency modulator 20. That is, the frequency modulation applied by the frequency modulator 20 is a modulation that performs at least one step-like change in which the frequency difference F increases or decreases for each time width T. As a result, the transmitted light of the laser radar device according to the present disclosure technique has the stepped frequency characteristic shown in FIG.
  • the frequency difference F in this stepped change is sufficiently larger than the Doppler frequency due to the movement of the aerosol in the air.
  • the distance is defined as positive when the distance is far from the laser radar device as the origin. Then, it is considered that the speed away from the laser radar device is positive. Then, the wind speed takes a positive value when there is a tail wind and a negative value when there is a head wind.
  • both the positive and negative values of the Doppler frequency f d can be taken.
  • the frequency of light is 2 [THz] ( ⁇ wavelength 1.5 [ ⁇ m])
  • the Doppler frequency f d is ⁇ 1.33 [MHz] per wind speed of 1 [m / s]. Therefore, if the frequency difference F is 100 [MHz] as shown in FIG. 3, it can be said that it is sufficiently larger than the Doppler frequency dd under general wind conditions.
  • the frequency difference F is not limited to 100 [MHz], and may be a smaller frequency or a larger frequency.
  • a wind exceeding 30 m / s is defined as a "fierce wind”, but wind conditions exceeding this are rarely generated on the ground, and even if it does occur, it becomes a storm, so raindrops and raindrops Rider measurement is often difficult due to the influence of dust. Therefore, even if the frequency difference F is 80 [MHz], which corresponds to distinguishing between the wind speed of about +30 [m / s] and -30 [m / s], there is no practical problem.
  • FIG. 3 shows the properties of the transmitted light of the laser radar device in the present disclosed technique from the viewpoint of frequency, but can also represent the properties of the transmitted light from the viewpoint of phase from the equations (1) and (2). ..
  • FIG. 4 is a graph showing the frequency modulation shown in FIG. 3 as phase modulation.
  • phase modulation In general, it is not possible to apply an infinitely large phase modulation in a phase modulator, and in many cases, the phase modulation is folded back at 2 ⁇ , but there is no problem even if this is the case.
  • Controlling the phase modulator 20B by the control signal circuit 200 and imparting the phase modulation as shown in FIG. 4 is substantially the same as the frequency modulation in the present disclosed technique.
  • the graph of FIG. 4 is composed of polygonal lines, and it can be seen that the phase changes continuously. Although the phase information cannot be read from the graph of FIG. 3 at the time when the frequency is switched, in the frequency modulation, the phase changes continuously as shown in FIG.
  • the transmitted light of the laser radar device having the frequency characteristics shown in FIG. 3 is scattered by the aerosol in the atmosphere and is measured as the received light.
  • the received light receives a Doppler shift according to the velocity of the aerosol, which is the wind condition of the atmosphere, and at the same time, is received after a lapse of time ⁇ , which is a TOF according to the position of the scattered aerosol.
  • FIG. 5 is a graph showing specific examples shown below by comparing each of the locally oscillated light and the received light in the laser radar apparatus according to the present disclosure technique as a time change of frequency.
  • the light scattered from the aerosol at the position of 600 [m] from the laser radar device is received after 4 [ ⁇ s], which is the time for the light to fly a distance of 1200 [m] in a round trip. This is because the speed of light is 300,000 kilometers per second.
  • the locally oscillated light and the received light received by the balanced detector 80 have the frequency characteristics shown in FIG.
  • the frequency modulation in the frequency modulator 20 imparts a modulation frequency in which the frequency difference F changes stepwise by 100 [MHz] every 2 [ ⁇ s] in the time width T.
  • the Doppler frequency f d is ⁇ 1.33 [MHz] per wind speed of 1 [m / s]. Therefore, when the frequency of the received light is 202.66 [MHz] lower than the frequency of the locally oscillated light, the wind condition at a distance of 600 [m] is +2 [m / s], that is, the tail wind is 2 [m / s]. It turns out that there is.
  • the laser radar apparatus divides the frequency difference between the locally oscillated light and the received light by the frequency difference F, and determines that the frequency difference corresponding to the remainder is the Doppler frequency dd .
  • MHz] is determined to be the Doppler frequency f d .
  • the reference frequency is 200 [MHz], which is close to 197.34 [MHz], that is, a shortage of 2.66 [MHz]
  • the wind condition at a distance of 600 [m] is -2 [m / s], that is, Think of it as a headwind of 2 [m / s].
  • the stepped frequency of the locally oscillated light changes at the same timing as the stepped frequency of the received light. That is, when the received light is observed at a timing when the frequency of the locally oscillated light is constant, for example, the received light is observed in a time window of 12 [ ⁇ s] to 14 [ ⁇ s] in which the frequency of the locally oscillated light is 400 [MHz]. If so, the frequency of the received light is a constant value of 200 [MHz] in the entire section.
  • the disclosed technology does not have any particular problem even if the TOF is not exactly an integral multiple of the time width T.
  • the following specific example clarifies the idea when the TOF is not exactly an integral multiple of the time width T.
  • the TOF is 3.5 [ ⁇ s].
  • the received light is observed in a time window of 12 [ ⁇ s] to 14 [ ⁇ s] where the frequency of the locally oscillated light is 400 [MHz]
  • it is 200 [MHz] at 12 [ ⁇ s] to 13.5 [ ⁇ s].
  • it is 300 [MHz] in 13.5 [ ⁇ s] to 14 [ ⁇ s]. That is, the frequency difference F is 200 [MHz] for 12 [ ⁇ s] to 13.5 [ ⁇ s] and 100 [MHz] for 13.5 [ ⁇ s] to 14 [ ⁇ s].
  • the TOF is 4.5 [ ⁇ s].
  • the received light is observed in a time window of 12 [ ⁇ s] to 14 [ ⁇ s] where the frequency of the locally oscillated light is 400 [MHz]
  • it is 100 [MHz] at 12 [ ⁇ s] to 12.5 [ ⁇ s].
  • it is 200 [MHz] at 12.5 [ ⁇ s] to 14 [ ⁇ s].
  • the frequency difference F is 300 [MHz] for 12 [ ⁇ s] to 12.5 [ ⁇ s] and 200 [MHz] for 12.5 [ ⁇ s] to 14 [ ⁇ s].
  • the present disclosure technique observes the received light in a time window in which the frequency of the locally oscillated light is constant, and provides information on the two frequencies of the observed received light and information on the timing at which the frequency of the received light is switched. Then, the TOF can be obtained.
  • the frequency information of the received light is obtained by Fourier transform by the computer 340.
  • the laser radar device may be configured to obtain the wind condition for each certain distance range (hereinafter referred to as "range").
  • range the frequency filter 320 and the receivers 331 to 333 correspond to this.
  • the frequency filter 320 includes three types of bandpass filters.
  • the frequency filter 320 is a bandpass filter of 50 to 150 [MHz], 150 to 250 [MHz], and 250 to 350 [MHz].
  • the frequency filter 320 is arranged so as to send the frequency component of 50 to 150 MHz to the receiver 331, the frequency component of 150 to 250 MHz to the receiver 332, and the frequency component of 250 to 350 MHz to the receiver 333.
  • the receiver 331 receives the wind condition information near the distance of 300 [m], and the wind condition information around the distance 600 [m] is received.
  • the machine 332 information on wind conditions at a distance of around 900 [m] can be measured with the receiver 333.
  • the computer 340 can calculate the wind condition in each range by Fourier transforming the electric signal measured by each receiver and obtaining the peak frequency.
  • FIG. 2 shows a configuration in which signals are separated by a frequency filter 320 in the receiving circuit 210 and then each signal is Fourier transformed, but the present invention is not limited to this.
  • the laser radar apparatus according to the present disclosure technique may perform AD conversion with one receiver without using the frequency filter 320, convert it into a digital signal, and then perform Fourier conversion and range decomposition.
  • the light scattered by the optical system from the circulator 50 to being emitted into the atmosphere through the transmission / reception optical system 60 is received by the balanced detector 80. There is a signal generated by being done.
  • the scattered light generated inside such an apparatus is generally stronger than the scattered light generated by an aerosol in the atmosphere.
  • a pre-filter 300 that prevents saturation of the amplifier 310 is provided, and scattered light generated inside the device can be removed. As a result, the SN in the receiving circuit 210 can be improved.
  • the laser radar device Since the laser radar device according to the first embodiment has the above configuration, it is provided with a mechanism for separating frequency information due to the distance of the target and frequency information due to the speed of the target by a simple method.
  • Embodiment 2 In the first embodiment, the configuration in which the laser beam is frequency-modulated and then separated into the transmitted light and the locally oscillated light has been described, but the disclosed technique is not limited to this configuration.
  • the laser radar device according to the second embodiment performs frequency modulation or phase modulation after separating the transmitted light and the locally oscillated light.
  • the same reference numerals are used for the components common to those in the first embodiment, and duplicate explanations are omitted.
  • FIG. 6 is a configuration diagram showing the configuration of the laser radar device according to the second embodiment.
  • the laser radar apparatus according to the second embodiment does not have the frequency modulator 20 or the phase modulator 20B in front of the first beam splitter 30. Instead, the laser radar apparatus according to the second embodiment has a first frequency modulator 21 and a second frequency modulator 22 in parallel after the first beam splitter 30.
  • the laser light emitted from the reference light source 10 is separated into transmission light and locally oscillated light by the first beam splitter 30.
  • the transmitted light is transmitted to the first frequency modulator 21 and the locally oscillated light is transmitted to the second frequency modulator 22, and frequency modulation is applied to each.
  • a phase modulator may be used instead of the frequency modulator. That is, the transmitted light may be subjected to phase modulation by the first phase modulator 21B, and the locally oscillated light may be provided by the second phase modulator 22B.
  • Both the first frequency modulator 21 and the second frequency modulator 22 are controlled by the control signal circuit 200, and modulation is performed in synchronization with each other. When the first phase modulator 21B and the second phase modulator 22B are used, the modulation is similarly performed in synchronization.
  • the first phase modulator 21B and the second phase modulator 22B will be used.
  • ⁇ (t) be the phase modulation applied by the first phase modulator 21B
  • ⁇ (t) be the phase modulation applied by the second phase modulator 22B. If the same phase modulation is applied to the transmitted light and the locally oscillated light as in the first embodiment, ⁇ (t) and ⁇ (t) satisfy the following mathematical formula (4).
  • ⁇ (t) ⁇ (t) ⁇ ⁇ ⁇ (4)
  • the laser radar apparatus imparts time-shifted modulation by phase modulation ⁇ (t) of transmitted light and phase modulation ⁇ (t) of locally oscillated light.
  • the relationship between ⁇ (t) and ⁇ (t) satisfies the following mathematical formula (5).
  • the frequency filter 320 is a bandpass filter of 50 to 150 [MHz], 150 to 250 [MHz], and 250 to 350 [MHz]. Further, the bandpass filter is arranged so as to send the frequency component of 50 to 150 MHz to the receiver 331, the frequency component of 150 to 250 MHz to the receiver 332, and the frequency component of 250 to 350 MHz to the receiver 333. As a result, the wind condition information near the distance 150 [m] is received by the receiver 331, the wind condition information near the distance 450 [m] is received by the receiver 332, and the wind condition information near the distance 750 [m] is received. It can be measured by the machine 333.
  • the laser radar device according to the second embodiment has the above-mentioned effects in addition to the effects described in the first embodiment.
  • the positions of the first frequency modulator 21 and the second frequency modulator 24 are not limited to the positions shown in FIG.
  • the positions of the first frequency modulator 21 and the second frequency modulator 24 may show the relationship shown by the mathematical formula (5).
  • the first frequency modulator 21 may be located between the reference light source 10 and the first beam splitter 30.
  • Embodiment 3 The configuration of the laser radar device according to the third embodiment is the same as that of the second embodiment except for the receiving circuit 210.
