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WO2015132991A1 - シンクロナスリラクタンスモータ - Google Patents

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Publication number
WO2015132991A1
WO2015132991A1 PCT/JP2014/075200 JP2014075200W WO2015132991A1 WO 2015132991 A1 WO2015132991 A1 WO 2015132991A1 JP 2014075200 W JP2014075200 W JP 2014075200W WO 2015132991 A1 WO2015132991 A1 WO 2015132991A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
reluctance motor
synchronous reluctance
rotor
axis
core
Prior art date
Application number
PCT/JP2014/075200
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
一将 伊藤
信一 山口
Original Assignee
三菱電機株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 三菱電機株式会社 filed Critical 三菱電機株式会社
Priority to DE112014006430.0T priority Critical patent/DE112014006430B4/de
Priority to JP2015527711A priority patent/JP5866074B1/ja
Priority to US15/108,167 priority patent/US9825515B2/en
Priority to KR1020167024280A priority patent/KR101819848B1/ko
Priority to CN201480076815.6A priority patent/CN106063094B/zh
Priority to TW103138156A priority patent/TWI538356B/zh
Publication of WO2015132991A1 publication Critical patent/WO2015132991A1/ja

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    • H02K2213/03—Machines characterised by numerical values, ranges, mathematical expressions or similar information

Definitions

  • the present invention relates to a synchronous reluctance motor that is used in factories, air conditioners, automobiles, and the like and uses reluctance torque, and more particularly, to a configuration of a synchronous reluctance motor.
  • the synchronous reluctance motor is a motor that generates a torque by using a configuration in which the magnetic resistance is different in the rotation direction of the rotor by forming a slit-like flux barrier in the rotor core.
  • an induction motor induction machine
  • the merit that the secondary copper loss of the rotor does not occur is evaluated, and it is attracting attention for use in factories, air conditioners, automobiles and the like.
  • reluctance torque T The output torque of the synchronous reluctance motor is referred to as reluctance torque T, and is based on the difference in magnetic resistance in the rotational direction of the rotor described above, and is expressed by the following equation (1).
  • T Pn (Ld-Lq) idiq (1)
  • Pn represents the number of pole pairs
  • Ld and Lq represent d and q axis inductances, respectively
  • id and iq represent d and q axis currents, respectively.
  • the d / q-axis inductance ratio Ld / Lq is generally called a salient pole ratio.
  • a plurality of slits called flux barriers are provided in the rotor core.
  • the d-axis magnetic path that facilitates the flow of magnetic flux in the direction along the slits of the layers is formed, and the magnetoresistance of the q-axis magnetic path that crosses the slits of the plurality of layers is increased.
  • a core sheet in which a core layer (strip) is disposed so as to protrude toward the center side is laminated in the rotor axial direction.
  • the width of the core layer in the radial direction is larger than the core layer on the rotor center side than the core layer on the outer side of the rotor
  • the radial width of the slit is larger than the slit on the rotor center side than the slit on the outer side of the rotor.
  • the width of a plurality of core layers (divided magnetic paths) that generate one flux barrier (magnetic path set) is narrow at the center and the outermost part in the flux barrier group, and wide at the center.
  • a synchronous reluctance motor that can reduce torque ripple has been proposed (see, for example, Patent Document 2 (particularly, paragraph 0021, FIG. 4)).
  • the present invention has been made to solve the above-described problems, and an object thereof is to obtain a synchronous reluctance motor capable of improving efficiency.
  • a synchronous reluctance motor includes a rotor configured by fixing a rotor core to a shaft, and a stator having a winding, and the rotor and the stator are relatively rotatably disposed via a magnetic gap.
  • the rotor core has a flux barrier formed by alternately arranging one or more slits and core layers in the radial direction for the number of poles in the circumferential direction, and the synchronous reluctance motor has The ratio of the sum of the radial widths on the q-axis and the magnetic gap length is k, and a current having a phase with the advance angle from the d-axis being ⁇ is applied to the winding to control the rotation.
  • Circumferential direction from a point P where a straight line passing through the rotor center drawn at an angle of ⁇ arctan (tan ⁇ / (1 + 0.2 k)) from the d axis and the outer periphery of the rotor intersect Width in the radial direction on the q axis of the core layer in the closest position, is greater than the radial width of the q axis of the other core layer.
  • the synchronous reluctance motor of the present invention on the q-axis line of the core layer that is closest to the circumferential direction from the point P where the straight line passing through the rotor center drawn at an angle of ⁇ from the d axis and the outer periphery of the rotor intersect.
  • the width in the radial direction is larger than the radial width on the q-axis of the other core layer. For this reason, the core layer at the position where the magnetic flux flowing from the stator to the rotor is maximized is thickened.
  • the d-axis inductance can be increased and a large torque can be generated. Therefore, the efficiency of the synchronous reluctance motor can be improved.
  • FIG. 3 is a cross-sectional view of the synchronous reluctance motor according to the first embodiment of the present invention cut along line AA in FIG. It is sectional drawing which extracts and shows the rotor of the synchronous reluctance motor which concerns on Embodiment 1 of this invention. It is a block diagram which shows the control apparatus which drives and controls the synchronous reluctance motor which concerns on Embodiment 1 of this invention.
  • FIG. 1 is a configuration diagram showing a system when using a synchronous reluctance motor 1 according to Embodiment 1 of the present invention.
  • a synchronous reluctance motor 1 is an electric machine that is connected to a control device 2 via a power supply line 3 and converts electrical energy supplied from the control device 2 into mechanical energy.
  • FIG. 2 is a cross-sectional view of the synchronous reluctance motor 1 according to the first embodiment of the present invention cut along the axial direction.
  • the stator 6 inserted and fixed to the frame 15 by a method such as press fitting or shrink fitting, and the rotor 9 are relative to each other through a mechanical gap (magnetic gap) using a bearing 14. It is arranged to be freely rotatable.
  • the stator 6 is configured by winding 5 on a stator core 4 made of an iron core. By applying electrical energy supplied from the control device 2 to the winding 5, a rotating magnetic field is generated in the magnetic gap.
  • the rotor 9 is an integral body in which a shaft 8 is inserted into the center of a rotor core 7 made of an iron core by a method such as press fitting or shrink fitting.
  • FIG. 3 is a cross-sectional view of the synchronous reluctance motor 1 according to Embodiment 1 of the present invention, cut along line AA in FIG.
  • the stator 6 and the rotor 9 are arranged substantially concentrically while maintaining the radial distance g (gap length) of the mechanical gap.
  • FIG. 4 is a cross-sectional view showing the rotor 9 (rotor portion in FIG. 3) of the synchronous reluctance motor 1 according to Embodiment 1 of the present invention.
  • four flux barriers 12 having the same shape are formed on the rotor core 7 at substantially equal intervals in the circumferential direction. Therefore, the synchronous reluctance motor 1 according to Embodiment 1 of the present invention is configured to be driven as a four-pole motor.
  • the flux barrier 12 includes five slits 11 formed in a material different from the core that forms the rotor core 7 in a radial direction (11a to 11e), and the remaining core portion is a core layer. 10a to 10f are formed.
  • the number of slits 11 is not limited to five, and may be another number.
  • one slit 11 is formed so that at least the radial width on the q-axis is the largest, and it is preferable to keep the same width from end to end in the longitudinal direction of the slit 11.
  • the outermost peripheral side of the rotor 9 may not be able to maintain the same width.
  • the end of the slit 11 may be chamfered in an arc shape, it is an allowable range.
  • the d axis is defined as the direction through which the magnetic flux can easily pass
  • the q axis is defined as the direction through which the magnetic flux does not easily pass.
  • the d axis and the q axis have an electrical phase difference of 90 degrees.
  • an intersection point P between a straight line passing through the rotor center O that is electrically rotated from the d-axis by an angle ⁇ and the outer periphery of the rotor 9 is defined.
  • the radial width on the q-axis of the core layer 10b formed in the nearest position from the intersection P in the circumferential direction is compared with the radial width on the q-axis of the other core layers 10 And thick.
  • the angle ⁇ will be described.
  • the current supplied to the winding 5 of the stator 6 is controlled by the control device 2 shown in FIG.
