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WO2018131397A1 - 交流電動機の制御装置 - Google Patents

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Publication number
WO2018131397A1
WO2018131397A1 PCT/JP2017/045505 JP2017045505W WO2018131397A1 WO 2018131397 A1 WO2018131397 A1 WO 2018131397A1 JP 2017045505 W JP2017045505 W JP 2017045505W WO 2018131397 A1 WO2018131397 A1 WO 2018131397A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
current
average value
motor
carrier
timing
Prior art date
Application number
PCT/JP2017/045505
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
優也 藤島
Original Assignee
株式会社デンソー
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 株式会社デンソー filed Critical 株式会社デンソー
Priority to CN201780082754.8A priority Critical patent/CN110226285B/zh
Publication of WO2018131397A1 publication Critical patent/WO2018131397A1/ja
Priority to US16/502,524 priority patent/US11362606B2/en

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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/06—Rotor flux based control involving the use of rotor position or rotor speed sensors
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/28—Arrangements for controlling current
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    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R19/00—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof
    • G01R19/0092—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof measuring current only
    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05B—CONTROL OR REGULATING SYSTEMS IN GENERAL; FUNCTIONAL ELEMENTS OF SUCH SYSTEMS; MONITORING OR TESTING ARRANGEMENTS FOR SUCH SYSTEMS OR ELEMENTS
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    • G05B1/01—Comparing elements, i.e. elements for effecting comparison directly or indirectly between a desired value and existing or anticipated values electric
    • G05B1/04—Comparing elements, i.e. elements for effecting comparison directly or indirectly between a desired value and existing or anticipated values electric with sensing of the position of the pointer of a measuring instrument
    • G05B1/06—Comparing elements, i.e. elements for effecting comparison directly or indirectly between a desired value and existing or anticipated values electric with sensing of the position of the pointer of a measuring instrument continuous sensing
    • G—PHYSICS
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    • G05B—CONTROL OR REGULATING SYSTEMS IN GENERAL; FUNCTIONAL ELEMENTS OF SUCH SYSTEMS; MONITORING OR TESTING ARRANGEMENTS FOR SUCH SYSTEMS OR ELEMENTS
    • G05B11/00—Automatic controllers
    • G05B11/01—Automatic controllers electric
    • G05B11/14—Automatic controllers electric in which the output signal represents a discontinuous function of the deviation from the desired value, i.e. discontinuous controllers
    • G05B11/18—Multi-step controllers
    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
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    • G05B11/01—Automatic controllers electric
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
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    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
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    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using DC to AC converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using DC to AC converters or inverters with pulse width modulation

Definitions

  • This disclosure relates to a control device for an AC motor.
  • the motor control device disclosed in Patent Literature 1 corrects the angle of the dq coordinate axis by a phase ( ⁇ c) corresponding to the delay time of the current sensor, thereby correcting the actual phase angle of the dq axis current and the phase in the control system.
  • the phase angle of the dq axis current is made equal.
  • the switching elements of the upper and lower arms are generally turned on alternately across the timing of the peaks or valleys of the triangular wave carrier. Since the phase current increases during the on-period of the upper arm element and decreases during the on-period of the lower arm element, a current ripple occurs.
  • the current detected by the current sensor is sampled at the timing of the peak or valley of the triangular wave carrier. In an ideal state where there is no detection delay of the current sensor, the center value of the current ripple is acquired. However, actually, a value deviated from the center value of the current ripple is acquired due to a detection delay of the current sensor, and the peak value of the current ripple may be acquired depending on the delay time. Such a deviation of the current acquisition value from the current ripple center value is referred to as a current ripple error.
  • the prior art of Patent Document 1 only corrects the angle error, and cannot reduce the current ripple error due to the detection delay of the current sensor.
  • An object of the present disclosure is to provide an AC motor control device that reduces an error in a current acquisition value due to a detection delay of a current sensor in PWM control and improves the accuracy of control calculation.
  • the control device for an AC motor includes an inverter, a feedback control calculation unit, and an average value acquisition unit.
  • the inverter converts DC power into AC power by the operation of a plurality of switching elements that are PWM controlled, and supplies the AC power to the AC motor.
  • the “AC motor” includes an AC drive motor, a generator, and a motor generator.
  • the AC motor is used as a main machine of a hybrid vehicle or an electric vehicle, and generates torque for driving drive wheels.
  • a control device that controls energization of the motor generator corresponds to the “control device for an AC motor”.
  • the feedback control calculation unit uses the current value acquired from one or more current sensors that detect the current flowing in the AC motor and the rotation angle of the AC motor, and the (N / 2) period (N / 2) period (N / 2) of the triangular wave carrier in PWM control. Is a natural number).
  • the average value acquisition unit calculates the average value of the current values in the carrier half cycle, which is the period between the peak and valley of the carrier, in the acquisition of the current value detected by the current sensor, or the average value of the current values A current value is acquired at a timing at which a value that is considered to be acquired can be acquired.
  • the average value acquisition unit acquires the “average value of the current value in the carrier half cycle” corresponding to the center value of the current ripple.
  • a feedback control calculating part performs control calculation of vector control and feedback control using the electric current value and rotation angle which the average value acquisition part acquired. Therefore, the error of the current acquisition value due to the detection delay of the current sensor in the PWM control can be reduced, and the accuracy of the control calculation can be improved.
  • the time until the current signal flowing through the AC motor is recognized as a value that can be used for the control calculation via the current sensor and the receiving circuit of the control device is defined as “detection delay time”.
  • the average value acquisition unit acquires the current value detected by the current sensor at a timing obtained by delaying the detection delay time with respect to the carrier peak or valley timing.
  • the “value regarded as the average value of the current value in the carrier half cycle” can be appropriately acquired only by the logic for adjusting the current acquisition timing.
  • the average value acquisition unit may acquire the rotation angle of the AC motor at the timing of the peak or valley of the carrier.
  • the average value acquisition unit may acquire the rotation angle of the AC motor simultaneously with the corresponding current value at a timing obtained by delaying the detection delay time with respect to the carrier peak or valley timing.
  • the corrected rotation angle obtained by subtracting the correction value corresponding to the rotation angle change amount in the detection delay time from the acquired rotation angle is used for the control calculation.
  • the average value acquisition unit calculates an average value of current values sampled a plurality of times during a continuous acquisition period set to a length within a carrier half cycle. In this aspect, it is possible to calculate an average value of current values in a carrier half cycle without being affected by variations in detection delay time due to temperature characteristics of components, deterioration with time, and the like.
  • FIG. 1 is a schematic configuration diagram of an MG drive system to which an AC motor control device according to each embodiment is applied.
  • FIG. 2 is a control block diagram of the inverter control unit of FIG.
  • FIG. 3 is a diagram for defining the detection delay time of the current sensor.
  • FIG. 4 is a time chart for explaining angle correction according to a conventional problem.
  • FIG. 5 is a diagram for explaining current ripple in PWM control.
  • FIG. 6 is a diagram for explaining the influence of the detection delay of the current sensor
  • FIG. 7 is a conceptual diagram of a deemed average value acquisition process according to the first embodiment.
  • FIG. 8 is a time chart showing the relationship between the phase current and angle of one electrical angle cycle and the current sample timing according to the first embodiment.
  • FIG. 9 is a time chart of the deemed average value acquisition process according to the first embodiment.
  • FIG. 10 is a flowchart of the deemed average value acquisition process according to the first embodiment.
  • FIG. 11 is a time chart showing the relationship between the phase current and angle of one electrical angle cycle and the current sample timing according to the second embodiment,
  • FIG. 12A is a block diagram of angle correction according to the second embodiment,
  • FIG. 12B is an explanatory diagram of angle correction according to the second embodiment.
  • FIG. 13 is a time chart of a deemed average value acquisition process according to the second embodiment.
  • FIG. 14 is a flowchart of a deemed average value acquisition process according to the second embodiment.
  • FIG. 15 is a conceptual diagram of a deemed average value acquisition process according to the third embodiment.
  • FIG. 16 is a time chart of a deemed average value acquisition process according to the fourth embodiment.
  • FIG. 17 is a flowchart of a deemed average value acquisition process according to the fourth embodiment.
  • FIG. 18 is a conceptual diagram of an average value calculation process according to the fifth embodiment.
  • FIG. 19 is a time chart of the average value calculation process according to the fifth embodiment.
  • FIG. 20 is a flowchart of an average value calculation process according to the fifth embodiment.
  • the control apparatus for an AC motor is an apparatus that controls energization of an MG that is a three-phase AC motor in a system that drives a motor generator (hereinafter referred to as “MG”) that is a power source of a hybrid vehicle or an electric vehicle.
  • MG motor generator
  • MG and MG control device in each embodiment correspond to “AC motor” and “AC motor control device”.
  • FIG. 1 illustrates a system including one MG.
  • the MG drive system 90 is a system that converts the DC power of the battery 11, which is a chargeable / dischargeable secondary battery, into three-phase AC power by the inverter 20 and supplies it to the MG 80.
  • the MG control device 10 mainly includes an inverter 20 and an inverter control unit 30.
  • the MG control device 10 may be applied to an MG drive system including a converter that boosts the voltage of the battery 11 and outputs the boosted voltage to the inverter 20. Further, the MG control apparatus 10 can be similarly applied to an MG drive system including two or more MGs.
  • the MG80 is, for example, a permanent magnet type synchronous three-phase AC motor.
  • the MG 80 has a function as an electric motor that generates torque for driving driving wheels of a hybrid vehicle and a function as a generator that recovers energy by generating electric power transmitted from the engine and driving wheels.
