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WO2021095301A1 - アンテナモジュールおよびそれを搭載した通信装置 - Google Patents

アンテナモジュールおよびそれを搭載した通信装置 Download PDF

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Publication number
WO2021095301A1
WO2021095301A1 PCT/JP2020/027594 JP2020027594W WO2021095301A1 WO 2021095301 A1 WO2021095301 A1 WO 2021095301A1 JP 2020027594 W JP2020027594 W JP 2020027594W WO 2021095301 A1 WO2021095301 A1 WO 2021095301A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
resonator
radiating element
antenna module
coupling
filter device
Prior art date
Application number
PCT/JP2020/027594
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
昌敬 大平
薫 須藤
田口　義規
Original Assignee
国立大学法人埼玉大学
株式会社村田製作所
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 国立大学法人埼玉大学, 株式会社村田製作所 filed Critical 国立大学法人埼玉大学
Priority to JP2021555904A priority Critical patent/JP7209314B2/ja
Priority to CN202080078704.4A priority patent/CN114730992B/zh
Publication of WO2021095301A1 publication Critical patent/WO2021095301A1/ja
Priority to US17/741,447 priority patent/US11955737B2/en

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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q9/00—Electrically-short antennas having dimensions not more than twice the operating wavelength and consisting of conductive active radiating elements
    • H01Q9/04—Resonant antennas
    • H01Q9/0485—Dielectric resonator antennas
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q1/00—Details of, or arrangements associated with, antennas
    • H01Q1/12—Supports; Mounting means
    • H01Q1/22—Supports; Mounting means by structural association with other equipment or articles
    • H01Q1/2283—Supports; Mounting means by structural association with other equipment or articles mounted in or on the surface of a semiconductor substrate as a chip-type antenna or integrated with other components into an IC package
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
    • H01P1/201—Filters for transverse electromagnetic waves
    • H01P1/203—Strip line filters
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q15/00—Devices for reflection, refraction, diffraction or polarisation of waves radiated from an antenna, e.g. quasi-optical devices
    • H01Q15/24—Polarising devices; Polarisation filters 
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q19/00—Combinations of primary active antenna elements and units with secondary devices, e.g. with quasi-optical devices, for giving the antenna a desired directional characteristic
    • H01Q19/10—Combinations of primary active antenna elements and units with secondary devices, e.g. with quasi-optical devices, for giving the antenna a desired directional characteristic using reflecting surfaces
    • H01Q19/12—Combinations of primary active antenna elements and units with secondary devices, e.g. with quasi-optical devices, for giving the antenna a desired directional characteristic using reflecting surfaces wherein the surfaces are concave
    • H01Q19/13—Combinations of primary active antenna elements and units with secondary devices, e.g. with quasi-optical devices, for giving the antenna a desired directional characteristic using reflecting surfaces wherein the surfaces are concave the primary radiating source being a single radiating element, e.g. a dipole, a slot, a waveguide termination
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q9/00—Electrically-short antennas having dimensions not more than twice the operating wavelength and consisting of conductive active radiating elements
    • H01Q9/04—Resonant antennas
    • H01Q9/0407—Substantially flat resonant element parallel to ground plane, e.g. patch antenna
    • H01Q9/045—Substantially flat resonant element parallel to ground plane, e.g. patch antenna with particular feeding means
    • H01Q9/0457—Substantially flat resonant element parallel to ground plane, e.g. patch antenna with particular feeding means electromagnetically coupled to the feed line

Definitions

  • the present disclosure relates to an antenna module and a communication device equipped with the antenna module, and more specifically, to a structure for miniaturizing an antenna module having a built-in filter.
  • Patent Document 1 discloses a filter circuit formed by four resonant elements.
  • Patent Document 1 Japanese Patent Application Laid-Open No. 2007-318271 (Patent Document 1), by arranging a coupling element for controlling an uncontrolled jump coupling existing between two resonant elements of a filter circuit, the two resonant elements are separated from each other. A configuration is disclosed in which the amount of coupling is reduced and the filter characteristics are improved.
  • the characteristics of the radiating element and the characteristics of the filter may be adjusted individually.
  • the characteristics of the antenna as a whole may not always be the desired characteristics when they are combined.
  • the present disclosure has been made to solve the above problems, and an object thereof is to realize miniaturization of an antenna module having a built-in filter device and improvement of antenna characteristics.
  • An antenna module includes a radiation element and a filter device composed of a plurality of resonators.
  • the plurality of resonators include a first resonator and a second resonator arranged in the final stage.
  • Each of the first resonator and the second resonator is electrically coupled to the radiating element.
  • the degree of coupling between the first resonator and the radiating element is weaker than the degree of coupling between the second resonator and the radiating element.
  • An antenna module includes a radiating element and a filter device composed of a plurality of resonators.
  • the plurality of resonators include a first resonator and a second resonator arranged in the final stage.
  • the first resonator is electromagnetically coupled to the radiating element via a via in a non-contact manner.
  • the second resonator is directly connected to the radiating element by a via.
  • An antenna module includes a radiation element, a filter device composed of a plurality of resonators, and a ground electrode.
  • the ground electrode is arranged between the radiating element and the filter device so as to face the radiating element.
  • the plurality of resonators include a first resonator and a second resonator arranged in the final stage. Each of the first resonator and the second resonator is electromagnetically coupled to the radiating element through a slot formed in the ground electrode in a non-contact manner. The size of the slot for the first resonator is smaller than the size of the slot for the second resonator.
  • the antenna module of the present disclosure in a filter device composed of a plurality of resonators, in addition to the final stage resonator (second resonator) coupled to the radiating element, another resonator (first resonator) is used.
  • second resonator final stage resonator
  • first resonator another resonator
  • FIG. 5 is a block diagram of a communication device to which an antenna module according to the first embodiment is applied. It is a side perspective view of the antenna module of FIG. It is a perspective view of the antenna module of FIG. It is a figure for demonstrating the structure of the antenna module of the comparative example. It is a figure for demonstrating the antenna characteristic in the comparative example. It is a figure for demonstrating the antenna characteristic in Embodiment 1.
  • FIG. It is a figure for demonstrating the antenna module of the modification. It is a side perspective view of the antenna module according to Embodiment 2. It is a side perspective view of the antenna module of the 1st example according to Embodiment 3.
  • FIG. It is a side perspective view of the antenna module of the 2nd example according to Embodiment 3.
  • FIG. 1 is an example of a block diagram of a communication device 10 to which the antenna module 100 according to the first embodiment is applied.
  • the communication device 10 is, for example, a mobile terminal such as a mobile phone, a smartphone or a tablet, a personal computer having a communication function, or the like.
  • An example of the frequency band of the radio wave used for the antenna module 100 according to the present embodiment is a radio wave in the millimeter wave band having a center frequency of, for example, 28 GHz, 39 GHz, 60 GHz, etc., but radio waves in frequency bands other than the above are also available. Applicable. In the following example, a case where the bandwidth having 28 GHz as the center frequency is set as the pass band (27 to 29 GHz) will be described as an example.
  • the communication device 10 includes an antenna module 100 and a BBIC 200 constituting a baseband signal processing circuit.
  • the antenna module 100 includes an RFIC 110, which is an example of a power feeding circuit, an antenna device 120, and a filter device 105.
  • the communication device 10 up-converts the signal transmitted from the BBIC 200 to the antenna module 100 into a high-frequency signal by the RFIC 110, and radiates it from the antenna device 120 via the filter device 105. Further, the communication device 10 transmits the high frequency signal received by the antenna device 120 to the RFIC 110 via the filter device 105, down-converts the signal, and processes the signal by the BBIC 200.
  • FIG. 1 shows an example in which the antenna device 120 is formed by a plurality of radiating elements 121 arranged in a two-dimensional array, but the plurality of radiating elements 121 are arranged in a single dimension. It may be an array.
  • the radiating element 121 is a patch antenna having a substantially square flat plate shape.
  • the RFIC 110 includes switches 111A to 111D, 113A to 113D, 117, power amplifiers 112AT to 112DT, low noise amplifiers 112AR to 112DR, attenuators 114A to 114D, phase shifters 115A to 115D, and signal synthesizer / demultiplexer. It includes 116, a mixer 118, and an amplifier circuit 119.
