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WO2022004639A1 - 検出回路 - Google Patents

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WO2022004639A1
WO2022004639A1 PCT/JP2021/024318 JP2021024318W WO2022004639A1 WO 2022004639 A1 WO2022004639 A1 WO 2022004639A1 JP 2021024318 W JP2021024318 W JP 2021024318W WO 2022004639 A1 WO2022004639 A1 WO 2022004639A1
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WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
signal
circuit
time
input
outputs
Prior art date
Application number
PCT/JP2021/024318
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
忠 織田
健次 島添
水紀 上ノ町
Original Assignee
国立大学法人東京大学
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 国立大学法人東京大学 filed Critical 国立大学法人東京大学
Priority to JP2022533981A priority Critical patent/JP7386577B2/ja
Publication of WO2022004639A1 publication Critical patent/WO2022004639A1/ja

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    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R19/00—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01T—MEASUREMENT OF NUCLEAR OR X-RADIATION
    • G01T1/00—Measuring X-radiation, gamma radiation, corpuscular radiation, or cosmic radiation
    • G01T1/16—Measuring radiation intensity
    • G01T1/17—Circuit arrangements not adapted to a particular type of detector

Definitions

  • the present invention relates to a detection circuit that detects a sensor signal.
  • the Time-over-Threshold method is known as a sensor signal detection method (see, for example, Patent Document 1).
  • the ToT detection circuit that employs the ToT method measures a time width that exceeds a set threshold value for an input sensor signal.
  • the sensor signal is a short-time width current pulse signal
  • the adjustment signal passed through the primary semi-Gaussian waveform shaping circuit is input to the ToT detection circuit. If the time width is measured in this way, the peak value of the adjustment signal can be measured from the measured time width without using an ADC (Analog-to-Digital Converter).
  • the peak value of the adjustment signal can be used to estimate the amount of signal captured by the sensor. Since the ToT detection circuit does not need to mount an ADC, it can be realized relatively simply and on a small scale.
  • the detected time width is determined by the peak value of the adjustment signal adjusted through the semi-Gaussian waveform shaping circuit and the non-linearity of the time width.
  • the process of converting to a peak value was complicated.
  • there is also a problem of a time walk in which a difference in the rise of the signal occurs due to a difference in the wave height of the adjustment signal, and the time until the adjustment signal reaches the threshold value varies.
  • the present invention has been made to solve such a problem, and provides a detection circuit that suppresses the influence of the time walk while ensuring the line formation of the peak value and the time width.
  • the detection circuit includes a current mirror circuit that copies an input sensor signal and outputs the first input signal and the second input signal in parallel, and a voltage with respect to the elapsed time when the first input signal is input.
  • a waveform shaping circuit that adjusts the fluctuation according to the set reference fluctuation and outputs the adjustment signal, a voltage comparator that compares the voltage value of the adjustment signal with the reference voltage value, and outputs the first comparison signal, and the second. From the start of the second comparison signal, the current comparator that compares the current value of the input signal with the reference current value and outputs the second comparison signal, and the first comparison signal and the second comparison signal are subjected to logical calculations. It is provided with a logic calculation circuit that outputs a detection signal that continues until the end of the first comparison signal.
  • FIG. 1 is a graph showing an example of the waveform of the sensor signal S in handled in this embodiment.
  • the sensor signal S in is, for example, a short-time width current pulse signal which is an output signal of a photodetector for detecting scintillation light.
  • the horizontal axis shows the elapsed time, and the vertical axis shows the current value of the sensor signal.
  • the sensor signal S in three examples of the signals S a , S b , and S c are shown. Each sensor signal indicates a peak current value corresponding to the signal amount q detected by the sensor.
  • the peak current value of the signal S a is proportional to the amount of signal q a
  • the peak current value of the signal S b is proportional to the signal amount q b (> q a)
  • the peak of the signal S c current The value is proportional to the signal amount q c (> q b).
  • FIG. 2 shows an example of an output waveform obtained when the sensor signals (signals S a , S b , S c ) shown in FIG. 1 are input to a first-order semi-Gaussian waveform shaping circuit generally used in the prior art. Is shown.
  • the signal output by the waveform shaping circuit is referred to as an "adjustment signal".
  • the horizontal axis shows the elapsed time
  • the vertical axis shows the voltage value of the adjustment signal.
  • Signals S a, S b, S c by passing through the semi-Gaussian waveform shaping circuit, the adjustment signal S ra having a waveform defined by the time constant with the shaping circuit itself, is converted S rb, the S rc ..
  • Peak value is a peak value of the adjustment signal S ra is h a
  • the peak value of the adjustment signal S rb is h b a (> h a)
  • the peak value of the adjustment signal S rc is h c (> h b) Is.
  • These peak values h a , h b , and h c are proportional to the signal amount q a , the signal amount q b , and the signal amount q c.
  • the adjustment signal has a property that the signal having a larger peak value h rises sharper.
  • the time width of the adjustment signal S ra is t wa and the time width of the adjustment signal S rb is t wb (. > T wa ), and the time width of the adjustment signal S rc is t wc (> t wb ).
  • the linearity of the time width measured simply separated by the threshold value Vth is not guaranteed with respect to the peak value. That is, the amount of change in the time width with respect to the amount of change in the peak value is not constant.
  • FIG. 3 is a graph in which the rising region of the graph of FIG. 2 is enlarged. Even if the timing at which the adjustment signals rise is the same, the time required for each adjustment signal to reach the threshold value Vth differs due to the property that the adjustment signal with a larger peak value rises steeper.
  • the timings at which the illustrated adjustment signals S ra , S rb , and S rc rise are the same, but for example, the time until the adjustment signal S ra reaches the threshold value V th and the adjustment signal S rc reach the threshold value V th.
  • a so-called time walk occurs, as shown by the double-headed arrow.
  • the occurrence of time walk is an obstacle in order to accurately detect the occurrence timing of the sensor signal S in.
  • the detection circuit according to the present embodiment corresponds to such a problem, and is a detection circuit that suppresses the influence of the time walk while ensuring the line formation of the peak value and the time width.
  • FIG. 4 is a circuit diagram showing the overall configuration of the detection circuit 100 according to the present embodiment.
