[go: up one dir, main page]

WO2011010818A2 - 정전력 공급 장치 - Google Patents

정전력 공급 장치 Download PDF

Info

Publication number
WO2011010818A2
WO2011010818A2 PCT/KR2010/004464 KR2010004464W WO2011010818A2 WO 2011010818 A2 WO2011010818 A2 WO 2011010818A2 KR 2010004464 W KR2010004464 W KR 2010004464W WO 2011010818 A2 WO2011010818 A2 WO 2011010818A2
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
degrees
load
power supply
voltage
pulse width
Prior art date
Application number
PCT/KR2010/004464
Other languages
English (en)
French (fr)
Other versions
WO2011010818A3 (ko
WO2011010818A9 (ko
Inventor
이동원
Original Assignee
Lee Dong-Won
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Priority claimed from KR1020100034047A external-priority patent/KR101045724B1/ko
Application filed by Lee Dong-Won filed Critical Lee Dong-Won
Publication of WO2011010818A2 publication Critical patent/WO2011010818A2/ko
Publication of WO2011010818A3 publication Critical patent/WO2011010818A3/ko
Publication of WO2011010818A9 publication Critical patent/WO2011010818A9/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B45/00—Circuit arrangements for operating light-emitting diodes [LED]
    • H05B45/30—Driver circuits
    • H05B45/37—Converter circuits
    • H05B45/3725—Switched mode power supply [SMPS]
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B45/00—Circuit arrangements for operating light-emitting diodes [LED]
    • H05B45/30—Driver circuits
    • H05B45/37—Converter circuits
    • H05B45/3725—Switched mode power supply [SMPS]
    • H05B45/375—Switched mode power supply [SMPS] using buck topology
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B45/00—Circuit arrangements for operating light-emitting diodes [LED]
    • H05B45/30—Driver circuits
    • H05B45/37—Converter circuits
    • H05B45/3725—Switched mode power supply [SMPS]
    • H05B45/38—Switched mode power supply [SMPS] using boost topology

Definitions

  • the present invention relates to a constant power supply, and more particularly, to a constant power supply to a load by rectifying power having various sizes and frequencies without providing a high capacity capacitor for a smoothing circuit that affects the life of the power supply.
  • the present invention is continuously invented in Republic of Korea Application No. 10-2009-38059 "active constant power supply device".
  • precise control of the power supply is important, and in particular, devices such as light emitting diodes (LEDs) are required for more precise current control because the current varies greatly even with small voltage fluctuations.
  • LEDs light emitting diodes
  • 1 is a circuit diagram of a general constant power supply device.
  • the AC power supplied from the AC power supply 50 is passed through the rectifier circuit 51 and the low pass filters L LPF and C LPF by the driving signal generator 55. Constant power was supplied to the load 52 using the supplied drive signal.
  • the driving signal generator 55 generates a driving signal having a specific pattern based on one period of the rectified voltage, and the driving signal generating method is a fixed frequency method or a fixed blocking period method as described in the prior patent application 10-2009-38059. And a constant conduction period method, and a driving signal is generated differently according to the maximum value of the rectified voltage. Detailed description of each method is omitted.
  • FIG. 2 is a diagram showing voltage and current waveforms in respective parts of the circuit of FIG. 1 when driven in a fixed frequency method.
  • FIG. 2 refers to a conventional patent application 10-2009-38059, which measures the voltage and current in the waveform of each part of the circuit shown in FIG.
  • the AC input voltage 301, the AC input current 302, the voltage at both ends of the load 304, the voltage at both ends 305 of the filter coil L LPF , and the current of the load 52 are illustrated in FIG. 2.
  • 307 and current 307 of switch Q1 are shown.
  • the phase of the voltage 301 phase 0 degrees to 90 degrees, the phase of the voltage 301 and the current 302 is similar, the phase is 90 In the section that is 180 degrees in the figure, the current 302 is faster than the voltage 301.
  • the present invention further improves the existing driving signal generator, and provides a constant power supply device that improves the power factor and the total current harmonic distortion (THD) by supplementing the problems of the prior art.
  • TDD total current harmonic distortion
  • An object of the present invention is to provide an active constant power supply device capable of supplying power having various sizes and frequencies to a load with stable effective constant power by improving power factor and THD.
  • the constant power supply device is an AC power supply for supplying AC power, a rectifier circuit for rectifying by receiving AC power from the AC power supply, a drive coil connected in series to the load supplied with power from the rectifier circuit, Both ends are connected in parallel to the load by being connected to the output side and the input side of the load, respectively, and are installed in a direction in which a current flows from the output side of the load toward the input side, when the power switch is turned off, the driving A reflux diode for discharging the current charged in the coil to the load, a power switch for switching the current passing through the drive coil and the load, and a gate terminal of the power switch, the maximum value of the rectified voltage per unit of the rectified voltage To obtain the basic adjustment period of the driving signal generator, and input the input voltage phase 90 degrees and 270 A degree point controls the power switch with the basic adjustment period, and generates a switch drive pulse wider than the basic adjustment period at any one point of input voltage phase of 0 degrees or 180 degrees, and the remaining intermediate section
  • the drive signal generator preferably generates the next drive pulse after the current charged in the drive coil is completely discharged.
  • the driving signal generator may obtain the basic adjustment period using any one of a fixed frequency method and a fixed discharge period method, and apply it to an input voltage phase of 90 degrees and 270 degrees.
  • the driving signal generator is preferably obtained by using both the fixed frequency method and the fixed discharge period method applied to the input voltage phase 90 degrees and 270 degrees, respectively.
  • the driving signal generator operates in a fixed conduction period type, and controls the power switch to a blocking period (maximum breaking period) obtained by measuring the maximum rectified voltage at an input voltage phase of 90 degrees and 270 degrees, and an input voltage phase. At this zero or 180 degree point, it is preferable to generate a switch driving pulse narrower than the minimum interruption period at one or more points, and control the pulse width by the interpolation method for the remaining intermediate section.
  • the driving signal generator corrects the pulse width in the form of no compensation or decreases the pulse width between 0 degrees and 90 degrees in the input voltage phase, and the pulse in the form of no correction or increases the pulse width between 90 degrees and 180 degrees. It is desirable to correct the width.
  • the decreasing form is one of a linear decreasing form, a square reducing form, and a cube decreasing form
  • the increasing form is preferably one of a linear increasing form, a square increasing form, and a cube increasing form.
  • the constant power supply device may further include a cutoff determiner for generating a cutoff signal to switch off the power switch when the current flowing in the drive coil is greater than or equal to a design value.
  • the constant power supply device preferably further comprises a low pass filter installed in the input terminal or output terminal of the rectifier circuit.
  • the low pass filter is composed of a filter coil and a filter capacitor, the first terminal of the filter coil is connected to the rectifier circuit, the second terminal of the filter coil is connected to the load, the first terminal of the filter capacitor It is preferably connected to the second terminal of the filter coil, the second terminal of the filter capacitor is grounded.
  • the power switch is composed of two paths through which the current flows, one of the two paths is preferably connected to the ground terminal, the other is connected to the cutoff determiner.
  • the load is separated into two or more, each driving coil and a power switch are installed in each separated load, and the power switches are driven with a predetermined time difference.
  • 1 is a circuit diagram of a typical constant power supply.
  • FIG. 2 is a diagram showing a voltage current waveform at each part of the circuit of FIG. 1 when driven in a fixed frequency method.
  • FIG 3 is a view comparing the power supply current waveform of the present invention with the power supply current waveform when the switch is driven in the conventional manner.
  • FIG. 4 is a diagram showing a power supply current waveform according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 is a diagram showing a power supply current waveform to which nonlinear correction is applied according to a second embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 is another diagram showing a power supply current waveform to which nonlinear correction is applied according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 7 illustrates a power supply current waveform in accordance with a third embodiment of the present invention.
  • FIG. 8 is another diagram showing a power supply current waveform according to the third embodiment of the present invention.
  • FIG. 9 is a diagram simulating power supply current distortion caused by a circuit charge and discharge current.
  • Figure 10 summarizes the adjustment curve applied to the present invention in one view.
  • 11 is a simulation result waveforms to which the adjustment curve 740 is applied.
  • FIG. 13 is a waveform of each part of FIG. 12.
  • FIG. 15 graphically shows FIG. 14
  • 16 is a zero potential detection and voltage measurement circuit at a rectified voltage.
  • 17 is a waveform of each part of FIG.
  • FIG. 18 is an enlarged view of a voltage phase around 180 degrees in FIG. 17.
  • the driving pulse width is changed in accordance with the input voltage 50 phase under the computer simulation serial number A016 conducted by the applicant.
  • the input voltage 50 is set to 261.7V, which is 118.9% of 220VAC, and the maximum rectified voltage is 370V
  • the filter coil L LPF is 2mH and the filter capacitor.
  • C LPF ) is 0.3uF
  • driving coil (L1) is 320uH
  • current detection resistance (R1) is 0.01 ohm
  • load 52 is LED string. When 20mA flows, voltage across LED string is 50.3V.
  • FIG. 3 is a diagram showing the current waveform 108 of the input power source 50 when the switch is driven by the conventional method (simulation test A016) (rectified voltage 370V, fixed frequency method), the current frequency of the AC power source 50
  • FFT Fast Fourier Transform
  • the input voltage waveform 100 shows only one cycle, and the driving pulse width adjustment curve 110 has the widest pulse width at the phase 0 degrees and 180 degrees of the input voltage 50 and the narrowest at the voltage phase 90 degrees and 270 degrees. It has a pulse width (base pulse width). The pulse width decreases linearly between 0 degrees and 90 degrees and 180 degrees and 270 degrees, and increases linearly in the remaining voltage phases.
  • FIG. 4 five power current waveforms 111 to 115 are shown, and the driving pulse width of the switch Q1 at 90 degrees and 270 degrees of the input voltage 50 is 2.4us (basic pulse width) as in the computer simulation A016.
  • the driving pulse width is different at the voltage phase of 0 degrees and 180 degrees, respectively, and the driving pulse width is adjusted for each phase of the input voltage 50 according to the driving pulse width adjustment curve 110 to drive the switch Q1. It is.
  • the widest driving pulse width (that is, at 0 degrees and 180 degrees of input voltage phase) of the power supply current waveform 111 is 2.64us, which is 1.1 times the default pulse width of 2.4us, and the current waveform 112 is 2.88us, which is 1.2 times.
  • the current waveform 113 is 1.3 times 3.12us
  • the current waveform 114 is 1.4 times 3.36us
  • the current waveform 115 is 1.5 times 3.6us.
  • the content of the first component was increased as the driving pulse width was wider at the voltage phase angle of 0 degrees, and the first phase angle was moved to improve the power factor.
  • the power factor is all improved from 0.975 to more than 0.978, and the THD is improved from 11.94% to 8.99% to 11.5% except for the 1.5 times the pulse width.