  • FIG. 5 is a block diagram showing a control device 2 that drives and controls the synchronous reluctance motor 1 according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 6 is another block diagram showing a control device 2 that drives and controls the synchronous reluctance motor 1 according to the first embodiment of the present invention.
  • 5 and 6 are block diagrams of so-called vector control.
  • the rotational position ⁇ is transferred to the control device 2 by a rotational position detector 20 that is connected to the synchronous reluctance motor 1 and detects the rotational position of the rotor 9.
  • the rotational position detector 20 can be replaced with a rotational position estimator 26 disposed in the control device 2 as shown in FIG.
  • the eggplant reluctance motor 1 can be provided.
  • the current is controlled based on current commands id * and iq * given from the inside or outside of the control device 2. Specifically, first, the values of the three-phase currents iu, iv, and iw obtained from the current detector 25 are input to the three-phase ⁇ two-phase converter 24 together with the rotational position ⁇ .
  • the two-phase currents id and iq calculated as the output of the three-phase ⁇ two-phase converter 24 are input to the current controller 21 as feedback information.
  • the voltage commands Vd * and Vq * are calculated and output by a method such as PID control based on the two-phase currents id and iq and the current commands id * and iq *. Is done.
  • the output voltage commands Vd * and Vq * are input to the 2-phase ⁇ 3-phase converter 22 together with the rotational position ⁇ , and the voltage commands Vu * , Vv * , Vw * for three phases are calculated and output.
  • the voltage commands Vu * , Vv * and Vw * for these three phases are input to the power converter 23, and the power supplied to the synchronous reluctance motor 1 is output. In this way, the control is performed such that the difference between the two-phase currents id and iq and the current commands id * and iq * becomes small.
  • FIG. 7 is an explanatory diagram showing vectors of voltage, current and magnetic flux in the synchronous reluctance motor 1 according to the first embodiment of the present invention.
  • an angle formed by a vector indicating the magnetic flux ⁇ and the d-axis is an angle ⁇ .
  • the angle ⁇ is expressed by the following equation (2) using the magnetic fluxes Ldid and Lqiq.
  • an angle ⁇ formed by the current id and the current ia is defined, and this is referred to as an energization phase (advance angle) ⁇ . Further, the following expressions (3) and (4) using the angle ⁇ are established.
  • id ia ⁇ cos ⁇ (3)
  • iq ia ⁇ sin ⁇ (4)
  • the ratio between the d-axis inductance Ld and the q-axis inductance Lq is defined as the salient pole ratio ⁇ as the following equation (6), and the ratio between the total radial width of the slit 11 on the q-axis and the gap length is defined as Define as k.
  • FIG. 8 is an explanatory diagram showing the relationship between the salient pole ratio ⁇ of the synchronous reluctance motor 1 according to Embodiment 1 of the present invention and the ratio k of the total slit width to the magnetic gap width.
  • FIG. 9 is an explanatory diagram showing the radial width (a to e) of the slit 11 on the q-axis for the rotor 9 of the synchronous reluctance motor 1 according to the first embodiment of the present invention.
  • g represents the gap length.
  • the ratio k is represented by Formula (9), However, even if the slit 11 is how many, the ratio k is on a q-axis line. Since it is defined as the ratio of the total radial width of the slits 11 to the gap length, the ratio k is expressed by the same formula even if the number of slits 11 is different.
  • FIG. 10 is a schematic diagram showing the magnetic flux density generated on the gap surface of the synchronous reluctance motor 1 according to Embodiment 1 of the present invention, that is, the distribution of the magnetic flux density induced in the magnetic gap.
  • the magnetic flux density in the magnetic gap is distributed almost sinusoidally, and its peak exists at a position away from the d-axis by an angle ⁇ .
  • the amount of magnetic flux flowing through the core layer 10 is an integral of the magnetic flux density, the amount of magnetic flux flowing into the position separated by this angle ⁇ is larger than the other positions, causing magnetic saturation and the output torque being I discovered that there was a problem that would decrease.
  • the synchronous reluctance motor 1 defines the intersection point P between the straight line passing through the rotor center O that is electrically rotated from the d axis by the angle ⁇ and the outer periphery of the rotor 9.
  • the radial width on the q-axis line of the core layer 10b formed in the closest position from the intersection P in the circumferential direction is made thicker than the radial width on the q-axis line of the other core layers 10 did.
  • the angle ⁇ is an angle represented by the above equation (8) from the energization phase ⁇ and the ratio k of the radial width of the total slit on the q axis to the gap length.
  • the radial width of the core layer 10 closest to the center position where the magnetic flux ⁇ is induced is formed to be thicker, so that torque reduction due to magnetic saturation can be prevented, which is better than before. The effect that it is possible to obtain high efficiency can be obtained.
  • the radial width on the axis is configured to be larger than the radial width on the q-axis of the other core layer 10. Therefore, the core layer 10 at the position where the magnetic flux flowing from the stator to the rotor is maximized is thickened.
  • the d-axis inductance can be increased and a large torque can be generated. it can. Therefore, the efficiency of the synchronous reluctance motor can be improved.
  • FIG. The second embodiment of the present invention is further characterized in that the ratio k of the radial width of the total slits to the gap length on the q-axis is set to a value smaller than 67 from the first embodiment.
  • FIG. 11 is an explanatory diagram showing the relationship between the ratio k of the total slit width to the magnetic gap width and the efficiency in the synchronous reluctance motor 1 according to the second and third embodiments of the present invention.
  • FIG. 11 shows a graph in which the ratio k to the gap length of the radial width of the total slit on the q axis is on the horizontal axis and the efficiency is on the vertical axis.
  • the operation is repeated from the intersection point P in the circumferential direction. Even if the radial width on the q-axis line of the core layer 10b formed closest to the core layer 10b is thicker than the radial width on the q-axis line of the other core layers 10, When the ratio k of the radial width of the total slit to the gap length exceeds 67 and becomes large, magnetic saturation occurs, the torque is lowered, and the efficiency is deteriorated.
  • the ratio k of the total slit radial width to the gap length on the q-axis is preferably suppressed to a value smaller than 67.
  • Embodiment 3 The third embodiment of the present invention is further characterized in that the ratio k of the radial width of the total slits to the gap length on the q-axis is set to a value larger than 34 from the first embodiment.
  • the operation is repeated from the intersection point P in the circumferential direction. Even if the radial width on the q-axis line of the core layer 10b formed closest to the core layer 10b is thicker than the radial width on the q-axis line of the other core layers 10, If the ratio k of the radial width of the total slit to the gap length becomes smaller than 34, the q-axis inductance Lq increases, the torque decreases, and the efficiency deteriorates.
  • the slit 11 it is preferable to configure the slit 11 so that the ratio k of the radial width of the total slit to the gap length on the q-axis is larger than 34.
  • the ratio k of the radial width of the total slit on the q-axis to the gap length is set to a value larger than 34 and smaller than 67, thereby reducing the q-axis inductance Lq and suppressing magnetic saturation. Thus, good efficiency can be obtained.
  • Embodiment 4 FIG. Although the energization phase ⁇ has not been described in detail in the first embodiment, the energization phase ⁇ will be described in the fourth embodiment of the present invention.
  • the angle formed by the current ia which is the vector sum of the d-axis current id and the q-axis current iq, is ⁇ .
  • the energization phase ⁇ is expressed by the following equation (10). It is necessary to drive in the range.
  • Patent Document 1 describes that “a larger amount of magnetic flux flows in the core layer on the center side of the rotor”, it can be estimated that the energization phase ⁇ is close to 0 degrees. On the other hand, in the fourth embodiment of the present invention, it is more preferable that the energization phase ⁇ is approximately 45 ° in order to maximize the torque per current.
  • FIG. 12 is an explanatory diagram showing the output torque with respect to the energization phase ⁇ when the synchronous reluctance motor 1 according to Embodiment 4 of the present invention is energized with a constant current.
  • FIG. 12 shows how the output torque changes with respect to the energization phase ⁇ .
  • the energization phase ⁇ takes a maximum value at 45 °, and substantially has the effect that good efficiency can be obtained at 45 ° ⁇ 5 °. be able to.
  • FIG. 13 shows the relationship between the angle ⁇ and the ratio k of the total slit width to the magnetic gap width when the energization phase ⁇ is 45 ° in the synchronous reluctance motor 1 according to the fourth embodiment of the present invention.
