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WO2019065173A1 - パワーモジュール及びｄｃ－ｄｃコンバータ - Google Patents

パワーモジュール及びｄｃ－ｄｃコンバータ Download PDF

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WO2019065173A1
WO2019065173A1 PCT/JP2018/033357 JP2018033357W WO2019065173A1 WO 2019065173 A1 WO2019065173 A1 WO 2019065173A1 JP 2018033357 W JP2018033357 W JP 2018033357W WO 2019065173 A1 WO2019065173 A1 WO 2019065173A1
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WO
WIPO (PCT)
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switching element
current
power module
terminal
output
Prior art date
Application number
PCT/JP2018/033357
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
秀寿 池田
Original Assignee
日本電産株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 日本電産株式会社 filed Critical 日本電産株式会社
Priority to US16/638,467 priority Critical patent/US11303209B2/en
Priority to JP2019544520A priority patent/JPWO2019065173A1/ja
Priority to CN201880053865.0A priority patent/CN111033988B/zh
Priority to CN202310302461.3A priority patent/CN116260335A/zh
Publication of WO2019065173A1 publication Critical patent/WO2019065173A1/ja
Priority to JP2022110117A priority patent/JP2022137162A/ja

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Definitions

  • the present invention relates to a power module and a DC-DC converter.
  • a current flowing in a field effect transistor for example, MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor) mounted in a power supply circuit is applied to a shunt resistor, and a voltage difference generated between both ends of the shunt resistor is detected.
  • MOSFET Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor
  • Japanese Patent Laid-Open Publication No. 11-265974 discloses an example in which a Rogowski coil is mounted in a power supply circuit and a current flowing in the power supply circuit is detected.
  • Japanese Patent Laid-Open Publication No. 2016-163512 discloses an example including a detection unit that detects whether the current flowing through the power supply circuit exceeds a predetermined threshold.
  • Japanese Patent Publication Japanese Patent Application Laid-Open No. 11-265974 Japanese Patent Publication: Japanese Patent Application Laid-Open No. 2016-163512
  • Patent Document 1 has a problem that the cost of the power supply circuit can not be reduced by using a relatively expensive Rogowski coil. Further, with the technology of Patent Document 2, it has not been possible to detect the magnitude of the current flowing through the power supply circuit.
  • this invention aims at providing the power module and DC-DC converter which can measure the magnitude
  • One aspect of a power module includes a first switching element, a current-voltage conversion circuit into which a current output from the first switching element flows, a measurement circuit for measuring the magnitude of the current, and the measurement circuit And an output terminal for outputting an output signal indicating the measured magnitude of the current, wherein the measurement circuit determines the magnitude of the current output from the first switching element based on the resistance value of the current-voltage conversion circuit.
  • the first switching element and the measuring circuit are formed in one semiconductor package.
  • the current-voltage conversion circuit is a switching element formed of a material different from the first switching element, and the switching operation is slower compared to the first switching element. And a second switching element.
  • the first switching element and the second switching element are cascode connected, and the measurement circuit is formed of the same material as the second switching element.
  • the first switching element includes gallium nitride (GaN) or silicon carbide (SiC), and is formed of a material different from the material forming the second switching element.
  • the measurement circuit outputs the magnitude of the current output from the first switching element based on the potential difference between both ends of the current-voltage conversion circuit caused by the on-resistance of the current-voltage conversion circuit Measure the
  • One aspect of the power module of the present invention is a switching element formed of a material different from the first switching element, wherein the switching operation is slower as compared to the first switching element, and the first switching is performed.
  • the second switching element cascode-connected to the element, wherein the current-voltage conversion circuit is a switching element that is turned on when the measurement circuit measures the magnitude of the current output from the first switching element.
  • a third switching element for flowing at least a part of the current in the on state, and a resistor connected in series to the third switching element, in a path connected in parallel with the second switching element;
  • the measurement circuit may be configured to measure the potential difference between both ends of the resistor and the resistance value of the resistor. Switching element to measure the magnitude of the current output.
  • the current-voltage conversion circuit includes: a current supply unit for causing a current proportional to the current flowing through the first switching element; and a resistor connected in series to the current supply unit.
  • the measurement circuit measures the magnitude of the current output from the first switching element based on the potential difference between both ends of the resistor and the resistance value of the resistor.
  • One aspect of the DC-DC converter of the present invention is a signal for controlling the first switching element provided in the power module, the power module according to any of the above and a control signal based on an output signal of the power module. And a controller for outputting the
  • control device outputs the control signal based on the magnitude of the current measured by the power module.
  • the magnitude of the current can be measured without using expensive parts.
  • FIG. 1 is a view showing an outline of a power module 10.
  • the power module 10 is formed of, for example, two types of different materials.
  • the power module 10 is formed of the first material WL1 and the second material WL2.
  • the first material WL1 is, for example, a material such as gallium nitride (GaN) or silicon carbide (SiC).
  • the second material WL2 is, for example, a material such as silicon (Si).
  • the first material WL1 is a material having a wider band gap or a higher electron mobility.
  • the power module 10 includes an external terminal (hereinafter, external terminal Te) connected to an external circuit.
  • the external terminal Te is, for example, an electrode.
  • the power module 10 includes the external terminals of the external terminals Te1 to Te7.
  • the external terminals Te are disposed in the second material WL2, and the external terminals Te7 are disposed in the first material WL1.
  • the first material WL1 and the second material WL2 in the power module 10 are connected by bonding wires between electrode pads formed on the first material WL1 and the second material WL2.
  • the electrode pad is also referred to as an internal terminal (hereinafter, internal terminal Ti).
  • the first switching element F1 is formed on the first material WL1.
  • the first switching element F1 is, for example, an FET (Field-Effect Transistor).
  • the first switching element F1 includes a gate terminal, a source terminal, and a drain terminal.
  • the gate terminal included in the first switching element F1 is described as a first gate terminal
  • the drain terminal is described as a first drain terminal
  • the source terminal is described as a first source terminal.
  • the first switching element F1 is an element that switches large-capacity power at high speed, for example, based on a signal input to the first gate terminal.
  • the first material WL1 includes two internal terminals Ti (internal terminals Ti1 to Ti2).
  • the first drain terminal is connected to the external terminal Te7.
  • the first gate terminal is connected to the internal terminal Ti1.
  • the first source terminal is connected to the internal terminal Ti2.
  • the gate driver GD (not shown) is an element that converts a pulse width modulation (PWM) signal generated by a controller (not shown) into a level at which the switching element is turned on.
  • PWM pulse width modulation
  • the output terminal of the gate driver GD and the external terminal Te1 of the power module 10 are connected. Therefore, a signal (hereinafter referred to as a gate signal) output from the output terminal of the gate driver GD is input to the external terminal Te1.
  • the gate signal is a signal obtained by converting the PWM signal into a level at which the switching element is turned on.
  • signals i.e., PWM signal and gate signal
  • signals output from the control device (not shown) and input to the switching element may be collectively referred to as a control signal.
  • the external terminal Te1 is connected to the internal terminal Ti3.
  • the internal terminal Ti3 and the internal terminal Ti1 are connected by a bonding wire. Therefore, the gate signal output from the gate driver GD is input to the first gate terminal of the first switching element F1.
  • the measurement circuit MC is a circuit that measures a current (hereinafter, drain current) that flows when the first switching element F1 is turned on.
  • drain current a current
  • the internal terminal Ti2 and the internal terminal Ti4 are connected by a bonding wire.
  • the internal terminal Ti4 and the external terminal Te5 are connected by a wiring pattern formed in the second material WL2. Therefore, the drain current when the first switching element F1 is turned on flows through the wiring pattern.
  • the measurement circuit MC measures the current based on the potential difference generated between both ends (point P1 and point P2 shown) of the current-voltage conversion circuit TD and the resistance value of the current-voltage conversion circuit TD.
  • the measurement circuit MC outputs a signal (hereinafter, output signal) indicating the measured result.
  • the output signal is, for example, a signal that indicates a change in drain current by a voltage.
  • the measurement circuit MC includes an output terminal (out terminal shown) and a test terminal (test terminal shown).
  • the output terminal of the measurement circuit MC is connected to the external terminal Te3. Therefore, the measurement circuit MC outputs an output signal as a measurement result measured from the external terminal Te3.
  • the test terminal is connected to the external terminal Te4.
  • the measurement circuit MC performs an operation of measuring the drain current in accordance with a signal (hereinafter, a test signal) input from the external terminal Te4.
  • the second material WL2 includes an external terminal Te2 to which a voltage applied to the second material WL2 is connected, and an external terminal Te6 which is a terminal on the GND side of the voltage.
  • the circuit formed in the second material WL2 is driven by the voltage applied to the potential (the potential VDD illustrated) of the voltage applied to the second material WL2.
  • FIG. 2 is a diagram showing an example of the internal connection of the power module 10.
  • the package of the power module 10 includes a circuit formed of the first material WL1 and a circuit formed of the second material WL2 portion.
  • the external terminals Te1 to Te6 of the power module 10 are connected to the electrode pads of the second material WL2 respectively by bonding wires.
  • the external terminal Te7 is connected to the electrode pad of the first material WL1 by a bonding wire.
  • the terminal through which the drain current flows may be configured by a plurality of electrodes and an electrode pad.
  • the external terminal Te ⁇ b> 5 and the external terminal Te ⁇ b> 7 are each configured of eight electrodes and electrode pads.
  • the internal terminal Ti2 and the internal terminal Ti4 are each configured by eight electrode pads.
  • the external terminal Te5, the external terminal Te7, the internal terminal Ti2, and the internal terminal Ti4 can flow a drain current of a larger current than the external terminal Te and the internal terminal Ti which are not configured by a plurality of electrodes and electrode pads.
  • the present invention is not limited to this.
  • the number of external terminals Te and the number of electrode pads may be any number according to the current flowing through the external terminals Te.
  • the case where internal terminal Ti2 and internal terminal Ti4 each were comprised by eight electrode pads was demonstrated above, it is not restricted to this.
  • the number of internal terminals Ti and the number of electrode pads may be any number according to the current flowing through the internal terminals Ti.
  • FIG. 3 is a diagram showing an example of the basic configuration of the power module 10. Specifically, FIG. 3 is a diagram showing an example in which the current-voltage conversion circuit TD is the second switching element F2.
  • a second switching element F2 and a control signal output circuit CC are formed in the second material WL2 of the power module 10.
  • the second switching element F2 is, for example, a normally-off FET.
  • the gate terminal of the second switching element F2 is described as a second gate terminal
  • the drain terminal is described as a second drain terminal
  • the source terminal is described as a second source terminal.
  • the second drain terminal and the internal terminal Ti4 are connected.