  • a current sensor that detects a phase current is provided in a current path connected to one or more of the three-phase windings 81, 82, and 83 of the MG 80.
  • current sensors 87 and 88 for detecting phase currents Iv and Iw are provided in current paths connected to the V-phase winding 82 and the W-phase winding 83, respectively, and the remaining U-phase current Iu is estimated based on Kirchhoff's law.
  • any two-phase current may be detected, and a three-phase current may be detected. Or you may employ
  • the rotation angle sensor 85 detects the rotation angle ⁇ of the MG 80.
  • a resolver is used as the rotation angle sensor 85, but other rotation angle sensors may be used.
  • the rotation angle ⁇ means an electrical angle obtained by dividing the mechanical angle by the number of magnetic pole pairs.
  • the rotation angle of the MG 80 is simply referred to as “angle” as appropriate.
  • the MG control device 10 may acquire the estimated rotation angle.
  • switching elements 21-26 of upper and lower arms are bridge-connected.
  • the switching elements 21, 22, and 23 are upper-arm switching elements of the U phase, the V phase, and the W phase, respectively, and the switching elements 24, 25, and 26 are below the U phase, the V phase, and the W phase, respectively.
  • the switching elements 21-26 are made of, for example, IGBTs, and are connected in parallel with freewheeling diodes that allow current flowing from the low potential side to the high potential side.
  • the inverter 20 converts the DC power into three-phase AC power by the switching elements 21-26 operating according to the gate signals UU, UL, VU, VL, WU, WL from the inverter control unit 30. Then, phase voltages Vu, Vv, and Vw corresponding to the voltage command calculated by the inverter control unit 30 are applied to the phase windings 81, 82, and 83 of the MG 80.
  • the smoothing capacitor 15 smoothes the system voltage Vsys input to the inverter 20.
  • the system voltage Vsys is detected by the voltage sensor 27, for example.
  • the inverter control unit 30 is configured by a microcomputer or the like, and includes a CPU, a ROM, an I / O (not shown), a bus line that connects these configurations, and the like.
  • the microcomputer executes control by software processing by executing a program stored in advance by the CPU or hardware processing by a dedicated electronic circuit.
  • the inverter control unit 30 receives the two-phase phase currents Iv and Iw detected by the current sensors 87 and 88 and the rotation angle ⁇ detected by the rotation angle sensor 85. In addition, torque command Trq * is input to inverter control unit 30 from the upper control circuit. Based on such information, the inverter control unit 30 calculates gate signals UU, UL, VU, VL, WU, and WL for operating the inverter 20. Inverter 20 operates switching elements 21-26 in accordance with gate signals UU, UL, VU, VL, WU, WL, thereby converting DC power input from battery 11 into AC power and supplying it to MG 80.
  • the inverter control unit 30 of this embodiment basically has a configuration for performing vector control, current feedback control, and PWM control. Further, the inverter control unit 30 of the present embodiment includes an average value acquisition unit 50 and the like as a specific configuration. Based on the torque command Trq * , the current command calculation unit 31 calculates the d-axis current command Id * and the q-axis current command Iq * using a map or a mathematical expression.
  • the three-phase / two-phase conversion unit 42 receives the V-phase current sample value Iv_smp, the W-phase current sample value Iw_smp, and the rotation angle ⁇ from the average value acquisition unit 50.
  • These phase current sample values Iv_smp and Iw_smp and the rotation angle ⁇ are ideally the same timing data.
  • ideally the current value and the rotation angle at the same timing are referred to as “corresponding current values and rotation angles”.
  • the three-phase / two-phase conversion unit 42 performs coordinate conversion of the phase current sample values Iv_smp and Iw_smp into the dq-axis currents Id and Iq using the rotation angle ⁇ and feeds back.
  • the current subtracters 431 and 432 are respectively current deviations ⁇ Id between the d-axis current Id and the q-axis current Iq fed back from the three-phase / two-phase converter 42 and the d-axis current command Id * and the q-axis current command Iq *. , ⁇ Iq is calculated.
  • the PI controllers 441 and 442 calculate the d-axis voltage command Vd * and the q-axis voltage command Vq * by proportional integration so that the d-axis current deviation ⁇ Id and the q-axis current deviation ⁇ Iq converge to 0, respectively.
  • the PI controller may be configured as a PID controller including a differential operation.
  • a feedforward term calculated separately may be added to the d-axis voltage command Vd * and the q-axis voltage command Vq * .
  • the two-phase / three-phase conversion unit 45 converts the dq axis voltage commands Vd * and Vq * into the three-phase voltage commands Vu * , Vv * and Vw * using the rotation angle ⁇ .
  • the voltage DUTY conversion unit 47 converts the voltage commands Vu * , Vv * , Vw * of each phase into command duties Du, Dv, Dw based on the system voltage Vsys and the rotation angle ⁇ .
  • the PWM modulation unit 48 generates gate signals UU, UL, VU, VL, WU, WL for operating the switching elements 21-26 of the inverter 20 by comparing the command duty Du, Dv, Dw of each phase with the carrier. And output to the inverter 20.
  • the element group from the three-phase / two-phase converter 42 to the PWM modulator 48 is referred to as a feedback control calculator 40.
  • the feedback control calculation unit 40 is a part that performs a series of feedback control calculations based on the current value and the angle data input from the average value acquisition unit 50.
  • the carrier generation unit 51 generates a triangular wave carrier for PWM control and outputs it to the PWM modulation unit 48.
  • the triangular wave carrier has the same symmetric shape between the peak-to-valley period and the valley-to-peak period, and the period between the peak and valley of the carrier is defined as a “carrier half cycle”.
  • a well-known technique such as changing the carrier frequency in accordance with the rotation speed and modulation rate of MG 80 may be employed.
  • the peak or valley timing of the carrier has been used as the timing for acquiring the phase current detected by the current sensors 87 and 88 and the angle detected by the rotation angle sensor 85.
  • the center value of the current ripple can be obtained ideally by sampling the current at the timing of the peak or valley of the carrier.
  • FIG. 3 shows a general configuration in which the control device acquires the current value detected by the current sensor.
  • the reference numeral “87” of the V-phase current sensor of FIG. 1 is used as the reference numeral of the current sensor.
  • the current sensor 87 detects the phase current as an analog signal and transmits it to the control device 70 connected via the connector 71.
  • the receiving circuit 72 of the control device 70 receives an analog signal from the current sensor 87.
  • the A / D conversion unit 73 converts an analog signal into a digital signal and outputs the digital signal to the control calculation unit 74.
  • the time until the current signal is recognized as a value that can be used for the control calculation via the current sensor 87 and the receiving circuit 72 of the control device 70 is defined as a “detection delay time”.
  • the detection current is delayed with respect to the actual current due to the detection delay of the current sensor.
  • Patent Document 1 Japanese Patent Laid-Open No. 9-308300
  • the angle of the dq coordinate axis is corrected by the phase ⁇ c corresponding to the delay time of the current sensor with respect to the detection delay of the current sensor. Thereby, the angle error can be corrected.
  • FIG. 5 which is a time chart of a shorter time range
  • the switching element is turned ON / OFF depending on the magnitude relationship between the carrier and DUTY.
  • DUTY means the ON time ratio of the upper arm element with respect to the switching period.
  • the gate signal is ON during a period when DUTY exceeds the carrier.
  • the actual current rises during the ON period of the gate signal and falls during the OFF period, causing ripples.
  • the actual current at the carrier valley timing corresponds to the center value of the rising ripple
  • the actual current at the carrier peak timing corresponds to the center value of the falling ripple.
  • the current amplitude effective value of the current waveform recognized based on the sample value of the detected current has an error with respect to the current amplitude effective value of the actual current.
  • the amount of this error varies depending on the magnitude of the current ripple and the detection delay time.
  • the feedback control calculation is performed based on the current value including the error, so that the accuracy of the output torque of the MG 80 is reduced with respect to the desired torque command Trq * .
  • the inverter control unit 30 of the present embodiment includes an average value acquisition unit 50 that acquires “an average value of current values in a carrier half cycle” in acquiring the current values detected by the current sensors 87 and 88. .
  • This “average value of the current value in the carrier half cycle” is a value corresponding to the center value of the current ripple.
  • the current acquisition trigger generation unit 52 commands the timing at which the average value acquisition unit 50 acquires current.
  • “obtain” and “sample” are used in the same meaning.
  • the average value acquisition unit 50 acquires the current detected by the current sensors 87 and 88 at a timing delayed by a predetermined time with respect to the timing of the peak or valley of the carrier. A value that is regarded as an average value of current values at is acquired.
  • the average value acquisition part 50 calculates the average value of the electric current value in a carrier half cycle.
  • the detection current is acquired at the timing set as “the optimal timing for acquiring the detection current value regarded as the average value”. Therefore, the average value acquisition processing according to the first to fourth embodiments is referred to as “deemed average value acquisition processing”.
  • the average value of the current values in the carrier half cycle is calculated. The average value acquisition process according to the fifth embodiment is referred to as “average value calculation process”.
  • FIG. 7 shows the relationship between the phase current and angle of one electrical angle cycle and the current sample timing for an arbitrary phase.
  • the vertical broken line is the timing of the peak or valley of the carrier.
  • a current value R indicated by a white circle on the broken line indicates an actual current at a timing tcpk of a certain carrier peak or valley, and a current value F indicated by a triangle indicates a detected current at the timing tcpk.
  • the angle ⁇ of the square mark indicates an actual angle at the timing timing tcpk of the peak or valley of the carrier, and the detection acquired at the timing tcpk Indicates the angle.
  • the timing at which the detection delay time DLsns is delayed with respect to the carrier peak or valley timing tcpk is set as the current sample timing tsmp indicated by a one-dot chain line.
