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WO2020157053A1 - Verfahren zum regeln eines dreiphasen-pulsgleichrichtersystems mit stromzwischenkreis - Google Patents

Verfahren zum regeln eines dreiphasen-pulsgleichrichtersystems mit stromzwischenkreis Download PDF

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Publication number
WO2020157053A1
WO2020157053A1 PCT/EP2020/052022 EP2020052022W WO2020157053A1 WO 2020157053 A1 WO2020157053 A1 WO 2020157053A1 EP 2020052022 W EP2020052022 W EP 2020052022W WO 2020157053 A1 WO2020157053 A1 WO 2020157053A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
phase
current
bridge
voltage
switch
Prior art date
Application number
PCT/EP2020/052022
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Johann Walter Kolar
Mattia Guacci
Dominik Bortis
Original Assignee
ETH Zürich
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by ETH Zürich filed Critical ETH Zürich
Publication of WO2020157053A1 publication Critical patent/WO2020157053A1/de

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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
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    • H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
    • H02M7/02—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/21—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/217—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M7/219—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a bridge configuration
    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
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    • Y02T10/60—Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
    • Y02T10/7072—Electromobility specific charging systems or methods for batteries, ultracapacitors, supercapacitors or double-layer capacitors

Definitions

  • the invention relates to the field of three-phase pulse rectifier systems, in particular to a method for regulating the input phase currents to a sinusoidal shape and the DC output voltage.
  • the input terminals, i.e. the center taps, of a bidirectionally lockable three-phase bridge circuit are connected directly to the mains terminals, the individual switching elements of the three bridge branches being connected, for example, by the antiseries circuit of a unidirectionally blocking component and a diode, the antiseries circuit of two unidirectionally blocking components, or a bidirectional component can be realized.
  • a switched DC voltage is now generated at the output of the three-phase bridge circuit, that is to say between the positive and negative output voltage rail, the mean value of which is exactly the same as that DC voltage to be formed corresponds, but whose instantaneous value corresponds in sections to one of the possible chained input voltages depending on the selected pulse pattern.
  • a low-pass filter consisting of an output inductance and a DC support capacitance is therefore arranged on the output terminals of the three-phase bridge circuit.
  • Clocking is understood to mean high-frequency switching of the converters or their circuit breakers, in contrast to the low-frequency profile of the line voltages.
  • a corresponding clock frequency is also called switching frequency, its reciprocal is one clock period.
  • an input current curve proportional to the mains voltage is advantageously set by appropriate selection of the pulse pattern.
  • the three-phase pulse rectifier system behaves like a three-phase resistance load and thus draws a constant power from the three-phase network, i.e.
  • an average constant DC inductance current or intermediate circuit current flows in the output inductance.
  • the timing of the bridge branches can also be understood as switching the constant DC inductance current to the three input phases, the pulse pattern being selected such that the distribution of the DC inductance current at the center taps of the three-phase bridge circuit leads to three input voltage proportional input currents.
  • the DC inductance current By switching the DC inductance current, however, pulse-shaped phase currents are obtained from the center taps of the three-phase bridge circuit, which is why input capacitors are arranged in a star or delta circuit to smooth the phase currents at the input of the three-phase pulse rectifier system.
  • an input current curve with a defined phase shift with respect to the mains voltage can also be set in a certain range.
  • a DC / DC step-up converter stage must be arranged after the system, which results in a two-stage three-phase step-up converter pulse rectifier system, the output inductance of the three-phase rectifier step-down converter stage also advantageously being used as the inductance of the step-up converter will, ie the bridge branch of the step-up converter stage is arranged between the output inductance of the three-phase rectifier step-down converter stage and the DC supporting capacitance, and the inductance thus forms a DC intermediate circuit inductor as a DC intermediate circuit inductor (cf. FIG. 1).
  • step-up converter stage is designed bidirectionally, then a power supplied by an active load can also be fed into the DC intermediate circuit between the two converter stages and from there power can be fed back into the network. This operation is e.g. when feeding photovoltaically generated power into the three-phase network or when feeding a three-phase machine from a DC voltage.
  • a high clock frequency of the converter stages is advantageously to be provided in both cases, but this results in relatively high switching losses, which reduce the efficiency of the energy conversion. Furthermore, a relatively high drive power is required for the high-frequency clocking of the electronic switches, which also affects the efficiency.
  • the object of the invention is therefore to provide a method for the control and modulation of a two-stage three-phase step-up converter pulse rectifier system which has reduced switching losses, with a sinusoidal line current curve advantageously lying in phase or in phase opposition with the line voltage and a constant one Output voltage should be ensured.
  • the method is used to regulate a three-phase pulse rectifier system, which has a three-phase bridge circuit, for power exchange between a three-phase network and an intermediate circuit inductance, and a load converter for exchanging power between the intermediate circuit inductance and a load.
  • the bridge branches of the three-phase bridge circuit for switching phase currents flowing through the intermediate circuit inductance are arranged, each in one section in chronologically consecutive sections, each lasting one sixth of the period of the three-phase network
  • the three-phase bridge circuit to which the line phase with the largest phase current in terms of magnitude hereinafter referred to as selected line phase, is assigned, this line phase optionally depending on the polarity of the phase current with a switch of the selected bridge branch, hereinafter referred to as a selected switch, is connected to a positive connection point or a negative connection point of the three-phase bridge circuit, this line phase being connected to the positive connection point in the case of positive phase current and to the negative connection point in the case of negative phase current, and remaining connected for the duration of this section,
  • the unselected switch remains open for the entire duration of the section, i.e. it is not conductive. There is therefore no free running of the intermediate circuit current through a bridge branch. Neither the selected switch nor the opposite switch in the same phase are clocked. Switching losses and a drive power requirement that would occur with a clocking are avoided.
  • Opposite switches are understood to be the upper switches with respect to a lower switch, and vice versa. For example, if the lower switch of the first bridge branch is the selected switch, the opposite switches in the non-selected bridge branches are equal to the upper switches in the second and third bridge branches.
  • a sinusoidal phase current is set in each case in a time segment by the clocking in each of the other two, not selected, bridge branches.
  • the load converter sets a voltage at a load converter-side connection of the intermediate circuit inductance by clocking, which, in cooperation with a switched direct voltage formed by the three-phase bridge circuit, results in a predetermined intermediate circuit current at the other, bridge circuit-side connection of the intermediate circuit inductance.
  • the AC side or network side is considered as the input and the DC voltage side as the output.
  • a power flow can not only take place from the entrance to the exit but also vice versa.
  • the circuit breakers used are generally also bidirectionally conductive and switching, ie they can conduct currents in both directions through the switch and switch them on or off. If a power flow is to be realized in only one direction, unidirectionally conductive and switching circuit breakers can be used.
  • the subject matter of the invention is based on preferred
  • Figure 1 Power section of the system, the input section as a bidirectionally lockable
  • Three-phase bridge circuit and a load converter is designed as a DC / DC step-up converter.
  • Figure 2 Current profiles of the network input currents (4, and 4) and the
  • Intermediate circuit current 4 The division into the six current sectors and the allocation of the network currents to the intermediate circuit current (4) takes place depending on the current conditions of the network input currents, the intermediate circuit current (4) always corresponding to the largest network input current (4, 4 or 4).
  • FIG. 3 Voltage profiles of the mains input voltages (u a , U b and u c ) and the switched DC voltage Ubu in the third sector at time (ti) for the conventional control method.
  • the course of the switched DC voltage U bu has four voltage intervals, starting with a freewheeling interval (cc), ie a total of four switchovers are necessary during a switching period.
  • Figure 4 Exemplary voltage profiles of the mains input voltages (u a , b and u c ) and the switched DC voltage bu in the third sector at time (ti) for control methods according to the invention.
  • the course of the switched DC voltage bu has only two voltage intervals, ie the number of switchovers can be reduced to two during a switching period.
  • Figure 5 (composed of Figures 5a and 5b) circuitry implementation of the
  • the load converter is a bridge branch and positive output voltage terminal arranged in the connecting line between the positive output voltage rail of the three-phase bridge Full-bridge switch cell, which actively forms the DC link current via appropriate clocking.
  • Figure 7 Alternative version of the load converter as a pulse converter, in particular as
  • Pulse inverter for direct feeding of a machine M.
  • the current intermediate circuit profile (k) is thus regulated in the current intermediate circuit in such a way that a six-pulse current is established over a network period, the instantaneous value of which corresponds in each case to the largest phase current in terms of amount (see FIG. 2).
  • the bridge branch belonging to the largest phase current can be switched through within an input current sector depending on the polarity of the largest phase current, i.e. for a positive phase current, the upper switch remains and for a negative phase current, the lower switch remains on within an input current sector, and this bridge branch can be switched to freewheeling, i. simultaneous activation of the upper and lower switches can be prevented.
  • the degree of freedom with regard to the choice of the intermediate circuit current curve is thus used, the largest phase current being formed by changing the current in the intermediate circuit instead of pulse width modulation of all phases.