  • Embodiment 5 In order to increase the power factor of the synchronous reluctance motor 1 with respect to the fourth embodiment, it is desirable to set the energization phase ⁇ as follows. First, the power factor PF is expressed by the following equation (11).
  • FIG. 14 is a graph showing Equation (11).
  • FIG. 14 is an explanatory diagram showing the relationship between the energization phase ⁇ and the power factor PF of the synchronous reluctance motor 1 according to the fifth embodiment of the present invention.
  • the horizontal axis represents the energization phase ⁇
  • the vertical axis represents the power factor PF.
  • FIG. 14 shows curves in each case where the ratio k to the gap length of the radial width of the total slit on the q-axis is 20 to 80 respectively.
  • the curve has a maximum value in the vicinity of 66 ° to 75 °, which indicates that energization within this range has the best power factor. In practice, it is possible to operate at a higher power factor by energizing in the range of 56 ° to 85 °.
  • FIG. 15 is an explanatory diagram showing the relationship between the energization phase ⁇ indicating the maximum value of the power factor in FIG. 14 and the ratio k of the total slit width to the magnetic gap width.
  • the energization phase ⁇ when the power factor is maximized is re-plotted as a function of the ratio k to the gap length of the radial width of the total slit on the q axis.
  • the vertical range of ⁇ 10 ° is hatched as a range where no practical problem occurs.
  • FIG. 16 shows an angle ⁇ when the energization phase is the value shown in FIG. 15 (that is, the energization phase ⁇ when the power factor is maximum) in the synchronous reluctance motor 1 according to the fifth embodiment of the present invention. It is explanatory drawing which shows the relationship between the ratio k with respect to the magnetic gap width of a total slit width
  • Embodiment 6 In contrast to the fourth and fifth embodiments, it is desirable to set the energization phase ⁇ as shown in the following equation (12) in order to increase the efficiency by maximizing the torque under a constant applied voltage.
  • Equation (12) is obtained when the torque represented by the equation (13) is maximized, that is, when the term of the sin function is 1, the energization phase ⁇ at that time and the radial direction of the total slit on the q axis It is obtained by deriving the relationship between the ratio of width to gap length, k.
  • Pn represents the number of pole pairs of the synchronous reluctance motor 1
  • ⁇ represents an electrical angular frequency.
  • FIG. 17 is a graph representing Expression (13).
  • FIG. 17 is an explanatory diagram showing the relationship between the energization phase of the synchronous reluctance motor 1 according to Embodiment 6 of the present invention and the ratio of the total slit width to the magnetic gap width. Note that the vertical range of ⁇ 5 ° is hatched as a range where no practical problem occurs.
  • the angle ⁇ is calculated from the above formula (8) and formula (12) as follows, and is expressed as 45 ° when expressed in different units.
  • FIG. FIG. 18 is a perspective view showing a rotor 9 of a synchronous reluctance motor 1 according to Embodiment 7 of the present invention.
  • the rotor core 7 is configured by pressing a thin steel plate such as an electromagnetic steel plate and punching the slit 11 and laminating a desired number of the same with the position of the slit 11 aligned.
  • a skew may be applied in which the position of the slit 11 is gradually shifted in the circumferential direction or stepwise by a desired amount.
  • the rotor core 7 is formed of a material that is connected in the axial direction, such as a solid material, loss occurs due to the flow of eddy current. There is a problem that efficiency is deteriorated.
  • the path of eddy current generated in the rotor core 7 can be cut off. Therefore, an eddy current loss can be reduced significantly and the effect of improving the efficiency of the synchronous reluctance motor 1 can be acquired.
  • Embodiment 8 FIG.
  • the rotor core sheet 37 to be laminated is divided into a plurality of pieces to form the rotor core set 38 and laminated as described below. More preferably, the number of rotor core groups 38 to be grouped is a natural number multiple of a divisor of the number of poles and not 1.
  • the rotor core sheet 37 is divided into four rotor core sets 38A, 38B, 38C and 38D so that the respective widths are equal.
  • 4 is equal to the number of poles of the synchronous reluctance motor 1 according to the eighth embodiment of the present invention.
  • FIG. 19 is an explanatory view showing the rolling direction of the rotor core assembly 38 in the synchronous reluctance motor 1 according to the eighth embodiment of the present invention. Subsequently, the thin steel plates are laminated so that the rolling direction is in the direction shown in FIG. Moreover, the rotor core 7 shown in FIG. 18 is comprised by laminating
  • the 90 ° rolling direction is mutually rotated, and the rotation angle is equally divided between the rotor core sets 38.
  • the rolling direction is not completely aligned and is shifted by the skew angle, but is within the practical range.
  • the number of rotor core groups 38 to be grouped is a natural number times the number of poles.
  • Such a configuration is the same as that shown in FIG. 18 except that a number that is a natural number multiple of the divisor of the number of poles is excluded. If comprised in this way, since the imbalance of a pole can be reduced, the synchronous reluctance motor 1 with high efficiency can be obtained.
  • Embodiment 9 FIG.
  • caulking 39 is applied to the synchronous reluctance motors 1 of Embodiments 6 to 8 in order to fasten the laminated rotor core sheet 37 in the direction of the shaft 8. It is a feature.
  • FIG. 20 is an explanatory diagram illustrating positions where the caulking 39 of the rotor core sheet 37 is formed in the synchronous reluctance motor 1 according to the ninth embodiment of the present invention.
  • FIG. 20 when the intersection point P between the straight line passing through the rotor center O electrically rotated from the d-axis by the angle ⁇ and the outer periphery of the rotor 9 is defined, it is formed at the closest position by repeating in the circumferential direction from the intersection point P.
  • At least one caulking 39 is provided in the region of the core layer 10b.
  • the caulking 39 when the caulking 39 is formed, the magnetic properties of the surrounding core are deteriorated. Therefore, in the ninth embodiment of the present invention, by forming the caulking 39 on the core layer 10 that is formed to be the thickest, it is possible to obtain the synchronous reluctance motor 1 having a high efficiency while significantly suppressing the influence of the deterioration of the magnetic characteristics. be able to.
  • the shape of the caulking 39 be formed so as to follow the shape of the slit 11.
  • FIG. 20 an example in which one caulking 39 is provided for each core layer 10 is shown.
  • FIG. 20 in order to obtain a desired fastening strength, for example, as shown in FIG. It may be provided in any arrangement.
  • FIG. 21 is another explanatory view illustrating the position where the caulking 39 of the rotor core sheet 37 is formed in the synchronous reluctance motor 1 according to the ninth embodiment of the present invention.
  • the caulks 39 are preferably arranged so as to be a line object with respect to the axis of the q axis.
  • the radial width of the bridge 13 (see FIGS. 20 and 21) formed between the slit 11 and the outer periphery of the rotor core 7 is set to be not more than twice the plate thickness of the thin steel plate. It is characterized by. Specifically, it is desirable that the thickness of the thin steel plate is about 0.35 to 1.0 mm, and the width of the bridge 13 in the radial direction is about 0.5 to 2 mm.
  • the bridge 13 plays a role of physically connecting a plurality of core layers 10a to 10f formed by punching out the slit 11, and forming a q-axis magnetic path.
  • the q-axis inductance Lq should be small in the above description, and the bridge 13 is an unnecessary part from an electromagnetic viewpoint. For this reason, by setting the radial width of the bridge 13 to be equal to or less than twice the plate thickness of the thin steel plate, most of the region of the bridge 13 is in a state in which the magnetic properties are deteriorated by stamping. With such a configuration, an increase in the q-axis inductance Lq can be prevented, so that the output torque can be increased, and the motor efficiency can be improved.
  • FIG. FIG. 22 is a cross sectional view showing the rotor 9 of the synchronous reluctance motor 1 according to the eleventh embodiment of the present invention.
  • the slit 11 has an arc shape.
  • the slit 11 may be a straight line, and the same configuration as the first to tenth embodiments is adopted. The same effect can be obtained.