  • the switches 111A to 111D and 113A to 113D are switched to the power amplifiers 112AT to 112DT side, and the switch 117 is connected to the transmitting side amplifier of the amplifier circuit 119.
  • the switches 111A to 111D and 113A to 113D are switched to the low noise amplifiers 112AR to 112DR side, and the switch 117 is connected to the receiving side amplifier of the amplifier circuit 119.
  • the signal transmitted from the BBIC 200 is amplified by the amplifier circuit 119 and up-converted by the mixer 118.
  • the transmitted signal which is an up-converted high-frequency signal, is demultiplexed by the signal synthesizer / demultiplexer 116, passes through four signal paths, and is fed to different radiation elements 121.
  • the directivity of the antenna device 120 can be adjusted by individually adjusting the degree of phase shift of the phase shifters 115A to 115D arranged in each signal path.
  • the received signal which is a high-frequency signal received by each radiating element 121, passes through four different signal paths and is combined by the signal synthesizer / demultiplexer 116.
  • the combined received signal is down-converted by the mixer 118, amplified by the amplifier circuit 119, and transmitted to the BBIC 200.
  • the filter device 105 includes filters 105A to 105D.
  • the filters 105A to 105D are connected to the switches 111A to 111D in the RFIC 110, respectively.
  • the filters 105A to 105D have a function of attenuating signals in a specific frequency band.
  • the filters 105A to 105D may be a bandpass filter, a highpass filter, a lowpass filter, or a combination thereof.
  • the high frequency signal from the RFIC 110 passes through the filters 105A to 105D and is supplied to the corresponding radiating element 121.
  • the filter device 105 and the antenna device 120 are shown separately in FIG. 1, in the present disclosure, the filter device 105 is formed inside the antenna device 120, as will be described later.
  • the RFIC 110 is formed as, for example, a one-chip integrated circuit component including the above circuit configuration.
  • the equipment (switch, power amplifier, low noise amplifier, attenuator, phase shifter) corresponding to each radiating element 121 in the RFIC 110 may be formed as an integrated circuit component of one chip for each corresponding radiating element 121. ..
  • FIG. 2 is a side perspective view of the antenna module 100
  • FIG. 3 is a perspective view of the antenna module.
  • the dielectric substrate 130 and the RFIC 110 are omitted for the sake of simplicity.
  • the antenna module 100 has one radiation element 121 as an example, but as described in FIG. 1, the antenna module 100 has a plurality of radiation elements arranged in a one-dimensional arrangement or two. It may be a dimensionally arranged array antenna.
  • the antenna module 100 includes a dielectric substrate 130, power feeding wirings 140 to 142, a filter device 105, and a ground electrode GND in addition to the radiation element 121 and the RFIC 110.
  • the normal direction (radiation direction of radio waves) of the dielectric substrate 130 is defined as the Z-axis direction
  • the plane perpendicular to the Z-axis direction is defined by the X-axis and the Y-axis.
  • the positive direction of the Z axis may be referred to as an upper side
  • the negative direction may be referred to as a lower side.
  • the dielectric substrate 130 includes, for example, a low temperature co-fired ceramics (LCC) multilayer substrate, a multilayer resin substrate formed by laminating a plurality of resin layers made of a resin such as epoxy or polyimide.
  • the dielectric substrate 130 does not necessarily have to have a multi-layer structure, and may be a single-layer substrate.
  • the dielectric substrate 130 has a substantially rectangular shape, and the radiating element 121 is arranged on the upper surface 131 (the surface in the positive direction of the Z axis) or the inner layer thereof.
  • a flat plate-shaped ground electrode GND is arranged on the lower surface 132 (the surface in the negative direction of the Z axis) side of the radiating element 121 so as to face the radiating element 121.
  • the RFIC 110 is mounted on the lower surface 132 of the dielectric substrate 130 via the solder bumps 160.
  • the RFIC 110 may be connected to the dielectric substrate 130 by using a multi-pole connector instead of the solder connection.
  • the RFIC 110 is connected to the filter device 105 by the power supply wiring 140.
  • the filter device 105 is a so-called resonant line type filter, and includes three line-shaped resonators 1051, 1052, and 1053.
  • Each of the resonators 1051, 1052, and 1053 is formed of a substantially C-shaped flat plate electrode as shown in FIG. Assuming that the wavelength of the high-frequency signal supplied from the RFIC 110 to the radiating element 121 is ⁇ , each of the resonators 1051, 1052, and 1053 has an electric length of ⁇ / 2, and is arranged so as to be electromagnetically coupled to each other. There is.
  • Resonators 1051, 1052, 1053 are spaced apart in the same layer of the dielectric substrate 130, for example, as shown in FIG. More specifically, the resonator 1051 and the resonator 1053 are arranged so that the C-shaped recesses face each other.
  • the resonator 1052 is arranged so as to face the end portion (first end portion) of the resonator 1051 and the resonator 1053.
  • the resonators do not necessarily have to be arranged in the same layer as long as they can be electromagnetically coupled to each other.
  • the resonator 1052 may be arranged in a layer different from that of the resonator 1051 and the resonator 1053.
  • the power supply wiring 140 is connected to the second end portion opposite to the first end portion facing the resonator 1052.
  • the power feeding wiring 140 is connected to the resonator 1051 from the RFIC 110 through the ground electrode GND.
  • a power feeding wiring 141 formed of vias is connected to the second end portion opposite to the first end portion facing the resonator 1052.
  • the power feeding wiring 141 is connected to the feeding point SP1 of the radiating element 121.
  • the high-frequency signal supplied from the RFIC 110 to the resonator 1051 by the feed wiring 140 is supplied to the feed point SP1 of the radiation element 121 via the resonator 1051, the resonator 1052, the resonator 1053 and the feed wiring 141.
  • the resonators 1051, 1052, 1053 have the same electrical length and vibrate at the same resonance frequency. Therefore, the high-frequency signal passes through the resonator 1051, the resonator 1052, and the resonator 1053, so that a signal in a desired frequency band can be supplied to the radiating element 121.
  • the feeding point SP1 is arranged at a position offset in the positive direction of the X-axis from the center of the radiating element 121 in the radiating element 121. Therefore, when the high frequency signal is supplied to the feeding point SP1, the radio wave with the X-axis direction as the polarization direction is emitted from the radiating element 121.
  • An electrode 170 formed at the end of the feeding wiring 142 formed of vias faces the second end of the resonator 1051.
  • the power feeding wiring 142 is connected to the feeding point SP2 of the radiating element 121. That is, the resonator 1051 is different from the path (main path) that is coupled to the radiating element 121 via the resonator 1052 and the resonator 1053, and the radiating element 121 is directly coupled to the radiating element 121 by so-called "jump coupling". Is combined with. "Jump coupling” is a coupling between non-adjacent resonators.
  • the jump coupling has a weaker degree of electrical coupling between the resonator 1053 and the radiating element 121 than the direct connection by vias between the resonator 1053 and the radiating element 121.
  • the resonator 1051 and the feeding wiring 142 are electromagnetically coupled in a non-contact manner, and the radiating element 121 and the feeding wiring 142 are directly connected at the feeding point SP2.
  • the resonator 1051 and the feeding wiring 142 may be directly connected, and the radiation element 121 and the feeding wiring 142 may be electromagnetically coupled in a non-contact manner.
  • the structure may be such that the radiation element 121 and the feeding wiring 142 and the resonator 1051 and the feeding wiring 142 are both non-contact electromagnetically coupled via the feeding wiring 142.
  • the resonator 1051 and the resonator 1051 can be weaker than the degree of coupling between the resonator 1053 and the radiating element 121.
  • the feeding point SP1 is arranged at a position closer to the peripheral edge of the radiating element 121 than the feeding point SP2 on the straight line connecting the center of the radiating element 121 and the feeding point SP1 as shown in FIGS. 2 and 3.
  • the degree of electrical coupling between the resonator 1051 and the radiating element 121 is weaker than the degree of electrical coupling between the resonator 1053 and the radiating element 121.
  • the reason for this is that the electric field generated from the radiating element 121 and the current flowing on the radiating element 121 are smaller when the radiating element 121 is closer to the central portion than the peripheral portion.
  • the filter device 105 is a three-stage resonance line type filter having three resonators 1051 to 1053, but the radiator 121 is used as a "jump coupling" as described above to provide a resonator and a radiator other than the final stage.