  • the same reference numerals are used for the components common to those of the first embodiment or the second embodiment, and duplicate explanations are omitted.
  • FIG. 7 is a configuration diagram showing a configuration example of the reception circuit 210 of the laser radar device according to the third embodiment.
  • the laser radar device according to the third embodiment includes one receiver 330 and measures only the frequency range selected by the pre-filter 300.
  • the pre-filter 300 has a function of removing a frequency corresponding to a distance of zero and transmitting a frequency corresponding to a specific range.
  • the pre-filter 300 may be configured by one filter or may be configured by combining two or more types of filters.
  • the amplifier may also serve as a filter by using the frequency characteristic of the amplifier 310.
  • the operation of the laser radar device according to the third embodiment will be clarified by the following specific example.
  • the second phase modulator 22B included in the laser radar apparatus according to the third embodiment imparts the phase modulation ⁇ (t) represented by the following equation.
  • ⁇ (t ⁇ t 2 ) ⁇ (t) ⁇ ⁇ ⁇ (5)
  • Equation (5) has a different positive / negative shift time than the equation (4) of the second embodiment. Equation (5) means that the phase modulation ⁇ of the transmitted light is advanced by the time t 2 as compared with the phase modulation ⁇ of the locally oscillated light.
  • the front filter 300 of the laser radar device according to the third embodiment is a bandpass filter of 50 to 150 [MHz], and a receiver 330 is provided in the subsequent stage.
  • the receiver 330 can measure a range of 600 [m].
  • the range to be measured can be changed by changing t2.
  • the laser radar apparatus according to the third embodiment intensively measures one variable range.
  • FIG. 5 shows that when frequency modulation is selected as the up chirp, the frequency of the locally oscillated light is shifted to a side higher than the frequency of the received light that is delayed.
  • the negative frequency and the positive frequency are measured as the same frequency whose phase is reversed in the processing system in which the interference fringes are measured by the balanced detector and the electric signal is processed. Therefore, strong scattered light with a distance of zero is mixed in the information in the range to be measured.
  • the frequency added to the locally oscillated light or the received light it is possible to prevent the mixing of information in another range due to the folding back of the negative frequency as shown above. That is, by adding the term of the offset frequency to the left side of the equation (5) and using the following equation (6), it is possible to prevent the folding of the negative frequency.
  • the laser radar device can measure a plurality of ranges by switching the delay time of the modulation frequency with one receiver. Further, the farther the range is, the higher the frequency needs to be measured. However, by configuring the laser radar device according to the third embodiment in this way, the effect of lowering the measurement frequency can be expected. In general, circuit design becomes more difficult as the frequency increases, but the disclosed technology enables similar measurements by lowering the frequency, and cost reduction can be expected.
  • the laser radar device according to the fourth embodiment has a configuration in which not only the wind condition at the point of the discrete distance determined by the time width T but also the wind condition at the point between the discrete distance is easily obtained.
  • light scattered from an aerosol at a distance of 450 [m] is received from the device 3 [ ⁇ s] after irradiation.
  • information on the frequency of the received light is observed using the period in which the frequency of the locally oscillated light is constant as the observation window. For example, consider the observation window when the frequency of the locally oscillated light is 300 [MHz] and is constant from 4 [ ⁇ s] to 6 [ ⁇ s].
  • the frequency of the received light is about 100 [MHz] in the first half of the time of the observation window, and the Doppler frequency is added.
  • the frequency of the received light is 200 [MHz] in the latter half of the time of the observation window, and the Doppler frequency is added. That is, the frequency of the received light is a mixture of a time that is about 200 [MHz] lower than the frequency of the locally oscillated light and a time that is about 100 [MHz] lower.
  • the problem of the laser radar device according to the fourth embodiment is to systematically obtain the wind condition at a point near the boundary between the ranges.
  • the laser radar device has two discrete modulation rider systems, and has a configuration in which frequency modulation in the opposite direction is applied to each of the two systems. Further, the laser beams of the two systems are each irradiated into the atmosphere, and the received light reflected by the aerosol is mixed by the receiving circuit of the laser radar device.
  • FIG. 8 is a configuration diagram showing the configuration of the laser radar device according to the fourth embodiment.
  • the laser radar apparatus according to the fourth embodiment includes a first reference light source 11, a second reference light source 12, a first frequency modulator 23, and a second frequency modulator 24.
  • the balanced detector 81, the second balanced detector 82, the channel duplexer 91, the channel duplexer 92, the control signal circuit 201, and the receiving circuit 211 are provided.
  • the same reference numerals are used for the components common to the above-described embodiments as much as possible, and duplicate explanations are appropriately omitted.
  • the first reference light source 11 is the same as the reference light source 10 in the laser radar device according to the first to third embodiments.
  • the second reference light source 12 is a reference light source having a wavelength different from that of the first reference light source 11.
  • the reason why the wavelength of the second reference light source 12 is different from that of the first reference light source 11 is that the respective laser beams are easily combined and separated.
  • the second reference light source 12 may have a different polarization and different modes instead of having a wavelength different from that of the first reference light source 11.
  • the first frequency modulator 23 and the second frequency modulator 24 function in the same manner as the frequency modulator 20 of the laser radar device according to the first to third embodiments.
  • the first frequency modulator 23 and the second frequency modulator 24 may be replaced with the first phase modulator 23B and the second phase modulator 24B, respectively. Simultaneity is important for the modulation applied by the first frequency modulator 23 and the second frequency modulator 24. Therefore, the laser radar device according to the fourth embodiment includes a control signal circuit 201, and the control signal circuit 201 controls the first frequency modulator 23 and the second frequency modulator 24.
  • the first beam splitter 31 and the second beam splitter 32 function in the same manner as the first beam splitter 30 of the laser radar apparatus according to the first to third embodiments.
  • the laser light output from the first reference light source 11 and the second reference light source 12 is modulated by the first frequency modulator 23 and the second frequency modulator 24, respectively, and the first beam splitter 31 respectively.
  • the second beam splitter 32 separate the transmitted light and the locally oscillated light.
  • the branching ratios of the first beam splitter 31 and the second beam splitter 32 are each determined by design.
  • the transmitted light separated by the first beam splitter 31 and the transmitted light separated by the second beam splitter 32 are combined by the channel combiner 91.
  • the second reference light source 12 emits a laser beam having a wavelength different from that of the first reference light source 11
  • the channel combiner 91 may be formed by the above.
  • a wavelength filter composed of an optical fiber is sometimes referred to as a WDM coupler.
  • the channel combiner 91 may be a polarization beam splitter.
  • the polarization beam splitter may be referred to as a polarization coupler or a polarization combiner.
  • the transmitted light combined with the channel combiner 91 is amplified by the amplifier 40.
  • the amplifier 40 is the same as that of the laser radar device according to the first to third embodiments. In the configuration example shown in FIG. 8, two channels are combined in the front stage of the amplifier 40, and the optical path is shared after the amplifier 40 to simplify the structure.
  • the laser radar device according to the present disclosure technique is not limited to this, and the amplifier 40 may be prepared for two channels and provided for each channel. Since the upper limit of the output of the amplifier 40 is limited by the non-linear effect, it is possible to amplify the light intensity per channel with high intensity by providing the amplifiers for the number of channels.
  • the channel combiner 91 may be arranged between the first-stage amplifier 40 and the second-stage amplifier 40.
  • the output from the amplifier 40 passes through the circulator 50 and is sent to the transmission / reception optical system 60.
  • This operation is the same as the laser radar device according to the first to third embodiments.
  • the transmission / reception optical system 60 is an optical system with reduced chromatic aberration.
  • the laser beam radiated to the atmosphere is reflected by the aerosol in the atmosphere and is incident on the transmission / reception optical system 60 as received light.
  • the incident received light is separated from the transmitted light by the circulator 50 and is incident on the channel demultiplexer 92.
  • the channel demultiplexer 92 is a component that works in the opposite manner to the channel duplexer 91. That is, in the channel splitter 92, the wavelength-corresponding component of the first reference light source 11 of the received light is transferred to the third beam splitter 71, and the wavelength-corresponding component of the second reference light source 12 is the fourth beam splitter. It emits light to 72 respectively.
  • the channel splitter 92 may be configured with a beam splitter. However, when configured with a beam splitter, the light intensity is lost by 3 [db].
  • the receiving circuit 211 processes the signals obtained from the first balanced detector 81 and the second balanced detector 82, and calculates the wind speed information for each distance.
  • the receiving circuit 211 includes an electrical filter, an amplifier, an analog-to-digital converter, and a computer.
  • FIG. 9 is a configuration diagram showing the configuration of the receiving circuit 211. As shown in FIG. 9, the receiving circuit 211 includes a first pre-filter 301, a second pre-filter 302, a first amplifier 311 and a second amplifier 312, and a first frequency filter 321.
  • a second frequency filter 322, a first mixer 351 and a second mixer 352, a third mixer 353, a receiver 330 (331, 332, 333), and a computer 340 are provided.
  • the processing flow of the receiving circuit 211 of the laser radar device according to the fourth embodiment is the same as that of the first embodiment up to the first pre-filter 301, the first amplifier 311 and the first frequency filter 321. Further, since the receiving circuit 211 also processes the signal from the second balanced detector 82, the receiving circuit 211 includes a second pre-filter 302, a second amplifier 312, and a second frequency filter 322 in parallel.
  • the first frequency filter 321 distributes the signal emitted from the first amplifier 311 to the first mixer 351 and the second mixer 352, and the third mixer 353 for each frequency and emits the signal.
  • FIG. 9 shows a configuration in which there are three mixers, but the present invention is not limited to this, and any number of mixers may be arranged.
  • the second frequency filter 322 distributes the signal output from the second amplifier 312 to the first mixer 351 and the second mixer 352, and the third mixer 353 for each frequency and outputs the signal.
  • the first mixer 351 and the second mixer 352, and the third mixer 353 output a signal having a sum frequency or a difference frequency to the receiver 330 (331, 332, 333) by multiplying the received signals. do. Generally, whether a sum frequency signal or a difference frequency signal is obtained by a mixer is determined by the phase of the two input signals. Therefore, the first mixer 351 and the second mixer 352, and the third mixer 353 may each have a phase adjustment mechanism.
  • the processing flow from the receiver 330 (331, 332, 333) to the computer 340 is the same as that of the first embodiment.
  • FIG. 10 is a graph showing the frequency modulation applied by the first frequency modulator 23 and the second frequency modulator 24 of the laser radar apparatus according to the fourth embodiment.
  • the first frequency modulator 23 and the second frequency modulator 24 are the first phase modulator 23B and the second phase modulator 24B, respectively. You may replace it.
  • the first frequency modulator 23 and the second frequency modulator 24 are modulations that perform at least one step-like change in which the frequency difference F increases or decreases for each time width T, respectively.
  • the transmitted light of the laser radar device according to the fourth embodiment has a stepped frequency characteristic as illustrated in FIG.
  • the first frequency modulator 23 employs an up-chirp stepped frequency modulation
  • the second frequency modulator 24 employs a down-chirp stepped frequency modulation.
  • the frequency difference F is a sufficiently large value as compared with the Doppler shift frequency.
  • the feature of the laser radar device is that two transmission lights are generated, one is up-chirp and the other is down-chirp. Each of the two transmitted lights is emitted into the atmosphere, scattered by the aerosol in the atmosphere, and measured as received light. The received light interferes with the locally oscillated light and is received by the balanced detector.
  • the received light is delayed by 4 [ ⁇ s] as compared with the locally oscillated light.
  • the received light corresponding to the stepped locally oscillated light of the up chirp has a frequency of ⁇ 200 [MHz] + Doppler frequency fd as compared with the frequency of the locally oscillated light.
  • the received light corresponding to the stepped locally oscillated light of the down chirp has a frequency of +200 [MHz] + Doppler frequency dd as compared with the frequency of the locally oscillated light.