  • the detection circuit 100 is mainly composed of a current mirror circuit 110, a waveform shaping circuit 120, a voltage comparator 130, a current comparator 140, a one-shot circuit 150, and a logic operation circuit 160.
  • the detection circuit 100 is a circuit that detects a short-time width current pulse signal as a sensor signal, and outputs a pulse signal having a time width corresponding to the input sensor signal.
  • the current mirror circuit 110 copies the input sensor signal S in and outputs the first input signal S m1 and the second input signal S m2 in parallel.
  • the waveform shaping circuit 120 adjusts the voltage fluctuation with respect to the elapsed time so as to be in line with the set reference fluctuation, and outputs the adjustment signal S r1.
  • the voltage comparator 130 compares the voltage value V r1 of the adjustment signal S r1 with the reference voltage value V th , and outputs the first comparison signal Sc1.
  • the current comparator 140 compares the current value I m2 of the second input signal S m2 with the reference current value I th , and outputs the second comparison signal S c2.
  • One-shot circuit 150 generates and outputs an extension signal S p2 obtained by extending the signal duration of the second comparison signal S c2 input.
  • the logical operation circuit 160 performs a logical operation on the first comparison signal S c1 , the second comparison signal S c2, and the extension signal S p2 , and performs a logical operation on the first comparison signal S c1 from the start time of the second comparison signal S c2 .
  • the detection signal S out that continues until the end point is output.
  • FIG. 5 is a specific circuit example of the current mirror circuit 110.
  • the current mirror circuit 110 copies the sensor signal S in and parallels the first input signal S m1 from the OUT 1 terminal and the second input signal S m 2 from the OUT 2 terminal. And output.
  • the current mirror circuit 110 also functions as a current buffer circuit, and adjusts the current ratios of the first input signal S m1 and the second input signal S m2 to the sensor signal S in.
  • the first input signal S m1 is then input to the voltage comparator 130 via the waveform shaping circuit 120, a large current is not required, and the second input signal S m2 is then input to the current comparator 140, so that it is relatively relatively. It is convenient to have a large current. Therefore, in this embodiment, it is set so that 1> ⁇ > ⁇ .
  • FIG. 6 is a specific circuit example of the waveform shaping circuit 120.
  • the waveform shaping circuit 120 adjusts the voltage fluctuation with respect to the elapsed time so as to be in line with the set reference fluctuation, and outputs the adjustment signal S r1.
  • the reference fluctuation is set as a voltage fluctuation in which the amount of change in the voltage value with respect to the passage of time at the time of rising and the amount of change in the voltage value with respect to the passage of time at the time of falling are constant.
  • the waveform shaping circuit 120 is mainly composed of an operational amplifier, a capacitor, and a slew rate limiting resistance circuit 121 as shown in the figure, and the reference variation is determined by the circuit configuration of the slew rate limiting resistance circuit 121.
  • FIG. 7 is a graph showing a waveform example of the adjustment signal Sr1 , which is an output signal of the waveform shaping circuit 120. Similar to the graph of FIG. 2, the horizontal axis shows the elapsed time, and the vertical axis shows the voltage value of the sensor signal.
  • S b, S c is copied by the current mirror circuit 110, these signal output, respectively S 'ra, S' rb, and S 'rc.
  • Signal S 'peak value of ra is h a
  • the signal S' peak value of rb is h b
  • the peak value of the signal S 'rc is h c.
  • the signal S 'ra, S' rb, S 'rc varies almost linearly even when the rise time is also falling, the slope also coincide approximately with one another.
  • the signal S 'duration of ra is t' is wa
  • the time width of rb t' signal S wb (> t 'is a wa)
  • signal S' is the duration of the rc is t 'wc (>t' wb ).
  • Signal S 'ra, S' rb, S 'rc changes almost linearly even when the rise time is also falling, since the slope also coincide approximately with each other, the detected time width t ' W shows good linearity with respect to the peak value h. That is, the amount of change in the time width with respect to the amount of change in the crest value is almost constant, and the time width is proportional to the crest value.
  • FIG. 8 is a specific circuit example of the slew rate limiting resistance circuit 121.
  • the slew rate limiting resistor circuit 121 contributes to the setting of the reference variation that determines the circuit characteristics of the waveform shaping circuit 120. Specifically, depending on how the slew rate limiting resistance circuit 121 is configured, it is possible to adjust the inclination of the input first input signal S m1 at the rising edge and the tilt at the falling edge.
  • the slew rate limiting resistance circuit 121 includes a change unit 122 that adjusts the gate voltage of two FETs to which the end of the resistance element R is connected to the source.
  • the change unit 122 mainly has a variable resistor.
  • the resistance value of the variable resistor may be adjusted by an operator at the time of manufacturing the detection circuit 100, or may be changed by, for example, a control signal from a control device.
  • the variable resistance of the changing unit 122 by adjusting the variable resistance of the changing unit 122, the inclination of the input first input signal S m1 at the rising edge and the tilting at the falling edge are adjusted. These slopes are adjusted in consideration of the processing capacity per unit time (the number of sensor signals that can be processed in a unit time) required for the detection circuit 100, the stability of the circuit, and the like.
  • FIG. 9 is a specific circuit example of the one-shot circuit 150.
  • the one-shot circuit 150 When the second comparison signal Sc2 , which is a pulse signal output from the current comparator 140, is input to the one-shot circuit 150, the one-shot circuit 150 generates and outputs an extension signal Sp2 in which the signal end time is extended while maintaining the signal start time. do.
  • the one-shot circuit 150 is a circuit equivalent to a monostable multivibrator using a logic gate, and the extension time of the pulse signal is determined by the capacitance of the capacitor and the resistance value of the variable resistor included in the time adjustment unit 151.
  • the resistance value of the variable resistor may be adjusted by an operator at the time of manufacturing the detection circuit 100, or may be changed by, for example, a control signal from a control device.
  • FIG. 10 is a diagram showing specific examples of the input waveform and the output waveform of the logical operation circuit 160.
  • the logic operation circuit 160 in this embodiment is an OR logic gate having three input gates.
  • the first comparison signal S c1 , the second comparison signal S c2 , and the extension signal S p2 are input to the three input gates, respectively.
  • 10 (a) shows the waveform of the first comparison signal S c1
  • FIG. 10 (b) shows the waveform of the second comparison signal S c2
  • FIG. 10 (c) shows the waveform of the extension signal S p2 .