  • a hatched current value S marked on the alternate long and short dash line indicates a detected current at the current sample timing tsmp.
  • only the current is sampled at the current sampling timing tsmp, and the angle ⁇ is sampled at the carrier peak or valley timing tcpk, so that the current value S and the angle ⁇ corresponding to each other become the ideal state. Similarly, it is acquired with high accuracy.
  • This current value S corresponds to the V-phase current Iv_smp and the W-phase current Iw_smp output from the average value acquisition unit 50 in FIG.
  • FIG. 8 is a time chart in a time range shorter than that in FIG. 7, and shows the relationship between the actual current, the detected current, and the gate signal commanded to the upper arm element in one cycle of the carrier signal.
  • the gate signal is ON.
  • the average value acquisition unit 50 of the first embodiment samples the detection current at the timing tsmp obtained by delaying the detection delay time DLsns with respect to the timing tspk of the peak or valley of the carrier.
  • the time chart of FIG. 9 shows a period of two carrier periods.
  • currents and angles of one phase or more are acquired at the timing of each peak and valley of the carrier, that is, every (1/2) period, and various control calculations are executed using those values.
  • the in the present embodiment the various control computations are completed before the next carrier peak or valley timing, and are updated at the start of the next (1/2) cycle.
  • white block arrows indicate the timing at which the carrier trigger is generated by the carrier generation unit 51.
  • the timing at which the carrier trigger is generated is “carrier peak or valley timing”.
  • the hatched block arrow indicates the timing at which the current acquisition trigger generation unit 52 generates a current acquisition trigger.
  • a common current acquisition trigger is used for the detected currents of the current sensors.
  • the rectangle with horizontal hatching indicates the timing at which angle data is acquired.
  • a broken line arrow indicates a hold period of the acquired angle data.
  • a satin pattern rectangle indicates a period during which various control calculations are executed. The S number written in each part indicates the corresponding step number in the flowchart of FIG.
  • the current acquisition trigger is generated after the detection delay time DLsns with respect to the carrier trigger.
  • the angle is acquired at the generation timing of the carrier trigger and then held until the generation timing of the current acquisition trigger.
  • the control calculation starts at the current acquisition trigger generation timing and ends before the next carrier trigger generation timing.
  • the symbol “S” means a step.
  • the subject of S1 to S5 is an average value acquisition unit 50
  • the subject of S10 and S12 is a feedback control calculation unit 40.
  • the average value acquisition unit 50 detects the carrier trigger in S1, acquires angle data from the rotation angle sensor 85 in S2, and holds the angle data in S3. The angle data hold in S3 is continued until it is determined in S4 that a current acquisition trigger has been detected.
  • the average value acquisition unit 50 acquires current values from the current sensors 87 and 88 of each phase in S5.
  • the average value acquisition unit 50 acquires current values and angles corresponding to one or more phases corresponding to each other, and outputs them to the feedback control calculation unit 40.
  • the feedback control calculation unit 40 performs control calculation using the current value and the angle output from the average value acquisition unit 50.
  • the feedback control calculation unit 40 updates the calculation result at the timing of the peak or valley of the next carrier.
  • the effect of the MG control device 10 of the first embodiment will be described.
  • the average value acquisition unit 50 acquires “an average value of current values in a carrier half cycle” corresponding to the center value of current ripple in PWM control.
  • the feedback control calculation unit 40 performs control calculations for vector control and feedback control using the current value and angle acquired by the average value acquisition unit 50. Therefore, the error of the current acquisition value due to the detection delay of the current sensors 87 and 88 in the PWM control can be reduced, and the accuracy of the control calculation can be improved.
  • the average value acquisition unit 50 acquires the current value detected by the current sensors 87 and 88 at the timing when the detection delay time DLsns is delayed with respect to the timing of the peak or valley of the carrier.
  • the “value regarded as the average value of the current values in the carrier half cycle” can be appropriately acquired only by the logic for adjusting the current acquisition timing.
  • the feedback control calculation unit 40 starts the control calculation using the current value and the rotation angle.
  • the description of the time chart is in accordance with the method of FIGS. 7, 8, and 9 of the first embodiment. Also, steps that are substantially the same as those in FIG. 10 of the first embodiment are denoted by the same step numbers, and a description thereof is partially omitted.
  • a second embodiment will be described with reference to FIGS. The second embodiment differs from the first embodiment only in the angle acquisition timing. As shown in FIG. 11, the average value acquisition unit 50 acquires the current value S and the angle ⁇ smp at the same time when the detection delay time DLsns is delayed with respect to the carrier peak or valley timing.
  • FIG. 12A shows the configuration of the angle correction calculation.
  • the correction value ⁇ is subtracted from the acquired angle ⁇ smp to calculate the corrected angle ⁇ .
  • the correction value ⁇ corresponds to the angle change amount in the detection delay time DLsns. Note that the multiplication of the rotation speed N [rpm] and the delay time coefficient k [deg / rpm] may be replaced with the multiplication of the rotation angular velocity [deg / s] and the delay time [s].
  • the angle acquisition is performed simultaneously with the current acquisition at the timing when the current acquisition trigger is generated.
  • S6 and S9 are steps unique to the second embodiment.
  • the average value acquisition unit 50 detects a carrier trigger in S1. Thereafter, the average value acquisition unit 50 detects the current acquisition trigger generated by the current acquisition trigger generation unit 52 in S4, and acquires the current value and the angle simultaneously in S6. Further, the average value acquisition unit 50 corrects the acquisition angle ⁇ smp in S9 and outputs the acquired current value and the corrected angle ⁇ to the feedback control calculation unit 40.
  • the feedback control calculation unit 40 performs a control calculation using the current value and the corrected angle ⁇ output by the average value acquisition unit 50 in S10.
  • the average value acquisition unit 50 may output the acquisition angle ⁇ smp as it is, and the feedback control calculation unit 40 may execute the angle correction of S9. Thereafter, the feedback control calculation unit 40 updates the calculation result in S12.
  • the same effect as in the first embodiment can be obtained.
  • the current acquisition timing of the average value acquisition unit 50 is determined in consideration of the influence of the operation delay of the switching element of the inverter 20 in addition to the detection delay of the current sensors 87 and 88.
  • FIG. 15 shows the gate signal commanded to the upper arm element and the actual switching operation timing of the upper arm element.
  • the delay time of the ON operation with respect to the gate signal is a, and the delay time of the OFF operation is b.
  • the delay time of the intermediate time tsc of the ON period of the switching operation with respect to the intermediate time tgc of the ON period of the gate signal is represented by “(a + b) / 2” that is an average delay time of the ON operation and the OFF operation.
  • the average delay time of the ON operation and the OFF operation is defined as “element operation delay time DLsw”.
  • the intermediate time tgc in the ON period of the upper arm gate signal coincides with the timing tcpk of the carrier valley.
  • the center value of the ripple when the actual current rises is delayed by the element operation delay time DLsw of the upper arm element with respect to the carrier valley timing. Further, the center value of the ripple when the actual current falls is delayed by the element operation delay time DLsw of the lower arm element with respect to the carrier peak timing. Accordingly, the detection current is delayed by the addition delay time DLadd obtained by adding the element operation delay time DLsw to the detection delay time DLsns with respect to the carrier peak or valley timing tcpk.
  • the average value acquisition unit 50 of the third embodiment acquires the detection current at a correction timing in which the addition delay time DLadd is delayed with respect to the carrier peak or valley timing tcpk. Thereby, it is possible to avoid the influence of the operation delay of the switching element, and to acquire the detection current with the center value of the current ripple with high accuracy.
  • the fourth embodiment will be described with reference to the time chart of FIG. 16 and the flowchart of FIG. In the first embodiment, it is assumed that the characteristics of the two current sensors 87 and 88 that detect the V-phase current Iv and the W-phase current Iw are substantially equal, and the common detection delay time DLsns is used. On the other hand, in the fourth embodiment, paying attention to the characteristic variation of the two current sensors 87 and 88, the detection delay time DLsns is individually set for each current sensor.
  • the detection delay time DLsns_V of the V-phase current sensor 87 is shorter than the detection delay time DLsns_W of the W-phase current sensor 88.
  • the current acquisition trigger generation unit 52 generates the V-phase current acquisition trigger first after the carrier peak or valley timing, and generates the W-phase current acquisition trigger later.
  • steps related to current acquisition and data hold from the current sensors 87 and 88 are sequentially repeated. That is, S3A and S3B, S4A and S4B, and S5A and S5B are executed as a pair of steps.
  • the average value acquisition unit 50 acquires the angle simultaneously with the detection of the carrier trigger, and then holds the angle data. The angle data hold in S3A is continued until it is determined in S4A that a V-phase current acquisition trigger has been detected.
  • average value acquisition unit 50 acquires a V-phase current value from V-phase current sensor 87 in S5A.
  • the V-phase current value is held and the angle data is continuously held.
  • the holding of the V-phase current value and the angle data in S3B is continued until it is determined in S4B that the W-phase current acquisition trigger is detected.
  • average value acquisition unit 50 acquires a W-phase current value from W-phase current sensor 88 in S5B.
  • the average value acquisition unit 50 acquires the two-phase current values detected by the two current sensors 87 and 88 and the corresponding angles, and outputs them to the feedback control calculation unit 40.
  • the feedback control calculation unit 40 performs control calculation using the V-phase and W-phase current values and angles output by the average value acquisition unit 50 in S10, and updates the calculation result in S12.
  • the steps related to current acquisition and data hold are repeated three times.