  • the laser radar device includes a first frequency filter 321 and a second frequency filter 322 so that two systems of processing can be performed.
  • the first frequency filter 321 and the second frequency filter 322 transfer frequency components from 50 [MHz] to 150 [MHz] to the first mixer 351 and frequency components from 150 [MHz] to 250 [MHz]. Is output to the second mixer 352, and the frequency components from 250 [MHz] to 350 [MHz] are output to the third mixer 353.
  • the wind condition information near the distance of 300 [m] is the wind condition information of the receiver 331, and the wind condition information of the distance of about 600 [m] is the receiver 332.
  • the wind condition information at a distance of around 900 [m] is intended to be measured by the receiver 333.
  • the mixer 350 (351, 352, 353) aims to obtain a sum frequency by multiplying two input signals.
  • the signal of "-200 [MHz] + Doppler frequency f d " and the signal of "200 [MHz] + Doppler frequency f d " are the second mixers. It is input to 352.
  • the second mixer 352 outputs a sum frequency signal having a frequency twice the Doppler frequency f d to the receiver 333.
  • the received light applied to the upcharp system is observed as "-200 [MHz] + Doppler frequency f d " in the first half of the observation window and "-100 [MHz] + Doppler frequency f d " in the second half of the observation window. ..
  • the received light applied to the downcharp system is observed as "+200 [MHz] + Doppler frequency f d " in the first half of the observation window and "+100 [MHz] + Doppler frequency f d " in the second half of the observation window.
  • the mixer 350 (351, 352, 353) outputs a sum frequency signal having a frequency twice the Doppler frequency f d .
  • FIG. 11 is a configuration diagram showing an example of a change in the configuration of the laser radar device according to the fourth embodiment.
  • the frequency modulator 25 for locally oscillating light may be inserted in any one of the two systems.
  • the following specific example will clarify the effect of inserting the frequency modulator 25 for locally oscillating light.
  • the frequency modulator 25 for locally oscillated light is assumed to reduce the frequency of the first locally oscillated light by 100 [MHz].
  • the light scattered from the aerosol at a distance of 450 [m] is received from the device 3 [ ⁇ s] after irradiation.
  • the received signal of the first system becomes "-300 [MHz] + Doppler frequency f d " in the first half of the observation window and "-200 MHz + f d frequency” in the latter half of the observation window.
  • the received signal of the second system becomes "+200 [MHz] + Doppler frequency f d " in the first half of the observation window and "+ 100 MHz + f d frequency” in the latter half of the observation window.
  • the mixer 350 (351, 352, 353) outputs the sum of -100 MHz plus the double Doppler frequency f d .
  • the configuration of the modified example shown in FIG. 11 can prevent the Doppler signal from coming near the DC component having a large noise, and improvement of SN can be expected.
  • the frequency modulator 25 for locally oscillating light may be replaced with the phase modulator 25B for locally oscillating light.
  • the frequency modulator 25 for locally oscillating light may be configured to use an acousto-optic modulator (AOM) as a frequency shifter.
  • AOM acousto-optic modulator
  • the frequency modulator 25 for locally oscillating light may be inserted on the second locally oscillating light side, or may be inserted between the first beam splitter 31 and the channel combiner 91 to form a first signal.
  • the frequency of light may be shifted.
  • the frequency modulator 25 for locally oscillating light may be configured to shift the frequency of the second signal light.
  • the laser radar device has a first balanced detector 81 that receives the received light and the first locally oscillated light and converts each light into a first electric signal.
  • a second balanced detector 82, a first balanced detector 81, and a second balanced detector 82 that receive the received light and the second locally oscillated light and convert each light into a second electric signal.
  • a laser radar device including a receiving circuit that processes a first electric signal converted by and and calculates a distance information and a speed information of a target, and is a first frequency modulator.
  • the frequency modulation given by the 23 is a modulation that performs at least one step-like change that increases or decreases by the frequency difference F for each time width T, and the frequency modulation given by the second frequency modulator 24 is the time.
  • the modulation is opposite to that of the first frequency modulator 23, which decreases or increases by the frequency difference F for each width T, and the received light with respect to the first transmitted light and the received light with respect to the second transmitted light. It is characterized in that the Doppler frequency f d is obtained by mixing the frequencies of.
  • the laser radar device according to the fourth embodiment has the effect of the laser radar device according to the above-described embodiment, and the wind condition at any position is accurate regardless of how the range is taken. Can be measured well.
  • the laser radar apparatus according to the fifth embodiment is the configuration of the laser radar apparatus according to the fourth embodiment with a new configuration added.
  • the laser radar device according to the fifth embodiment uses the first reference light source 11 in accordance with the absorption line of the gas.
  • the gas refers to gas in the atmosphere, exhaust gas from a factory, gas leaked from piping, or the like.
  • the same reference numerals are used as much as possible for the components common to the above-mentioned embodiments, and duplicate explanations are appropriately omitted.