  • the horizontal axis shows the elapsed time
  • First comparison signal S c1 is also possible to limit the slew rate wave-shaping circuit 120, slightly delayed rising relative time of occurrence t 0 of the signal, changes from Low to High is the time t 2 There is. And, High is continued until the time t 4.
  • the duration from time t 2 to time t 4 is proportional to the peak value of the adjustment signal S r1 as described above.
  • the second comparison signal Sc2 is an output signal of the current comparator 140. Since the current comparator 140 targets the current value that rises sharply at the same time as the signal is generated, the second comparison signal Sc2 changes from Low to High at substantially the same time as the signal generation time t 0. However, since the current value rises sharply falls immediately without sustained, the second comparison signal S c2 is changed from High to Low to before time t 1 from time t 2.
  • the extension signal Sp2 is an output signal of the one-shot circuit 150.
  • the output wiring of the current comparator 140 is branched in the middle, one of which is connected to the input gate of the logical operation circuit 160 and the other of which is connected to the input terminal of the one-shot circuit 150.
  • the extension signal S p2 rises at approximately time t 0 at the same time as the second comparison signal Sc 2, and High continues until time t 3 after time t 2.
  • the extension time by the one-shot circuit 150 is such that the time t 3 is a time after the time t 2 which is the rising time of the first comparison signal S c1 and the falling time of the first comparison signal S c1 . it is adjusted to be the previous time from the time t 4 is the time.
  • the time t 4 referred to when adjusting the time t 3 is the falling time of the first comparison signal S c1 when the minimum peak value of the adjustment signals S r1 that can be the target is observed.
  • the logic operation circuit 160 in the present embodiment is an OR logic gate
  • any one of the first comparison signal Sc1 , the second comparison signal Sc2 , and the extension signal Sp2 is High. If so, the detection signal Out is also High.
  • the detection signal S out is Low.
  • the detection signal S out changes from Low to High at approximately time t 0 , and becomes a waveform in which the High state is continued until time t 4. That is, the logic operation circuit 160 starts at time t 0, and outputs a pulse signal having a time width Tw from time t 0 to time t 4.
  • FIG. 11 is a graph showing the correlation between the peak value h of the adjustment signal S r1 and the time width Tw of the detection signal S out.
  • the horizontal axis shows the peak value
  • the vertical axis shows the time width.
  • the time width Tw of the detection signal S out is proportional to the peak value of the adjustment signal S r1.
  • the peak value h a in FIG, h b, h c is the signal S 'ra, S' rb shown in FIG. 6, a respective peak value in the three examples of S 'rc
  • the time width Tw a , Tw b and Tw c are the time widths of the detection signals S out corresponding to each.
  • the time width Tw can be converted into numerical data. Further, the converted numerical data can be immediately converted into the peak value h by using the linearity shown in FIG.
  • the peak value h of the adjustment signal S r1 is proportional to the signal amount q of the sensor signal S in. Accordingly, terms have been peak value h can be converted into a signal quantity q of the input sensor signal S in. Since it is not necessary to mount an ADC in such a detection circuit 100 and a digital processing device around it, it can be realized relatively simply and on a small scale. That is, the entire device can be constructed at low cost, and the number of sensor signals that can be processed per unit time can be increased.
  • the time width Tw of the detection signal S out detection circuit 100 is output than equivalent to the time width t 'w adjusted by the waveform shaping circuit 120, showed good linearity with respect to the peak value h shows a good linearity with respect to the signal quantity q of turn sensor signal S in.
  • the rise time of the detection signal S out output by the detection circuit 100 is the rise time of the second comparison signal Sc2 , it is almost unaffected by the time walk and is extremely close to the generation timing of the sensor signal S in. .. That is, the processing device in the subsequent stage that processes the detection signal S out output by the detection circuit 100 can analyze the generation timing and the signal amount of the sensor signal with high accuracy.
  • Such a detection circuit 100 outputs a short-time width current pulse signal as a sensor signal, for example, a device such as Positron Emission Tomography (PET), Time-of-Fright PET, and photon counting CT used for cancer diagnosis. It has high utility value when it is incorporated as a signal processing circuit. It is not limited to a sensor that outputs a short-time width current pulse signal, but can also be used as a signal processing circuit for a sensor that outputs a signal that has a correlation between the peak value and the time width, such as monotonically increasing and then monotonically decreasing. It is possible.
  • PET Positron Emission Tomography
  • Time-of-Fright PET Time-of-Fright PET
  • CT photon counting CT used for cancer diagnosis. It has high utility value when it is incorporated as a signal processing circuit. It is not limited to a sensor that outputs a short-time width current pulse signal, but can also be used as a signal processing circuit for a sensor that outputs a signal that has a correlation between the peak value
  • the detection circuit 100 includes a one-shot circuit 150.
  • One-shot circuit 150 as described above, to generate an extended signal S p2 obtained by extending the signal end of the second comparison signal S c2. If the one-shot circuit 150 is not provided and t 2 is later than t 1 as shown in FIG. 10, the period from t 1 to t 2 in the detection signal S out is the Low level. Will be. To prevent such discontinuities, it generates a long signal S p2 delayed until t 3 is a time later than t 2 by a one-shot circuit 150, and is inputted to the logic operation circuit 160.
  • the one-shot circuit 150 can be omitted.
  • the signals input to the gate of the logical operation circuit 160 are two signals, the first comparison signal Sc1 and the second comparison signal Sc2 .
  • the logic operation circuit 160 of the detection circuit 100 is an OR logic gate of three signals, the first comparison signal Sc1 , the second comparison signal Sc2 , and the extension signal Sp2.
  • the second comparison signal S c2 is also input when the rise of the extension signal S p2 is delayed with respect to the rise of the second comparison signal S c2 depending on the configuration of the one-shot circuit 150. Because there is. However, if the delay is evaluated to be negligible, the logic operation circuit 160 may be an OR logic gate for inputting two signals , the first comparison signal Sc1 and the extension signal Sp2.
  • the OR logic gate is used in the logic operation circuit 160 described above , the period with signals in each of the first comparison signal S c1 , the second comparison signal S c2 , and the extension signal Sp 2 is set to the High level.
  • the logic gate to be used may be selected depending on whether the level is Low or Low. Of course, some logic gates may be combined to generate a detection signal S out.