  • IEC 61000-3-2 Class C (hereinafter referred to as Class C standard), which is the specification of power current harmonic content, is all suitable up to 1.4 times the pulse width, and 11th harmonic is 3.08% at 1.5 times the pulse width. Exceeded 3.0%.
  • the constant power supply device according to the first embodiment of the present invention has been described in detail.
  • a constant power supply device having improved power factor and THD is provided.
  • the drive pulse width adjustment curve is changed from linear to nonlinear.
  • a phenomenon in which the waveform is distorted in the current waveforms 113 to 115 was visually found between 0 and 90 degrees of the voltage phase, and the adjustment curve was changed to nonlinear to improve this.
  • the adjustment curve 220 is a curve using a squared value, and linearly normalizes the widest driving pulse width to 1 and the narrowest driving pulse width (basic pulse width) to 0, and squares the normalized value to the pulse width adjustment coefficient. I used it.
  • the driving pulse width calculated at each phase of the voltage is calculated by the following formula with the adjustment coefficient, the basic pulse width and the widest pulse width.
  • Driving pulse width basic pulse width + adjustment coefficient (the widest pulse width-basic pulse width)
  • Fig. 5 five power supply current waveforms 221 to 225 are shown.
  • the widest driving pulse width is the same as in the first embodiment. That is, the widest driving pulse width is selected at 1.1 times, 1.2 times, 1.3 times, 1.4 times, and 1.5 times the basic pulse width, respectively, and the driving pulse width is adjusted for each phase of the input voltage 50 according to the driving pulse width adjustment curve 220.
  • the switch Q1 was driven by adjusting.
  • the first component content was increased and the first phase angle was improved in power factor as the driving pulse width was wider at a voltage phase angle of 0 degrees as in the first embodiment. Moved. Compared with the conventional current waveform 108, the power factor was all improved from 0.975 to more than 0.977, and the THD was improved from 11.94% to 8.62% to 10.57%.
  • the harmonic content of the power supply current was up to 1.3 times the pulse width, and all of them comply with the Class C standard, and the eleventh harmonics were 3.17% and 3.34% at the pulse width 1.4 times and 1.5 times, respectively, exceeding the standard 3.0%.
  • FIG. 6 is another diagram showing a power supply current waveform to which nonlinear correction is applied according to the second embodiment of the present invention.
  • Figure 6 is a pulse width adjustment curve 330 is a curve using a cube value, linear normalization of the widest driving pulse width to 1, the narrowest driving pulse width (basic pulse width) to 0, and the normalized value It is cubed and used as a pulse width adjustment coefficient.
  • the driving pulse width calculated for each phase of the voltage is obtained by the same formula as the adjustment coefficient obtained by square, except that the adjustment coefficient values are different.
  • the widest driving pulse width is the same as in FIG. That is, the widest driving pulse width is selected by 1.1 times to 1.5 times the basic pulse width, and the driving pulse width is adjusted for each phase of the input voltage 50 according to the driving pulse width adjustment curve 330 to drive the switch Q1.
  • Experimental results showed that both the power factor and the THD were improved as before.
  • the power current harmonic content was 1.3% of the pulse width, which was in compliance with the Class C standard, and the 11th harmonic was 3.10% at 1.4 and 1.5 times of the pulse width. 3.25%, exceeding the standard 3.0%.
  • the third embodiment of the present invention combines the drive pulse adjustment curves 110, 220, and 330 applied to the first and second embodiments to create new adjustment curves 710 and 720, and shows the result.
  • the voltage phase is similar to the voltage in most current waveforms between 0 and 90 degrees, and the voltage is between 90 and 180 degrees. The current was faster than the voltage and never late. This is interpreted as due to the circuit constant value of the low pass filter used in the above embodiments.
  • the current phase is different depending on which component of the filter coil (L LPF ) and filter capacitor (C LPF ) is mainly charged with energy.
  • the adjustment curve used for the voltage phase between 0 degrees and 90 degrees and the power current phase is the same as the voltage phase, and the current waveform is relatively clean (small harmonic content), and the voltage phase is between 90 degrees and 180 degrees. Selected that the power current waveform is close to the power voltage waveform and clean.
  • FIG. 7 is a diagram showing a power supply current waveform according to the third embodiment of the present invention.
  • the power supply current of FIG. 7 is the result of applying a mixed correction with a maximum rectified voltage of 370V.
  • the adjustment curve 710 is a basic pulse width switch drive without adjustment between 0 degrees and 90 degrees of the input voltage phase, and the cube adjustment coefficient of the second embodiment between 90 degrees and 180 degrees of the voltage phase.
  • the switch was driven by increasing the drive pulse width using.
  • the power supply current waveform 711 according to the adjustment curve 710 is the case where the widest pulse width is 1.5 times the basic pulse width (narrowest pulse width), and the power factor is 0.985, which is superior to the conventional 0.975 and does not combine the adjustment curve. It is superior to the first embodiment and the second embodiment. THD was also found to be 8.84, which is better than conventional 11.94.
  • adjustment curve 710 differs from other adjustment curves 110 to 730 is that a portion where the driving pulse width is discontinuous from the maximum pulse width to the minimum pulse width at a voltage phase of 180 degrees and 360 degrees is generated.
  • the adjustment curve 720 is the pulse width is reduced by using the cube adjustment coefficient of the second embodiment between 0 and 90 degrees of the input voltage phase, and the linear adjustment curve of the first embodiment is used between 90 degrees and 180 degrees of the voltage phase. This is the case when the pulse width is increased.
  • the widest pulse width by the cube adjustment coefficient is 1.1 times the basic pulse width (narrowest pulse width), and the widest pulse width by the linear adjustment curve is 1.3 times. This is the current waveform in the case.
  • the power factor is 0.990, which is better than the conventional 0.975.
  • THD was 8.61, which is superior to that of 11.94.
  • the widest pulse width by the cube adjustment coefficient is 1.1 times the basic pulse width (narrowest pulse width), and the widest pulse width by the linear adjustment curve is 1.5 times. This is the current waveform in the case.
  • the power factor is 0.993, which is better than the conventional 0.975.
  • the THD was 10.67, which is superior to the conventional 11.94.
  • FIG. 8 is another diagram illustrating a power supply current waveform according to the third embodiment of the present invention.
  • the power supply current waveform 108a of FIG. 8 changes the input power supply voltage to 176.8V, which is 80.4% of 220VAC in simulation test A016, and has a maximum rectified voltage of 250V and a driving pulse width of the switch Q1 of 3.8us.
  • the power factor is 0.989 and the THD is 12.41.
  • the widest pulse width by the cube adjustment coefficient is 1.1 times the basic pulse width (narrowest pulse width), and the widest pulse width by the linear adjustment curve is 1.3 times.
  • the power factor is 0.994, which is superior to the conventional 0.989
  • the THD is 10.51, which is superior to the conventional 12.41.
  • the adjustment curve 730 is a combination of the adjustment curves so far, and especially the maximum width unadjusted linear coefficient is introduced at around 180 degrees of the power supply voltage. This starts with the intention of narrowing the section in which the power current does not flow in the vicinity of the power supply voltage 180 degrees, and although not shown in the present specification, it is obvious that the power factor and THD are improved over the adjustment curve 720.
  • the adjustment curve was configured alone or in combination using linear, square, cubic, and the like.
  • an exp function or an arbitrary curve fitting adjustment curve can be used without departing from the concept of the present invention.
  • the voltage phase is examined from 0 degrees to 180 degrees.
  • the waveform has two characteristics from the point of view to be described in detail below. First, the instantaneous voltage is the highest at a phase of 90 degrees, but the current is not the highest as the rise decreases before 90 degrees. In other words, the current waveform is forward, so it is close to the voltage waveform in the 0 to 90 degree range, and far from the voltage waveform in the 90 and 180 degree region. Second, as the voltage phase increases from 0 degrees to 180 degrees, the ripple component of the supply current tends to decrease overall.
  • the voltage is pulled forward between 0 degrees and 90 degrees, so it is close to the voltage waveform, and the reason is far from the voltage waveform between 90 and 180 degrees.
  • the instantaneous power supply current IAC is supplied to three places of use.
  • IFC capacitor charging current
  • ILC capacitor charging current
  • ISW switch Current
  • the switch current ISW is supplied in three circuits as follows.
  • the filter discharging current (IFD) of the low pass filter capacitor component second, the load discharging current (ILD) of the load capacitor component, and third, instantaneous power supplied from the AC power source. It is the current IAC.
  • the reason why the increase in the power current decreases before 90 degrees or 90 degrees is as follows.
  • the charge current IFC and ILC are large due to the large amount of voltage change with respect to the same phase angle change (same time change) in the region of zero voltage phase, but the charge current is small as the voltage phase approaches 90 degrees.
  • the charging current is zero. That is, at 90 degrees, the switch current is maximum, but the charging current is 0, and slightly before 90 degrees, the switch current is slightly lower than the maximum value, but may be higher than the maximum switch current because there is charging current.
  • FIG. 1 The result of simulating this briefly is FIG. First, it is assumed that the power supply voltage phase and the switch current phase are the same, and the switch currents 151a and 151b are shown as sin (voltage phase) * 100, and the charge / discharge currents 153a and 153b of the circuit correspond to the voltage phase change. Since it is determined by the amount of voltage change, the model is modeled as cos (voltage phase) * (predetermined value). Since the power supply currents 152a and 152b are determined by the sum of the switch current and the charge / discharge current, they are 152a and 152b, respectively.
  • the power supply current waveform 152a is a simulation result assuming that the maximum value of the charge / discharge current is 25% of the maximum value of the switch current, and the maximum point at the power supply voltage phase is 79 degrees.
  • the power supply current waveform 152b is a simulation result assuming that the maximum value of the charge / discharge current is 10% of the maximum value of the switch current, and the maximum point at the power supply voltage phase is 85 degrees.
  • the load when the load is an LED, when the input voltage is higher than the forward conduction voltage (VF) of the diode, the power current starts to flow, and the filter and the capacitor charge current and the switch current of the load are formed.
  • the maximum voltage of the power current appears before the voltage phase 90 degrees, and the capacitor discharge current of the filter and the load is supplied to the switch above 90 degrees, and thus the supply current of the power is reduced.
  • the former current is greater than the after current (for example, by comparing the current at 45 degrees and 135 degrees in FIG. 9). Therefore, even with the same instantaneous input voltage, the switch drive pulse width should be different according to the phase angle of the voltage.
  • the voltage change is large when the phase is low. That is, the amount of charge current that charges the capacitor component of the circuit is also large. As the phase increases, the voltage change decreases and the charge current decreases. This is why the ripple current in the power supply current waveform decreases toward 90 degrees.
  • the ripple magnitude between 90 and 180 degrees is less than 0 to 90 degrees, which is supplied to the switch current as the electrical energy charged in the capacitor component of the circuit is discharged, thereby reducing the change in the discharge current and the switch current. This is because the difference appears as a ripple component of the power current.