  • the method according to the invention thus avoids clocking the bridge branch with the largest phase current in terms of amount, which advantageously ensures lower switching losses and a lower drive power requirement (cf. FIG. 2).
  • the sum of the phase currents is forced to zero or the largest phase current flows back as a sum over the other two phases. Since the bridge branch with the largest phase current is not clocked in the method according to the invention, the largest phase current is divided between the other two Phases exclusively by switching between the two remaining bridge branches instead of switching between all bridge branches, whereby the lead time of the two switching intervals can be divided in such a way that a sinusoidal phase current curve is also achieved in the other two phases (see Figure 2).
  • the switched DC voltage at the output of the three-phase bridge circuit only consists of two instead of three concatenated input voltages, i.e. two instead of three voltage levels, which means that the number of switchovers in one clock period can be halved from four to two compared to the conventional method.
  • the greatest voltage jump can advantageously be avoided both times, as a result of which lower switching losses and a lower switching frequency ripple in the intermediate circuit inductance are achieved (cf. FIGS. 3 and 4).
  • the switched DC voltage (u bu ) is then composed of four voltage intervals, assuming a symmetrical pulse pattern, the upper and lower switches of the phase switch starting with a free-running interval (u cc ) (c) associated bridge branch are switched on and then only the upper switch of phase (b) or (o) is switched on for the two active linked voltages (u bc ) and (u ac ).
  • the intermediate circuit current (/ L ) is regulated according to the method according to the invention to a six-pulse course corresponding to the largest phase current in terms of magnitude, then, for example, for the same point in time (ti) shown in FIG (u ⁇ x) are omitted, the switched DC voltage (ubu) then assuming a symmetrical pulse pattern is composed of only two voltage intervals, ie the two active linked voltages (u bc ) and (u ac ), only the upper switch of each Phase (b) or (a) is switched on and the lower switch of phase (c) remains switched on continuously.
  • the lower switch of the bridge branch belonging to phase (c) also remains switched on permanently, but the upper switches each change between all three phases during a switching period, while in the method according to the invention the upper switches only change between two phases and thus the intermediate circuit current (/ L ) flows back through phase (c) during the entire interval shown in FIG. 4.
  • the pulse pattern and the switched voltage for the other sectors are carried out by cyclically interchanging the phases.
  • the load converter can be used to set the voltage (u bo ) at the load converter-side connection of the intermediate circuit inductance such that, in cooperation with the voltage at the other connection on the bridge circuit side (towards the bridge circuit, i.e. the switched DC voltage U bu ), the desired intermediate circuit current ( 4) results.
  • the switched DC voltage U bu is predetermined by the mains voltages and the switching states of the three-phase bridge circuit (2).
  • the desired intermediate circuit current (4) should - since it is sectionally equal to one of the phase currents - follow the six-pulse course mentioned.
  • the two-stage three-phase step-up converter pulse rectifier system is not limited to a pure step-up converter function, but can also be operated as a step-down converter.
  • the upper switch of the step-up converter on the output side must be switched through so that the output voltage (u Q ) corresponds to the mean value of the switched DC voltage at the output of the three-phase rectifier (U bu ); the active three-phase bridge is then operated as a conventional step-down converter Regulation of a constant intermediate circuit current or output voltage more than two bridge branches are to be clocked.
  • a method according to the prior art can then be used for the control.
  • a switch is made between the regulation according to the invention and a regulation according to the prior art.
  • the three-phase buck-boost converter pulse rectifier system to be controlled and regulated by the method according to the invention can have a known structure on the input side by means of a bidirectionally lockable three-phase two-point bridge circuit (2) (bridge circuit) with three AC phase inputs (a, b and c) and a positive one (p) and a negative voltage rail (s) are formed, both voltage rails being led to the input of an output-side converter stage (load converter) (3) which feeds a consumer, or a voltage (load voltage) (u D ) across the consumer. generated (see Figure 1).
  • phase inputs of the bridge circuit (o, b and c) are connected either directly or via an input filter to the associated phase terminals (a, b and c) of the three-phase AC mains (mains) (1), but at least each phase input the bridge circuit (o, b and c) is led to a filter capacitor (line filter capacitors) (C), which are connected either in a star or in a triangle, in order to keep the pulsating input currents in the three-phase bridge circuit that occur during operation away from the mains or the supply voltage independently to define the internal impedance of the network.
  • a filter capacitor line filter capacitors
  • the bridge circuit (2) generally has three bridge branches, each bridge branch having an upper electronic switch with bipolar blocking capability connected to the positive voltage rail (p) and a lower one connected to the negative voltage rail (s), and the phase output of the bridge branch (a, b and c) is formed by the junction of the free ends of the upper and lower switches.
  • the bipolar lockable switches (21 and 22) can each be implemented, for example, by the antiseries circuit of a unidirectionally blocking component and a diode, the antiseries circuit of two unidirectionally blocking components, or by a bidirectionally blocking component.
  • the load converter (3) can be designed as a simple bidirectional step-up converter, which has a switched two-point bridge branch (step-up converter bridge branch) (31), the upper switch (311) of which has the positive DC output voltage rail (d) and the lower switch (312) is connected to the negative DC output voltage rail (s), a buffer capacitor (output capacitor) (C Q ) being arranged between these two DC output voltage rails in order to support the output voltage (u 0 ) for the load present above it.
  • step-up converter bridge branch 31
  • the upper switch (311) of which has the positive DC output voltage rail (d) and the lower switch (312) is connected to the negative DC output voltage rail (s)
  • a buffer capacitor (output capacitor) (C Q ) being arranged between these two DC output voltage rails in order to support the output voltage (u 0 ) for the load present above it.
  • the switching point (ß) of the two-point bridge arm (31), i.e. the connection point of the upper switch (311) and lower switch (312) is connected to a first connection of a step-up converter inductance (L), the second connection of which is connected on the input side to the positive voltage rail (p) of the input-side three-phase bridge circuit (2) and thus as an intermediate circuit inductance acts.
  • the negative output voltage terminal of the two-point bridge branch (31) is connected directly to the negative voltage rail (s).
  • the system is modulated depending on the size relationships of the line phase currents (in other words: depending on the relations of the absolute values of the line phase currents), for a symmetrical three-phase network in sections within 1/6 of the network period, i.e. within a 60 ° wide sector or section a complete oscillation period of the mains voltages corresponding to 360 °, in each case the bridge branch belonging to the largest phase current is switched through depending on the polarity of the largest phase current, the upper switch (21) for a positive phase current and the lower switch (22) for a negative phase current Input power sector remains on. This results in a course of six pulses over a network period for the intermediate circuit current (/ L ), the instantaneous value of which corresponds in each case to the largest phase current (see FIG. 2).
  • FIG. 2 shows, for example, in a first time segment, corresponding to a sector 1: the largest current in terms of amount, it flows in the second phase (b) and has a negative sign.
  • the lower switch S b, L of the second (or selected) phase is switched through and carries the intermediate circuit current (/ L ) for the duration of this section.
  • ES remain the upper switch S b, H of this selected phase and the two other lower switches s a , L ; S C , L open.
  • the other two upper switches s a , H, S C , H can can be switched in order to divide the returning intermediate circuit current (/ L ) into the corresponding (not selected) two phases.
  • the largest phase current or the intermediate circuit current (k) must flow back as a sum over the other two phases. If the greatest phase current flows via the lower switch (22), the upper switches (21) of the bridge branches belonging to the other two phases must be switched on alternately, the lower switch (22) of which remains permanently switched off.
  • the switching period is divided between the two switching intervals in such a way that a sinusoidal phase occurs in all phases
  • Phase current curve is reached. If the phase with the largest phase current is passed through an upper switch (21), the lower switches (22) of the other two phases must be switched on alternately, the upper switch (22) then remaining switched off permanently (see FIG. 2 ).
  • a clock frequency is typically at least ten times or twenty times or fifty times a basic frequency of the alternating voltages, in particular the mains voltages.
  • the modulation is also adjusted accordingly. This means that the phase with the largest phase current is assigned to a different physical phase in each sector (cf. FIG. 2).
  • the aim of the system control is to determine sinusoidal currents (4, and 4) in phase (for power consumption from the network or in phase opposition for power recovery) with the associated network phase voltage (u 3 , U b and u c ) ) to achieve, with all currents having the same amplitude for a symmetrical network and optionally generate a defined load voltage (u) corresponding to a predetermined setpoint (load voltage setpoint) (u 0 * ) at the output of the load converter (3), or generally deliver a defined output to the consumer (see FIG. 5).
  • the line phase currents can also have a phase shift with respect to the associated line phase voltages.
  • ohmic network behavior is assumed for the sake of clarity.
  • the system can be seen as a star connection of the same ohmic resistances (input equivalent resistances) or conductance values (input equivalent conductance values), the power of which is passed on directly to the output, ie to the consumer, with the ideal assumption of losslessness.
