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WO2013002140A1 - 能動型振動騒音抑制装置 - Google Patents

能動型振動騒音抑制装置 Download PDF

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WO2013002140A1
WO2013002140A1 PCT/JP2012/065988 JP2012065988W WO2013002140A1 WO 2013002140 A1 WO2013002140 A1 WO 2013002140A1 JP 2012065988 W JP2012065988 W JP 2012065988W WO 2013002140 A1 WO2013002140 A1 WO 2013002140A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
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phase
filter coefficient
amplitude
coefficient
term
Prior art date
Application number
PCT/JP2012/065988
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
恭宣 安田
市川　浩幸
勝博 後藤
Original Assignee
東海ゴム工業株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
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Priority claimed from JP2011143427A external-priority patent/JP5674568B2/ja
Priority claimed from JP2011143445A external-priority patent/JP5846776B2/ja
Application filed by 東海ゴム工業株式会社 filed Critical 東海ゴム工業株式会社
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Priority to DE112012001573.8T priority patent/DE112012001573B4/de
Publication of WO2013002140A1 publication Critical patent/WO2013002140A1/ja
Priority to US13/857,560 priority patent/US9390701B2/en

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    • G10K2210/301—Computational
    • G10K2210/3056—Variable gain

Definitions

  • the present invention relates to an active vibration noise suppression apparatus that can actively suppress vibration or noise using adaptive control.
  • Japanese Patent Laid-Open Nos. 8-44377, 8-272378, and 5-61483 describe a control method to which an LMS algorithm is applied as an adaptive control algorithm.
  • Japanese Patent Laid-Open No. 8-44377 and Japanese Patent Laid-Open No. 8-272378 describe the DXHS algorithm in the Filtered-X-LMS algorithm.
  • An object of the present invention is to provide an active vibration noise suppression device that can converge vibration or noise earlier.
  • the active vibration noise suppression apparatus outputs control vibration or control sound and actively suppresses vibration or noise at the evaluation point.
  • a control signal generator for generating a sine wave control signal y (n) composed of a frequency of a vibration or noise source, an amplitude filter coefficient as an adaptive filter coefficient, and a phase filter coefficient,
  • a control vibration control sound generator that outputs the control vibration or control sound according to the sine wave control signal y (n) , and the vibration or noise generated by the source at the evaluation point and the control vibration or control sound.
  • a residual signal detector for detecting a residual signal e (n) due to interference, and an amplitude update term ⁇ a (n + 1) for updating by adding to or subtracting from the previously updated amplitude filter coefficient a (n) ,
  • the remaining An amplitude filter coefficient update unit for calculating the residual signal e (n) to be small, and a phase update term ⁇ (n + 1 ) for adding and subtracting and updating the previously updated phase filter coefficient ⁇ (n)
  • a phase filter coefficient updating unit that calculates the residual signal e (n) to be small.
  • the sine wave control signal y (n) is represented by a sine wave having an amplitude component and a phase component, and the amplitude update term ⁇ a (n + 1) and the phase update term ⁇ (n + 1) A sinusoidal cosine wave term having a component and a phase component, and the sine wave control signal y (n) multiplies the phase component by a coefficient other than 1, or the amplitude update term ⁇ a (n + 1) and The phase update term ⁇ (n + 1) multiplies the phase component of the sine cosine wave term by a coefficient other than 1.
  • the phase of the control vibration or the control sound can be converged so as to be in an early phase opposite to the phase of the vibration or noise transmitted from the generation source.
  • the vibration or noise itself at the evaluation point can be converged early.
  • the sine wave control signal y (n) may include a value obtained by multiplying the phase filter coefficient ⁇ (n) by a value larger than 1 as a phase component.
  • the phase filter coefficient ⁇ (n) updated in the phase filter coefficient update unit is not used as it is, but is used as the phase filter coefficient ⁇ (n) .
  • a value obtained by multiplying a value larger than 1 is used. That is, a value proportional to the updated phase filter coefficient ⁇ (n) is used.
  • the phase of the control vibration or the control sound can be converged so as to be in an early phase opposite to the phase of the vibration or noise transmitted from the generation source.
  • the vibration or noise itself at the evaluation point can be converged early.
  • sine wave control signal y (n) may be expressed by the equation (1). Thereby, the said effect can be show
  • sine cosine wave term of the amplitude update term ⁇ a (n + 1) is a term of equation (2)
  • sine cosine wave term of the phase update term ⁇ (n + 1) is expressed by equation (3).
  • the vibration or noise itself at the evaluation point can be converged at an early stage, the following effects can be obtained. That is, when the sine wave control signal y (n) is transmitted to the evaluation point via the transfer function G, the control vibration or control sound is related to the vibration or noise transmitted from the vibration source to the evaluation point. Even in such a phase, the control can be finally converged without diverging.
  • the stabilization coefficient m may be 1 or a value larger than 1.
  • the amplitude coefficient a1 and the phase coefficient ⁇ 1 in Expression (2) and the amplitude coefficient a2 and phase coefficient ⁇ 2 in Expression (3) are coefficients that do not depend on the transfer function G between the control signal generator and the evaluation point. can do. Even if the phase component of the periodic function in the amplitude update term ⁇ a (n + 1) and the phase update term ⁇ (n + 1) is set to a value irrelevant to the transfer function G, the control can be finally converged. Therefore, it is not necessary to identify the transfer function G, and it is not necessary to pursue identification accuracy. Therefore, the arithmetic processing can be simplified, and the arithmetic processing load can be reduced.
  • Expression (2) is Expression (4)
  • Expression (3) is preferably Expression (5).
  • the active vibration noise suppression device further includes an estimated transfer function storage unit that stores in advance an estimated value of a transfer function between the control signal generation unit and the evaluation point, and the amplitude coefficient in Expression (2) At least one of a1 and phase coefficient ⁇ 1 and at least one of amplitude coefficient a2 and phase coefficient ⁇ 2 in equation (3) are preferably coefficients obtained based on the estimated value of the transfer function.
  • the control is finally converged without divergence. be able to. For example, even if the phase difference is 180 °, it can be converged. However, if the transfer function identification accuracy is high, it can be converged more quickly.
  • the equation (2) is the equation (6), and the equation (3) is preferably the equation (7). Thereby, control can be reliably converged.
  • the stabilization coefficient m may be set to a value larger than 1
  • the phase multiplication coefficient q may be set to a value larger than the stabilization coefficient m.
  • the amplitude filter coefficient a (n) may be larger than the convergence value. That is, the amplitude filter coefficient a (n) may overshoot.
  • the phase can be converged early by making the phase multiplication coefficient q larger than the stabilization coefficient m, the occurrence of overshoot can be suppressed.
  • the sine wave control signal y (n) is expressed by the equation (8)
  • the sine cosine wave term of the amplitude update term ⁇ a (n + 1) is the sine wave term of the equation (9).
  • the sine cosine wave term of the phase update term ⁇ (n + 1) may include the cosine wave term of Equation (10).
  • the phase filter coefficient ⁇ (n) updated last time is included in the phase component of the sine wave term that is a periodic function of ⁇ in the amplitude update term ⁇ a (n + 1 ), as shown in Expression (9). ing.
  • a term obtained by dividing the phase filter coefficient ⁇ (n) by the stabilization coefficient m is added to ⁇ t (n) .
  • the stabilization coefficient m is a value larger than 1.
  • the phase component of the cosine wave term which is a periodic function of ⁇ in the phase update term ⁇ (n + 1) includes the phase filter coefficient ⁇ (n) updated last time. Yes.
  • the phase filter coefficient ⁇ (n) of the phase update term ⁇ (n + 1) is also divided by the same stabilization coefficient m as described above, and the term is added to ⁇ t (n) .
  • the amplitude coefficient a1 and the phase coefficient ⁇ 1 in Expression (9) and the amplitude coefficient a2 and the phase coefficient ⁇ 2 in Expression (10) are coefficients that do not depend on the transfer function G between the control signal generation unit and the evaluation point. can do. Even if the phase component of the sine cosine wave term in the amplitude update term ⁇ a (n + 1) and the phase update term ⁇ (n + 1) is a value irrelevant to the transfer function G, the control can finally converge. it can. Therefore, it is not necessary to identify the transfer function G, and it is not necessary to pursue identification accuracy. Therefore, the arithmetic processing can be simplified, and the arithmetic processing load can be reduced.
  • Expression (9) is Expression (11), and Expression (10) is preferably Expression (12). . Thereby, control can be reliably converged.
  • the active vibration noise suppression apparatus further includes an estimated transfer function storage unit that stores in advance an estimated value of a transfer function between the control signal generation unit and the evaluation point, and the amplitude coefficient in Equation (9) At least one of a1 and phase coefficient ⁇ 1, and at least one of amplitude coefficient a2 and phase coefficient ⁇ 2 in equation (10) may be a coefficient obtained based on the estimated value of the transfer function.
  • the control is finally converged without divergence. be able to. For example, even if the phase difference is 180 °, it can be converged. However, if the transfer function identification accuracy is high, it can be converged more quickly.
  • Equation (9) is Equation (13), and Equation (10) is preferably Equation (14). Thereby, control can be reliably converged.
  • the initial value ⁇ (0) of the phase filter coefficient may be set in a range satisfying the equation (15).
  • averaging processing is applied to one period (0 to T) of each filter coefficient of amplitude and phase (using an averaging method), and using each averaged filter coefficient for one period, A relational expression of each filter coefficient update term is derived.
  • a stability analysis is performed for each of the plurality of equilibrium points (a, ⁇ ).
  • the amplitude filter coefficient may be a positive number.
  • an equilibrium point where control is stable is derived.
  • the equilibrium point (a, ⁇ ) where the control is stable it is derived that the control becomes stable when the amplitude filter coefficient is a positive number. Therefore, by updating the amplitude filter coefficient so as to be a positive number, it is possible to suppress the divergence of the control and to converge at an early stage.
  • the initial value ⁇ (0) of the phase filter coefficient may be set based on the phase filter coefficient ⁇ (last) at the time of previous convergence.
  • the initial value ⁇ (0) of the phase filter coefficient will be described.
  • the active vibration noise suppression apparatus performs adaptive control by updating the adaptive filter. If the vibration or noise of the generation source is constant, the control gradually converges by executing adaptive control. Then, the state where the vibration or noise at the evaluation point is small is maintained. At this time, the adaptive filter of the sine wave control signal y (n) is also converged. However, in actual control, since the adaptive filter slightly fluctuates, it may not be a completely constant value. Therefore, it can be determined that the adaptive filter has converged when the adaptive filter is continuously included in the predetermined range in consideration of the variation error.
  • the initial value of the adaptive filter coefficient is set to zero, and the process of gradually adapting is performed.
  • the initial value ⁇ (0) of the phase filter coefficient as the adaptive filter coefficient is not simply set to zero, but based on the phase filter coefficient ⁇ (last) at the previous convergence. It is set. At this time, it is considered that the phase filter coefficient ⁇ (last) at the previous convergence is a value that takes into account the phase of the transfer function G at the previous convergence. That is, it can be said that the initial value ⁇ (0) of the phase filter coefficient follows the secular change of the current transfer function G. Therefore, it is possible to prevent the control from diverging and finally converge the control.
  • the initial value ⁇ (0) of the phase filter coefficient may be the phase filter coefficient ⁇ (last) when it has converged last time. Thereby, the initial value ⁇ (0) of the phase filter coefficient can be easily determined, and the above-described effect can be obtained.
  • the initial value ⁇ (0) of the phase filter coefficient is set based on the phase filter coefficient ⁇ (last) at the previous convergence, the frequency f at the previous convergence, and the current frequency f. May be. Thereby, even if the frequency f at the time of the previous convergence and the current frequency f change, the initial value ⁇ (0) of the phase filter coefficient according to the frequency f can be set. As a result, it can be converged early.
  • the initial value a (0) of the amplitude filter coefficient may be set based on the current frequency f.
  • the step size parameter of the amplitude update term ⁇ a (n + 1) may be set based on the amplitude filter coefficient a (last) at the time of previous convergence.
  • the step size parameter of the amplitude update term ⁇ a (n + 1) has conventionally been generally set to a constant value.
  • the step size parameter of the amplitude update term ⁇ a (n + 1) based on the amplitude filter coefficient a (last) at the previous convergence, it is possible to converge early.
  • the amplitude of the transfer function G may change over time, as with the phase.
  • the amplitude filter coefficient a (last) at the time of the previous convergence is considered to be a value considering the amplitude of the transfer function G at the time of the previous convergence. That is, it can be said that the step size parameter of the amplitude update term ⁇ a (n + 1) follows the current aging of the transfer function G. Therefore, it is possible to reliably converge at an early stage.
  • the active vibration noise suppression device is applied to a vehicle having an engine, and the step size parameter of the amplitude update term ⁇ a (n + 1) is the amplitude filter coefficient a (last) at the previous convergence, It may be set to a proportional value of a value (divided value) divided by the engine driving torque fluctuation amount trq (last) .
  • the vibration or noise transmitted from the engine to the evaluation point is proportional to the engine driving torque fluctuation amount trq. That is, in the state where the control is converged, the amplitude of the transfer function G from the output of the control signal to the evaluation point is a value obtained by dividing the amplitude filter coefficient a (last) by the drive torque fluctuation amount trq (last). Corresponding to As described above, the amplitude filter coefficient a (last) at the previous convergence is divided by the drive torque fluctuation amount trq (last) at the previous convergence in the step size parameter of the amplitude update term ⁇ a (n + 1). By setting a proportional value of the obtained value, the step size parameter corresponds to the amplitude of the transfer function G when it converged last time. Therefore, it is possible to reliably converge at an early stage.
  • This means is means for extracting the specific mode 3 in the first means. That is, the active vibration noise suppression device according to the present means is an active vibration noise suppression device that outputs control vibration or control sound and actively suppresses vibration or noise at the evaluation point, and is a vibration or noise suppression device.
  • a control signal generator for generating a sine wave control signal y (n) composed of the frequency of the generation source, the amplitude filter coefficient and the phase filter coefficient as an adaptive filter, and the sine wave control signal y (n)
  • Control vibration control sound generator for outputting control vibration or control sound, and residual signal detection for detecting residual signal e (n) due to interference between vibration or noise from the generation source and control vibration or control sound at the evaluation point
  • an amplitude update term ⁇ a (n + 1) for adding and subtracting and updating the previously updated amplitude filter coefficient a (n) so as to reduce the residual signal e (n).
  • the residual signal e (n) becomes smaller in the width filter coefficient update unit and the phase update term ⁇ (n + 1) for updating by adding to or subtracting from the phase filter coefficient ⁇ (n) updated last time. And a phase filter coefficient updating unit for calculating as described above. Then, the initial value ⁇ (0) of the phase filter coefficient is set based on the phase filter coefficient ⁇ (last) at the previous convergence.
  • the initial value ⁇ (0) of the phase filter coefficient as the adaptive filter coefficient is not set simply to zero, but is set based on the phase filter coefficient ⁇ (last) at the previous convergence.
  • the phase filter coefficient ⁇ (last) at the previous convergence is a value that takes into account the phase of the transfer function G at the previous convergence. That is, it can be said that the initial value ⁇ (0) of the phase filter coefficient follows the secular change of the current transfer function G. Therefore, it is possible to prevent the control from diverging and finally converge the control.