  • the second source terminal is connected to the external terminal Te5. Therefore, the first switching element F1 and the second switching element F2 are cascode connected.
  • the second switching element F2 is, for example, an element that performs switching operation based on a signal (hereinafter, control signal) input to the second gate terminal.
  • the control signal output circuit CC includes an output terminal (out terminal shown) that outputs a control signal.
  • the output terminal and the second gate terminal of the second switching element F2 are connected. Therefore, the second switching element F2 performs switching operation based on the control signal output from the control signal output circuit CC.
  • the first switching element F1 is a normally-on type element
  • the first switching element F1 can be turned off based on a signal output from a normally-off type element generally used for a switching power supply device or the like. Can not.
  • the cascode circuit is configured by connecting the second drain terminal of the normally-off second switching element F2 to the first source terminal. (For example, FIG. 3).
  • the second switching element F2 is turned off based on the control signal of the control signal output circuit CC
  • the first switching element F1 is turned off similarly to the second switching element F2.
  • the drain current when the first switching element F1 is turned on is from the internal terminal Ti4 to the external terminal Te5 via the second drain terminal and the second source terminal (shown in FIG. , Flows through the route RT1).
  • the measurement circuit MC measures, for example, the drain current flowing between the second drain terminal and the second source terminal (that is, between the point P1 and the point P2 shown) in the path RT1.
  • the measurement circuit MC outputs a signal indicating the measured result.
  • FIG. 4 is a diagram showing an example of the configuration of the power module 10a according to the first embodiment. Specifically, FIG. 4 is a diagram showing an example of a configuration in which the current-voltage conversion circuit TD includes the third switching element F3 and a shunt resistor R1.
  • the power module 10a of the first embodiment is formed of a first material WL1 and a second material WL2a.
  • a second switching element F2, a control signal output circuit CC, a third switching element F3, a shunt resistor R1, and a measuring circuit MCa are formed in the second material WL2a.
  • the gate driver GD is provided outside the semiconductor package, but may be provided in one semiconductor package.
  • the third switching element F3 is, for example, a normally-off FET.
  • the gate terminal included in the third switching element F3 is described as a third gate terminal
  • the drain terminal is described as a third drain terminal
  • the source terminal is described as a third source terminal.
  • the internal terminal Ti4, the second drain terminal, and the third drain terminal are connected.
  • the third gate terminal and the external terminal Te4 are connected.
  • the third source terminal is connected to one end of the shunt resistor R1.
  • the other end of the shunt resistor R1, the second source terminal, and the external terminal Te5 are connected.
  • the control signal output circuit CC includes a test terminal (test terminal shown).
  • the control signal output circuit CC is connected to the external terminal Te4.
  • the control signal output circuit CC outputs a control signal according to the test signal input from the external terminal Te4, and controls the second switching element F2 to be in the on state or the off state.
  • the measurement circuit MCa includes an operational amplifier OP1, a switch SW1, a switch SW2, a resistor R2, a resistor R3, a resistor R4, and a resistor R5.
  • the switch SW1 and the switch SW2 each include two terminals, and switch the connection between the terminals by opening and closing.
  • One end of the switch SW1 is connected to a connection point (point P1 shown in the drawing) between the third source terminal and the shunt resistor R1, and the other end is connected to the resistor R2.
  • One end of the switch SW2 is connected to a connection point (point P2 shown) between the second source terminal, the other end of the shunt resistor R1, and the external terminal Te5, and the other end is connected to the resistor R3 .
  • the switch SW1 and the switch SW2 are connected to the external terminal Te4.
  • the switch SW1 and the switch SW2 open and close in response to the test signal.
  • the other end of the resistor R2 is connected to the noninverting input terminal of the operational amplifier OP1.
  • the other end of the resistor R3 is connected to the inverting input terminal of the operational amplifier OP1.
  • one end of the resistor R4 is connected to the non-inverting input terminal, and the other end is grounded.
  • one end of the resistor R5 is connected to the inverting input terminal, and the other end is connected to the output terminal of the operational amplifier OP1.
  • the output terminal of the operational amplifier OP1 is connected to the external terminal Te3.
  • the power module 10 operates in the normal mode and the test mode.
  • the test signal is, for example, a low level signal.
  • the control signal output circuit CC controls the second switching element F2 as a switching element that controls the first switching element F1 to the off state or the off state in the normal mode.
  • the third switching element F3 is controlled to the off state in response to the input of the low level test signal.
  • the measurement circuit MCa does not perform an operation of measuring the drain current of the first switching element F1.
  • the switch SW1 and the switch SW2 are controlled to the open state in response to the low level test signal being input. Therefore, in the normal mode, the operational amplifier OP1 receives no signal at the inverting input terminal and the non-inverting input terminal.
  • the test signal is, for example, a high level signal.
  • the control signal output circuit CC controls the second switching element F2 to the off state in the test mode.
  • the third switching element F3 is controlled to be in the on state in response to the input of the high level test signal. Therefore, in the test mode, the drain current of the first switching element F1 passes from the internal terminal Ti4 to the external terminal Te5 via the third drain terminal, the third source terminal, and the shunt resistor R1 (as shown in FIG. Flow).
  • the route RT1 and the route RT2 are routes connected in parallel.
  • the measurement circuit MCa operates to measure the drain current of the first switching element F1. Specifically, the switch SW1 and the switch SW2 are controlled to the closed state in response to the input of the high level test signal.
  • the measurement circuit MCa is a potential difference generated between the inverting input terminal of the operational amplifier OP1 and the non-inverting input terminal (in this example, the potential difference generated by the shunt resistor R1 (that is, the potential difference between the point P1 and the point P2) ) Is output from the output terminal by a voltage which is amplified by a gain determined by the resistance values of the resistors R2 to R5.
  • the first switching element F1 the current-voltage conversion circuit TD into which the current (the drain current in this example) output from the first switching element F1 flows
  • the measurement circuit MC measures the magnitude of the current output from the first switching element F1 based on the resistance value of the current-voltage conversion circuit TD.
  • the first switching element F1 and the measuring circuit MC are formed in one semiconductor package. In the prior art, it has been difficult in some cases to accurately measure the drain current due to the influence of the wiring pattern from the first switching element F1 to the shunt resistor. In the power module 10 of the present embodiment, the first switching element F1 and the measurement circuit MC are formed in the same package. For this reason, the power module 10 of the present embodiment can reduce the measurement error caused by the influence of the wiring pattern. Therefore, the power module 10 of this embodiment can measure the current with high accuracy without using expensive parts (for example, Rogowski coil).
  • the current-voltage conversion circuit TD of the power module 10 of the present embodiment is a switching element formed of a material different from that of the first switching element F1, and the switching operation is slower compared to the first switching element F1.
  • a certain second switching element F2 is provided.
  • the first switching element F1 and the second switching element F2 are cascode connected, and the measurement circuit MC is the same material as the second switching element F2 (in this example, silicon (Si Formed by).
  • the first switching element F1 whose switching operation is fast is generally a normally-on type FET. In this case, the first switching element F1 can not be turned off based on a signal output from a normally-on type element generally used in a switching power supply device or the like.
  • the power module 10 controls the first switching element F1 to be in the off state by cascoding the second switching element F2 to the first switching element F1 and turning off the second switching element F2. Can.
  • the first switching element F1 includes gallium nitride (GaN) or silicon carbide (SiC), and a material forming the second switching element F2 (in this example, silicon (Si)) It is formed of a material different from).
  • the switching element for example, the first switching element F1 formed on the first material WL1 and the switching element (for example, the second switching element F2) formed on the second material WL2, the first material WL1 is used.
  • the switching element formed in the above can perform switching operation at high speed while flowing a large drain current.
  • the power module 10 can form a large current by forming the switching element (in this example, the first switching element F1) in the first material WL1 of gallium nitride (GaN) or silicon carbide (SiC).
  • the switching operation can be performed at high speed while drain current flows.
  • the power module 10a of the present embodiment is a switching element that is turned on when the measurement circuit MC measures the magnitude of the current (the drain current in this example) output by the first switching element F1.
  • a third switching element F3 for flowing at least a part of the drain current in the on state, and a resistor connected in series to the third switching element F3 in a path RT2 connected in parallel with the second switching element F2 (an example of this).
  • the measurement circuit MCa further includes a shunt resistor R1), and the measurement circuit MCa determines the magnitude of the current output from the first switching element F1 based on the potential difference between both ends of the shunt resistor R1 and the resistance value of the shunt resistor R1. Measure Thereby, the power module 10a of the present embodiment can measure the drain current of the first switching element F1 with a simple circuit configuration.
  • FIG. 5 is a view showing an example of the configuration of a power module 10b according to the second embodiment.
  • FIG. 5 is a diagram showing an example in which the current-voltage conversion circuit TD is the second switching element F2.
  • the power module 10b of the second embodiment is formed of the first material WL1 and the second material WL2b.
  • a second switching element F2, a control signal output circuit CC, and a measurement circuit MCa are formed in the second material WL2b.
  • the gate driver GD is provided outside the semiconductor package, but may be provided in one semiconductor package.
  • the control signal output circuit CC of the present embodiment controls the second switching element F2 as a switching element that controls the first switching element F1 to the off state or the on state regardless of the normal mode and the test mode.
  • one end of the switch SW1 is connected to a connection point (point P1 shown) between the internal terminal Ti4 (first source terminal) and the second drain terminal.
  • one end of the switch SW2 is connected to a connection point (point P2 shown in the figure) between the second source terminal and the external terminal Te5.
  • the measurement circuit MCa does not operate to measure the drain current of the first switching element F1.
  • the switch SW1 and the switch SW2 are controlled to the open state in response to the input of the low level test signal. Therefore, in the normal mode, the operational amplifier OP1 receives no signal at the inverting input terminal and the non-inverting input terminal.
  • the measurement circuit MCa operates to measure the drain current of the first switching element F1. Specifically, the switch SW1 and the switch SW2 are controlled to the closed state in response to the input of the high level test signal. In this case, the measurement circuit MCa generates the potential difference between the inverting input terminal and the non-inverting input terminal of the operational amplifier OP1 (in this example, the potential difference between the second drain terminal and the second source terminal , And a potential difference between the point P1 and the point P2) is amplified by a gain determined by the resistance values of the resistors R2 to R5, and a voltage is output from the output terminal.