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Abstract

　効率を向上させることができるシンクロナスリラクタンスモータを得る。ロータコアは、１つ以上のスリットとコア層とを径方向に交互に並べて形成したフラックスバリアを周方向に極数分有し、シンクロナスリラクタンスモータは、スリットのｑ軸線上における径方向幅の総和と磁気ギャップ長との比率をｋとし、ｄ軸からの進み角度をβとした位相の電流が巻線に通電されて回転が制御され、コア層のうち、ｄ軸からψ＝ａｒｃｔａｎ（ｔａｎβ／（１＋０．２ｋ））の角度に引いたロータ中心を通る直線とロータの外周とが交わる点Ｐから周方向に最も近い位置にあるコア層のｑ軸線上における径方向の幅が、他のコア層のｑ軸線上における径方向の幅よりも大きいものである。

Description

シンクロナスリラクタンスモータ
　この発明は、工場や空気調和機、自動車等に用いられ、リラクタンストルクを利用するシンクロナスリラクタンスモータに関し、詳しくは、シンクロナスリラクタンスモータの構成に関する。
　シンクロナスリラクタンスモータは、ロータコアにスリット状のフラックスバリアを形成することで、ロータの回転方向に磁気抵抗が異なる構成とし、そのことを利用してトルクを発生させるモータである。インダクションモータ（誘導機）と比較して、回転子の二次銅損が発生しない等のメリットが評価され、工場や空気調和機、自動車等に使用することが注目されている。
　しかしながら、シンクロナスリラクタンスモータは、一般的に力率が悪いとされ、上記の用途に使用するには、さらなる改善が求められている。なお、シンクロナスリラクタンスモータの出力トルクは、リラクタンストルクＴと称され、上述したロータの回転方向の磁気抵抗の差異を発生原理としており、次式（１）のように表される。
　　Ｔ＝Ｐｎ（Ｌｄ－Ｌｑ）ｉｄｉｑ　　　・・・（１）
　ここで、式（１）において、Ｐｎは極対数を示し、Ｌｄ、Ｌｑはそれぞれｄ、ｑ軸インダクタンスを示し、ｉｄ、ｉｑはそれぞれｄ、ｑ軸電流を示している。
　式（１）より、シンクロナスリラクタンスモータの電流あたりのトルクを大きくして効率を高めるには、ｄ、ｑ軸インダクタンスの差Ｌｄ－Ｌｑを大きくすることが有効であることがわかる。
　また、シンクロナスリラクタンスモータにおいて、力率を大きくするためには、ｄ、ｑ軸インダクタンスの比Ｌｄ／Ｌｑを大きくすればよいことが知られている。なお、ｄ、ｑ軸インダクタンスの比Ｌｄ／Ｌｑの値は、一般に突極比と呼ばれている。
　このように、シンクロナスリラクタンスモータにおいては、ｄ、ｑ軸インダクタンスの差Ｌｄ－Ｌｑや突極比Ｌｄ／Ｌｑを大きくするために、ロータコアにフラックスバリアと呼ばれる複数層のスリットを設けることで、複数層のスリットに沿った方向に磁束を流し易くするｄ軸磁路を形成するとともに、複数層のスリットを横断するｑ軸磁路の磁気抵抗を大きくする構成としていた。
　また、上記のフラックスバリア構造を基本構造として、トルクを大きくして効率を高めるために、以下のような技術が提案されている。
　例えば、ステータからロータへ流れ込む磁束がロータ中心側を流れるようにステータを制御することを前提として、中心側に凸となるようにコア層（ストリップ）を配置したコアシートをロータ軸方向へ積層してなるロータコアにおいて、コア層の半径方向の幅を、ロータ中心側のコア層がロータ外側のコア層よりも広く、かつスリットの半径方向の幅を、ロータ中心側のスリットがロータ外側のスリットよりも広いか、または同じ幅である構成としたシンクロナスリラクタンスモータが提案されている（例えば、特許文献１（特に、段落０００２～００１７、図２）参照）。
　このシンクロナスリラクタンスモータによれば、ステータから流れる磁束が集中するロータ中心側のコア層を太くしているので、磁気飽和が生ぜず、モータのトルクを大きくすることができる。
　また、例えば、１つのフラックスバリア（磁路組）を生成する複数のコア層（分割磁路）の幅を、そのフラックスバリア群内の中心部および最外部のそれぞれで狭く、中央部で広くすることで、トルクリップルを低減することができるシンクロナスリラクタンスモータが提案されている（例えば、特許文献２（特に、段落００２１、図４）参照）。
特開平１１－１２７５６０号公報 特開２００４－９６８０８号公報
　しかしながら、従来技術には、以下のような課題がある。
　特許文献１のシンクロナスリラクタンスモータでは、ロータの中心側のコア層ほど多量の磁束が流れるようにステータを制御することが前提となっているが、この制御がトルクを大きくして効率を高めるために好適な制御条件かどうかについては吟味されておらず、また示されてもいない。そのため、効率を高めるための制御条件を含めた検討が課題として残されていた。
　また、特許文献２のシンクロナスリラクタンスモータでは、トルクリップルを低減することは可能であるが、その平均的な出力トルクの大小や効率についてまで検討が行われておらず、より効率を高めるための構成については課題が残されていた。
　この発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、効率を向上させることができるシンクロナスリラクタンスモータを得ることを目的とする。
　この発明に係るシンクロナスリラクタンスモータは、ロータコアをシャフトに固定して構成されるロータと、巻線を有するステータとを備え、ロータとステータとを、磁気ギャップを介して相対的に回転自在に配置したシンクロナスリラクタンスモータであって、ロータコアは、１つ以上のスリットとコア層とを径方向に交互に並べて形成したフラックスバリアを周方向に極数分有し、シンクロナスリラクタンスモータは、スリットのｑ軸線上における径方向幅の総和と磁気ギャップ長との比率をｋとし、ｄ軸からの進み角度をβとした位相の電流が巻線に通電されて回転が制御され、コア層のうち、ｄ軸からψ＝ａｒｃｔａｎ（ｔａｎβ／（１＋０．２ｋ））の角度に引いたロータ中心を通る直線とロータの外周とが交わる点Ｐから周方向に最も近い位置にあるコア層のｑ軸線上における径方向の幅が、他のコア層のｑ軸線上における径方向の幅よりも大きいものである。
　この発明に係るシンクロナスリラクタンスモータによれば、ｄ軸からψの角度に引いたロータ中心を通る直線とロータの外周とが交わる点Ｐから周方向に最も近い位置にあるコア層のｑ軸線上における径方向の幅が、他のコア層のｑ軸線上における径方向の幅よりも大きい構成となっている。
　そのため、ステータからロータへ流れ込む磁束が最大となる位置のコア層を太くしたこととなり、このコア層の磁気飽和を回避することにより、ｄ軸インダクタンスを大きくでき、大トルクを発生させることができる。
　したがって、シンクロナスリラクタンスモータの効率を向上させることができる。
この発明の実施の形態１に係るシンクロナスリラクタンスモータを利用する際の系を示す構成図である。 この発明の実施の形態１に係るシンクロナスリラクタンスモータを軸線方向に沿って切断した断面図である。 この発明の実施の形態１に係るシンクロナスリラクタンスモータを、図２のＡ－Ａ線で切断した断面図である。 この発明の実施の形態１に係るシンクロナスリラクタンスモータのロータを抜き出して示す断面図である。 この発明の実施の形態１に係るシンクロナスリラクタンスモータを駆動制御する制御装置を示すブロック図である。 この発明の実施の形態１に係るシンクロナスリラクタンスモータを駆動制御する制御装置を示す別のブロック図である。 この発明の実施の形態１に係るシンクロナスリラクタンスモータにおける電圧、電流および磁束のベクトルを示す説明図である。 この発明の実施の形態１に係るシンクロナスリラクタンスモータの突極比と総スリット幅の磁気ギャップ幅に対する比率との関係を示す説明図である。 この発明の実施の形態１に係るシンクロナスリラクタンスモータのロータについて、ｑ軸線上におけるスリットの径方向幅を示す説明図である。 この発明の実施の形態１に係るシンクロナスリラクタンスモータのギャップ面に生成される磁束密度の分布を示す模式図である。 