  • the sum of the squares of the input phase voltages (u a , U b and u c ) determines the input setpoint (G * ), which corresponds to a power consumption from the network equal to the output power setpoint (P a * ).
  • the duty cycle for the three-phase bridge circuit (c4, c4 and c4) can be calculated from the ratio of the respective input phase current setpoints (4 * , 4 * and 4 * ) and the intermediate circuit current setpoint (4 * ), from which the effective duty cycle (C4, H, C4, L, C, H, C4, L, C / C , H and d c , L) and the local mean value of the switched DC voltage at the output of the three-phase bridge circuit (U bu ).
  • the local mean value of the switched DC voltage (Ubu) is obtained either by multiplying the calculated duty cycles (c4, d b and c4) by the corresponding phase voltages (u a , U b and u c ) or alternatively (not shown) by dividing the output power setpoint ( P 0 * ) by the DC link current setpoint (4 * ).
  • the intermediate circuit current or inductance current (4) is then regulated with a subordinate current control by first determining the control deviation by subtracting the measured intermediate circuit current (4) from the intermediate circuit current setpoint (4 * ) and then supplying it to an intermediate circuit current controller (52), which is supplied at its output outputs the target value of the voltage (UL) to be formed on the associated DC link inductance (L) on average over a clock period. After subtracting this setpoint (U L * ) from the calculated local mean value of the switched DC voltage (u bu ), the local mean value of the voltage setpoint (u bo * ) results which is at the center of the Booster bridge branch is required.
  • the direct duty cycle (cf d ) or the effective switching signal (s d ) for the upper one results directly from a modulator (53) Switch (311) of the step-up converter bridging branch, the lower switch (312) of the bridging branch being switched off during the on period of the upper switch (311), ie both switches of the bridging branch operate in push-pull and the clock period preferably a constant length or the clock frequency preferably a constant Has value.
  • the intermediate circuit current actual value (4) is managed in accordance with the associated intermediate circuit current setpoint curve (4 * ). It should be noted that the clocking of the three-phase bridge circuit and the
  • the step-up converter bridge branch can be made, for example, with the same clock frequency and can be timed so that a minimal switching-frequency fluctuation of the intermediate circuit current (4) is achieved.
  • a full-bridge switch cell 6 with internal DC voltage, for implementing active shaping of the intermediate circuit current (cf. FIG. 6).
  • the intermediate circuit current is equal to the output current, which is clocked accordingly
  • Full bridge switch cell 6 is impressed. Since the cell only compensates for power pulsations with six times the mains frequency, no DC supply is required. In addition, switching elements with a relatively low reverse voltage can advantageously be used for the full-bridge switching cell 6 compared to the three-phase bridge circuit.
  • a three-phase pulse converter in particular pulse inverter 7 (see FIG. 7), or another voltage-stabilizing converter stage such as also galvanically isolated DC / DC converters.
  • the full bridge switch cell 6 has two connections. It can be formed by two bridge branches, which are parallel to one another and parallel to a switch cell capacitance are connected between a switch cell positive pole and a switch cell negative pole. The center taps of the bridge branches form the two connections.
  • the circuit breakers of the full-bridge switching cell 6 can be designed to switch unidirectionally, in each case with antiparallel freewheeling diodes. It should be noted that for the drawings and the above statements, ohmic network behavior is assumed to be desirable, but the control method according to the invention can also be used for a phase shift of the network phase currents with respect to the assigned network phase voltages, in which case the phase current setpoints (which according to the above statements for ohmic network behavior corresponding blind components are added.

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Abstract

Ein Verfahren dient zum Regeln eines Dreiphasen-Pulsgleichrichtersystems (1, 2, 3) mit einer Dreiphasen-Brückenschaltung (2), einer Zwischenkreisinduktivität (L), und einem Lastkonverter (3). In zeitlich aufeinanderfolgenden Abschnitten wird jeweils in einem Abschnitt - in jenem Brückenzweig, im Folgenden ausgewählter Brückenzweig genannt, der Dreiphasen-Brückenschaltung (2), welchem die Netzphase mit dem betragsmässig grössten Phasenstrom, im Folgenden ausgewählte Netzphase genannt, zugeordnet ist, diese Netzphase wahlweise in Abhängigkeit der Polarität des Phasenstromes mit einem Schalter des ausgewählten Brückenzweigs, im Folgenden ausgewählter Schalter genannt, einem positiven Anschlusspunkt (p) oder einem negativen Anschlusspunkt (n) der Dreiphasen-Brückenschaltung (2) verbunden wird, wobei diese Netzphase bei positivem Phasenstrom mit dem positiven und bei negativem Phasenstrom mit dem negativen Anschlusspunkt verbunden wird, und während der Dauer dieses Abschnitts verbunden bliebt, - in den anderen beiden, nicht ausgewählten, Brückenzweigen durch Taktung der dem ausgewählten Schalter gegenüberliegenden Schalter der entsprechende positive respektive negative Anschlusspunkt wechselweise mit den beiden nicht ausgewählten Phasen verbunden wird.

Description

VERFAHREN ZUM REGELN EINES DREIPHASEN-PULSGLEICHRICHTERSYSTEMS
MIT STROMZWISCHENKREIS
Die Erfindung bezieht sich auf das Gebiet der Dreiphasenpulsgleichrichtersysteme, insbesondere auf ein Verfahren zur Regelung der Eingangsphasenströme auf Sinusform und der Ausgangsgleichspannung.
Zur Umformung der Spannung des Dreiphasennetzes in eine Gleichspannung deren DC-Wert unterhalb des minimalen Werts der gleichgerichteten verketteten Dreiphasenspannung liegt, wie dies z.B. bei der Batterieladung von Elektrofahrzeugen erforderlich ist, werden gemäss dem Stand der Technik im Allgemeinen aktive Dreiphasenpulsgleichrichtersysteme mit Tiefsetzstellercharakteristik eingesetzt.
Dabei werden die Eingangsklemmen, d.h. die Mittelabgriffe, einer bidirektional sperrfähigen Dreiphasenbrückenschaltung direkt mit den Netzklemmen verbunden, wobei die einzelnen Schaltelemente der drei Brückenzweige z.B. durch die Antiserienschaltung eines unidirektional sperrenden Bauelements und einer Diode, der Antiserienschaltung zweier unidirektional sperrenden Bauelementen, oder einem bidirektional sperrenden Bauelement realisiert werden können. Durch entsprechende Taktung der Brückenzweige, welche die Funktion von Durchschaltern der am Mittelpunkt liegenden Eingangsspannung an entweder die positive oder negative Ausgangsspannungsschiene aufweisen, wird nun am Ausgang der Dreiphasenbrückenschaltung, d.h. zwischen der positiven und negativen Ausgangsspannungsschiene, eine geschaltete Gleichspannung erzeugt, deren Mittelwert gerade mit der zu bildenden Gleichspannung übereinstimmt, aber deren Momentanwert abhängig vom gewählten Pulsmuster abschnittsweise jeweils einer der möglichen verketteten Eingangsspannungen entspricht. Zur Glättung der geschalteten Gleichspannung auf eine konstante DC-Ausgangsspannung mit gleichem Mittelwert, wird deshalb an den Ausgangsklemmen der Dreiphasenbrückenschaltung ein Tiefpassfilter bestehend aus einer Ausgangsinduktivität und einer DC-Stützkapazität angeordnet.
Unter Taktung wird ein hochfrequentes Schalten der Konverter respektive ihrer Leistungsschalter verstanden, im Gegensatz zum niederfrequenten Verlauf der Netzspannungen. Eine entsprechende Taktfrequenz wird auch Schaltfrequenz genannt, ihr Kehrwert ist eine Taktperiode.
Im Sinne geringer Netzrückwirkungen wird durch entsprechende Wahl des Pulsmusters vorteilhaft ein netzspannungsproportionaler Eingangsstromverlauf eingestellt. Das Dreiphasenpulsgleichrichtersystem verhält sich in diesem Fall wie eine Dreiphasenwiderstandslast und bezieht somit eine konstante Leistung vom Dreiphasennetz, d.h. bei Regelung auf eine konstante DC-Ausgangsspannung fliesst in der Ausgangsinduktivität ein im Mittel konstanter DC-lnduktivitätsstrom oder Zwischenkreisstrom.
Somit kann die Taktung der Brückenzweige auch als Umschaltung des konstanten DC- Induktivitätsstromes auf die drei Eingangsphasen verstanden werden, wobei das Pulsmuster derart gewählt wird, dass die Aufteilung des DC-lnduktivitätsstromes an den Mittelabgriffen der Dreiphasenbrückenschaltung niederfrequent auf drei netzspannungsproportionale Eingangsströme führt. Durch die Umschaltung des DC-lnduktivitätsstromes werden jedoch von den Mittelabgriffen der Dreiphasenbrückenschaltung schaltfrequent pulsförmige Phasenströme bezogen, weshalb zur Glättung der Phasenströme am Eingang des Dreiphasenpulsgleichrichtersystems Eingangskondensatoren in Stern- oder Dreieckschaltung angeordnet werden. Alternativ ist in einem gewissen Bereich auch ein Eingangsstromverlauf mit definierter Phasenverschiebung gegenüber der Netzspannung einstellbar.