  • the optimum pulse width adjustment curve increases the rectified voltage by gradually widening the pulse width from the voltage phase where the instantaneous current of the power supply is maximum (slightly before 90 degrees) to the time when the input voltage passes the zero potential. And the same power supply current flows at the same instantaneous power supply voltage regardless of falling. That is, it is preferable to drive the switch with the same pulse width before the voltage phase 90 degrees (or slightly earlier) as in the adjustment curve 710, and to drive the switch by gradually widening the pulse width over 90 degrees.
  • the characteristic of this adjustment curve 710 is that the driving pulse width is discontinuous from the maximum pulse width to the minimum pulse width at 180 degrees and 360 degrees of the voltage phase.
  • the adjustment curves 720 and 730 consider both of the two aspects described above (the power supply current discontinuity point at the input voltage zero potential and the power supply current waveform deformation due to the circuit charge / discharge current). In other words, if the phase is 0 degrees to 90 degrees (or slightly before 90 degrees), the maximum pulse width is driven and quickly returns to the basic pulse width, and the pulse width is gradually increased between 90 degrees (or slightly before 90 degrees) and 180 degrees. To drive. It is natural that the present invention does not deviate from the concept of the present invention even when there are discontinuous points of the adjustment curve at the voltage phases 180 degrees and 360 degrees (that is, the start pulse width for charging and the end pulse width for discharging are different).
  • the driving pulse width adjustment curve 110 according to the first embodiment according to the input voltage waveform 100, the driving pulse width adjustment curves 220 and 330 according to the second embodiment, and the third embodiment The drive pulse width adjustment curves 710, 720, and 730 are shown.
  • the adjustment curves 740, 741, 742 and 743 shows an example of the adjustment curve that can be applied when implementing the present invention using a simple circuit or a low speed microprocessor.
  • the adjustment value it is better to describe the adjustment value as the ratio of the adjustment pulse width to the basic pulse width rather than the absolute value. This is because the adjustment pulse width at the predetermined phase of the instantaneous input voltage is immediately calculated as the ratio of the basic pulse width multiplied by the adjustment pulse width when the effective power supply voltage is changed and the basic pulse width is changed.
  • the simulated condition is that the load is a parallel connection of 31 LED strings in series with 12 white LEDs and a 10 ohm resistor.
  • the driving coil was 180uH, the filter coil was 2mH, the filter capacitor was 0.15uF, and 100nF capacitor was added at both ends of the load to reduce switching noise.
  • the adjustment curve 740 is implemented by driving the voltage phase up to 90 degrees as the basic pulse width and driving the voltage width up to 180 degrees by 1.0149 times the pulse width at 90 degrees.
  • the basic pulse widths are 0.87us and 1.39us for the supply voltages of 370V and 250V, respectively.
  • FIG. 11 shows simulation results of an input voltage of 370 V.
  • the AC input voltage 100s, the AC input current 108s, and the current waveforms of the individual LED strings 306s are shown together, and the voltage phases are 90 degrees and 270 degrees. It can be seen that the currents 306s and 108s flow in a stepwise fashion at.
  • An enlarged waveform of the waveform is an alternating current waveform 108sd, and the portion of the waveform flowing upwards is 108ss.
  • the table summarizes the simulation results at the bottom. Const is driven by the basic pulse width regardless of voltage phase and conmark is driven by the adjustment curve 740 as Restep. Using the adjustment curve 740, the power factor PF, the first phase angle Ang1 and the content of the first component were all improved. And the harmonic content of power current satisfies all Class C specifications.
  • the switch, driving coil, load, and reflux diode are analyzed by Buck converter type circuit and the adjustment curve is calculated and simulated.
  • Buck-Boost converter and Boost converter It is natural that the power factor can be improved by applying the adjustment curves of FIG.
  • the switch control pulse width according to the present invention varies with the phase angle of the AC input voltage, it is important to know the voltage phase accurately.
  • the basic driving pulse width of each input voltage can be directly obtained in the actual situation directly by the pulse width control method described in Korean Patent Application No. 10-2009-38059, the driving pulse width according to each input voltage can be obtained.
  • the switch may be stored in a table in advance, and the input voltage may be measured in real time to drive the switch with a pulse width corresponding to the measured input voltage.
  • the input AC voltage is adjusted to a level suitable for the voltage measuring circuit by the divided resistors R BH and R BL .
  • the resistors R BH and R BL may be set to 4,950K and 50K, respectively, so that the voltage measured at 1/100, that is, the input instantaneous voltage is 500V, is 5V.
  • the measured voltage is supplied to the positive input terminal of the comparator 71, 0 V is supplied to the negative input terminal, and the comparator 71 is a zero crossing detector.
  • 13 shows an example of a waveform of the result of the zero potential detector 71.
  • the AC input voltage waveform 100H and the waveform 100L are cases where the instantaneous voltage maximum values are 500V and 110V, respectively, and the results of detecting the input voltages 100H and 100L with the zero potential detector 71 are respectively waveforms ( S71H) and waveform S71L.
  • the input voltages 100H and 100L and the zero potential detection results S71H and S71L are superimposed, and in view of the overlapping waveforms, the zero potential detection results S71H and S71L are the same waveform. have. That is, the zero potential detection circuit works very well even with a wide range of input voltages.
  • the power supply voltage measurement is performed by using a voltage level detector 72, a zero crossing detector 71, and an X-OR gate 73 to pulse the gate output S73. Measure by width.
  • the measured voltage divided by the voltage dividing resistors R BH and R BL is supplied to the positive input terminal of the comparator 72, and a predetermined reference voltage ZD VLD is applied to the negative input terminal of the comparator 72.
  • the comparator 72 operates as a voltage level detector 72, and X-OR the output of the voltage level detector 72 and the output S71 of the zero potential detector 71 to represent a power supply voltage. Generate signal S73.
  • the voltage divider R BH (R BL ) is set so that the voltage divider ratio is 1/100, and the reference voltage of the voltage level detector 72 is set to 0.5V (that is, when the input voltage is 50V or more).
  • the voltage level detector 72 is operated) and the circuit is simulated and shown in FIG.
  • the instantaneous voltage maximum value of the AC input voltage is 110V and 500V, the power waveform 100L or 100H, the output waveform S72L or S72H of the voltage level detector 72, or the output waveform S71L of the zero potential detector 71.
  • S71H and power supply voltage measurement waveforms S73L and S73H are shown, respectively.
  • the voltage detector 72 As soon as the voltage detector 72 is lowered below a predetermined voltage in between, it becomes high again, and when the zero potential detector 71 operates at 180 degrees, it becomes low. That is, two pulses exist in the output signal S73 of the X-OR 73 between 0 degrees and 90 degrees, and this pulse width represents the input power supply voltage level. And if you look between 180 degrees to 360 degrees, the voltage detector 72 is kept low because it does not operate.
  • the pulse width representative of the input power voltage level may be measured by a digital counter measuring time.
  • ADC analog-to-digital converter
  • the method of measuring the analog-to-digital converter (ADC: ADC) by rectifying and smoothing a voltage has the following advantages. Due to the characteristics of the circuit of the present invention, since the power supply voltage measuring circuit is located next to the power switch, it is exposed to switching noise. In the case of an analog voltage converter, the voltage can be measured high or low due to the noise. However, when measuring the pulse width of a digital signal, the first input source itself is digital, which is resistant to noise. Second, although noise affects the pulse width measurement, the pulse width is narrowly measured, that is, the voltage is measured in a high direction.
  • the pulse width should be kept clean when the pulse width is wide and the voltage is low, but it is not the case when the voltage is high because it is narrow.
  • the power supply voltage is measured due to noise, and the driving pulse width is narrowed to supply a low current, but there is no problem in the lifetime of the light emitting diode.
  • the power supply voltage is measured low and the driving pulse width is widened to make the current high. For example, when the rated current or more is supplied, the lifespan of the light emitting diode is reduced. That is, the method of measuring the power supply voltage by digital pulse width measurement tends to protect the life of the load compared to the method of analogue ADC.
  • FIG. 14 is a table that calculates the time when the instantaneous voltage becomes higher than 50V for each rectified maximum voltage of the input power source (50Hz).
  • the instantaneous maximum voltages are 110V, 120V, 370V, and 380V
  • the resolution is better at 1.502ms, 1.369ms, 0.432ms, and 0.421ms, respectively, which can measure low voltage more precisely. It means that there is.
  • FIG. 15 graphically illustrates FIG. It can be seen that the resolution gradually increases from 500 V to approximately 200 V, but rapidly increases thereafter.
  • the comparator (72a) operates as a voltage-level detector, and a signal (S72a) generated by the voltage-dividing resistor (R BH) (R BL) and the rectified voltage and the reference voltage (ZD VLD) partial pressure.
  • the operation principle is the same as that of the voltage level detector 72 except that the input voltage is AC or rectified voltage, and thus the detailed description thereof will be omitted.
  • FIG. 17 AC input voltage waveforms 100L and 100H and voltage level detector outputs S72aL and S72aH are respectively shown for input instantaneous maximum voltages of 100V and 500V. Looking at the output (S72aL) (S72aH), the result of the detector 72a at the zero potential is Low, the width of the low interval represents the input voltage. In addition, the midpoint of the section where the result of the detector 72a is Low is the zero potential at which the input voltage phase is 0 degrees and 180 degrees.
  • FIG 18 is an enlarged view of an AC power phase angle of 180 degrees.
  • the rising edge is outside the 3 divisions at the phase angle 180 and the falling edge is within the 3 divisions. It can be seen that. This is interpreted as occurring because of the input offset of comparator 72a.
  • a circuit composed of a resistor (R BH ), a capacitor (C BL ), a reference voltage (ZD VLD ), and a comparator 74 connected to an AC input voltage has a zero potential detector or a voltage level detector depending on the resistance and the time constant value of the capacitor.
  • the zero potential detector and the analog-to-digital converter measuring the input voltage have been described in detail.
  • the zero potential detector and the analog-to-digital converter described herein are, of course, also applicable to Korean Patent No. 10-90813 filed and registered by the applicant.
  • the present invention has been described with reference to the preferred embodiments.
  • the fixed frequency driving method has been described, but it can be applied to the fixed blocking period method and the fixed conduction period method.
  • the driving method of the constant power supply device described in the preferred embodiment of the present invention can be implemented as a semiconductor integrated device implemented as a microprocessor or a logic circuit. And dividing the current path flowing through the switch mentioned in Korean Patent Application No. 10-2009-38059 filed by the applicant into two and reducing the power consumed by the circuit breaker and dividing the load into two or more, and two or more switches.
  • it can be applied to the method of driving with time difference.
  • white in red, green, and blue it is natural that power factor and THD are further improved than before when the load is divided into three parts.