  • the potential difference generated between the second drain terminal and the second source terminal is a potential difference generated by the on resistance of the second switching element F2.
  • the measurement circuit MCa includes both ends of the second switching element F2 generated by the on resistance of the second switching element F2 (in this example, the second drain terminal, the second Based on the potential difference with the source terminal, the magnitude of the current (the drain current in this example) output from the first switching element F1 is measured.
  • the power module 10a of the present embodiment can measure the drain current of the first switching element F1 with a simple circuit configuration that does not include the shunt resistor R1.
  • FIG. 6 is a view showing an example of the configuration of a power module 10c according to the third embodiment.
  • FIG. 6 is a diagram showing an example of a configuration in which the current-voltage conversion circuit TD includes a shunt resistor R6, a fourth switching element F4, and a fifth switching element F5.
  • the power module 10c of the third embodiment is formed of the first material WL1 and the second material WL2c.
  • a second switching element F2, a control signal output circuit CC, and a measurement circuit MCc are formed in the second material WL2c.
  • the gate driver GD is provided outside the semiconductor package, but may be provided in one semiconductor package.
  • the measurement circuit MCc includes an operational amplifier OP2, a switch SW3, a switch SW4, a fourth switching element F4, a fifth switching element F5, a shunt resistor R6, and an inverting amplification circuit APC.
  • the fourth switching element F4 and the fifth switching element F5 are, for example, FETs.
  • an FET is selected such that the ratio of the gate width of the second switching element F2 to the fifth switching element F5 is, for example, 1000: 1.
  • the gate width ratio is not limited to this.
  • the gate terminal of the fourth switching element F4 is described as a fourth gate terminal
  • the drain terminal is described as a fourth drain terminal
  • the source terminal is described as a fourth source terminal.
  • the gate terminal of the fifth switching element F5 is described as a fifth gate terminal
  • the drain terminal is described as a fifth drain terminal
  • the source terminal is described as a fifth source terminal.
  • the switch SW3 and the switch SW4 each include two terminals, and switch the connection between the terminals by opening and closing.
  • One end of the switch SW3 is connected to a connection point (point P1 shown) between the internal terminal Ti4 (first drain terminal) and the second drain terminal.
  • the other end of the switch SW3 is connected to the non-inverted input terminal of the operational amplifier OP2.
  • One end of the switch SW4 is connected to a connection point (point P2 shown in the figure) between the second source terminal and the external terminal Te5.
  • the other end of the switch SW4 is connected to the fifth source terminal.
  • the switch SW3 and the switch SW4 are connected to the external terminal Te4.
  • the switch SW3 and the switch SW4 open and close in response to the test signal.
  • One end of the shunt resistor R6 is connected to the potential of the voltage applied to the second material WL2 (the illustrated potential VDD).
  • the other end of the shunt resistor R6 is connected to the input terminal of the inverting amplification circuit APC and the fourth drain terminal.
  • the fourth source terminal, the fifth drain terminal, and the inverting input terminal of the operational amplifier OP2 are connected.
  • the fifth gate terminal of the fifth switching element F5 and the external terminal Te4 are connected.
  • the control signal output circuit CC of the present embodiment controls the second switching element F2 as a switching element that controls the first switching element F1 to the off state or the on state regardless of the normal mode and the test mode.
  • the inverting amplification circuit APC includes an operational amplifier OP3, a resistor R7, and a resistor R8.
  • the inverting amplification circuit APC includes an input terminal (in terminal shown) and an output terminal (out terminal shown).
  • One end of the resistor R7 is connected to the input terminal.
  • the other end of the resistor R7, one end of the resistor R8, and the inverting input terminal of the operational amplifier OP3 are connected.
  • the noninverting input terminal of the operational amplifier OP3 and the other end of the resistor R8 are grounded.
  • the output terminal of the operational amplifier OP3 and the output terminal of the inverting amplification circuit APC are connected. Further, the output terminal of the inverting amplification circuit APC and the external terminal Te3 are connected.
  • the power module 10c operates in the normal mode and the test mode.
  • the test signal is, for example, a low level signal.
  • the fifth switching element F5 is controlled to the off state in response to the low level test signal being input to the fifth gate terminal.
  • the measurement circuit MCa does not perform an operation of measuring the drain current of the first switching element F1. Specifically, switch SW1 and switch SW2 are controlled to an open state in response to the low level test signal being input, and no signal is input to measurement circuit MCc (operational amplifier OP2). , Does not output the output signal.
  • the test signal is, for example, a high level signal.
  • the switch SW3 and the switch SW4 are controlled to the closed state in response to the input of the high level test signal.
  • the fifth switching element F5 is controlled to the on state in response to the input of the high level test signal.
  • the operational amplifier OP2 of the measurement circuit MCc outputs, from the output terminal, a voltage corresponding to the potential difference generated between the point P1 and the point P2. Further, a voltage corresponding to the potential difference is applied to the fourth gate terminal of the fourth switching element F4, and the potential difference is generated between the fourth drain terminal of the fourth switching element F4 and the fourth source terminal. A corresponding drain current flows.
  • the path through which the drain current flows is from the shunt resistor R6 to the external terminal Te5 (path RT3 shown) via the fourth drain terminal, the fourth source terminal, the fifth drain terminal, and the fifth source terminal.
  • the gate widths of the second switching element F2 and the fifth switching element F5 are set to, for example, 1000: 1. Therefore, the drain current flowing through the path RT3 has a current magnitude proportional to the drain current flowing through the path RT1, and is 1/1000 of the drain current flowing through the path RT1.
  • the fourth switching element F4 and the fifth switching element F5 are an example of a current supply unit.
  • the present invention is not limited to this.
  • the power loss consumed by the current flowing through the path RT3 flowing through the shunt resistor R6 be relatively small.
  • the ratio of the gate widths of the second switching element F2 and the fifth switching element F5 may be any value as long as the power loss is relatively small.
  • a drain current having a magnitude of 1/1000 of the drain current flowing in the route RT1 flows in the route RT3. Further, at both ends of the shunt resistor R6, a potential difference corresponding to the drain current (that is, a potential difference corresponding to the potential difference between the point P1 and the point P2) is generated.
  • the operational amplifier OP3 of the inverting amplification circuit APC outputs, from the output terminal, a voltage obtained by inverting and amplifying the potential difference with a gain determined by the resistance values of the resistors R7 to R8.
  • the inverting amplification circuit APC may be configured to non-invert and amplify the potential difference instead of the configuration for inverting and amplifying.
  • the current-voltage conversion circuit TD is a current supply unit (an example of which flows a current proportional to the current (the drain current in this example) flowing in the first switching element F1.
  • the fourth switching element F4 and the fifth switching element F5) and the resistor (in this example, the shunt resistor R6) connected in series to the current supply unit are provided, and the measurement circuit MCc includes both ends of the shunt resistor R6.
  • the magnitude of the current output from the first switching element F1 is measured on the basis of the potential difference of and the resistance value of the shunt resistor R6.
  • the gate widths of the second switching element F2 and the fifth switching element F5 are adjusted, and a current proportional to the drain current flowing in the route RT1 is In one example, 1/1000) flows. Therefore, according to the power module 10c of the present embodiment, a small amount of current (proportional) corresponding to the drain current flowing through the first switching element F1 is supplied to the shunt resistor R6 to reduce the power loss involved in current measurement. be able to.
  • the power module 10c measures the current by the potential difference generated between both ends of the shunt resistor R6. Therefore, the power module 10c is more accurate than the case where the current is measured based on the on resistance of the second switching element F2.
  • the drain current can be measured high.
  • FIG. 7 is a diagram showing an example of the configuration of the DC-DC converter 1 according to the fourth embodiment.
  • the DC-DC converter 1 according to the fourth embodiment includes the power module 10 of any one of the power module 10a, the power module 10b and the power module 10c, a constant voltage source PW, an inductor L, a diode D, and a capacitor BC.
  • a first voltage dividing resistor PR1, a second voltage dividing resistor PR2, a load LD, and a control device 30 are provided.
  • the external terminal Te1 and the gate driver GD are connected.
  • the potential VDD is applied to the external terminal Te2.
  • the external terminal Te3 and the control device 30 are connected.
  • the power module 10 outputs an output signal to the control device 30 from the external terminal Te3.
  • Control device 30 and external terminal Te4 are connected. Control device 30 inputs a test signal to power module 10 (external terminal Te4). Control device 30 and gate driver GD are connected. Control device 30 inputs a PWM signal to gate driver GD. The gate driver GD and the external terminal Te1 are connected. The gate driver GD inputs a gate signal to the power module 10 (external terminal Te1). The external terminal Te5 and the external terminal Te6 are grounded. The potential VDD is applied to the external terminal Te7 via the inductor L. The anode of the diode D is connected to the external terminal Te7. One end of a load LD is connected to the cathode of the diode D. The other end of the load LD is grounded.
  • the first voltage dividing resistor PR1 and the second voltage dividing resistor PR2 are connected in series.
  • the first voltage dividing resistor PR1 and the second voltage dividing resistor PR2 connected in series are connected in parallel to the load LD.
  • a capacitor BC is connected in parallel to the load LD.
  • a signal switched by the first switching element F1 is applied to the load LD.
  • Control device 30 controls the operation of power module 10 based on the output signal output from power module 10. Specifically, when the output signal indicates that the drain current causing the overcurrent is being supplied to the load LD, the control device 30 inputs a PWM signal for stopping the switching to the gate driver GD.
  • the second switching element F2 operates as a switching element for controlling the first switching element F1 to the off state or the on state regardless of the normal mode and the test mode, the second switching element F2
  • the potential VDD may be applied to the external terminal Te4.
  • the DC-DC converter 1 of this embodiment controls the power module 10 and the control signal based on the output signal of the power module 10 to control the first switching element F1 included in the power module 10 (this In one example, the control device 30 outputs as a PWM signal for controlling the gate driver GD, and the power conversion circuit converts and outputs the input power by the switching operation of the first switching element F1. Moreover, the control apparatus 30 of this embodiment outputs a control signal based on the magnitude
  • the control device 30 can be used to control the first switching element F1, which is an output signal output from the power module 10, according to a change in drain current. .
  • the power module 10 is formed of two different types of materials (in this example, the first material WL1 and the second material WL2)
  • the present invention is not limited thereto.
  • the power module 10 may be formed of the first material WL1.
  • each circuit formed in the second material WL2 is formed in the first material WL1.
  • SYMBOLS 1 DC-DC converter, 10, 10a, 10b, 10c ... Power module, 30 ... Control apparatus, APC ... Inverted amplifier circuit, CC ... Control signal output circuit, F1 ... 1st switching element, F2 ... 2nd switching element, F3 third switching element F4 fourth switching element F5 fifth switching element MC, MCa, MCc measurement circuit OP1, OP2, OP3 operational amplifier R1, R6 shunt resistance RT1, RT2 RT3 ... path, WL1 ... first material, WL2, WL2a, WL2b, WL2c ... second material