  • each aspect as described in the concrete aspect 3 of the 1st means mentioned above can be similarly applied with respect to this means, and there exists a substantially similar effect.
  • 1 is a control block diagram showing an active vibration and noise suppression device.
  • the horizontal axis is (3 ⁇ G ⁇ h G ), and the vertical axis is ⁇ .
  • 1st embodiment The residual signal in the analysis result in case the phase difference of the phase component (PHI) G of the 1st transfer function G and the phase component (PHI) hG of the 1st estimation transfer function Gh is 150 degrees is shown.
  • the sine wave control signal in the said analysis result is shown.
  • the amplitude filter coefficient in the analysis result is shown.
  • the phase filter coefficient in the analysis result is shown.
  • 2nd embodiment It is a control block diagram which shows an active vibration noise suppression apparatus.
  • 4th embodiment The residual signal in the analysis result in case the phase difference of phase component (PHI) G of the 1st transfer function G and phase component (PHI) hG of the 1st estimation transfer function Gh is 150 degrees is shown.
  • the sine wave control signal in the said analysis result is shown.
  • the amplitude filter coefficient in the analysis result is shown.
  • the phase filter coefficient in the analysis result is shown.
  • 5th embodiment It is a control block diagram which shows an active vibration noise suppression apparatus.
  • the residual signal in the analysis result when the phase difference between the phase component ⁇ G of the first transfer function G and the phase component ⁇ h G of the first estimated transfer function Gh is 150 ° is shown.
  • the sine wave control signal in the said analysis result is shown.
  • the amplitude filter coefficient in the analysis result is shown.
  • the phase filter coefficient in the analysis result is shown. 6th Embodiment: It is a control block diagram which shows an active vibration noise suppression apparatus.
  • the sine wave control signal y (n) is a relational expression obtained by multiplying the phase filter coefficient ⁇ (n) as the phase component by the phase multiplication coefficient q (q> 1). Furthermore, in the first embodiment, the sine wave term of the amplitude update term ⁇ a (n + 1) and the cosine wave term of the phase update term ⁇ (n + 1) are included in their phase components as a stabilization coefficient m (m ⁇ 1). ). Further, in the first embodiment, the initial value ⁇ (0) of the phase filter coefficient is set based on the phase filter coefficient ⁇ (last) at the time of the previous convergence.
  • the estimated value Gh of the first transfer function G is not used in the update formula of the adaptive filter coefficient W, compared to the first embodiment.
  • the fifth embodiment sets the initial value ⁇ (0) of the phase filter coefficient to zero as compared to the fourth embodiment.
  • the estimated value Gh of the first transfer function G is not used in the update expression of the adaptive filter coefficient W, compared to the fifth embodiment.
  • the active vibration noise suppression device 100 is a sine wave control signal for actively suppressing vibration or noise to be suppressed at a desired position (evaluation point) when various sources generate vibration or noise. It is a device that generates control vibration or control sound according to y (n) . That is, by combining the control vibration or control sound with the vibration or noise to be suppressed, the control vibration or control sound acts to cancel the vibration or noise to be suppressed at a predetermined position (evaluation point). As a result, the vibration or noise to be suppressed is suppressed at the evaluation point.
  • an explanation will be given using a car as an example.
  • an engine internal combustion engine
  • an engine internal combustion engine
  • control vibration or control sound is generated by the generator.
  • the active vibration noise suppression device is applied to an automobile and described as an example of a device that suppresses vibration or noise generated by an engine, but is not limited thereto.
  • the present invention can be applied to anything that generates vibration and noise to be suppressed.
  • the adaptive control algorithm by the active vibration noise suppression apparatus uses an adaptive least mean square filter (Filtered-X LMS), particularly the DXHS algorithm.
  • the apparatus an amplitude filter coefficients as the adaptive filter coefficients W (n) a (n), calculates the phase filter coefficients phi (n), the filter coefficients a (n), phi a and the engine (n)
  • a sine wave control signal y (n) is generated, and a control vibration or control sound corresponding to the sine wave control signal y (n) is output.
  • the active vibration noise suppression apparatus 100 applies adaptive control using the DXHS algorithm.
  • the active vibration noise suppression device 100 is generated by the engine 10 when the engine 10 (described as “E / G” in FIG. 1) is driven by the engine control unit 30.
  • the vibration or noise to be suppressed is transmitted to the evaluation point 20 via the second transfer function H, the vibration or noise at the evaluation point 20 is reduced.
  • the active vibration noise suppression device 100 includes a frequency calculation unit 110, a control signal generation unit 120, a generation device 130, a residual signal detection unit 140, and a first estimated transfer function setting unit (hereinafter referred to as “Gh data setting unit”). 150), an adaptive filter coefficient updating unit 160, and a parameter setting unit 170.
  • Gh data setting unit a first estimated transfer function setting unit
  • 150 an adaptive filter coefficient updating unit
  • ⁇ a parameter setting unit
  • the frequency calculation unit 110 receives a periodic pulse signal from a rotation detector (not shown) that detects the number of revolutions of the engine 10, and based on the pulse signal, generates vibration or noise (suppression target) generated by the engine 10.
  • the frequency f of the main component of vibration etc. is calculated. Note that the value obtained by multiplying the frequency f by 2 ⁇ is the angular frequency ⁇ . That is, the frequency calculation unit 110 can also calculate the angular frequency ⁇ .
  • the control signal generation unit 120 generates a sine wave control signal y (n) .
  • the sine wave control signal y (n) is expressed as in Expression (16).
  • the subscript (n) is a subscript representing the sampling number (time step). That is, as is clear from the equations (16) and (17), the sine wave control signal y (n) includes the angular frequency ⁇ , the amplitude filter coefficient a (n) as the adaptive filter coefficient W (n) , and the phase. This is a signal at time t (n) including the filter coefficient ⁇ (n) as a component.
  • the angular frequency ⁇ in the equation (16) is a value calculated based on the frequency f calculated by the frequency calculation unit 110 or a value calculated by the frequency calculation unit 110. Therefore, the sine wave control signal y (n) has a value corresponding to the frequency f of the main component of vibration or noise caused by the engine 10. Further, as shown in Expression (16), the value obtained by multiplying the phase filter coefficient ⁇ (n) by a phase multiplication coefficient q larger than 1 is added to ⁇ t (n) as the phase of the periodic function (sin function). To do. Further, the amplitude filter coefficient a (n) and the phase filter coefficient ⁇ (n) in Expression (16) are adaptive filter coefficients W (n) in the DXHS algorithm as shown in Expression (17), and are adaptively updated. Is done.
  • the update formula of the adaptive filter coefficient W (n) is expressed by formula (18).
  • the adaptive filter coefficient W (n + 1) is updated by adding / subtracting the update term ⁇ W (n + 1) to the previous value W (n) .
  • the update term ⁇ W (n + 1) is adaptively determined by the adaptive filter coefficient update unit 160 described later.
  • equation (18) is expressed by each of the amplitude filter coefficient a (n) and the phase filter coefficient ⁇ (n) . That is, as shown in Expression (19), the amplitude filter coefficient a (n + 1) is updated by adding / subtracting the amplitude update term ⁇ a (n + 1) to / from the previously updated amplitude filter coefficient a (n) . Is done. Further, as shown in the equation (20), the phase filter coefficient ⁇ (n + 1) is updated by adding / subtracting the phase update term ⁇ (n + 1) to / from the previously updated phase filter coefficient ⁇ (n) . Is done.
  • the initial value a (0) of the amplitude filter coefficient and the phase filter coefficient ⁇ (0) are set by a parameter setting unit 170 described later.
  • the generator 130 is a device that actually generates vibrations and sounds.
  • the generator 130 is driven based on the sine wave control signal y (n) generated by the control signal generator 120.
  • the generation device 130 that generates control vibration is a vibration generation device that is disposed in a subframe such as a frame or a suspension member that is connected to a drive system of a vehicle.
  • the generator 130 which generates a control sound is a speaker etc. which are arrange
  • the generator 130 is a device that generates a control vibration or control sound using magnetic force, such as a solenoid or a voice coil, for example, the current, voltage, or power supplied to the coil (not shown) is supplied at each time t.
  • the generator 130 By driving so as to correspond to the sine wave control signal y (n) in (n) , the generator 130 generates control vibration or control sound corresponding to the sine wave control signal y (n) .
  • the control vibration or control sound Z (n) transmitted through the transmission system G ⁇ b > 1 by the control vibration or control sound generated by the generator 130 is the suppression target generated by the engine 10. Vibration or noise interferes with vibration noise X (n) transmitted via the second transfer function H.
  • the residual signal detection unit 140 is disposed at the evaluation point 20 and detects residual vibration or residual noise (corresponding to “residual signal” in the present invention) e (n) due to interference at the evaluation point 20.
  • This residual signal e (n) is expressed by equation (21).
  • an acceleration sensor or the like can be applied as the residual signal detection unit 140 that detects residual vibration.
  • a sound absorbing microphone or the like can be applied as the residual signal detection unit 140 that detects residual sound.
  • the ideal state is that the residual signal e (n) detected by the residual signal detector 140 becomes zero.
  • the first transfer function G is a transfer function of the transfer system between the control signal generation unit 120 and the evaluation point 20. That is, the first transfer function G includes the transfer function of the generator 130 itself and the transfer function of the transfer system G1 between the generator 130 and the evaluation point 20.
  • the first transfer function G is represented by an amplitude component A G and a phase component ⁇ G corresponding to the frequency f.
  • the second transfer function H is a transfer function of the transfer system between the engine 10 and the evaluation point 20. That is, the second transfer function H is represented by the amplitude component A H and the phase component ⁇ H.
  • Expression (21) is expressed as Expression (22).
  • the Gh data setting unit 150 stores a first estimated transfer function Gh (estimated value of the first transfer function G) calculated by a known transfer function identification process.
  • the first transfer function G is represented by an amplitude component A G and a phase component ⁇ G corresponding to the frequency f. Therefore, as shown in Expression (23), the first estimated transfer function Gh is represented by an amplitude component Ah G and a phase component ⁇ h G corresponding to the frequency f.
  • the amplitude component Ah G, and the phase component ⁇ h G are in accordance with the frequency f, Gh (f), Ah G (f) and ⁇ h G (f) are described.
  • the Gh data setting unit 150 selects the first estimated transfer function Gh corresponding to the frequency f calculated by the frequency calculating unit 110 from the stored first estimated transfer function Gh. That is, the Gh data setting unit 150 determines the amplitude component Ah G and the phase component ⁇ h G corresponding to the frequency f calculated by the frequency calculation unit 110.
  • the adaptive filter coefficient updating unit 160 controls the control signal generation unit 120 to reduce the residual signal e (n) .
  • An update term ⁇ W (n + 1) for adding and subtracting the generated adaptive filter coefficient W (n ) is calculated.
  • the adaptive filter coefficient W (n) is composed of the amplitude filter coefficient a (n) and the phase filter coefficient ⁇ (n) . That is, the adaptive filter coefficient updating unit 160 performs addition / subtraction for the amplitude update term ⁇ a (n + 1) for addition / subtraction to the amplitude filter coefficient a (n) and the phase filter coefficient ⁇ (n) .
  • the phase update term ⁇ (n + 1) is calculated.
  • the adaptive filter coefficient updating unit 160 calculates an update term ⁇ W (n + 1) of the adaptive filter coefficient W (n) so as to minimize the evaluation function J (n) set based on the residual signal e (n). To do.
  • the adaptive filter coefficient updating unit 160 calculates the frequency f (or angular frequency ⁇ ) calculated by the frequency calculating unit 110 and the Gh data when calculating the update term ⁇ W (n + 1).
  • the amplitude component Ah G and the phase component ⁇ h G of the first estimated transfer function Gh determined by the setting unit 150 are used.
  • the evaluation function J (n) is defined as in Expression (24). That is, the evaluation function J (n) is the square of the residual signal e (n) detected by the residual signal detection unit 140. That is, a sine wave control signal y (n) that minimizes the evaluation function J (n) is obtained.
  • the gradient vector ⁇ (n) in the LMS algorithm is calculated according to the equation (25).
  • the gradient vector ⁇ (n) is obtained by partial differentiation of the evaluation function J (n) with the adaptive filter coefficient W (n) . Then, the gradient vector ⁇ (n) is expressed as the right side of Expression (25).
  • the adaptive filter coefficient W (n) is composed of the amplitude filter coefficient a (n) and the phase filter coefficient ⁇ (n) as described above. Then, the amplitude component A G and the phase component ⁇ G of the first transfer function G in the equation (22) are replaced with the amplitude component Ah G and the phase component ⁇ h G of the first estimated transfer function Gh, respectively, and the equation (27) Is calculated. Then, the amplitude update term ⁇ a (n + 1 ) with respect to the amplitude filter coefficient a (n) is expressed by a sine wave term such as Equation (28), and the phase update term ⁇ (n with respect to the phase filter coefficient ⁇ (n) . +1) is represented by a cosine wave term as shown in Equation (29).
  • (1 / Ah G ) in Expression (28) is obtained by adding a normalization process to the update of the amplitude filter coefficient a (n) .
  • the deviation between the phase component ⁇ G of the first transfer function G and the phase component ⁇ h G of the first estimated transfer function Gh is ⁇ 90 °. If it is in the range of ⁇ 90 °, the control can be converged. However, if the phase shift exceeds the range of ⁇ 90 ° to 90 °, the control becomes unstable and the control may diverge. Therefore, Expression (28) and Expression (29) are replaced with Expression (30) and Expression (31). In other words, the expressions (30) and (31) are obtained by deleting the phase multiplication coefficient q from the expressions in the update terms of the expressions (28) and (29). However, the phase multiplication coefficient q in the sine wave control signal y (n) shown in Expression (16) is left as it is. By doing in this way, control can be converged without diverging. This theory will be described later.
  • the equations (30) and (31) are replaced with the sine wave term of the equation (32) and the cosine wave term of the equation (33). That is, in each update term equation, the previously updated phase filter coefficient ⁇ (n) is divided by a stabilization coefficient m that is a value greater than one. However, the phase multiplication coefficient q is larger than the stabilization coefficient m. Further, in each update term equation, the phase component ⁇ h G of the first estimated transfer function Gh is divided by an arbitrary coefficient p. This coefficient p may include a number other than 1 including 1. By doing in this way, it can be made to converge reliably.
  • the adaptive filter coefficient updating unit 160 performs the amplitude update term ⁇ a (n + 1) for the amplitude filter coefficient a (n) and the phase update term ⁇ (n + 1) for the phase filter coefficient ⁇ (n ). Is calculated. That is, the control signal generation unit 120 can adaptively update the sine wave control signal y (n) using the update terms ⁇ a (n + 1) and ⁇ (n + 1) .
  • Parameter setting section 170 sets initial value W (0) as adaptive filter coefficient W (n) of sine wave control signal y (0) in control signal generation section 120. Specifically, the parameter setting unit 170 sets the initial value a (0) of the amplitude filter coefficient and the initial value ⁇ (0) of the phase filter coefficient.
  • n 0 when n reaches the maximum value n (max) that n can take in the arithmetic processing.
  • the initial value a (0) of the amplitude filter coefficient is set to 0 as shown in Expression (36).
  • the initial value ⁇ (0) of the phase filter coefficient is the phase filter coefficient ⁇ (last) at the time of previous convergence as shown in the equation (37).
  • the initial value ⁇ (0) is the phase filter coefficient ⁇ (last) at the previous convergence, but it may be a proportional value of the phase filter coefficient ⁇ (last) .