  • the detection delay time DLsns is individually set for each of the plurality of current sensors 87 and 88, the current ripple is detected for the detection current of each current sensor even when the characteristics of the plurality of current sensors vary. A value regarded as an average value corresponding to the center value of can be obtained with high accuracy.
  • the feedback control calculation unit 40 after the average value acquisition unit 50 acquires a plurality of current values detected by all the current sensors 87 and 88 for which the detection delay time is set and the corresponding angles, Control computation using values and angles is started. By using the data at the same timing as a set, the accuracy of the control calculation can be improved.
  • the average value acquisition unit 50 calculates an average value of current values sampled a plurality of times during a preset continuous acquisition period within a carrier cycle.
  • the current acquisition trigger generation unit 52 of the fifth embodiment generates a start trigger and an end trigger for the continuous acquisition period, instead of generating a current acquisition trigger once for each calculation cycle.
  • the continuous acquisition period Psmp is set to a length within a carrier half cycle across the carrier valley timing.
  • the detected current is sampled a plurality of times at a predetermined interval ⁇ smp in the continuous acquisition period Psmp.
  • the average value acquisition unit 50 calculates an average value Iavr of current values sampled a plurality of times during the continuous acquisition period Psmp. Even if the detected current is delayed with respect to the actual current, the average value of the detected current in the continuous acquisition period Psmp theoretically matches the average value of the actual current, that is, the center value of the current ripple.
  • the average value of the current values sampled a plurality of times during the continuous acquisition period is calculated and used for the feedback control calculation.
  • FIG. 19 current acquisition is performed over a continuous acquisition period Psmp.
  • S7, S8, and S11 are steps unique to the fifth embodiment.
  • the average value acquisition unit 50 acquires the angle simultaneously with the detection of the carrier trigger, and then holds the angle data.
  • the angle data hold in S3 is continued until it is determined in S7 that a current acquisition end trigger indicating the end of the continuous acquisition period Psmp is detected. If the current acquisition end trigger is detected and YES is determined in S7, the process proceeds to S8.
  • the average value acquisition unit 50 calculates the average value Iavr of the current values sampled a plurality of times during the continuous acquisition period Psmp and outputs the average value Iavr to the feedback control calculation unit 40.
  • the feedback control calculation unit 40 performs a control calculation using the average value Iavr and angle of the current value output by the average value acquisition unit 50 in S10, and updates the calculation result in S12.
  • a current acquisition start trigger indicating the start of the next continuous acquisition period Psmp is detected in S11.
  • the current acquisition timing is not delayed as in the first to fourth embodiments, but the average value Iavr of the current values sampled a plurality of times during the continuous acquisition period Psmp is calculated.
  • the MG control apparatus of the fifth embodiment can calculate the average value of the current values in the carrier half cycle without being affected by variations in the detection delay time DLsns due to the temperature characteristics of the parts, deterioration with time, and the like. .
  • the feedback control calculation is executed in the carrier (1/2) cycle based on the current value and the angle acquired at each timing of each peak and each valley of the carrier.
  • the feedback control calculation time is shorter than the carrier (1/2) period.
  • the calculation cycle of the feedback control calculation may be set to a carrier (N / 2) cycle (N is a natural number) such as one carrier cycle, 1.5 cycles, and two cycles.
  • N is a natural number
  • the calculation cycle may be set to be long when the responsiveness is intentionally lowered.
  • the triangular wave carrier may have an asymmetric shape in which the period from the mountain to the valley is different from the period from the valley to the mountain.
  • carrier half-cycle does not mean an exact (1 ⁇ 2) period, but is simply interpreted as meaning “one-way period” of the carrier.