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Abstract

パワーモジュールは、第１スイッチング素子と、前記第１スイッチング素子が出力する電流が流入する電流電圧変換回路と、電流の大きさを測定する測定回路と、前記測定回路が測定した前記電流の大きさを示す出力信号が出力される出力端子と、を備え、前記測定回路は、前記電流電圧変換回路の抵抗値に基づいて、前記第１スイッチング素子が出力する電流の大きさを測定し、前記第１スイッチング素子と、前記測定回路とは、１つの半導体パッケージ内に形成される。

Description

パワーモジュール及びＤＣ－ＤＣコンバータ



　本発明は、パワーモジュール及びＤＣ－ＤＣコンバータに関する。



　従来、電源回路に実装される電界効果トランジスタ（例えば、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｆｉｅｌｄ－Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）に流れる電流をシャント抵抗に流し、シャント抵抗の両端に生じる電圧差を検出することにより、当該電流を測定する技術が知られている。この場合、ＭＯＳＦＥＴからシャント抵抗までの配線パターンの影響によって電流の測定精度が低下するという問題があった。配線パターンの影響とは、例えば、配線が有する寄生インダクタンス、抵抗及び容量成分や、当該配線に対する外来ノイズの影響等である。





　この問題を解決するために、日本国公開公報特開平１１－２６５９７４号公報には、電源回路内にロゴスキーコイルを実装して電源回路を流れる電流を検出する例が開示されている。また、日本国公開公報特開２０１６－１６３５１２号公報には、電源回路を流れる電流が所定の閾値を超えたか否かを検出する検出部を備える例が開示されている。



日本国公開公報：特開平１１－２６５９７４号公報 日本国公開公報：特開２０１６－１６３５１２号公報



　しかしながら、特許文献１の技術では、比較的高価なロゴスキーコイルを用いることによって、電源回路のコストを低減することができないという問題があった。また、特許文献２の技術では、電源回路を流れる電流の大きさの程度までは検出することができなかった。





　そこで、本発明は、上記の問題を解決するために、高価な部品を用いることなく、電流の大きさの程度を測定することができるパワーモジュール及びＤＣ－ＤＣコンバータを提供することを目的とする。



　本発明のパワーモジュールの一つの態様は、第１スイッチング素子と、前記第１スイッチング素子が出力する電流が流入する電流電圧変換回路と、電流の大きさを測定する測定回路と、前記測定回路が測定した前記電流の大きさを示す出力信号が出力される出力端子と、を備え、前記測定回路は、前記電流電圧変換回路の抵抗値に基づいて、前記第１スイッチング素子が出力する電流の大きさを測定し、前記第１スイッチング素子と、前記測定回路とは、１つの半導体パッケージ内に形成される。





　本発明のパワーモジュールの一つの態様は、前記電流電圧変換回路は、前記第１スイッチング素子とは異なる材料によって形成されるスイッチング素子であって、前記第１スイッチング素子と比較してスイッチング動作が低速である第２スイッチング素子を備える。





　本発明のパワーモジュールの一つの態様は、前記第１スイッチング素子と、前記第２スイッチング素子とは、カスコード接続され、前記測定回路は、前記第２スイッチング素子と同一の材料によって形成される。





　本発明のパワーモジュールの一つの態様は、前記第１スイッチング素子は、窒化ガリウム（ＧａＮ）又は炭化珪素（ＳｉＣ）を含み、前記第２スイッチング素子を形成する材料とは異なる材料によって形成される。





　本発明のパワーモジュールの一つの態様は、前記測定回路は、前記電流電圧変換回路のオン抵抗によって生じる前記電流電圧変換回路の両端の電位差に基づいて、前記第１スイッチング素子が出力する電流の大きさを測定する。





　本発明のパワーモジュールの一つの態様は、前記第１スイッチング素子とは異なる材料によって形成されるスイッチング素子であって、前記第１スイッチング素子と比較してスイッチング動作が低速であり、前記第１スイッチング素子とカスコード接続される第２スイッチング素子を備え、前記電流電圧変換回路は、前記第１スイッチング素子が出力する電流の大きさを前記測定回路が測定する場合にオン状態にされるスイッチング素子であって、前記第２スイッチング素子と並列に接続される経路に、前記電流の少なくとも一部を、前記オン状態において流す第３スイッチング素子と、前記第３スイッチング素子に直列に接続される抵抗と、を備え、前記測定回路は、前記抵抗の両端の電位差と、前記抵抗の抵抗値とに基づいて、前記第１スイッチング素子が出力する電流の大きさを測定する。





　本発明のパワーモジュールの一つの態様は、前記電流電圧変換回路は、前記第１スイッチング素子に流れる電流に比例する電流を流す電流供給部と、前記電流供給部に直列に接続される抵抗と、を備え、前記測定回路は、前記抵抗の両端の電位差と、前記抵抗の抵抗値とに基づいて、前記第１スイッチング素子が出力する電流の大きさを測定する。





　本発明のＤＣ－ＤＣコンバータの一つの態様は、上述のいずれかに記載のパワーモジュールと、前記パワーモジュールの出力信号に基づく制御信号を、前記パワーモジュールが備える前記第１スイッチング素子を制御する信号として出力する制御装置と、を備える。





　本発明のＤＣ－ＤＣコンバータの一つの態様は、前記制御装置は、前記パワーモジュールが測定する電流の大きさに基づいて、前記制御信号を出力する。



　高価な部品を用いることなく、電流の大きさの程度を測定することができる。



パワーモジュールの概要を示す図である。 パワーモジュール内部接続の一例を示す図である。 パワーモジュールの基本構成の一例を示す図である。 第１実施形態に係るパワーモジュールの構成の一例を示す図である。 第２実施形態に係るパワーモジュールの構成の一例を示す図である。 第３実施形態に係るパワーモジュールの構成の一例を示す図である。 第４実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータの構成の一例を示す図である。



［第１実施形態］



　以下、本発明の第１実施形態について図面を参照しながら説明する。まず、図１を参照して、パワーモジュール１０の概要について説明する。





＜１－１．パワーモジュール１０の概要＞



　図１は、パワーモジュール１０の概要を示す図である。パワーモジュール１０は、例えば、種類が異なる２つの材料によって形成される。図１に示される一例において、パワーモジュール１０は、第１材料ＷＬ１と、第２材料ＷＬ２とによって形成される。第１材料ＷＬ１とは、例えば、窒化ガリウム（ＧａＮ）又は炭化珪素（ＳｉＣ）等の材料である。また、第２材料ＷＬ２とは、例えば、珪素（Ｓｉ）等の材料である。ここで、第１材料ＷＬ１と、第２材料ＷＬ２とでは、第１材料ＷＬ１の方がバンドギャップの幅が広い、又は電子移動度が高い材料である。パワーモジュール１０は、外部の回路と接続される外部端子（以下、外部端子Ｔｅ）を備える。外部端子Ｔｅとは、例えば、電極である。図１に示される一例において、パワーモジュール１０は、外部端子Ｔｅ１～Ｔｅ７の外部端子を備える。外部端子Ｔｅのうち、外部端子Ｔｅ１～Ｔｅ６は、第２材料ＷＬ２に配置され、外部端子Ｔｅ７は、第１材料ＷＬ１に配置される。また、パワーモジュール１０内の第１材料ＷＬ１及び第２材料ＷＬ２は、第１材料ＷＬ１及び第２材料ＷＬ２に形成される電極パッド間が、ボンディングワイヤによって接続される。以降の説明において、電極パットを内部端子（以下、内部端子Ｔｉ）とも記載する。





＜１－２．第１材料ＷＬ１に形成される回路について＞



　第１材料ＷＬ１には、第１スイッチング素子Ｆ１が形成される。第１スイッチング素子Ｆ１とは、例えば、ＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ－Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）である。以下、第１スイッチング素子Ｆ１がノーマリーオン型のＦＥＴである場合について説明する。第１スイッチング素子Ｆ１は、ゲート端子と、ソース端子と、ドレイン端子を備える。以降の説明において、第１スイッチング素子Ｆ１が備えるゲート端子を第１ゲート端子と記載し、ドレイン端子を第１ドレイン端子と記載し、ソース端子を第１ソース端子と記載する。第１スイッチング素子Ｆ１は、例えば、第１ゲート端子に入力される信号に基づいて、高速に大容量電力をスイッチングする素子である。第１材料ＷＬ１は、２つの内部端子Ｔｉ（内部端子Ｔｉ１～Ｔｉ２）を備える。第１ドレイン端子は、外部端子Ｔｅ７と接続される。第１ゲート端子は、内部端子Ｔｉ１と接続される。第１ソース端子は、内部端子Ｔｉ２と接続される。