  • FIG. 12 is an example of the detection result in the conventional ToT detection circuit.
  • the horizontal axis is represented by energy (keV) as a signal amount proportional to the peak value
  • the vertical axis is represented by time width (ns) as in FIG.
  • the 59.6 keV plot is the measurement result of 241 Am
  • 356 keV plot is the 133 Ba measurement result
  • the 122 keV plot is the 57 Co measurement result, 604.
  • the plots of 7 keV and 795.9 keV are the measurement results of 134 Cs, and the plots of 551 keV and 1275 keV are the measurement results of 22 Na. As shown in the figure, the obtained measurement results draw an upwardly convex curve, and the linearity of energy ( ⁇ peak value) and time width is not good.
  • FIG. 13 is an example of the detection result in one embodiment of the detection circuit 100 according to the present embodiment. Similar to FIG. 12, the horizontal axis is represented by energy (keV) and the vertical axis is represented by time width (ns).
  • the plot of 22 keV is the measurement result of 100 Cd
  • the plot of 59.6 keV is the measurement result of 241 Am
  • the plot of 30.9 keV, 81 keV, 356 keV is the measurement result of 133 Ba.
  • the 122 keV plot is the 57 Co measurement result
  • the 662 keV plot is the 137 Cs measurement result
  • the 551 keV plot is the 22 Na measurement result.
  • the obtained measurement results are almost straight lines, and good linearity of energy ( ⁇ peak value) and time width is obtained.

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Abstract

検出回路は、入力されたセンサー信号をコピーして第１入力信号と第２入力信号を並列して出力するカレントミラー回路と、第１入力信号を入力すると経過時間に対する電圧変動を設定された基準変動に沿うように調整して調整信号を出力する波形整形回路と、調整信号の電圧値と基準電圧値を比較して第１比較信号を出力する電圧コンパレータと、第２入力信号の電流値と基準電流値を比較して第２比較信号を出力する電流コンパレータと、第１比較信号と第２比較信号に対して論理演算を行って、第２比較信号の開始時点から第１比較信号の終了時点まで継続する検出信号を出力する論理演算回路とを備える。このような検出回路によれば、波高値と時間幅の線形成を確保しつつ、タイムウォークの影響を抑制することができる。

Description

検出回路
　本発明は、センサー信号を検出する検出回路に関する。
　センサー信号の検出手法として、Ｔｉｍｅ－ｏｖｅｒ－Ｔｈｒｅｓｈｏｌｄ法（ＴｏＴ法）が知られている（例えば、特許文献１参照）。ＴｏＴ法を採用するＴｏＴ検出回路は、入力されたセンサー信号に対して設定された閾値を越えた時間幅を計測する。センサー信号が短時間幅電流パルス信号である場合には、１次のセミガウシアン波形整形回路を通過させた調整信号をＴｏＴ検出回路に入力する。このようにして時間幅を計測すれば、ＡＤＣ（Ａｎａｌｏｇ－ｔｏ－Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）を用いることなく、計測された時間幅から調整信号の波高値を計測することができる。調整信号の波高値は、センサーが捉えた信号量の推定に利用し得る。ＴｏＴ検出回路は、ＡＤＣを実装する必要がないので、比較的シンプルかつ小規模に実現し得る。
特許第５５３１０２１号公報
　従来のＴｏＴ法によると、センサー信号が短時間幅電流パルス信号である場合には、セミガウシアン波形整形回路を経て調整された調整信号の波高値と時間幅の非線形性により、検出した時間幅を波高値へ変換する処理が複雑であった。また、当該調整信号の波高の違いによって信号の立ち上がりに差が生じ、調整信号が閾値に到達するまでの時間にばらつきが生じるタイムウォークの問題もあった。
　本発明は、このような問題を解決するためになされたものであり、波高値と時間幅の線形成を確保しつつ、タイムウォークの影響を抑制した検出回路を提供するものである。