この発明の実施の形態２、３に係るシンクロナスリラクタンスモータにおける総スリット幅の磁気ギャップ幅に対する比率と効率との関係を示す説明図である。 この発明の実施の形態４に係るシンクロナスリラクタンスモータの一定電流通電時における通電位相に対する出力トルクを示す説明図である。 この発明の実施の形態４に係るシンクロナスリラクタンスモータにおいて、通電位相が４５°の場合における角度ψと総スリット幅の磁気ギャップ幅に対する比率との関係を示す説明図である。 この発明の実施の形態５に係るシンクロナスリラクタンスモータの通電位相と力率との関係を示す説明図である。 図１４における力率の極大値を示す通電位相と、総スリット幅の磁気ギャップ幅に対する比率との関係を示す説明図である。 この発明の実施の形態５に係るシンクロナスリラクタンスモータにおいて、通電位相が図１５に示す値の場合における角度ψと総スリット幅の磁気ギャップ幅に対する比率との関係を示す説明図である。 この発明の実施の形態６に係るシンクロナスリラクタンスモータの通電位相と総スリット幅の磁気ギャップ幅に対する比率との関係を示す説明図である。 この発明の実施の形態７に係るシンクロナスリラクタンスモータのロータを示す斜視図である。 この発明の実施の形態８に係るシンクロナスリラクタンスモータにおけるロータコア組の圧延方向を示す説明図である。 この発明の実施の形態９に係るシンクロナスリラクタンスモータにおいて、ロータコアシートのかしめを形成する位置を例示する説明図である。 この発明の実施の形態９に係るシンクロナスリラクタンスモータにおいて、ロータコアシートのかしめを形成する位置を例示する別の説明図である。 この発明の実施の形態１１に係るシンクロナスリラクタンスモータのロータを示す断面図である。
　以下、この発明に係るシンクロナスリラクタンスモータの好適な実施の形態につき図面を用いて説明するが、各図において同一、または相当する部分については、同一符号を付して説明する。
　実施の形態１．
　図１は、この発明の実施の形態１に係るシンクロナスリラクタンスモータ１を利用する際の系を示す構成図である。図１において、シンクロナスリラクタンスモータ１は、電源供給ライン３を介して制御装置２と接続され、制御装置２から供給される電気エネルギーを機械エネルギーに変換する電気機械である。
　図２は、この発明の実施の形態１に係るシンクロナスリラクタンスモータ１を軸線方向に沿って切断した断面図である。図２において、フレーム１５に圧入や焼き嵌め等の方法により挿入されて固定されたステータ６と、ロータ９とが、軸受１４を用いて、機械的な隙間（磁気ギャップ）を介して、相対的に回転自在に配置されている。
　ステータ６は、鉄心からなるステータコア４に巻線５を施して構成される。この巻線５に制御装置２から供給される電気エネルギーを与えることにより、磁気ギャップ中に回転磁界が発生される。また、ロータ９は、鉄心からなるロータコア７の中心に、シャフト８を圧入や焼き嵌め等の方法により挿入して一体としたものである。
　図３は、この発明の実施の形態１に係るシンクロナスリラクタンスモータ１を、図２のＡ－Ａ線で切断した断面図である。図３において、ステータ６とロータ９とは、機械的な隙間の径方向距離ｇ（ギャップ長）を保って、ほぼ同心円状に配置されている。
　図４は、この発明の実施の形態１に係るシンクロナスリラクタンスモータ１のロータ９（図３のロータ部分）を抜き出して示す断面図である。図４において、ロータコア７には、同一形状のフラックスバリア１２が、周方向に４つほぼ等間隔に形成されている。したがって、この発明の実施の形態１に係るシンクロナスリラクタンスモータ１は、４極のモータとして駆動できるように構成されている。
　また、フラックスバリア１２は、ロータコア７を形成する鉄心とは異なる材料で形成されたスリット１１が、径方向に５つ（１１ａ～１１ｅ）列をなして並べられ、残された鉄心部分がコア層１０ａ～１０ｆを形成している。なお、スリット１１の数は、５つに限定されず、別の数であってもよい。
　ここで、１つのスリット１１は、少なくともｑ軸線上の径方向幅が最も大きくなるように形成されており、好ましくは、スリット１１の長手方向の端から端まで同一幅を保つことが望ましい。しかしながら、例えばスリット１１ｅのように、ロータ９の最外周側は、同一幅を保つことができない場合もある。また、スリット１１の端が円弧状に面取りされる場合もあるが、それは許容範囲である。
　また、図４において、ロータコア７の断面上には、磁束を通し易い方向としてｄ軸が定義され、磁束を通しにくい方向としてｑ軸が定義されている。なお、ｄ軸とｑ軸とは、電気的に９０度の位相差がある。ここに、ｄ軸から電気的に角度ψだけ回転したロータ中心Ｏを通る直線と、ロータ９の外周との交点Ｐを定義する。このとき、交点Ｐから周方向に手繰って最も近い位置に形成されているコア層１０ｂのｑ軸線上における径方向の幅は、他のコア層１０のｑ軸線上における径方向の幅と比べて太く形成されている。
　続いて、角度ψについて説明する。上述したように、この発明の実施の形態１に係るシンクロナスリラクタンスモータ１は、図１に示した制御装置２によって、ステータ６の巻線５に通電する電流が制御される。
　図５は、この発明の実施の形態１に係るシンクロナスリラクタンスモータ１を駆動制御する制御装置２を示すブロック図である。また、図６は、この発明の実施の形態１に係るシンクロナスリラクタンスモータ１を駆動制御する制御装置２を示す別のブロック図である。図５、６は、いわゆるベクトル制御のブロック図である。
　図５では、シンクロナスリラクタンスモータ１と連結されてロータ９の回転位置を検出する回転位置検出器２０によって、回転位置θを制御装置２に転送している。なお、回転位置検出器２０は、図６に示したように、制御装置２内に配置した回転位置推定器２６と置き換えることもできる。
　回転位置検出器２０を用いる場合には、検出される位置の精度が高められるというメリットがある。一方、回転位置推定器２６を用いる場合には、検出精度は回転位置検出器２０と比較して劣るものの、部品点数を減らすことによる経済的なメリットがあり、アプリケーションにより選択することで好適なシンクロナスリラクタンスモータ１を提供することができる。
　また、シンクロナスリラクタンスモータ１の制御にあっては、制御装置２の内部または外部から与えられる電流指令ｉｄ*およびｉｑ*に基づいて電流が制御される。具体的には、まず、電流検出器２５から得られる３相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの値が、回転位置θとともに３相→２相変換器２４に入力される。
　続いて、３相→２相変換器２４の出力として演算される２相の電流ｉｄおよびｉｑが、フィードバック情報として電流制御器２１に入力される。次に、電流制御器２１の内部では、２相の電流ｉｄおよびｉｑ、並びに電流指令ｉｄ*およびｉｑ*に基づいて、ＰＩＤ制御等の方法により、電圧指令Ｖｄ*およびＶｑ*が演算されて出力される。
　出力された電圧指令Ｖｄ*およびＶｑ*は、回転位置θとともに２相→３相変換器２２に入力され、３相分の電圧指令Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*が演算されて出力される。これら３相分の電圧指令Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*が電力変換器２３に入力され、シンクロナスリラクタンスモータ１に供給する電力が出力される。このようにして、２相の電流ｉｄおよびｉｑと電流指令ｉｄ*およびｉｑ*との差分が小さくなるように制御される。
　次に、シンクロナスリラクタンスモータ１に印加、通電される電圧、電流について、ベクトル図を用いて説明する。図７は、この発明の実施の形態１に係るシンクロナスリラクタンスモータ１における電圧、電流および磁束のベクトルを示す説明図である。