Soll bei der zugrundeliegenden Anwendung auch die Möglichkeit bestehen eine höhere Ausgangsspannung zu bilden, ist dem System eine DC/DC-Hochsetzstellerstufe nachzuordnen, womit ein zweistufiges Dreiphasen-Hochsetzsteller-Pulsgleichrichtersystem resultiert, wobei als Induktivität der Hochsetzstellerstufe vorteilhaft ebenfalls die Ausgangsinduktivität der Dreiphasengleichrichter-Tiefsetzstellerstufe verwendet wird, d.h. der Brückenzweig der Hochsetzstellerstufe zwischen die Ausgangsinduktivität der Dreiphasengleichrichter- Tiefsetzstellerstufe und die DC-Stützkapazität angeordnet wird und somit die Induktivität als eine DC-Zwischenkreisinduktivität einen DC-Stromzwischenkreis bildet (vgl. Figur 1).
Wird die Hochsetzstellerstufe bidirektional ausgeführt, kann dann auch eine seitens einer aktiven Last gelieferte Leistung in den DC-Stromzwischenkreis zwischen beiden Konverterstufen gespeist und von dort Leistung in das Netz zurückgeführt werden. Dieser Betrieb liegt z.B. bei der Einspeisung photovoltaisch erzeugter Leistung in das Dreiphasennetz oder bei der Speisung einer dreiphasigen Maschine aus einer Gleichspannung vor.
Für eine kompakte Realisierung ist in beiden Fällen vorteilhaft eine hohe Taktfrequenz der Konverterstufen vorzusehen, womit allerdings relativ hohe Schaltverluste resultieren, welche die Effizienz der Energieumformung reduzieren. Weiters ist für die hochfrequente Taktung der elektronischen Schalter insgesamt eine relativ hohe Ansteuerleistung erforderlich, welche ebenfalls die Effizienz beeinträchtigt.
Aufgabe der Erfindung ist es daher, ein Verfahren für die Regelung und Modulation eines zweistufigen Dreiphasen-Hochsetzsteller-Pulsgleichrichtersystems zu schaffen, welches reduzierte Schaltverluste aufweist, wobei nach wie vor ein sinusförmiger, vorteilhaft in Phase oder in Gegenphase mit der Netzspannung liegender Netzstromverlauf und eine konstante Ausgangsspannung sichergestellt sein soll.
Die Aufgabe wird gelöst durch ein Regelverfahren gemäss den Patentansprüchen.
Das Verfahren dient zum Regeln eines Dreiphasen-Pulsgleichrichtersystems, welches eine Dreiphasen-Brückenschaltung, zum Leistungsaustausch zwischen einem Dreiphasennetz und einer Zwischenkreisinduktivität, und einen Lastkonverter, zum Leistungsaustausch zwischen der Zwischenkreisinduktivität und einer Last, aufweist.
Dabei sind die Brückenzweige der Dreiphasen-Brückenschaltung zum Schalten von durch die Zwischenkreisinduktivität fliessenden Phasenströmen angeordnet, wobei in zeitlich aufeinanderfolgenden Abschnitten, welche jeweils ein Sechstel der Periodendauer des Dreiphasennetzes dauern, jeweils in einem Abschnitt
• in jenem Brückenzweig, im Folgenden ausgewählter Brückenzweig genannt, der Dreiphasen-Brückenschaltung, welchem die Netzphase mit dem betragsmässig grössten Phasenstrom, im Folgenden ausgewählte Netzphase genannt, zugeordnet ist, diese Netzphase wahlweise in Abhängigkeit der Polarität des Phasenstromes mit einem Schalter des ausgewählten Brückenzweigs, im folgenden ausgewählter Schalter genannt, einem positiven Anschlusspunkt oder einem negativen Anschlusspunkt der Dreiphasen-Brückenschaltung verbunden wird, wobei diese Netzphase bei positivem Phasenstrom mit dem positiven und bei negativem Phasenstrom mit dem negativen Anschlusspunkt verbunden wird, und während der Dauer dieses Abschnitts verbunden bliebt,
• in den anderen beiden, nicht ausgewählten, Brückenzweigen durch Taktung der dem ausgewählten Schalter gegenüberliegenden Schalter der entsprechende positive respektive negative Anschlusspunkt wechselweise mit den beiden nicht ausgewählten Phasen verbunden wird.
Im ausgewählten Brückenzweig bleibt also der nicht ausgewählte Schalter während der ganzen Dauer des Abschnittes offen, also nicht leitend. Es findet somit kein Freilauf des Zwischenkreisstromes durch einen Brückenzweig statt. Weder der ausgewählte Schalter noch der gegenüberliegende in der gleichen Phase werden getaktet. Schaltverluste und ein Ansteuerleistungsbedarf, die bei einer Taktung auftreten würden, werden vermieden.
Diese Vorteile können auch als Folge der Wahl betrachtet werden, dass der Strom durch die Zwischenkreisinduktivität in dem zeitlichen Abschnitt gleich dem Phasenstrom ist. Anstelle einer konventionellen Regelung dieses Stromes auf einen konstanten Wert ergibt sich über eine ganze Periode des Dreiphasensystems ein sechspulsiger Verlauf dieses Stromes. Der Strom durch den ausgewählten Schalter fliesst durch die Zwischenkreisinduktivität. Umgekehrt fliesst auch der ganze Zwischenkreisstrom durch den ausgewählten Schalter. Der Zwischenkreisstrom fliesst durch die beiden anderen Phasen zurück, und wird mittels der beiden gegenüberliegenden Schalter auf diese beiden anderen Phasen aufgeteilt.
Indem nur diese beiden gegenüberliegenden Schalter (wechselweise) an den positiven respektive negativen Anschlusspunkt geschaltet werden, kann die Anzahl der Umschaltungen in einer Taktperiode halbiert werden, und können grössere Spannungssprünge vermieden werden.
Als gegenüberliegende Schalter werden bezüglich eines unteren Schalters die oberen Schalter verstanden, und umgekehrt. Ist beispielsweise der untere Schalter des ersten Brückenzweigs der ausgewählte Schalter, so sind die gegenüberliegenden Schalter in den nicht ausgewählten Brückenzweigen gleich den oberen Schaltern im zweiten und dritten Brückenzweig.
In Ausführungsformen wird jeweils in einem zeitlichen Abschnitt durch die Taktung in jedem der anderen beiden, nicht ausgewählten, Brückenzweige, jeweils ein sinusförmiger Phasen strom eingestellt.
In Ausführungsformen stellt der Lastkonverter durch Taktung eine Spannung an einem lastkonverterseitigen Anschluss der Zwischenkreisinduktivität ein, welche im Zusammen wirken mit einer durch die Dreiphasen-Brückenschaltung gebildete geschaltete Gleichspannung am anderen, brückenschaltungsseitigen Anschluss der Zwischenkreisinduktivität einen vorgegebener Zwischenkreisstrom ergibt.
Hier und im Folgenden wird der Einfachheit halber die Wechselspannungsseite oder Netzseite als Eingang betrachtet, und die Gleichspannungsseite als Ausgang. Ein Leistungsfluss kann aber nicht nur vom Eingang zum Ausgang sondern auch umgekehrt erfolgen. Soll die Schaltung einen Leistungsfluss in beide Richtungen erlauben, so sind die verwendeten Leistungsschalter in der Regel auch bidirektional leitend und schaltend, d.h. sie können Ströme in beide Richtungen durch den Schalter führen und ein- oder ausschalten. Soll ein Leistungsfluss in nur eine Richtung realisiert werden, können unidirektional leitende und schaltende Leistungsschalter verwendet werden. lm Folgenden wird der Erfindungsgegenstand anhand von bevorzugten
Ausführungsbeispielen, welche in den beiliegenden Zeichnungen dargestellt sind, näher erläutert. Es zeigen jeweils schematisch:
Figur 1: Leistungsteil des Systems, wobei der Eingangsteil als bidirektional sperrfähige
Dreiphasenbrückenschaltung und ein Lastkonverter als DC/DC-Hochsetzsteller ausgeführt ist.
Figur 2: Stromverläufe der Netzeingangsströme (4, und 4) sowie des
Zwischenkreisstromes 4. Die Unterteilung in die sechs Stromsektoren sowie die Zuteilung der Netzströme auf den Zwischenkreisstrom (4) erfolgt in Abhängigkeit der Stromverhältnisse der Netzeingangsströme, wobei der Zwischenkreisstrom (4) immer dem betragsmässig grössten Netzeingangsstrom (4, 4 oder 4) entspricht.