  • the most easily accessible power factor correction circuit is a passive valley fill circuit, which requires two additional rectifier capacitors and three rectifier diodes, while the maximum power factor is about 0.92. Active valley fill circuits are also expensive, and the circuits are complex. Therefore, according to the present invention, since the core component of the LED lighting industry, which is a new growth industry, is provided as a product that does not need a separate power factor improvement circuit, it is highly competitive in terms of price competitiveness.

Landscapes

  • Rectifiers (AREA)
  • Relay Circuits (AREA)

Abstract

본 발명의 정전력 공급 장치는 교류전원을 공급하는 교류 전원 공급기, 상기 교류 전원 공급기로부터 교류전원을 입력받아 정류하는 정류회로, 정류회로로부터 전력을 공급받는 부하에 직렬 연결된 구동코일, 양단이 상기 부하의 출력 측과 입력 측에 각각 연결됨으로써 상기 부하에 병렬 연결되며, 상기 부하의 출력 측으로부터 입력 측을 향해 전류가 흐르는 방향으로 설치되어, 상기 전력 스위치가 오프된 경우에는, 상기 구동 코일에 충전된 전류를 상기 부하로 방전시키는 환류 다이오드, 상기 구동코일 및 부하를 통과한 전류를 스위칭하는 전력스위치 및 상기 전력스위치의 게이트 단에 연결되며, 정류전압 한 주기를 단위로 정류전압의 최대값을 측정하여 상기 구동신호 발생기의 기본 조절기간을 구하고, 입력전압 위상 90도 및 270도 지점이 상기 기본 조절기간으로 상기 전력스위치를 제어하고, 입력전압 위상이 0도 또는 180도 지점 중 어느 한 점 이상에서 기본 조절기간보다 넓은 스위치 구동펄스를 발생시키며, 나머지 중간 구간은 보간법에 의하여 펄스폭을 제어하는 구동신호 발생기를 포함하는 것을 특징으로 한다. 본 발명에 따른 정전력 공급 장치에 의하면, 전원 공급 장치의 수명에 영향을 미치는 평활회로용 고용량 콘덴서를 구비하지 않고도, 다양한 크기 및 주파수를 갖는 전력을 부하에 안정적으로 공급할 수 있다.

Description

정전력 공급 장치
본 발명은 정전력 공급장치에 관한 것으로서, 더욱 상세하게는 전원공급 장치의 수명에 영향을 미치는 평활회로용 고용량 콘덴서를 구비하지 않고도, 다양한 크기 및 주파수를 갖는 전력을 정류하여 부하에 공급하는 정전력 공급 장치 및 그 제어방법에 관한 것이다.
본 발명은 대한민국 출원번호 10-2009-38059호 "능동형 정전력 공급 장치"에 연속하여 발명한 것이다. 많은 영역에서 정밀한 공급전원의 제어가 중요하며, 특히 발광다이오드(LED: Light Emitting Diode, 이하 'LED'라 칭함) 같은 소자는 미량의 전압 변동에도 전류가 크게 변하기 때문에 더욱 정밀한 전류제어가 요구된다.
도 1은 일반적인 정전력 공급 장치의 회로도이다.
도 1을 참조하여 설명하면, 종래에는 교류 전원 공급기(50)에서 공급된 교류전원을 정류회로(51) 및 저역통과필터(LLPF,CLPF)를 통과한 전압과 구동신호발생기(55)에서 공급되는 구동 신호를 이용하여 부하(52)에 정전력을 공급하였다. 이때 구동신호발생기(55)는 정류전압 한 주기를 단위로 특정한 패턴의 구동신호를 발생하며, 구동 신호 발생 방법은 종래 출원특허 10-2009-38059호에서 기재된 바와 같이 고정주파수 방식, 고정 차단 기간 방식 및 고정 도통 기간 방식 등이 있으며, 정류전압의 최대값에 의하여 구동신호가 다르게 발생 된다. 각 방식에 대한 상세한 설명은 생략한다.
도 2는 고정주파수 방식으로 구동하였을 때 도 1의 회로의 각 부위에서의 전압 전류 파형을 도시하는 도면이다. 특히 도 2는 종래 출원특허 10-2009-38059를 인용한 것으로, 도 1에 도시된 회로 각 부위에서 전압 및 전류를 파형으로 측정한 것이다.
도 2를 참조하여 설명하면, 도 2에는 교류입력전압(301), 교류입력전류(302) 부하양단전압(304), 필터코일(LLPF)의 양단전압(305), 부하(52)의 전류(307) 및 스위치(Q1)의 전류(307)가 도시되어 있다. 우선 전원전류파형(302)과 전원전압파형(301)을 비교하여 살펴보면, 전압(301)의 위상 0도에서 90도인 구간은 전압(301)과 전류(302)의 위상이 비슷하며, 위상이 90도에서 180도인 구간은 전류(302)가 전압(301)보다 빠르다. 또한 위상 180도 부근에서 전류(302)가 불연속인 구간이 있다. 즉, 종래기술의 문제점으로는 전류가 전압보다 빠른 구간이 있고, 전류가 불연속인 구간이 있다는 것이다.
본 발명은 기존의 구동신호발생기를 더욱 개량하여, 종래기술의 문제점을 보완하여 역률 및 전원전류 총 고조파왜곡(Total Harmonic Distortion, THD)을 개선한 정전력 공급 장치를 제공하는 것이다.
본 발명인 정전력 공급 장치는 역률 및 THD를 개선하여 다양한 크기 및 주파수를 갖는 전력을 부하에 안정적인 실효 정전력으로 공급할 수 있는 능동형 정전력 공급 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.
이를 위해, 본 발명에 따른 정전력 공급 장치는 교류전원을 공급하는 교류 전원 공급기, 상기 교류 전원 공급기로부터 교류전원을 입력받아 정류하는 정류회로, 정류회로로부터 전력을 공급받는 부하에 직렬 연결된 구동코일, 양단이 상기 부하의 출력 측과 입력 측에 각각 연결됨으로써 상기 부하에 병렬 연결되며, 상기 부하의 출력 측으로부터 입력 측을 향해 전류가 흐르는 방향으로 설치되어, 상기 전력 스위치가 오프된 경우에는, 상기 구동 코일에 충전된 전류를 상기 부하로 방전시키는 환류 다이오드, 상기 구동코일 및 부하를 통과한 전류를 스위칭하는 전력스위치 및 상기 전력스위치의 게이트 단에 연결되며, 정류전압 한주기를 단위로 정류전압의 최대값을 측정하여 상기 구동신호 발생기의 기본 조절기간을 구하고, 입력전압 위상 90도 및 270도 지점이 상기 기본 조절기간으로 상기 전력스위치를 제어하고, 입력전압 위상이 0도 또는 180도 지점 중 어느 한 점 이상에서 기본 조절기간보다 넓은 스위치 구동펄스를 발생시키며, 나머지 중간 구간은 보간법에 의하여 펄스폭을 제어하는 구동신호 발생기를 포함하는 것을 특징으로 한다.
또한 상기 구동신호 발생기는 상기 구동 코일에 충전된 전류가 완전 방전된 후에 다음 구동 펄스를 발생시키는 것이 바람직하다.
이때 상기 구동신호 발생기는 상기 기본 조절기간을 고정주파수 방식 및 고정 방전기간 방식 중 어느 하나의 방식으로 구하고, 입력전압위상 90도 및 270도에 적용하는 것이 바람직하다. 또한 상기 구동신호 발생기는 상기 기본 조절기간이 고정주파수 방식과 고정 방전기간 방식 모두 사용하여 구하고 입력전압위상 90도 및 270도에 각각 적용하는 것이 바람직하다.
또한 상기 구동신호 발생기는 고정 도통 기간 방식으로 동작하며, 입력전압위상이 90도 및 270도에서는 정류전압 최대값을 측정하여 구한 차단기간(최대차단기간)으로 상기 전력스위치를 제어하고, 입력전압 위상이 0도 또는 180도 지점에서는 한 점 이상에서 최소 차단기간보다 좁은 스위치 구동펄스를 발생시키며 나머지 중간구간은 보간법에 의하여 펄스폭을 제어하는 것이 바람직하다.
또한 상기 구동신호 발생기는 입력전압위상 0도에서 90도 사이는 무보정 또는 펄스폭을 감소하는 형태로 펄스폭을 보정하고, 90도에서 180도 사이는 무보정 또는 펄스폭을 증가하는 형태로 펄스폭을 보정하는 것이 바람직하다.
이때 상기 감소하는 형태는 선형 감소 형태, 제곱 감소 형태 및 세제곱 감소 형태 중 하나이며, 상기 증가하는 형태는 선형 증가 형태, 제곱 증가 형태 및 세제곱 증가 형태 중 하나인 것이 바람직하다.
또한 상기 정전력 공급 장치는 상기 구동코일에 흐르는 전류가 설계값 이상인 경우 차단신호를 발생시켜 상기 전력스위치를 스위칭 오프시키는 차단 판정기를 더 포함하는 것이 바람직하다.
또한 상기 정전력 공급 장치는 상기 정류회로의 입력단 또는 출력단에 설치되는 저역통과 필터를 더 포함하는 것이 바람직하다. 이때 상기 저역통과 필터는 필터코일과 필터 콘덴서로 구성되고, 상기 필터 코일의 제 1 단자는 정류회로에 연결되고, 상기 필터 코일의 제 2 단자는 부하에 연결되며,상기 필터콘덴서의 제1단자는 상기 필터코일의 제 2단자에 연결되고, 상기 필터 콘덴서의 제 2 단자는 접지된 것이 바람직하다.
또한 상기 전력 스위치는 전류가 흐르는 경로가 2개로 구성되어 있으며, 상기 2개의 경로중 하나는 접지단자로 연결되고, 다른 하나는 상기 차단 판정기로 연결되어 있는 것이 바람직하다.
또한 상기 부하는 2개 이상으로 분리되고, 각 분리된 부하에 각각의 구동코일 및 전력 스위치를 설치하고, 상기 각 전력 스위치들은 소정의 시간차를 두고 구동되는 것이 바람직하다.
본 발명에 따른 정전력 공급 장치 및 그 제어 방법에 의하면, 전원공급 장치의 수명에 영향을 미치는 평활회로용 고용량 콘덴서를 구비하지 않고도, 다양한 크기 및 주파수를 갖는 전력을 부하에 안정적으로 공급할 수 있다.
도 1은 일반적인 정전력 공급 장치의 회로도.
도 2는 고정주파수 방식으로 구동하였을 때 도 1의 회로의 각 부위에서의 전압 전류 파형을 도시하는 도면.
도 3은 종래 방식으로 스위치를 구동하였을 때 전원 전류 파형과 본 발명의 전원 전류 파형을 비교한 도면.
도 4는 본 발명의 제 1 실시예에 따른 전원 전류 파형을 도시하는 도면.
도 5는 본 발명의 제 2 실시예에 따라 비선형 보정을 적용한 전원 전류 파형을 도시하는 도면.