＜１－３．第２材料ＷＬ２に形成される回路について＞



　第２材料ＷＬ２には、測定回路ＭＣが形成される。また、第２材料ＷＬ２は、内部端子Ｔｉ３～Ｔｉ４を備える。ゲートドライバＧＤ（不図示）は、制御装置（不図示）が発生させるＰＷＭ（ｐｕｌｓｅ　ｗｉｄｔｈ　ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号をスイッチング素子がオン動作するレベルに変換する素子である。ゲートドライバＧＤの出力端子と、パワーモジュール１０の外部端子Ｔｅ１とは、接続される。したがって、外部端子Ｔｅ１には、ゲートドライバＧＤの出力端子から出力された信号（以下、ゲート信号）が入力される。ゲート信号は、ＰＷＭ信号をスイッチング素子がオン動作するレベルに変換した信号である。なお、以降の説明において、制御装置（不図示）から出力され、スイッチング素子に入力される信号（つまり、ＰＷＭ信号及びゲート信号）を総称して制御信号と記載することがある。外部端子Ｔｅ１は、内部端子Ｔｉ３に接続される。内部端子Ｔｉ３と、内部端子Ｔｉ１とは、ボンディングワイヤによって接続される。したがって、ゲートドライバＧＤが出力したゲート信号は、第１スイッチング素子Ｆ１の第１ゲート端子に入力される。





　測定回路ＭＣは、第１スイッチング素子Ｆ１がオン動作する際に流れる電流（以下、ドレイン電流）を測定する回路である。ここで、内部端子Ｔｉ２と、内部端子Ｔｉ４とは、ボンディングワイヤによって接続される。また、内部端子Ｔｉ４と、外部端子Ｔｅ５とは、第２材料ＷＬ２に形成される配線パターンによって接続される。したがって、第１スイッチング素子Ｆ１がオン動作する際のドレイン電流は、当該配線パターンを流れる。測定回路ＭＣは、電流電圧変換回路ＴＤの両端（図示する点Ｐ１及び点Ｐ２）に生じる電位差と、電流電圧変換回路ＴＤの抵抗値とに基づいて、電流を測定する。測定回路ＭＣは、測定した測定結果を示す信号（以下、出力信号）を出力する。出力信号とは、例えば、ドレイン電流の変化を電圧によって示す信号である。測定回路ＭＣは、出力端子（図示するｏｕｔ端子）と、テスト端子（図示するｔｅｓｔ端子）とを備える。測定回路ＭＣの出力端子は、外部端子Ｔｅ３と接続される。したがって、測定回路ＭＣは、外部端子Ｔｅ３から測定した測定結果として出力信号を出力する。テスト端子は、外部端子Ｔｅ４と接続される。測定回路ＭＣは、外部端子Ｔｅ４から入力される信号（以下、テスト信号）に応じて、ドレイン電流を測定する動作を行う。





　また、第２材料ＷＬ２は、第２材料ＷＬ２に印加される電圧が接続される外部端子Ｔｅ２と、当該電圧のＧＮＤ側の端子である外部端子Ｔｅ６とを備える。第２材料ＷＬ２に形成される回路は、第２材料ＷＬ２に印加される電圧の電位（図示する電位ＶＤＤ）に印加される電圧によって駆動される。





＜１－４．パワーモジュール１０の内部接続＞



　図２は、パワーモジュール１０の内部接続の一例を示す図である。パワーモジュール１０のパッケージ内には、第１材料ＷＬ１によって形成される回路と、第２材料ＷＬ２部によって形成される回路とが含まれる。パワーモジュール１０の外部端子Ｔｅ１～Ｔｅ６は、第２材料ＷＬ２の電極パッドとそれぞれボンディングワイヤによって接続される。また、外部端子Ｔｅ７は、第１材料ＷＬ１の電極パッドとボンディングワイヤによって接続される。ここで、ドレイン電流が流れる端子は、複数の電極と、電極パットによって構成されてもよい。図２に示される一例において、外部端子Ｔｅ５及び外部端子Ｔｅ７は、それぞれ８つの電極と、電極パッドとによって構成される。また、内部端子Ｔｉ２及び内部端子Ｔｉ４は、それぞれ８つの電極パッドによって構成される。これにより、外部端子Ｔｅ５、外部端子Ｔｅ７、内部端子Ｔｉ２及び内部端子Ｔｉ４は、複数の電極や電極パッドによって構成されない外部端子Ｔｅや内部端子Ｔｉよりも、大電流のドレイン電流を流すことができる。



　なお、上述では、外部端子Ｔｅ５及び外部端子Ｔｅ７がそれぞれ８つの電極と、電極パッドとによって構成される場合について説明したが、これに限られない。外部端子Ｔｅと、電極パッドとの数は、当該外部端子Ｔｅを流れる電流に応じた数であれば、いずれの数であってもよい。また、上述では、内部端子Ｔｉ２及び内部端子Ｔｉ４は、それぞれ８つの電極パッドによって構成される場合について説明したが、これに限られない。内部端子Ｔｉと、電極パッドとの数は、当該内部端子Ｔｉを流れる電流に応じた数であれば、いずれの数であってもよい。





＜１－５．パワーモジュール１０の基本構成＞



　以下、パワーモジュール１０の基本構成について説明する。



　図３は、パワーモジュール１０の基本構成の一例を示す図である。具体的には、図３は、電流電圧変換回路ＴＤが第２スイッチング素子Ｆ２である一例を示す図である。図３に示される一例において、パワーモジュール１０の第２材料ＷＬ２には、第２スイッチング素子Ｆ２と、制御信号出力回路ＣＣとが形成される。第２スイッチング素子Ｆ２とは、例えば、ノーマリーオフ型のＦＥＴである。以降の説明において、第２スイッチング素子Ｆ２が備えるゲート端子を第２ゲート端子と記載し、ドレイン端子を第２ドレイン端子と記載し、ソース端子を第２ソース端子と記載する。図３に示される一例において、第２ドレイン端子と、内部端子Ｔｉ４とは、接続される。また、第２ソース端子と、外部端子Ｔｅ５が接続される。したがって、第１スイッチング素子Ｆ１と、第２スイッチング素子Ｆ２とは、カスコード接続される。第２スイッチング素子Ｆ２は、例えば、第２ゲート端子に入力される信号（以下、制御信号）に基づいて、スイッチング動作する素子である。





　制御信号出力回路ＣＣは、制御信号を出力する出力端子（図示するｏｕｔ端子）を備える。出力端子と、第２スイッチング素子Ｆ２の第２ゲート端子とは、接続される。したがって、第２スイッチング素子Ｆ２は、制御信号出力回路ＣＣが出力する制御信号に基づいてスイッチング動作する。





　上述したように、第１スイッチング素子Ｆ１は、ノーマリーオン型の素子であるため、スイッチング電源装置などに一般的に用いられるノーマリーオフ型の素子が出力する信号に基づいてオフ動作することができない。ここで、ノーマリーオン型の第１スイッチング素子Ｆ１をオフ動作させる場合に、第１ソース端子にノーマリーオフ型の第２スイッチング素子Ｆ２の第２ドレイン端子を接続して、カスコード回路を構成する（例えば、図３）。これにより、第２スイッチング素子Ｆ２が制御信号出力回路ＣＣの制御信号に基づいてオフ動作される場合、第１スイッチング素子Ｆ１は、第２スイッチング素子Ｆ２と同様にオフ動作する。





　図３に示される一例において、第１スイッチング素子Ｆ１がオン動作する際のドレイン電流は、内部端子Ｔｉ４から、第２ドレイン端子と、第２ソース端子とを経由して外部端子Ｔｅ５まで（図示する、経路ＲＴ１）を流れる。測定回路ＭＣは、例えば、経路ＲＴ１のうち、第２ドレイン端子と、第２ソース端子間（つまり、図示する点Ｐ１及び点Ｐ２間）を流れるドレイン電流を測定する。測定回路ＭＣは、測定した測定結果を示す信号を出力する。





＜１－６．パワーモジュール１０の構成＞



　以下、第１実施形態のパワーモジュール１０（以下、パワーモジュール１０ａ）の詳細について説明する。



　図４は、第１実施形態に係るパワーモジュール１０ａの構成の一例を示す図である。具体的には、図４は、電流電圧変換回路ＴＤが第３スイッチング素子Ｆ３と、シャント抵抗Ｒ１とを備える構成の一例を示す図である。第１実施形態のパワーモジュール１０ａは、第１材料ＷＬ１と、第２材料ＷＬ２ａとによって形成される。第２材料ＷＬ２ａには、第２スイッチング素子Ｆ２と、制御信号出力回路ＣＣと、第３スイッチング素子Ｆ３と、シャント抵抗Ｒ１と、測定回路ＭＣａとが形成される。なお、本実施形態において、ゲートドライバＧＤは、半導体パッケージの外部に設けられるが、１つの半導体パッケージ内に設けられても良い。





　第３スイッチング素子Ｆ３は、例えば、ノーマリーオフ型のＦＥＴである。以降の説明において、第３スイッチング素子Ｆ３が備えるゲート端子を第３ゲート端子と記載し、ドレイン端子を第３ドレイン端子と記載し、ソース端子を第３ソース端子と記載する。内部端子Ｔｉ４と、第２ドレイン端子と、第３ドレイン端子とは、接続される。また、第３ゲート端子と、外部端子Ｔｅ４とは、接続される。第３ソース端子と、シャント抵抗Ｒ１の一端とが接続される。シャント抵抗Ｒ１の他の一端と、第２ソース端子と、外部端子Ｔｅ５とが接続される。





　図４に示される一例において、制御信号出力回路ＣＣは、テスト端子（図示するｔｅｓｔ端子）を備える。制御信号出力回路ＣＣは、外部端子Ｔｅ４と接続される。制御信号出力回路ＣＣは、外部端子Ｔｅ４から入力されるテスト信号に応じて制御信号を出力し、第２スイッチング素子Ｆ２をオン状態又はオフ状態に制御する。