Figur 3: Spannungsverläufe der Netzeingangsspannungen (ua, Ub und uc) sowie der geschalteten Gleichspannung Ubu im dritten Sektor zum Zeitpunkt (ti) für das konventionelle Regelungsverfahren. Der Verlauf der geschalteten Gleichspannung Ubu weist dabei vier Spannungsintervalle, beginnend mit einem Freilaufintervall ( cc), auf, d.h. während einer Schaltperiode sind insgesamt vier Umschaltungen notwendig.
Figur 4: Beispielhafte Spannungsverläufe der Netzeingangsspannungen (ua, b und uc) sowie der geschalteten Gleichspannung bu im dritten Sektor zum Zeitpunkt (ti) für erfindungsgemässe Regelungsverfahren. Der Verlauf der geschalteten Gleichspannung bu weist dabei nur zwei Spannungsintervalle auf, d.h. während einer Schaltperiode kann die Anzahl Umschaltungen auf zwei reduziert werden.
Figur 5: (zusammengesetzt aus Figuren 5a und 5b) Schaltungstechnische Realisierung des
Verfahrens zur Regelung und Modulation des Systems nach Figur 1.
Figur 6: Alternative Ausführung des Lastkonverters als aktives stromeinprägendes
Serienelement in Form einer Schaltzelle, d.h. der Lastkonverter ist eine in der Verbindungsleitung von positiver Ausgangsspannungsschiene des Dreiphasen brückenzweiges und positiver Ausgangsspannungsklemme angeordnete Vollbrückenschaltzelle, welche über entsprechende Taktung den Zwischenkreis strom aktiv formt.
Figur 7: Alternative Ausführung des Lastkonverters als Pulskonverter, insbesondere als
Pulswechselrichter, zur direkten Speisung einer Maschine M.
Es wird also im Stromzwischenkreis anstelle eines konstanten Stromes der Stromzwischenkreisverlauf (k) derart geregelt, dass sich über eine Netzperiode ein sechspulsiger Strom einstellt, dessen Momentanwert jeweils dem betragsmässig grössten Phasenstrom entspricht (vgl. Figur 2). Somit kann innerhalb eines Eingangsstromsektors jeweils der zum grössten Phasenstrom zugehörige Brückenzweig in Abhängigkeit der Polarität des grössten Phasenstromes durchgeschaltet werden, d.h. für einen positiven Phasenstrom bleibt der obere Schalter und für einen negativen Phasenstrom bleibt der untere Schalter innerhalb eines Eingangsstromsektors eingeschaltet, und es kann eine Umschaltung dieses Brückenzweiges in den Freilauf, d.h. gleichzeitiges Einschalten des oberen und unteren Schalter, verhindert werden.
Abweichend zu einer konventionellen Realisierung mit konstantem Strom im Stromzwischen kreis wird also der Freiheitsgrad bezüglich der Wahl des Zwischenkreisstromverlaufes ausgenutzt, wobei die Formung des grössten Phasenstromes durch zeitliche Änderung des Stromes im Stromzwischenkreis anstelle durch Pulsbreitenmodulation aller Phasen erfolgt. Das erfindungsgemässe Verfahren vermeidet somit eine Taktung des Brückenzweiges mit dem betragsmässig grössten Phasenstrom, was vorteilhaft geringere Schaltverluste und einen geringeren Ansteuerleistungsbedarf sichergestellt (vgl. Figur 2).
Weiters wird innerhalb eines Eingangsstromsektors für den betragsmässig grössten Phasenstrom ein kontinuierlicher Stromverlauf erreicht, was vorteilhaft zu einer geringeren EMV-Störaussendung und somit besserem EMV-Verhalten führt.
Da Pulsgleichrichtersysteme typischerweise keine Verbindung mit dem Netzstern punkt (m) aufweisen, wird die Summe der Phasenströme zu Null gezwungen bzw. der grösste Phasenstrom fliesst als Summe über die beiden anderen Phasen zurück. Da beim erfindungsgemässen Verfahren der Brückenzweig mit dem grössten Phasenstrom nicht getaktet wird, erfolgt die Aufteilung des grössten Phasenstromes auf die beiden anderen Phasen ausschliesslich durch Umschaltung zwischen den beiden restlichen Brückenzweige anstelle einer Umschaltung zwischen allen Brückenzweigen, wobei die Leitdauer der beiden Durchschaltintervalle derart aufgeteilt werden kann, dass auch in den beiden anderen Phasen ein sinusförmiger Phasenstromverlauf erreicht wird (vgl. Figur 2).
Basierend auf konventioneller Steuerung mit symmetrischem Pulsmuster, setzt sich in diesem Fall die geschaltete Gleichspannung am Ausgang der Dreiphasenbrückenschaltung nur noch aus zwei anstelle von drei verketteten Eingangsspannungen, d.h. zwei statt drei Spannungsstufen, zusammen, wodurch die Anzahl der Umschaltungen in einer Taktperiode im Vergleich zum konventionellen Verfahren von vier auf zwei halbiert werden kann. Vorteilhaft kann dabei beide Male der grösste Spannungssprung vermieden werden, wodurch geringere Schaltverluste sowie eine geringere schaltfrequente Stromwelligkeit in der Zwischenkreisinduktivität erreicht werden (vgl. Figur 3 und 4).
Nachfolgend ist dieser Sachverhalt unter Annahme ohmschen Netzverhaltens am Beispiel des dritten Eingangsstromsektors, bei dem der betragsmässig grösste Phasenstrom in der Phase (c) fliesst, für das konventionelle sowie das erfindungsgemässe Verfahren erklärt.
Währendem beim konventionellen Verfahren der Zwischenkreisstrom konstant und mindestens auf dem Spitzenwert der Eingangsphasenströme gehalten wird und somit alle Phasenströme während einer ganzen Netzperiode bzw. bis auf sechs diskrete Zeitpunkte immer kleiner als der Zwischenkreisstrom sind, müssen jeweils alle drei Brücken getaktet werden, um einen sinusförmigen Verlauf aller Phasenströme zu erreichen. Wie beispielhaft in Figur 3 für den Zeitpunkt (ti) gezeigt, setzt sich dann die geschaltete Gleichspannung (ubu) unter Annahme eines symmetrischen Pulsmusters aus vier Spannungsintervallen zusammen, wobei beginnend mit einem Freilaufintervall (uc c) der obere und untere Schalter des zur Phase (c) gehörigen Brückenzweiges eingeschaltet werden und anschliessend für die zwei aktiven verketteten Spannungen (ubc) und (uac) jeweils nur der obere Schalter der Phase (b) oder (o) eingeschaltet wird.
Wird der Zwischenkreisstrom (/L) gemäss dem erfindungsgemässen Verfahren auf einen sechspulsigen Verlauf entsprechend dem betragsmässig grössten Phasenstromes geregelt, so kann, wie beispielhaft in Figur 4 für denselben Zeitpunkt (ti) gezeigt, auf das Freilaufintervall (u<x) verzichtet werden, wobei sich dann die geschaltete Gleichspannung ( ubu) unter Annahme eines symmetrischen Pulsmusters nur aus zwei Spannungsintervallen zusammensetzt, d.h. den zwei aktiven verketteten Spannungen (ubc) und ( uac ) wobei jeweils nur der obere Schalter der Phase (b) oder (a) eingeschaltet wird und der untere Schalter der Phase (c) dauernd eingeschaltet bleibt.
Anzumerken ist, dass beim konventionellen Verfahren zwar der untere Schalter des zur Phase (c) gehörigen Brückenzweiges ebenfalls dauernd eingeschaltet bleibt, aber die oberen Schalter jeweils während einer Schaltperiode zwischen allen drei Phasen wechseln, währendem beim erfindungsgemässen Verfahren die oberen Schalternur zwischen zwei Phasen wechseln und somit der Zwischenkreisstrom (/L) während des gesamten in Figur 4 gezeigten Intervalls über die Phase (c) zurückfliesst. Entsprechend dem Beispiel erfolgt das Pulsmuster sowie die geschaltete Spannung für die anderen Sektoren durch zyklische Vertauschung der Phasen.
Anzumerken ist, dass zeitliche Schwankungen des Zwischenkreisstromes (4) durch entsprechende Pulsbreitenmodulation des nachgeschalteten Lastkonverters, beispielsweise einer Hochsetzstellerstufe, ausgeglichen werden können, d.h. nach wie vor eine konstante Ausgangsspannung (uQ) gebildet werden kann. Insbesondere kann dazu durch den Lastkonverter die Spannung (ubo) am lastkonverterseitigen Anschluss der Zwischenkreis induktivität so eingestellt werden, dass sich im Zusammenwirken mit der Spannung am anderen, brückenschaltungsseitigen Anschluss (zur Brückenschaltung hin, also die geschaltete Gleichspannung Ubu) der gewünschte Zwischenkreisstrom (4) ergibt. Die geschaltete Gleichspannung Ubu ist durch die Netzspannungen und die Schaltzustände der Dreiphasen- Brückenschaltung (2) vorgegeben. Der gewünschte Zwischenkreisstrom (4) soll - da er abschnittsweise gleich einem der Phasenströme ist - dem erwähnten sechspulsigen Verlauf folgen.