　制御装置２によって２相の電流ｉｄおよびｉｑが通電されると、モータのｄ軸インダクタンスＬｄおよびｑ軸インダクタンスＬｑがあることにより、磁束ＬｄｉｄおよびＬｑｉｑが発生する。また、これらのベクトル和である磁束φがシンクロナスリラクタンスモータ１中に流れることとなり、これが回転することによって、誘起電圧Ｅが磁束φよりも電気的に９０度進んで誘起されることとなる。
　このとき、磁束φを示すベクトルとｄ軸とがなす角が角度ψである。角度ψは、磁束ＬｄｉｄおよびＬｑｉｑを用いて、次式（２）のように表される。
　　ψ＝ａｒｃｔａｎ（Ｌｑ・ｉｑ／（Ｌｄ・ｉｄ））　　　・・・（２）
　ここで、２相の電流ｉｄおよびｉｑのベクトル和を電流ｉａとすると、電流ｉｄと電流ｉａとがなす角度βが定義され、これを通電位相（進み角度）βと称する。また、この角度βを用いた次式（３）、（４）が成立する。
　　ｉｄ＝ｉａ・ｃｏｓβ　　　・・・（３）
　　ｉｑ＝ｉａ・ｓｉｎβ　　　・・・（４）
　また、これらの式（３）、（４）を上記式（２）に代入することにより、次式（５）を得ることができる。
　　ψ＝ａｒｃｔａｎ（Ｌｑ／Ｌｄ・ｔａｎβ）　　　・・・（５）
　さらに、ｄ軸インダクタンスＬｄとｑ軸インダクタンスＬｑとの比率を突極比ζとして次式（６）のように定義し、ｑ軸線上におけるスリット１１の径方向幅の総和とギャップ長との比率をｋとして定義する。
　　ζ＝Ｌｄ／Ｌｑ　　　・・・（６）
　また、有限要素法による電磁界解析により、突極比ζと比率ｋとの間に、図８のような関係、すなわち次式（７）のような関係があることを導き出した。図８は、この発明の実施の形態１に係るシンクロナスリラクタンスモータ１の突極比ζと総スリット幅の磁気ギャップ幅に対する比率ｋとの関係を示す説明図である。
　　ζ＝０．２ｋ＋１　　　・・・（７）
　また、これらの式（６）、（７）を用いて上記式（５）を整理することにより、次式（８）を得ることができる。
　　ψ＝ａｒｃｔａｎ（ｔａｎβ／（１＋０．２ｋ））　　　・・・（８）
　ここで、比率ｋは、図９を参照して、次式（９）で表される。図９は、この発明の実施の形態１に係るシンクロナスリラクタンスモータ１のロータ９について、ｑ軸線上におけるスリット１１の径方向幅（ａ～ｅ）を示す説明図である。
　　ｋ＝（ａ＋ｂ＋ｃ＋ｄ＋ｅ）／ｇ　　　・・・（９）
　式（９）において、ｇはギャップ長を示している。なお、図９では、フラックスバリア１２におけるスリット１１が５つの例を示しているので、比率ｋが式（９）で表されるが、スリット１１がいくつの場合でも、比率ｋをｑ軸線上におけるスリット１１の径方向幅の総和とギャップ長の比と定義しているので、スリット１１の数が異なっても、比率ｋは同様の式で表される。
　図１０は、この発明の実施の形態１に係るシンクロナスリラクタンスモータ１のギャップ面に生成される磁束密度、すなわち磁気ギャップ中に誘起される磁束密度の分布を示す模式図である。
　図１０において、磁気ギャップ中の磁束密度は、ほぼ正弦波状に分布し、そのピークは、ｄ軸から角度ψだけ離れた位置に存在することとなる。このとき、コア層１０に流れる磁束量は、磁束密度の積分となるから、この角度ψだけ離れた位置に流れ込む磁束量が他の位置に比べて大きくなり、磁気飽和を起こして、出力トルクが低下してしまうという課題があることを発見した。
　そこで、この発明の実施の形態１に係るシンクロナスリラクタンスモータ１は、ｄ軸から電気的に角度ψだけ回転したロータ中心Ｏを通る直線と、ロータ９の外周との交点Ｐを定義したとき、交点Ｐから周方向に手繰って最も近い位置に形成されているコア層１０ｂのｑ軸線上における径方向の幅を、他のコア層１０のｑ軸線上における径方向の幅と比べて太く形成した。このとき、角度ψは、通電位相βとｑ軸線上における総スリットの径方向幅のギャップ長に対する比率ｋとから、上記式（８）のように表される角度である。
　このように構成すると、磁束φが誘起される中心の位置に最も近い位置のコア層１０の径方向幅が太く形成されることとなり、磁気飽和によるトルク低下を防ぐことができ、従来よりも良好な効率を得ることができるという効果を得ることができる。
　以上のように、実施の形態１によれば、ｄ軸からψの角度に引いたロータ中心を通る直線とロータの外周とが交わる点Ｐから周方向に最も近い位置にあるコア層１０のｑ軸線上における径方向の幅が、他のコア層１０のｑ軸線上における径方向の幅よりも大きい構成となっている。
　そのため、ステータからロータへ流れ込む磁束が最大となる位置のコア層１０を太くしたこととなり、このコア層１０の磁気飽和を回避することにより、ｄ軸インダクタンスを大きくでき、大トルクを発生させることができる。
　したがって、シンクロナスリラクタンスモータの効率を向上させることができる。
　実施の形態２．
　この発明の実施の形態２では、実施の形態１からさらに、ｑ軸線上における総スリットの径方向幅のギャップ長に対する比率ｋを６７よりも小さい値にしたことを特徴としている。
　図１１は、この発明の実施の形態２、３に係るシンクロナスリラクタンスモータ１における総スリット幅の磁気ギャップ幅に対する比率ｋと効率との関係を示す説明図である。図１１では、ｑ軸線上における総スリットの径方向幅のギャップ長に対する比率ｋを横軸にとって、効率を縦軸にとったグラフを示している。
　図１１において、ｑ軸線上における総スリットの径方向幅のギャップ長に対する比率ｋが６７よりも大きい領域では、効率が低下している。これは次のように説明できる。すなわち、ｑ軸線上における総スリットの径方向幅のギャップ長に対する比率ｋを大きくすると、ロータコア７中のスリット幅が大きくなることにより、コア層１０が相対的に狭くなる。コア層１０が狭くなると、ｄ軸磁路の磁路幅が狭くなることにより、磁気飽和し易くなる。
　上記実施の形態１で説明したように、ｄ軸から電気的に角度ψだけ回転したロータ中心Ｏを通る直線と、ロータ９の外周との交点Ｐを定義したとき、交点Ｐから周方向に手繰って最も近い位置に形成されているコア層１０ｂのｑ軸線上における径方向の幅を、他のコア層１０のｑ軸線上における径方向の幅と比べて太く形成したとしても、ｑ軸線上における総スリットの径方向幅のギャップ長に対する比率ｋが６７を超えて大きくなってしまうと、磁気飽和が起こってしまい、トルクが低下して効率が悪化してしまう。
　そこで、ｑ軸線上における総スリットの径方向幅のギャップ長に対する比率ｋは、６７よりも小さい値に抑えることが好ましい。このように構成することで、磁気飽和を抑制して、良好な効率を得ることができる。
　実施の形態３．
　この発明の実施の形態３では、実施の形態１からさらに、ｑ軸線上における総スリットの径方向幅のギャップ長に対する比率ｋを３４よりも大きい値にしたことを特徴としている。
　上述した図１１において、ｑ軸線上における総スリットの径方向幅のギャップ長に対する比率ｋが３４よりも小さい領域では、効率が低下している。これは、次のように説明できる。すなわち、ｑ軸線上における総スリットの径方向幅のギャップ長に対する比率ｋを小さくすると、ロータコア７中のスリット幅が小さくなることにより、ｑ軸磁束の流れを妨げる効果が減少する。言い換えると、ｑ軸インダクタンスＬｑが大きくなってしまい、トルクを良好に出力できない構成となってしまう。
　上記実施の形態１で説明したように、ｄ軸から電気的に角度ψだけ回転したロータ中心Ｏを通る直線と、ロータ９の外周との交点Ｐを定義したとき、交点Ｐから周方向に手繰って最も近い位置に形成されているコア層１０ｂのｑ軸線上における径方向の幅を、他のコア層１０のｑ軸線上における径方向の幅と比べて太く形成したとしても、ｑ軸線上における総スリットの径方向幅のギャップ長に対する比率ｋが３４よりも小さくなってしまうと、ｑ軸インダクタンスＬｑが増大してトルクが低下し、効率が悪化してしまう。
　そこで、ｑ軸線上における総スリットの径方向幅のギャップ長に対する比率ｋは、３４よりも大きい値になるようにスリット１１を構成することが好ましい。このように構成することで、ｑ軸インダクタンスＬｑを小さくすることができ、良好な効率を得ることができる。
　なお、ｑ軸線上における総スリットの径方向幅のギャップ長に対する比率ｋを、３４よりも大きく、６７よりも小さい値に設定することにより、ｑ軸インダクタンスＬｑを小さくするとともに、磁気飽和を抑制して、良好な効率を得ることができる。