  • the parameter setting unit 170 acquires and stores the phase filter coefficient ⁇ (last) used as the initial value ⁇ (0) as follows.
  • the residual signal e (n) detected by the residual signal detector 140 is always acquired, and it is determined whether or not the absolute value of the residual signal e (n) is equal to or less than a set value close to zero, and the control is converged. Determine whether or not. Whether the control has converged is determined by the amplitude update term ⁇ a (n + 1) of the amplitude filter coefficient a (n ) or the phase update term of the phase filter coefficient ⁇ (n) in addition to the residual signal e (n).
  • the parameter setting unit 170 acquires the phase filter coefficient ⁇ (last) from the control signal generation unit 120 when it is determined that the control has converged.
  • the parameter setting unit 170 stores the phase filter coefficient ⁇ (last) at the time of the previous convergence obtained in this way.
  • the initial value a (0) of the amplitude filter coefficient is always 0.
  • the initial value a (0) of the amplitude filter coefficient can be set to a value corresponding to the frequency f.
  • the parameter setting unit 170 stores a map related to the initial value a (0) of the amplitude filter coefficient corresponding to the frequency f, and based on the current frequency f and information stored in the map. To set the initial value a (0) of the amplitude filter coefficient.
  • the initial value a (0) of the amplitude filter coefficient corresponding to the current frequency f early convergence can be realized.
  • the initial value ⁇ (0) of the phase filter coefficient is the phase filter coefficient ⁇ (last) at the previous convergence.
  • the initial value ⁇ (0) of the phase filter coefficient can be set to a value corresponding to the frequency f.
  • the initial value ⁇ (0) of the phase filter coefficient stores the phase filter coefficient ⁇ (last) at the previous convergence and the frequency f at the previous convergence, and the frequency f at the previous convergence is the current value f It is good also as a value which multiplied the phase filter coefficient ( phi ) (last) when it converged last time with the coefficient for converting into the frequency f of (2) .
  • the parameter setting unit 170 stores a map related to the conversion coefficient (proportional coefficient) of the phase filter coefficient according to the frequency f, and multiplies the phase filter coefficient ⁇ (last) at the previous convergence by the conversion coefficient. Let the value be the initial value ⁇ (0) of the phase filter coefficient. Thus, by setting the initial value ⁇ (0) of the phase filter coefficient corresponding to the current frequency f, early convergence can be realized.
  • the parameter setting unit 170 sets each initial value based on the frequency f
  • information is transmitted from the frequency calculation unit 110 to the parameter setting unit 170 in FIG. That is, in FIG. 1, it is represented by a dashed arrow from the frequency calculation unit 110 to the parameter setting unit 170.
  • the initial value not depending on the frequency f is set as described above, information is not transmitted from the frequency calculation unit 110 to the parameter setting unit 170. did.
  • equation (38) is expressed as equation (39).
  • Equation (46) is obtained.
  • Expression (47) is obtained.
  • Expression (42) is expressed as Expression (49).
  • the average value of each periodic function is calculated.
  • the periodic functions from the first term to the fourth term in the equation (49) are all functions of 2 ⁇ , and assuming that the time has sufficiently passed, the average value of each periodic function is zero. This can be derived from equation (50).
  • T represents a period.
  • Equation (53) From equation (53), the condition of equation (54) is required. However, n is an integer.
  • Expression (54) can be expanded as Expression (55). That is, when t ⁇ ⁇ , the control does not diverge by setting the phase filter coefficient ⁇ (t) that satisfies the equation (55).
  • the control can be converged at an early stage without causing the control to diverge. Therefore, even if the phase component of the first transfer function G and the phase component of the first estimated transfer function Gh are shifted due to the change of the first transfer function G with temperature or aging, the control can be converged early. . Further, by using the first estimated transfer function Gh, when the accuracy of the first estimated transfer function Gh is high, it is possible to converge quickly. Further, the amplitude filter coefficient a converges without becoming a value larger than the convergence value. That is, the amplitude filter coefficient a does not overshoot. Therefore, it can suppress that a vibration becomes large until it converges.
  • the initial value ⁇ (0) of the phase filter coefficient is not simply set to zero, but is set based on the phase filter coefficient ⁇ (last) at the time of previous convergence.
  • the phase filter coefficient ⁇ (last) at the previous convergence is a value that takes into account the phase of the transfer function G at the previous convergence. That is, it can be said that the initial value ⁇ (0) of the phase filter coefficient follows the secular change of the current transfer function G. Therefore, it is possible to prevent the control from diverging and finally converge the control.
  • the initial value ⁇ (0) of the phase filter coefficient may be simply set to zero. Even if it does in this way, the effect that control can be converged without diverging can be produced. However, in this case, the effect of the early convergence is inferior to the case where the initial value ⁇ (0) of the phase filter coefficient is set based on the phase filter coefficient ⁇ (last) when the previous convergence is performed.
  • the active vibration noise suppression apparatus 200 of this embodiment will be described with reference to FIG.
  • the estimated value Gh of the first transfer function G is used in the update formula of the adaptive filter coefficient W.
  • the active vibration noise suppression apparatus 200 of the present embodiment does not use the estimated value Gh of the first transfer function G in the update formula of the adaptive filter coefficient W.
  • the active vibration noise suppression apparatus 200 includes a frequency calculation unit 110, a control signal generation unit 120, a generation device 130, a residual signal detection unit 140, an adaptive filter coefficient update unit 260, a torque fluctuation amount calculation unit 280, A parameter setting unit 270 is provided.
  • symbol is attached
  • the adaptive filter coefficient update unit 260 (corresponding to the “amplitude filter coefficient update unit” and “phase filter coefficient update unit” of the present invention ) reduces the residual signal e (n) as in the first embodiment. Then, an update term ⁇ W (n + 1) for adding / subtracting to the adaptive filter coefficient W (n) generated by the control signal generation unit 120 is calculated.
  • the adaptive filter coefficient updating unit 260 adds an amplitude update term ⁇ a (n + 1) for addition / subtraction to the amplitude filter coefficient a (n) and a phase for addition / subtraction to the phase filter coefficient ⁇ (n) .
  • An update term ⁇ (n + 1) is calculated.
  • the amplitude update term ⁇ a (n + 1) in the first embodiment is as shown in Expression (32).
  • ( ⁇ a1 / Ah G ) is a constant amplitude step size parameter ⁇ a2 that does not depend on the amplitude component Ah G of the first estimated transfer function Gh, and ( ⁇ h G / p) is zero.
  • the amplitude update term ⁇ a (n + 1) is expressed as in Expression (57). That is, the amplitude update term ⁇ a (n + 1) represented by the equation (57) is an update term that does not depend on the first estimated transfer function Gh.
  • the amplitude step size parameter ⁇ a2 is changed by the parameter setting unit 270 using the amplitude filter coefficient a (last) at the previous convergence.
  • phase update term ⁇ (n + 1) in the first embodiment is as shown in Expression (33).
  • ( ⁇ h G / p) is set to zero.
  • the phase update term ⁇ (n + 1) is expressed as shown in Equation (58). That is, the phase update term ⁇ (n + 1) represented by the equation (58) is an update term that does not depend on the first estimated transfer function Gh.
  • Torque change amount calculation unit 280 the engine control unit 30 receives information about driving torque fluctuation amount trq of the engine 10 (n), calculates the drive torque fluctuation trq of the engine 10 (n).
  • the information regarding the drive torque fluctuation amount trq (n) includes the drive torque fluctuation amount trq (n) itself, the change amount of the accelerator opening, and the like.
  • the parameter setting unit 270 sets the initial value a (0) of the amplitude filter coefficient and the initial value ⁇ (0) of the phase filter coefficient as shown in equations (36) and (37). . Further, the parameter setting unit 270 uses the amplitude filter coefficient a (last) at the previous convergence and the drive torque fluctuation amount trq (last) at the previous convergence, according to the equation (59), and the amplitude step size. Set the parameter ⁇ a2 . As shown in the equation (59), the amplitude step size parameter ⁇ a2 is obtained by dividing the amplitude filter coefficient a (last) at the previous convergence by the drive torque fluctuation amount trq (last) (divided value). A value obtained by multiplying a constant step size parameter ⁇ a3 .
  • the phase filter coefficient ⁇ (n) can converge control even if the entire 360 ° range is selected. Therefore, in the equations (32) and (33), even if the phase component ⁇ h G of the first estimated transfer function Gh is not used in the phase component of the periodic function (sin function or cos function), the phase filter coefficient ⁇ (n) Control does not diverge depending on the value. Therefore, even if an update equation that does not use the phase component ⁇ h G is used as in equations (57) and (58), control can be converged.
  • the amplitude component Ah G of the first estimated transfer function Gh is not used, but the amplitude filter when the amplitude step size parameter ⁇ a2 of the amplitude update term ⁇ a (n + 1) has converged last time is used.
  • the coefficient a (last) is a value considering the amplitude of the transfer function G at the time of the previous convergence. That is, it can be said that the amplitude step size parameter ⁇ a2 of the amplitude update term ⁇ a (n + 1) follows the aging of the current transfer function G.
  • the amplitude step size parameter ⁇ a2 is a proportional value of a value obtained by dividing the amplitude filter coefficient a (last) at the previous convergence by the driving torque fluctuation amount trq (last). I am trying to set it.
  • the vibration or noise transmitted from the engine 10 to the evaluation point 20 is proportional to the drive torque fluctuation amount trq of the engine 10. That is, in the state where the control is converged, the amplitude of the first transfer function G corresponds to a value obtained by dividing the amplitude filter coefficient a (last) by the drive torque fluctuation amount trq (last) .
  • the amplitude step size parameter ⁇ a2 corresponds to the amplitude of the first transfer function G when it converged last time. Therefore, even if the equation (57) is applied, the amplitude follow-up performance is not inferior and can be reliably converged at an early stage.
  • the control can be reliably and quickly converged as in the first embodiment. it can. Furthermore, since the first estimated transfer function Gh is not used, it is not necessary to perform identification processing of the first transfer function G, and it is not necessary to pursue identification accuracy. Therefore, the arithmetic processing can be simplified, and the arithmetic processing load can be reduced.
  • the amplitude step size parameter ⁇ a2 is set based on the amplitude filter coefficient a (last) at the time of the previous convergence, but may be set to a constant value. Even if it does in this way, the effect that control can be converged without diverging can be produced. However, in this case, compared with the case where the amplitude step size parameter ⁇ a2 is set based on the amplitude filter coefficient a (last) at the previous convergence, the amplitude tracking performance is inferior and the effect of early convergence is inferior. .
  • ⁇ Third embodiment> In the first embodiment, the processing was performed by replacing Formula (30) and Formula (31) with Formula (32) and Formula (33).
  • the sine wave control signal y (n) is expressed by a relational expression obtained by multiplying the phase filter coefficient ⁇ (n) by a phase multiplication coefficient q larger than 1, as shown in Expression (16). did.
  • the sine wave control signal y (n) is expressed as a relational expression not multiplied by the phase multiplication coefficient q, that is, Expression (60).
  • the residual signal e (n) detected by the residual signal detection unit 140 is expressed by Expression (61).
  • the amplitude update term ⁇ a (n + 1 ) for the amplitude filter coefficient a (n) and the phase update term ⁇ (n + 1) for the phase filter coefficient ⁇ (n) The sine wave term of (32) and the cosine wave term of (33).
  • the control can be finally converged without diverging. Therefore, even when the phase component of the first transfer function G and the phase component of the first estimated transfer function Gh are shifted due to the first transfer function G changing with temperature or aging, the control can be converged. Further, by using the first estimated transfer function Gh, when the accuracy of the first estimated transfer function Gh is high, it is possible to converge quickly.
  • the initial value ⁇ (0) of the phase filter coefficient is not simply set to zero, but is set to the phase filter coefficient ⁇ (last) at the previous convergence. Set based on. In the present embodiment, the initial value ⁇ (0) of the phase filter coefficient is set to zero.
  • the apparatus 300 according to the present embodiment does not include the parameter setting unit 170 as compared with the apparatus 100 according to the fourth embodiment (illustrated in FIG. 1). That is, in the apparatus 100 of the fourth embodiment, the parameter setting unit 170 sets the initial values a (0) and ⁇ (0) , but in the present embodiment, both initial values a (0) and ⁇ (0 ) Is zero. Others have the same configuration.
  • the control can be finally converged without diverging. Therefore, even when the phase component of the first transfer function G and the phase component of the first estimated transfer function Gh are shifted due to the first transfer function G changing with temperature or aging, the control can be converged. Further, by using the first estimated transfer function Gh, when the accuracy of the first estimated transfer function Gh is high, it is possible to converge quickly.
  • ⁇ Sixth embodiment> The active vibration noise suppression device 400 of this embodiment will be described with reference to FIG.
  • the estimated value Gh of the first transfer function G is used in the update formula of the adaptive filter coefficient W.
  • the apparatus 400 of this embodiment does not use the estimated value Gh of the first transfer function G in the update formula of the adaptive filter coefficient W.
  • the device 400 includes a frequency calculation unit 110, a control signal generation unit 120, a generation device 130, a residual signal detection unit 140, and an adaptive filter coefficient update unit 460.
  • symbol is attached
  • the amplitude update term ⁇ a (n + 1) is expressed as shown in Expression (57), substantially in the same manner as the adaptive filter coefficient update unit 260 of the second embodiment.
  • ⁇ (n + 1) is expressed as in Equation (58).
  • the amplitude update term ⁇ a (n + 1) and the phase update term ⁇ (n + 1) are update terms that do not depend on the first estimated transfer function Gh.
  • the phase filter coefficient ⁇ (n) can be converged even if the entire 360 ° range is selected. Therefore, in the equations (30) and (31), even if the phase component ⁇ h G of the first estimated transfer function Gh is not used in the phase component of the periodic function (sin function or cos function), the phase filter coefficient ⁇ (n) Control does not diverge depending on the value. Therefore, even if an update equation that does not use the phase component ⁇ h G is used as in equations (57) and (58), control can be converged.
  • the control can be reliably converged as in the fifth embodiment. Furthermore, since the first estimated transfer function Gh is not used, it is not necessary to perform identification processing of the first transfer function G, and it is not necessary to pursue identification accuracy. Therefore, the arithmetic processing can be simplified, and the arithmetic processing load can be reduced.
  • An averaging method is applied to the amplitude update term ⁇ a (n + 1) and the phase update term ⁇ (n + 1) . That is, the averaging process is applied to one period (0 to T) of the amplitude filter coefficient a (n) and the phase filter coefficient ⁇ (n) to perform an averaging process.
  • the relational expressions of the filter coefficient update terms ⁇ a (n + 1) and ⁇ (n + 1) are derived.
  • the solutions (a, ⁇ ) of the filter coefficients a (n) and ⁇ (n) when the relational expressions of the derived filter coefficient update terms ⁇ a (n + 1) and ⁇ (n + 1) are 0 are obtained.
  • This solution (a, ⁇ ) corresponds to an equilibrium point of the respective filter coefficient update terms ⁇ a (n + 1) and ⁇ (n + 1) .
  • a plurality of equilibrium points (a, ⁇ ) are obtained.
  • the initial value ⁇ (0) of the phase filter coefficient may be set so as to be expressed by the equation (63). That is, the initial value ⁇ (0) of the phase filter coefficient is the central phase in the stable region of control, that is, the phase farthest from the stability limit. Thereby, when the phase filter coefficient ⁇ (n) is updated, it is easy to move in the stable region. That is, it is possible to converge earlier by continuing the stable state.