Anzumerken ist, dass das zweistufige Dreiphasen-Hochsetzsteller-Pulsgleichrichtersystem nicht auf eine reine Hochsetzstellerfunktion beschränkt ist, sondern auch als Tiefsetzsteller betrieben werden kann. In diesem Fall ist der obere Schalter des ausgangsseitigen Hochsetzstellers durchzuschalten, sodass die Ausgangsspannung (uQ) dem Mittelwert der geschalteten Gleichspannung am Ausgang des Dreiphasengleichrichters (Ubu) entspricht; die aktive Dreiphasenbrücke wird dann als konventioneller Tiefsetzsteller betrieben, wobei zur Regelung eines konstanten Zwischenkreisstromes bzw. Ausgangsspannung mehr als zwei Brückenzweige zu takten sind. Für die Regelung dann ein Verfahren nach dem Stand der Technik verwendet werden. In Abhängigkeit des Betriebes (Hoch- oder Tiefsetzstellerbetrieb) wird also zwischen der erfindungsgemässen Regelung und einer Regelung nach Stand der Technik umgeschaltet.
Das durch das erfindungsgemässe Verfahren zu steuernde und zu regelnde Dreiphasen-Tief- Hochsetzsteller-Pulsgleichrichtersystem kann mit bekannter Struktur eingangsseitig durch eine bidirektional sperrfähige Dreiphasen-Zweipunktbrückenschaltung (2) (Brückenschaltung) mit drei AC-Phaseneingängen ( a , b und c) und einer positiven ( p ) und einer negativen Spannungsschiene (n) gebildet werden, wobei beide Spannungsschienen an den Eingang einer ausgangsseitigen Konverterstufe (Lastkonverter) (3) geführt werden, welche einen Verbraucher speist, bzw. über dem Verbraucher eine Spannung (Lastspannung) (uD) erzeugt (vgl. Figur 1).
Weiters sind die Phaseneingänge der Brückenschaltung (o, b und c) entweder direkt oder über ein Eingangsfilter mit den zugehörigen Phasenklemmen (a, b und c) des speisenden Dreiphasen-AC-Netzes (Netz) (1) verbunden, wobei aber mindestens jeder Phaseneingang der Brückenschaltung (o, b und c) auf einen Filterkondensator (Netzfilterkondensatoren) (C) geführt wird, welche entweder in Stern- oder in Dreieck verschaltet sind, um die betriebsmässig auftretenden pulsförmigen Eingangsströme in den Dreiphasenbrückenschaltung vom Netz fernzuhalten bzw. die Versorgungsspannung unabhängig von der inneren Impedanz des Netzes zu definieren.
Die Brückenschaltung (2) weist dabei allgemein drei Brückenzweige auf, wobei jeder Brückenzweig einen oberen mit der positiven Spannungsschiene (p) und einen unteren mit der negativen Spannungsschiene (n) verbundenen elektronischen Schalter mit bipolarer Sperrfähigkeit aufweist und der Phasenausgang des Brückenzweiges (a, b und c) durch die Verbindungsstelle der freien Enden des oberen und unteren Schalters gebildet wird. Die bipolar sperrfähigen Schalter (21 und 22) können jeweils z.B. durch die Antiserienschaltung eines unidirektional sperrenden Bauelements und einer Diode, der Antiserienschaltung zweier unidirektional sperrenden Bauelemente, oder durch ein bidirektional sperrendes Bauelement realisiert werden. Weiters kann der Lastkonverter (3) wie einleitend angemerkt als einfacher bidirektionaler Hochsetzsteller gebildet gedacht sein, welcher einen geschalteten Zweipunkt-Brückenzweig (Hochsetzstellerbrückenzweig) (31) aufweist, dessen oberer Schalter (311) mit der positiven DC-Ausgangsspannungsschiene ( d ) und unterer Schalter (312) mit der negativen DC- Ausgangsspannungsschiene (n) verbunden ist, wobei zwischen diesen beiden DC- Ausgangsspannungsschienen ein Pufferkondensator (Ausgangskondensator) (CQ) angeordnet ist, um die Ausgangsspannung ( u0 ) für die darüber anliegende Last zu stützen.
Der Schaltpunkt (ß) des Zweipunkt-Brückenzweiges (31), d.h. der Verbindungspunkt des oberen Schalters (311) und unteren Schalter (312), ist auf einen ersten Anschluss einer Hochsetzstellerinduktivität ( L ) geführt, deren zweiter Anschluss eingangsseitig an die positive Spannungsschiene (p) der eingangsseitigen Dreiphasenbrückenschaltung (2) geschaltet ist und somit als Zwischenkreisinduktivität fungiert. Die negative Ausgangsspannungsklemme des Zweipunkt-Brückenzweiges (31) ist direkt mit der negativen Spannungsschiene (n) verbunden.
Die Modulation des Systems erfolgt in Abhängigkeit der Grössenverhältnisse der Netzphasenströme (mit anderen Worten: in Abhängigkeit der Relationen der Absolutwerte der Netzphasenströme), wobei für ein symmetrisches Dreiphasennetz abschnittsweise innerhalb von 1/6 der Netzperiode, d.h. innerhalb eines 60°-breiten Sektors oder Abschnitts einer 360° entsprechenden kompletten Schwingungsperiode der Netzspannungen, jeweils der zum grössten Phasenstrom zugehörige Brückenzweig in Abhängigkeit der Polarität des grössten Phasenstromes durchgeschaltet wird, wobei für einen positiven Phasenstrom der obere Schalter (21) und für einen negativen Phasenstrom der untere Schalter (22) innerhalb eines Eingangsstromsektors eingeschaltet bleibt. Somit resultiert für den Zwischenkreisstrom (/L) ein über eine Netzperiode sechspulsiger Verlauf, wobei dessen Momentanwert jeweils dem betragsmässig grössten Phasenstrom entspricht (vgl. Figur 2).
Figur 2 zeigt beispielsweise in einem ersten zeitlichen Abschnitt, entsprechend einem Sektor 1: der betragsmässig grösste Strom ist , er fliesst in der zweiten Phase (b) und hat ein negatives Vorzeichen. Somit ist während der Dauer dieses Abschnitts der untere Schalter Sb,L der zweiten (oder ausgewählten) Phase durchgeschaltet und führt den Zwischenkreisstrom (/L). ES bleiben der obere Schalter Sb,H dieser ausgewählten Phase und die beiden anderen unteren Schalter sa,L; SC,L geöffnet. Die beiden anderen oberen Schalter sa,H, SC,H können geschaltet werden, um den zurückfliessenden Zwischenkreisstrom (/L) auf die entsprechenden (nicht ausgewählten) zwei Phasen aufzuteilen.
Der grösste Phasenstrom bzw. der Zwischenkreisstrom (k) muss als Summe über die beiden anderen Phasen zurückfliessen. Fliesst also der grösste Phasenstrom über den unteren Schalter (22) so müssen abwechselnd die oberen Schalter (21) der zu den beiden anderen Phasen zugehörigen Brückenzweige eingeschaltet werden, wobei deren unterer Schalter (22) dauernd ausgeschaltet bleibt. Die Schaltperiodendauer wird auf die beiden Durchschaltintervalle derart aufgeteilt, dass in allen Phasen ein sinusförmiger
Phasenstromverlauf erreicht wird. Wird die Phase mit dem grössten Phasenstrom über einen den oberen Schalter (21) geführt, so müssen entsprechend die unteren Schalter (22) der beiden anderen Phasen abwechselnd eingeschaltet werden, wobei dann deren oberer Schalter (22) dauernd ausgeschaltet bleibt (vgl. Figur 2).
Vorteilhaft werden dann nur zwei statt drei verkettete Eingangsspannungen an den Ausgangsklemmen der Dreiphasenbrückenschaltung aufgeschaltet, wodurch die Anzahl der Umschaltungen und somit die Schaltverluste sowie die schaltfrequente Stromwelligkeit in der Zwischenkreisinduktivität verringert werden (vgl. Figur 3 und 4). Diese zeigen einen zeitlich stark vergrösserten Ausschnitt mit den Spannungsverhältnissen innerhalb einer Taktperiode Tp. Während dieser können die Spannungen als quasi konstant betrachtet werden.
Typischerweise beträgt eine Taktfrequenz mindestens das Zehnfache oder Zwanzigfache oder Fünfzigfache einer Grundfrequenz der Wechselspannungen, insbesondere der Netzspannungen.
Wechseln beim Übertritt in den nächstfolgenden Sektor oder Abschnitt die Grössenverhältnisse der Eingangsströme, wird auch die Modulation entsprechend angepasst. Das heisst, die Phase mit dem jeweils grössten Phasenstrom ist in jedem Sektor einer anderen physischen Phase zugeordnet (vgl. Figur 2).