　実施の形態４．
　上記実施の形態１では、通電位相βについて詳述しなかったが、この発明の実施の形態４では通電位相βについて説明する。上述したように、ｄ軸電流ｉｄとｑ軸電流ｉｑとのベクトル和である電流ｉａのなす角がβであるが、回転トルクを出力するためには、通電位相βは、次式（１０）の範囲で運転する必要がある。
　　０度＜β＜９０度　　　・・・（１０）
　上記特許文献１には、「ロータの中心側のコア層ほど多量の磁束が流れるように」と記載されていることから、通電位相βは、０度に近いことが推定できる。これに対して、この発明の実施の形態４では、より好ましくは、電流あたりのトルクを最大にするために、通電位相βを、ほぼ４５°とすることが望ましい。
　これは、図１２に示した上記式（１）のグラフから、その有効性を説明することができる。図１２は、この発明の実施の形態４に係るシンクロナスリラクタンスモータ１の一定電流通電時における通電位相βに対する出力トルクを示す説明図である。図１２では、通電位相βに対して出力トルクがどのように変化するかを示している。図１２から明らかなように、通電位相βが４５°で極大値をとることが示されており、実質的には、４５°±５°において、良好な効率を得ることができるという効果を得ることができる。
　また、図１３は、この発明の実施の形態４に係るシンクロナスリラクタンスモータ１において、通電位相βが４５°の場合における角度ψと総スリット幅の磁気ギャップ幅に対する比率ｋとの関係を示す説明図である。
　図１３において、上記実施の形態２、３で好適であると説明したｑ軸線上における総スリットの径方向幅のギャップ長に対する比率ｋが３４～６７の範囲では、角度ψ＝４～７．５°の範囲となる。このような構成とすることで、制御装置２との組み合わせによるシンクロナスリラクタンスモータ１の駆動効率をより一層向上できるという効果を得ることができる。
　実施の形態５．
　上記実施の形態４に対して、シンクロナスリラクタンスモータ１の力率を大きくするためには、以下の通りの通電位相βとすることが望ましい。まず、力率ＰＦは、次式（１１）で表される。
　　ＰＦ＝ｃｏｓ（π／２＋ψ－β）＝－ｃｏｓ（β＋ａｒｃｔａｎ（（１＋０．２ｋ）／ｔａｎβ））　　　・・・（１１）
　ここで、式（１１）をグラフに表したものが図１４である。図１４は、この発明の実施の形態５に係るシンクロナスリラクタンスモータ１の通電位相βと力率ＰＦとの関係を示す説明図である。図１４では、横軸に通電位相βをとり、縦軸に力率ＰＦをとっている。
　図１４には、ｑ軸線上における総スリットの径方向幅のギャップ長に対する比率ｋがそれぞれ２０から８０までの各場合の曲線が示されている。各比率ｋの値において、曲線は６６°から７５°付近に極大値をとっており、この範囲内での通電が最も力率が良いことを示している。なお、実用的には、５６°から８５°までの範囲で通電することにより、より高い力率で運転することが可能である。
　図１５は、図１４における力率の極大値を示す通電位相βと、総スリット幅の磁気ギャップ幅に対する比率ｋとの関係を示す説明図である。すなわち、力率が最大となるときの通電位相βを、ｑ軸線上における総スリットの径方向幅のギャップ長に対する比率ｋの関数としてプロットしなおした図である。なお、上下±１０°は、実用上問題の起こらない範囲としてハッチング表示している。
　また、図１６は、この発明の実施の形態５に係るシンクロナスリラクタンスモータ１において、通電位相が図１５に示す値（すなわち、力率が最大となるときの通電位相β）の場合における角度ψと総スリット幅の磁気ギャップ幅に対する比率ｋとの関係を示す説明図である。
　図１６において、上記実施の形態２、３で好適であると説明したｑ軸線上における総スリットの径方向幅のギャップ長に対する比率ｋが３４～６７の範囲では、角度ψ＝１５～２０°の範囲となる。このような構成とすることで、力率を大きくするとともに、制御装置２との組み合わせによるシンクロナスリラクタンスモータ１の駆動効率をより一層向上できるという効果を得ることができる。
　実施の形態６．
　上記実施の形態４、５に対して、一定の印加電圧の下にトルクを最大として効率を高めるためには、通電位相βを次式（１２）のように設定することが望ましい。
　　β＝ａｒｃｔａｎ（１＋０．２ｋ）　　　・・・（１２）
　なお、一定の印加電圧Ｖを印加した場合のトルクは、次式（１３）で表される。
　　Ｔ＝Ｐｎ／２（１／Ｌｑ－１／Ｌｄ）（Ｖ／ω）2ｓｉｎ（２ａｒｃｔａｎ（ｔａｎ（β）／（１＋０．２ｋ）））　　　・・・（１３）
　上記式（１２）は、式（１３）で表されるトルクが最大となる場合、すなわちｓｉｎ関数の項が１となるときに、そのときの通電位相βとｑ軸線上における総スリットの径方向幅のギャップ長に対する比率ｋとの関係を導くことによって得られる。また、式（１３）において、Ｐｎはシンクロナスリラクタンスモータ１の極対数を示し、ωは電気的な角周波数を示している。上記式（１２）のように通電位相βを制御した場合に、一定の電圧条件下でのトルクを最も大きくできるので、ひいては効率を向上することができる。
　ここで、式（１３）をグラフに表したものが図１７である。図１７は、この発明の実施の形態６に係るシンクロナスリラクタンスモータ１の通電位相と総スリット幅の磁気ギャップ幅に対する比率との関係を示す説明図である。なお、上下±５°は、実用上問題の起こらない範囲としてハッチング表示している。
　このとき、角度ψは、上記式（８）と式（１２）とから、次式のように計算され、単位を変えて表現すれば、４５°となる。
　　ψ＝ａｒｃｔａｎ（ｔａｎ（ａｒｃｔａｎ（１＋０．２ｋ））／（１＋０．２ｋ））＝π／４［ｒａｄ］
　したがって、この発明の実施の形態６は、ｄ軸から電気的に角度ψ＝４５°だけ回転したロータ中心Ｏを通る直線と、ロータ９の外周との交点Ｐを定義したとき、交点Ｐから周方向に手繰って最も近い位置に形成されているコア層１０ｂのｑ軸線上における径方向の幅を、他のコア層１０のｑ軸線上における径方向の幅と比べて太く形成する例である。このように構成することで、限られた電圧条件下でも、制御装置２との組み合わせによるシンクロナスリラクタンスモータ１の駆動効率をより一層向上できるという効果を得ることができる。
　実施の形態７．
　図１８は、この発明の実施の形態７に係るシンクロナスリラクタンスモータ１のロータ９を示す斜視図である。図１８において、ロータコア７は、電磁鋼板等の薄板鋼板をプレスし、スリット１１を打ち抜いて形成したロータコアシート３７を、スリット１１の位置を揃えて所望の枚数だけ積層することによって構成される。このとき、スリット１１の位置が周方向に徐々に、または所望量だけ階段状にずれていくスキューを施していてもよい。
　制御装置２から通電される電流に回転数と同期しない成分が含まれる場合において、ロータコア７が無垢材等のように軸方向に繋がった材料で形成すると、渦電流が流れることにより損失を発生し、効率が悪化するという問題がある。
　そこで、この発明の実施の形態７では、薄板鋼板を積層することによって、ロータコア７に生じる渦電流の経路を断ち切ることができる。これにより、渦電流損失を格段に低減することができ、シンクロナスリラクタンスモータ１の効率を向上するという効果を得ることができる。
　実施の形態８．
　上記実施の形態７に対して、好ましくは、積層するロータコアシート３７を複数枚ずつにわけてロータコア組３８を形成し、以下に説明するように積層することが望ましい。また、より好ましくは、組分けするロータコア組３８の数を、極数の約数であって１ではない数の自然数倍とすることが望ましい。
　例えば、上記図１８に示したように、ロータコアシート３７を４つのロータコア組３８Ａ、３８Ｂ、３８Ｃおよび３８Ｄに分け、それぞれの幅が等しくなるようにする。このとき、４はこの発明の実施の形態８のシンクロナスリラクタンスモータ１の極数と等しい。
　また、図１９は、この発明の実施の形態８に係るシンクロナスリラクタンスモータ１におけるロータコア組３８の圧延方向を示す説明図である。続いて、薄板鋼板を、圧延方向が図１９に示した方向を向くように揃えて積層して、１つのロータコア組３８とする。また、それぞれのロータコア組３８を、図１９に示された通りの圧延方向のまま積層することで、図１８に示すロータコア７を構成する。