도 6은 본 발명의 제 2 실시예에 따라 비선형 보정을 적용한 전원 전류 파형을 도시하는 다른 도면.
도 7은 본 발명의 제 3 실시예에 따라 전원전류 파형을 도시하는 도면.
도 8은 본 발명의 제 3 실시예에 따라 전원전류 파형을 도시하는 다른 도면.
도 9는 회로 충방전 전류에의한 전원전류 왜곡을 모의시험한 도면.
도 10은 본 발명에 적용된 조정곡선을 하나의 도면으로 정리한 것.
도 11은 조정곡선(740)을 적용한 모의시험 결과파형.
도 12는 교류전압의 영전위검출 및 전압측정회로.
도 13은 도 12의 각 부위 파형.
도 14는 정류전압이 50V를 초과하는 시각표(at 50Hz)
도 15는 도 14를 그래프로 표시한 것.
도 16은 정류전압에서 영전위 검출과 전압측정회로.
도 17은 도 16의 각 부위 파형
도 18은 도 17에서 전압위상 180도 부근을 확대한 것이다.
이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예들을 상세히 설명한다. 이때 첨부된 도면에서 동일한 구성 요소는 가능한 동일한 부호로 나타내고 있음에 유의하여야 한다. 또한 본 발명의 요지를 흐리게 할 수 있는 공지 기능 및 구성에 대한 상세한 설명은 생략할 것이다.
또한 이하에서 설명되는 본 명세서 및 청구범위에 사용된 용어나 단어는 통상적이거나 사전적인 의미로 한정해서 해석되어서는 아니 되며, 발명자는 그 자신의 발명을 가장 최선의 방법으로 설명하기 위해 용어의 개념으로 적절하게 정의할 수 있다는 원칙에 입각하여 본 발명의 기술적 사상에 부합하는 의미와 개념으로 해석되어야만 한다.
상술한 바와 같이 도 2에서 입력전압(301)이 0볼트를 통과할 때(전압위상 180도 및 360도), 전류(302)가 흐르지 않는 불연속구간이 존재하고, 이 구간을 줄이면 전원전류 파형이 개선되어 역률 및 THD가 개선될 수 있음을 알 수 있다. 이하에서는 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 정전력 공급 장치 에 대하여 상세히 설명하도록 한다.
<제 1 실시예>
본 실시예는 본 출원인이 실시한 컴퓨터 모의시험 일련번호 A016조건에서, 구동펄스폭만 입력전압(50) 위상에 맞추어 변경한 것이다. 상기 모의시험 일련번호 A016은, 도 1의 회로에서, 입력전압(50)을 220VAC의 118.9% 수준인 261.7V로 설정하여 정류전압 최고값이 370V이고, 필터코일(LLPF)은 2mH, 필터콘덴서(CLPF)는 0.3uF, 구동코일(L1)은 320uH, 전류검출저항(R1) 은 0.01옴 그리고 부하(52)는 LED 스트링으로 하였고 20mA가 흐르는 경우 LED 스트링 양단 전압은 50.3V이며, 상기 LED 스트링을 40개 병렬로 연결하였고, 각 LED 스트링에 10옴의 부하저항을 직렬로 연결하였고, 구동주파수 50KHz로 스위치(Q1)를 2.4us로 구동한 것이다. 모의시험 A016 에서는 구동스위치(Q1)는 입력전압(50)의 위상에 관계없이 항상 2.4us 펄스폭으로 구동된다.
도 3은 종래 방식(모의시험 A016)으로 스위치를 구동하였을 때 입력전원(50)의 전류파형(108)을 도시한 도면이며(정류전압 370V, 고정주파수 방식), 교류 전원(50)의 전류 주파수 성분을 제40차 고조파까지 고속 푸리에 변환(FFT: Fast Fourier Transform, 이하 FFT라 칭함)을 이용하여 분석한 결과 중에서 총 고조파 왜곡은 "THD=", 제1고조파 위상각(이하, 제1위상각 이라 칭함)은 "Ang1=", 역률은 "PF=" 및 제1고조파 성분 함량(이하, 제1성분 함량 이라 칭함)은 "Four1=" 로 같이 나타 내었다. 이하의 도면에서 전류파형을 도시한 경우 상기 FFT 분석결과를 같이 표시하였다.
도 4는 본 발명의 제 1 실시예에 따른 전원 전류 파형을 도시하는 도면이다. 입력전압파형(100)은 한주기만 나타내었으며, 구동 펄스폭 조정곡선(110)은 입력전압(50)의 위상 0도 및 180도에서 가장 넓은 펄스폭을 가지며 전압위상 90도 및 270도에서 가장 좁은 펄스폭(기본 펄스폭, Base Pulse Width)을 가진다. 그리고 전압위상 0도에서 90도 및 180도에서 270도 사이는 펄스폭이 선형적으로 감소하고, 나머지 전압위상에서는 선형적으로 증가한다.
도 4에서는 5개의 전원전류파형(111 내지 115)을 도시하였으며, 입력전압(50) 위상 90도 및 270도에서 스위치(Q1)의 구동펄스폭은 컴퓨터 모의시험 A016과 같은 2.4us(기본 펄스폭)로 모두 동일하지만, 전압위상 0도 및 180도에서는 구동펄스폭이 각각 다르고, 구동펄스폭 조정곡선(110)에 따라 입력전압(50) 위상별로 구동펄스폭을 조정하여 스위치(Q1)를 구동한 것이다.
먼저, 전원전류파형(111)에서 가장 넓은 구동펄스폭(즉, 입력전압위상 0도 및 180도에서)은 기본 펄스폭 2.4us의 1.1배인 2.64us이고, 전류파형(112)은 1.2배인 2.88us, 전류파형(113)은 1.3배인 3.12us, 전류 파형(114)은 1.4배인 3.36us 그리고 전류파형(115)은 1.5배인 3.6us이다.
각 전원전류파형(111 내지 115)을 비교해 보면, 전압위상각 0도에서 구동펄스폭이 넓어질수록 제1성분 함량은 증가 하였고, 제1 위상각은 역률이 개선되는 쪽으로 움직였다. 종래의 전류파형(108)과 비교하면, 역률은 0.975에서 0.978 이상으로 모두 개선되었고, THD는 펄스폭이 1.5배인 경우만 제외하고 모두 11.94%에서 8.99% ~ 11.5% 사이로 개선되었다. 참고로, 전원전류 고조파 함유율 규격인 IEC 61000-3-2 Class C(이하, Class C 규격이라 칭함)를 펄스폭 1.4배까지는 모두 적합하였으며, 펄스폭 1.5배에서는 제11고조파가 3.08%로 규격인 3.0%를 초과하였다.
이상 본 발명의 제1 실시예에 따른 정전력 공급 장치에 대하여 자세히 설명하였는데, 본 실시예로서 역률과 THD가 종래보다 개선된 정전력 공급 장치가 제공된다.
<제 2 실시예>
본 발명의 제 2 실시예는 구동펄스폭 조정곡선을 선형에서 비선형으로 변경한 것이다. 제 1 실시예의 결과에서, 전류파형(113 내지 115)에서 파형이 왜곡되는 현상이 전압위상 0도에서 90도 사이에서 육안으로 발견되었으며, 이것을 개선하고자 비선형으로 조정곡선을 변경한 것이다.
도 5는 본 발명의 제 2 실시예에 따라 비선형 보정을 적용한 전원 전류 파형을 도시하는 도면이다. 조정곡선(220)은 제곱 값을 이용한 곡선으로서, 가장 넓은 구동펄스폭을 1, 가장 좁은 구동펄스폭(기본 펄스폭)을 0으로 선형 정규화하고, 그 정규화된 값을 제곱하여 펄스폭 조정계수로 사용한 것이다. 전압의 각 위상에서 계산된 구동펄스폭은 상기 조정계수, 기본 펄스폭 및 가장 넓은 펄스폭으로 아래 공식으로 계산된다.
구동펄스폭 = 기본펄스폭 + 조정계수(가장 넓은 펄스폭 - 기본펄스폭)
도 5에서 5개의 전원전류파형(221 내지 225)을 도시하였는데, 각 전류파형에서, 가장 넓은 구동펄스폭은 제 1 실시예에서와 동일하게 하였다. 즉 기본 펄스폭의 1.1배, 1.2배, 1.3배, 1.4배 및 1.5배로 각각 가장 넓은 구동펄스폭을 선정하고, 구동펄스폭 조정곡선(220)에 따라 입력전압(50) 위상별로 구동펄스폭을 조정하여 스위치(Q1)를 구동한 것이다.
각 전원전류파형(221 내지 225)을 비교하면, 제 1 실시예와 동일하게 전압 위상각 0도에서 구동펄스폭이 넓을수록 제 1 성분 함량은 증가하였고, 제 1 위상각은 역률이 개선되는 쪽으로 움직였다. 종래의 전류파형(108) 과 비교하면, 역률은 0.975에서 0.977 이상으로 모두 개선되었고, THD는 11.94%에서 8.62% ~ 10.57% 사이로 모두 개선되었다. 참고로, 전원전류 고조파 함유율은 펄스폭 1.3배까지는 모두 Class C 규격에 적합하였으며, 펄스폭 1.4배 및 1.5배에서 제11 고조파가 3.17% 및 3.34%로 규격인 3.0%를 초과하였다.
도 6은 본 발명의 제 2 실시예에 따라 비선형 보정을 적용한 전원 전류 파형을 도시하는 다른 도면이다. 특히, 도 6은 펄스폭 조정곡선(330)은 세제곱 값을 이용한 곡선으로서, 가장 넓은 구동펄스폭을 1, 가장 좁은 구동펄스폭(기본 펄스폭)을 0 으로 선형 정규화하고, 그 정규화된 값을 세제곱하여 펄스폭 조정계수로 사용한 것이다. 전압의 각 위상에서 계산된 구동펄스폭은 제곱으로 조정계수를 구한것과 같은 공식으로 구하며 단지 조정계수값만 다르다.
도 6에서 5개의 전원전류파형(331 내지 335)을 도시하였는데, 각 전류파형에서, 가장 넓은 구동펄스폭은 도 5에서와 동일하게 하였다. 즉 기본펄스폭의 1.1배 ~ 1.5배로 각각 가장 넓은 구동펄스폭을 선정하고, 구동펄스폭 조정곡선(330)에 따라 입력전압(50) 위상별로 구동펄스폭을 조정하여 스위치(Q1)를 구동한 것이다. 실험 결과는 앞서와 마찬가지로 역률 및 THD가 모두 개선되었으며, 참고로, 전원전류 고조파 함유율은 펄스폭 1.3배까지는 모두 Class C 규격에 적합하였으며, 펄스폭 1.4배 및 1.5배에서 제11 고조파가 3.10% 및 3.25%로 규격인 3.0%를 초과하였다.