Ziel der Regelung des Systems ist es, in den Netzphasen sinusförmige, in Phase (für Leistungsbezug aus dem Netz, bzw. in Gegenphase für Leistungsrückspeisung) mit der zugehörigen Netzphasenspannung (u3, Ub und uc ) liegende Ströme (4, und 4) zu erreichen, wobei für ein symmetrisches Netz sämtliche Ströme dieselbe Amplitude aufweisen und optional am Ausgang des Lastkonverters (3) eine definierte Lastspannung (u ) entsprechend einem vorgegebenen Sollwert (Lastspannungssollwert) (u0 *) zu erzeugen, bzw. allgemein eine definierte Leistung an den Verbraucher zu liefern (vgl. Figur 5). Alternativ können die Netzphasenströme auch eine Phasenverschiebung gegenüber den zugehörigen Netzphasenspannungen aufweisen. Für die weitere Beschreibung wird allerdings im Sinne der Übersichtlichkeit ohmsches Netzverhalten angenommen. Entsprechend ist das System vom Netz aus betrachtet ersatzweise als Sternschaltung gleicher ohmsche Widerstände (Eingangsersatzwiderstände) bzw. Leitwerte (Eingangsersatzleitwerte) zu sehen, deren Leistung unter idealisierender Annahme von Verlustfreiheit direkt an den Ausgang, d.h. an den Verbraucher weitergegeben wird.
Diesem Gedanken folgend wird der Sollwert des Eingangsersatzleitwertes
(Eingangssollleitwert) ( G *) in Abhängigkeit der Lastspannungsregelabweichung, d.h. der Differenz eines vorgegebenen Lastspannungssollwertes ( u0 *) und des gemessenen Lastspannungsistwertes ( u ) gebildet, indem die Lastspannungsregelabweichung an den Eingang eines Ausgangsspannungsreglers (51) geführt wird, welche am Ausgang den erforder lichen Sollwert des Nachladestromes (ko *) des Ausgangskondensators (C ) bildet, womit nach (optionaler) Addition des gemessenen Laststromes (Lastromvorsteuerung) (/Load) und Multiplikation dieser Stromsumme mit der Ausgangsreferenzspannung (uD *) der Sollwert der an den Ausgang zu liefernden Leistung (Ausgangsleistungssollwert) ( P0 *) resultiert, welcher letztlich aus dem Netz zu beziehen ist, also bei Vernachlässigung der Verluste des Systems direkt den Eingangsleistungssollwert definiert. Entsprechend wird im nächsten Schritt mit Division durch die Summe der Quadrate der Eingangsphasenspannungen (ua, Ub und uc) der Eingangssollleitwert ( G *) bestimmt, wodurch er einer Leistungsaufnahme aus dem Netz in Höhe des Ausgangsleistungssollwertes ( Pa *) entspricht. Durch Multiplikation des Eingangssollleitwertes ( G *) mit den gemessenen Phasenspannungen (ua, u b und uc) resultieren dann die Eingangsphasenstromsollwerte (4*, * und 4*), aus denen wiederum der Zwischenkreisstromsollwert (4*) ermittelt wird, indem von allen Eingangsphasenstromsollwerten (4*, 4* und 4*) der Betrag gebildet wird und der grösste Wert als Zwischenkreisstromsollwert (4*) verwendet wird. Weiters können nun aus dem Verhältnis der jeweiligen Eingangsphasenstromsollwerten (4*, 4* und 4*) und dem Zwischenkreisstromsollwert (4*) die Tastverhältnisse für die Dreiphasenbrückenschaltung (c4, c4 und c4) berechnet werden, aus denen dann die effektiven Tastgrade (C4,H, C4,L, C ,H, C4,L, C/C,H und dc, L) sowie der lokale Mittelwert der geschalteten Gleichspannung am Ausgang der Dreiphasenbrückenschaltung (Ubu) gewonnen werden.
• Entweder ist das berechnete Tastverhältnis ( c , c/b oder c ) positiv und die relative Einschaltzeit für den oberen Schalter (c4, , C ,H oder c4,H) entspricht dann gerade dem berechneten Tastverhältnis (c4, cfb oder dc ) wobei der untere Schalter immer ausgeschaltet bleibt, d.h. die Einschaltzeit ist für den unteren Schalter (c4,L, db,i oder dcx) Null,
• oder das Tastverhältnis (c4, db oder dc ) ist negativ und der obere Schalter bleibt ausgeschaltet, d.h. die Einschaltzeit für den oberen Schalter (da, H, C ,H oder dc, H) ist Null, wobei dann die relative Einschaltzeit für den unteren Schalter (c4,L, G4, oder dc, gerade dem Betrag des berechneten Tastverhältnisses (c4, c oder c4) entspricht. Aus den effektiven Tastgraden der einzelnen Schaltern (C4,H, C4,L, db, H, C ,L, dC, H und dc, L) werden anschliessend im Modulator die effektiven Schaltsignale (sa,m, sa,H2, sa,u, sa,L2, Sb,m, Sb,H2, Sb,u, Sb,L2, sc, HI , sc, H2, sc,Liund sc,L2) f ü r die einzelnen Schalter erzeugt.
Der lokale Mittelwert der geschalteten Gleichspannung ( Ubu ) ergibt sich entweder durch Multiplikation der berechneten Tastverhältnisse (c4, db und c4) mit den entsprechenden Phasenspannungen (ua, Ub und uc) oder alternativ (nicht gezeigt) durch Division des Ausgangsleistungssollwertes (P0 *) durch den Zwischenkreisstromsollwert (4*).
Die Regelung des Zwischenkreisstromes oder Induktivitätsstromes (4) erfolgt anschliessend mit einer unterlagerten Stromregelung indem zuerst die Regelabweichung durch Subtraktion des gemessenen Zwischenkreisstromes (4) vom Zwischenkreisstromsollwert (4*) ermittelt wird und dieser dann einem Zwischenkreisstromregler (52) zugeführt wird, welcher an seinem Ausgang den Sollwert der im Mittel über eine Taktperiode an der zugehörigen Zwischenkreisinduktivität ( L ) zu bildenden Spannung (UL ) ausgibt. Nach Subtraktion dieses Sollwertes (UL *) vom berechneten lokalen Mittelwert der geschalteten Gleichspannung (ubu) resultiert der lokale Mittelwert des Spannungssollwerts (ubo *) der am Mittelpunkt des Hochsetzstellerbrückenzweiges erforderlich ist. Wird diese Mittelpunktspannung (ubo *) durch den Sollwert der Ausgangsspannung (uQ *) dividiert, so ergibt sich daraus direkt die relative Einschaltdauer (cfd) bzw. aus einem Modulator (53) das effektive Schaltsignal (sd) für den oberen Schalter (311) des Hochsetzstellerbrückenzweiges, wobei während der Einschaltdauer des oberen Schalters (311) der untere Schalter (312) des Brückenzweiges ausgeschaltet wird, d.h. beide Schalter des Brückenzweiges im Gegentakt arbeiten und die Taktperiode bevorzugt eine konstante Länge bzw. die Taktfrequenz bevorzugt einen konstanten Wert aufweist. Insgesamt wird so der Zwischenkreisstromistwert (4) entsprechend dem zugehörigen Zwischenkreisstromsollwertverlauf (4*) geführt. Anzumerken ist, dass die Taktung der Dreiphasenbrückenschaltung und des
Hochsetzstellerbrückenzweiges beispielsweise mit gleicher Taktfrequenz vorgenommen und zeitlich so gelegt werden kann, dass eine minimale schaltfrequente Schwankung des Zwischenkreisstromes (4) erreicht wird.
Anzumerken ist, dass neben der Ausführung des Lastkonverters als DC/DC-Hochsetzsteller mehrere weitere Realisierungsformen bestehen:
• eine Vollbrückenschaltzelle 6 mit innerer DC-Spannung, zur Implementierung einer aktiven Formung des Zwischenkreisstromes (vgl. Figur 6). Der Zwischenkreisstrom ist gleich dem Ausgangsstrom, welcher über entsprechende Taktung der
Vollbrückenschaltzelle 6 eingeprägt wird. Da die Zelle nur Leistungspulsationen mit sechsfacher Netzfrequenz ausgleicht, ist keine DC-seitige Speisung erforderlich. Zudem können vorteilhaft für die Vollbrückenschaltzelle 6 im Vergleich zur Dreiphasenbrückenschaltung Schaltelemente mit relativ geringer Sperrspannung eingesetzt werden. Die
• Ein Dreiphasen-Pulskonverter, insbesondere Pulswechselrichter 7 (vgl. Figur 7), · oder eine andere spannungsstabilisierende Konverterstufe wie z.B. auch galvanisch getrennte DC/DC-Wandler.
Die Vollbrückenschaltzelle 6 weist zwei Anschlüsse auf. Sie kann gebildet werden durch zwei Brückenzweige, welche parallel zueinander und parallel zu einer Schaltzellenkapazität zwischen einen Schaltzellenpluspol und einen Schaltzellenminuspol geschaltet sind. Die Mittelabgriffe der Brückenzweige bilden die beiden Anschlüsse.