　本発明の一態様における検出回路は、入力されたセンサー信号をコピーして第１入力信号と第２入力信号を並列して出力するカレントミラー回路と、第１入力信号を入力すると経過時間に対する電圧変動を設定された基準変動に沿うように調整して調整信号を出力する波形整形回路と、調整信号の電圧値と基準電圧値を比較して第１比較信号を出力する電圧コンパレータと、第２入力信号の電流値と基準電流値を比較して第２比較信号を出力する電流コンパレータと、第１比較信号と第２比較信号に対して論理演算を行って、第２比較信号の開始時点から第１比較信号の終了時点まで継続する検出信号を出力する論理演算回路とを備える。
　本発明により、波高値と時間幅の線形成を確保しつつ、タイムウォークの影響を抑制した検出回路を提供することができる。　
本実施形態で扱うセンサー信号の波形例を示すグラフである。 従来技術において一般的に用いられる１次のセミガウシアン波形整形回路へ入力した場合に得られる出力波形の例を示す。 図２のグラフの立ち上がり領域を拡大したグラフである。 本実施形態に係る検出回路の全体構成を示す回路図である。 カレントミラー回路の具体的な回路例である。 波形整形回路の具体的な回路例である。 波形整形回路の出力信号である調整信号の波形例を示すグラフである。 スルーレート制限抵抗回路の具体的な回路例である。 ワンショット回路の具体的な回路例である。 論理演算回路の入力波形と出力波形の具体例を示す図である。 波高値と時間幅の相関を示すグラフである。 従来のＴｏＴ検出回路における検出結果の例である。 本実施形態に係る検出回路の一実施例における検出結果の例である。
　以下、発明の実施の形態を通じて本発明を説明するが、特許請求の範囲に係る発明を以下の実施形態に限定するものではない。また、実施形態で説明する構成の全てが課題を解決するための手段として必須であるとは限らない。
　図１は、本実施形態で扱うセンサー信号Ｓｉｎの波形例を示すグラフである。センサー信号Ｓｉｎは、例えばシンチレーション光を検出する光検出器の出力信号である短時間幅電流パルス信号である。横軸は経過時間を示し、縦軸はセンサー信号の電流値を示す。ここではセンサー信号Ｓｉｎとして、信号Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃの３つの例を示す。それぞれのセンサー信号は、センサーで検出された信号量ｑに応じたピーク電流値を示す。具体的には、信号Ｓａのピーク電流値はその信号量ｑａに比例し、信号Ｓｂのピーク電流値はその信号量ｑｂ（＞ｑａ）に比例し、信号Ｓｃのピーク電流値はその信号量ｑｃ（＞ｑｂ）に比例する。
　図２は、図１で示すセンサー信号（信号Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃ）を、従来技術において一般的に用いられる１次のセミガウシアン波形整形回路へ入力した場合に得られる出力波形の例を示す。本実施形態においては、波形整形回路が出力する信号を「調整信号」と称する。図において横軸は経過時間を示し、縦軸は調整信号の電圧値を示す。信号Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃは、セミガウシアン波形整形回路を通過することにより、整形回路自身が持つ時定数によって規定される波形をもつ調整信号Ｓｒａ、Ｓｒｂ、Ｓｒｃへ変換される。
　調整信号Ｓｒａのピーク値である波高値はｈａであり、調整信号Ｓｒｂの波高値はｈｂ（＞ｈａ）であり、調整信号Ｓｒｃの波高値はｈｃ（＞ｈｂ）である。これらの波高値ｈａ、ｈｂ、ｈｃは、信号量ｑａ、信号量ｑｂ、信号量ｑｃと比例関係にある。また、図示するように、調整信号は、波高値ｈが大きい信号ほど急峻に立ち上がる性質を有する。
　閾値Ｖｔｈを設定し、閾値Ｖｔｈを越えている継続時間をそれぞれの信号の時間幅とすると、調整信号Ｓｒａの時間幅はｔｗａであり、調整信号Ｓｒｂの時間幅はｔｗｂ（＞ｔｗａ）であり、調整信号Ｓｒｃの時間幅はｔｗｃ（＞ｔｗｂ）である。図からも理解されるように、単に閾値Ｖｔｈで区切って計測される時間幅は、波高値に対して線形性が担保されない。すなわち、波高値の変化量に対する時間幅の変化量が一定でない。波高値に対する時間幅の線形性が担保されていないと、検出回路によって時間幅が検出されても、時間幅を波高値に変換するための後処理が複雑になり、多大な処理時間を要してしまう。
　図３は、図２のグラフの立ち上がり領域を拡大したグラフである。調整信号が立ち上がるタイミングは同一であっても、上述した波高値が大きい調整信号ほど急峻に立ち上がる性質により、それぞれの調整信号が閾値Ｖｔｈに到達するまでの時間は異なってしまう。図示する調整信号Ｓｒａ、Ｓｒｂ、Ｓｒｃが立ち上がるタイミングは同一であるが、例えば、調整信号Ｓｒａが閾値Ｖｔｈに到達するまでの時間と、調整信号Ｓｒｃが閾値Ｖｔｈに到達するまでの時間の間には、両矢印で示すように、いわゆるタイムウォークが生じている。タイムウォークの発生は、センサー信号Ｓｉｎの発生タイミングを正確に検知するうえで障害となる。
　本実施形態に係る検出回路は、このような課題に対応するものであり、波高値と時間幅の線形成を確保しつつ、タイムウォークの影響を抑制する検出回路である。図４は、本実施形態に係る検出回路１００の全体構成を示す回路図である。検出回路１００は、主に、カレントミラー回路１１０、波形整形回路１２０、電圧コンパレータ１３０、電流コンパレータ１４０、ワンショット回路１５０、論理演算回路１６０によって構成される。
　本実施形態において検出回路１００は、センサー信号としての短時間幅電流パルス信号を検出する回路であり、入力されたセンサー信号に応じた時間幅を持つパルス信号を出力する。カレントミラー回路１１０は、入力されたセンサー信号Ｓｉｎをコピーして第１入力信号Ｓｍ１と第２入力信号Ｓｍ２を並列して出力する。波形整形回路１２０は、第１入力信号Ｓｍ１を入力すると、経過時間に対する電圧変動を設定された基準変動に沿うように調整して調整信号Ｓｒ１を出力する。電圧コンパレータ１３０は、調整信号Ｓｒ１の電圧値Ｖｒ１と基準電圧値Ｖｔｈを比較して第１比較信号Ｓｃ１を出力する。