　測定回路ＭＣａは、演算増幅器ＯＰ１と、開閉器ＳＷ１と、開閉器ＳＷ２と、抵抗Ｒ２と、抵抗Ｒ３と、抵抗Ｒ４と、抵抗Ｒ５とを備える。開閉器ＳＷ１及び開閉器ＳＷ２は、それぞれ２つの端子を備え、開閉によって端子間の接続を切り替える。開閉器ＳＷ１の一端は、第３ソース端子と、シャント抵抗Ｒ１との接続点（図示する点Ｐ１）に接続され、他の一端は、抵抗Ｒ２に接続される。開閉器ＳＷ２の一端は、第２ソース端子と、シャント抵抗Ｒ１の他の一端と、外部端子Ｔｅ５との接続点（図示する点Ｐ２）に接続され、他の一端は、抵抗Ｒ３に接続される。開閉器ＳＷ１及び開閉器ＳＷ２は、外部端子Ｔｅ４に接続される。開閉器ＳＷ１及び開閉器ＳＷ２は、テスト信号に応じて開閉する。抵抗Ｒ２の他の一端は、演算増幅器ＯＰ１の非反転入力端子に接続される。また、抵抗Ｒ３の他の一端は、演算増幅器ＯＰ１の反転入力端子に接続される。また、抵抗Ｒ４は、一端が非反転入力端子に接続され、他の一端が接地される。また、抵抗Ｒ５は、一端が反転入力端子に接続され、他の一端が演算増幅器ＯＰ１の出力端子に接続される。演算増幅器ＯＰ１の出力端子は、外部端子Ｔｅ３に接続される。





＜１－７．パワーモジュール１０の動作モードについて＞



　本実施形態では、パワーモジュール１０は、通常モードと、テストモードとによって動作する。通常モードにおいて、テスト信号は、例えば、ローレベルの信号である。制御信号出力回路ＣＣは、通常モードにおいて、第２スイッチング素子Ｆ２を、第１スイッチング素子Ｆ１のオフ状態又はオフ状態に制御するスイッチング素子として制御する。また、通常モードにおいて、第３スイッチング素子Ｆ３は、ローレベルのテスト信号が入力されることに応じて、オフ状態に制御される。また、通常モードにおいて、測定回路ＭＣａは、第１スイッチング素子Ｆ１のドレイン電流を測定する動作を行わない。具体的には、開閉器ＳＷ１及び開閉器ＳＷ２は、ローレベルのテスト信号が入力されることに応じて、開状態に制御される。したがって、演算増幅器ＯＰ１は、通常モードにおいて、反転入力端子、及び非反転入力端子には信号が入力されない。





　テストモードにおいて、テスト信号は、例えば、ハイレベルの信号である。制御信号出力回路ＣＣは、テストモードにおいて、第２スイッチング素子Ｆ２をオフ状態に制御する。また、テストモードにおいて、第３スイッチング素子Ｆ３は、ハイレベルのテスト信号が入力されることに応じて、オン状態に制御される。したがって、テストモードにおいて、第１スイッチング素子Ｆ１のドレイン電流は、内部端子Ｔｉ４から、第３ドレイン端子と、第３ソース端子とシャント抵抗Ｒ１とを経由して外部端子Ｔｅ５まで（図示する、経路ＲＴ２）を流れる。ここで、経路ＲＴ１と、経路ＲＴ２とは、並列に接続される経路である。





　また、テストモードにおいて、測定回路ＭＣａは、第１スイッチング素子Ｆ１のドレイン電流を測定する動作を行う。具体的には、開閉器ＳＷ１及び開閉器ＳＷ２は、ハイレベルのテスト信号が入力されることに応じて、閉状態に制御される。この場合、測定回路ＭＣａは、演算増幅器ＯＰ１の反転入力端子と、非反転入力端子との間に生じる電位差（この一例では、シャント抵抗Ｒ１によって生じる電位差（つまり、点Ｐ１及び点Ｐ２間の電位差））を抵抗Ｒ２～Ｒ５の抵抗値によって定められるゲインによって増幅した電圧を出力端子から出力する。





＜１－８．第１実施形態のまとめ＞



　以上説明したように、本実施形態のパワーモジュール１０は、第１スイッチング素子Ｆ１と、第１スイッチング素子Ｆ１が出力する電流（この一例では、ドレイン電流）が流入する電流電圧変換回路ＴＤと、電流（この一例では、ドレイン電流）の大きさを測定する測定回路ＭＣとを備え、測定回路ＭＣは、電流電圧変換回路ＴＤの抵抗値に基づいて、第１スイッチング素子Ｆ１が出力する電流の大きさを測定し、第１スイッチング素子Ｆ１と、測定回路ＭＣとは、１つの半導体パッケージ内に形成される。従来の技術では、第１スイッチング素子Ｆ１からシャント抵抗までの配線パターンの影響によって精度高くドレイン電流を測定することが困難である場合があった。本実施形態のパワーモジュール１０は、第１スイッチング素子Ｆ１と、測定回路ＭＣとが同一のパッケージ内に形成される。このため、本実施形態のパワーモジュール１０は、配線パターンの影響によって生じる測定誤差を低減することができる。したがって、本実施形態のパワーモジュール１０は、高価な部品（例えば、ロゴスキーコイル）を用いることなく、精度高く電流を測定することができる。





　また、本実施形態のパワーモジュール１０の電流電圧変換回路ＴＤは、第１スイッチング素子Ｆ１とは異なる材料によって形成されるスイッチング素子であって、第１スイッチング素子Ｆ１と比較してスイッチング動作が低速である第２スイッチング素子Ｆ２を備える。本実施形態のパワーモジュール１０において、第１スイッチング素子Ｆ１と、第２スイッチング素子Ｆ２とは、カスコード接続され、測定回路ＭＣは、第２スイッチング素子Ｆ２と同一の材料（この一例では、珪素（Ｓｉ））によって形成される。ここで、スイッチング動作が高速である第１スイッチング素子Ｆ１は、一般に、ノーマリーオン型のＦＥＴである。この場合、第１スイッチング素子Ｆ１は、スイッチング電源装置などに一般的に用いられるノーマリーオン型の素子が出力する信号に基づいてオフ動作することができない。本実施形態のパワーモジュール１０は、第１スイッチング素子Ｆ１に第２スイッチング素子Ｆ２をカスコード接続し、第２スイッチング素子Ｆ２をオフ動作にすることにより、第１スイッチング素子Ｆ１をオフ状態に制御することができる。





　また、本実施形態のパワーモジュール１０は、第１スイッチング素子Ｆ１は、窒化ガリウム（ＧａＮ）又は炭化珪素（ＳｉＣ）を含み、第２スイッチング素子Ｆ２を形成する材料（この一例では、珪素（Ｓｉ））とは異なる材料によって形成される。ここで、第１材料ＷＬ１に形成されるスイッチング素子（例えば、第１スイッチング素子Ｆ１）と、第２材料ＷＬ２に形成されるスイッチング素子（例えば、第２スイッチング素子Ｆ２）とでは、第１材料ＷＬ１に形成されるスイッチング素子の方が大電流のドレイン電流を流しつつ、かつ高速にスイッチング動作することが可能である。したがって、本実施形態のパワーモジュール１０は、窒化ガリウム（ＧａＮ）又は炭化珪素（ＳｉＣ）の第１材料ＷＬ１にスイッチング素子（この一例では、第１スイッチング素子Ｆ１）を形成することにより、大電流のドレイン電流を流しつつ、かつ高速にスイッチング動作することができる。





　また、本実施形態のパワーモジュール１０ａは、第１スイッチング素子Ｆ１が出力する電流（この一例では、ドレイン電流）の大きさを測定回路ＭＣが測定する場合にオン状態にされるスイッチング素子であって、第２スイッチング素子Ｆ２と並列に接続される経路ＲＴ２に、ドレイン電流の少なくとも一部を、オン状態において流す第３スイッチング素子Ｆ３と、第３スイッチング素子Ｆ３に直列に接続される抵抗（この一例では、シャント抵抗Ｒ１）と、を更に有し、測定回路ＭＣａは、シャント抵抗Ｒ１の両端の電位差と、シャント抵抗Ｒ１の抵抗値とに基づいて、第１スイッチング素子Ｆ１が出力する電流の大きさを測定する。これにより、本実施形態のパワーモジュール１０ａは、簡便な回路構成によって第１スイッチング素子Ｆ１のドレイン電流を測定することができる。





＜２－１．パワーモジュール１０の構成＞



　以下、第１実施形態のパワーモジュール１０（以下、パワーモジュール１０ｂ）の詳細について説明する。なお、上述した第１実施形態と同様の構成については、同一の符号を付して説明を省略する。





　図５は、第２実施形態に係るパワーモジュール１０ｂの構成の一例を示す図である。具体的には、図５は、電流電圧変換回路ＴＤが第２スイッチング素子Ｆ２である一例を示す図である。第２実施形態のパワーモジュール１０ｂは、第１材料ＷＬ１と、第２材料ＷＬ２ｂとによって形成される。第２材料ＷＬ２ｂには、第２スイッチング素子Ｆ２と、制御信号出力回路ＣＣと、測定回路ＭＣａとが形成される。なお、本実施形態において、ゲートドライバＧＤは、半導体パッケージ外部に設けられるが、１つの半導体パッケージ内に設けられても良い。





　本実施形態の制御信号出力回路ＣＣは、通常モードと、テストモードとに関わらず、第２スイッチング素子Ｆ２を、第１スイッチング素子Ｆ１をオフ状態又はオン状態に制御するスイッチング素子として制御する。





　図５に示される一例において、開閉器ＳＷ１の一端は、内部端子Ｔｉ４（第１ソース端子）と、第２ドレイン端子との接続点（図示する点Ｐ１）に接続される。また、開閉器ＳＷ２の一端は、第２ソース端子と、外部端子Ｔｅ５との接続点（図示する点Ｐ２）に接続される。通常モードにおいて、測定回路ＭＣａは、第１スイッチング素子Ｆ１のドレイン電流を測定する動作を行わない。具体的には、開閉器ＳＷ１及び開閉器ＳＷ２は、ローレベルのテスト信号が入力されることに応じて、開状態に制御さる。したがって、演算増幅器ＯＰ１は、通常モードにおいて、反転入力端子、及び非反転入力端子には信号が入力されない。また、テストモードにおいて、測定回路ＭＣａは、第１スイッチング素子Ｆ１のドレイン電流を測定する動作を行う。具体的には、開閉器ＳＷ１及び開閉器ＳＷ２は、ハイレベルのテスト信号が入力されることに応じて、閉状態に制御される。この場合、測定回路ＭＣａは、演算増幅器ＯＰ１の反転入力端子と、非反転入力端子との間に生じる電位差（この一例では、第２ドレイン端子と、第２ソース端子との間に生じる電位差（つまり、点Ｐ１及び点Ｐ２間の電位差））を抵抗Ｒ２～Ｒ５の抵抗値によって定められるゲインによって増幅した電圧を出力端子から出力する。第２ドレイン端子と、第２ソース端子との間に生じる電位差とは、第２スイッチング素子Ｆ２のオン抵抗によって生じる電位差である。