  • the radiating element 121 can be used as a fourth-stage resonator. That is, the three resonators 1051 to 1053 of the filter device 105 and the radiating element 121 function as a four-stage resonance line type filter.
  • the attenuation pole can be increased by increasing the number of stages of the resonator, so that the steepness of attenuation at the end of the pass band can be increased.
  • the number of stages of the resonator is increased, the path through which the high frequency signal passes becomes long, so that the loss becomes rather large.
  • the radiating element 121 can be used as a resonator of the filter. Therefore, a filter having a three-stage resonator is used to form a four-stage resonator. It is possible to realize a damping characteristic substantially equivalent to that of the filter having the filter. Further, since the number of stages of the resonator can be reduced, the loss when a high frequency signal passes can be reduced.
  • the resonator 1051 corresponds to the "first resonator” in the present disclosure
  • the resonator 1053 corresponds to the "second resonator” in the present disclosure.
  • FIG. 4 is a diagram for explaining the configuration of the antenna module 100 # of the comparative example.
  • the antenna module 100 # has a configuration in which the radiating element 121 is connected to the four-stage resonance line type filter device 106 including the four resonators 1061 to 1064.
  • Each of the resonators 1061 to 1064 is formed as a substantially rectangular electrode having an electric length of ⁇ / 2.
  • a power supply wiring 140 is connected to one end of the first-stage resonator 1061, and a high-frequency signal from the RFIC 110 is supplied through the power supply wiring 140.
  • the other end of the resonator 1061 faces one end of the fourth stage (final stage) resonator 1064.
  • the resonator 1061 and the resonator 1064 are arranged so that the extending directions are the same.
  • the other end of the resonator 1064 is connected to the radiating element 121 via the feeding wire 143.
  • One end of the second-stage resonator 1062 is arranged so as to face the side surface of the resonator 1061 on the other end side.
  • the third-stage resonator 1063 is arranged so as to face the side surface on one end side of the resonator 1064.
  • the resonator 1062 and the resonator 1063 extend in a direction orthogonal to the extending direction of the resonator 1061 and the resonator 1064, and are arranged so that their side surfaces face each other.
  • the filter device 106 functions as a four-stage resonance line type filter.
  • the filter device 106 and the antenna are generally designed so that their individual characteristics are optimized. In this case, when the filter device 106 and the antenna are combined, the antenna module as a whole is not always optimal.
  • FIG. 5 is a diagram for explaining the antenna characteristics of the antenna module 100 # of the comparative example.
  • the upper part of FIG. 5 schematically shows the configuration of a single filter, the configuration of a single antenna, and the configuration of a combination of a filter and an antenna. Further, the lower part of FIG. 5 shows the simulation results of the characteristics (reflection loss, insertion loss, gain) in each configuration.
  • each resonator 1061 to 1064 and the radiating element 121 are described as numbered nodes. Specifically, the resonators 1061 to 1064 correspond to "node 1" to “node 4", respectively, and the radiating element 121 corresponds to "node 5". Further, the output (OUT) of the radiating element 121 corresponds to a free space.
  • the solid line LN10 in the graph of the characteristics of the filter device 106 shows the reflection loss
  • the broken line LN11 shows the insertion loss
  • the solid lines LN20 and LN30 show the reflection loss
  • the broken lines LN21 and LN31 show the antenna gain.
  • the reflection loss in the target pass band (27 to 29 GHz) is smaller than the design specification of 20 dB (solid line LN10), and the insertion loss in the pass band is almost 0 dB. (Dashed line LN11). That is, the filter device 106 is optimally designed in the target pass band. Further, the radiating element 121 is adjusted so that the reflection loss becomes the minimum (solid line LN20) and the antenna gain becomes the maximum (broken line LN21) at the center frequency of 28 GHz.
  • the filter device 106 adjusted in this way and the radiating element 121 are combined, the antenna gain is maximized in the target pass band (broken line LN31), but the reflection loss is larger than 20 dB. It has become.
  • the portion of the resonator 1064 (node 4) in the comparative example corresponds to the radiating element 121.
  • the antenna module 100 of the first embodiment since it functions as a filter in a configuration including the radiating element 121, as a result, the characteristics are adjusted in consideration of both the filter and the antenna at the time of designing.
  • the antenna gain is about the same as that of the comparative example of FIG. 5 in the target pass band, and the reflection loss is further reduced from 20 dB. You can see that it is getting smaller.
  • the steepness of the attenuation at the end of the pass band the steepness of the same degree as in the case of the comparative example can be realized.
  • the radiating element function as a resonator of the filter and adjusting the characteristics integrally in consideration of both the filter and the antenna, even a filter having a smaller number of stages of the resonator is attenuated.
  • the steepness of attenuation can be increased by adding poles.
  • the overall size of the antenna module can be reduced and the loss due to the passage of the resonators can be reduced.
  • the number of stages of the resonance line type filter is four stages. It may be the above. That is, compared with the case where the (n + 1) stage filter is used by combining the resonance line type filter of the n stage type (n is an integer of 3 or more) and the radiating element to function as the (n + 1) stage type filter. It is possible to realize the same damping characteristics as the (n + 1) stage filter while reducing the size and loss.
  • the first-stage resonator and the radiating element are jump-coupled to each other, but other resonators other than the first-stage resonator (in the case of a three-stage filter, the second-stage one).
  • the resonator) and the radiating element may be jumped and coupled.
  • the coupling between the resonators and the coupling between the resonator and the radiating element may be "magnetic field coupling” or "electric field coupling”. Therefore, even if the external configuration is the same, the filter characteristics may differ depending on whether the coupling is a magnetic field coupling or an electric field coupling, that is, a difference in the coupling topology.
  • FIG. 7 in addition to the configuration of the antenna module 100 of the first embodiment, the configurations of the antenna module 100A (modification example 1), the antenna module 100B modification 2), and the antenna module 100C (modification 3) are shown. ing.
  • the coupling between the nodes is represented by a solid line arrow and a broken line arrow, the solid line arrow indicates “magnetic field coupling", and the broken line arrow indicates "electric field coupling".
  • the sign of the coupling coefficient of the electric field coupling is opposite to the sign of the coupling coefficient of the magnetic field coupling, in the present disclosure, the sign of the coupling coefficient of the magnetic field coupling is also referred to as "positive coupling” as positive (+), and the coupling of the electric field coupling.
  • the sign of the coefficient is negative (-) and it is also called “negative coupling”.
  • the jump coupling portion that is, the resonator 1051 and the radiating element 121 are negatively coupled, and the coupling along the main path is a positive coupling.
  • the coupling between the resonator 1052 and the resonator 1053 is a negative coupling, and the other couplings are positive couplings.
  • the coupling between the resonator 1052 and the resonator 1053 is a positive coupling, and the other couplings are negative couplings.
  • the jump coupling portion is a positive coupling, and the other couplings are negative couplings.
  • the sign obtained by multiplying the sign of the coupling coefficient in the main path from the resonator 1051 to the resonator 1053 to the radiating element 121 is the code. It is different from the sign of the coupling coefficient of the coupling in the jump coupling part.
  • FIG. 8 is a side perspective view of the antenna module 100D according to the second embodiment.
  • the ground electrode GND2 is arranged in the layer between the radiating element 121 and the filter device 105.
  • the feeding wires 141 and 142 pass through the ground electrode GND2 and are connected to the feeding points SP1 and SP2 of the radiating element 121, respectively.
  • the other configurations are the same as those of the antenna module 100 of the first embodiment, and the description of the overlapping elements will not be repeated.
  • the ground electrode GND2 By arranging the ground electrode GND2 in the layer between the radiating element 121 and the filter device 105 in this way, the ground electrode GND2 functions as a shield, so that each resonator and the radiating element 121 constituting the filter device 105 Unnecessary binding can be suppressed.
  • the distance between the radiating element and the ground electrode affects the frequency bandwidth of the radio waves radiated from the radiating element. Specifically, the larger the distance between the radiating element and the ground electrode, the wider the frequency bandwidth. Therefore, if the ground electrode GND2 is arranged in the layer between the filter device 105 and the radiating element 121 as in the antenna module 100D, the frequency bandwidth may be narrower than that of the antenna module 100. Further, when the distance between the radiating element 121 and the ground electrode GND2 is made equal to the distance between the radiating element 121 and the ground electrode GND in the antenna module 100, the thickness of the entire dielectric substrate 130 becomes thick. On the contrary, it may hinder miniaturization. Therefore, whether to adopt the configuration of the first embodiment or the configuration of the second embodiment takes into consideration the antenna characteristics such as antenna gain, loss, and bandwidth, and the allowable size of the antenna module. Will be decided as appropriate.