  • the number of phases of the AC motor driven in the system to which the present disclosure is applied is not limited to three phases, and may be any number of phases. Further, the AC motor is not limited to a permanent magnet type synchronous motor, and may be an induction motor or other synchronous motor.
  • the control device for an AC motor according to the present disclosure is not limited to the MG drive system of a hybrid vehicle or an electric vehicle, and may be applied to an AC motor drive system for any application.

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Abstract

インバータ（２０）は、ＰＷＭ制御される複数のスイッチング素子（２１－２６）の動作により直流電力を交流電力に変換し、交流電動機（８０）に供給する。インバータ制御部（３０）のフィードバック制御演算部（４０）は、交流電動機（８０）に流れる電流を検出する電流センサ（８７、８８）から取得した電流値Ｉｖ＿ｓｍｐ、Ｉｗ＿ｓｍｐと交流電動機（８０）の回転角θとを用いて、ＰＷＭ制御における三角波キャリアの（Ｎ／２）周期（Ｎは自然数）で制御演算を行う。平均値取得部（５０）は、電流センサ（８７、８８）が検出した電流値の取得において、キャリアの山と谷との間の周期であるキャリア半周期における電流値の平均値を算出し、又は、当該電流値の平均値とみなされる値を取得可能なタイミングで電流値を取得する。

Description

交流電動機の制御装置 関連出願の相互参照
　本出願は、２０１７年１月１０日に出願された特許出願番号２０１７－００１８９０号に基づくものであり、ここにその記載内容を援用する。
　本開示は、交流電動機の制御装置に関する。
　従来、電流フィードバック制御において、実電流に対する検出電流の遅れにより生じる検出誤差を低減する技術が知られている。例えば特許文献１に開示されたモータ制御装置は、電流センサの遅れ時間分に相当する位相（θｃ）だけｄｑ座標軸の角度を補正することで、実際のｄｑ軸電流の位相角と制御系内のｄｑ軸電流の位相角とを等しくする。
特開平９－３０８３００号公報
　インバータのＰＷＭ制御では、一般に三角波キャリアの山又は谷のタイミングを跨いで上下アームのスイッチング素子が交互にオンする。上アーム素子のオン期間には相電流が増加し、下アーム素子のオン期間には相電流が減少するため、電流リプルが生じる。また、電流センサが検出した電流は、三角波キャリアの山又は谷のタイミングでサンプリングされる。電流センサの検出遅れが無い理想状態では、電流リプルの中心値が取得される。しかし、実際には、電流センサの検出遅れ等により、電流リプルの中心値からずれた値が取得され、遅れ時間によっては、電流リプルのピーク値が取得される場合がある。このような、電流リプルの中心値からの電流取得値のずれを電流リプル誤差という。特許文献１の従来技術は角度誤差を補正しているに過ぎず、電流センサの検出遅れ等による電流リプル誤差を低減することはできない。
　本開示の目的は、ＰＷＭ制御において電流センサの検出遅れによる電流取得値の誤差を低減し、制御演算の精度を向上させる交流電動機の制御装置を提供することにある。
　本開示の交流電動機の制御装置は、インバータと、フィードバック制御演算部と、平均値取得部と、を備える。インバータは、ＰＷＭ制御される複数のスイッチング素子の動作により直流電力を交流電力に変換し、交流電動機に供給する。
　本明細書で「交流電動機」は、交流駆動のモータ、発電機、及びモータジェネレータを含むものであり、例えば、ハイブリッド自動車や電気自動車の主機として用いられ駆動輪を駆動するためのトルクを発生するモータジェネレータが該当する。また、例えば、モータジェネレータの通電を制御する制御装置が「交流電動機の制御装置」に該当する。
　フィードバック制御演算部は、交流電動機に流れる電流を検出する一つ以上の電流センサから取得した電流値と交流電動機の回転角とを用いて、ＰＷＭ制御における三角波キャリアの（Ｎ／２）周期（Ｎは自然数）で制御演算を行う。平均値取得部は、電流センサが検出した電流値の取得において、キャリアの山と谷との間の期間であるキャリア半周期における電流値の平均値を算出し、又は、当該電流値の平均値とみなされる値を取得可能なタイミングで電流値を取得する。
　本開示では、ＰＷＭ制御における電流リプルに着目し、電流リプルの中心値に相当する「キャリア半周期における電流値の平均値」を平均値取得部が取得する。そして、フィードバック制御演算部は、平均値取得部が取得した電流値及び回転角を用いて、ベクトル制御やフィードバック制御の制御演算を行う。よって、ＰＷＭ制御において電流センサの検出遅れによる電流取得値の誤差を低減し、制御演算の精度を向上させることができる。
　ここで、交流電動機に流れる電流信号が電流センサ及び制御装置の受信回路を経由し、制御演算に利用可能な値として認識されるまでの時間を「検出遅れ時間」と定義する。本開示の一態様の平均値取得部は、電流センサが検出した電流値を、キャリアの山又は谷のタイミングに対し検出遅れ時間を遅らせたタイミングで取得する。この態様では、電流取得タイミングを調整するロジックのみで、「キャリア半周期における電流値の平均値とみなされる値」を適切に取得することができる。
　また、交流電動機の回転角については検出遅れが無いことを前提とする。平均値取得部は、キャリアの山又は谷のタイミングで交流電動機の回転角を取得してもよい。或いは、平均値取得部は、キャリアの山又は谷のタイミングに対し検出遅れ時間を遅らせたタイミングで、対応する電流値と同時に交流電動機の回転角を取得してもよい。この場合、取得された回転角から検出遅れ時間での回転角変化量に相当する補正値を減算して得られた補正後回転角が制御演算に用いられることが好ましい。
　本開示の他の態様の平均値取得部は、キャリア半周期以内の長さに設定された継続取得期間に複数回サンプリングした電流値の平均値を算出する。この態様では、部品の温度特性や経時劣化等による検出遅れ時間のばらつきに影響されることなく、キャリア半周期における電流値の平均値を算出することができる。
　本開示についての上記目的及びその他の目的、特徴や利点は、添付の図面を参照しながら下記の詳細な記述により、より明確になる。その図面は、
図１は、各実施形態による交流電動機の制御装置が適用されるＭＧ駆動システムの概略構成図であり、 図２は、図１のインバータ制御部の制御ブロック図であり、 図３は、電流センサの検出遅れ時間を定義する図であり、 図４は、従来課題による角度補正を説明するタイムチャートであり、 図５は、ＰＷＭ制御における電流リプルを説明する図であり、 図６は、電流センサの検出遅れによる影響を説明する図であり、 図７は、第１実施形態によるみなし平均値取得処理の概念図であり、 図８は、電気角１周期の相電流及び角度と、第１実施形態による電流サンプルタイミングとの関係を示すタイムチャートであり、 図９は、第１実施形態によるみなし平均値取得処理のタイムチャートであり、 図１０は、第１実施形態によるみなし平均値取得処理のフローチャートであり、 図１１は、電気角１周期の相電流及び角度と、第２実施形態による電流サンプルタイミングとの関係を示すタイムチャートであり、 図１２Ａは、第２実施形態による角度補正のブロック図であり、 図１２Ｂは、第２実施形態による角度補正の補正説明図であり、 図１３は、第２実施形態によるみなし平均値取得処理のタイムチャートであり、 図１４は、第２実施形態によるみなし平均値取得処理のフローチャートであり、 図１５は、第３実施形態によるみなし平均値取得処理の概念図であり、 図１６は、第４実施形態によるみなし平均値取得処理のタイムチャートであり、 図１７は、第４実施形態によるみなし平均値取得処理のフローチャートであり、 図１８は、第５実施形態による平均値算出処理の概念図であり、 図１９は、第５実施形態による平均値算出処理のタイムチャートであり、 図２０は、第５実施形態による平均値算出処理のフローチャートである。
　以下、交流電動機の制御装置の複数の実施形態を図面に基づいて説明する。第１～第５実施形態を包括して「本実施形態」という。本実施形態の交流電動機の制御装置は、ハイブリッド自動車や電気自動車の動力源であるモータジェネレータ（以下「ＭＧ」）を駆動するシステムにおいて、三相交流モータであるＭＧの通電を制御する装置である。各実施形態の「ＭＧ」及び「ＭＧ制御装置」は、「交流電動機」及び「交流電動機の制御装置」に相当する。
　［システム構成］
　まず、各実施形態のＭＧ制御装置が適用されるＭＧ駆動システムの全体構成について図１を参照して説明する。図１には、一つのＭＧを備えるシステムを例示する。ＭＧ駆動システム９０は、充放電可能な二次電池であるバッテリ１１の直流電力をインバータ２０で三相交流電力に変換してＭＧ８０に供給するシステムである。ＭＧ駆動システム９０においてＭＧ制御装置１０は、主にインバータ２０及びインバータ制御部３０を含む。なお、ＭＧ制御装置１０は、バッテリ１１の電圧を昇圧してインバータ２０に出力するコンバータを備えたＭＧ駆動システムに適用されてもよい。また、ＭＧ制御装置１０は、二つ以上のＭＧを備えたＭＧ駆動システムにも同様に適用可能である。
　ＭＧ８０は、例えば永久磁石式同期型の三相交流モータである。本実施形態では、ＭＧ８０は、ハイブリッド自動車の駆動輪を駆動するトルクを発生する電動機としての機能、及び、エンジンや駆動輪から伝達されるトルクを発電によってエネルギー回収する発電機としての機能を兼ね備える。
　ＭＧ８０の三相巻線８１、８２、８３のうち一相以上の巻線に接続される電流経路には相電流を検出する電流センサが設けられる。図１の例では、Ｖ相巻線８２及びＷ相巻線８３に接続される電流経路に、それぞれ相電流Ｉｖ、Ｉｗを検出する電流センサ８７、８８が設けられており、残るＵ相の電流Ｉｕをキルヒホッフの法則に基づいて推定している。他の実施形態では、どの二相の電流を検出してもよく、三相の電流を検出してもよい。或いは、一相の電流検出値に基づいて他の二相の電流を推定する技術を採用してもよい。
　回転角センサ８５は、ＭＧ８０の回転角θを検出する。本実施形態では、回転角センサ８５としてレゾルバを用いることを想定するが、他の回転角センサが使用されてもよい。本明細書では、回転角θは、機械角を磁極対数で除した電気角を意味する。また、実施形態の説明において、適宜、ＭＧ８０の回転角を単に「角度」という。なお、他の実施形態では、回転角センサが設けられない位置センサレス制御のシステムにおいて、ＭＧ制御装置１０は、推定された回転角を取得してもよい。