  • FIG. 12 is a configuration diagram showing the configuration of the laser radar device according to the fifth embodiment.
  • the laser radar device according to the fifth embodiment includes a control device 220 that controls the first reference light source 11.
  • the control device 220 locks the first reference light source 11 to the gas absorption line.
  • the laser radar device according to the fifth embodiment can measure the concentration distribution of the gas in the atmosphere by setting the second reference light source 12 to a wavelength at which the absorption of the gas is small.
  • the first reference light source 11 is a laser diode
  • the wavelength can be finely adjusted by the temperature and the current value. Since the gas absorption line is generally narrow, feedback control using a gas cell can be considered as the control performed by the control device 220.
  • the control device 220 may control the temperature or current value of the first reference light source 11 in an open loop and lock the wavelength of the first reference light source 11 to the gas absorption line. can.
  • FIG. 13 is a configuration diagram showing a configuration example of the reception circuit 211 of the laser radar device according to the fifth embodiment.
  • the receiving circuit 211 includes a first frequency filter 321 and a second frequency filter 322.
  • the signal distributed for each frequency by the first frequency filter 321 and the second frequency filter 322 is divided into two systems by the first signal splitter 361 and the second signal splitter 362, respectively.
  • signal splitters 360 are required for the number of distance ranges.
  • the signal divided by the signal splitter 360 (361, 362) is measured by the first gas concentration measuring receiver 371 and the second gas concentration measuring receiver 372, respectively.
  • the signal strength measured by the first gas concentration measuring receiver 371 is relatively weaker than the signal strength measured by the second gas concentration measuring receiver 372 due to absorption by the gas.
  • the laser radar device measures the gas concentration distribution from this signal intensity ratio.
  • the first reference light source 11 emits the first laser light whose wavelength is controlled so as to match the absorption line of the gas component to be measured
  • Reference light source 12 is a first gas concentration measuring receiver that emits a second laser beam having a wavelength different from that of the first reference light source 11 and receives a component of the received light corresponding to the first laser beam.
  • a second gas concentration measuring receiver 372 that receives a component corresponding to the second laser beam of the received light is further provided, and the concentration of the gas component in the atmosphere can be decomposed and measured for each distance. ..
  • the laser radar device can measure the wind condition by combining with the method shown in the fourth embodiment.
  • the signal divided by the first signal splitter 361 and the second signal splitter 362 is input to the first mixer 351.
  • the first mixer 351 can output the sum frequency to the receiver 331 and calculate the Doppler frequency f d .
  • the laser radar device Since the laser radar device according to the fifth embodiment has the above configuration, it is possible to measure the distribution of gas in the atmosphere and the wind condition at the same time.
  • the laser radar device according to the present disclosure technique can be used as a device for measuring wind conditions and gas distribution in the atmosphere.
  • Reference light source 10 1st reference light source 11, 2nd reference light source 12, frequency modulator 20, phase modulator 20B, 1st frequency modulator 21, 23, 1st phase modulator 21B, 23B, 2nd Frequency modulators 22, 24, second phase modulators 22B, 24B, frequency modulators for locally oscillating light 25, phase modulators for locally oscillating light 25B, first beam splitters 30, 31, second beam splitters.

Landscapes

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Abstract

本開示技術にかかるレーザレーダ装置において照射されるレーザ光の周波数は、周波数差Ｆずつとびとびの離散的な値を採用している。そのため、物標の距離に相当するＴＯＦは時間Ｔごとに周波数差Ｆの単位で現れ、物標の速度に相当するドップラ周波数は周波数差Ｆよりも細かい変化として現れる。このように、本開示技術は、簡明な方法で物標の距離に起因する周波数情報と物標の速度に起因する周波数情報とを分ける仕組みを備えるレーザレーダ装置を提供する。

Description

レーザレーダ装置及び風計測方法
　本開示技術は、レーザレーダ装置及びレーザレーダ装置を用いた風計測方法に関する。
　ライダ装置、ＬｉＤＡＲ（Ｌｉｇｈｔ　Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ　ａｎｄ　Ｒａｎｇｉｎｇ）とも呼ばれるレーザレーダ装置は、地質学及び気象学の分野で古くから用いられており、近年では、例えば自動車の自動運転の分野でも注目されている装置である。
　レーザレーダ装置の動作原理は、レーザ光を照射し、物標に当たって跳ね返ってきた光を解析することで、物標についての距離及び速度の情報を得るというものである。名前が示すとおり、レーザレーダ装置は、レーザ光を用いたレーダ装置と考えてよい。物標の距離を知りたい場合は、レーザ光を照射した時から反射して戻ってくるまでの時間（Ｔｉｍｅ　ｏｆ　Ｆｌｉｇｈｔ，　以下「ＴＯＦ」という）を計測し、レーザ光の速度にＴＯＦを乗じて求めることができる。また、物標の速度を知りたい場合は、反射した光の周波数を解析し、ドップラ周波数を求め、照射したレーザ光の周波数とドップラ周波数との関係から得ることができる。
　物標の距離と速度とを同時に求める用途の場合、前述のとおり、ＴＯＦとドップラ周波数を同時に求めることになる。直接的にこれを求めようとした場合、レーザレーダ装置は、時間と周波数という２つの状態に対応するセンサーが必要となる。これに対し、Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ　Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ　Ｗａｖｅ（以下、「ＦＭＣＷ」という）を用いて、ＴＯＦを周波数の情報に変換する技術が開示されている。特に、非特許文献１には、アップチャープのＦＭＣＷとダウンチャープのＦＭＣＷとを組み合わせることによって、物標の距離に起因する照射光と受信光との周波数差と、物標の速度に起因する照射光と受信光との周波数差とを、それぞれ区別して求める技術が開示されている（非特許文献１のＦｉｇｕｒｅ　１）。
Ｄ．　Ｐｉｅｒｒｏｔｔｅｔ他　"Ｆｌｉｇｈｔ　ｔｅｓｔ　ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ　ｏｆ　ａ　ｈｉｇｈ　ｐｒｅｃｉｓｉｏｎ　ｎａｖｉｇａｔｉｏｎ　Ｄｏｐｐｌｅｒ　Ｌｉｄａｒ，"Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ　ｏｆ　ＳＰＩＥ　Ｖｏｌ．　７３２３，　７３２３１１　（２００９）
　非特許文献１に開示された技術は、照射光の周波数が絶えず変化しており、解析にはアップチャープとダウンチャープとの情報を用いている。非特許文献１は、月面探査移動体のナビゲーションの用途として技術を開示しており、このようなある一定距離にある物標（ハードターゲットという）に対しては問題とならない。
　ところが、風計測の場合、通常、レーザ光の照射方向の複数個所にエアロゾルがあり、複数個所のエアロゾルで散乱した光が重なって受信されるため、受信光の波形は複雑になる。レーザレーダ装置は、風計測の用途では、より簡明な方法で物標の距離に起因する周波数情報と物標の速度に起因する周波数情報とを分ける仕組みが求められている。
　本開示技術は上記課題を解決することを目的としており、簡明な方法で物標の距離に起因する周波数情報と物標の速度に起因する周波数情報とを分ける仕組みを備えるレーザレーダ装置を提供する。