＜２－２．第２実施形態のまとめ＞



　以上説明したように、本実施形態のパワーモジュール１０ａにおいて、測定回路ＭＣａは、第２スイッチング素子Ｆ２のオン抵抗によって生じる第２スイッチング素子Ｆ２の両端（この一例では、第２ドレイン端子と、第２ソース端子との間）の電位差に基づいて、第１スイッチング素子Ｆ１が出力する電流（この一例では、ドレイン電流）の大きさを測定する。これにより、本実施形態のパワーモジュール１０ａは、シャント抵抗Ｒ１を備えない簡便な回路構成によって第１スイッチング素子Ｆ１のドレイン電流を測定することができる。





＜３－１．パワーモジュール１０の構成＞



　以下、第３実施形態のパワーモジュール１０（以下、パワーモジュール１０ｃ）の詳細について説明する。なお、上述した第１実施形態及び第２実施形態と同様の構成については、同一の符号を付して説明を省略する。





　図６は、第３実施形態に係るパワーモジュール１０ｃの構成の一例を示す図である。具体的には、図６は、電流電圧変換回路ＴＤがシャント抵抗Ｒ６と、第４スイッチング素子Ｆ４と、第５スイッチング素子Ｆ５とを備える構成の一例を示す図である。第３実施形態のパワーモジュール１０ｃは、第１材料ＷＬ１と、第２材料ＷＬ２ｃとによって形成される。第２材料ＷＬ２ｃには、第２スイッチング素子Ｆ２と、制御信号出力回路ＣＣと、測定回路ＭＣｃとが形成される。なお、本実施形態において、ゲートドライバＧＤは、半導体パッケージ外部に設けられるが、１つの半導体パッケージ内に設けられても良い。





　測定回路ＭＣｃは、演算増幅器ＯＰ２と、開閉器ＳＷ３と、開閉器ＳＷ４と、第４スイッチング素子Ｆ４と、第５スイッチング素子Ｆ５と、シャント抵抗Ｒ６と、反転増幅回路ＡＰＣとを備える。第４スイッチング素子Ｆ４及び第５スイッチング素子Ｆ５とは、例えば、ＦＥＴである。第５スイッチング素子Ｆ５には、第２スイッチング素子Ｆ２と、第５スイッチング素子Ｆ５とのゲート幅の比が、例えば、１０００：１となるＦＥＴが選定される。ただし、ゲート幅の比はこれに限らない。以降の説明において、第４スイッチング素子Ｆ４が備えるゲート端子を第４ゲート端子と記載し、ドレイン端子を第４ドレイン端子と記載し、ソース端子を第４ソース端子と記載する。また、第５スイッチング素子Ｆ５が備えるゲート端子を第５ゲート端子と記載し、ドレイン端子を第５ドレイン端子と記載し、ソース端子を第５ソース端子と記載する。開閉器ＳＷ３及び開閉器ＳＷ４は、それぞれ２つの端子を備え、開閉によって端子間の接続を切り替える。開閉器ＳＷ３の一端は、内部端子Ｔｉ４（第１ドレイン端子）と、第２ドレイン端子との接続点（図示する点Ｐ１）に接続される。また、開閉器ＳＷ３の他の一端は、演算増幅器ＯＰ２の非反転入力端子に接続される。開閉器ＳＷ４の一端は、第２ソース端子と、外部端子Ｔｅ５との接続点（図示する点Ｐ２）に接続される。また、開閉器ＳＷ４の他の一端は、第５ソース端子に接続される。開閉器ＳＷ３及び開閉器ＳＷ４は、外部端子Ｔｅ４に接続される。開閉器ＳＷ３及び開閉器ＳＷ４は、テスト信号に応じて開閉する。





　シャント抵抗Ｒ６の一端は、第２材料ＷＬ２に印加される電圧の電位（図示する電位ＶＤＤ）に接続される。シャント抵抗Ｒ６の他の一端は、反転増幅回路ＡＰＣの入力端子と、第４ドレイン端子と接続される。第４ソース端子と、第５ドレイン端子と、演算増幅器ＯＰ２の反転入力端子とは、接続される。第５スイッチング素子Ｆ５の第５ゲート端子と、外部端子Ｔｅ４とは、接続される。





　本実施形態の制御信号出力回路ＣＣは、通常モードと、テストモードとに関わらず、第２スイッチング素子Ｆ２を、第１スイッチング素子Ｆ１をオフ状態又はオン状態に制御するスイッチング素子として制御する。





　反転増幅回路ＡＰＣは、演算増幅器ＯＰ３と、抵抗Ｒ７と、抵抗Ｒ８とを備える。反転増幅回路ＡＰＣは、入力端子（図示するｉｎ端子）と、出力端子（図示するｏｕｔ端子）とを備える。抵抗Ｒ７の一端と、入力端子とは、接続される。抵抗Ｒ７の他の一端と、抵抗Ｒ８の一端と、演算増幅器ＯＰ３の反転入力端子とは、接続される。演算増幅器ＯＰ３の非反転入力端子と、抵抗Ｒ８の他の一端が接地される。演算増幅器ＯＰ３の出力端子と、反転増幅回路ＡＰＣの出力端子とは、接続される。また、反転増幅回路ＡＰＣの出力端子と、外部端子Ｔｅ３とは、接続される。





＜３－２．パワーモジュール１０ｃの動作モードについて＞



　本実施形態では、パワーモジュール１０ｃは、通常モードと、テストモードとによって動作する。通常モードにおいて、テスト信号は、例えば、ローレベルの信号である。通常モードにおいて、第５スイッチング素子Ｆ５は、第５ゲート端子にローレベルのテスト信号が入力されることに応じて、オフ状態に制御される。また、通常モードにおいて、測定回路ＭＣａは、第１スイッチング素子Ｆ１のドレイン電流を測定する動作を行わない。具体的には、開閉器ＳＷ１及び開閉器ＳＷ２は、ローレベルのテスト信号が入力されることに応じて、開状態に制御され、測定回路ＭＣｃ（演算増幅器ＯＰ２）には、信号が入力されず、出力信号を出力しない。





　テストモードにおいて、テスト信号は、例えば、ハイレベルの信号である。開閉器ＳＷ３及び開閉器ＳＷ４は、ハイレベルのテスト信号が入力されることに応じて、閉状態に制御される。テストモードにおいて、第５スイッチング素子Ｆ５は、ハイレベルのテスト信号が入力されることに応じて、オン状態に制御される。測定回路ＭＣｃの演算増幅器ＯＰ２は、点Ｐ１と、点Ｐ２との間に生じる電位差に応じた電圧を、出力端子から出力する。また、第４スイッチング素子Ｆ４の第４ゲート端子には、当該電位差に応じた電圧が印加され、第４スイッチング素子Ｆ４の第４ドレイン端子と、第４ソース端子との間には、当該電位差に応じたドレイン電流が流れる。このドレイン電流が流れる経路は、シャント抵抗Ｒ６から第４ドレイン端子と、第４ソース端子と、第５ドレイン端子と、第５ソース端子とを経由して外部端子Ｔｅ５まで（図示する経路ＲＴ３）を流れる。上述したように、第２スイッチング素子Ｆ２と、第５スイッチング素子Ｆ５とは、ゲート幅が例えば、１０００：１に設定される。したがって、経路ＲＴ３に流れるドレイン電流は、経路ＲＴ１に流れるドレイン電流に比例する電流の大きさであって、経路ＲＴ１に流れるドレイン電流の１／１０００の大きさの電流である。ここで、第４スイッチング素子Ｆ４及び第５スイッチング素子Ｆ５は、電流供給部の一例である。なお、上述では、第２スイッチング素子Ｆ２と、第５スイッチング素子Ｆ５とは、ゲート幅が１０００：１に設定される場合について説明したが、これに限られない。ここで、経路ＲＴ３を流れる電流がシャント抵抗Ｒ６を流れることによって消費される電力損失は、比較的小さいほうが好ましい。第２スイッチング素子Ｆ２と、第５スイッチング素子Ｆ５とのゲート幅の比率は、当該電力損失が比較的小さくなるような値であれば、いずれの値であってもよい。





　上述したように、テストモードにおいて、この一例では、経路ＲＴ３には、経路ＲＴ１に流れるドレイン電流の１／１０００の大きさのドレイン電流が流れる。また、シャント抵抗Ｒ６の両端には、当該ドレイン電流に応じた電位差（つまり、点Ｐ１及び点Ｐ２間の電位差に応じた電位差）が生じる。反転増幅回路ＡＰＣの演算増幅器ＯＰ３は、当該電位差を抵抗Ｒ７～Ｒ８の抵抗値によって定められるゲインによって反転増幅した電圧を出力端子から出力する。なお、反転増幅回路ＡＰＣは、反転増幅する構成に代えて、当該電位差を非反転増幅する構成であってもよい。





＜３－３．第３実施形態のまとめ＞



　以上説明したように、本実施形態のパワーモジュール１０ｃにおいて、電流電圧変換回路ＴＤは、第１スイッチング素子Ｆ１に流れる電流（この一例では、ドレイン電流）に比例する電流を流す電流供給部（この一例では、第４スイッチング素子Ｆ４及び第５スイッチング素子Ｆ５）と、電流供給部に直列に接続される抵抗（この一例では、シャント抵抗Ｒ６）と、を備え、測定回路ＭＣｃは、シャント抵抗Ｒ６の両端の電位差と、シャント抵抗Ｒ６の抵抗値とに基づいて、第１スイッチング素子Ｆ１が出力する電流の大きさを測定する。