  • the amplitude update term ⁇ a (n + 1) and the phase update term ⁇ (n + 1) are the update equations shown in equations (32), (33) and equations (57), (58).
  • the amplitude update term ⁇ a (n + 1) and the phase update term ⁇ (n + 1) improve convergence stability to the terms shown in the equations (32), (33) or (57), (58). For this reason, an expression for adding or subtracting another term may be used. That is, at least the amplitude update term ⁇ a (n + 1) and the phase update term ⁇ (n + 1) are update equations including the terms shown in the equations (32), (33) or (57), (58). The above effects can be exhibited.
  • vibration noise generation source engine
  • 20 evaluation point
  • 100, 200, 300, 400 active vibration noise suppression device
  • 110 frequency calculation unit
  • 120 control signal generation unit
  • 130 generation device
  • 140 Residual signal detection unit
  • 150 first estimated transfer function setting unit
  • 160, 260, 460 adaptive filter coefficient update unit
  • 170, 270 parameter setting unit
  • 180 torque fluctuation amount calculation unit

Landscapes

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Abstract

　振動または騒音をより早期に収束させることができる能動型振動騒音抑制装置を提供する。　正弦波制御信号ｙ(n)は、振動または騒音の発生源の周波数、適応フィルタ係数としての振幅フィルタ係数ａ(n)および位相フィルタ係数φ(n)により構成される。そして、正弦波制御信号ｙ(n)は、振幅成分および位相成分を有する正弦波で表され、振幅更新項Δａ(n+1)および位相更新項Δφ(n+1)は、振幅成分および位相成分を有する正弦余弦波項を含む。そこで、正弦波制御信号ｙ(n)はそ)の位相成分に対して１以外の係数を乗算する。もしくは、振幅更新項Δａ(n+1)および位相更新項Δφ(n+1)はそれらの正弦余弦波項の位相成分に対して１以外の係数を乗算する。これにより、振動または騒音を早期に収束させることができる。

Description

能動型振動騒音抑制装置
　本発明は、適応制御を用いて、能動的に振動または騒音を抑制することができる能動型振動騒音抑制装置に関するものである。
　従来、適応制御を用いて能動的に振動または騒音を抑制する装置として、特開平８－４４３７７号公報、特開平８－２７２３７８号公報および特開平５－６１４８３号公報に記載されたものがある。これらの文献には、適応制御アルゴリズムとしてＬＭＳアルゴリズムを適用した制御方法について記載されている。特に、特開平８－４４３７７号公報および特開平８－２７２３７８号公報には、Filtered-X LMSアルゴリズムのうちDXHSアルゴリズムについて記載されている。
　本発明は、振動または騒音をより早期に収束させることができる能動型振動騒音抑制装置を提供することを目的とする。
　（１）第一手段に係る能動型振動騒音抑制装置
　第一手段に係る能動型振動騒音抑制装置は、制御振動または制御音を出力して、評価点における振動または騒音を能動的に抑制する能動型振動騒音抑制装置であって、振動または騒音の発生源の周波数、適応フィルタ係数としての振幅フィルタ係数および位相フィルタ係数により構成される正弦波制御信号ｙ(n)を生成する制御信号生成部と、前記正弦波制御信号ｙ(n)に応じた前記制御振動または制御音を出力する制御振動制御音発生装置と、前記評価点において前記発生源による振動または騒音と前記制御振動または制御音との干渉による残留信号ｅ(n)を検出する残留信号検出部と、前回更新された前記振幅フィルタ係数ａ(n)に対して加減算して更新するための振幅更新項Δａ(n+1)を、前記残留信号ｅ(n)が小さくなるように算出する振幅フィルタ係数更新部と、前回更新された前記位相フィルタ係数φ(n)に対して加減算して更新するための位相更新項Δφ(n+1)を、前記残留信号ｅ(n)が小さくなるように算出する位相フィルタ係数更新部と、を備える。
　そして、前記正弦波制御信号ｙ(n)は、振幅成分および位相成分を有する正弦波で表され、前記振幅更新項Δａ(n+1)および前記位相更新項Δφ(n+1)は、振幅成分および位相成分を有する正弦余弦波項を含み、前記正弦波制御信号ｙ(n)はその位相成分に対して１以外の係数を乗算する、もしくは、前記振幅更新項Δａ(n+1)および前記位相更新項Δφ(n+1)はそれらの正弦余弦波項の位相成分に対して１以外の係数を乗算する。
　本手段によれば、評価点において、制御振動または制御音の位相が、発生源から伝達された振動または騒音の位相に対して早期に逆位相となるように収束させることができる。評価点における振動または騒音自体を早期に収束させることができる。
　以下に、第一手段に係る能動型振動騒音抑制装置の具体的態様として、（具体的態様１）（具体的態様２）（具体的態様３）について記載する。
　（第一手段の具体的態様１）
　また、前記正弦波制御信号ｙ(n)は、位相成分として前記位相フィルタ係数φ(n)に対して１より大きな値を乗算した値を含むようにしてもよい。
　これにより、正弦波制御信号ｙ(n)の位相成分において、位相フィルタ係数更新部において更新された位相フィルタ係数φ(n)をそのままの値として用いるのではなく、位相フィルタ係数φ(n)に１より大きな値を乗算した値を用いる。つまり、更新された位相フィルタ係数φ(n)に比例した値を用いている。これにより、評価点において、制御振動または制御音の位相が、発生源から伝達された振動または騒音の位相に対して早期に逆位相となるように収束させることができる。その結果、評価点における振動または騒音自体を早期に収束させることができる。
　また、前記正弦波制御信号ｙ(n)は、式（１）にて表されるようにしてもよい。これにより、確実に上記効果を奏することができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
　また、前記振幅更新項Δａ(n+1)の前記正弦余弦波項は、式（２）の項であり、前記位相更新項Δφ(n+1)の前記正弦余弦波項は、式（３）の項としてもよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000018
　これにより、上述した効果、すなわち評価点における振動または騒音自体を早期に収束させることができることに加えて、次の効果を奏する。すなわち、正弦波制御信号ｙ(n)が伝達関数Ｇを介して評価点に伝達された場合における当該制御振動または制御音が、振動発生源から評価点に伝達された振動または騒音に対してどのような位相であったとしても、最終的に制御を発散させずに収束させることができる。なお、安定化係数ｍは、１でもよく、１より大きな値でもよい。
　そうすると、式（２）における振幅係数ａ１、位相係数φ１および式（３）における振幅係数ａ２、位相係数φ２は、前記制御信号生成部と前記評価点との間の伝達関数Ｇに依存しない係数とすることができる。振幅更新項Δａ(n+1)および位相更新項Δφ(n+1)における周期関数の位相成分として、伝達関数Ｇに無関係な値としたとしても、最終的に制御を収束させることができる。従って、伝達関数Ｇを同定する必要がなく、かつ、同定精度を追求する必要もない。そのため、演算処理を簡易的にすることができ、かつ、演算処理負荷を低減することができる。
　ここで、振幅係数ａ２および位相係数φ２が伝達関数Ｇに依存しない係数とした場合には、式（２）は、式（４）であり、式（３）は、式（５）とするとよい。これにより、確実に、制御を収束させることができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000019
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000020
　一方、振幅更新項Δａ(n+1)および位相更新項Δφ(n+1)が伝達関数Ｇを用いた項とすることもできる。この場合、前記能動型振動騒音抑制装置は、前記制御信号生成部と前記評価点との間の伝達関数の推定値を予め記憶する推定伝達関数記憶部をさらに備え、式（２）における振幅係数ａ１と位相係数φ１の少なくとも一方、および、式（３）における振幅係数ａ２と位相係数φ２の少なくとも一方は、前記伝達関数の推定値に基づいて得られる係数とするとよい。
　このとき、伝達関数Ｇの位相成分ΦGと推定伝達関数Ｇｈの位相成分ΦｈGとが－９０°～９０°の範囲外となったとしても、最終的には制御が発散せずに収束させることができる。例えば、位相差が１８０°であったとしても、収束させることができる。ただし、伝達関数の同定精度が高ければ、より早く収束させることができる。
　そして、推定伝達関数を用いる場合には、式（２）は、式（６）であり、式（３）は、式（７）とするとよい。これにより、確実に、制御を収束させることができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000021
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000022
　また、前記安定化係数ｍは１より大きな値に設定され、前記位相乗算係数ｑは前記安定化係数ｍより大きな値に設定されるようにするとよい。ここで、ｑ≦ｍの場合には、振幅フィルタ係数ａ(n)が収束値よりも大きな値となるおそれがある。つまり、振幅フィルタ係数ａ(n)がオーバーシュートするおそれがある。しかし、位相乗算係数ｑを安定化係数ｍより大きくすることで、位相を早期に収束させることができるため、オーバーシュートの発生を抑制できる。
　（第一手段の具体的態様２）
　また、前記正弦波制御信号ｙ(n)が式（８）にて表される場合に、前記振幅更新項Δａ(n+1)の前記正弦余弦波項は、式（９）の正弦波項を含み、前記位相更新項Δφ(n+1)の前記正弦余弦波項は、式（１０）の余弦波項を含むようにしてもよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000023
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000024
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000025
　これにより、式（９）に示すように、振幅更新項Δａ(n+1)におけるωの周期関数である正弦波項の位相成分に、前回更新された位相フィルタ係数φ(n)が含まれている。この位相フィルタ係数φ(n)を安定化係数ｍにより除した項を、ωｔ(n)に加算している。さらに、安定化係数ｍは１より大きな値である。また、式（１０）に示すように、位相更新項Δφ(n+1)におけるωの周期関数である余弦波項の位相成分に、前回更新された位相フィルタ係数φ(n)が含まれている。この位相更新項Δφ(n+1)の位相フィルタ係数φ(n)に対しても上記と同じ安定化係数ｍにより除し、当該項をωｔ(n)に加算している。
　これらの更新項によって正弦波制御信号ｙ(n)の適応フィルタ係数Ｗを更新することで、正弦波制御信号ｙ(n)が伝達関数Ｇを介して評価点に伝達された場合における当該制御振動または制御音が、振動発生源から評価点に伝達された振動または騒音に対してどのような位相であったとしても、最終的には制御を発散させずに収束させることができる。
　そうすると、式（９）における振幅係数ａ１、位相係数φ１および式（１０）における振幅係数ａ２、位相係数φ２は、前記制御信号生成部と前記評価点との間の伝達関数Ｇに依存しない係数とすることができる。振幅更新項Δａ(n+1)および位相更新項Δφ(n+1)における正弦余弦波項の位相成分として、伝達関数Ｇに無関係な値としたとしても、最終的に制御を収束させることができる。従って、伝達関数Ｇを同定する必要がなく、かつ、同定精度を追求する必要もない。そのため、演算処理を簡易的にすることができ、かつ、演算処理負荷を低減することができる。
　ここで、振幅係数ａ２および位相係数φ２が伝達関数Ｇに依存しない係数とした場合には、式（９）は、式（１１）であり、式（１０）は、式（１２）とするとよい。これにより、確実に、制御を収束させることができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000026
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000027
　一方、振幅更新項Δａ(n+1)および位相更新項Δφ(n+1)が伝達関数Ｇを用いた項とすることもできる。この場合、前記能動型振動騒音抑制装置は、前記制御信号生成部と前記評価点との間の伝達関数の推定値を予め記憶する推定伝達関数記憶部をさらに備え、式（９）における振幅係数ａ１と位相係数φ１の少なくとも一方、および、式（１０）における振幅係数ａ２と位相係数φ２の少なくとも一方は、前記伝達関数の推定値に基づいて得られる係数とするとよい。
　このとき、伝達関数Ｇの位相成分ΦGと推定伝達関数Ｇｈの位相成分ΦｈGとが－９０°～９０°の範囲外となったとしても、最終的には制御が発散せずに収束させることができる。例えば、位相差が１８０°であったとしても、収束させることができる。ただし、伝達関数の同定精度が高ければ、より早く収束させることができる。
　そして、推定伝達関数を用いる場合には、式（９）は、式（１３）であり、式（１０）は、式（１４）とするとよい。これにより、確実に、制御を収束させることができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000028
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000029
　また、前記位相フィルタ係数の初期値φ(0)は、式（１５）を満たす範囲に設定されるようにしてもよい。ここで、振幅、位相の各フィルタ係数の１周期分（０～Ｔ）に対して平均化処理し（平均化法を適用し）、平均化された１周期分の各フィルタ係数を用いて、各フィルタ係数更新項の関係式を導出する。導出された各フィルタ係数更新項の関係式が０となるときの各フィルタ係数の解（ａ，φ）、すなわち更新項の平衡点を導出する。通常、複数の平衡点（ａ，φ）が得られるため、複数の平衡点（ａ，φ）のそれぞれについて安定解析を行う。そうすると、制御が安定な平衡点（ａ，φ）から、位相フィルタ係数を式（１５）を満たす範囲にすると制御が安定となることが導出される。そこで、位相フィルタ係数の初期値を式（１５）を満たす範囲に設定することで、安定状態から制御を開始することができるため、制御の発散を抑制でき、かつ、早期に収束させることができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000030
　また、前記振幅フィルタ係数は、正数とするとよい。ここで、上記のように、制御が安定する平衡点を導出する。そうすると、制御が安定する平衡点（ａ，φ）から、振幅フィルタ係数を正数にすると制御が安定となることが導出される。そこで、振幅フィルタ係数を正数となるように更新させることで、制御の発散を抑制でき、かつ、早期に収束させることができる。
　（第一手段の具体的態様３）