　本開示技術にかかるレーザレーダ装置は、連続発振方式、又は準連続発振方式でレーザを発振する基準光源と、前記基準光源から発振されたレーザに対して、周波数変調を付与する周波数変調器と、前記周波数変調器で変調を付与されたレーザを、送信光と局部発振光とに分離するビームスプリッタと、前記送信光を送信し、物標から反射された光を受信する送受信光学系と、前記送受信光学系で受信した受信光と前記局部発振光とを受信し、それぞれの光を電気信号に変換する受信器と、前記受信器が変換した前記電気信号を処理し、物標の距離情報及び速度情報を算出する受信回路と、を備えるレーザレーダ装置であって、前記周波数変調器が付与する周波数変調は、時間幅Ｔごとに周波数差Ｆだけ増加又は減少する階段状の変化を少なくとも１段分行う変調であり、前記受信回路は、前記局部発振光と前記受信光との周波数差を前記周波数差Ｆで割算し、余り又は不足に相当する周波数差をドップラ周波数と判断する。
　本開示技術にかかるレーザレーダ装置は、上記の構成を備えるため、照射されるレーザ光の周波数は、周波数差Ｆずつとびとびの離散的な値となる。そのため、物標の距離に相当するＴＯＦは時間Ｔごとに周波数差Ｆの単位で現れ、物標の速度に相当するドップラ周波数は周波数差Ｆよりも細かい変化として現れる。このように、本開示技術は、簡明な方法で物標の距離に起因する周波数情報と物標の速度に起因する周波数情報とを分ける仕組みを備えるレーザレーダ装置を提供する。
図１は、実施の形態１にかかるレーザレーダ装置の構成を示す構成図である。 図２は、実施の形態１及び実施の形態２にかかるレーザレーダ装置の受信回路２１０の構成例を示した構成図である。 図３は、本開示技術にかかるレーザレーダ装置の位相変調器若しくは周波数変調器が付与する周波数変調を表したグラフである。 図４は、図３に示す周波数変調を、位相変調として表したグラフである。 図５は、本開示技術にかかるレーザレーダ装置における局部発振光と受信光とのそれぞれを、周波数の時間変化として比較して表したグラフである。 図６は、実施の形態２及び実施の形態３にかかるレーザレーダ装置の構成を示す構成図である。 図７は、実施の形態３にかかるレーザレーダ装置の受信回路２１０の構成例を示した構成図である。 図８は、実施の形態４にかかるレーザレーダ装置の構成を示す構成図である。 図９は、実施の形態４にかかるレーザレーダ装置の受信回路２１１の構成例を示した構成図である。 図１０は、実施の形態４にかかるレーザレーダ装置の第１の周波数変調器２３と第２の周波数変調器２４とがそれぞれ付与する周波数変調を表したグラフである。 図１１は、実施の形態４にかかるレーザレーダ装置の構成の変化例を示す構成図である。 図１２は、実施の形態５にかかるレーザレーダ装置の構成を示す構成図である。 図１３は、実施の形態５にかかるレーザレーダ装置の受信回路２１１の構成例を示した構成図である。
　本開示技術にかかる実施の形態は、以下の図面に沿った説明により明らかとなる。
実施の形態１．
　図１は、実施の形態１にかかるレーザレーダ装置の構成を示す構成図である。実施の形態１にかかるレーザレーダ装置は、基準光源１０、周波数変調器２０若しくは位相変調器２０Ｂ、第１のビームスプリッタ３０、増幅器４０、サーキュレータ５０、送受信光学系６０、第２のビームスプリッタ７０、バランスドディテクタ８０、制御信号回路２００、受信回路２１０から構成される。
　基準光源１０は、狭線幅のレーザ光源を用いる。目に対する安全性の観点から、１．５μｍ帯の波長のものが好適である。ただし、基準光源１０は、それ以外の波長帯のものであっても問題ない。レーザ光の線幅は狭いものであるほど良いが、狭いものになるほど高価となる傾向がある。レーザ光の線幅は、適宜設計により決定する。基準光源１０は、連続発振方式すなわちＣＷ（Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ　Ｗａｖｅ）光源であることが良いが、安全上の問題で間欠動作をさせるような場合などを顧慮して準連続発振方式すなわちＱＣＷ（Ｑｕａｓｉ　ＣＷ）動作をさせたものでも良い。
　周波数変調器２０若しくは位相変調器２０Ｂは、いずれでもよいが、基準光源１０が発するレーザ光に周波数変調を付与する。簡単のため、実施の形態１の説明は、周波数変調器２０を前提として説明する。また、周波数変調器２０は、制御信号回路２００によって制御される。なお、周波数変調器２０と位相変調器２０Ｂとがいずれでもよい理由は、以下の数式（１）で示す関係式が成り立つからである。
　ｄθ／ｄｔ＝２πｆ　　　・・・（１）
ここでθが位相、ｆが周波数、πは円周率、ｔは時間を表す。
　第１のビームスプリッタ３０は、周波数変調器２０で変調されたレーザ光を、送信光と局部発振光に分離する。通常、局部発振光にはそれほど強いパワーは必要ではないため、９：１など非対称の分岐比のビームスプリッタが使用されることが多い。ただし、第１のビームスプリッタ３０は、５：５のビームスプリッタでもよい。一般に、レーザレーダ装置に使用されるビームスプリッタは光ファイバを用いることがあり、当該構成部材を光ファイバカプラ等の別名称で呼ぶこともある。
　増幅器４０は、第１のビームスプリッタ３０により分離されたレーザ光のうち送信光を増幅する。増幅器４０は、１段構成でも多段構成でもよい。増幅器４０にはよくファイバアンプが使用されるが、ファイバアンプ以外の光増幅器でもよい。多段構成の場合は、ファイバアンプとファイバアンプ以外の光増幅器を組み合わせても良い。また、多段構成の場合は、自然放出増幅光（Ａｍｐｌｉｆｉｅｄ　Ｓｐｏｎｔａｎｅｏｕｓ　Ｅｍｉｓｓｉｏｎ、以下「ＡＳＥ」という）を除去する目的で、増幅器と増幅器の間にフィルタ又は戻り光を防止するためのアイソレータを挿入しても良い。
　増幅器４０により増幅された送信光は、サーキュレータ５０を介して送受信光学系６０に送られる。一般にサーキュレータとは、光路Ａから入力した光を光路Ｂに送るが、Ｂから入力された光はＡではなく別の光路Ｃから出力される装置をいう。また、狭義のサーキュレータはファラデー素子を用いたものを指すが、サーキュレータ５０は単に偏光ビームスプリッタと１／４波長板を組み合わせたものでもよい。
　送受信光学系６０は、送信光のビーム径を整えて大気中に放出し、また大気中のエアロゾルから散乱されて戻ってきた受信光を集める働きをする。送受信光学系６０は、望遠鏡及びビームエキスパンダを備える。また、送受信光学系６０は、複数の視線を観測できるようにする目的で、スキャナを用いても良い。
　第２のビームスプリッタ７０は、送受信光学系６０で集められた受信光と前記局部発振光を干渉し、干渉して得られた２つの干渉光をバランスドディテクタ８０へ送信する。
　バランスドディテクタ８０は、２か所の受光部を有し、それぞれの受光部に入射した光を電気信号に変換し、変換した２つの電気信号の差分を出力する。バランスドディテクタ８０は、一体化した受光素子でもいいし、フォトダイオードを２個用いてそれぞれから得られた光電流の差分を得る回路を別途備えるものでもよい。バランスドディテクタ８０は受信器として機能するため、単に受信器とよぶことがある。
　第２のビームスプリッタ７０の役割は、局部発振光の周波数から受信光の周波数を引いた周波数の差を求めることを目的としている。すなわち、この構成は、周波数の近い２つの光が干渉すると２つの光の周波数の差のうなりが振幅変調として発生する性質を利用している。またバランスドディテクタ８０は、ＤＣ成分を除去するために使用する。ここで、局部発振光の周波数から受信光の周波数を引いた周波数の差は、局部発振光と受信光とについてそれぞれ周波数成分を求め、その後周波数の差を求めるようにしても何ら問題ない。また、各時刻における局部発振光の周波数は既知であるため、単に受信光の周波数成分を、局部発振光の周波数が一定である時間窓で求めて、周波数差を計算してもよい。
　なお、以降の段落は、第２のビームスプリッタ７０、及びバランスドディテクタ８０を備える構成であることを前提とした説明である。
　受信回路２１０は、バランスドディテクタが変換した電気信号を処理し、物標の距離情報及び速度情報を算出する。より具体的には、受信回路２１０は、バランスドディテクタ８０から出力された差分信号を処理し、距離ごとの風速情報を算出する。受信回路２１０は、電気フィルタ、増幅器、アナログ―デジタル変換器、コンピュータ等から構成される。
　図２は、受信回路２１０の構成例である。受信回路２１０は、前置フィルタ３００、増幅器３１０、周波数フィルタ３２０、受信機３３１～３３３、コンピュータ３４０から構成される。なお増幅器３１０は、電気増幅器を用いてよい。
　バランスドディテクタ８０出力された差分信号は、前置フィルタ３００で不要な周波数が除去され、その後増幅器３１０で増幅される。増幅された信号は、周波数フィルタ３２０で周波数領域ごとに分配され、周波数領域に応じて受信機３３１～３３３に送信される。一般に増幅器には帯域特性があるため、前置フィルタ３００の機能を増幅器３１０が兼ねていても良い。また、周波数フィルタ３２０の後では帯域が制限されるため、増幅器３１０を周波数フィルタ３２０の後に配置しても良い。この場合は前置フィルタ３００と周波数フィルタ３２０は共通化しても良く、増幅器は受信機と同数必要となる。図２に示す構成例では受信機が３個描かれているが、個数は適宜設計により決定する。受信機３３１～３３３は、具体的にはアナログ―デジタル変換器である。受信機３３１～３３３は、受信信号をコンピュータ３４０に送信する。コンピュータ３４０は、受信機３３１～３３３から送信された信号に対してＦｏｕｒｉｅｒ変換などの信号処理を行い、距離と風況に関する情報を算出する。コンピュータ３４０は、信号処理を行う際、必要に応じて制御信号回路２００からタイミング信号などを受け取り使用する。コンピュータ３４０は、所謂パソコンのような汎用コンピュータでもよいし、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ　Ｓｐｅｃｉｆｉｃ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ）のような専用集積回路でもよい。また、コンピュータ３４０は、複数種類のコンピュータを組み合わせても良い。
　実施の形態１にかかるレーザレーダ装置の動作及び風計測方法は、図３に沿った以下の説明により明らかにされる。
　図３は、周波数変調器２０が送信光に付与する周波数変調を表したグラフである。すなわち、周波数変調器２０が付与する周波数変調は、時間幅Ｔごとに周波数差Ｆだけ増加又は減少する階段状の変化を少なくとも１段分行う変調である。その結果、本開示技術にかかるレーザレーダ装置の送信光は、図３に示す階段状の周波数特性を有する。
　この階段状の変化における周波数差Ｆは、空気中のエアロゾルの移動によるドップラ周波数に比べて十分大きくする。空気中のエアロゾルの移動によるドップラ周波数ｆｄは、光の周波数をν０，ドップラ周波数をｆｄ，風速をＶ，光速をｃとすると以下の数式（２）で与えられる。
　ｆｄ＝－２ν０Ｖ／ｃ　　　・・・（２）
なお、距離は、レーザレーダ装置を原点として遠ざかる方を正と定義する。すると、速度もレーザレーダ装置から遠ざかる方を正と考える。すると風速は追い風のとき正の値をとり、向かい風のとき負の値をとる。これに対応して、ドップラ周波数ｆｄも正負どちらの値もとりうる。例えば光の周波数が２［ＴＨｚ］（≒波長１．５［μｍ］）のときドップラ周波数ｆｄは風速１［ｍ／ｓ］あたり－１．３３［ＭＨｚ］となる。従って，図３に示すように周波数差Ｆが１００［ＭＨｚ］であれば、一般的な風況でのドップラ周波数ｆｄに比べて十分大きいと言える。なお周波数差Ｆは１００［ＭＨｚ］に限定するものではなく、より小さい周波数であっても大きい周波数であってもよい。例えば気象用語では３０ｍ／ｓを超える風は「猛烈な風」として定義されるが、これを超えるような風況は地上ではあまり生じず、生じた場合であっても暴風雨となるため、雨粒や塵の影響でライダ計測が困難となることが多い。そのため、周波数差Ｆを、風速約＋３０［ｍ／ｓ］と-３０［ｍ／ｓ］を区別することに相当する８０［ＭＨｚ］としても、実用上問題はない。
　図３は、周波数の観点から本開示技術におけるレーザレーダ装置の送信光の性質を表しているが、式（１）と式（２）から、位相の観点から送信光の性質を表すこともできる。図４は、図３に示す周波数変調を、位相変調として表したグラフである。なお、一般に、位相変調器において無限に大きな位相変調を加えることはできず、多くの場合２πで折り返すことになるが、そのようにしても問題ない。制御信号回路２００によって位相変調器２０Ｂを制御し、図４に示すような位相変調を付与することは、本開示技術における周波数変調と実質的に同じである。図４のグラフは折れ線で構成されており、位相が連続して変化していることがわかる。図３のグラフからは周波数が切り替わる時点において位相の情報は読み取れないが、周波数変調は図４が示すように位相が連続して周波数が変化する。
　本開示技術の効果は、以下の具体例により、明らかにされる。
　図３に示す周波数特性を有するレーザレーダ装置の送信光は、大気中のエアロゾルにより散乱され、受信光として測定される。受信光は、大気の風況であるエアロゾルの速度に応じたドップラシフトを受けると同時に、散乱したエアロゾルの位置に応じたＴＯＦである時間τ経過後に受信される。
　図５は、以下に示す具体例について、本開示技術にかかるレーザレーダ装置における局部発振光と受信光とのそれぞれを、周波数の時間変化として比較して表したグラフである。
　例えばレーザレーダ装置から６００［ｍ］の位置にあるエアロゾルから散乱された光は、往復で１２００［ｍ］の距離を光が飛行する時間である４［μｓ］経過後に受信される。これは、光速が秒速３０万キロメートルであることに由来する。バランスドディテクタ８０にて受信した局部発振光と受信光は、図５に示す周波数特性を有する。この具体例では、周波数変調器２０における周波数変調は、時間幅Ｔが２［μｓ］ごとに周波数差Ｆが１００［ＭＨｚ］ずつ階段状に変化する変調周波数を付与する。