도 4에 도시된 제 1 실시예의 결과와 도 5 및 도 6에 도시된 제 2 실시예의 결과 파형을 육안으로 비교해 보면, 제 2 실시예의 전류파형이 제 1 실시예보다 더 sin 파형에 가까움을 알 수 있다.
<제 3 실시예>
본 발명의 제 3 실시예는 제 1 실시예 및 제 2 실시예에 적용된 구동펄스 조정곡선(110, 220, 330)을 조합하여 신규조정곡선(710, 720)을 만들고 그 결과를 나타낸 것이다. 앞의 제 1 실시예 및 제 2 실시예의 결과를 고찰한 결과, 전압위상이 0도에서 90도 사이는 대부분의 전류파형에서 전압과 위상이 비슷하였고, 전압위상이 90도에서 180도 사이는 전원전류가 전압보다 빨랐으며 늦는 경우는 없었다. 이는 상기 실시예들에 사용된 저역통과필터의 회로 정수값에 의한 것으로 해석된다. 물론, 필터코일(LLPF)과 필터콘덴서(CLPF) 중 어떤 성분이 주로 에너지를 충전하는지에 따라 전류위상이 달라짐은 당연하다. 이에 착안하여 전압위상 0도에서 90도 사이는 전원전류위상이 전압위상과 동일하고 전류파형이 상대적으로 깨끗한(고조파 성분이 작은)것에 사용된 조정곡선을 선정하였으며, 전압위상 90도에서 180도 사이는 전원전류파형이 전원전압 파형에 가깝고 깨끗한 것을 선정하였다.
도 7은 본 발명의 제 3 실시예에 따라 전원전류 파형을 도시하는 도면이다. 특히 도 7의 전원전류는 정류전압 최대값이 370V이고 혼합보정을 적용한 결과이다.
도 7을 참조하여 설명하면, 조정곡선(710)은 입력전압위상 0도에서 90도 사이는 조정이 없는 기본펄스폭 스위치 구동이고, 전압위상 90도에서 180도 사이는 제2실시예의 세제곱 조정계수를 사용하여 구동펄스폭을 증가하면서 스위치를 구동한 것이다. 조정곡선(710)에 따른 전원전류파형(711)은 가장 넓은 펄스폭이 기본펄스폭(가장 좁은 펄스폭)의 1.5배인 경우이고, 역률은 0.985로 종래의 0.975 보다 우수하며 또한 조정곡선을 조합하지 않은 제 1 실시예 및 제 2 실시예보다도 우수하다. THD 또한 종래의 11.94보다 우수한 8.84로 나타났다.
조정곡선(710)이 다른 조정곡선(110 내지 730)들과 다른 특징은 전압위상 180도 및 360도에서 구동펄스폭이 최대펄스폭에서 최소펄스폭으로 불연속한 부분이 생기는 것이다.
조정곡선(720)은 입력전압위상 0도에서 90도 사이는 제2실시예의 세제곱 조정계수를 사용하여 펄스폭을 감소한 것이고, 전압위상 90도에서 180도 사이는 제1실시예의 선형 조정곡선을 사용하여 펄스폭을 증가한 경우이다.
조정곡선(720)에 따른 전원전류파형(721)은, 세제곱 조정계수에 의한 가장 넓은 펄스폭은 기본펄스폭(가장 좁은 펄스폭)의 1.1배이고, 선형 조정 곡선에 의한 가장 넓은 펄스폭은 1.3배인 경우의 전류파형이다. 역률은 0.990으로 종래의 0.975 보다 우수하다. 또한 THD도 종래의 11.94보다 우수한 8.61로 나타났다.
조정곡선(720)에 따른 전원전류파형(722)은, 세제곱 조정계수에 의한 가장 넓은 펄스폭은 기본펄스폭(가장 좁은 펄스폭)의 1.1배이고, 선형 조정곡선에 의한 가장 넓은 펄스폭은 1.5배인 경우의 전류파형이다. 역률은 0.993으로 종래의 0.975 보다 우수하다. 또한 THD도 종래의 11.94보다 우수한 10.67로 나타났다.
도 8은 본 발명의 제 3 실시예에 따라 전원전류 파형을 도시하는 다른 도면이다. 특히 도 8의 전원전류파형(108a)은 모의시험 A016에서 입력전원전압을 220VAC의 80.4%인 176.8V로 변경하여 정류전압 최대값이 250V이고, 스위치(Q1)의 구동펄스폭이 3.8us 인 모의시험 일련번호 A029의 결과로서, 역률은 0.989, THD는 12.41 이다.
조정곡선(720)을 사용하여 세제곱 조정계수에 의한 가장 넓은 펄스폭은 기본펄스폭(가장 좁은 펄스폭)의 1.1배이고, 선형 조정곡선에 의한 가장 넓은 펄스폭은 1.3배인 경우의 모의 시험한 결과인 전원전류파형(721a)을 살펴보면, 역률은 0.994로 종래의 0.989 보다 우수하고, 또한 THD도 종래의 12.41보다 우수한 10.51로 나타났다.
조정곡선(730)은 이제까지의 조정곡선을 조합한 것으로서, 특히 전원전압 180도 부근에서 최대폭 무조정 선형계수를 도입하였다. 이것은 전원전압 180도 부근에서 전원전류가 흐르지 않는 구간을 최대한 좁히려는 의도에서 출발한 것이며, 본 명세서에 도시는 하지 않았지만 조정곡선(720)보다 역률 및 THD가 개선됨은 자명하다.
그리고 본 발명에서는 조정곡선을 선형, 제곱, 세제곱 등을 사용하여 단독 또는 조합으로 구성하였다. 그 외에 지수(exp)함수 또는 기술자 임의의 커브피팅(curve fitting)된 조정곡선도 본 발명의 개념을 벗어나지 않는 범위에서 사용될 수 있음도 당연하다.
이상에서, 전압위상 180도 및 360도에서 전원전류가 흐르지 않는 불연속 구간을 좁혀서 역율을 개선하는 펄스폭 조정곡선에 대하여 상세히 설명하였다.
이하에서는, 다른 방향에서 전원전류 파형을 해석하고 상기 해석에 적합한 펄스폭 조정곡선에 대하여 설명한다.
먼저, 도 3에서 입력전원(50)의 전류파형(108)을, 동일한 구동펄스폭으로 교류입력 한 주기를 구동한 경우(모의시험 A016), 전압위상 0도부터 180도까지 살피기로 한다. 상기 파형은 이하 상세히 설명하고자 하는 관점에서 두 가지 특징을 가지고 있는데, 첫째 순시전압은 위상 90도에서 최고이지만 전류는 90도 이전에서 상승세가 감소하여 최고가 아니다. 즉 전류파형이 앞쪽으로 쏠려서 0도에서 90도 구간에서는 전압 파형과 가깝고, 90도와 180도 구간에서는 전압 파형과 멀다. 둘째, 전압위상이 0도에서 180도로 증가할수록 전원전류의 리플(ripple) 성분은 전반적으로 감소하는 경향이 있다.
전압위상 0도부터 90도 사이에서 전류가 앞쪽으로 쏠려서 전압 파형과 가깝고, 90도와 180도 사이에서 전압 파형과 먼 이유는 다음과 같다.
종래의 정류평활 콘덴서를 사용하는 회로는 전압이 영전위를 통과할 때도 평활콘덴서에 충전된 전기에너지를 사용하지만, 본 발명이 제안하는 회로의 목표는 순시입력 전압에 비례한 전류를 부하에 공급하는, 즉 입력전압이 영 전위일 때는 전원전류도 영(zero)이고, 순시전압이 있으면 순시전압에 비례한 전류를 공급하여 역율이 높으면서, 부하에 실효 정전류를 공급하는 것이다. 상기 목표를 달성하기 위해서는 입력전압이 영전위를 통과할 때는 회로(필터회로 및 부하회로)의 각 부분에 충전된 전기 에너지가 없어서 각 부위의 전압이 영 전압(zero voltage)인 것이 바람직하다.
이상적인 경우에, 입력전압 위상이 이 0도에서 90도로 갈 때(즉 정류전압이 상승할 때)를 살펴보면, 순시 전원전류(IAC)는 하기의 세 군데 사용처로 공급된다.
첫째, 저역통과 필터에 존재하는 커패시터 성분 충전전류(Filter Charging Current, 이하 IFC 라 칭함), 둘째, 부하에 존재하는 커패시터 성분 충전전류(Load Charging Current, 이하 ILC 라 칭함), 셋째, 부하, 구동코일 및 스위치를 통과하여 접지로 흐르는 전류(Switch Current, 이하 ISW라 칭함)가 그것이다.
반면에, 입력전압 위상이 90도에서 180도로 갈 때(즉 정류전압이 하강할 때)를 살펴보면, 회로 각 부분 즉 필터 커패시터 성분 및 부하 커패시터 성분에 충전된 전기 에너지는 방전되어야 한다(영전위에서 영전압이 되기 위하여). 그리고 동일한 순시입력전압에서 스위치에 흐르는 전류는 정류전압이 상승할 때와 하강할 때 모두 같아야 한다(동일한 구동펄스폭으로 스위치를 구동하는 경우에). 따라서 스위치전류(ISW)는 하기 세 부분의 회로에서 공급된다.
첫째, 저역통과필터 커패시터 성분의 방전전류(Filter Discharging Current, 이하 IFD라 칭함), 둘째, 부하 커패시터 성분의 방전전류(Load Discharging Current, 이하 ILD)라 칭함), 셋째, 교류전원에서 공급된 순시 전원전류(IAC)가 그것이다.
상기 내용에 따르면 정류전압이 상승할 때는 IAC = IFC + ILC + ISW 이고, 하강할 때는 IAC + IFD + ILD = ISW의 관계가 성립한다. 즉 순시 전원전류(IAC)는 정류전압이 상승할 때가 하강할 때보다 항상 많이 흐른다.
그리고, 전원전류가 90도 또는 90도 이전에서 상승세가 감소하는 이유는 이하와 같다. 전압위상이 0도 부위에서는 동일한 위상각 변화(동일한 시간 변화)에 대하여 전압의 변화량이 크므로 충전전류 IFC 및 ILC가 크지만, 전압위상이 90도에 접근할수록 전압 변화량은 작아지므로 충전전류는 작아지고 90도에서는 충전전류는 0이 된다. 즉 90도에서는 스위치 전류가 최대이지만 충전전류는 0이고, 90도 약간 이전에서는 스위치 전류는 최대값보다 약간 낮지만 충전전류가 있으므로 스위치 최대 전류보다 높을 수 있다.
이것을 간략하게 모의시험한 결과가 도 9이다. 먼저 전원 전압 위상과 스위치전류 위상이 동일하다고 가정하고, 스위치전류(151a, 151b)은 sin(전압위상)*100으로 도시한 것이며, 회로의 충방전전류 (153a)(153b)는 전압위상변화에 따른 전압변화량에 의하여 결정되므로 cos(전압위상)* (소정의 값)으로 모델링하였다. 전원전류(152a, 152b)는 스위치 전류와 충방전 전류의 합으로 결정되므로 각각 152a와 152b로 된다.