　電流コンパレータ１４０は、第２入力信号Ｓｍ２の電流値Ｉｍ２と基準電流値Ｉｔｈを比較して第２比較信号Ｓｃ２を出力する。ワンショット回路１５０は、入力された第２比較信号Ｓｃ２の信号継続時間を延長させた延長信号Ｓｐ２を生成して出力する。論理演算回路１６０は、第１比較信号Ｓｃ１と第２比較信号Ｓｃ２と延長信号Ｓｐ２に対して論理演算を行って、第２比較信号Ｓｃ２の開始時点から第１比較信号Ｓｃ１の終了時点まで継続する検出信号Ｓｏｕｔを出力する。各要素の具体的な作用等について、以下に順次説明する。
　図５は、カレントミラー回路１１０の具体的な回路例である。カレントミラー回路１１０は、センサー信号ＳｉｎがＩＮ端子に入力されると、センサー信号ＳｉｎがコピーされてＯＵＴ１端子から第１入力信号Ｓｍ１を、ＯＵＴ２端子から第２入力信号Ｓｍ２を並列して出力する。カレントミラー回路１１０は、電流バッファ回路としても機能し、センサー信号Ｓｉｎに対する第１入力信号Ｓｍ１および第２入力信号Ｓｍ２のそれぞれの電流比を調整する。
　センサー信号Ｓｉｎの電流値をＩｉｎ、第１入力信号Ｓｍ１および第２入力信号Ｓｍ２の電流値をそれぞれＩｍ１、Ｉｍ２とすると、Ｉｍ１＝α×Ｉｉｎ、Ｉｍ２＝β×Ｉｉｎと表される。すなわち、センサー信号Ｓｉｎに対する第１入力信号Ｓｍ１の電流比はαであり、センサー信号Ｓｉｎに対する第２入力信号Ｓｍ２の電流比はβに調整されている。具体的には、互いのゲートが接続されている３つのＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）が、それぞれのチャンネル幅が１：α：βとなるように選択され、採用されている。第１入力信号Ｓｍ１は、その後波形整形回路１２０を経て電圧コンパレータ１３０へ入力されるので大きな電流は不要であり、第２入力信号Ｓｍ２は、その後電流コンパレータ１４０へ入力されるので、比較的大きな電流であったほうが都合が良い。したがって、本実施形態においては、１＞β＞αとなるように設定されている。
　図６は、波形整形回路１２０の具体的な回路例である。上述のように、これまで一般的に用いられていた１次のセミガウシアン波形整形回路を用いると、図２で示したように、センサー信号Ｓｉｎの信号量に比例して波高値が変化するものの、互いの波高値が異なれば時間経過に対する電圧値の変化量も異なっていた。したがって、波高値に対する時間幅の線形性が失われていた。そこで、本実施形態においては、波形整形回路１２０として、スルーレート制限型の波形整形回路を採用する。
　波形整形回路１２０は、第１入力信号Ｓｍ１を入力すると、経過時間に対する電圧変動を設定された基準変動に沿うように調整して調整信号Ｓｒ１を出力する。基準変動は、立ち上がり時における時間経過に対する電圧値の変化量と、立ち下がり時における時間経過に対する電圧値の変化量とが、それぞれ一定値となる電圧変動として設定されている。具体的には、波形整形回路１２０は、図示するように主にオペアンプ、コンデンサ、スルーレート制限抵抗回路１２１によって構成され、基準変動は、スルーレート制限抵抗回路１２１の回路構成によって決定される。
　図７は、波形整形回路１２０の出力信号である調整信号Ｓｒ１の波形例を示すグラフである。図２のグラフと同じく、横軸は経過時間を示し、縦軸はセンサー信号の電圧値を示す。ここでは、波形整形回路１２０へ入力される第１入力信号Ｓｍ１として図１で示す信号Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃがカレントミラー回路１１０でコピーされた第１入力信号を想定し、これらの出力をそれぞれ信号Ｓ’ｒａ、Ｓ’ｒｂ、Ｓ’ｒｃとする。
　信号Ｓ’ｒａの波高値はｈａであり、信号Ｓ’ｒｂの波高値はｈｂであり、信号Ｓ’ｒｃの波高値はｈｃである。信号Ｓ’ｒａ、Ｓ’ｒｂ、Ｓ’ｒｃの立ち上がり時における時間経過に対する電圧値の変化量はいずれもほぼ等しくなるように調整されており、同様に、立ち下がり時における時間経過に対する電圧値の変化量もいずれもほぼ等しくなるように調整されている。換言すれば、信号Ｓ’ｒａ、Ｓ’ｒｂ、Ｓ’ｒｃは、立ち上がり時も立ち下がり時もほぼ直線状に変化し、その傾きも互いにおよそ一致している。
　設定された閾値Ｖｔｈを越えている継続時間をそれぞれの信号の時間幅とすると、信号Ｓ’ｒａの時間幅はｔ’ｗａであり、信号Ｓ’ｒｂの時間幅はｔ’ｗｂ（＞ｔ’ｗａ）であり、信号Ｓ’ｒｃの時間幅はｔ’ｗｃ（＞ｔ’ｗｂ）である。信号Ｓ’ｒａ、Ｓ’ｒｂ、Ｓ’ｒｃは、上述のように、立ち上がり時も立ち下がり時もほぼ直線状に変化し、その傾きも互いにおよそ一致しているので、検出された時間幅ｔ’ｗは、波高値ｈに対して良好な線形性を示す。すなわち、波高値の変化量に対する時間幅の変化量がほぼ一定となり、時間幅は波高値に比例することになる。
　図８は、スルーレート制限抵抗回路１２１の具体的な回路例である。スルーレート制限抵抗回路１２１は、波形整形回路１２０の回路特性を決定する基準変動の設定に寄与する。具体的には、スルーレート制限抵抗回路１２１をどのように構成するかによって、入力される第１入力信号Ｓｍ１の立ち上がり時の傾きと、立ち下がり時の傾きを調整することができる。
　スルーレート制限抵抗回路１２１は、図示するように、ソースに抵抗素子Ｒの端が接続された２つのＦＥＴのゲート電圧を調整する変更部１２２を備える。変更部１２２は、主に可変抵抗を有する。可変抵抗の抵抗値は、検出回路１００の製造時に作業者によって調整されてもよいし、例えば制御装置からの制御信号によって変更される構成であってもよい。本実施形態においては、変更部１２２の可変抵抗を調整することにより、入力される第１入力信号Ｓｍ１の立ち上がり時の傾きと、立ち下がり時の傾きを調整する。これらの傾きは、検出回路１００に求める単位時間当たりの処理能力（単位時間で処理可能なセンサー信号数）や、回路の安定性等を考慮して調整される。