Die Leistungsschalter der Vollbrückenschaltzelle 6 können unidirektional schaltend ausgeführt sein, jeweils mit antiparallelen Freilaufdioden. Anzumerken ist, dass für die Zeichnungen und die obenstehenden Ausführungen ohmsches Netzverhalten als erwünscht angenommen wird, das erfindungsgemässe Steuerverfahren jedoch auch für eine Phasenverschiebung der Netzphasenströme gegenüber den zugeordneten Netzphasenspannungen Anwendung finden kann, wobei dann zu den Phasenstromsollwerten (welche gemäss den obigen Ausführungen für ohmsches Netzverhalten gebildet werden) entsprechende Blindkomponenten addiert werden.

Claims

PATENTANSPRÜCHE
1. Verfahren zum Regeln eines Dreiphasen-Pulsgleichrichtersystems (1, 2, 3), welches eine Dreiphasen-Brückenschaltung (2), zum Leistungsaustausch zwischen einem Dreiphasennetz (1) und einer Zwischenkreisinduktivität (L), und einen Lastkonverter (3), zum Leistungsaustausch zwischen der Zwischenkreisinduktivität ( L ) und einer Last, aufweist, wobei die Brückenzweige der Dreiphasen-Brückenschaltung (2) zum Schalten von durch die Zwischenkreisinduktivität ( L ) fliessenden Phasenströmen angeordnet sind, wobei in zeitlich aufeinanderfolgenden Abschnitten, welche jeweils ein Sechstel der Periodendauer des Dreiphasennetzes dauern, jeweils in einem Abschnitt
• in jenem Brückenzweig, im Folgenden ausgewählter Brückenzweig genannt, der Dreiphasen-Brückenschaltung (2), welchem die Netzphase mit dem betragsmässig grössten Phasenstrom, im Folgenden ausgewählte Netzphase genannt, zugeordnet ist, diese Netzphase wahlweise in Abhängigkeit der Polarität des Phasenstromes mit einem Schalter des ausgewählten Brückenzweigs, im folgenden ausgewählter Schalter genannt, einem positiven Anschlusspunkt (p) oder einem negativen Anschlusspunkt (n) der Dreiphasen-Brückenschaltung (2) verbunden wird, wobei diese Netzphase bei positivem Phasenstrom mit dem positiven und bei negativem Phasenstrom mit dem negativen Anschlusspunkt verbunden wird, und während der Dauer dieses Abschnitts verbunden bliebt,
• in den anderen beiden, nicht ausgewählten, Brückenzweigen durch Taktung der dem ausgewählten Schalter gegenüberliegenden Schalter der entsprechende positive respektive negative Anschlusspunkt wechselweise mit den beiden nicht ausgewählten Phasen verbunden wird.
2. Verfahren gemäss Anspruch 1, wobei jeweils in einem zeitlichen Abschnitt durch die Taktung in jedem der anderen beiden, nicht ausgewählten, Brückenzweige, jeweils ein sinusförmiger Phasenstrom eingestellt wird.
3. Verfahren gemäss Anspruch 1 oder 2, wobei der Lastkonverter durch Taktung eine Spannung ( Ubo ) an einem lastkonverterseitigen Anschluss der Zwischenkreisinduktivität ( L ) einstellt, welche im Zusammenwirken mit einer durch die Dreiphasen-Brückenschaltung (2) gebildete geschaltete Gleichspannung (Ubu) am anderen, brückenschaltungsseitigen Anschluss der Zwischenkreisinduktivität (£.) einen vorgegebener Zwischenkreisstrom (/L) ergibt.
4. Verfahren gemäss Anspruch 3, wobei der Zwischenkreisstrom (/L) durch einen Zwischenkreisstromsollwert (ii ) vorgegeben wird, und dieser gemäss den folgenden Schritten bestimmt wird:
• ein Eingangssollleitwert (G*) wird in Abhängigkeit einer Lastspannungsregelabweichung, welche gleich der Differenz eines vorgegebenen Lastspannungssollwertes (u0 *) und eines gemessenen Lastspannungsistwertes ( u0 ) ist, gebildet,
o indem die Lastspannungsregelabweichung an den Eingang eines Ausgangs spannungsreglers (51) geführt wird, welcher am Ausgang einen Sollwert einen Nachladestromes (/c0‘) eines Ausgangskondensators (CG) des Lastkonverters (3) bildet, aus welchem nach optionaler Addition eines gemessenen Laststromes (/Load) und nach Multiplikation mit einer Ausgangsreferenzspannung (u0 *) ein Ausgangsleistungssollwert (Pa *) einer an den Ausgang des Lastkonverters (3) zu liefernden Leistung resultiert;
o und durch Division des Ausgangsleistungssollwerts (P0 *) durch eine Summe von Quadraten von Eingangsphasenspannungen (ua, Ub und uc) der Eingangssollleitwert (G*) bestimmt wird, wodurch dieser einer Leistungsaufnahme aus dem Dreiphasennetz (1) in Höhe des Ausgangsleistungssollwertes (P0 *) entspricht; und
• durch Multiplikation des Eingangssollleitwertes (G*) mit gemessenen Phasenspannungen (ua, Ub und uc) Eingangsphasenstromsollwerte (/a *, * und /c *) bestimmt werden, aus denen der Zwischenkreisstromsollwert (/ *) ermittelt wird, indem von allen Eingangsphasen stromsollwerten (/a *, * und ic ) der Betrag gebildet wird und der grösste Wert als Zwischenkreisstromsollwert ( * ) verwendet wird.
5. Verfahren gemäss Anspruch 4, wobei aus den Verhältnissen der Eingangsphasen stromsoll werte (/a *, /'b* und ic *) und dem Zwischenkreisstromsollwert (k*) Tastverhältnisse ( da , c b und dc) der Dreiphasen-Brückenschaltung (2) berechnet werden, aus denen die effektiven Tastgrade (cfa,H, da,i, d b,H, db,i, dc, H und dc,i) bestimmt werden, indem jeweils für einen Brückenzweig der Dreiphasen-Brückenschaltung (2)
• falls das berechnete Tastverhältnis ( da , c/b oder c/c) positiv ist, die relative Einschaltzeit für einen oberen Schalter (cfa, H, c/b,H oder dc, H) des Brückenzweigs gleich dem berechneten Tastverhältnis (da, db oder dc ) ist, und der untere Schalter des Brückenzweigs immer ausgeschaltet bleibt;
• falls das Tastverhältnis (da, db oder dc) negativ ist, der obere Schalter des Brückenzweigs ausgeschaltet bleibt, und die relative Einschaltzeit für den unteren Schalter (c/a,L, db,L oder dc, L) des Brückenzweigs gleich dem Betrag des berechneten Tastverhältnisses ( da , c/b Oder c/c) ist.
6. Verfahren gemäss einem der vorangehenden Ansprüche, in welchem zum Erreichen einer Phasenverschiebung von Netzspannung und Netzstrom zu den Phasenstromsollwerten entsprechende Blindkomponenten addiert werden.
7. Verfahren gemäss einem der Ansprüche 1 bis 6, in welchem der Lastkonverter (3) ein Hochsetzsteller ist.
8. Verfahren gemäss einem der Ansprüche 1 bis 6, in welchem
• der Lastkonverter (3) ein Pulswechselrichter ist; oder
• der Lastkonverter (3) eine in einer Verbindungsleitung zwischen positiver Zwischenkreisspannungs- und positiver Ausgangsspannungsklemme des Dreiphasen- Pulsgleichrichtersystems oder zwischen negativer Zwischenkreisspannungs- und negativer Ausgangsspannungsklemme des Dreiphasen-Pulsgleichrichtersystems angeordnete Vollbrückenschaltzelle mit innerer Schaltzellenkapazität ist.
9. Verfahren gemäss Anspruch 7, welches zwischen einer ersten Betriebsart und einer zweiten Betriebsart umschaltet, wobei
• in der ersten Betriebsart die Dreiphasen-Brückenschaltung (2) gemäss einem der Ansprüche 1 bis 6 und der Lastkonverter (3) als Hochsetzsteller betrieben wird; und • in der zweiten Betriebsart die Dreiphasen-Brückenschaltung (2) als Tiefsetzsteller betrieben und der Lastkonverter (3) seinen Ausgang an seinen Eingang schaltet und nicht getaktet wird.
10. Vorrichtung zum Regeln eines Dreiphasen-Pulsgleichrichtersystems (1, 2, 3), welches eine Dreiphasen-Brückenschaltung (2), zum Leistungsaustausch zwischen einem Dreiphasennetz (1) und einer Zwischenkreisinduktivität (L), und einen Lastkonverter (3), zum Leistungsaustausch zwischen der Zwischenkreisinduktivität ( L ) und einer Last, aufweist, dadurch gekennzeichnet, dass die Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens gemäss einem der vorangehenden Ansprüche ausgebildet ist.
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