　インバータ２０は、上下アームの６つのスイッチング素子２１－２６がブリッジ接続されている。詳しくは、スイッチング素子２１、２２、２３は、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の上アームのスイッチング素子であり、スイッチング素子２４、２５、２６は、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の下アームのスイッチング素子である。スイッチング素子２１－２６は、例えばＩＧＢＴで構成され、低電位側から高電位側へ向かう電流を許容する還流ダイオードが並列に接続されている。
　インバータ２０は、インバータ制御部３０からのゲート信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬに従ってスイッチング素子２１－２６が動作することで直流電力を三相交流電力に変換する。そして、インバータ制御部３０が演算した電圧指令に応じた相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、ＶｗをＭＧ８０の各相巻線８１、８２、８３に印加する。平滑コンデンサ１５は、インバータ２０に入力されるシステム電圧Ｖｓｙｓを平滑化する。システム電圧Ｖｓｙｓは、例えば電圧センサ２７により検出される。
　インバータ制御部３０は、マイコン等により構成され、図示しないＣＰＵ、ＲＯＭ、Ｉ／Ｏ、及び、これらの構成を接続するバスライン等を内部に備えている。マイコンは、予め記憶されたプログラムをＣＰＵで実行することによるソフトウェア処理や、専用の電子回路によるハードウェア処理による制御を実行する。
　インバータ制御部３０には、電流センサ８７、８８が検出した二相の相電流Ｉｖ、Ｉｗ、及び、回転角センサ８５が検出した回転角θが入力される。また、インバータ制御部３０には、上位制御回路からトルク指令Ｔｒｑ*が入力される。インバータ制御部３０は、これらの情報に基づいて、インバータ２０を操作するゲート信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬを演算する。インバータ２０は、ゲート信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬに従ってスイッチング素子２１－２６が動作することにより、バッテリ１１から入力される直流電力を交流電力に変換しＭＧ８０に供給する。
　［インバータ制御部の構成］
　次に、インバータ制御部３０の構成について、図２を参照して説明する。本実施形態のインバータ制御部３０は、基本的に、ベクトル制御、電流フィードバック制御及びＰＷＭ制御を行うための構成を有している。また、本実施形態のインバータ制御部３０は、特有の構成として平均値取得部５０等を有している。電流指令演算部３１は、トルク指令Ｔｒｑ*に基づき、マップや数式を用いてｄ軸電流指令Ｉｄ*及びｑ軸電流指令Ｉｑ*を演算する。
　３相２相変換部４２は、平均値取得部５０からＶ相電流サンプル値Ｉｖ＿ｓｍｐ、Ｗ相電流サンプル値Ｉｗ＿ｓｍｐ、及び、回転角θが入力される。これらの相電流サンプル値Ｉｖ＿ｓｍｐ、Ｉｗ＿ｓｍｐと回転角θとは、理想的に同一タイミングのデータである。以下、理想的に同一タイミングの電流値及び回転角を、「互いに対応する電流値及び回転角」という。
　３相２相変換部４２は、回転角θを用いて、相電流サンプル値Ｉｖ＿ｓｍｐ、Ｉｗ＿ｓｍｐをｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑに座標変換し、フィードバックする。電流減算器４３１、４３２は、それぞれ、３相２相変換部４２からフィードバックされたｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑと、ｄ軸電流指令Ｉｄ*、ｑ軸電流指令Ｉｑ*との電流偏差ΔＩｄ、ΔＩｑを算出する。
　ＰＩ制御器４４１、４４２は、それぞれ、ｄ軸電流偏差ΔＩｄ及びｑ軸電流偏差ΔＩｑを０に収束させるように、比例積分演算によりｄ軸電圧指令Ｖｄ*及びｑ軸電圧指令Ｖｑ*を算出する。なお、ＰＩ制御器は、微分演算を含むＰＩＤ制御器として構成されてもよい。また、ＰＩ制御器４４１、４４２により演算されるフィードバック項に加え、別途算出されるフィードフォワード項がｄ軸電圧指令Ｖｄ*及びｑ軸電圧指令Ｖｑ*に加算されてもよい。
　２相３相変換部４５は、回転角θを用いて、ｄｑ軸電圧指令Ｖｄ*、Ｖｑ*を３相電圧指令Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*に変換する。電圧ＤＵＴＹ変換部４７は、システム電圧Ｖｓｙｓ及び回転角θに基づき、各相の電圧指令Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*を指令デューティＤｕ、Ｄｖ、Ｄｗに変換する。
　ＰＷＭ変調部４８は、各相の指令デューティＤｕ、Ｄｖ、Ｄｗをキャリアと比較することにより、インバータ２０のスイッチング素子２１－２６を動作させるゲート信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬを生成し、インバータ２０に出力する。上記の３相２相変換部４２からＰＷＭ変調部４８までの要素群を、フィードバック制御演算部４０という。フィードバック制御演算部４０は、平均値取得部５０から入力された電流値及び角度データに基づき、一連のフィードバック制御演算を行う部分である。
　続いて、キャリア生成部５１、電流取得トリガ生成部５２、及び、平均値取得部５０について説明する。キャリア生成部５１は、ＰＷＭ制御の三角波キャリアを生成し、ＰＷＭ変調部４８に出力する。三角波キャリアは、山から谷の期間と谷から山の期間とが同一の対称形であり、キャリアの山と谷との間の期間を「キャリア半周期」と定義する。なお、ＭＧ８０の回転数や変調率に応じてキャリア周波数を変更する等の周知技術が採用されてもよい。また、従来、一般にＰＷＭ制御では、キャリアの山又は谷のタイミングが、電流センサ８７、８８が検出した相電流、及び、回転角センサ８５が検出した角度を取得するタイミングとして用いられてきた。後述するように、キャリアの山又は谷のタイミングで電流をサンプルすることにより、理想的には電流リプルの中心値を取得することができる。
　しかし現実には、電流センサの検出遅れのため、制御装置が取得した電流と実電流との間に誤差が生じるという問題がある。この問題について、図３～図６を参照する。なお、レゾルバにより検出される回転角θには実質的な遅れが生じない。したがって、回転角センサ８５としてレゾルバの使用を想定する本実施形態では、回転角θに検出遅れが無いことを前提とし、電流センサの検出遅れのみを問題とする。
　図３に、電流センサが検出した電流値を制御装置が取得する一般的な構成を示す。図３では、電流センサの符号として、図１のＶ相電流センサの符号「８７」を用いる。電流センサ８７は、相電流をアナログ信号として検出し、コネクタ７１を介して接続された制御装置７０に送信する。制御装置７０の受信回路７２は、電流センサ８７からアナログ信号を受信する。Ａ／Ｄ変換部７３は、アナログ信号をデジタル信号に変換し、制御演算部７４に出力する。このように、電流信号が、電流センサ８７及び制御装置７０の受信回路７２を経由し、制御演算に利用可能な値として認識されるまでの時間を「検出遅れ時間」と定義する。
　図４に示すように、電流センサの検出遅れにより、検出電流は実電流に対して遅れる。特許文献１（特開平９－３０８３００号公報）に開示された従来技術では、電流センサの検出遅れに対し、電流センサの遅れ時間分に相当する位相θｃだけｄｑ座標軸の角度を補正する。これにより、角度誤差を補正することができる。
　しかし、より短い時間レンジのタイムチャートである図５において、ＰＷＭ制御では、キャリアとＤＵＴＹとの大小関係によってスイッチング素子がＯＮ／ＯＦＦする。以下、各相共通に、キャリアに基づくタイミングを説明するタイムチャートでは、図２の指令デユーティＤｕ、Ｄｖ、Ｄｗを包括して「ＤＵＴＹ」と表す。ＤＵＴＹはスイッチング周期に対する上アーム素子のＯＮ時間比率を意味する。ＤＵＴＹがキャリアを上回る期間、ゲート信号はＯＮとなる。
　実電流は、ゲート信号のＯＮ期間に上昇し、ＯＦＦ期間に下降することにより、リプルが生じる。白丸で示すように、キャリアの谷のタイミングにおける実電流は、上昇時リプルの中心値に相当し、キャリアの山のタイミングにおける実電流は、下降時リプルの中心値に相当する。
　実電流に対して遅れる検出電流をキャリアの山又は谷のタイミングでサンプルすると、キャリアの谷のタイミングにおける電流値は、下向き三角印で示すように、リプルの中心値よりも小さくなる。また、キャリアの山のタイミングにおける電流値は、上向き三角印で示すように、リプルの中心値よりも大きくなる。検出遅れ時間によっては、キャリアの山又は谷のタイミングで電流リプルのピーク値がサンプルされる場合がある。このような、電流リプルの中心値からの電流取得値のずれを電流リプル誤差という。特許文献１の従来技術では、電流センサの検出遅れ等による電流リプル誤差を低減することはできない。
　その結果、図６に示すように、検出電流のサンプル値に基づいて認識される電流波形の電流振幅実効値は、実電流の電流振幅実効値に対し誤差が生じる。この誤差の量は、電流リプルの大きさや、検出遅れ時間によって変動する。そして、誤差を含んだ電流値に基づきフィードバック制御演算がされることにより、所望のトルク指令Ｔｒｑ*に対し、ＭＧ８０の出力トルクの精度が低下することとなる。
　この問題に対し、本実施形態のインバータ制御部３０は、電流センサ８７、８８が検出した電流値の取得において、「キャリア半周期における電流値の平均値」を取得する平均値取得部５０を備える。この「キャリア半周期における電流値の平均値」は、電流リプルの中心値に相当する値である。また、電流取得トリガ生成部５２は、平均値取得部５０が電流を取得するタイミングを指令する。なお、本明細書では、「取得する」と「サンプルする」とは、ほぼ同じ意味で用いられる。
　次に、平均値取得部５０の具体的な構成について、実施形態毎に説明する。以下の実施形態は、大きく、第１～第４実施形態と、第５実施形態とに分けられる。第１～第４実施形態では、平均値取得部５０は、電流センサ８７、８８が検出した電流を、キャリアの山又は谷のタイミングに対し所定時間遅らせたタイミングで取得することにより、キャリア半周期における電流値の平均値とみなされる値を取得する。これに対し、第５実施形態では、平均値取得部５０は、キャリア半周期における電流値の平均値を算出する。
　つまり、第１～第４実施形態では、「平均値とみなされる検出電流値を取得するための最適なタイミング」として設定されたタイミングで検出電流が取得される。そこで、第１～第４実施形態による平均値取得処理を「みなし平均値取得処理」という。一方、第５実施形態では、文字通り、キャリア半周期における電流値の平均値が算出される。第５実施形態による平均値取得処理を「平均値算出処理」という。