　また、前記位相フィルタ係数の初期値φ(0)は、前回収束した時の前記位相フィルタ係数φ(last)に基づき設定されるようにしてもよい。ここで、位相フィルタ係数の初期値φ(0)について説明する。能動型振動騒音抑制装置は、適応フィルタを更新して適応制御を行っている。仮に発生源の振動または騒音が一定である場合には、適応制御を実行することで、徐々に制御が収束する。そうすると、評価点における振動または騒音が小さい状態を維持する。このとき、正弦波制御信号ｙ(n)の適応フィルタも収束した状態となる。ただし、実際の制御においては、適応フィルタは僅かに変動するため、完全な一定値でない場合がある。そこで、適応フィルタが変動誤差を考慮した所定範囲に継続して含まれる状態になった場合に、適応フィルタが収束したと判定できる。
　そして、制御の開始においてサンプリング時刻ｎが０になる場合や、演算処理上サンプリング時刻ｎが０となる場合がある。ｎ＝０のときの適応フィルタ係数の初期値を何らかの値として設定する必要がある。ここで、従来では、一般的に、適応フィルタ係数の初期値はゼロとして、徐々に適応させていく処理がされていた。
　これに対して、上述したように、適応フィルタ係数としての位相フィルタ係数の初期値φ(0)を、単にゼロに設定するのではなく、前回収束した時の位相フィルタ係数φ(last)に基づき設定している。このとき、前回収束した時の位相フィルタ係数φ(last)は、前回収束した時点における伝達関数Ｇの位相を考慮した値となっていると考えられる。つまり、位相フィルタ係数の初期値φ(0)は、現在の伝達関数Ｇの経年変化に追従していると言える。従って、制御が発散することを抑制でき、最終的に制御を収束させることができる。
　前記位相フィルタ係数の初期値φ(0)は、前回収束した時の前記位相フィルタ係数φ(last)としてもよい。これにより、位相フィルタ係数の初期値φ(0)を簡易に決定することができ、上記効果を奏することができる。
　また、前記位相フィルタ係数の初期値φ(0)は、前回収束した時の前記位相フィルタ係数φ(last)、前回収束した時の周波数ｆ、および、現在の周波数ｆに基づき設定されるようにしてもよい。これにより、前回収束した時の周波数ｆと現在の周波数ｆが変化した場合であっても、周波数ｆに応じた位相フィルタ係数の初期値φ(0)を設定できる。その結果、早期に収束させることができる。
　この場合、前記振幅フィルタ係数の初期値ａ(0)は、現在の周波数ｆに基づき設定されるようにしてもよい。これにより、早期に収束させることができる。
　また、前記振幅更新項Δａ(n+1)のステップサイズパラメータは、前回収束した時の前記振幅フィルタ係数ａ(last)に基づき設定されるようにしてもよい。従来、振幅更新項Δａ(n+1)のステップサイズパラメータは、従来は一定値に設定されることが一般的であった。これに対して、振幅更新項Δａ(n+1)のステップサイズパラメータを前回収束した時の振幅フィルタ係数ａ(last)に基づいて設定することで、早期に収束させることができる。
　また、伝達関数Ｇの振幅も、位相と同様に、経年によって変化することがある。そして、前回収束した時の振幅フィルタ係数ａ(last)は、前回収束した時点における伝達関数Ｇの振幅を考慮した値となっていると考えられる。つまり、振幅更新項Δａ(n+1)のステップサイズパラメータは、現在の伝達関数Ｇの経年変化に追従していると言える。従って、確実に早期に収束させることができる。
　また、前記能動型振動騒音抑制装置は、エンジンを有する車両に適用され、前記振幅更新項Δａ(n+1)のステップサイズパラメータは、前回収束した時の前記振幅フィルタ係数ａ(last)を、前記エンジンの駆動トルク変動量trq(last)で除した値（割った値）の比例値に設定されるようにしてもよい。
　ここで、エンジンを振動または騒音の発生源とした場合には、エンジンから評価点に伝達される振動または騒音は、エンジンの駆動トルク変動量trqに比例する。つまり、制御が収束している状態において、制御信号を出力してから評価点までの伝達関数Ｇの振幅は、振幅フィルタ係数ａ(last)を、駆動トルク変動量trq(last)で除した値に対応する。そして、上記したように、振幅更新項Δａ(n+1)のステップサイズパラメータに、前回収束した時の振幅フィルタ係数ａ(last)を前回収束した時の駆動トルク変動量trq(last)で除した値の比例値を設定することで、当該ステップサイズパラメータが、前回収束した時の伝達関数Ｇの振幅に対応する。従って、確実に早期に収束させることができる。
　（第二手段に係る能動型振動騒音抑制装置）
　本手段は、上記第一手段における具体的態様３を抽出した手段である。すなわち、本手段に係る能動型振動騒音抑制装置は、制御振動または制御音を出力して、評価点における振動または騒音を能動的に抑制する能動型振動騒音抑制装置であって、振動または騒音の発生源の周波数、適応フィルタとしての振幅フィルタ係数および位相フィルタ係数により構成される正弦波制御信号ｙ(n)を生成する制御信号生成部と、前記正弦波制御信号ｙ(n)に応じた前記制御振動または制御音を出力する制御振動制御音発生装置と、前記評価点において前記発生源による振動または騒音と前記制御振動または制御音との干渉による残留信号ｅ(n)を検出する残留信号検出部と、前回更新された前記振幅フィルタ係数ａ(n)に対して加減算して更新するための振幅更新項Δａ(n+1)を、前記残留信号ｅ(n)が小さくなるように算出する振幅フィルタ係数更新部と、前回更新された前記位相フィルタ係数φ(n)に対して加減算して更新するための位相更新項Δφ(n+1)を、前記残留信号ｅ(n)が小さくなるように算出する位相フィルタ係数更新部とを備える。そして、前記位相フィルタ係数の初期値φ(0)は、前回収束した時の前記位相フィルタ係数φ(last)に基づき設定される。
　本手段によれば、適応フィルタ係数としての位相フィルタ係数の初期値φ(0)を、単にゼロに設定するのではなく、前回収束した時の位相フィルタ係数φ(last)に基づき設定している。このとき、前回収束した時の位相フィルタ係数φ(last)は、前回収束した時点における伝達関数Ｇの位相を考慮した値となっていると考えられる。つまり、位相フィルタ係数の初期値φ(0)は、現在の伝達関数Ｇの経年変化に追従していると言える。従って、制御が発散することを抑制でき、最終的に制御を収束させることができる。そして、本手段に対して、上述した第一手段の具体的態様３に記載の各態様を同様に適用でき、実質的に同様の効果を奏する。
第一実施形態：能動型振動騒音抑制装置を示す制御ブロック図である。 式（５６）において、ｑ＝ｐ＝３、かつ、（３ΦG－ΦｈG）＝０の場合に、ｎ＝０，１のそれぞれにおける位相フィルタ係数φ(t)の範囲を示す。 式（５６）において、ｑ＝ｐ＝３の場合に、ｎ＝－１，０，１のときの安定領域および不安定領域を示す。横軸は、（３ΦG－ΦｈG）であり、縦軸は、φである。 第一実施形態：第一伝達関数Ｇの位相成分ΦGと第一推定伝達関数Ｇｈの位相成分ΦｈGの位相差が１５０°の場合の解析結果における残留信号を示す。 上記解析結果における正弦波制御信号を示す。 上記解析結果における振幅フィルタ係数を示す。 上記解析結果における位相フィルタ係数を示す。 第二実施形態：能動型振動騒音抑制装置を示す制御ブロック図である。 第四実施形態：第一伝達関数Ｇの位相成分ΦGと第一推定伝達関数Ｇｈの位相成分ΦｈGの位相差が１５０°の場合の解析結果における残留信号を示す。 上記解析結果における正弦波制御信号を示す。 上記解析結果における振幅フィルタ係数を示す。 上記解析結果における位相フィルタ係数を示す。 第五実施形態：能動型振動騒音抑制装置を示す制御ブロック図である。 第五実施形態：第一伝達関数Ｇの位相成分ΦGと第一推定伝達関数Ｇｈの位相成分ΦｈGの位相差が１５０°の場合の解析結果における残留信号を示す。 上記解析結果における正弦波制御信号を示す。 上記解析結果における振幅フィルタ係数を示す。 上記解析結果における位相フィルタ係数を示す。 第六実施形態：能動型振動騒音抑制装置を示す制御ブロック図である。
　以下に本発明の実施形態について説明する。まずは各実施形態の概要を説明し、後に詳細に説明する。
　第一実施形態は、正弦波制御信号ｙ(n)を、その位相成分としての位相フィルタ係数φ(n)に対して、位相乗算係数ｑ（ｑ＞１）を乗算した関係式とする。さらに、第一実施形態は、振幅更新項Δａ(n+1)の正弦波項および位相更新項Δφ(n+1)の余弦波項を、それらの位相成分に安定化係数ｍ（ｍ≧１）で除算した関係式とする。さらに、第一実施形態は、位相フィルタ係数の初期値φ(0)を、前回収束した時の位相フィルタ係数φ(last)に基づき設定する。
　第二実施形態は、第一実施形態に対して、適応フィルタ係数Ｗの更新式において、第一伝達関数Ｇの推定値Ｇｈを用いないようにする。
　第三実施形態は、第一実施形態に対して、振幅フィルタ係数ａ(n+1)の更新項Δａ(n+1)および位相フィルタ係数φ(n) の更新項Δφ(n+1)を、他の関係式（置き換え前の更新項、すなわちｍ＝１の更新項）とする。
　第四実施形態は、第一実施形態に対して、正弦波制御信号ｙ(n)を、その位相成分としての位相フィルタ係数φ(n)に位相乗算係数ｑを乗算しない関係式とする。すなわち、ｑ＝１の場合に相当する。
　第五実施形態は、第四実施形態に対して、位相フィルタ係数の初期値φ(0)をゼロとする。
　第六実施形態は、第五実施形態に対して、適応フィルタ係数Ｗの更新式において、第一伝達関数Ｇの推定値Ｇｈを用いないようにする。
　＜第一実施形態＞
　（１．能動型振動騒音抑制装置の概要）
　能動型振動騒音抑制装置１００の概要について説明する。能動型振動騒音抑制装置１００は、種々の発生源が振動または騒音を発生する場合に、所望の位置（評価点）において抑制対象の振動または騒音を能動的に抑制するために、正弦波制御信号ｙ(n)に応じた制御振動または制御音を発生させる装置である。つまり、抑制対象の振動または騒音に対して制御振動または制御音を合成させることで、所定位置（評価点）において、制御振動または制御音が抑制対象の振動または騒音を打ち消すように作用する。その結果、評価点において、抑制対象の振動または騒音が抑制されることになる。
　ここで、自動車を例にあげて説明する。自動車において、エンジン（内燃機関）が振動騒音発生源となり、エンジンによって発生した振動や騒音が車室内に伝達されないようにすることが望まれる。そこで、エンジンによって発生した振動または騒音を能動的に抑制するために、発生装置によって制御振動または制御音を発生させる。なお、以下において、能動型振動騒音抑制装置は、自動車に適用し、エンジンによって発生される振動または騒音を抑制する装置を例に挙げて説明するが、これに限られるものではない。抑制すべき振動や騒音を発生するものであれば、全てに適用できる。
　また、能動型振動騒音抑制装置による適応制御アルゴリズムは、適応最小平均自乗フィルタ（Filtered-X LMS）、特にDXHSアルゴリズムを用いる。つまり、当該装置は、適応フィルタ係数Ｗ(n)としての振幅フィルタ係数ａ(n)，位相フィルタ係数φ(n)を算出し、当該フィルタ係数ａ(n)，φ(n)をおよびエンジンの振動または騒音の角周波数ωを用いて正弦波制御信号ｙ(n)を生成し、正弦波制御信号ｙ(n)に応じた制御振動または制御音を出力して、評価点２０における振動または騒音を能動的に抑制する装置である。
　（２．能動型振動騒音抑制装置の詳細構成）
　能動型振動騒音抑制装置１００の詳細構成について、図１を参照して説明する。能動型振動騒音抑制装置１００は、上述したように、DXHSアルゴリズムを用いた適応制御を適用する。そして、図１に示すように、能動型振動騒音抑制装置１００は、エンジン制御部３０によりエンジン（図１においては、「Ｅ／Ｇ」と記載）１０が駆動されているとき、エンジン１０によって発生される抑制対象の振動または騒音が第二伝達関数Ｈを介して評価点２０に伝達する場合に、評価点２０における振動または騒音を低減するための装置である。
　能動型振動騒音抑制装置１００は、周波数算出部１１０と、制御信号生成部１２０と、発生装置１３０と、残留信号検出部１４０と、第一推定伝達関数設定部（以下、「Ｇｈデータ設定部」と称する）１５０と、適応フィルタ係数更新部１６０と、パラメータ設定部１７０とを備えている。なお、数式および図面において、推定値を意味する「＾」を用いるが、明細書の本文においては記載の都合上、推定値「ハット（＾）」は「ｈ」と記載する。以下に、能動型振動騒音抑制装置１００の各構成について説明する。
　周波数算出部１１０は、エンジン１０の回転数を検出する回転検出器（図示せず）から周期性のパルス信号を入力し、当該パルス信号に基づいて、エンジン１０が発生する振動または騒音（抑制対象振動等）の主成分の周波数ｆを算出する。なお、この周波数ｆに２πを乗算した値は、角周波数ωとなる。つまり、周波数算出部１１０は、角周波数ωを算出することもできる。
　制御信号生成部１２０は、正弦波制御信号ｙ(n)を生成する。正弦波制御信号ｙ(n)は、式（１６）のように表される。ここで、添字の(n)は、サンプリング数（時間ステップ）を表す添字である。つまり、式（１６）および式（１７）より明らかなように、正弦波制御信号ｙ(n)は、角周波数ωと、適応フィルタ係数Ｗ(n)としての振幅フィルタ係数ａ(n)および位相フィルタ係数φ(n)とを構成成分に含む、時刻ｔ(n)における信号である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000031
　ここで、式（１６）における角周波数ωは、周波数算出部１１０により算出された周波数ｆに基づいて算出した値、または、周波数算出部１１０にて算出した値である。従って、正弦波制御信号ｙ(n)は、エンジン１０による振動または騒音の主成分の周波数ｆに応じた値となる。さらに、式（１６）に示すように、周期関数（sin関数）の位相として、位相フィルタ係数φ(n)に対して１より大きな位相乗算係数ｑを乗算した値を、ωｔ(n)に加算するようにする。また、式（１６）における振幅フィルタ係数ａ(n)および位相フィルタ係数φ(n)は、式（１７）に示すように、DXHSアルゴリズムにおける適応フィルタ係数Ｗ(n)であり、適応的に更新される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000032
　この適応フィルタ係数Ｗ(n)の更新式は、式（１８）にて表される。このように、適応フィルタ係数Ｗ(n+1)は、前回値Ｗ(n)に対して更新項ΔＷ(n+1)を加減算して更新される。そして、更新項ΔＷ(n+1)は、後述する適応フィルタ係数更新部１６０によって適応的に決定される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000033
　この式（１８）を、振幅フィルタ係数ａ(n)と位相フィルタ係数φ(n)のそれぞれで表した場合には、式（１９）および式（２０）のようになる。つまり、式（１９）に示すように、振幅フィルタ係数ａ(n+1)は、前回更新された振幅フィルタ係数ａ(n)に対して振幅更新項Δａ(n+1)を加減算して更新される。また、式（２０）に示すように、位相フィルタ係数φ(n+1)は、前回更新された位相フィルタ係数φ(n)に対して位相更新項Δφ(n+1)を加減算して更新される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000034
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000035
　ここで、振幅フィルタ係数の初期値ａ(0)および位相フィルタ係数φ(0)は、後述するパラメータ設定部１７０にて設定される。ここで、サンプリング時刻ｎは、エンジン１０を始動することによりリセットされるようにしてもよい。この場合、サンプリング時刻ｎがゼロ（０）となる場合とは、エンジン１０を始動したときとなる。この他に、演算処理において、ｎが取り得る最大値ｎ(max)に到達したときにも、ｎ＝０となる。
　発生装置１３０は、実際に振動や音を発生する装置である。この発生装置１３０は、制御信号生成部１２０によって生成された正弦波制御信号ｙ(n)に基づいて駆動する。例えば、制御振動を発生させる発生装置１３０は、例えば、車両の駆動系に連結されるフレームやサスペンションメンバなどのサブフレームに配置される振動発生装置である。また、制御音を発生させる発生装置１３０は、例えば、車室内に配置されるスピーカー等である。発生装置１３０が例えばソレノイドやボイスコイルなどのように磁力を用いて制御振動や制御音を発生させる装置の場合には、コイル（図示せず）に供給する電流、電圧または電力を、各時刻ｔ(n)における正弦波制御信号ｙ(n)に応じるように駆動することで、発生装置１３０が正弦波制御信号ｙ(n)に応じた制御振動または制御音を発生する。