먼저 전원전류파형(152a)는 충방전전류의 최대값이 스위치전류 최대값의 25% 수준이라고 가정하고 모의시험한 결과이고, 전원전압 위상이 79도에서 최대점이 나타났다. 전원전류파형(152b)는 충방전전류의 최대값이 스위치전류 최대값의 10% 수준이라고 가정하고 모의시험한 결과이고, 전원전압 위상이 85도에서 최대점이 나타났다. 정전력(P=IV)을 부하에 공급하는 본발명의 목적에 맞게 상기내용을 해석하면, 전원파형(152a)는 입력전압이 높게 공급되어 전원전류가 작게 흐르는 경우이고, 전원파형(152b)는 입력전압이 낮게 공급되어 전원전류가 많이 흐르는 경우이다.
상기의 파형 분석내용을 종합하면, 부하가 LED인 경우 입력전압이 다이오드의 순방향 도통전압(VF)보다 높아지면 전원전류가 흐르기 시작하고, 필터 및 부하의 커패시터 충전전류와 스위치 전류로 구성된다. 그리고 전압위상 90도 이전에서 전원전류 최대점이 나타나며, 90도 이상에서는 필터 및 부하의 커패시터 방전전류가 스위치에 공급되므로 전원전류의 공급량은 줄어들며, 또한 동일한 순시 입력전압에 대해서 90도 전과 후를 비교하면 전 전류가 후 전류보다 많다(일 예로 도9에서 45도와 135도에서 전류를 비교해 보면 알 수 있다). 따라서 동일한 순시 입력 전압이라도 전압의 위상각에 따라 스위치 구동펄스폭이 달라야 한다.
이하에서는, 전압위상이 0도에서 180도로 증가할수록 전원전류의 리플(ripple) 성분이 전반적으로 감소하는 이유에 대하여 설명한다.
먼저 전압위상 0도에서 90도 사이에서, 동일한 시간 간격으로 전압의 변화량을 살펴보면 당연히 위상이 낮을 때 전압 변화량이 크다. 즉 회로의 커패시터 성분을 충전하는 충전전류량도 많다. 그리고 위상이 높아질수록 전압 변화량이 줄어들고 충전전류량은 작아진다. 이것이 전원 전류파형에서 리플전류가 90도 쪽으로 갈수록 줄어드는 이유이다.
*그리도 90도와 180도 사이의 리플 크기가 0도에서 90도 사이보다 작은데, 이것은 회로의 커패시터 성분에 충전되었던 전기에너기가 방전되면서 스위치전류로 공급되기 때문에, 상기 방전전류와 스위치 전류의 변화분의 차이가 전원전류의 리플 성분으로 나타나기 때문이다.
이상에서, 전원전류 파형을 상세히 해석하고 설명하였다.
이상의 파형해석결과에 의하면 최적의 펄스폭 조정곡선은, 전원의 순시전류가 최대인 전압위상(90도 약간 이전)에서 입력전압이 영전위를 통과하는 시각까지 펄스폭을 점진적으로 넓혀서, 정류전압 상승 및 하강에 관계없이 동일한 순시전원전압에서는 동일한 전원전류가 흐르도록 하는 것이다. 즉 조정곡선(710)과 같이 전압위상 90도(또는 약간이전) 이전에는 동일한 펄스폭으로 스위치를 구동하고, 90도 이상에서는 펄스폭을 점진적으로 넓혀서 스위치를 구동하는 것이 바람직하다. 본 조정곡선(710)의 특징은 전압위상 180도 및 360도에서 구동펄스폭이 최대펄스폭에서 최소펄스폭으로 불연속한 부분이 생기는 것이다. 조정곡선(710)에서 펄스폭 증가 부분이 완만한 커브를 가지고 증가하였으나 직선적으로 증가하는 것도 적용 가능함은 당연하다.
이상 설명한 두가지 관점(입력전압 영전위에서 전원전류 불연속점이 있는것 및 회로 충방전 전류에 의한 전원전류파형 변형)을 모두 고려한 것이 조정곡선(720)(730)이다. 즉 위상 0도에서 90도(또는 90도 약간이전)에서는 최대펄스폭으로 구동하고 빨리 기본펄스폭으로 복귀하고, 90도(또는 90도 약간이전) 이상 180도 사이에서는 펄스폭을 점진적으로 증가시켜 구동하는 것이다. 여기서 전압위상 180도 및 360도에서 조정곡선의 불연속점이 존재하여도(즉 충전하는 시작펄스폭과 방전하는 종료펄스폭이 다름) 본 발명의 개념을 벗어나지 않음은 당연하다.
도 10은 본 발명에 적용된 조정곡선을 정리한 도면이다.
특히 도 10에는 입력전압파형(100)에 따른 제 1 실시예에 따른 구동 펄스폭 조정곡선(110), 제 2 실시예에 따른 구동 펄스폭 조정곡선(220, 330) 및 제 3 실시예에 따른 구동 펄스폭 조정곡선(710, 720, 730)을 도시한다.
그리고 조정곡선(740, 741, 742) 및 (743)은 간단한 회로 또는 저속의 마이크로 프로세서를 사용하여 본 발명을 구현할 때 적용할 수 있는 조정곡선을 일 예로 도시한 것이다. 그리고 조정곡선에서 조정값을 절대값보다는 기본펄스폭에 대한 조정 펄스폭 비율로 기술하여 두는 것이 좋다. 왜냐하면 순시입력전압의 소정 위상에서 조정펄스폭은, 실효 전원전압이 변경되어 기본펄스폭이 변하면 기본펄스폭 곱하기 조정펄스폭 비율로 바로 계산이 되기 때문이다.
도 11은 조정곡선(740)을 사용하여 모의시험한 결과를 도시한 것이다.
모의시험 조건은, 부하는 백색 LED 12개와 저항 10옴을 직렬 배열한 LED 스트링을 31개 병렬 연결한 것이다. 상기 스트링의 순방향 전압은 38.4V(at 20mA) 이고, 개별 스트링 전류파형(306s)으로부터 대략적인 실효전류를 계산하면 약 50mA(전류최대값) / 1.414 / 2 = 17.68mA 이고, 부하에 공급된 전력은 38.4V * 17.68mA * 31 스트링 = 21.05 와트이다. 구동코일은 180uH, 필터코일은 2mH, 필터 콘덴서는 0.15uF 이고 스위칭 노이즈 감소를 위하여 부하 양단에 100nF 콘덴서를 부가하고 100KHz로 구동하였다. 펄스폭 조정은 기본펄스폭으로 전압위상 90도 까지 구동하고, 90도 에서 펄스폭을 1.0149배 하여 180도까지 구동하는 방법으로 조정곡선(740)을 구현하였다. 기본펄스폭은 전원전압이 각각 370V, 250V 에 대하여 각각 0.87us, 1.39us이다.
도 11은 입력전압 370V의 모의시험결과를 도시한 것으로, 교류입력전압(100s), 교류입력전류(108s) 및 개별 LED 스트링의 전류파형(306s)를 같이 도시하였는데, 전압위상 90도 및 270도에서 전류(306s)(108s)가 계단적으로 증가하여 흐르는 것을 볼 수 있다. 파형을 보다 확대하여 도시한 것이 교류전류파형(108sd)이고 계단적으로 증가하여 흐르는 부분이 원으로 표시한 108ss이다.
그리고 하단에 모의시험 결과를 요약한 표를 나타내었으며 전압위상에 관계없이 기본펄스폭으로 구동한 것은 const, 조정곡선(740)으로 구동한 것은 step으로 Remark에 표시하였다. 조정곡선(740)을 사용한 것이 모두 역율(PF), 제1 위상각(Ang1) 및 제1성분 함량이 모두 개선되었다. 그리고 전원전류 고조파 함유율은 Class C 규격을 모두 만족하였다.
이상, 스위치, 구동코일, 부하 및 환류다이오드의 배치가 벅 컨버터(Buck converter)형식인 회로를 해석하고 조정곡선을 구하고 모의시험을 하였는데, 벅-부스트 컨버터(Buck-Boost converter) 및 부스트 컨버터(Boost converter)에도 도10의 조정곡선들을 적용하여 역율을 개선할 수 있음은 당연하다.
<파트 1(AC) - 전원전압 측정 및 zero crossing 측정회로>
본 발명에 따른 스위치 제어 펄스 폭은 교류 입력전압의 위상각에 따라 변하기 때문에 전압위상을 정확히 알고 잇는 것이 중요하다. 또한 각 입력 전압의 기본 구동펄스폭을 종래 출원특허 제10-2009-38059호에 서술된 펄스폭 제어방식으로 직접 실제 상황에서 바로 회로적으로 구할 수도 있지만, 각각의 입력전압에 따른 구동펄스폭을 미리 테이블에 저장하여 두고 입력전압을 실시간으로 측정하여 측정된 입력전압에 대응하는 펄스폭으로 스위치를 구동할 수도 있다.
이하 도 12와 도 13을 사용하여 본 발명에 적합한 전원전압을 측정하는 방법과 입력전압의 영전위를 검출하는 (Zero crossing detector) 회로에 대하여 설명한다.
먼저 도 12에서, 입력 교류전압은 분압저항(RBH, RBL)에 의하여 전압 측정회로에 적합한 수준으로 조정된다. 일 예를 들면 1/100 로 분압하는, 즉 입력 순시전압이 500V 일 경우 측정전압이 5V가 되도록 저항 RBH와 RBL을 각각 4,950K 와 50K 로 설정할 수 있다.
영전위 검출은, 상기 측정전압을 비교기(71)의 양(+) 입력단자에 공급하고, 음(-) 입력단자에는 0V가 공급되어 상기 비교기(71)는 영전위 검출기(Zero crossing detector)로 작동된다. 도 13에 상기 영전위 검출기(71)의 결과파형의 일 예를 도시 하였다. 교류입력전압 파형(100H)와 파형(100L)은 순시전압 최대값이 각각 500V와 110V인 경우이고, 상기 입력전압(100H)(100L)을 영전위 검출기(71)로 검출한 결과가 각각 파형(S71H) 와 파형(S71L)이다. 도 13에서 입력전압(100H)(100L) 과 영전위 검출결과(S71H)(S71L)을 겹쳐서 나타내었는데, 상기 겹친 파형으로 볼 때 영전위 검출결과(S71H)와 (S71L)는 동일한 파형이라고 할 수 있다. 즉 입력전압의 범위가 넓어도 영전위 검출회로는 매우 잘 작동한다.