  • the distance between the radiating element and the ground electrode becomes narrower.
  • the decrease in frequency bandwidth may be suppressed.
  • the electrical coupling between the filter and the radiating element is not a direct connection between the filter and the radiating element using the feeding wiring (via) as in the first and second embodiments.
  • a case of realizing by using a non-contact electromagnetic field coupling will be described.
  • FIG. 9 is a side perspective view of the antenna module 100E of the first example according to the third embodiment.
  • the antenna module 100E has a configuration in which the power feeding wires 141 and 142 in the antenna module 100 of the first embodiment are removed.
  • the coupling between the radiating element 121 and the resonator of the filter device 105 is performed by a non-contact electromagnetic field coupling.
  • the coupling is performed by non-contact, it is desired to arrange the dielectric substrate 130 so that the center of gravity of the resonator to be coupled overlaps the feeding point when the dielectric substrate 130 is viewed in a plan view.
  • a high frequency signal can be supplied to the feeding point.
  • the degree of coupling between the filter and the radiating element can be adjusted by the position of the feeding point or the distance between the radiating element 121 and the resonator.
  • FIG. 10 is a side perspective view of the antenna module 100F of the second example according to the third embodiment.
  • the antenna module 100F has a configuration in which the feeding wires 141 and 142 have been removed from the antenna module 100E of the second embodiment, and the coupling between the radiating element 121 and the resonator of the filter device 105 is non-contact. It is done by the electromagnetic field coupling of.
  • the ground electrode GND2 prevents the coupling between the radiation element 121 and the resonator of the filter device 105. Therefore, in the ground electrode GND2, openings (slots) 151 and 152 are formed at positions corresponding to the feeding points SP1 and SP2 of the radiating element 121, respectively.
  • the slots 151 and 152 allow the radiating element 121 and the resonator to be coupled at a desired position of the radiating element 121. Further, by adjusting the opening size of the slots 151 and 152, the degree of coupling between the radiating element 121 and the resonator can be adjusted.
  • the radiating element is filtered by using the jump coupling between the radiating element and the resonator of the filter.
  • it is possible to realize a damping characteristic equivalent to that of a filter having a larger number of resonators by using a filter having a smaller number of stages, and to reduce the loss.
  • both the coupling between the resonator 1051 and the radiating element 121 (jump coupling) and the coupling between the resonator 1053 and the radiating element 121 are non-contact.
  • one of them may be coupled by a direct connection by a power feeding wiring (via), and the other may be coupled by a non-contact electromagnetic field coupling.
  • the configuration in which a planar patch antenna is used as the radiating element has been described, but it can also be applied to a linear antenna or a slot antenna as the radiating element.
  • the patch antenna is not limited to a substantially square shape, but may be a polygonal shape, a circular shape, an elliptical shape, or a shape in which a notch is formed in a part thereof.
  • 10 Communication device 100, 100A to 100F antenna module, 105, 106 filter device, 105A to 105D filter, 110 RFIC, 111A to 111D, 113A to 113D, 117 switch, 112AR to 112DR low noise amplifier, 112AT to 112DT power amplifier, 114A ⁇ 114D attenuator, 115A ⁇ 115D phase shifter, 116 signal synthesizer / demultiplexer, 118 mixer, 119 amplifier circuit, 120 antenna device, 121 radiation element, 130 dielectric substrate, 131 upper surface, 132 lower surface, 140 to 143 power supply Wiring, 151,152 slots, 160 solder bumps, 170 electrodes, 1051 to 1053, 1061 to 1064 resonators, 200 BBIC, GND, GND1, GND2 grounding electrodes, SP1, SP2 feeding points.