　そうすると、評価点２０においては、発生装置１３０によって発生された制御振動または制御音が伝達系Ｇ１を介して伝達された制御振動または制御音Ｚ(n)が、エンジン１０によって発生された抑制対象の振動または騒音が第二伝達関数Ｈを介して伝達された振動騒音Ｘ(n)に対して干渉する。
　そこで、残留信号検出部１４０は、評価点２０に配置されており、評価点２０において干渉による残留振動または残留騒音（本発明における「残留信号」に相当する）ｅ(n)を検出する。この残留信号ｅ(n)は、式（２１）で表される。例えば、残留振動を検出する残留信号検出部１４０としては、加速度センサなどを適用できる。また、残留音を検出する残留信号検出部１４０としては、吸音マイクなどを適用できる。残留信号検出部１４０によって検出される残留信号ｅ(n)がゼロになることが理想状態である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000036
　ここで、第一伝達関数Ｇは、制御信号生成部１２０と評価点２０との間の伝達系の伝達関数である。つまり、第一伝達関数Ｇは、発生装置１３０そのものの伝達関数と、発生装置１３０と評価点２０との間の伝達系Ｇ１の伝達関数とを含む。そして、第一伝達関数Ｇは、周波数ｆに応じた振幅成分ＡGと位相成分ΦGとにより表される。また、第二伝達関数Ｈは、エンジン１０と評価点２０との間の伝達系の伝達関数である。つまり、第二伝達関数Ｈは、振幅成分ＡHと位相成分ΦHとにより表される。そうすると、式（２１）は、式（２２）のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000037
　Ｇｈデータ設定部１５０には、公知の伝達関数同定処理により算出された第一推定伝達関数Ｇｈ（第一伝達関数Ｇの推定値）が記憶されている。そして、第一伝達関数Ｇは、周波数ｆに応じた振幅成分ＡGと位相成分ΦGとにより表される。そこで、式（２３）に示すように、第一推定伝達関数Ｇｈとしては、周波数ｆに応じた振幅成分ＡｈGと位相成分ΦｈGとにより表される。なお、式（２３）においては、第一推定伝達関数Ｇｈ、振幅成分ＡｈGおよび位相成分ΦｈGは、周波数ｆに応じたものとなるため、ｆの関数であることを明記するために、それぞれＧｈ（ｆ）、ＡｈG（ｆ）およびΦｈG（ｆ）と記載している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000038
　そして、Ｇｈデータ設定部１５０は、記憶されている第一推定伝達関数Ｇｈの中から、周波数算出部１１０にて算出された周波数ｆに応じた第一推定伝達関数Ｇｈを選択する。つまり、Ｇｈデータ設定部１５０は、周波数算出部１１０にて算出された周波数ｆに応じた振幅成分ＡｈGおよび位相成分ΦｈGを決定する。
　適応フィルタ係数更新部１６０（本発明の「振幅フィルタ係数更新部」および「位相フィルタ係数更新部」に相当する）は、残留信号ｅ(n)が小さくなるように、制御信号生成部１２０にて生成される適応フィルタ係数Ｗ(n)に対して加減算するための更新項ΔＷ(n+1)を算出する。適応フィルタ係数Ｗ(n)は、上述したように、振幅フィルタ係数ａ(n)と位相フィルタ係数φ(n)とにより構成される。つまり、適応フィルタ係数更新部１６０は、振幅フィルタ係数ａ(n)に対して加減算するための振幅更新項Δａ(n+1)、および、位相フィルタ係数φ(n)に対して加減算するための位相更新項Δφ(n+1)を算出する。
　この適応フィルタ係数更新部１６０は、残留信号ｅ(n)に基づき設定された評価関数Ｊ(n)を最小とするように適応フィルタ係数Ｗ(n)の更新項ΔＷ(n+1)を算出する。また、DXHSアルゴリズムを適用するため、適応フィルタ係数更新部１６０は、更新項ΔＷ(n+1)の算出に際して、周波数算出部１１０により算出された周波数ｆ（または角周波数ω）、並びに、Ｇｈデータ設定部１５０により決定された第一推定伝達関数Ｇｈの振幅成分ＡｈGおよび位相成分ΦｈGを用いる。
　以下に、適応フィルタ係数更新部１６０において、適応フィルタ係数Ｗ(n)の更新項ΔＷ(n+1)の導き方について説明する。評価関数Ｊ(n)を式（２４）のように定義する。つまり、評価関数Ｊ(n)は、残留信号検出部１４０により検出される残留信号ｅ(n)の二乗とする。つまり、評価関数Ｊ(n)が最小となるような正弦波制御信号ｙ(n)を求める。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000039
　次に、LMSアルゴリズムにおける勾配ベクトル▽(n)を式（２５）に従って算出する。勾配ベクトル▽(n)は、評価関数Ｊ(n)を適応フィルタ係数Ｗ(n)で偏微分して得られる。そうすると、勾配ベクトル▽(n)は、式（２５）の右辺のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000040
　そして、式（２６）に示すように、算出した勾配ベクトル▽(n)にステップサイズパラメータμを乗じた項を、更新項ΔＷ(n+1)とする。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000041
　式（１８）と式（２６）より、適応フィルタ係数Ｗ(n)の更新式は、式（２７）のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000042
　ここで、適応フィルタ係数Ｗ(n)は、上述したように、振幅フィルタ係数ａ(n)と位相フィルタ係数φ(n)とにより構成される。そして、式（２２）における第一伝達関数Ｇの振幅成分ＡGと位相成分ΦGとのそれぞれを第一推定伝達関数Ｇｈの振幅成分ＡｈGおよび位相成分ΦｈGに置き換えて、式（２７）を演算する。そうすると、振幅フィルタ係数ａ(n)に対する振幅更新項Δａ(n+1)は、式（２８）のような正弦波項にて表され、位相フィルタ係数φ(n)に対する位相更新項Δφ(n+1)は、式（２９）のような余弦波項にて表される。ここで、式（２８）の（１／ＡｈG）は、振幅フィルタ係数ａ(n)の更新に対して正規化処理を加えたものである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000043
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000044
　ここで、式（２８）（２９）の更新項を適用した場合には、第一伝達関数Ｇの位相成分ΦGと第一推定伝達関数Ｇｈの位相成分ΦｈGとのずれが、－９０°～９０°の範囲であれば、制御を収束させることができる。しかし、位相のずれが－９０°～９０°の範囲を超えると、制御の不安定領域となり、制御が発散するおそれがある。そこで、式（２８）および式（２９）を、式（３０）および式（３１）に置き換える。つまり、式（３０）（３１）は、式（２８）（２９）の更新項の式において位相乗算係数ｑを削除したものとする。ただし、式（１６）に示す正弦波制御信号ｙ(n)における位相乗算係数ｑはそのまま残しておく。このようにすることで、制御が発散することなく、収束させることができる。この理論については、後述する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000045
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000046
　さらに、確実に収束させるために、式（３０）および式（３１）を式（３２）の正弦波項および式（３３）の余弦波項に置き換える。つまり、それぞれの更新項の式において、前回更新された位相フィルタ係数φ(n)に対して、１より大きな値である安定化係数ｍにより除算する。ただし、位相乗算係数ｑは、安定化係数ｍより大きな値とする。さらに、それぞれの更新項の式において、第一推定伝達関数Ｇｈの位相成分ΦｈGに対して任意の係数ｐにより除算する。この係数ｐは、１を含み、１以外の数であってもよい。このようにすることで、確実に収束させることができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000047
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000048
　そうすると、振幅フィルタ係数ａ(n)の更新式は式（３４）のように表され、位相フィルタ係数φ(n)の更新式は式（３５）のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000049
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000050
　このようにして、適応フィルタ係数更新部１６０は、振幅フィルタ係数ａ(n)に対する振幅更新項Δａ(n+1)、および、位相フィルタ係数φ(n)に対する位相更新項Δφ(n+1)を算出する。つまり、制御信号生成部１２０において、当該更新項Δａ(n+1)、Δφ(n+1)を用いて正弦波制御信号ｙ(n)を適応的に更新することができる。
　パラメータ設定部１７０は、制御信号生成部１２０において、正弦波制御信号ｙ(0)の適応フィルタ係数Ｗ(n)としての初期値Ｗ(0)を設定する。具体的には、パラメータ設定部１７０は、振幅フィルタ係数の初期値ａ(0)および位相フィルタ係数の初期値φ(0)を設定する。ここで、初期値ａ(0)，φ(0)におけるサンプリング時刻ｎ＝０のときとは、上述したように、例えば、エンジン１０を始動したときなどとする。この場合、サンプリング時刻ｎは、エンジン１０が始動してからエンジン１０が停止するまでの間増加していく。この他に、演算処理において、ｎが取り得る最大値ｎ(max)に到達したときにも、ｎ＝０となる。
　まず、振幅フィルタ係数の初期値ａ(0)は、式（３６）に示すように、０とする。位相フィルタ係数の初期値φ(0)は、式（３７）に示すように、前回収束した時の位相フィルタ係数φ(last)としている。なお、式（３７）では、初期値φ(0)を前回収束した時の位相フィルタ係数φ(last)としているが、当該位相フィルタ係数φ(last)の比例値などとしてもよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000051
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000052
　ここで、パラメータ設定部１７０は、初期値φ(0)として用いる位相フィルタ係数φ(last)を以下のようにして取得して記憶している。残留信号検出部１４０により検出された残留信号ｅ(n)を常に取得しており、残留信号ｅ(n)の絶対値がゼロに近い設定値以下となるか否かを判定し、制御が収束したか否かを判定する。制御が収束したか否かの判定は、残留信号ｅ(n)の他に、振幅フィルタ係数ａ(n)の振幅更新項Δａ(n+1)または位相フィルタ係数φ(n)の位相更新項Δφ(n+1)の絶対値がゼロに近い設定値以下となるか否かにより判定することもできる。そして、パラメータ設定部１７０は、制御が収束したと判定されたときの位相フィルタ係数φ(last)を制御信号生成部１２０から取得する。パラメータ設定部１７０は、このようにして取得した前回収束した時の位相フィルタ係数φ(last)を記憶している。
　ここで、上記式（３６）においては、振幅フィルタ係数の初期値ａ(0)を常に０とした。この他に、振幅フィルタ係数の初期値ａ(0)を周波数ｆに応じた値に設定することもできる。この場合、例えば、パラメータ設定部１７０が、周波数ｆに応じた振幅フィルタ係数の初期値ａ(0)に関するマップを記憶しておき、現在の周波数ｆと当該マップに記憶されている情報とに基づいて振幅フィルタ係数の初期値ａ(0)を設定する。このように現在の周波数ｆに応じた振幅フィルタ係数の初期値ａ(0)を設定することで、早期の収束を実現できる。
　また、上記式（３７）においては、位相フィルタ係数の初期値φ(0)は、前回収束した時の位相フィルタ係数φ(last)とした。この他に、位相フィルタ係数の初期値φ(0)は、周波数ｆに応じた値に設定することもできる。この場合、位相フィルタ係数の初期値φ(0)は、前回収束した時の位相フィルタ係数φ(last)と前回収束した時の周波数ｆを記憶しておき、前回収束した時の周波数ｆを現在の周波数ｆに変換するための係数を前回収束した時の位相フィルタ係数φ(last)に乗算した値としてもよい。例えば、パラメータ設定部１７０が、周波数ｆに応じた位相フィルタ係数の変換係数（比例係数）に関するマップを記憶しておき、前回収束した時の位相フィルタ係数φ(last)に当該変換係数を乗算した値を位相フィルタ係数の初期値φ(0)とする。このように現在の周波数ｆに応じた位相フィルタ係数の初期値φ (0)を設定することで、早期の収束を実現できる。
　このように、パラメータ設定部１７０が周波数ｆに基づきそれぞれの初期値を設定する場合には、図１において、周波数算出部１１０からパラメータ設定部１７０への情報の伝達が行われる。すなわち、図１において、周波数算出部１１０からパラメータ設定部１７０への破線の矢印により表される。なお、上記したように周波数ｆに応じない初期値を設定する実施形態においては、周波数算出部１１０からパラメータ設定部１７０への情報の伝達は行われないため、図１において破線の矢印にて図示した。
　（２．理論説明）
　次に、上述したように振幅フィルタ係数ａ(n)に対する振幅更新項Δａ(n+1)、および、位相フィルタ係数φ(n)に対する位相更新項Δφ(n+1)を更新する場合の理論説明を行う。上述したDXHSアルゴリズムの基本式は、式（２２）、式（３０）および式（３１）を連続時間で表記すると、式（３８）のように表される。ただし、実際には、式（３０）（３１）ではなく、式（３２）（３３）を適用していることは、上述したとおりである。なお、以下において、（ｔ）は、時刻ｔの関数を表す。また、φimag(t)＝ｑ×φ(t)と定義し、μφ11＝ｑ×μφ1と定義している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000053
　ここで、式（３８）において、より簡易的にするために、振幅成分ＡGおよびＡｈGを省略して、更新項da/dtを正規化前に戻す。そうすると、式（３８）は式（３９）のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000054
　制御が安定している場合を考えると、ｔ→∞のときにｅ2→０となればよい。つまり、ｔが十分に大きい場合に、式（４０）を満たしていれば、制御が安定保証される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000055
　そこで、式（３９）の第一式より、式（４１）のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000056
　式（４１）に式（３９）の第二式および第三式を代入して展開すると、式（４２）のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000057
　ここで、式（４２）の右辺の第一項に式（３９）の第一式を代入して計算すると、式（４３）のようになる。また、式（４２）の右辺の第三項に式（３９）の第一式を代入して計算すると、式（４４）のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000058
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000059
　そして、式（４３）と式（４４）を加算すると、式（４５）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000060
　ここで、式（４２）の右辺の第二項を計算すると、式（４６）のようになる。また、式（４５）の右辺の第四項を計算すると、式（４７）のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000061
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000062
　そして、式（４６）と式（４７）を加算すると、式（４８）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000063
　式（４５）および式（４８）より、式（４２）は、式（４９）のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000064