　（第１実施形態）
　第１実施形態について、図７～図１０を参照して説明する。図７には、任意の相について、電気角１周期の相電流及び角度と、電流サンプルタイミングとの関係を示す。縦方向の破線は、キャリアの山又は谷のタイミングである。破線上に記される白丸印の電流値Ｒは、あるキャリアの山又は谷のタイミングｔｃｐｋにおける実電流を示し、三角印の電流値Ｆは、そのタイミングｔｃｐｋにおける検出電流を示す。また、上述の通り角度には検出遅れが無いという前提であるため、四角印の角度θは、キャリアの山又は谷のタイミングタイミングｔｃｐｋにおける実際の角度を示すと共に、そのタイミングｔｃｐｋに取得される検出角度を示す。
　検出電流が実電流に対して遅れなく一致する理想状態では、キャリアの山又は谷のタイミングで検出電流がサンプルされる場合、互いに対応する電流値Ｒと角度θとが精度良く取得される。しかし現実には、検出電流は実電流に対して検出遅れ時間ＤＬｓｎｓだけ遅れるため、キャリアの山又は谷のタイミングでサンプルされる電流値Ｆと角度θとの対応関係に誤差が生じる。
　そこで第１実施形態では、キャリアの山又は谷のタイミングｔｃｐｋに対し検出遅れ時間ＤＬｓｎｓを遅らせたタイミングが、一点鎖線で示される電流サンプルタイミングｔｓｍｐとして設定される。一点鎖線上に記されるハッチング付丸印の電流値Ｓは、電流サンプルタイミングｔｓｍｐにおける検出電流を示す。第１実施形態では、電流のみが電流サンプルタイミングｔｓｍｐでサンプルされ、角度θはキャリアの山又は谷のタイミングｔｃｐｋでサンプルされることにより、互いに対応する電流値Ｓと角度θとが、理想状態と同様に、精度良く取得される。この電流値Ｓが、図２において平均値取得部５０から出力されるＶ相電流Ｉｖ＿ｓｍｐ、及び、Ｗ相電流Ｉｗ＿ｓｍｐに相当する。
　図８は、図７よりも短い時間レンジでのタイムチャートであり、キャリア信号の１周期における実電流、検出電流、及び、上アーム素子に指令されるゲート信号の関係を示す。ＤＵＴＹがキャリア信号を上回る期間、ゲート信号はＯＮとなる。第１実施形態では、上アーム素子が実際にＯＮ動作する期間は、ゲート信号のＯＮ期間に一致するものとする。第１実施形態の平均値取得部５０は、キャリアの山又は谷のタイミングｔｓｐｋに対し、検出遅れ時間ＤＬｓｎｓを遅らせたタイミングｔｓｍｐで検出電流をサンプルする。
　続いて、図９のタイムチャート、及び図１０のフローチャートを参照する。図９のタイムチャートには、キャリア周期の２周期の期間を示す。図９の例では、キャリアの各山及び各谷のタイミングで、すなわち、（１／２）周期毎に一相以上の電流及び角度が取得され、それらの値を用いて各種制御演算が実行される。本実施形態では、各種制御演算は、次のキャリアの山又は谷のタイミング以前に終了し、次の（１／２）周期の開始時に更新されるものとする。
　図９において、白抜きブロック矢印は、キャリア生成部５１によりキャリアトリガが生成されるタイミングを示す。つまり、キャリアトリガが生成されるタイミングが「キャリアの山又は谷のタイミング」となる。斜線ハッチングのブロック矢印は、電流取得トリガ生成部５２により電流取得トリガが生成されるタイミングを示す。第１実施形態では、複数の電流センサから検出電流を取得する場合、各電流センサの検出電流に対し共通の電流取得トリガが用いられる。横線ハッチングの長方形は、角度データが取得されるタイミングを示す。破線矢印は、取得された角度データのホールド期間を示す。梨地模様の長方形は、各種制御演算が実行される期間を示す。各部に併記したＳ番号は、図１０のフローチャートの対応するステップ番号を示す。
　図９において、電流取得トリガは、キャリアトリガに対し検出遅れ時間ＤＬｓｎｓ後に生成される。角度は、キャリアトリガの生成タイミングで取得された後、電流取得トリガの生成タイミングまでホールドされる。制御演算は、電流取得トリガの生成タイミングで開始され、次のキャリアトリガの生成タイミング以前に終了する。
　図１０以下のフローチャートの説明で、記号「Ｓ」はステップを意味する。なお、他の実施形態のフローチャートとステップ番号を共用する都合上、各実施形態のステップ番号には欠番が生じる場合がある。図１０において、Ｓ１～Ｓ５の主体は平均値取得部５０であり、Ｓ１０、Ｓ１２の主体はフィードバック制御演算部４０である。平均値取得部５０は、Ｓ１でキャリアトリガを検知すると同時に、Ｓ２で回転角センサ８５から角度データを取得し、Ｓ３で角度データをホールドする。Ｓ３の角度データホールドは、Ｓ４で電流取得トリガが検知されたと判断されるまで続けられる。電流取得トリガが検知され、Ｓ４でＹＥＳと判断されると、平均値取得部５０は、Ｓ５で、各相の電流センサ８７、８８から電流値を取得する。
　こうして、平均値取得部５０は、互いに対応する一相以上の電流値及び角度を取得し、フィードバック制御演算部４０に出力する。フィードバック制御演算部４０は、Ｓ１０で、平均値取得部５０が出力した電流値及び角度を用いて制御演算を行う。また、フィードバック制御演算部４０は、Ｓ１２にて、次のキャリアの山又は谷のタイミングで演算結果を更新する。
　（効果）
　第１実施形態のＭＧ制御装置１０の効果について説明する。
　（１）平均値取得部５０は、ＰＷＭ制御における電流リプルの中心値に相当する「キャリア半周期における電流値の平均値」を取得する。フィードバック制御演算部４０は、平均値取得部５０が取得した電流値及び角度を用いて、ベクトル制御やフィードバック制御の制御演算を行う。よって、ＰＷＭ制御において電流センサ８７、８８の検出遅れによる電流取得値の誤差を低減し、制御演算の精度を向上させることができる。
　（２）平均値取得部５０は、電流センサ８７、８８が検出した電流値を、キャリアの山又は谷のタイミングに対し検出遅れ時間ＤＬｓｎｓを遅らせたタイミングで取得する。これにより、電流取得タイミングを調整するロジックのみで、「キャリア半周期における電流値の平均値とみなされる値」を適切に取得することができる。
　（３）フィードバック制御演算部４０は、互いに対応する電流値及び角度を平均値取得部５０が取得した後、その電流値及び回転角を用いた制御演算を開始する。同一タイミングのデータを一セットとして用いることにより、制御演算の精度を向上させることができる。
　以下の第２～第５実施形態の説明において、タイムチャートの記載は第１実施形態の図７、図８、図９の方式に準ずる。また、第１実施形態の図１０と実質的に同一のステップには同一のステップ番号を付して説明を一部省略する。
　（第２実施形態）
　第２実施形態について、図１１～図１４を参照して説明する。第２実施形態は、第１実施形態に対し、角度取得タイミングのみが異なる。図１１に示すように、平均値取得部５０は、キャリアの山又は谷のタイミングに対し検出遅れ時間ＤＬｓｎｓを遅らせたタイミングで、電流値Ｓと角度θｓｍｐとを同時に取得する。
　図１２Ａに角度補正演算の構成を示す。まず、電気周波数に比例する回転数Ｎ［ｒｐｍ］に遅れ時間係数ｋ［ｄｅｇ／ｒｐｍ］が乗算され、補正値Δθ（＝ｋＮ）が算出される。続いて、取得角度θｓｍｐから補正値Δθが減算されて補正後角度θが算出される。図１２Ｂに示すように、補正値Δθは、検出遅れ時間ＤＬｓｎｓでの角度変化量に相当する。なお、回転数Ｎ［ｒｐｍ］と遅れ時間係数ｋ［ｄｅｇ／ｒｐｍ］との乗算は、回転角速度［ｄｅｇ／ｓ］と遅れ時間［ｓ］との乗算に置き換えてもよい。
　続いて、図１３のタイムチャート、及び図１４のフローチャートを参照する。図１３において、角度の取得は、電流取得トリガが生成されたタイミングで、電流取得と同時に行われる。図１４において、Ｓ６、Ｓ９が第２実施形態に特有のステップである。平均値取得部５０は、Ｓ１でキャリアトリガを検知する。その後、平均値取得部５０は、Ｓ４で、電流取得トリガ生成部５２が生成した電流取得トリガを検知し、Ｓ６で電流値及び角度を同時に取得する。また、平均値取得部５０は、Ｓ９で取得角度θｓｍｐを補正し、取得した電流値及び補正後角度θをフィードバック制御演算部４０に出力する。
　フィードバック制御演算部４０は、Ｓ１０で、平均値取得部５０が出力した電流値及び補正後角度θを用いて制御演算を行う。なお、平均値取得部５０が取得角度θｓｍｐをそのまま出力し、フィードバック制御演算部４０がＳ９の角度補正を実行してもよい。その後、フィードバック制御演算部４０は、Ｓ１２で演算結果を更新する。第２実施形態では、第１実施形態と同様の効果が得られる。
　（第３実施形態）
　第３実施形態について図１５を参照して説明する。第３実施形態は、電流センサ８７、８８の検出遅れに加え、インバータ２０のスイッチング素子の動作遅延の影響を考慮して平均値取得部５０の電流取得タイミングを決定する。
　図１５に、上アーム素子に指令されるゲート信号、及び、上アーム素子の実際のスイッチング動作のタイミングを示す。ゲート信号に対するＯＮ動作の遅れ時間をａ、ＯＦＦ動作の遅れ時間をｂとする。ゲート信号のＯＮ期間の中間時ｔｇｃに対するスイッチング動作のＯＮ期間の中間時ｔｓｃの遅れ時間は、ＯＮ動作及びＯＦＦ動作の平均遅れ時間である「（ａ＋ｂ）／２」で表される。このＯＮ動作及びＯＦＦ動作の平均遅れ時間を「素子動作遅れ時間ＤＬｓｗ」と定義する。ここで、上アームゲート信号のＯＮ期間の中間時ｔｇｃは、キャリアの谷のタイミングｔｃｐｋに一致する。
　実電流の上昇時リプルの中心値は、キャリアの谷のタイミングに対して上アーム素子の素子動作遅れ時間ＤＬｓｗだけ遅れる。また、実電流の下降時リプルの中心値は、キャリアの山のタイミングに対して下アーム素子の素子動作遅れ時間ＤＬｓｗだけ遅れる。したがって、検出電流は、キャリアの山又は谷のタイミングｔｃｐｋに対し、検出遅れ時間ＤＬｓｎｓに素子動作遅れ時間ＤＬｓｗを加算した加算遅れ時間ＤＬａｄｄだけ遅れる。
　そこで、第３実施形態の平均値取得部５０は、キャリアの山又は谷のタイミングｔｃｐｋに対し、加算遅れ時間ＤＬａｄｄを遅らせた補正タイミングで検出電流を取得する。これにより、スイッチング素子の動作遅延の影響を回避し、精度良く電流リプルの中心値で検出電流を取得することができる。
　（第４実施形態）
　第４実施形態について図１６のタイムチャート、及び図１７のフローチャートを参照して説明する。上記第１実施形態では、Ｖ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗを検出する２つの電流センサ８７、８８の特性は実質的に等しいと仮定し、共通の検出遅れ時間ＤＬｓｎｓを用いる。これに対し、第４実施形態では、２つの電流センサ８７、８８の特性ばらつきに注目し、検出遅れ時間ＤＬｓｎｓが電流センサ毎に個別に設定される。