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Abstract

アンテナモジュール（１００）は、放射素子（１２１）と、複数の共振器（１０５１，１０５２，１０５３）で構成されたフィルタ装置（１０５）とを備える。複数の共振器は、共振器（１０５１）と、最終段に配置された共振器（１０５３）とを含む。共振器（１０５１）および共振器（１０５３）の各々は、放射素子（１２１）と電気的に結合されている。共振器（１０５１）と放射素子（１２１）との間の結合度は、共振器（１０５３）と放射素子（１２１）との間の結合度よりも弱い。

Description

アンテナモジュールおよびそれを搭載した通信装置
　本開示は、アンテナモジュールおよびそれを搭載した通信装置に関し、より特定的には、フィルタを内蔵したアンテナモジュールを小型化するための構造に関する。
　特開２００７－３１８２７１号公報（特許文献１）には、４つの共振素子により形成されたフィルタ回路が開示されている。特開２００７－３１８２７１号公報（特許文献１）においては、フィルタ回路の２つの共振素子間に存在する未制御な飛び越し結合を制御するための結合素子を配置することによって、当該２つの共振素子間の結合量を低減し、フィルタ特性を改善する構成が開示されている。
特開２００７－３１８２７１号公報
　近年では、スマートフォンあるいは携帯電話などの無線通信装置のフロントエンド回路において、アンテナ装置とフィルタとが一体化された構成が提案されている。このような無線通信装置においては、依然として小型化の要求が高く、それに伴ってフロントエンド回路自体の小型化も必要とされている。
　一般的に、フィルタが内蔵されたアンテナ装置においては、放射素子の特性とフィルタの特性とが個別に調整される場合がある。しかしながら、個々の要素を個別に最適化した場合でも、それらを組み合わせたときに必ずしもアンテナ全体としての特性が所望の特性にならない可能性がある。
　本開示は、以上のような課題を解決するためになされたものであって、その目的は、フィルタ装置を内蔵したアンテナモジュールの小型化とアンテナ特性の向上を実現することである。
　本開示のある局面に従うアンテナモジュールは、放射素子と、複数の共振器で構成されたフィルタ装置とを備える。複数の共振器は、第１共振器と、最終段に配置された第２共振器とを含む。第１共振器および第２共振器の各々は、放射素子と電気的に結合されている。第１共振器と放射素子との間の結合度は、第２共振器と放射素子との間の結合度よりも弱い。
　本開示の他の局面に従うアンテナモジュールは、放射素子と、複数の共振器で構成されたフィルタ装置とを備える。複数の共振器は、第１共振器と、最終段に配置された第２共振器とを含む。第１共振器は、放射素子とビアを介して非接触で電磁界結合している。第２共振器は、放射素子とビアにより直接接続されている。
　本開示のさらに他の局面に従うアンテナモジュールは、放射素子と、複数の共振器で構成されたフィルタ装置と、接地電極とを備える。接地電極は、放射素子とフィルタ装置との間に、放射素子に対向して配置される。複数の共振器は、第１共振器と、最終段に配置された第２共振器とを含む。第１共振器および第２共振器の各々は、接地電極に形成されたスロットを介して放射素子と非接触で電磁界結合している。第１共振器に対するスロットのサイズは、第２共振器に対するスロットのサイズよりも小さい。
　本開示のアンテナモジュールにおいては、複数の共振器で構成されたフィルタ装置において、放射素子に結合される最終段の共振器（第２共振器）に加えて、他の共振器（第１共振器）が第２共振器よりも弱い結合度で放射素子と結合した構成を有している。このような構成として、放射素子をフィルタ装置の共振器の一部として利用することによって、フィルタ装置の段数を低減することができる。これによって、アンテナモジュールの小型化とともにアンテナ特性を向上することができる。
実施の形態１に従うアンテナモジュールが適用される通信装置のブロック図である。 図１のアンテナモジュールの側面透視図である。 図１のアンテナモジュールの斜視図である。 比較例のアンテナモジュールの構成を説明するための図である。 比較例におけるアンテナ特性を説明するための図である。 実施の形態１におけるアンテナ特性を説明するための図である。 変形例のアンテナモジュールを説明するための図である。 実施の形態２に従うアンテナモジュールの側面透視図である。 実施の形態３に従う第１例のアンテナモジュールの側面透視図である。 実施の形態３に従う第２例のアンテナモジュールの側面透視図である。
　以下、本開示の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。
　［実施の形態１］
　（通信装置の基本構成）
　図１は、本実施の形態１に係るアンテナモジュール１００が適用される通信装置１０のブロック図の一例である。通信装置１０は、たとえば、携帯電話、スマートフォンあるいはタブレットなどの携帯端末や、通信機能を備えたパーソナルコンピュータなどである。本実施の形態に係るアンテナモジュール１００に用いられる電波の周波数帯域の一例は、たとえば２８ＧＨｚ、３９ＧＨｚおよび６０ＧＨｚなどを中心周波数とするミリ波帯の電波であるが、上記以外の周波数帯域の電波についても適用可能である。なお、以下の例においては、２８ＧＨｚを中心周波数とする帯域幅を通過帯域（２７～２９ＧＨｚ）とする場合を例として説明する。
　図１を参照して、通信装置１０は、アンテナモジュール１００と、ベースバンド信号処理回路を構成するＢＢＩＣ２００とを備える。アンテナモジュール１００は、給電回路の一例であるＲＦＩＣ１１０と、アンテナ装置１２０と、フィルタ装置１０５とを備える。通信装置１０は、ＢＢＩＣ２００からアンテナモジュール１００へ伝達された信号を、ＲＦＩＣ１１０にて高周波信号にアップコンバートし、フィルタ装置１０５を介してアンテナ装置１２０から放射する。また、通信装置１０は、アンテナ装置１２０で受信した高周波信号をフィルタ装置１０５を介してＲＦＩＣ１１０へ送信し、ダウンコンバートしてＢＢＩＣ２００にて信号を処理する。
　図１では、説明を容易にするために、アンテナ装置１２０を構成する複数の放射素子１２１（放射素子）のうち、４つの放射素子１２１に対応する構成のみが示されており、同様の構成を有する他の放射素子１２１に対応する構成については省略されている。なお、図１においては、アンテナ装置１２０が二次元のアレイ状に配置された複数の放射素子１２１で形成される例が示されているが、複数の放射素子１２１が一列に配置された一次元アレイであってもよい。本実施の形態１においては、放射素子１２１は、略正方形の平板形状を有するパッチアンテナである。
　ＲＦＩＣ１１０は、スイッチ１１１Ａ～１１１Ｄ，１１３Ａ～１１３Ｄ，１１７と、パワーアンプ１１２ＡＴ～１１２ＤＴと、ローノイズアンプ１１２ＡＲ～１１２ＤＲと、減衰器１１４Ａ～１１４Ｄと、移相器１１５Ａ～１１５Ｄと、信号合成／分波器１１６と、ミキサ１１８と、増幅回路１１９とを備える。
　高周波信号を送信する場合には、スイッチ１１１Ａ～１１１Ｄ，１１３Ａ～１１３Ｄがパワーアンプ１１２ＡＴ～１１２ＤＴ側へ切換えられるとともに、スイッチ１１７が増幅回路１１９の送信側アンプに接続される。高周波信号を受信する場合には、スイッチ１１１Ａ～１１１Ｄ，１１３Ａ～１１３Ｄがローノイズアンプ１１２ＡＲ～１１２ＤＲ側へ切換えられるとともに、スイッチ１１７が増幅回路１１９の受信側アンプに接続される。
　ＢＢＩＣ２００から伝達された信号は、増幅回路１１９で増幅され、ミキサ１１８でアップコンバートされる。アップコンバートされた高周波信号である送信信号は、信号合成／分波器１１６で４分波され、４つの信号経路を通過して、それぞれ異なる放射素子１２１に給電される。このとき、各信号経路に配置された移相器１１５Ａ～１１５Ｄの移相度が個別に調整されることにより、アンテナ装置１２０の指向性を調整することができる。
　各放射素子１２１で受信された高周波信号である受信信号は、それぞれ、異なる４つの信号経路を経由し、信号合成／分波器１１６で合波される。合波された受信信号は、ミキサ１１８でダウンコンバートされ、増幅回路１１９で増幅されてＢＢＩＣ２００へ伝達される。
　フィルタ装置１０５は、フィルタ１０５Ａ～１０５Ｄを含む。フィルタ１０５Ａ～１０５Ｄは、ＲＦＩＣ１１０におけるスイッチ１１１Ａ～１１１Ｄにそれぞれ接続される。フィルタ１０５Ａ～１０５Ｄは、特定の周波数帯域の信号を減衰させる機能を有する。フィルタ１０５Ａ～１０５Ｄは、バンドパスフィルタ、ハイパスフィルタ、ローパスフィルタ、あるいは、これらの組み合わせであってもよい。ＲＦＩＣ１１０からの高周波信号は、フィルタ１０５Ａ～１０５Ｄを通過して、対応する放射素子１２１に供給される。
　ミリ波帯の高周波信号の場合、伝送線路が長くなると、ノイズ成分が混入しやすくなる傾向にある。そのため、フィルタ装置１０５と放射素子１２１との距離をできるだけ短くすることが好ましい。すなわち、放射素子１２１から高周波信号を放射する直前にフィルタ装置１０５を通過させることによって、放射素子から不要波が放射されることを抑制することができる。また、放射素子１２１における受信直後にフィルタ装置１０５を通過させることによって、受信信号に含まれる不要波を除去することができる。