　このとき、図１９の例では、互いに９０°圧延方向を回しており、回転させる角度は、ロータコア組３８間で等分割とする。なお、スキューを施している場合には、圧延方向が完全には揃わず、スキュー角度だけずれることとなるが、実用の範囲内である。このように構成することで、薄板鋼板の板厚の偏差によるロータコア７の形状アンバランスを低減でき、効率が高いシンクロナスリラクタンスモータ１を得ることができる。
　なお、この発明の実施の形態８において、さらに好ましくは、組分けするロータコア組３８の数を、極数の自然数倍とすることが望ましい。このような構成は、図１８に示したものと同一であるが、極数の約数の自然数倍の数を除外したことが異なる。このように構成すると、極のアンバランスが低減できるので、効率が高いシンクロナスリラクタンスモータ１を得ることができる。
　実施の形態９．
　この発明の実施の形態９では、上記実施の形態６～８のシンクロナスリラクタンスモータ１に対して、積層されたロータコアシート３７をシャフト８の方向に締結するために、かしめ３９を施したことを特徴としている。
　図２０は、この発明の実施の形態９に係るシンクロナスリラクタンスモータ１において、ロータコアシート３７のかしめ３９を形成する位置を例示する説明図である。図２０において、ｄ軸から電気的に角度ψだけ回転したロータ中心Ｏを通る直線と、ロータ９の外周との交点Ｐを定義したとき、交点Ｐから周方向に手繰って最も近い位置に形成されているコア層１０ｂの領域に、少なくとも１つのかしめ３９が設けられている。
　なお、かしめ３９を形成すると、その周囲のコアの磁気特性が劣化することが知られている。そこで、この発明の実施の形態９では、最も太く形成されたコア層１０にかしめ３９を形成することで、磁気特性の劣化の影響を格段に抑えて、効率が高いシンクロナスリラクタンスモータ１を得ることができる。
　なお、この発明の実施の形態９において、好ましくは、かしめ３９の形がスリット１１の形に沿うように形成することが望ましい。上記図２０では、各コア層１０に対して１つのかしめ３９を設けた例を示したが、所望の締結強度が得られるように、例えば図２１に示されるように、複数のかしめ３９を同様な配置で設けてもよい。
　図２１は、この発明の実施の形態９に係るシンクロナスリラクタンスモータ１において、ロータコアシート３７のかしめ３９を形成する位置を例示する別の説明図である。図２１に示されているように、複数のかしめ３９を設ける場合には、好ましくは、ｑ軸の軸線に対して線対象となるようにかしめ３９を配置するとよい。
　実施の形態１０．
　この発明の実施の形態１０では、スリット１１とロータコア７の外周との間に形成されるブリッジ１３（図２０、２１参照）の径方向幅を、薄板鋼板の板厚の２倍以下としたことを特徴としている。具体的には、薄板鋼板の板厚は、０．３５～１．０ｍｍ程度を用い、ブリッジ１３の径方向の幅は、０．５～２ｍｍ程度に形成することが望ましい。
　なお、電磁鋼板は、プレスによって打ち抜かれると、圧延された平面において、打ち抜き破断面から板厚分のほぼ半分の距離の磁気特性が劣化することが知られている。また、ブリッジ１３は、スリット１１を打ち抜くことによって形成された複数のコア層１０ａ～１０ｆを物理的に繋ぎ止めて一体とする役割を果たす一方、ｑ軸磁路を形成している。
　ここで、ｑ軸インダクタンスＬｑは、上記の記述において小さい方がよいことが明白であり、ブリッジ１３は、電磁気的な観点からは不要な部分である。そのため、ブリッジ１３の径方向幅を薄板鋼板の板厚の２倍以下とすることにより、ブリッジ１３の大部分の領域は、プレスの打ち抜きによって磁気特性が劣化した状態となる。このように構成することで、ｑ軸インダクタンスＬｑの増加を防ぐことができるので、出力トルクを大きくでき、ひいてはモータ効率が向上するという効果を得ることができる。
　実施の形態１１．
　図２２は、この発明の実施の形態１１に係るシンクロナスリラクタンスモータ１のロータ９を示す断面図である。上記実施の形態１～１０では、スリット１１を円弧状としていたが、図２２に示すように、直線で構成されたスリット１１としてもよく、実施の形態１～１０と同様の構成とすることにより、同様の効果を得ることができる。また、これに類似した、例えば円弧と直線を組み合わせたスリット形状でも同様である。

Claims (13)

  1. 　ロータコアをシャフトに固定して構成されるロータと、巻線を有するステータとを備え、前記ロータと前記ステータとを、磁気ギャップを介して相対的に回転自在に配置したシンクロナスリラクタンスモータであって、
    　前記ロータコアは、１つ以上のスリットとコア層とを径方向に交互に並べて形成したフラックスバリアを周方向に極数分有し、
    　前記シンクロナスリラクタンスモータは、前記スリットのｑ軸線上における径方向幅の総和と前記磁気ギャップ長との比率をｋとし、ｄ軸からの進み角度を通電位相βとした位相の電流が前記巻線に通電されて回転が制御され、
    　前記コア層のうち、ｄ軸からψ＝ａｒｃｔａｎ（ｔａｎβ／（１＋０．２ｋ））の角度に引いたロータ中心を通る直線と前記ロータの外周とが交わる点Ｐから周方向に最も近い位置にあるコア層のｑ軸線上における径方向の幅が、他のコア層のｑ軸線上における径方向の幅よりも大きい
    　シンクロナスリラクタンスモータ。
  2. 　前記比率ｋが、６７よりも小さい値に設定されている
    　請求項１に記載のシンクロナスリラクタンスモータ。
  3. 　前記比率ｋが、３４よりも大きい値に設定されている
    　請求項１に記載のシンクロナスリラクタンスモータ。
  4. 　前記比率ｋが、３４よりも大きく、６７よりも小さい値に設定されている
    　請求項１に記載のシンクロナスリラクタンスモータ。
  5. 　前記通電位相βが、０°よりも大きく、９０°よりも小さい値に設定されている
    　請求項１から請求項４までの何れか１項に記載のシンクロナスリラクタンスモータ。
  6. 　前記通電位相βが、５５°から８５°の範囲に設定されている
    　請求項１から請求項４までの何れか１項に記載のシンクロナスリラクタンスモータ。
  7. 　前記通電位相βがａｒｃｔａｎ（１＋０．２ｋ）±５［°］に設定されている
    　請求項１から請求項４までの何れか１項に記載のシンクロナスリラクタンスモータ。
  8. 　前記ロータコアは、薄板鋼板を前記シャフトの軸方向に積層して形成されている
    　請求項１から請求項７までの何れか１項に記載のシンクロナスリラクタンスモータ。
  9. 　前記ロータコアは、前記薄板鋼板の圧延方向を揃えたロータコアシートを積層して形成したロータコア組を複数個用い、各前記ロータコア組の圧延方向を等しい角度だけ回転させて積層して形成される
    　請求項８に記載のシンクロナスリラクタンスモータ。
  10. 　前記ロータコア組の個数は、前記ロータコアの極数の約数の自然数倍の個数である
    　請求項９に記載のシンクロナスリラクタンスモータ。
  11. 　前記ロータコア組の個数は、前記ロータコアの極数の自然数倍の個数である
    　請求項９に記載のシンクロナスリラクタンスモータ。
  12. 　前記ロータコアシートは、ｄ軸から前記ψの角度に引いたロータ中心を通る直線と前記ロータの外周とが交わる点Ｐから周方向に最も近い位置にあるコア層に、１極あたり少なくとも１つ形成されたかしめにより、軸方向に締結されている
    　請求項９から請求項１１までの何れか１項に記載のシンクロナスリラクタンスモータ。
  13. 　前記スリットと前記ロータコアの外周との間に形成されるブリッジの径方向幅が、前記薄板鋼板の板厚の２倍以下である
    　請求項８から請求項１２までの何れか１項に記載のシンクロナスリラクタンスモータ。
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