　ここで、６００［ｍ］の位置にあるエアロゾルから散乱された光は、ＴＯＦが４［μｓ］である時間経過後に、時間がシフトされた形で受信される。本開示技術にかかるレーザレーダ装置が階段状の周波数変調を用いるため、このＴＯＦの情報は、局部発振光と比較して２００［ＭＨｚ］低い周波数差という情報に変換される。さらに、受信光はドップラシフトによる影響を受けるため、受信光の周波数と局部発振光の周波数との関係は、以下の数式（３）で表すことができる。
　（受信光の周波数）＝（局部発振光の周波数）－２００［ＭＨｚ］－ｆｄ・・・（３）
　ドップラシフトによる影響は、以下の具体例により説明される。光の周波数が２［ＴＨｚ］（≒波長１．５［μｍ］）のときのドップラ周波数ｆｄは、風速１［ｍ／ｓ］あたり－１．３３［ＭＨｚ］である。よって、受信光の周波数が局部発振光の周波数よりも２０２．６６［ＭＨｚ］低かった場合、距離６００［ｍ］の風況は＋２［ｍ／ｓ］、すなわち追い風の２［ｍ／ｓ］であることがわかる。
　以上のように、本開示技術にかかるレーザレーダ装置は、局部発振光と受信光との周波数差を周波数差Ｆで割算し、余りに相当する周波数差をドップラ周波数ｆｄと判断する。上記の具体例で言えば、本開示技術は、局部発振光と受信光との周波数差２０２．６６［ＭＨｚ］を周波数差Ｆ＝１００［ＭＨｚ］で割算し、余りに相当する２．６６［ＭＨｚ］をドップラ周波数ｆｄであると判断する。
　また、受信光の局部発振光との周波数差が１９７．３４［ＭＨｚ］である場合、周波数差Ｆ＝１００［ＭＨｚ］で割算した余りを９７．３４［ＭＨｚ］とは考えない。基準の周波数を１９７．３４［ＭＨｚ］に近い２００［ＭＨｚ］と考え、すなわち２．６６［ＭＨｚ］の不足と考えて、距離６００［ｍ］の風況は－２［ｍ／ｓ］、すなわち向かい風の２［ｍ／ｓ］と考える。
　図５は、ＴＯＦ＝４［μｓ］が、時間幅Ｔ＝２［μｓ］のちょうど整数倍である例を示した。ＴＯＦが時間幅Ｔの整数倍のときは、局部発振光の階段状の周波数が、受信光の階段状の周波数と同じタイミングで変化する。すなわち、局部発振光の周波数が一定であるタイミングで受信光を観測した場合、例えば局部発振光の周波数が４００［ＭＨｚ］である１２［μｓ］～１４［μｓ］の時間窓で受信光を観測した場合、受信光の周波数は全区間で２００［ＭＨｚ］の一定値である。
　本開示技術は、ＴＯＦが時間幅Ｔのちょうど整数倍とならなくても、特段の問題はない。以下の具体例は、ＴＯＦが時間幅Ｔのちょうど整数倍とならない場合の考え方を明らかにする。
　ＴＯＦが３．５［μｓ］である場合を考える。同じく、局部発振光の周波数が４００［ＭＨｚ］である１２［μｓ］～１４［μｓ］の時間窓で受信光を観測すると、１２［μｓ］～１３．５［μｓ］では２００［ＭＨｚ］であり、１３．５［μｓ］～１４［μｓ］では３００［ＭＨｚ］である。すなわち、周波数差Ｆは、１２［μｓ］～１３．５［μｓ］では２００［ＭＨｚ］であり、１３．５［μｓ］～１４［μｓ］では１００［ＭＨｚ］である。
　ＴＯＦが４．５［μｓ］である場合も考える。同じく、局部発振光の周波数が４００［ＭＨｚ］である１２［μｓ］～１４［μｓ］の時間窓で受信光を観測すると、１２［μｓ］～１２．５［μｓ］では１００［ＭＨｚ］であり、１２．５［μｓ］～１４［μｓ］では２００［ＭＨｚ］である。すなわち、周波数差Ｆは、１２［μｓ］～１２．５［μｓ］では３００［ＭＨｚ］であり、１２．５［μｓ］～１４［μｓ］では２００［ＭＨｚ］である。
　以上のように、本開示技術は、局部発振光の周波数が一定である時間窓で受信光を観測し、観測した受信光の２つの周波数の情報と、受信光の周波数が切り替わるタイミングの情報とで、ＴＯＦを求めることができる。受信光の周波数の情報は、コンピュータ３４０によるＦｏｕｒｉｅｒ変換により求める。
　レーザレーダ装置は、ある距離範囲（以下「レンジ」という）ごとに風況を求めるような構成にしてもよい。実施の形態１においては、周波数フィルタ３２０、受信機３３１～３３３がこれに該当する。
　以下は、実施の形態１にかかる周波数フィルタ３２０の具体例である。例えば、周波数フィルタ３２０は、３種類のバンドパスフィルタを備える。具体的には、周波数フィルタ３２０は５０～１５０［ＭＨｚ］、１５０～２５０［ＭＨｚ］及び２５０～３５０［ＭＨｚ］のバンドパスフィルタである。また、周波数フィルタ３２０は、５０～１５０ＭＨｚの周波数成分を受信機３３１に、１５０～２５０ＭＨｚの周波数成分を受信機３３２に、２５０～３５０ＭＨｚの周波数成分を受信機３３３に送るように配置される。
　以上のように周波数フィルタ３２０と受信機３３１～３３３とを備えると、距離が３００［ｍ］付近の風況の情報が受信機３３１で、距離が６００［ｍ］付近の風況の情報が受信機３３２で、距離が９００［ｍ］付近の風況の情報が受信機３３３で計測できる。コンピュータ３４０は、それぞれの受信機で計測された電気信号をＦｏｕｒｉｅｒ変換し、ピーク周波数を求めることで各レンジにおける風況を算出することができる。
　図２は、受信回路２１０において周波数フィルタ３２０で信号を分離してから、それぞれの信号をＦｏｕｒｉｅｒ変換する構成を示しているが、これに限定したものではない。本開示技術にかかるレーザレーダ装置は、周波数フィルタ３２０を使用せず１つの受信機でＡＤ変換を行い、デジタル信号に変換してからＦｏｕｒｉｅｒ変換しレンジ分解しても良い。
　また、距離ゼロに相当する５０ＭＨｚ以下の周波数成分を含む信号には、サーキュレータ５０から送受信光学系６０を通して大気中に放出されるまでの間の光学系で散乱された光がバランスドディテクタ８０で受信されることで生じた信号が存在している。こうした装置内部で生じる散乱光は、一般に大気中のエアロゾルにより生じる散乱光と比較して強い。この問題を解決するため、増幅器３１０の飽和を防ぐ前置フィルタ３００を備え、装置内部で生じる散乱光を取り除くことができる。この結果、受信回路２１０におけるＳＮを向上させることができる。
　実施の形態１にかかるレーザレーダ装置は上記の構成を備えるため、簡明な方法で物標の距離に起因する周波数情報と物標の速度に起因する周波数情報とを分ける仕組みを備える。
実施の形態２．
　実施の形態１では、レーザ光を周波数変調した後に送信光と局部発振光とに分離する構成を説明したが、本開示技術はこの構成に限定するものではない。実施の形態２にかかるレーザレーダ装置は、送信光と局部発振光を分離した後に周波数変調又は位相変調を行う。実施の形態１と共通する構成要素については同じ符号を用い、重複した説明は省く。
　図６は、実施の形態２にかかるレーザレーダ装置の構成を示す構成図である。実施の形態２にかかるレーザレーダ装置は、第１のビームスプリッタ３０の前段には周波数変調器２０若しくは位相変調器２０Ｂを有さない。その代わりに、実施の形態２にかかるレーザレーダ装置は、第１のビームスプリッタ３０の後段に並列して第１の周波数変調器２１と第２の周波数変調器２２とを有する。
　基準光源１０から発せられたレーザ光は、第１のビームスプリッタ３０で送信光と局部発振光とに分離される。送信光は第１の周波数変調器２１へ、局部発振光は第２の周波数変調器２２へ、それぞれ送信され、それぞれ周波数変調が付与される。実施の形態１でも説明がなされたが、周波数変調器の代わりに位相変調器が用いられてもよい。すなわち、送信光は第１の位相変調器２１Ｂで、局部発振光は第２の位相変調器２２Ｂで、それぞれ位相変調が付与されてもよい。第１の周波数変調器２１と第２の周波数変調器２２とは、ともに制御信号回路２００により制御され、同期して変調を実施する。第１の位相変調器２１Ｂと第２の位相変調器２２Ｂとを用いる場合も、同様に同期して変調を実施する。
　送信光用と局部発振光用と別々の変調器を用いるメリットは、以下の具体例により明らかにされる。具体例は、第１の位相変調器２１Ｂと第２の位相変調器２２Ｂとを用いることにする。第１の位相変調器２１Ｂが付与する位相変調をθ（ｔ）、第２の位相変調器２２Ｂが付与する位相変調をφ（ｔ）とする。実施の形態１のように、送信光と局部発振光とに同じ位相変調を付与するのであれば、θ（ｔ）とφ（ｔ）とは以下の数式（４）を満たす。
　φ（ｔ）＝θ（ｔ）　　　・・・（４）
　実施の形態２にかかるレーザレーダ装置は、送信光の位相変調θ（ｔ）と局部発振光の位相変調φ（ｔ）とで、時間をシフトした変調を付与する。θ（ｔ）とφ（ｔ）との関係は、以下の数式（５）を満たすようにする。
　φ（ｔ＋ｔ１）＝θ（ｔ）　　　・・・（５）
式（５）は、送信光の位相変調θが、局部発振光の位相変調φに比べて時間ｔ１だけ遅れていることを意味している。
　ここで、送信光の位相変調θは、図３に示すような周波数変調に対応する位相変調であるとする。また、送信光の位相変調θは、ｔ１＝１［μｓ］の時間遅れがあるものとする。すると、ＴＯＦが３［μｓ］のときに、受信光の応答は図５と同じになる。
　実施の形態１と同様、周波数フィルタ３２０は５０～１５０［ＭＨｚ］、１５０～２５０［ＭＨｚ］及び２５０～３５０［ＭＨｚ］のバンドパスフィルタであるとする。また、バンドパスフィルタは、５０～１５０ＭＨｚの周波数成分を受信機３３１に、１５０～２５０ＭＨｚの周波数成分を受信機３３２に、２５０～３５０ＭＨｚの周波数成分を受信機３３３に送るように配置する。この結果、距離１５０［ｍ］付近の風況の情報は受信機３３１で、距離４５０［ｍ］付近の風況の情報は受信機３３２で、距離７５０［ｍ］付近の風況の情報は受信機３３３で計測することができる。
　距離ゼロを含むレンジは、前記の通り装置内部で生じる散乱光によりノイズが大きいため観測が難しい。しかし、実施の形態２にかかるレーザレーダ装置によれば、距離ゼロに近いレンジの風況も計測が可能となる。実施の形態２にかかるレーザレーダ装置は、実施の形態１に記載の効果のほか、上記の効果も奏する。なお、第１の周波数変調器２１と第２の周波数変調器２４とそれぞれの位置は、図６で示した位置に限定するものではない。第１の周波数変調器２１と第２の周波数変調器２４とそれぞれの位置は、数式（５）で示した関係を示せばよい。例えば第１の周波数変調器２１は、基準光源１０と第１のビームスプリッタ３０との間にあってもよい。
実施の形態３．
　実施の形態３にかかるレーザレーダ装置の構成は、受信回路２１０を除けば実施の形態２のものと同様となる。実施の形態１又は実施の形態２と共通する構成要素については同じ符号を用い、重複した説明は省く。
　図７は、実施の形態３にかかるレーザレーダ装置の受信回路２１０の構成例を示した構成図である。実施の形態３にかかるレーザレーダ装置は、受信機３３０を１台備え、前置フィルタ３００で選択した周波数範囲のみを計測する。前置フィルタ３００は、距離ゼロに相当する周波数を取り除き、ある特定のレンジに相当する周波数を透過する働きを持つ。前置フィルタ３００は、１つのフィルタで構成してもいいし、２種類以上のフィルタを組み合わせて構成しても良い。また、実施の形態３にかかるレーザレーダ装置は、増幅器３１０の周波数特性を用いて、増幅器がフィルタを兼ねるようにしても良い。
　実施の形態３にかかるレーザレーダ装置の動作は、以下の具体例により明らかにされる。実施の形態３にかかるレーザレーダ装置が備える第２の位相変調器２２Ｂは、以下の式で示す位相変調φ（ｔ）を付与する。
　φ（ｔ－ｔ２）＝θ（ｔ）　　　・・・（５）
　式（５）は、実施の形態２の式（４）と比べてシフト時間の正負が異なることに注意する。式（５）は、送信光の位相変調θが、局部発振光の位相変調φに比べて時間ｔ２だけ進んでいることを意味している。
　やはりここで、送信光の位相変調θは、図３に示すような周波数変調に対応する位相変調であるとする。また、送信光の位相変調θは、ｔ２＝２［μｓ］の時間進みがあるものとする。すると、ＴＯＦが６［μｓ］のときに、受信光の応答は図５と同じになる。
　実施の形態３にかかるレーザレーダ装置の前置フィルタ３００は、５０～１５０［ＭＨｚ］のバンドパスフィルタにし、その後段に受信機３３０を備える。この具体例では、受信機３３０は６００［ｍ］のレンジを計測することができる。計測するレンジはｔ２を変えることで変更することができる。実施の形態３にかかるレーザレーダ装置は、可変の１つのレンジを集中的に計測する。
　図５は、周波数変調をアップチャープに選んだ場合、局部発振光の周波数が、遅れて来る受信光の周波数よりも高くなる側にシフトされることがわかる。一方この具体例では、距離ゼロに相当する受信光の応答は、ｔ２＝２［μｓ］の時間進みの分、受信光の周波数の方が１００ＭＨｚ高くなる側にある。
　一般に光の干渉では、負の周波数と正の周波数は、干渉縞をバランスドディテクタで計測し、電気信号を処理するという処理系において位相が逆転した同じ周波数として計測される。そのため、距離ゼロの強い散乱光が測定したいレンジの情報に混入してしまう。これを防ぐため、局部発振光もしくは受信光に付加する周波数にオフセットをかけることで、上記に示すような負の周波数の折返しによる別レンジの情報の混入を防ぐことができる。すなわち式（５）の左辺にオフセット周波数の項を追加し、以下の式（６）とすることで負の周波数の折返しを防ぐことが可能となる。
　φ（ｔ－ｔ２）＋２πｆｏｔ＝θ（ｔ）　　　・・・（６）
ただし、ｆｏはオフセット周波数である。周波数にオフセットをかけることは、図５において、局部発振光のプロット又は受信光のプロットの、縦軸方向への移動にほかならない。