　なお、図１においては、フィルタ装置１０５とアンテナ装置１２０が個別に記されているが、本開示においては、後述するように、フィルタ装置１０５はアンテナ装置１２０の内部に形成される。
　ＲＦＩＣ１１０は、例えば、上記回路構成を含む１チップの集積回路部品として形成される。あるいは、ＲＦＩＣ１１０における各放射素子１２１に対応する機器（スイッチ、パワーアンプ、ローノイズアンプ、減衰器、移相器）については、対応する放射素子１２１毎に１チップの集積回路部品として形成されてもよい。
　（アンテナモジュールの構成）
　次に、図２および図３を用いて、本実施の形態１におけるアンテナモジュール１００の構成の詳細を説明する。図２はアンテナモジュール１００の側面透視図であり、図３はアンテナモジュールの斜視図である。なお、図３においては、説明を容易にするために、誘電体基板１３０およびＲＦＩＣ１１０が省略されている。
　図２および図３においては、アンテナモジュール１００が、１つの放射素子１２１を有する場合を例として説明するが、図１で説明したように、アンテナモジュール１００は複数の放射素子が一次元配列あるいは二次元配列されたアレイアンテナであってもよい。
　アンテナモジュール１００は、放射素子１２１およびＲＦＩＣ１１０に加えて、誘電体基板１３０と、給電配線１４０～１４２と、フィルタ装置１０５と、接地電極ＧＮＤとを含む。なお、以降の説明において、誘電体基板１３０の法線方向（電波の放射方向）をＺ軸方向とし、Ｚ軸方向に垂直な面をＸ軸およびＹ軸で規定する。また、各図におけるＺ軸の正方向を上方側、負方向を下方側と称する場合がある。
　誘電体基板１３０は、たとえば、低温同時焼成セラミックス（ＬＴＣＣ：Low　Temperature　Co-fired　Ceramics）多層基板、エポキシまたはポリイミドなどの樹脂から構成される樹脂層を複数積層して形成された多層樹脂基板、より低い誘電率を有する液晶ポリマー（Liquid　Crystal　Polymer：ＬＣＰ）から構成される樹脂層を複数積層して形成された多層樹脂基板、フッ素系樹脂から構成される樹脂層を複数積層して形成された多層樹脂基板、あるいは、ＬＴＣＣ以外のセラミックス多層基板である。なお、誘電体基板１３０は必ずしも多層構造でなくてもよく、単層の基板であってもよい。
　誘電体基板１３０は略矩形状を有しており、その上面１３１（Ｚ軸の正方向の面）あるいは内部の層に放射素子１２１が配置されている。誘電体基板１３０において放射素子１２１よりも下面１３２（Ｚ軸の負方向の面）側の層に、放射素子１２１に対向して、平板形状の接地電極ＧＮＤが配置される。誘電体基板１３０の下面１３２には、はんだバンプ１６０を介してＲＦＩＣ１１０が実装されている。なお、ＲＦＩＣ１１０は、はんだ接続に代えて、多極コネクタを用いて誘電体基板１３０に接続されてもよい。
　ＲＦＩＣ１１０は、給電配線１４０によりフィルタ装置１０５に接続されている。フィルタ装置１０５は、いわゆる共振線路型フィルタであり、３つの線路状の共振器１０５１，１０５２，１０５３を含んで構成される。共振器１０５１，１０５２，１０５３の各々は、図３に示されるように略Ｃ字形状の平板電極で形成されている。ＲＦＩＣ１１０から放射素子１２１に供給される高周波信号の波長をλとすると、共振器１０５１，１０５２，１０５３の各々はλ／２の電気長を有しており、互いに電磁界結合するように配置されている。
　共振器１０５１，１０５２，１０５３は、たとえば図３に示されるように、誘電体基板１３０の同じ層において離間して配置されている。より具体的には、共振器１０５１および共振器１０５３は、Ｃ字形状の凹部が対向するように配置されている。そして、共振器１０５１および共振器１０５３の端部（第１端部）に対向するように、共振器１０５２が配置されている。なお、互いに電磁界結合ができれば、各共振器は必ずしも同じ層に配置されていなくてもよい。たとえば、図２に示されるように、共振器１０５２が共振器１０５１および共振器１０５３とは異なる層に配置されるような構成であってもよい。
　共振器１０５１において、共振器１０５２と対向する第１端部と反対の第２端部には、給電配線１４０が接続されている。給電配線１４０は、ＲＦＩＣ１１０から接地電極ＧＮＤを貫通して、共振器１０５１に接続されている。また、共振器１０５３において、共振器１０５２と対向する第１端部と反対の第２端部には、ビアで形成された給電配線１４１が接続されている。給電配線１４１は、放射素子１２１の給電点ＳＰ１に接続されている。
　ＲＦＩＣ１１０から給電配線１４０によって共振器１０５１に供給された高周波信号は、共振器１０５１、共振器１０５２、共振器１０５３および給電配線１４１を経由して、放射素子１２１の給電点ＳＰ１に供給される。上述のように、共振器１０５１，１０５２，１０５３は、互いに同じ電気長を有しており、同じ共振周波数で振動する。そのため、高周波信号が共振器１０５１、共振器１０５２および共振器１０５３を通過することによって、所望の周波数帯域の信号を放射素子１２１に供給することができる。
　給電点ＳＰ１は、放射素子１２１において、放射素子１２１の中心からＸ軸の正方向にオフセットした位置に配置されている。したがって、給電点ＳＰ１に高周波信号が供給されることによって放射素子１２１からはＸ軸方向を偏波方向とする電波が放射される。
　共振器１０５１の第２端部には、ビアで形成された給電配線１４２の端部に形成された電極１７０が対向している。給電配線１４２は放射素子１２１の給電点ＳＰ２に接続されている。すなわち、共振器１０５１は、共振器１０５２および共振器１０５３を経由して放射素子１２１に結合する経路（主経路）とは異なり、放射素子１２１に直接結合する、いわゆる「飛び越し結合」により放射素子１２１と結合している。「飛び越し結合」とは、隣接しない共振器間の結合である。
　共振器１０５１と放射素子１２１との間の「飛び越し結合」においては、共振器１０５１の第２端部と電極１７０とが電磁界結合している。そのため、当該飛び越し結合は、共振器１０５３と放射素子１２１との間のビアによる直接接続に比べると、放射素子１２１との間の電気的な結合度が弱くなる。
　なお、実施の形態１のアンテナモジュール１００においては、共振器１０５１と給電配線１４２とが非接触で電磁界結合し、放射素子１２１と給電配線１４２とが給電点ＳＰ２で直接接続しているが、これとは逆に、共振器１０５１と給電配線１４２とが直接接続され、放射素子１２１と給電配線１４２との間が非接触で電磁界結合される構成であってもよい。あるいは、放射素子１２１と給電配線１４２との間、および、共振器１０５１と給電配線１４２との間が、ともに給電配線１４２を介して非接触で電磁界結合される構成であってもよい。
　また、放射素子１２１と給電配線１４２との間、および、共振器１０５１と給電配線１４２との間が直接接続される構成の場合であっても、給電点ＳＰ２の配置によっては、共振器１０５１と放射素子１２１との間の結合度を、共振器１０５３と放射素子１２１との間の結合度よりも弱くすることができる。図２および図３のように、給電点ＳＰ１を、放射素子１２１の中心と給電点ＳＰ１とを結ぶ直線上において、給電点ＳＰ２よりも放射素子１２１の周縁部に近い位置に配置した場合には、共振器１０５１と放射素子１２１との電気的な結合度は、共振器１０５３と放射素子１２１との電気的な結合度よりも弱くなる。この理由は、放射素子１２１の周縁部よりも中心部に近い方が、放射素子１２１から生じる電界および放射素子１２１上の流れる電流が小さくなるためである。
　フィルタ装置１０５は、３つの共振器１０５１～１０５３を有する３段式の共振線路型フィルタであるが、放射素子１２１を上述のように「飛び越し結合」を用いて最終段以外の共振器と放射素子１２１とを接続することにより、放射素子１２１を４段目の共振器として利用することができる。すなわち、フィルタ装置１０５の３つの共振器１０５１～１０５３および放射素子１２１によって、４段式の共振線路型フィルタとして機能する。
　共振線路型フィルタは、一般的に、共振器の段数を多くすると、減衰極を増加させることができるので、通過帯域の端部における減衰の急峻度を大きくすることができる。しかしながら、共振器の段数が多くなると、高周波信号が通過する経路が長くなるため、かえって損失が大きくなってしまう。
　実施の形態１のアンテナモジュール１００においては、上述のように、放射素子１２１をフィルタの共振器として利用することができるため、３段の共振器を有するフィルタを用いて、４段の共振器を有するフィルタと実質的に同等の減衰特性を実現することが可能となる。さらに、共振器の段数を少なくできるため、高周波信号が通過する際の損失を低減することができる。
　なお、実施の形態１において、共振器１０５１は本開示における「第１共振器」に対応し、共振器１０５３は本開示における「第２共振器」に対応する。
　（アンテナ特性の比較）
　次に、実施の形態１のアンテナモジュール１００のアンテナ特性と、４段式の共振線路型フィルタと放射素子とを組み合わせた比較例のアンテナ特性との比較について説明する。