　図９は、ワンショット回路１５０の具体的な回路例である。ワンショット回路１５０は、電流コンパレータ１４０から出力されたパルス信号である第２比較信号Ｓｃ２を入力すると、信号開始時点を維持したまま信号終了時点を延長させた延長信号Ｓｐ２を生成して出力する。ワンショット回路１５０は、論理ゲートを用いた単安定マルチバイブレータと同等の回路であり、パルス信号の延長時間は、コンデンサの容量と、時間調整部１５１が含む可変抵抗の抵抗値によって定まる。可変抵抗の抵抗値は、検出回路１００の製造時に作業者によって調整されてもよいし、例えば制御装置からの制御信号によって変更される構成であってもよい。
　図１０は、論理演算回路１６０の入力波形と出力波形の具体例を示す図である。本実施形態における論理演算回路１６０は、３つの入力ゲートを有するＯＲ論理ゲートである。３つの入力ゲートには、それぞれ第１比較信号Ｓｃ１、第２比較信号Ｓｃ２、延長信号Ｓｐ２が入力される。図１０（ａ）は第１比較信号Ｓｃ１の波形を表し、図１０（ｂ）は第２比較信号Ｓｃ２の波形を表し、図１０（ｃ）は、延長信号Ｓｐ２の波形を表わす。横軸は経過時間を示し、縦軸は、信号レベル（Ｈｉｇｈ＝１、Ｌｏｗ＝０）を示す。
　第１比較信号Ｓｃ１は、波形整形回路１２０でスルーレートを制限することもあり、信号の発生時刻ｔ０に対して立ち上がりが若干遅延し、時刻ｔ２になってＬｏｗからＨｉｇｈへ変化している。そして、時刻ｔ４までＨｉｇｈが継続している。時刻ｔ２から時刻ｔ４までの継続時間は、上述のように、調整信号Ｓｒ１の波高値に比例する。
　第２比較信号Ｓｃ２は、電流コンパレータ１４０の出力信号である。電流コンパレータ１４０は、信号の発生と同時に急峻に立ち上がる電流値を比較対象としているので、第２比較信号Ｓｃ２は、信号の発生時刻ｔ０とほぼ同時刻にＬｏｗからＨｉｇｈへ変化している。ただし、急峻に立ち上がった電流値は持続せず即座に立ち下がるので、第２比較信号Ｓｃ２は、時刻ｔ２よりも前の時刻ｔ１にＨｉｇｈからＬｏｗへ変化している。
　延長信号Ｓｐ２は、ワンショット回路１５０の出力信号である。電流コンパレータ１４０の出力配線は、途中で分岐されて一方が論理演算回路１６０の入力ゲートに接続され、他方がワンショット回路１５０の入力端子へ接続されている。延長信号Ｓｐ２は、第２比較信号Ｓｃ２と同時にほぼ時刻ｔ０に立ち上がり、Ｈｉｇｈが時刻ｔ２よりも後の時刻ｔ３まで継続している。換言すると、ワンショット回路１５０による延長時間は、時刻ｔ３が第１比較信号Ｓｃ１の立ち上がり時刻である時刻ｔ２より後の時刻となるように、また、第１比較信号Ｓｃ１の立ち下がり時刻である時刻ｔ４より前の時刻となるように調整されている。なお、時刻ｔ３を調整する場合に参照される時刻ｔ４は、対象となり得る調整信号Ｓｒ１のうち最小の波高値が観察される場合の第１比較信号Ｓｃ１の立下り時刻である。
　図１０（ｄ）は、論理演算回路１６０の出力信号である検出信号Ｓｏｕｔの波形を表す。図１０（ａ）～（ｃ）と同様に、横軸は経過時間を示し、縦軸は、信号レベル（Ｈｉｇｈ＝１、Ｌｏｗ＝０）を示す。
　上述のように、本実施形態における論理演算回路１６０はＯＲ論理ゲートであるので、ある時刻ｔにおいて、第１比較信号Ｓｃ１、第２比較信号Ｓｃ２、延長信号Ｓｐ２のいずれかがＨｉｇｈであれば、検出信号ＳｏｕｔもＨｉｇｈである。一方、第１比較信号Ｓｃ１、第２比較信号Ｓｃ２、延長信号Ｓｐ２のいずれもＬｏｗであれば、検出信号ＳｏｕｔはＬｏｗである。
　検出信号Ｓｏｕｔは、ほぼ時刻ｔ０にＬｏｗからＨｉｇｈへ変化し、そのままＨｉｇｈの状態が時刻ｔ４まで継続された波形となる。すなわち、論理演算回路１６０は、時刻ｔ０に開始し、時刻ｔ０から時刻ｔ４までの時間幅Ｔｗを有するパルス信号を出力する。
　波形整形回路１２０の出力信号である調整信号Ｓｒ１は、上述のように、信号発生時点から設定された閾値Ｖｔｈに到達するまでの時間が波高値によらずほぼ一定（＝ｔ０～ｔ２）となるように調整されている。したがって、第１比較信号Ｓｃ１の時間幅が、調整信号Ｓｒ１の波高値に比例するのであれば、検出信号Ｓｏｕｔの時間幅Ｔｗも、調整信号Ｓｒ１の波高値に比例する。
　図１１は、調整信号Ｓｒ１の波高値ｈと検出信号Ｓｏｕｔの時間幅Ｔｗの相関を示すグラフである。横軸は波高値を示し、縦軸は時間幅を示す。図示するように、検出信号Ｓｏｕｔの時間幅Ｔｗは、調整信号Ｓｒ１の波高値に比例する。なお、図中の波高値ｈａ、ｈｂ、ｈｃは、図６で示した信号Ｓ’ｒａ、Ｓ’ｒｂ、Ｓ’ｒｃの３つの例におけるそれぞれの波高値であり、時間幅Ｔｗａ、Ｔｗｂ、Ｔｗｃは、それぞれに対応する検出信号Ｓｏｕｔの時間幅である。
　検出回路１００が出力する検出信号Ｓｏｕｔを、例えば一定の周期で入力されるクロック信号に従ってカウンターでカウントすれば、時間幅Ｔｗを数値データに変換できる。さらに、変換された数値データを、図１１に示す線形性を利用して波高値ｈに直ちに換算することができる。
　上述のように、調整信号Ｓｒ１の波高値ｈは、センサー信号Ｓｉｎの信号量ｑに比例する。したがって、換算された波高値ｈは、入力されたセンサー信号Ｓｉｎの信号量ｑに変換することができる。このような検出回路１００とその周辺のデジタル処理装置は、ＡＤＣを実装する必要がないので、比較的シンプルかつ小規模に実現し得る。すなわち、装置全体を安価に構成することができると共に、単位時間当たりに処理できるセンサー信号数を増やすことができる。
　以上のように、検出回路１００が出力する検出信号Ｓｏｕｔの時間幅Ｔｗは、波形整形回路１２０で調整された時間幅ｔ’ｗに準ずるので、波高値ｈに対して良好な線形性を示し、ひいてはセンサー信号Ｓｉｎの信号量ｑに対して良好な線形性を示す。また、検出回路１００が出力する検出信号Ｓｏｕｔの立ち上がり時刻は、第２比較信号Ｓｃ２の立ち上がり時刻であるので、タイムウォークの影響をほとんど受けることなく、センサー信号Ｓｉｎの発生タイミングに極めて近い。すなわち、検出回路１００が出力する検出信号Ｓｏｕｔを処理する後段の処理装置は、センサー信号の発生タイミングと信号量を高い精度で解析することができる。このような検出回路１００は、センサー信号として短時間幅電流パルス信号を出力する、例えばがん診断に使用されているＰｏｓｉｔｒｏｎ　Ｅｍｉｓｓｉｏｎ　Ｔｏｍｏｇｒａｐｈｙ（ＰＥＴ）、Ｔｉｍｅ－ｏｆ－Ｆｌｉｇｈｔ　ＰＥＴ、フォトンカウンティングＣＴ等の装置に信号処理回路として組み込まれる場合に、利用価値が高い。また、短時間幅電流パルス信号を出力するセンサーに限らず、単調増加した後に単調減少するような、波高値と時間幅に相関性を有する信号を出力するセンサーの信号処理回路として利用することも可能である。