　以上の構成を備えることで、実施の形態３にかかるレーザレーダ装置は、１つの受信機で複数のレンジを変調周波数の遅延時間を切り替えて計測することできる。また、遠距離のレンジほど高い周波数での計測が必要となるが、実施の形態３にかかるレーザレーダ装置はこのように構成することで、計測周波数を下げる効果も期待できる。一般に回路の設計は高周波になればなるほど難しくなるが、本開示技術は周波数を下げて同様の計測ができるようになり、コストの低減が期待できる。
実施の形態４．
　実施の形態１から実施の形態３で示した具体例は、時間幅Ｔ＝２［μｓ］とし、時間幅Ｔ＝２［μｓ］で光が移動する距離の半分である３００［ｍ］、及びその倍数の距離である６００［ｍ］、９００［ｍ］…、の地点における風況の検出原理について明らかにした。実施の形態４にかかるレーザレーダ装置は、時間幅Ｔにより決められるとびとびの距離の地点における風況のみならず、このとびとびの距離の間の地点における風況も容易に求められる構成を備える。
　実施の形態４にかかるレーザレーダ装置が解決する課題は、既出の実施の形態で示した具体例と同じ時間幅Ｔ＝２［μｓ］とした以下の説明により明らかにされる。周波数変調は、図３に示したようにアップチャープの信号で、周波数差Ｆ＝１００［ＭＨｚ］とする。例えば、距離４５０［ｍ］のエアロゾルから散乱された光は装置から照射後３［μｓ］後に受信される。ここで、局部発振光の周波数が一定である期間を観測窓として、受信光の周波数に関する情報を観測する。例えば、４［μｓ］から６［μｓ］で局部発振光の周波数は３００［ＭＨｚ］で一定のときの観測窓で考える。観測窓の前半分の時間で受信光の周波数はおよそ１００［ＭＨｚ］であり、ドップラ周波数の分が付加されている。観測窓の後半分の時間で受信光の周波数は２００［ＭＨｚ］であり、ドップラ周波数の分が付加されている。すなわち、受信光の周波数は、局部発振光の周波数と比べておよそ２００［ＭＨｚ］低い時間と、およそ１００［ＭＨｚ］低い時間が混在する。このように、周波数が途中で切り替わる信号を１周期分以上の広い時間窓でＦｏｕｒｉｅｒ変換すると、その中間の周波数にピークを生じさせてしまう。そのため、実施の形態１から３に示した構成のみでは、上記の観測対象について位置情報と速度情報との区別が困難となる。
　実施の形態４にかかるレーザレーダ装置は、レンジとレンジの境目に近い地点における風況をシステマティックに求めることを課題とする。
　実施の形態４にかかるレーザレーダ装置は、上記課題を解決するため、離散変調のライダシステムを２系統有し、前記２系統のそれぞれに逆向きの周波数変調を付与する構成を備える。また、前記２系統のレーザ光はそれぞれ大気中へ照射され、エアロゾルで反射された受信光はレーザレーダ装置の受信回路でミキシングする構成である。
　図８は、実施の形態４にかかるレーザレーダ装置の構成を示す構成図である。図８が示すように、実施の形態４にかかるレーザレーダ装置は、第１の基準光源１１と、第２の基準光源１２と、第１の周波数変調器２３と、第２の周波数変調器２４と、第１のビームスプリッタ３１と、第２のビームスプリッタ３２と、増幅器４０と、サーキュレータ５０と、送受信光学系６０と、第３のビームスプリッタ７１と、第４のビームスプリッタ７２と、第１のバランスドディテクタ８１と、第２のバランスドディテクタ８２と、チャネル合波器９１と、チャネル分波器９２と、制御信号回路２０１と、受信回路２１１とを備える。
　なお、実施の形態４にかかる技術の説明は、既出の実施の形態と共通する構成要素についてはできるかぎり同じ符号を用い、重複した説明は適宜省く。
　第１の基準光源１１は、実施の形態１から実施の形態３にかかるレーザレーダ装置における基準光源１０と同じものである。第２の基準光源１２は、第１の基準光源１１と異なる波長をもつ基準光源である。第２の基準光源１２の波長を第１の基準光源１１と異なるものにした理由は、それぞれのレーザ光を容易に結合し分離するためである。第２の基準光源１２は、波長を第１の基準光源１１のものと異なるものにするかわりに異なる偏光にしてモードを異なるものにしてもよい。
　第１の周波数変調器２３と第２の周波数変調器２４とは、実施の形態１から３にかかるレーザレーダ装置の周波数変調器２０と同じように機能する。第１の周波数変調器２３と第２の周波数変調器２４とは、それぞれ第１の位相変調器２３Ｂと第２の位相変調器２４Ｂとに代えてよい。第１の周波数変調器２３と第２の周波数変調器２４で付加する変調は同時性が重要である。このため、実施の形態４にかかるレーザレーダ装置は制御信号回路２０１を備えており、制御信号回路２０１により第１の周波数変調器２３と第２の周波数変調器２４とを制御する。
　第１のビームスプリッタ３１と第２のビームスプリッタ３２とは、実施の形態１から３にかかるレーザレーダ装置の第１のビームスプリッタ３０と同じように機能する。第１の基準光源１１と第２の基準光源１２とから出力されたレーザ光は、それぞれ第１の周波数変調器２３と第２の周波数変調器２４とにより変調され、それぞれ第１のビームスプリッタ３１と第２のビームスプリッタ３２とによって送信光と局部発振光とに分離される。第１のビームスプリッタ３１及び第２のビームスプリッタ３２の分岐比は、それぞれ設計により決められる。
　第１のビームスプリッタ３１により分離された送信光と第２のビームスプリッタ３２により分離された送信光は、チャネル合波器９１で合波される。第２の基準光源１２が第１の基準光源１１と異なる波長のレーザ光を放出している場合、第１の基準光源１１の波長は透過し第２の基準光源１２の波長は反射する波長フィルタでチャネル合波器９１を形成すればよい。一般に、光ファイバにより構成されている波長フィルタは、ＷＤＭカプラと呼称されることもある。第２の基準光源１２の偏光が第１の基準光源１１と異なる場合、チャネル合波器９１は偏光ビームスプリッタでもよい。また、偏光ビームスプリッタは、偏光カプラ又は偏光コンバイナと呼称されることもある。
　チャネル合波器９１で合波された送信光は、増幅器４０で増幅される。増幅器４０は、実施の形態１から実施の形態３にかかるレーザレーダ装置のものと同様である。図８に示す構成例では、増幅器４０の前段で２つのチャネルを合波し、増幅器４０以降は光路を共通化し、構造の簡素化を図っている。本開示技術にかかるレーザレーダ装置はこれに限定するものではなく、増幅器４０を２チャネル分用意しチャネルごとに備えてもよい。増幅器４０の出力の上限は非線形効果により制限されるため、チャネル数だけ増幅器を備えた方がチャネルあたりの光強度を高強度に増幅できる。増幅器４０が多段構成の場合は、１段目の増幅器４０と２段目の増幅器４０との間にチャネル合波器９１を配置してもよい。
　増幅器４０からの出力は、サーキュレータ５０を通過して送受信光学系６０に送られる。この動作は、実施の形態１から実施の形態３にかかるレーザレーダ装置と同じである。第１の基準光源１１と第２の基準光源１２とで異なる波長のレーザ光を使う場合、送受信光学系６０は色収差を低減した光学系とすることに留意する。
　大気へ照射されたレーザ光は、大気中のエアロゾルに反射し、受信光として送受信光学系６０へ入射される。入射された受信光は、サーキュレータ５０により送信光と分離され、チャネル分波器９２へ入射される。チャネル分波器９２は、チャネル合波器９１と逆の働きをする構成要素である。すなわち、チャネル分波器９２は、受信光のうち第１の基準光源１１の波長相当の成分を第３のビームスプリッタ７１へ、第２の基準光源１２の波長相当の成分が第４のビームスプリッタ７２へ、それぞれ出射する。なお、第３のビームスプリッタ７１に第２の基準光源１２の波長が混信しても、第４のビームスプリッタ７２に第１の基準光源１１の波長が混信しても、問題はない。チャネル分波器９２は、ビームスプリッタで構成してもよい。ただし、ビームスプリッタで構成した場合、光強度は３［ｄｂ］損失する。
　チャネル分波器９２から出射された第１の基準光源１１の波長相当の成分と、第１のビームスプリッタ３１で分離された局部発振光とは、第３のビームスプリッタ７１で干渉する。第３のビームスプリッタ７１で得られた２つの干渉光は、第１のバランスドディテクタ８１へ出射される。なお、第２の基準光源１２からの系統も同様のため、ここでは説明を省略する。
　受信回路２１１は、第１のバランスドディテクタ８１及び第２のバランスドディテクタ８２から得られた信号を処理し、距離ごとの風速情報を算出する。受信回路２１１は、電気フィルタ、増幅器、アナログ―デジタル変換器、及びコンピュータを有する。図９は、受信回路２１１の構成を示した構成図である。図９が示すように、受信回路２１１は、第１の前置フィルタ３０１と、第２の前置フィルタ３０２と、第１の増幅器３１１と、第２の増幅器３１２と、第１の周波数フィルタ３２１と、第２の周波数フィルタ３２２と、第１のミキサ３５１と、第２のミキサ３５２と、第３のミキサ３５３と、受信機３３０（３３１、３３２、３３３）と、コンピュータ３４０とを備える。
　実施の形態４にかかるレーザレーダ装置の受信回路２１１の処理の流れは、第１の前置フィルタ３０１、第１の増幅器３１１、第１の周波数フィルタ３２１までは実施の形態１と同じである。また、受信回路２１１は第２のバランスドディテクタ８２からの信号も処理するため、並列して第２の前置フィルタ３０２と、第２の増幅器３１２と、第２の周波数フィルタ３２２とを備える。第１の周波数フィルタ３２１は、第１の増幅器３１１から出射された信号を、周波数ごとに第１のミキサ３５１、第２のミキサ３５２、及び第３のミキサ３５３へ分配して出射する。図９はミキサが３個ある構成を示したが、これに限ったものではなく、何個配置してもよい。第２の周波数フィルタ３２２も同様に、第２の増幅器３１２から出力された信号を、周波数ごとに第１のミキサ３５１、第２のミキサ３５２、及び第３のミキサ３５３へ分配して出力する。
　第１のミキサ３５１、第２のミキサ３５２、及び第３のミキサ３５３は、受け取った信号を掛け合わせることで、和周波又は差周波となる信号を受信機３３０（３３１、３３２、３３３）へ出力する。一般にミキサにより和周波信号が得られるか差周波信号が得られるかは、入力された２つの信号の位相で決まる。よって、第１のミキサ３５１、第２のミキサ３５２、及び第３のミキサ３５３は、それぞれ位相調整機構を備えていてもよい。受信機３３０（３３１、３３２、３３３）からコンピュータ３４０への処理の流れは、実施の形態１と同じである。
　実施の形態４にかかるレーザレーダ装置の動作原理は、以下の図にそった具体例によって明らかにされる。図１０は、実施の形態４にかかるレーザレーダ装置の第１の周波数変調器２３と第２の周波数変調器２４とがそれぞれ付与する周波数変調を表したグラフである。なお、既出の実施の形態の説明でも述べたとおり、第１の周波数変調器２３と第２の周波数変調器２４とは、それぞれ第１の位相変調器２３Ｂと第２の位相変調器２４Ｂとに代えてよい。
　第１の周波数変調器２３と第２の周波数変調器２４とは、それぞれ時間幅Ｔごとに周波数差Ｆだけ増加又は減少する階段状の変化を少なくとも１段分行う変調である。実施の形態４にかかるレーザレーダ装置の送信光は、それぞれ図１０で例示されているような階段状の周波数特性を有する。図１０の例は、時間幅Ｔ＝２［μｓ］、周波数差Ｆ＝１００［ＭＨｚ］の５段の階段状の周波数変調をしめしている。第１の周波数変調器２３はアップチャープの階段状の周波数変調を、第２の周波数変調器２４はダウンチャープの階段状の周波数変調を、それぞれ採用している。本開示技術において周波数差Ｆは、ドップラシフト周波数に比べて十分大きい値である。
　実施の形態４にかかるレーザレーダ装置の特徴は、２系統の送信光を生成し、一方をアップチャープにし、他方をダウンチャープにしていることである。２系統の送信光のそれぞれは、大気中に放射され、大気中のエアロゾルにより散乱され、受信光として測定される。受信光は局部発振光と干渉し、バランスドディテクタで受信される。
　実施の形態４にかかるレーザレーダ装置の効果は、以下の具体例により明らかにされる。具体例は、距離が６００［ｍ］の地点にエアロゾルがあることを考える。この具体例では、受信光が局部発振光と比べて４［μｓ］遅れる。アップチャープの階段状の局部発振光に対応する受信光は、局部発振光の周波数と比べて－２００［ＭＨｚ］＋ドップラ周波数ｆｄの周波数を有する。反対に、ダウンチャープの階段状の局部発振光に対応する受信光は、局部発振光の周波数と比べて＋２００［ＭＨｚ］＋ドップラ周波数ｆｄの周波数を有する。
　実施の形態４にかかるレーザレーダ装置は、２系統の処理を行えるよう、第１の周波数フィルタ３２１と第２の周波数フィルタ３２２とを備える。第１の周波数フィルタ３２１と第２の周波数フィルタ３２２とは、５０［ＭＨｚ］から１５０［ＭＨｚ］までの周波数成分を第１のミキサ３５１へ、１５０［ＭＨｚ］から２５０［ＭＨｚ］までの周波数成分を第２のミキサ３５２へ、２５０［ＭＨｚ］から３５０［ＭＨｚ］までの周波数成分を第３のミキサ３５３へ出力する。この結果、実施の形態４にかかるレーザレーダ装置においても、距離が３００［ｍ］付近の風況の情報は受信機３３１で、距離が６００［ｍ］付近の風況の情報は受信機３３２で、距離が９００［ｍ］付近の風況の情報は受信機３３３で計測することを意図している。
　ミキサ３５０（３５１、３５２、３５３）は、入力された２つの信号を乗じることで和周波を得ることを目的としている。距離が６００［ｍ］の地点にあるエアロゾルの具体例では、「－２００［ＭＨｚ］＋ドップラ周波数ｆｄ」の信号と「２００［ＭＨｚ］＋ドップラ周波数ｆｄ」の信号とが第２のミキサ３５２へ入力される。第２のミキサ３５２は、ドップラ周波数ｆｄの２倍の周波数を有する和周波の信号を、受信機３３３へ出力する。