　図４は比較例のアンテナモジュール１００＃の構成を説明するための図である。アンテナモジュール１００＃は、上述のように、４つの共振器１０６１～１０６４を含む４段式の共振線路型のフィルタ装置１０６に放射素子１２１が接続された構成を有している。共振器１０６１～１０６４の各々は、λ／２の電気長を有する略矩形状の電極として形成されている。
　１段目の共振器１０６１の一方端には、給電配線１４０が接続されており、当該給電配線１４０を通してＲＦＩＣ１１０からの高周波信号が供給される。共振器１０６１の他方端は、４段目（最終段）の共振器１０６４の一方端と対向している。共振器１０６１と共振器１０６４とは、延在方向が同じとなるように配置されている。共振器１０６４の他方端は、給電配線１４３を介して放射素子１２１に接続されている。
　２段目の共振器１０６２の一方端は、共振器１０６１の他方端側の側面に対向するように配置されている。また、３段目の共振器１０６３は、共振器１０６４の一方端側の側面に対向するように配置されている。共振器１０６２および共振器１０６３は、共振器１０６１および共振器１０６４の延在方向とは直交する方向に延在しており、かつ、側面が互いに対向するように配置されている。
　共振器１０６１～１０６４をこのように配置することによって、共振器１０６１、共振器１０６２、共振器１０６３および共振器１０６４の順に経由する経路の結合に加えて、共振器１０６１と共振器１０６４との間の飛び越し結合が生じる。これによって、フィルタ装置１０６は、４段式の共振線路型フィルタとして機能する。
　アンテナモジュール１００＃のように、フィルタ装置１０６とアンテナである放射素子１２１とを単に組み合わせる構成においては、一般的には、フィルタ装置１０６およびアンテナは個々の特性が最適になるように設計される。この場合、フィルタ装置１０６とアンテナとを組み合わせた場合には、必ずしもアンテナモジュール全体として最適になるとは限らない。
　図５は、比較例のアンテナモジュール１００＃のアンテナ特性を説明するための図である。図５の上段には、フィルタ単体の構成、アンテナ単体の構成、およびフィルタとアンテナとを組み合わせた構成が模式的に示されている。また、図５の下段には、各構成における特性（反射損失，挿入損失，ゲイン）のシミュレーション結果が示されている。
　なお、図５の上段の構成において、各共振器１０６１～１０６４および放射素子１２１は、番号が付されたノードとして記載されている。具体的には、共振器１０６１～１０６４がそれぞれ「ノード１」～「ノード４」に対応し、放射素子１２１が「ノード５」に対応する。また、放射素子１２１についての出力（ＯＵＴ）は自由空間に対応する。
　図５の下段において、フィルタ装置１０６の特性のグラフにおける実線ＬＮ１０は反射損失を示しており、破線ＬＮ１１は挿入損失を示している。アンテナ（放射素子１２１）およびアンテナモジュール全体の特性のグラフにおいては、実線ＬＮ２０，ＬＮ３０が反射損失を示しており、破線ＬＮ２１，ＬＮ３１がアンテナゲインを示している。
　フィルタ装置１０６の特性のグラフにおいては、対象の通過帯域（２７～２９ＧＨｚ）における反射損失は設計仕様の２０ｄＢよりも小さくなっており（実線ＬＮ１０）、当該通過帯域での挿入損失はほぼ０ｄＢとなっている（破線ＬＮ１１）。すなわち、フィルタ装置１０６としては、対象の通過帯域において最適設計されている。また、放射素子１２１については、中心周波数の２８ＧＨｚにおいて反射損失が最小となり（実線ＬＮ２０）、かつアンテナゲインが最大となる（破線ＬＮ２１）ように調整されている。
　しかしながら、このように調整されたフィルタ装置１０６と放射素子１２１とを組み合わせた場合には、対象の通過帯域においてアンテナゲインは最大になっているものの（破線ＬＮ３１）、反射損失については２０ｄＢよりも大きくなっている。
　実施の形態１の場合、図６に示されるように、比較例における共振器１０６４（ノード４）の部分が放射素子１２１に対応する。実施の形態１のアンテナモジュール１００においては、放射素子１２１を含めた構成でフィルタとして機能させるため、結果として、設計の際にフィルタおよびアンテナの双方を考慮して特性の調整を行なうことになる。
　図６の下段に示されるように、実施の形態１のアンテナモジュール１００では、対象の通過帯域において、図５の比較例の場合と同程度のアンテナゲインを実現しつつ、さらに反射損失を２０ｄＢより小さくなっていることがわかる。なお、通過帯域の端部における減衰の急峻性についても、比較例の場合と同程度の急峻性を実現できている。
　このように、放射素子をフィルタの共振器として機能させて、フィルタとアンテナの双方を考慮して一体的に特性を調整することによって、より少ない段数の共振器を有するフィルタであっても、減衰極の追加により減衰の急峻性を高めることができる。さらに、全体の共振器の数が減少することによって、アンテナモジュールの全体のサイズを小型化するとともに、共振器の通過に伴う損失を低減させることができる。
　なお、上記の例においては、３段式の共振線路型フィルタと放射素子とを組み合わせて、４段式のフィルタとして機能させる構成の例について説明したが、共振線路型フィルタの段数については４段以上であってもよい。すなわち、ｎ段式（ｎは３以上の整数）の共振線路型フィルタと放射素子とを組み合わせて（ｎ＋１）段式のフィルタとして機能させることによって、（ｎ＋１）段式のフィルタを用いる場合に比べて小型化および低損失化を図りながら、（ｎ＋１）段式のフィルタと同等の減衰特性を実現することが可能となる。
　また、上記の例においては、１段目の共振器と放射素子とが飛び越し結合する構成であったが、１段目以外の他の共振器（３段式のフィルタの場合には２段目の共振器）と放射素子とが飛び越し結合する構成であってもよい。
　（変形例）
　共振器間の結合および共振器と放射素子間の結合には、「磁界結合」の場合と「電界結合」の場合とがある。そのため、外形的に同じ構成であっても、結合が磁界結合であるか電界結合であるか、すなわち結合トポロジの違いによってフィルタの特性は異なり得る。
　逆に、結合トポロジが異なっていても、同様の周波数特性が実現できる場合がある。以下においては、図７を用いて、実施の形態１のアンテナモジュール１００と同じ周波数特性を実現することができる結合トポロジの変形例について説明する。図７においては、実施の形態１のアンテナモジュール１００の構成に加えて、アンテナモジュール１００Ａ（変形例１）、アンテナモジュール１００Ｂ変形例２）、およびアンテナモジュール１００Ｃ（変形例３）の構成が示されている。図７においては、各ノード間の結合が実線矢印と破線矢印で表わされており、実線矢印は「磁界結合」を示しており、破線矢印は「電界結合」を示している。電界結合の結合係数の符号は磁界結合の結合係数の符号と逆であるため、本開示においては、磁界結合の結合係数の符号を正（＋）として「正結合」とも称し、電界結合の結合係数の符号を負（－）として「負結合」とも称する。
　実施の形態１のアンテナモジュール１００においては、飛び越し結合の部分、すなわち共振器１０５１と放射素子１２１との間が負結合とされており、主経路に沿った結合が正結合となっている。
　変形例１のアンテナモジュール１００Ａにおいては、共振器１０５２と共振器１０５３との間の結合が負結合となっており、その他の結合は正結合となっている。変形例２のアンテナモジュール１００Ｂにおいては、共振器１０５２と共振器１０５３との間の結合が正結合となっており、その他の結合は負結合となっている。変形例３のアンテナモジュール１００Ｃにおいては、飛び越し結合の部分が正結合となっており、その他の結合が負結合となっている。
　すなわち、実施の形態１および変形例１～３のいずれの構成においても、共振器１０５１～共振器１０５３を経由して放射素子１２１に至る主経路における結合の結合係数の符号を乗算した符号は、飛び越し結合の部分における結合の結合係数の符号と異なっている。各ノード間の結合がこのようになるように設計することによって、図６で示したような特性を実現することができる。
　［実施の形態２］
　実施の形態１においては、フィルタが放射素子と接地電極との間に配置される構成について説明した。しかしながら、この場合、ビアで形成された給電配線１４１，１４２だけでなく、各共振器を形成する電極自体も放射素子と結合し得る。そうすると、指向性あるいはアンテナゲイン等のアンテナ特性に影響がおよぼされる可能性がある。
　実施の形態２においては、放射素子とフィルタとの間に接地電極を配置することによって、各共振器と放射素子との不要な結合を抑制する構成について説明する。
　図８は、実施の形態２に従うアンテナモジュール１００Ｄの側面透視図である。アンテナモジュール１００Ｄにおいては、誘電体基板１３０の下面１３２側に配置された接地電極ＧＮＤ１に加えて、放射素子１２１とフィルタ装置１０５との間の層に接地電極ＧＮＤ２が配置されている。そして、給電配線１４１，１４２は、接地電極ＧＮＤ２を貫通して、放射素子１２１の給電点ＳＰ１，ＳＰ２にそれぞれ接続されている。それ以外の構成については、実施の形態１のアンテナモジュール１００と同様であり、重複する要素の説明は繰り返さない。
　このように、放射素子１２１とフィルタ装置１０５との間の層に接地電極ＧＮＤ２を配置することによって、接地電極ＧＮＤ２がシールドとして機能するため、フィルタ装置１０５を構成する各共振器と放射素子１２１との不要な結合を抑制することができる。