　ここで、テストモードにおいて、ドレイン電流をシャント抵抗（例えば、図４に示すシャント抵抗Ｒ１）にすべて流す場合、熱によって電力が損失する場合があった。これに対し、本実施形態のパワーモジュール１０ｃは、第２スイッチング素子Ｆ２と、第５スイッチング素子Ｆ５とのゲート幅が調節され、経路ＲＴ３には、経路ＲＴ１に流れるドレイン電流に比例する電流（この一例では、１／１０００）が流れる。したがって、本実施形態のパワーモジュール１０ｃによれば、第１スイッチング素子Ｆ１に流れるドレイン電流に応じた（比例する）少量の電流をシャント抵抗Ｒ６に流すことにより、電流測定に伴う電力損失を低減することができる。また、第２スイッチング素子Ｆ２のオン抵抗に基づいて、ドレイン電流を測定する場合、第２材料ＷＬ２に第２スイッチング素子Ｆ２を形成した後、第２スイッチング素子Ｆ２のオン抵抗を測定し、抵抗値を取得しておくことが求められる。これに対し、本実施形態のパワーモジュール１０ｃは、シャント抵抗Ｒ６の両端に生じる電位差によって電流を測定するため、第２スイッチング素子Ｆ２のオン抵抗に基づいて電流を測定する場合と比較してより精度高くドレイン電流を測定することができる。





＜４－１．ＤＣ－ＤＣコンバータ１の構成＞



　以下、第４実施形態のＤＣ－ＤＣコンバータ１について説明する。なお、上述した第１実施形態、第２実施形態及び第３実施形態と同様の構成については、同一の符号を付して説明を省略する。





　図７は、第４実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータ１の構成の一例を示す図である。第４実施形態のＤＣ－ＤＣコンバータ１は、パワーモジュール１０ａ、パワーモジュール１０ｂ及びパワーモジュール１０ｃのいずれかのパワーモジュール１０と、定電圧源ＰＷと、インダクタＬと、ダイオードＤと、コンデンサＢＣと、第１分圧抵抗ＰＲ１と、第２分圧抵抗ＰＲ２と、負荷ＬＤと、制御装置３０とを備える。外部端子Ｔｅ1と、ゲートドライバＧＤとは、接続される。外部端子Ｔｅ２には、電位ＶＤＤが印加される。外部端子Ｔｅ３と、制御装置３０とは、接続される。パワーモジュール１０は、外部端子Ｔｅ３から制御装置３０に出力信号を出力する。制御装置３０と、外部端子Ｔｅ４とは、接続される。制御装置３０は、パワーモジュール１０（外部端子Ｔｅ４）にテスト信号を入力する。制御装置３０と、ゲートドライバＧＤとは、接続される。制御装置３０は、ゲートドライバＧＤにＰＷＭ信号を入力する。ゲートドライバＧＤと、外部端子Ｔｅ１とは、接続される。ゲートドライバＧＤは、パワーモジュール１０（外部端子Ｔｅ１）にゲート信号を入力する。外部端子Ｔｅ５と、外部端子Ｔｅ６とは、接地される。外部端子Ｔｅ７には、インダクタＬを介して電位ＶＤＤが印加される。また、外部端子Ｔｅ７には、ダイオードＤのアノードが接続される。ダイオードＤのカソードには、負荷ＬＤの一端が接続される。負荷ＬＤの他の一端は、接地される。第１分圧抵抗ＰＲ１と、第２分圧抵抗ＰＲ２とは、直列に接続される。直列に接続された第１分圧抵抗ＰＲ１及び第２分圧抵抗ＰＲ２は、負荷ＬＤに並列に接続される。また、負荷ＬＤには、コンデンサＢＣが並列に接続される。負荷ＬＤには、第１スイッチング素子Ｆ１がスイッチングする信号が印加される。制御装置３０は、パワーモジュール１０が出力する出力信号に基づいて、パワーモジュール１０の動作を制御する。具体的には、制御装置３０は、過電流となるドレイン電流が負荷ＬＤに流されていることを出力信号が示す場合、スイッチングを停止させるＰＷＭ信号をゲートドライバＧＤに入力する。





　なお、第２スイッチング素子Ｆ２が、通常モードと、テストモードとに関わらず、第１スイッチング素子Ｆ１をオフ状態又はオン状態に制御するスイッチング素子として動作する場合であって、かつ第２スイッチング素子Ｆ２が、第１スイッチング素子Ｆ１をオン状態にし続ける場合、外部端子Ｔｅ４には、電位ＶＤＤが印加される構成であってもよい。





＜４－２．第４実施形態のまとめ＞



　以上説明したように、本実施形態のＤＣ－ＤＣコンバータ１は、パワーモジュール１０と、パワーモジュール１０の出力信号に基づく制御信号を、パワーモジュール１０が備える第１スイッチング素子Ｆ１を制御する信号（この一例では、ゲートドライバＧＤを制御するＰＷＭ信号）として出力する制御装置３０と、入力される電力を第１スイッチング素子Ｆ１のスイッチング動作により変換して出力する電力変換回路と、を備える。また、本実施形態の制御装置３０はパワーモジュール１０が測定する電流の大きさに基づいて、制御信号を出力する。なお、上述では、制御装置３０は、スイッチング素子を制御する制御信号の一例として、ＰＷＭ信号を出力する例を示したが、制御装置３０は、ＰＷＭ信号に代えてＰＡＭ信号を出力してもよい。従来の技術では、パワーモジュールによって、ドレイン電流を測定し、測定した電流が過電流であるか否かの２値化された情報しか出力できない場合があった。本実施形態のＤＣ－ＤＣコンバータ１において、制御装置３０は、パワーモジュール１０が出力する出力信号であって、ドレイン電流の変化に応じた出力信号を第１スイッチング素子Ｆ１の制御に用いることができる。





　なお、上述では、パワーモジュール１０が、種類が異なる２つの材料（この一例では、第１材料ＷＬ１及び第２材料ＷＬ２）によって形成される場合について説明したが、これに限られない。例えば、パワーモジュール１０は、第１材料ＷＬ１によって形成される構成であってもよい。この場合、第２材料ＷＬ２に形成される各回路は、第１材料ＷＬ１に形成される。





　また、上記実施形態及び各変形例における構成は、相互に矛盾しない限り適宜組み合わせられてよい。



１…ＤＣ－ＤＣコンバータ、１０、１０ａ、１０ｂ、１０ｃ…パワーモジュール、３０…制御装置、ＡＰＣ…反転増幅回路、ＣＣ…制御信号出力回路、Ｆ１…第１スイッチング素子、Ｆ２…第２スイッチング素子、Ｆ３…第３スイッチング素子、Ｆ４…第４スイッチング素子、Ｆ５…第５スイッチング素子、ＭＣ、ＭＣａ、ＭＣｃ…測定回路、ＯＰ１、ＯＰ２、ＯＰ３…演算増幅器、Ｒ１、Ｒ６…シャント抵抗、ＲＴ１、ＲＴ２、ＲＴ３…経路、ＷＬ１…第１材料、ＷＬ２、ＷＬ２ａ、ＷＬ２ｂ、ＷＬ２ｃ…第２材料

Claims (9)




  1. 　第１スイッチング素子と、



    　前記第１スイッチング素子が出力する電流が流入する電流電圧変換回路と、



    　電流の大きさを測定する測定回路と、



    　前記測定回路が測定した前記電流の大きさを示す出力信号が出力される出力端子と、



    　を備え、



    　前記測定回路は、前記電流電圧変換回路の抵抗値に基づいて、前記第１スイッチング素子が出力する電流の大きさを測定し、



    　前記第１スイッチング素子と、前記測定回路とは、１つの半導体パッケージ内に形成される、



    　パワーモジュール。





  2. 　前記電流電圧変換回路は、前記第１スイッチング素子とは異なる材料によって形成されるスイッチング素子であって、前記第１スイッチング素子と比較してスイッチング動作が低速である第２スイッチング素子を備える、



    　請求項１に記載のパワーモジュール。





  3. 　前記第１スイッチング素子と、前記第２スイッチング素子とは、カスコード接続され、



    　前記測定回路は、前記第２スイッチング素子と同一の材料によって形成される、



    　請求項２に記載のパワーモジュール。





  4. 　前記第１スイッチング素子は、窒化ガリウム（ＧａＮ）又は炭化珪素（ＳｉＣ）を含み、前記第２スイッチング素子を形成する材料とは異なる材料によって形成される、



    　請求項２又は請求項３に記載のパワーモジュール。





  5. 　前記測定回路は、前記電流電圧変換回路のオン抵抗によって生じる前記電流電圧変換回路の両端の電位差に基づいて、前記第１スイッチング素子が出力する電流の大きさを測定する、



    　請求項２から請求項４のいずれか一項に記載のパワーモジュール。





  6. 　前記第１スイッチング素子とは異なる材料によって形成されるスイッチング素子であって、前記第１スイッチング素子と比較してスイッチング動作が低速であり、前記第１スイッチング素子とカスコード接続される第２スイッチング素子を備え、



    　前記電流電圧変換回路は、



    　前記第１スイッチング素子が出力する電流の大きさを前記測定回路が測定する場合にオン状態にされるスイッチング素子であって、前記第２スイッチング素子と並列に接続される経路に、前記電流の少なくとも一部を、前記オン状態において流す第３スイッチング素子と、



    　前記第３スイッチング素子に直列に接続される抵抗と、



    　を備え、



    　前記測定回路は、前記抵抗の両端の電位差と、前記抵抗の抵抗値とに基づいて、前記第１スイッチング素子が出力する電流の大きさを測定する、



    　請求項１に記載のパワーモジュール。





  7. 　前記電流電圧変換回路は、



    　前記第１スイッチング素子に流れる電流に比例する電流を流す電流供給部と、



    　前記電流供給部に直列に接続される抵抗と、



    　を備え、



    　前記測定回路は、前記抵抗の両端の電位差と、前記抵抗の抵抗値とに基づいて、前記第１スイッチング素子が出力する電流の大きさを測定する、



    　請求項１に記載のパワーモジュール。





  8. 　請求項１から請求項７のいずれかに記載のパワーモジュールと、



    　前記パワーモジュールの出力信号に基づく制御信号を、前記パワーモジュールが備える前記第１スイッチング素子を制御する信号として出力する制御装置と、



    　を備えるＤＣ－ＤＣコンバータ。





  9. 　前記制御装置は、前記パワーモジュールが測定する電流の大きさに基づいて、前記制御信号を出力する、



    　請求項８に記載のＤＣ－ＤＣコンバータ。
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