　ここで、式（４９）において、第五項目以外は全て２ωの周期関数となっている。そして、ｔ→∞のときに制御が収束している状態を考えるため、ｔ→∞のときにｅ(t)、ａ(t)、φ(t)が一定値に収束することになる。そうすると、ｔ→∞のときに、式（４９）の第一項から第四項までの周期関数の和が一定値にならなければならない。ただし、一定値は、ゼロとは限らず、ゼロ以外の値であってもよい。
　そして、上記の一定値を導き出すために、それぞれの周期関数の平均値を算出する。式（４９）の第一項から第四項までの周期関数は、全て２ωの関数であり、時間が十分に経過していると仮定すると、それぞれの周期関数の平均値はゼロとなる。このことは、式（５０）より導き出すことができる。ここで、Ｔは周期を表す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000065
　従って、式（４９）の第一項から第四項までの周期関数の和の収束値は、ゼロと推定できる。そうすると、式（４９）において、第五項のみを検討すれば足りる。そこで、式（４０）および式（４９）の第五項より、制御が安定保証されるためには、少なくとも式（５１）の条件を満たしている必要がある。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000066
　ここで、式（５２）より、式（５３）の条件が必要となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000067
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000068
　式（５３）より、式（５４）の条件が必要となる。ただし、ｎは整数である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000069
　そして、現在、ｑ＞１であり、ｐは任意係数であるため、式（５４）は式（５５）のように展開することができる。つまり、ｔ→∞の時に、式（５５）を満たすような位相フィルタ係数φ(t)を設定することで、制御が発散しない。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000070
　ここで、本実施形態とは異なる一般的なDXHSアルゴリズムの場合には、式（５３）においてｑ＝１の場合となる。このとき、実際の第一伝達関数Ｇの位相成分ΦGと第一推定伝達関数Ｇｈの位相成分ΦｈGとの位相ずれが－９０°～９０°の範囲であれば、ｑ＝１とした式（５３）の条件を満たす。つまり、位相ずれが－９０°～９０°の範囲のときに安定性が保証される。しかしながら、ｑ＝１の場合には、－９０°～９０°の範囲外になると、制御が発散する。これに対して、本実施形態においては、ｑ＞１であるため、上述したように、式（５５）を満たせば、制御が収束する。例えば、ｑ＝３とし、ｐ＝３とした場合には、式（５５）は式（５６）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000071
　式（５６）において、伝達関数位相差（３ΦG－ΦｈG）＝０の場合、位相フィルタ係数φ(t)の範囲は、ｎ＝０のときに－１３５°～＋１３５°となり、ｎ＝１のときに＋４０５°～＋６７５°、すなわち＋４５°～－４５°となる。この範囲を－１８０°～＋１８０°の範囲で示すと図２に示すようになる。つまり、ｎ＝０，１とした場合には、ｎ＝０とｎ＝１の２つの場合におけるトータルの位相フィルタ係数φ(t)は３６０°全範囲を選択することができる。また、ｎ＝－１のときには－６７５°～－４０５°、すなわち＋４５°～－４５°となる。つまり、ｎ＝０，－１とした場合にも、上記同様となる。
　次に、伝達関数位相差（３ΦG－ΦｈG）が０以外の場合についても考える。この場合、式（５６）において、ｎ＝－１，０，１とした場合に、それぞれの安定領域と不安定領域は図３に示すようになる。この関係から、位相フィルタ係数φ(t)の範囲をどの範囲で設定可能とすればよいかを検討する。
　ｑ＝ｐ＝３の場合には、ｎ＝０，１の位相フィルタ係数φ(t)は３６０°のどこでも選択でき、かつ、伝達関数位相差－７２０°＜（３ΦG－ΦｈG）＜＋７２０°である。つまり、ｎ＝０、かつ、（３ΦG－ΦｈG）＝－７２０°のときに、＋２２５°＜φ(t)＜＋４９５°となる。ｎ＝１、かつ、（３ΦG－ΦｈG）＝－７２０°のときに、＋７６５°＜φ(t)＜＋１０３５°となる。ｎ＝０、かつ、（３ΦG－ΦｈG）＝＋７２０°のときに、－４９５°＜φ(t)＜－２２５°となる。ｎ＝１、かつ、（３ΦG－ΦｈG）＝＋７２０°のときに、４５°＜φ(t)＜３１５°となる。これらの範囲から、－４９５°＜φ(t)＜＋１０３５°としておけば、制御が発散しない、すなわち制御が収束するようにできる。また、ｑ＝ｐ＝３で、ｎ＝０，－１とした場合には、上記と同様な考え方により、－１０３５°＜φ(t)＜＋４９５°としておけば、制御が発散しない。
　（解析）
　次に、上記実施形態について、第一伝達関数Ｇの位相成分ΦGと第一推定伝達関数Ｇｈの位相成分ΦｈGとの位相差が１８０°の場合であり、位相乗算係数ｑ＝３，ｍ＝２とした場合について解析を行った。この解析結果を図４Ａ～図４Ｄに示す。図４Ａに示すように、残留信号ｅが収束していることが分かる。このときの正弦波制御信号ｙは図４Ｂに示すとおりである。そして、図４Ｃおよび図４Ｄに示すように、振幅フィルタ係数ａおよび位相フィルタ係数φがそれぞれ収束していることが分かる。特に、図４Ｄに示すように、位相フィルタ係数φが振幅フィルタ係数ａに比べて早期に収束していることが分かる。
　このように、位相差が１８０°であったとしても、最終的に制御を発散させることなく、かつ、早期に収束させることができる。従って、第一伝達関数Ｇが温度や経年によって変化することによって第一伝達関数Ｇの位相成分と第一推定伝達関数Ｇｈの位相成分とがずれたとしても、制御を早期に収束させることができる。さらに、第一推定伝達関数Ｇｈを用いることで、第一推定伝達関数Ｇｈの精度が高い場合には、早く収束させることができる。さらに、振幅フィルタ係数ａは、収束値よりも大きな値となることなく、収束している。つまり、振幅フィルタ係数ａがオーバーシュートしていない。従って、収束するまでの間、振動が大きくなることを抑制できる。
　また、上述したように、位相フィルタ係数の初期値φ(0)を、単にゼロに設定するのではなく、前回収束した時の位相フィルタ係数φ(last)に基づき設定している。このとき、前回収束した時の位相フィルタ係数φ(last)は、前回収束した時点における伝達関数Ｇの位相を考慮した値となっていると考えられる。つまり、位相フィルタ係数の初期値φ(0)は、現在の伝達関数Ｇの経年変化に追従していると言える。従って、制御が発散することを抑制でき、最終的に制御を収束させることができる。
　ここで、上記実施形態において、位相フィルタ係数の初期値φ(0)を、単にゼロに設定することもできる。このようにしたとしても、制御が発散せずに収束させることができるという効果を奏することはできる。しかし、この場合には、位相フィルタ係数の初期値φ(0)を前回収束した時の位相フィルタ係数φ(last)に基づき設定する場合に比べて、早期収束の効果は劣る。
　＜第二実施形態＞
　本実施形態の能動型振動騒音抑制装置２００について、図５を参照して説明する。第一実施形態においては、適応フィルタ係数Ｗの更新式において、第一伝達関数Ｇの推定値Ｇｈを用いた。これに対して、本実施形態の能動型振動騒音抑制装置２００は、適応フィルタ係数Ｗの更新式において、第一伝達関数Ｇの推定値Ｇｈを用いない。
　能動型振動騒音抑制装置２００は、周波数算出部１１０と、制御信号生成部１２０と、発生装置１３０と、残留信号検出部１４０と、適応フィルタ係数更新部２６０と、トルク変動量算出部２８０と、パラメータ設定部２７０を備えている。ここで、第一実施形態と同一構成については、同一符号を付して説明を省略する。つまり、本実施形態の能動型振動騒音抑制装置２００は、第一実施形態に対して、適応フィルタ係数更新部２６０、トルク変動量算出部２８０、パラメータ設定部２７０が相違する。
　適応フィルタ係数更新部２６０（本発明の「振幅フィルタ係数更新部」および「位相フィルタ係数更新部」に相当する）は、第一実施形態と同様に、残留信号ｅ(n)が小さくなるように、制御信号生成部１２０にて生成される適応フィルタ係数Ｗ(n)に対して加減算するための更新項ΔＷ(n+1)を算出する。この適応フィルタ係数更新部２６０は、振幅フィルタ係数ａ(n)に対して加減算するための振幅更新項Δａ(n+1)、および、位相フィルタ係数φ(n)に対して加減算するための位相更新項Δφ(n+1)を算出する。
　ここで、第一実施形態における振幅更新項Δａ(n+1)は式（３２）に示すとおりである。式（３２）において、（μa1／ＡｈG）を第一推定伝達関数Ｇｈの振幅成分ＡｈGに依存しない一定の振幅用ステップサイズパラメータμa2とし、かつ、（ΦｈG／ｐ）をゼロとする。そうすると、振幅更新項Δａ(n+1)は式（５７）のように表される。つまり、式（５７）で表される振幅更新項Δａ(n+1)は、第一推定伝達関数Ｇｈに依存しない更新項となる。ここで、振幅用ステップサイズパラメータμa2は、後述するが、パラメータ設定部２７０により、前回収束した時の振幅フィルタ係数ａ(last)を用いて変更される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000072
　また、第一実施形態における位相更新項Δφ (n+1)は式（３３）に示すとおりである。式（３３）において、（ΦｈG／ｐ）をゼロとする。そうすると、位相更新項Δφ(n+1)は式（５８）のように表される。つまり、式（５８）で表される位相更新項Δφ(n+1)は、第一推定伝達関数Ｇｈに依存しない更新項となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000073
　トルク変動量算出部２８０は、エンジン制御部３０からエンジン１０の駆動トルク変動量trq(n)に関する情報を受け取り、エンジン１０の駆動トルク変動量trq(n)を算出する。例えば、駆動トルク変動量trq(n)に関する情報とは、駆動トルク変動量trq(n)そのもの、アクセル開度の変化量などである。
　パラメータ設定部２７０は、第一実施形態と同様に、振幅フィルタ係数の初期値ａ(0)および位相フィルタ係数の初期値φ(0)を、式（３６）（３７）に示すように設定する。さらに、パラメータ設定部２７０は、前回収束した時の振幅フィルタ係数ａ(last)と、前回収束した時の駆動トルク変動量trq(last)とを用いて、式（５９）に従って、振幅用ステップサイズパラメータμa2を設定する。式（５９）に示すように、振幅用ステップサイズパラメータμa2は、前回収束した時の振幅フィルタ係数ａ(last)を、駆動トルク変動量trq(last)で除した値（割った値）に、一定のステップサイズパラメータμa3を乗じた値とする。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000074
　ここで、第一実施形態にて説明したように、位相フィルタ係数φ(n)は、３６０°全範囲を選択したとしても、制御を収束させることができる。そのため、式（３２）（３３）において、周期関数（sin関数またはcos関数）の位相成分において、第一推定伝達関数Ｇｈの位相成分ΦｈGを用いないとしても、位相フィルタ係数φ(n)の値によって制御が発散するということがない。そこで、式（５７）（５８）のように当該位相成分ΦｈGを用いない更新式としたとしても、制御を収束させることができる。
　また、式（５７）において、第一推定伝達関数Ｇｈの振幅成分ＡｈGを用いないが、振幅更新項Δａ(n+1)の振幅用ステップサイズパラメータμa2が、前回収束した時の振幅フィルタ係数ａ(last)に基づいている。ここで、前回収束した時の振幅フィルタ係数ａ(last)は、前回収束した時点における伝達関数Ｇの振幅を考慮した値となっていると考えられる。つまり、振幅更新項Δａ(n+1)の振幅用ステップサイズパラメータμa2は、現在の伝達関数Ｇの経年変化に追従していると言える。
　特に、式（５９）に示すように、振幅用ステップサイズパラメータμa2は、前回収束した時の振幅フィルタ係数ａ(last)を、駆動トルク変動量trq(last)で除した値の比例値に設定するようにしている。ここで、エンジン１０を振動または騒音の発生源とした場合には、エンジン１０から評価点２０に伝達される振動または騒音は、エンジン１０の駆動トルク変動量trqに比例する。つまり、制御が収束している状態において、第一伝達関数Ｇの振幅は、振幅フィルタ係数ａ(last)を駆動トルク変動量trq(last)で除した値に対応する。
　そして、上記したように、振幅更新項Δａ(n+1)の振幅用ステップサイズパラメータμa2に、前回収束した時の振幅フィルタ係数ａ(last)を前回収束した時の駆動トルク変動量trq(last)で除した値の比例値を設定することで、当該振幅用ステップサイズパラメータμa2が、前回収束した時の第一伝達関数Ｇの振幅に対応する。従って、式（５７）を適用したとしても、振幅の追従性能は劣ることなく、確実に早期に収束させることができる。
　このように、第二実施形態のように、第一推定伝達関数Ｇｈを用いずに適応フィルタ係数Ｗを更新したとしても、第一実施形態と同様に確実にかつ早期に制御を収束させることができる。さらに、第一推定伝達関数Ｇｈを用いないため、第一伝達関数Ｇの同定処理を行う必要がなく、かつ、同定精度を追求する必要もない。そのため、演算処理を簡易的にすることができ、かつ、演算処理負荷を低減することができる。
　ここで、上記実施形態において、振幅用ステップサイズパラメータμa2は、前回収束した時の振幅フィルタ係数ａ(last)に基づいて設定したが、単に一定値に設定することもできる。このようにしたとしても、制御が発散せずに収束させることができるという効果を奏することはできる。しかし、この場合には、振幅用ステップサイズパラメータμa2を前回収束した時の振幅フィルタ係数ａ(last)に基づいて設定する場合に比べて、振幅の追従性能が劣り、早期収束の効果は劣る。
　＜第三実施形態＞
　上記第一実施形態において、式（３０）および式（３１）を式（３２）および式（３３）に置き換えて処理を行った。この他に、振幅フィルタ係数ａ(n+1)の更新項Δａ(n+1)および位相フィルタ係数φ(n) の更新項Δφ(n+1)を式（３０）および式（３１）そのものを用いてもよい。すなわち、式（３２）（３３）においてｍ＝１とした場合に相当する。この場合にも、制御を収束させることができる。
　＜第四実施形態＞
　上記第一実施形態においては、正弦波制御信号ｙ(n)は、式（１６）に示すように、位相フィルタ係数φ(n)に対して１より大きな位相乗算係数ｑを乗算した関係式とした。これに対して、第四実施形態では、正弦波制御信号ｙ(n)が、位相乗算係数ｑを乗算しない関係式、すなわち式（６０）のように表す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000075
　この場合、残留信号検出部１４０にて検出する残留信号ｅ(n)は、式（６１）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000076
　また、振幅フィルタ係数ａ(n)に対する振幅更新項Δａ(n+1)、および、位相フィルタ係数φ(n)に対する位相更新項Δφ(n+1)は、第一実施形態同様に、式（３２）の正弦波項および（３３）の余弦波項とする。
　（解析）
　本実施形態について、第一伝達関数Ｇの位相成分ΦGと第一推定伝達関数Ｇｈの位相成分ΦｈGとの位相差が１５０°の場合について解析を行った。この解析結果を図６Ａ～図６Ｄに示す。図６Ａに示すように、残留信号ｅが収束していることが分かる。このときの正弦波制御信号ｙは図６Ｂに示すとおりである。なお、図６Ｃおよび図６Ｄに示すように、振幅フィルタ係数ａおよび位相フィルタ係数φがそれぞれ収束していることが分かる。
　このように、位相差が１５０°であったとしても、最終的に制御を発散させることなく収束させることができる。従って、第一伝達関数Ｇが温度や経年によって変化することによって第一伝達関数Ｇの位相成分と第一推定伝達関数Ｇｈの位相成分とがずれたとしても、制御を収束させることができる。さらに、第一推定伝達関数Ｇｈを用いることで、第一推定伝達関数Ｇｈの精度が高い場合には、早く収束させることができる。
　なお、本実施形態における振幅フィルタ係数ａ(n)に対する振幅更新項Δａ(n+1)、および、位相フィルタ係数φ(n)に対する位相更新項Δφ(n+1)を更新する場合には、第一実施形態の理論説明において、φimag(t)をφ(t)に置き換え、ｑをｍに置き換えた状態に対応する。