　一般的に、放射素子と接地電極との間の間隔は、放射素子から放射される電波の周波数帯域幅に影響することが知られている。具体的には、放射素子と接地電極との間の間隔が大きいほど周波数帯域幅は広くなる。そのため、アンテナモジュール１００Ｄのように、フィルタ装置１０５と放射素子１２１との間の層に接地電極ＧＮＤ２を配置すると、アンテナモジュール１００に比べて周波数帯域幅が狭くなるおそれがある。また、放射素子１２１と接地電極ＧＮＤ２との間の間隔を、アンテナモジュール１００における放射素子１２１と接地電極ＧＮＤとの間の間隔と同等にした場合、誘電体基板１３０全体の厚みが厚くなるので、かえって小型化の妨げになるおそれがある。したがって、実施の形態１の構成を採用するか、実施の形態２の構成を採用するかについては、アンテナゲイン，損失，帯域幅などのアンテナ特性と、許容されるアンテナモジュールのサイズとを考慮して適宜決定される。
　なお、実施の形態２のアンテナモジュール１００Ｄの構成を採用する場合に、誘電体基板１３０に誘電率の低い誘電体を用いることによって、放射素子と接地電極との間の間隔が狭くなることに伴う周波数帯域幅の低下を抑制するようにしてもよい。
　［実施の形態３］
　実施の形態３においては、フィルタと放射素子との電気的な結合を、実施の形態１および実施の形態２のようにフィルタと放射素子とを給電配線（ビア）を用いた直接接続ではなく、非接触による電磁界結合を用いて実現する場合について説明する。
　（第１例）
　図９は、実施の形態３に従う第１例のアンテナモジュール１００Ｅの側面透視図である。アンテナモジュール１００Ｅにおいては、実施の形態１のアンテナモジュール１００における、給電配線１４１，１４２が取り除かれた構成となっている。アンテナモジュール１００Ｅでは、放射素子１２１とフィルタ装置１０５の共振器との結合は、非接触の電磁界結合によって行なわれる。
　なお、アンテナモジュール１００Ｅの構成の場合、非接触による結合のため、誘電体基板１３０を平面視した場合に、結合対象の共振器の重心位置が給電点に重なるように配置することによって、所望の給電点に高周波信号を供給することができる。また、フィルタと放射素子との結合度については、給電点の位置、あるいは、放射素子１２１と共振器との間の距離により調整することができる。
　（第２例）
　また、図１０は、実施の形態３に従う第２例のアンテナモジュール１００Ｆの側面透視図である。アンテナモジュール１００Ｆにおいては、実施の形態２のアンテナモジュール１００Ｅにおける、給電配線１４１，１４２が取り除かれた構成となっており、放射素子１２１とフィルタ装置１０５の共振器との間の結合は、非接触の電磁界結合によって行なわれる。
　アンテナモジュール１００Ｆでは、フィルタ装置１０５と放射素子１２１との間に接地電極ＧＮＤ２が配置されているため、接地電極ＧＮＤ２によって放射素子１２１とフィルタ装置１０５の共振器との結合が妨げられる。そのため、接地電極ＧＮＤ２において、放射素子１２１の給電点ＳＰ１，ＳＰ２に対応する位置に、開口部（スロット）１５１，１５２がそれぞれ形成される。このスロット１５１，１５２によって、放射素子１２１の所望の位置において放射素子１２１と共振器とを結合させることができる。また、スロット１５１，１５２の開口サイズを調整することによって、放射素子１２１と共振器との間の結合度を調整することができる。
　以上のように、放射素子と共振器との間の結合が非接触の電磁界結合で行なわれる場合においても、放射素子とフィルタの共振器との間に飛び越し結合を用いて、放射素子をフィルタの共振器として利用することによって、少ない段数のフィルタを用いて、より共振器の数が多いフィルタと同等の減衰特性を実現するとともに、損失を低減することが可能となる。
　なお、図９および図１０のアンテナモジュールにおいては、共振器１０５１と放射素子１２１との間の結合（飛び越し結合）、および、共振器１０５３と放射素子１２１との間の結合の双方が非接触の電磁界結合である場合について説明したが、いずれか一方が給電配線（ビア）による直接接続により結合され、他方が非接触の電磁界結合により結合される構成であってもよい。
　上述の実施の形態においては、放射素子として平面形状のパッチアンテナを使用する構成について説明したが、放射素子として線状アンテナあるいはスロットアンテナにも適用することも可能である。また、パッチアンテナは、略正方形の形状に限らず、多角形、円形、楕円形、あるいは一部に切り欠きが形成された形状であってもよい。
　今回開示された実施の形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本開示の範囲は、上記した実施の形態の説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
　１０　通信装置、１００，１００Ａ～１００Ｆ　アンテナモジュール、１０５，１０６　フィルタ装置、１０５Ａ～１０５Ｄ　フィルタ、１１０　ＲＦＩＣ、１１１Ａ～１１１Ｄ，１１３Ａ～１１３Ｄ，１１７　スイッチ、１１２ＡＲ～１１２ＤＲ　ローノイズアンプ、１１２ＡＴ～１１２ＤＴ　パワーアンプ、１１４Ａ～１１４Ｄ　減衰器、１１５Ａ～１１５Ｄ　移相器、１１６　信号合成／分波器、１１８　ミキサ、１１９　増幅回路、１２０　アンテナ装置、１２１　放射素子、１３０　誘電体基板、１３１　上面、１３２　下面、１４０～１４３　給電配線、１５１，１５２　スロット、１６０　はんだバンプ、１７０　電極、１０５１～１０５３，１０６１～１０６４　共振器、２００　ＢＢＩＣ、ＧＮＤ，ＧＮＤ１，ＧＮＤ２　接地電極、ＳＰ１，ＳＰ２　給電点。

Claims (13)

  1. 　放射素子と、
    　複数の共振器で構成されたフィルタ装置とを備え、
    　前記複数の共振器は、第１共振器と、最終段に配置された第２共振器とを含み、
    　前記第１共振器および前記第２共振器の各々は、前記放射素子と電気的に結合されており、
    　前記第１共振器と前記放射素子との間の結合度は、前記第２共振器と前記放射素子との間の結合度よりも弱い、アンテナモジュール。
  2. 　前記第２共振器は、前記放射素子とビアにより直接接続されている、請求項１に記載のアンテナモジュール。
  3. 　前記第１共振器は、前記放射素子とビアを介して非接触で電磁界結合している、請求項２に記載のアンテナモジュール。
  4. 　前記第１共振器は、前記放射素子と非接触で電磁界結合している、請求項１に記載のアンテナモジュール。
  5. 　前記第２共振器は、前記放射素子と非接触で電磁界結合している、請求項４に記載のアンテナモジュール。
  6. 　前記放射素子と前記フィルタ装置との間に、前記放射素子に対向して配置された接地電極をさらに備える、請求項１～５のいずれか１項に記載のアンテナモジュール。
  7. 　前記放射素子と前記フィルタ装置との間に、前記放射素子に対向して配置された接地電極をさらに備え、
    　前記放射素子と非接触で電磁界結合している共振器と前記放射素子との間の前記接地電極の部分にはスロットが形成されている、請求項４または５のいずれか１項に記載のアンテナモジュール。
  8. 　前記放射素子に対向して配置された接地電極をさらに備え、
    　前記フィルタ装置は、前記放射素子と前記接地電極との間に配置される、請求項１～５のいずれか１項に記載のアンテナモジュール。
  9. 　共振器間の結合、および、前記放射素子と共振器との間の結合は、磁界結合および電界結合のいずれかの種類の結合であり、
    　前記磁界結合の結合係数の符号を正とし、前記電界結合の結合係数の符号を負とした場合に、前記複数の共振器のすべてを経由して前記放射素子に至る経路における結合の結合係数の符号を乗算した符号は、前記第１共振器と前記放射素子との間の結合の結合係数の符号と異なる、請求項１～８のいずれか１項に記載のアンテナモジュール。
  10. 　放射素子と、
    　複数の共振器で構成されたフィルタ装置とを備え、
    　前記複数の共振器は、第１共振器と、最終段に配置された第２共振器とを含み、
    　前記第１共振器は、前記放射素子とビアを介して非接触で電磁界結合しており、
    　前記第２共振器は、前記放射素子とビアにより直接接続されている、アンテナモジュール。
  11. 　放射素子と、
    　複数の共振器で構成されたフィルタ装置と、
    　前記放射素子と前記フィルタ装置との間に、前記放射素子に対向して配置された接地電極とを備え、
    　前記複数の共振器は、第１共振器と、最終段に配置された第２共振器とを含み、
    　前記第１共振器および前記第２共振器の各々は、前記接地電極に形成されたスロットを介して前記放射素子と非接触で電磁界結合しており、
    　前記第１共振器に対するスロットのサイズは、前記第２共振器に対するスロットのサイズよりも小さい、アンテナモジュール。
  12. 　前記放射素子に高周波信号を供給するように構成された給電回路をさらに備える、請求項１～１１のいずれか１項に記載のアンテナモジュール。
  13. 　請求項１～１２のいずれか１項に記載のアンテナモジュールを搭載した通信装置。
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