　図１６、図１７に示す例では、Ｖ相電流センサ８７の検出遅れ時間ＤＬｓｎｓ＿Ｖは、Ｗ相電流センサ８８の検出遅れ時間ＤＬｓｎｓ＿Ｗよりも短い。言い換えれば、電流取得トリガ生成部５２は、キャリアの山又は谷のタイミングの後、先にＶ相電流取得トリガを生成し、後でＷ相電流取得トリガを生成する。
　図１７において、各電流センサ８７、８８からの電流取得及びデータホールドに関するステップが逐次的に繰り返される。すなわち、Ｓ３ＡとＳ３Ｂ、Ｓ４ＡとＳ４Ｂ、Ｓ５ＡとＳ５Ｂが、対となるステップとして実行される。Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３Ａでは、平均値取得部５０は、第１実施形態と同様に、キャリアトリガの検知と同時に角度を取得した後、角度データをホールドする。Ｓ３Ａの角度データホールドは、Ｓ４Ａで、Ｖ相電流取得トリガが検知されたと判断されるまで続けられる。Ｖ相電流取得トリガが検知され、Ｓ４ＡでＹＥＳと判断されると、平均値取得部５０は、Ｓ５Ａで、Ｖ相電流センサ８７からＶ相電流値を取得する。
　Ｓ５Ａの後、Ｓ３Ｂで、Ｖ相電流値がホールドされると共に角度データが引き続きホールドされる。Ｓ３ＢのＶ相電流値及び角度データのホールドは、Ｓ４Ｂで、Ｗ相電流取得トリガが検知されたと判断されるまで続けられる。Ｗ相電流取得トリガが検知され、Ｓ４ＢでＹＥＳと判断されると、平均値取得部５０は、Ｓ５Ｂで、Ｗ相電流センサ８８からＷ相電流値を取得する。
　こうして平均値取得部５０は、２つの電流センサ８７、８８が検出した二相の電流値、及び、対応する角度を取得し、それらをフィードバック制御演算部４０に出力する。フィードバック制御演算部４０は、Ｓ１０で、平均値取得部５０が出力したＶ相、Ｗ相の電流値及び角度を用いて制御演算を行い、Ｓ１２で演算結果を更新する。
　なお、３つの電流センサから三相の電流を検出する制御装置の構成では、電流取得及びデータホールドに関するステップが３回繰り返される。第４実施形態では、検出遅れ時間ＤＬｓｎｓが複数の電流センサ８７、８８毎に個別に設定されるため、複数の電流センサの特性にばらつきがある場合でも、各電流センサの検出電流について、電流リプルの中心値に相当する平均値とみなされる値を精度良く取得することができる。
　また、フィードバック制御演算部４０は、検出遅れ時間が設定された全ての電流センサ８７、８８が検出した複数の電流値、及び、対応する角度を平均値取得部５０が取得した後、それらの電流値及び角度を用いた制御演算を開始する。同一タイミングのデータを一セットとして用いることにより、制御演算の精度を向上させることができる。
　（第５実施形態）
　第５実施形態について図１８～図２０を参照して説明する。第１～第４実施形態とは異なり、第５実施形態では、平均値取得部５０は、キャリア周期以内の予め設定された継続取得期間に複数回サンプリングした電流値の平均値を算出する。第５実施形態の電流取得トリガ生成部５２は、演算周期毎に一回の電流取得トリガを生成するのでなく、継続取得期間の開始トリガ及び終了トリガを生成する。
　図１８に示す例では、継続取得期間Ｐｓｍｐは、キャリアの谷タイミングを跨いでキャリア半周期以内の長さに設定されている。検出電流は、継続取得期間Ｐｓｍｐに所定の間隔δｓｍｐで複数回サンプリングされる。平均値取得部５０は、継続取得期間Ｐｓｍｐに複数回サンプリングした電流値の平均値Ｉａｖｒを算出する。たとえ検出電流が実電流に対して遅れるとしても、継続取得期間Ｐｓｍｐにおける検出電流の平均値は、理論的に実電流の平均値、すなわち電流リプルの中心値に一致する。このように第５実施形態では、継続取得期間に複数回サンプリングされた電流値の平均値が算出され、フィードバック制御演算に用いられる。
　続いて、図１９のタイムチャート、及び図２０のフローチャートを参照する。図１９において、電流取得は、継続取得期間Ｐｓｍｐに亘って行われる。図２０において、Ｓ７、Ｓ８、Ｓ１１が第５実施形態に特有のステップである。Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３では、平均値取得部５０は、第１実施形態と同様に、キャリアトリガの検知と同時に角度を取得した後、角度データをホールドする。Ｓ３の角度データホールドは、Ｓ７で、継続取得期間Ｐｓｍｐの終了を示す電流取得終了トリガが検知されたと判断されるまで続けられる。
　電流取得終了トリガが検知され、Ｓ７でＹＥＳと判断されると、Ｓ８に移行する。
　Ｓ８で、平均値取得部５０は、継続取得期間Ｐｓｍｐに複数回サンプリングした電流値の平均値Ｉａｖｒを算出し、フィードバック制御演算部４０に出力する。フィードバック制御演算部４０は、Ｓ１０で、平均値取得部５０が出力した電流値の平均値Ｉａｖｒ及び角度を用いて制御演算を行い、Ｓ１２で演算結果を更新する。また、Ｓ１０の実行と併行し、Ｓ１１では、次の継続取得期間Ｐｓｍｐの開始を示す電流取得開始トリガが検知される。
　第５実施形態では、第１～第４実施形態のように電流取得タイミングを遅らせるのではなく、継続取得期間Ｐｓｍｐに複数回サンプリングした電流値の平均値Ｉａｖｒを算出する。これにより、第５実施形態のＭＧ制御装置は、部品の温度特性や経時劣化等による検出遅れ時間ＤＬｓｎｓのばらつきに影響されることなく、キャリア半周期における電流値の平均値を算出することができる。
　（その他の実施形態）
　（ａ）上記実施形態では、キャリアの各山及び各谷のタイミング毎に取得された電流値及び角度に基づいて、キャリア（１／２）周期でフィードバック制御演算が実行される。ここで、フィードバック制御演算の時間は、キャリア（１／２）周期よりも短い。ただし、フィードバック制御演算の演算周期は、キャリア１周期、１．５周期、２周期等のキャリア（Ｎ／２）周期（Ｎは自然数）に設定されてもよい。例えば、キャリア周波数が回転数に同期し、且つ制御演算量が多い場合、高回転領域では、演算周期をキャリア（１／２）周期よりも長く設定した方がよい場合が想定される。また、意図的に応答性を低下させたい場合等に、演算周期が長く設定されてもよい。
　（ｂ）三角波キャリアは、山から谷の期間と谷から山の期間とが異なる非対称形であってもよい。その場合、「キャリア半周期」の用語は、厳密な（１／２）周期を意味せず、単に、キャリアの「片道の期間」の意味で解釈される。
　（ｃ）上記実施形態のタイムチャートでは、上アーム素子のＯＮ時間比率として定義されたＤＵＴＹがキャリアを上回る期間に上アーム素子のゲート信号がＯＮするものとして説明している。ただし、下アーム素子についてＤＵＴＹを定義し、又はゲート信号を表してもよく、その場合、チャートが上下反転する場合がある。
　（ｄ）本開示が適用されるシステムにおいて駆動される交流電動機の相の数は、三相に限らず何相でもよい。また、交流電動機は、永久磁石式同期型モータに限らず、誘導電動機やその他の同期モータであってもよい。
　（ｅ）本開示による交流電動機の制御装置は、ハイブリッド自動車や電気自動車のＭＧ駆動システムに限らず、どのような用途の交流電動機駆動システムに適用されてもよい。
　以上、本開示は、上記実施形態になんら限定されるものではなく、その趣旨を逸脱しない範囲において種々の形態で実施可能である。
　本開示は、実施形態に準拠して記述された。しかしながら、本開示は当該実施形態および構造に限定されるものではない。本開示は、様々な変形例および均等の範囲内の変形をも包含する。また、様々な組み合わせおよび形態、さらには、それらに一要素のみ、それ以上、あるいはそれ以下、を含む他の組み合わせおよび形態も本開示の範疇および思想範囲に入るものである。

Claims (10)

  1. 　ＰＷＭ制御される複数のスイッチング素子（２１－２６）の動作により直流電力を交流電力に変換し、交流電動機（８０）に供給するインバータ（２０）と、
    　前記交流電動機に流れる電流を検出する一つ以上の電流センサ（８７、８８）から取得した電流値と前記交流電動機の回転角とを用いて、ＰＷＭ制御における三角波キャリアの（Ｎ／２）周期（Ｎは自然数）で制御演算を行うフィードバック制御演算部（４０）と、
    　前記電流センサが検出した電流値の取得において、キャリアの山と谷との間の期間であるキャリア半周期における電流値の平均値を算出し、又は、当該電流値の平均値とみなされる値を取得可能なタイミングで電流値を取得する平均値取得部（５０）と、
    　を備える交流電動機の制御装置。
  2. 　前記交流電動機に流れる電流信号が前記電流センサ及び制御装置の受信回路を経由し、制御演算に利用可能な値として認識されるまでの時間を検出遅れ時間と定義すると、
    　前記平均値取得部は、前記電流センサが検出した電流値を、キャリアの山又は谷のタイミングに対し前記検出遅れ時間を遅らせたタイミングで取得する請求項１に記載の交流電動機の制御装置。
  3. 　前記平均値取得部は、キャリアの山又は谷のタイミングで前記交流電動機の回転角を取得する請求項２に記載の交流電動機の制御装置。
  4. 　前記平均値取得部は、キャリアの山又は谷のタイミングに対し前記検出遅れ時間を遅らせたタイミングで、対応する電流値と同時に前記交流電動機の回転角を取得する請求項２に記載の交流電動機の制御装置。
  5. 　前記フィードバック制御演算部は、前記平均値取得部が取得した前記交流電動機の回転角から前記検出遅れ時間での回転角変化量に相当する補正値を減算して得られた補正後回転角を制御演算に用いる請求項４に記載の交流電動機の制御装置。
  6. 　前記フィードバック制御演算部は、互いに対応する電流値及び前記交流電動機の回転角を前記平均値取得部が取得した後、その電流値及び回転角を用いた制御演算を開始する請求項２～５のいずれか一項に記載の交流電動機の制御装置。
  7. 　前記交流電動機に流れる電流信号が前記電流センサ及び制御装置の受信回路を経由し、制御演算に利用可能な値として認識されるまでの時間を検出遅れ時間と定義し、
    　前記スイッチング素子に指令されるゲート信号に対するＯＮ動作及びＯＦＦ動作の平均遅れ時間を素子動作遅れ時間とすると、
    　前記平均値取得部は、前記電流センサが検出した電流値を、キャリアの山又は谷のタイミングに対し、前記検出遅れ時間に前記素子動作遅れ時間を加算した加算遅れ時間を遅らせたタイミングで取得する請求項１に記載の交流電動機の制御装置。
  8. 　前記検出遅れ時間は、複数の前記電流センサ毎に個別に設定されている請求項２～７のいずれか一項に記載の交流電動機の制御装置。
  9. 　前記フィードバック制御演算部は、前記検出遅れ時間が設定された全ての電流センサが検出した複数の電流値、及び、対応する前記交流電動機の回転角を前記平均値取得部が取得した後、それらの電流値及び回転角を用いた制御演算を開始する請求項８に記載の交流電動機の制御装置。
  10. 　前記平均値取得部は、前記キャリア半周期以内の長さに設定された継続取得期間に複数回サンプリングした電流値の平均値を算出する請求項１に記載の交流電動機の制御装置。
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