　＜第五実施形態＞
　上記第四実施形態においては、第一実施形態と同様に、位相フィルタ係数の初期値φ(0)を、単にゼロに設定するのではなく、前回収束した時の位相フィルタ係数φ(last)に基づき設定した。本実施形態では、位相フィルタ係数の初期値φ(0)をゼロに設定する。この場合の能動型振動騒音抑制装置３００の詳細構成について、図７を参照して説明する。
　図７に示すように、本実施形態の装置３００は、第四実施形態の装置１００（図１に示す）に対して、パラメータ設定部１７０を有さない。つまり、第四実施形態の装置１００においては、パラメータ設定部１７０が初期値ａ(0)，φ(0)を設定したが、本実施形態においては、両初期値ａ(0)，φ(0)をゼロとする。その他は、同一構成である。
　（解析）
　本実施形態について、第一伝達関数Ｇの位相成分ΦGと第一推定伝達関数Ｇｈの位相成分ΦｈGとの位相差が１５０°の場合について解析を行った。この解析結果を図８Ａ～図８Ｄに示す。図８Ａに示すように、残留信号ｅが収束していることが分かる。このときの正弦波制御信号ｙは図８Ｂに示すとおりである。なお、図８Ｃおよび図８Ｄに示すように、振幅フィルタ係数ａおよび位相フィルタ係数φがそれぞれ収束していることが分かる。
　このように、位相差が１５０°であったとしても、最終的に制御を発散させることなく収束させることができる。従って、第一伝達関数Ｇが温度や経年によって変化することによって第一伝達関数Ｇの位相成分と第一推定伝達関数Ｇｈの位相成分とがずれたとしても、制御を収束させることができる。さらに、第一推定伝達関数Ｇｈを用いることで、第一推定伝達関数Ｇｈの精度が高い場合には、早く収束させることができる。
　＜第六実施形態＞
　本実施形態の能動型振動騒音抑制装置４００について、図９を参照して説明する。第五実施形態においては、適応フィルタ係数Ｗの更新式において、第一伝達関数Ｇの推定値Ｇｈを用いた。これに対して、本実施形態の装置４００は、適応フィルタ係数Ｗの更新式において、第一伝達関数Ｇの推定値Ｇｈを用いない。
　すなわち、図９に示すように、当該装置４００は、周波数算出部１１０と、制御信号生成部１２０と、発生装置１３０と、残留信号検出部１４０と、適応フィルタ係数更新部４６０とを備えている。ここで、第一実施形態と同一構成については、同一符号を付して説明を省略する。つまり、本実施形態の当該装置４００は、第五実施形態に対して、図７におけるＧｈデータ設定部１５０を有さず、適応フィルタ係数更新部４６０が相違する。
　この適応フィルタ係数更新部４６０は、第二実施形態の適応フィルタ係数更新部２６０と実質的に同様に、振幅更新項Δａ(n+1)は式（５７）のように表され、位相更新項Δφ(n+1)は式（５８）のように表される。このように、振幅更新項Δａ(n+1)および位相更新項Δφ(n+1)は第一推定伝達関数Ｇｈに依存しない更新項となる。
　ここで、第五実施形態と同様に、位相フィルタ係数φ(n)は、３６０°全範囲を選択したとしても、制御を収束させることができる。そのため、式（３０）（３１）において、周期関数（sin関数またはcos関数）の位相成分において、第一推定伝達関数Ｇｈの位相成分ΦｈGを用いないとしても、位相フィルタ係数φ(n)の値によって制御が発散するということがない。そこで、式（５７）（５８）のように当該位相成分ΦｈGを用いない更新式としたとしても、制御を収束させることができる。
　また、式（５７）（５８）において、第一推定伝達関数Ｇｈの振幅成分ＡｈGを用いない場合、振幅成分ＡｈGを用いた更新式に比べると、振幅の追従性能が劣るおそれがある。そのため、収束までの時間が長くなる可能性がある。しかし、このことによって、制御が発散するということはない。
　このように、本実施形態のように、第一推定伝達関数Ｇｈを用いずに適応フィルタ係数Ｗを更新したとしても、第五実施形態と同様に確実に制御を収束させることができる。さらに、第一推定伝達関数Ｇｈを用いないため、第一伝達関数Ｇの同定処理を行う必要がなく、かつ、同定精度を追求する必要もない。そのため、演算処理を簡易的にすることができ、かつ、演算処理負荷を低減することができる。
　＜第七実施形態＞
　上記実施形態において、さらに、振幅フィルタ係数ａ(n)を正数とする条件を加えるとともに、位相フィルタ係数の初期値φ(0)を式（６２）を満たす範囲に設定する。このように設定することで、制御の発散を抑制でき、かつ、早期に収束させることができる。以下に、上記のような効果を奏する理由について説明する。
　振幅更新項Δａ(n+1)および位相更新項Δφ(n+1)に対して平均化法を適用する。つまり、振幅フィルタ係数ａ(n)および位相フィルタ係数φ(n)の１周期分（０～Ｔ）に対して、平均化法を適用して平均化処理する。平均化された１周期分の各フィルタ係数ａ(n)，φ(n)を用いて、各フィルタ係数更新項Δａ(n+1)，Δφ(n+1)の関係式を導出する。導出された各フィルタ係数更新項Δａ(n+1)，Δφ(n+1)の関係式が０となるときの各フィルタ係数ａ(n)，φ(n)の解（ａ，φ）を導出する。この解（ａ，φ）は、各フィルタ係数更新項Δａ(n+1)，Δφ(n+1)の平衡点に相当する。通常、複数の平衡点（ａ，φ）が得られる。本実施形態においては、平衡点として、ａが正数の場合に複数のφとなる点と、ａが負数の場合に複数のφとなる点がある。
　そして、複数の平衡点（ａ，φ）のそれぞれについて、安定解析を行う。そうすると、制御が安定な平衡点（ａ，φ）が１以上得られる。複数の平衡点（ａ，φ）の中には、不安定な平衡点（ａ，φ）も含まれる。安定か不安定かの判定は、特性方程式の各係数が同符号となるか否かによって行う。つまり、特性方程式の各係数が同符号の時には、制御が安定と判定する。ここで、ａが正数の場合には、安定条件を満たすには、cosφ＜０を満たすことが必要な条件となる。一方、ａが負数の場合には、安定条件を満たす場合が存在しない。そして、ａが正数の場合に、cosφ＜０を満たすことができるφは、式（６２）を満たす範囲となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000077
　特に、位相フィルタ係数の初期値φ(0)を式（６３）となるように設定するとよい。つまり、位相フィルタ係数の初期値φ(0)が、制御の安定領域中の中央の位相、すなわち安定限界から最も離れた位相となる。これにより、位相フィルタ係数φ(n)が更新される際に、安定領域内を移動させやすい。つまり、安定状態を継続させ続けることにより、より早期に収束させることができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000078
　＜その他＞
　上記実施形態において、振幅更新項Δａ(n+1)および位相更新項Δφ(n+1)は、式（３２）（３３）および式（５７）（５８）に示す更新式とした。この他に、振幅更新項Δａ(n+1)および位相更新項Δφ(n+1)は、式（３２）（３３）または式（５７）（５８）に示す項に、収束安定性を高めるためなどに別の項を加減算する式としてもよい。すなわち、少なくとも、振幅更新項Δａ(n+1)および位相更新項Δφ(n+1)は、式（３２）（３３）または式（５７）（５８）に示す項を含む更新式とすれば、上記効果を発揮することができる。
１０：振動騒音発生源（エンジン）、　２０：評価点、　１００，２００，３００，４００：能動型振動騒音抑制装置、　１１０：周波数算出部、　１２０：制御信号生成部、　１３０：発生装置、　１４０：残留信号検出部、　１５０：第一推定伝達関数設定部、　１６０，２６０，４６０：適応フィルタ係数更新部、　１７０，２７０：パラメータ設定部、　１８０：トルク変動量算出部

Claims (23)

  1. 　制御振動または制御音を出力して、評価点における振動または騒音を能動的に抑制する能動型振動騒音抑制装置であって、
    　振動または騒音の発生源の周波数、適応フィルタ係数としての振幅フィルタ係数および位相フィルタ係数により構成される正弦波制御信号ｙ(n)を生成する制御信号生成部と、
    　前記正弦波制御信号ｙ(n)に応じた前記制御振動または制御音を出力する制御振動制御音発生装置と、
    　前記評価点において前記発生源による振動または騒音と前記制御振動または制御音との干渉による残留信号ｅ(n)を検出する残留信号検出部と、
    　前回更新された前記振幅フィルタ係数ａ(n)に対して加減算して更新するための振幅更新項Δａ(n+1)を、前記残留信号ｅ(n)が小さくなるように算出する振幅フィルタ係数更新部と、
    　前回更新された前記位相フィルタ係数φ(n)に対して加減算して更新するための位相更新項Δφ(n+1)を、前記残留信号ｅ(n)が小さくなるように算出する位相フィルタ係数更新部と、
    　を備え、
    　前記正弦波制御信号ｙ(n)は、振幅成分および位相成分を有する正弦波で表され、
    　前記振幅更新項Δａ(n+1)および前記位相更新項Δφ(n+1)は、振幅成分および位相成分を有する正弦余弦波項を含み、
    　前記正弦波制御信号ｙ(n)はその位相成分に対して１以外の係数を乗算する、もしくは、前記振幅更新項Δａ(n+1)および前記位相更新項Δφ(n+1)はそれらの正弦余弦波項の位相成分に対して１以外の係数を乗算する、能動型振動騒音抑制装置。
  2. 　請求項１において、
    　前記正弦波制御信号ｙ(n)は、位相成分として前記位相フィルタ係数φ(n)に対して１より大きな値を乗算した値を含む能動型振動騒音抑制装置。
  3. 　請求項２において、
    　前記正弦波制御信号ｙ(n)は、式（１）にて表される能動型振動騒音抑制装置。
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
  4. 　請求項２または３において、
    　前記振幅更新項Δａ(n+1)の前記正弦余弦波項は、式（２）の項であり、
    　前記位相更新項Δφ(n+1)の前記正弦余弦波項は、式（３）の項である能動型振動騒音抑制装置。
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
  5. 　請求項４において、
    　式（２）における振幅係数ａ１、位相係数φ１および式（３）における振幅係数ａ２、位相係数φ２は、前記制御信号生成部と前記評価点との間の伝達関数に依存しない係数である能動型振動騒音抑制装置。
  6. 　請求項５において、
    　式（２）は、式（４）であり、
    　式（３）は、式（５）である能動型振動騒音抑制装置。
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
  7. 　請求項４において、
    　前記能動型振動騒音抑制装置は、前記制御信号生成部と前記評価点との間の伝達関数の推定値を予め記憶する推定伝達関数記憶部をさらに備え、
    　式（２）における振幅係数ａ１と位相係数φ１の少なくとも一方、および、式（３）における振幅係数ａ２と位相係数φ２の少なくとも一方は、前記伝達関数の推定値に基づいて得られる係数である能動型振動騒音抑制装置。
  8. 　請求項７において、
    　式（２）は、式（６）であり、
    　式（３）は、式（７）である能動型振動騒音抑制装置。
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
  9. 　請求項４～８の何れか一項において、
    　前記安定化係数ｍは１より大きな値に設定され、
    　前記位相乗算係数ｑは前記安定化係数ｍより大きな値に設定される能動型振動騒音抑制装置。
  10. 　請求項１において、
    　前記正弦波制御信号ｙ(n)が式（８）にて表される場合に、
    　前記振幅更新項Δａ(n+1)の前記正弦余弦波項は、式（９）の正弦波項を含み、
    　前記位相更新項Δφ(n+1)の前記正弦余弦波項は、式（１０）の余弦波項を含む能動型振動騒音抑制装置。
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
  11. 　請求項１０において、
    　式（９）における振幅係数ａ１、位相係数φ１および式（１０）における振幅係数ａ２、位相係数φ２は、前記制御信号生成部と前記評価点との間の伝達関数に依存しない係数である能動型振動騒音抑制装置。
  12. 　請求項１１において、
    　式（９）は、式（１１）であり、
    　式（１０）は、式（１２）である能動型振動騒音抑制装置。
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
  13. 　請求項１０において、
    　前記能動型振動騒音抑制装置は、前記制御信号生成部と前記評価点との間の伝達関数の推定値を予め記憶する推定伝達関数記憶部をさらに備え、
    　式（９）における振幅係数ａ１と位相係数φ１の少なくとも一方、および、式（１０）における振幅係数ａ２と位相係数φ２の少なくとも一方は、前記伝達関数の推定値に基づいて得られる係数である能動型振動騒音抑制装置。
  14. 　請求項１３において、
    　式（９）は、式（１３）であり、
    　式（１０）は、式（１４）である能動型振動騒音抑制装置。
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
  15. 　請求項１～１４の何れか一項において、
    　前記位相フィルタ係数の初期値φ(0)は、前回収束した時の前記位相フィルタ係数φ(last)に基づき設定される能動型振動騒音抑制装置。
  16. 　請求項１５において、
    　前記位相フィルタ係数の初期値φ(0)は、前回収束した時の前記位相フィルタ係数φ(last)とする能動型振動騒音抑制装置。
  17. 　請求項１５において、
    　前記位相フィルタ係数の初期値φ(0)は、前回収束した時の前記位相フィルタ係数φ(last)、前回収束した時の周波数ｆ、および、現在の周波数ｆに基づき設定される能動型振動騒音抑制装置。
  18. 　請求項１５～１７の何れか一項において、
    　前記振幅フィルタ係数の初期値ａ(0)は、現在の周波数ｆに基づき設定される能動型振動騒音抑制装置。
  19. 　請求項１５～１８の何れか一項において、
    　前記振幅更新項Δａ(n+1)のステップサイズパラメータは、前回収束した時の前記振幅フィルタ係数ａ(last)に基づき設定される能動型振動騒音抑制装置。
  20. 　請求項１９において、
    　前記能動型振動騒音抑制装置は、エンジンを有する車両に適用され、
    　前記振幅更新項Δａ(n+1)のステップサイズパラメータは、前回収束した時の前記振幅フィルタ係数ａ(last)を、前記エンジンの駆動トルク変動量trq(last)で除した値の比例値に設定される能動型振動騒音抑制装置。
  21. 　請求項１～１４の何れか一項において、
    　前記位相フィルタ係数の初期値φ(0)は、式（１５）を満たす範囲に設定される能動型振動騒音抑制装置。
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
  22. 　請求項１～２１の何れか一項において、
    　前記振幅フィルタ係数は、正数である能動型振動騒音抑制装置。
  23. 　制御振動または制御音を出力して、評価点における振動または騒音を能動的に抑制する能動型振動騒音抑制装置であって、
    　振動または騒音の発生源の周波数、適応フィルタとしての振幅フィルタ係数および位相フィルタ係数により構成される正弦波制御信号ｙ(n)を生成する制御信号生成部と、
    　前記正弦波制御信号ｙ(n)に応じた前記制御振動または制御音を出力する制御振動制御音発生装置と、
    　前記評価点において前記発生源による振動または騒音と前記制御振動または制御音との干渉による残留信号ｅ(n)を検出する残留信号検出部と、
    　前回更新された前記振幅フィルタ係数ａ(n)に対して加減算して更新するための振幅更新項Δａ(n+1)を、前記残留信号ｅ(n)が小さくなるように算出する振幅フィルタ係数更新部と、
    　前回更新された前記位相フィルタ係数φ(n)に対して加減算して更新するための位相更新項Δφ(n+1)を、前記残留信号ｅ(n)が小さくなるように算出する位相フィルタ係数更新部と、
    　を備え、
    　前記位相フィルタ係数の初期値φ(0)は、前回収束した時の前記位相フィルタ係数φ(last)に基づき設定される能動型振動騒音抑制装置。
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