　次は、実施の形態４のレーザレーダ装置が課題としている距離が４５０［ｍ］の地点にあるエアロゾルの具体例について考える。アップチャープの系統にかかる受信光は、観測窓の前半において「－２００［ＭＨｚ］＋ドップラ周波数ｆｄ」、観測窓の後半において「－１００［ＭＨｚ］＋ドップラ周波数ｆｄ」、として観測される。対するダウンチャープの系統にかかる受信光は、観測窓の前半において「＋２００［ＭＨｚ］＋ドップラ周波数ｆｄ」、観測窓の後半において「＋１００［ＭＨｚ］＋ドップラ周波数ｆｄ」、として観測される。この具体例においてもミキサ３５０（３５１、３５２、３５３）は、ドップラ周波数ｆｄの２倍の周波数を有する和周波の信号を出力する。
　図１１は、実施の形態４にかかるレーザレーダ装置の構成の変化例を示す構成図である。図１１が示すように、２系統のうちのいずれかの系統に局部発振光用周波数変調器２５を挿入してもよい。以下の具体例は、局部発振光用周波数変調器２５を挿入する効果について明らかにする。例えば局部発振光用周波数変調器２５は、第１の局部発振光の周波数を１００［ＭＨｚ］減らすとする。距離４５０［ｍ］のエアロゾルから散乱された光は装置から照射後３［μｓ］後に受信される。第１系統の受信信号は、観測窓の前半で「－３００［ＭＨｚ］＋ドップラ周波数ｆｄ」となり、観測窓の後半で「－２００ＭＨｚ＋ｆｄ周波数」となる。一方、第２系統の受信信号は、観測窓の前半で「＋２００［ＭＨｚ］＋ドップラ周波数ｆｄ」となり、観測窓の後半で「＋１００ＭＨｚ＋ｆｄ周波数」となる。
　この場合のミキサ３５０（３５１、３５２、３５３）は、－１００ＭＨｚにドップラ周波数ｆｄを２倍したものを足したものを出力する。このようにすることで、図１１に示す変形例の構成は、ノイズの大きいＤＣ成分付近にドップラ信号が来ることを防ぐことができ、ＳＮの向上が期待できる。ここで、局部発振光用周波数変調器２５は、局部発振光用位相変調器２５Ｂに代えてもよい。また、局部発振光用周波数変調器２５は、音響光学変調器（Ａｃｏｕｓｔｏ－Ｏｐｔｉｃ　Ｍｏｄｕｌａｔｏｒ：　ＡＯＭ）を周波数シフタとして用いる構成でもよい。また、局部発振光用周波数変調器２５は、第２の局部発振光側に挿入してもいいし、第１のビームスプリッタ３１とチャネル合波器９１の間に挿入して、第１の信号光の周波数をシフトさせてもよい。あるいは、局部発振光用周波数変調器２５は、第２の信号光の周波数をシフトさせる構成でもよい。
　実施の形態４にかかるレーザレーダ装置は、換言すれば、受信光と第１の局部発振光とを受信し、それぞれの光を第１の電気信号に変換する第１のバランスドディテクタ８１と、受信光と第２の局部発振光とを受信し、それぞれの光を第２の電気信号に変換する第２のバランスドディテクタ８２と、第１のバランスドディテクタ８１と第２のバランスドディテクタ８２とが変換した第１の電気信号と第２の電気信号とを処理し、物標の距離情報及び速度情報を算出する受信回路と、を備えるレーザレーダ装置であって、第１の周波数変調器２３が付与する周波数変調は、時間幅Ｔごとに周波数差Ｆだけ増加又は減少する階段状の変化を少なくとも１段分行う変調であり、第２の周波数変調器２４が付与する周波数変調は、時間幅Ｔごとに前記周波数差Ｆだけ減少又は増加する前記第１の周波数変調器２３とは逆の変調であり、第１の送信光に対する前記受信光と前記第２の送信光に対する前記受信光との周波数混合によりドップラ周波数ｆｄを求めることを特徴とする。
　以上の構成を備えることにより、実施の形態４にかかるレーザレーダ装置は、既出の実施の形態にかかるレーザレーダ装置の効果に加え、レンジの取り方によらずどのような位置の風況も精度よく測定できる。
実施の形態５．
　実施の形態５にかかるレーザレーダ装置は、実施の形態４にかかるレーザレーダ装置の構成にあらたな構成を加えたものである。実施の形態５にかかるレーザレーダ装置は、第１の基準光源１１をガスの吸収線に合わせて使用する。ここでガスとは、大気中のガス、工場の排ガス、又は配管から漏洩したガス等を指す。実施の形態５にかかる技術の説明は、既出の実施の形態と共通する構成要素についてはできるかぎり同じ符号を用い、重複した説明は適宜省く。
　図１２は、実施の形態５にかかるレーザレーダ装置の構成を示す構成図である。図１２が示すように、実施の形態５にかかるレーザレーダ装置は、第１の基準光源１１を制御する制御装置２２０を備える。制御装置２２０は、第１の基準光源１１をガスの吸収線にロックする。実施の形態５にかかるレーザレーダ装置は、第２の基準光源１２を上記ガスの吸収が少ない波長に設定することで、大気中のガスの濃度分布を計測することが可能となる。第１の基準光源１１がレーザダイオードである場合、温度や電流値で波長の微調整が可能である。一般にガスの吸収線は狭いため、制御装置２２０が行う制御はガスセルを使ったフィードバック制御が考えられる。比較的ガスの吸収線が太い場合、制御装置２２０はオープンループで第１の基準光源１１の温度又は電流値を制御し、第１の基準光源１１の波長をガスの吸収線にロックすることができる。
　図１３は、実施の形態５にかかるレーザレーダ装置の受信回路２１１の構成例を示した構成図である。図１３が示すとおり、受信回路２１１は、第１の周波数フィルタ３２１、及び第２の周波数フィルタ３２２を備える。第１の周波数フィルタ３２１と第２の周波数フィルタ３２２とで周波数ごとに分配された信号は、第１の信号スプリッタ３６１、及び第２の信号スプリッタ３６２でそれぞれ２系統に分割される。なお、見やすくするために図１３には第１の信号スプリッタ３６１と第２の信号スプリッタ３６２しか示していないが、距離レンジの数だけ信号スプリッタ３６０が必要となる。信号スプリッタ３６０（３６１、３６２）で分割した信号は、第１のガス濃度計測用受信機３７１と第２のガス濃度計測用受信機３７２とでそれぞれ計測される。第１のガス濃度計測用受信機３７１で計測された信号強度は、ガスによる吸収により相対的に第２のガス濃度計測用受信機３７２で計測される信号強度よりも弱まる。実施の形態５にかかるレーザレーダ装置は、この信号強度比からガスの濃度分布を計測する。
　実施の形態５にかかるレーザレーダ装置は、換言すれば、第１の基準光源１１は、計測するガス成分の吸収線に合うように波長が制御された第１のレーザ光を放射し、第２の基準光源１２は、第１の基準光源１１と異なる波長の第２のレーザ光を放射し、受信光のうち第１のレーザ光に対応する成分を受信する第１のガス濃度計測用受信機３７１と、受信光のうち第２のレーザ光に対応する成分を受信する第２のガス濃度計測用受信機３７２と、をさらに備え大気中のガス成分の濃度を距離ごとに分解して計測できる。
　実施の形態５にかかるレーザレーダ装置は、実施の形態４で示した手法と組み合わせることで風況を計測できる。風況の計測は、第１の信号スプリッタ３６１、及び第２の信号スプリッタ３６２で分割された信号を第１のミキサ３５１へ入力する。第１のミキサ３５１は和周波を受信機３３１へ出力し、ドップラ周波数ｆｄを算出することができる。
　実施の形態５にかかるレーザレーダ装置は上記の構成を備えるため、大気中のガスの分布と風況を同時に計測することができる。
　本開示技術にかかるレーザレーダ装置は、大気中の風況及びガスの分布を計測する装置に利用できる。
　基準光源　１０、　第１の基準光源　１１、　第２の基準光源　１２、　周波数変調器　２０、　位相変調器　２０Ｂ、　第１の周波数変調器　２１、２３、　第１の位相変調器　２１Ｂ、２３Ｂ、　第２の周波数変調器　２２、２４、　第２の位相変調器２２Ｂ、２４Ｂ　、局部発振光用周波数変調器　２５、　局部発振光用位相変調器　２５Ｂ、　第１のビームスプリッタ　３０、３１、　第２のビームスプリッタ　３２、　増幅器　４０、　サーキュレータ　５０、　送受信光学系　６０、　第２のビームスプリッタ　７０、　第３のビームスプリッタ　７１、　第４のビームスプリッタ　７２、　バランスドディテクタ　８０、　第１のバランスドディテクタ　８１、　第２のバランスドディテクタ　８２、　チャネル合波器　９１、　チャネル分波器　９２、　制御信号回路　２００、２０１、　受信回路　２１０、２１１、　制御装置　２２０、　前置フィルタ　３００、　第１の前置フィルタ　３０１、　第２の前置フィルタ　３０２、　増幅器　３１０、　第１の増幅器　３１１、　第２の増幅器　３１２、　周波数フィルタ　３２０、　第１の周波数フィルタ　３２１、　第２の周波数フィルタ　３２２、　受信機　３３０、３３１、３３２、３３３、　コンピュータ　３４０、　ミキサ　３５０、　第１のミキサ　３５１、　第２のミキサ　３５２、　第３のミキサ　３５３、　信号スプリッタ　３６０、　第１の信号スプリッタ　３６１、　第２の信号スプリッタ　３６２、　第１のガス濃度計測用受信機　３７１、　第２のガス濃度計測用受信機　３７２。

Claims (7)

  1. 　連続発振方式、又は準連続発振方式でレーザを発振する基準光源と、
    　前記基準光源から発振されたレーザに対して、周波数変調を付与する周波数変調器と、
    　前記周波数変調器で変調を付与されたレーザを、送信光と局部発振光とに分離するビームスプリッタと、
    　前記送信光を送信し、物標から反射された光を受信する送受信光学系と、
    　前記送受信光学系で受信した受信光と前記局部発振光とを受信し、それぞれの光を電気信号に変換する受信器と
    　前記受信器が変換した前記電気信号を処理し、物標の距離情報及び速度情報を算出する受信回路と、を備えるレーザレーダ装置であって、
    　前記周波数変調器が付与する周波数変調は、時間幅Ｔごとに周波数差Ｆだけ増加又は減少する階段状の変化を少なくとも１段分行う変調であり、
    　前記受信回路は、前記局部発振光と前記受信光との周波数差を前記周波数差Ｆで割算し、余り又は不足に相当する周波数差をドップラ周波数ｆｄと判断することを特徴とするレーザレーダ装置。
  2. 　前記周波数差Ｆは、風速３０［ｍ/ｓ］に相当するドップラ周波数の２倍よりも大きいことを特徴とする請求項１に記載のレーザレーダ装置。
  3. 　請求項１に記載のレーザレーダ装置であって、
    　前記送信光と前記局部発振光とで時間をシフトした変調を付与することができるレーザレーダ装置。
  4. 　請求項１に記載のレーザレーダ装置であって、
    前記局部発振光又は前記受信光に付加する周波数にオフセットをかけることができるレーザレーダ装置。
  5. 　連続発振方式、又は準連続発振方式でレーザを発振する第１の基準光源と、
    　連続発振方式、又は準連続発振方式でレーザを発振する第２の基準光源と、
    　前記第１の基準光源から発振されたレーザに対して、周波数変調を付与する第１の周波数変調器と、
    　前記第２の基準光源から発振されたレーザに対して、周波数変調を付与する第２の周波数変調器と、
    　前記第１の周波数変調器で変調を付与されたレーザを、第１の送信光と第１の局部発振光とに分離する第１のビームスプリッタと、
    　前記第２の周波数変調器で変調を付与されたレーザを、第２の送信光と第２の局部発振光とに分離する第２のビームスプリッタと、
    　前記第１の送信光と前記第２の送信光を増幅する増幅器と、
    　増幅された前記第１の送信光と前記第２の送信光とを送信し、物標から反射された光を受信光として受信する送受信光学系と、
    　前記受信光と前記第１の局部発振光とを受信し、それぞれの光を第１の電気信号に変換する第１のバランスドディテクタと
    　前記受信光と前記第２の局部発振光とを受信し、それぞれの光を第２の電気信号に変換する第２のバランスドディテクタと
    　前記第１のバランスドディテクタと前記第２のバランスドディテクタとが変換した前記第１の電気信号と前記第２の電気信号とを処理し、物標の距離情報及び速度情報を算出する受信回路と、を備えるレーザレーダ装置であって、
    　前記第１の周波数変調器が付与する周波数変調は、時間幅Ｔごとに周波数差Ｆだけ増加又は減少する階段状の変化を少なくとも１段分行う変調であり、
    　前記第２の周波数変調器が付与する周波数変調は、時間幅Ｔごとに前記周波数差Ｆだけ減少又は増加する前記第１の周波数変調器とは逆の変調であり、
    　前記第１の送信光に対する前記受信光と前記第２の送信光に対する前記受信光との周波数混合によりドップラ周波数ｆｄを求めることを特徴とするレーザレーダ装置。
  6. 　請求項５に記載のレーザレーダ装置であって、
    　前記第１の基準光源は、計測するガス成分の吸収線に合うように波長が制御された第１のレーザ光を放射し、
    　前記第２の基準光源は、前記第１の基準光源と異なる波長の第２のレーザ光を放射し、
    　前記受信光のうち前記第１のレーザ光に対応する成分を受信する第１のガス濃度計測用受信機と、
    　前記受信光のうち前記第２のレーザ光に対応する成分を受信する第２のガス濃度計測用受信機と、をさらに備え
    　前記ガス成分の濃度を距離ごとに分解して計測するレーザレーダ装置。
  7. 　連続発振方式、又は準連続発振方式でレーザを発振し、
    　基準光源から発振されたレーザに対して、周波数変調を付与し、
    　変調を付与されたレーザを、送信光と局部発振光とに分離し、
    　前記送信光を増幅し、
    　増幅された前記送信光を送信し、物標から反射された光を受信光として受信し、
    　受信した前記受信光と前記局部発振光とをさらに受信し、それぞれの光を電気信号に変換し、
    　変換した前記電気信号を処理し、物標の距離情報及び速度情報を算出する風計測方法であって、
    　周波数変調は、時間幅Ｔごとに周波数差Ｆだけ増加又は減少する階段状の変化を少なくとも１段分行う変調をし、
    　前記局部発振光と前記受信光との周波数差を前記周波数差Ｆで割算し、余り又は不足に相当する周波数差をドップラ周波数ｆｄと判断することを特徴とする風計測方法。
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