　以上説明した本実施形態に係る検出回路１００は、ワンショット回路１５０を備えている。ワンショット回路１５０は、上述のように、第２比較信号Ｓｃ２の信号終了時点を延長させた延長信号Ｓｐ２を生成する。もし、ワンショット回路１５０を備えないとすれば、図１０に示すようにｔ２がｔ１よりも遅い時刻である場合には、検出信号Ｓｏｕｔにおいてｔ１からｔ２までの期間がＬｏｗレベルとなってしまう。このような断絶を防ぐために、ワンショット回路１５０によってｔ２よりも遅い時刻であるｔ３まで遅延させた長信号Ｓｐ２を生成し、論理演算回路１６０へ入力させている。
　しかし、波形整形回路１２０または電流コンパレータ１４０を調整することによって、ｔ２をｔ１よりも常に早い時刻にすることができるなら、ワンショット回路１５０を省くことができる。この場合、論理演算回路１６０のゲートに入力される信号は、第１比較信号Ｓｃ１と第２比較信号Ｓｃ２の２信号となる。
　上述のように、検出回路１００の論理演算回路１６０は、第１比較信号Ｓｃ１、第２比較信号Ｓｃ２、延長信号Ｓｐ２の３つの信号のＯＲ論理ゲートである。延長信号Ｓｐ２加えて第２比較信号Ｓｃ２も入力対象とするのは、ワンショット回路１５０の構成によっては、延長信号Ｓｐ２の立ち上がりが第２比較信号Ｓｃ２の立ち上がりに対して遅延する場合があるからである。しかし、当該遅延が無視し得る程度であると評価されるのであれば、論理演算回路１６０は、第１比較信号Ｓｃ１と延長信号Ｓｐ２の２信号を入力するＯＲ論理ゲートとしてもよい。
　また、以上説明した論理演算回路１６０は、ＯＲ論理ゲートを用いたが、第１比較信号Ｓｃ１、第２比較信号Ｓｃ２、延長信号Ｓｐ２のそれぞれにおいて、信号有りの期間をＨｉｇｈレベルとするかＬｏｗレベルとするかに応じて用いる論理ゲートを選択すればよい。もちろんいくつかの論理ゲートを組み合わせて検出信号Ｓｏｕｔを生成するように構成してもよい。
　ここで、従来のＴｏＴ検出回路における検出結果と、本実施形態に係る検出回路１００の一実施例における検出結果を比較する。図１２は、従来のＴｏＴ検出回路における検出結果の例である。ここでは、横軸を波高値と比例関係にある信号量としてエネルギー（ｋｅＶ）で表し、縦軸を図１１と同じく時間幅（ｎｓ）で表す。図において、５９．６ｋｅＶのプロットは、２４１Ａｍの測定結果であり、８１ｋｅＶ、３０４ｋｅＶ、３５６ｋｅＶのプロットは、１３３Ｂａの測定結果であり、１２２ｋｅＶのプロットは、５７Ｃｏの測定結果であり、６０４．７ｋｅＶ、７９５．９ｋｅＶのプロットは、１３４Ｃｓの測定結果であり、５５１ｋｅＶ、１２７５ｋｅＶのプロットは、２２Ｎａの測定結果である。図示するように、得られた測定結果は上凸の曲線を描き、エネルギー（∝波高値）と時間幅の線形性は芳しくない。
　図１３は、本実施形態に係る検出回路１００の一実施例における検出結果の例である。図１２と同様に、横軸をエネルギー（ｋｅＶ）で表し、縦軸を時間幅（ｎｓ）で表す。図において、２２ｋｅＶのプロットは、１００Ｃｄの測定結果であり、５９．６ｋｅＶのプロットは、２４１Ａｍの測定結果であり、３０．９ｋｅＶ、８１ｋｅＶ、３５６ｋｅＶのプロットは、１３３Ｂａの測定結果であり、１２２ｋｅＶのプロットは、５７Ｃｏの測定結果であり、６６２ｋｅＶのプロットは、１３７Ｃｓの測定結果であり５５１ｋｅＶのプロットは、２２Ｎａの測定結果である。図示するように、得られた測定結果はほぼ直線を描き、エネルギー（∝波高値）と時間幅の良好な線形性が得られている。
１００…検出回路、１１０…カレントミラー回路、１２０…波形整形回路、１２１…スルーレート制限抵抗回路、１２２…変更部、１３０…電圧コンパレータ、１４０…電流コンパレータ、１５０…ワンショット回路、１５１…時間調整部、１６０…論理演算回路

Claims (5)

  1. 　入力されたセンサー信号をコピーして第１入力信号と第２入力信号を並列して出力するカレントミラー回路と、
    　前記第１入力信号を入力すると経過時間に対する電圧変動を設定された基準変動に沿うように調整して調整信号を出力する波形整形回路と、
    　前記調整信号の電圧値と基準電圧値を比較して第１比較信号を出力する電圧コンパレータと、
    　前記第２入力信号の電流値と基準電流値を比較して第２比較信号を出力する電流コンパレータと、
    　前記第１比較信号と前記第２比較信号に対して論理演算を行って、前記第２比較信号の開始時点から前記第１比較信号の終了時点まで継続する検出信号を出力する論理演算回路と
    を備える検出回路。
  2. 　入力された前記第２比較信号の信号継続時間を延長させた延長信号を生成して出力するワンショット回路を備え、
    　前記論理演算回路は、少なくとも前記第１比較信号および前記延長信号に対して論理演算を行って前記検出信号を出力する請求項１に記載の検出回路。
  3. 　前記ワンショット回路は、前記信号継続時間の延長時間を調整する時間調整部を有する請求項２に記載の検出回路。
  4. 　前記波形整形回路は、前記基準変動を変更する変更部を有する請求項１から３のいずれか１項に記載の検出回路。
  5. 　前記カレントミラー回路は、前記センサー信号に対する前記第１入力信号の電流比が、１より小さく、かつ、前記センサー信号に対する前記第２入力信号の電流比よりも小さく設定されている請求項１から４のいずれか１項に記載の検出回路。
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