전원전압 측정은, 전압레벨검출기(Voltage Level Detector)(72), 영전위 검출기(Zero Crossing Detector)(71) 및 X-OR(Exclusive OR)게이트(73)을 사용하여 게이트 출력(S73)의 펄스폭으로 측정한다. 상기 분압저항(RBH, RBL)으로 분압된 측정전압을 비교기 (72)의 양(+) 입력단자에 공급하고, 비교기(72)의 음(-) 입력단자에는 소정의 기준전압(ZDVLD)을 입력하여 비교기(72)는 전압레벨검출기(72)로 작동하고, 상기 전압레벨검출기(72)의 출력과 영전위 검출기(71)의 출력(S71)을 X-OR 하여 전원전압을 대표하는 신호(S73)을 생성한다.
도12의 회로에서 분압비가 1/100 이 되도록 분압저항(RBH)(RBL)을 설정하고, 전압레벨검출기(72)의 기준전압을 0.5V로 설정(즉, 입력전압이 50V 이상이 되면 전압레벨검출기(72)가 작동)하고, 회로를 모의시험한 결과를 도 13에 도시하였다. 교류입력전압의 순시전압 최대값이 110V 및 500V 대하여 전원파형(100L)(100H), 전압레벨검출기(72)의 출력파형(S72L)(S72H), 영전위 검출기(71)의 출력파형(S71L) (S71H) 과 전원전압 측정파형(S73L)(S73H)을 각각 도시하였다.
전원전압 측정파형 (S73L)과 (S73H)를 비교해 보면, 교류입력전압 (50)이 낮은 경우 상기 신호(S73)의 펄스폭은 넓고, 높은 경우는 펄스폭이 좁음을 알 수 있다. 또한 전원전압 위상이 0도에서 360도까지 진행하는 과정에서 전원전압 측정파형(S73L)(S73L)을 살펴보면, 0도에서 영전위 검출기(71)가 작동하면 (S71L)(S71H)의 상승에지(Rising Edge)에서 High가 개시(영전위가 검출)되고, 0도에서 90도 사이에서 순시 전원전압이 소정의 전압 이상으로 올라가는 즉시 전압검출기(72)가 작동하여 Low로 되며, 90도에서 180도 사이에서 소정의 전압 이하로 내려가는 즉시 전압검출기(72)가 작동하면 다시 High로 되며, 180도에서 영전위 검출기(71)이 작동하면 Low로 된다. 즉 0도에서 90도 사이에 2개의 펄스가 X-OR (73)의 출력신호 (S73)에 존재하며, 이 펄스 폭은 입력전원 전압레벨을 대표한다. 그리고 180도에서 360도 사이를 살펴보면 전압검출기(72)가 작동을 하지 않기 때문에 계속 Low를 유지한다.
상기 입력전원 전압레벨을 대표하는 펄스폭의 측정은 시간을 측정하는 디지털 카운터(Digital counter)로 측정할 수 있다. 일반적으로 많이 사용하는, 즉 전압을 정류 평활하여 아날로그 디지털 컨버터(ADC: Analog Digital Converter, 이하 ADC라 칭함)측정하는 방법에 대하여 다음과 같은 장점이 있다. 본 발명회로의 특성상 전원전압 측정회로는 전력스위치 바로 옆에 존재하기 때문에 스위칭 노이즈에 노출되어 있다. 아날로그 전압을 ADC 하는 경우에 상기 노이즈 때문에 전압을 높게 또는 낮게 측정할 수 있다. 하지만 디지털 신호의 펄스폭을 측정하는 경우는, 첫째 입력원 자체가 디지털이기 때문에 노이즈에 강하다. 그리고, 둘째로 노이즈가 펄스폭 측정에 영향을 주더라도 펄스폭을 좁게 측정하는, 즉 전압을 높게 측정하는 방향으로 영향을 준다. 왜냐하면 노이즈 때문에 펄스폭이 좁게 되거나 넓게 되는 경우를 고찰해보면, 펄스폭이 넓게 되어 전압을 낮게 측정될 경우는 상기 펄스폭이 깨끗하게 유지되어야 하지만, 좁게 되어 전압이 높게 측정될 경우는 그렇지 않기 때문이다. 부하가 발광다이오드인 경우, 노이즈 때문에 전원전압이 높게 측정되어 구동펄스폭을 좁혀서 전류를 낮게 공급하여도 발광다이오드의 수명에는 문제가 없지만, 전원전압이 낮게 측정되어 구동펄스폭을 넓혀서 전류가 높게, 일 예를 들어 정격전류 이상, 공급하면 발광다이오드의 수명이 단축된다. 즉 디지털 펄스폭 측정으로 전원전압을 측정하는 방법은 아날로그 전압을 ADC하는 방법에 비하여 부하의 수명을 보호하는 경향이 있다.
도14는 입력전원(50Hz)의 정류최대전압 별로 순시전압이 50V 보다 높아지는 시각을 계산한 표이다. 순시최대전압이 110V, 120V 및 370V,380V 인 경우 각각 1.502ms, 1.369ms 및 0.432ms, 0.421ms 로 낮은 전압에서 분해능(Resolution)이 더 좋은 것을 알수 있고, 이것은 낮은 전압을 더욱 정밀하게 측정할 수 있음을 의미한다.
도 15는 도14를 그래프로 나타낸 것이다. 순시전압이 500V에서 대략 200V까지는 분해능이 서서히 증가하지만, 그 이하에서는 급격히 증가하는 것을 알 수 있다.
이상 교류전압에서 영전위 검출과 전원전압을 측정하는 회로에 대하여 설명하였다. 본 설명에서 분압비를 1/100 및 검출기준전압을 50V 로 설정하였으나, 본 발명의 회로에 다양한 분압비와 검출기준전압을 설정할 수 있음은 당연하다.
<파트 2(DC) - 전원전압 측정 및 zero crossing 측정회로>
이하에서는 도 16 및 도 17을 이용하여 정류된 입력전압에서 전원전압 측정 및 영전위를 검출하는 방법에 대하여 설명한다.
먼저, 비교기(72a)는 전압레벨 검출기로 작동하며 분압저항(RBH)(RBL)으로 분압된 정류전압과 기준전압(ZDVLD) 에 의하여 신호(S72a)가 발생한다. 입력전압이 교류냐 정류된 전압이냐만 다를 뿐 작동원리는 전압레벨검출기(72)와 동일하므로 상세한 설명은 생략한다. 도 17에 입력 순시최대전압이 100V 및 500V 에 대하여 교류입력 전압파형(100L)(100H) 및 전압레벨검출기 출력(S72aL)(S72aH)를 각각 도시 하였다. 상기 출력(S72aL)(S72aH)을 살펴보면 영전위에서 검출기(72a)의 결과는 Low 이며, 상기 Low 인 구간의 넓이가 입력전압을 대표한다. 또한 상기 검출기(72a)의 결과가 Low 인 구간의 중간점이 입력전압 위상이 0도 180도인 영전위이다.
도 18은 교류 전원 위상각이 180도인 부분을 확대한 것이다. 먼저 교류입력 (100L)(100H)과 같이 도시한 신호(S72aL)을 살펴보면, 상승 에지는 위상각 180이 지점에서 3눈금 밖에 있고, 하강 에지는 3눈금 안에 있어서, 위상 180도 지점이 왼쪽으로 치우쳐 있음을 알 수 있다. 이것은 비교기(72a)의 입력 옵셋 때문에 발생한 것으로 해석된다.
또한 교류입력전압에 연결된 저항(RBH), 콘덴서(CBL), 기준전압(ZDVLD) 및 비교기(74)로 구성된 회로는 상기저항과 콘덴서의 시정수 값에 따라서 영전위 검출기 또는 전압레벨검출기로 작동한다.
이상 영전위 검출기 및 입력전압을 측정하는 아날로그 디지털 컨버터에 대하여 상세히 설명하였다. 본 명세서에 서술된 영전위 검출기 및 아날로그 디지털 컨버터는 본 출원인이 출원하여 등록된 대한민국 특허 제10-90813호에도 적용할 수 있음은 물론이다.
이상, 본 발명에 대하여 그 바람직한 실시예들을 중심으로 살펴보았다. 본 실시예에서는 고정주파수 구동방식에 대하여 설명하였는데, 고정 차단 기간 방식 및 고정 도통 기간 방식에 대하여 적용할 수 있음은 당연하다. 또한, 본 발명의 바람직한 실시예에서 설명된 정전력 공급 장치의 구동방법을 마이크로프로세서 또는 논리회로로 구현된 반도체 집적소자로 구현할 수 있음은 물론이다. 그리고 본 출원인이 출원한 대한민국 특허출원번호 10-2009-38059에 언급된 스위치에 흐르는 전류경로를 2개로 나누어 차단판정기에 소모되는 전력을 절감하는 방법 및 부하를 2개 이상으로 나누고, 2개 이상의 스위치를 시간차를 두어 구동하는 방법 에 적용할 수 있음도 당연하다. 특히 빨강, 녹색 및 청색으로 백색을 구현하는 경우 부하를 3개로 나누어 구동하면 역률 및 THD가 종래보다 더 개선됨은 당연하다.
신규 성장산업인 LED 조명산업 중, 소위 LED 형광등 및 LED 백열등이라고 지칭되는 컨버터 내장형 LED램프 등은 전원장치를 설치할 공간 제약을 많이 받고, 또한 역률 개선을 위하여 별도의 역률 개선회로를 사용하여야 하였다. 즉 가장 쉽게 접근하는 역률 개선회로는 수동형 밸리필(Valley Fill)회로로서 정류콘덴서 2개 정류다이오드 3개가 추가로 필요한 반면에 최대역률이 약 0.92 정도이다. 또한 능동형 밸리필회로의 경우는 대부분 고가이고, 회로가 복잡하다. 따라서 본 발명에 의하면 현재 신규 성장산업인 LED 조명산업의 핵심 구성품이 별도의 역률 개선회로가 필요 없는 제품으로 제공되므로 가격경쟁력이 있어서 산업상 이용가능성이 아주 높다.
한편 본 명세서와 도면에 개시된 본 발명의 실시예들은 본 발명의 기술 내용을 쉽게 설명하고 본 발명의 이해를 돕기 위해 특정 예를 제시한 것일 뿐이며, 본 발명의 범위를 한정하고자 하는 것은 아니다. 여기에 개시된 실시예들 이외에도 본 발명의 기술적 사상에 바탕을 둔 다른 변형예들이 실시 가능하다는 것은 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 자명한 것이다.

Claims (27)

  1. 교류전원을 공급하는 교류 전원 공급기;
    상기 교류 전원 공급기로부터 교류전원을 입력받아 정류하는 정류회로;
    상기 정류회로로부터 전력을 공급받는 부하에 직렬 연결된 구동코일;
    양단이 상기 부하의 출력 측과 입력 측에 각각 연결됨으로써 상기 부하에 병렬 연결되며, 상기 부하의 출력 측으로부터 입력 측을 향해 전류가 흐르는 방향으로 설치되어, 상기 전력 스위치가 오프된 경우에는, 상기 구동 코일에 충전된 전류를 상기 부하로 방전시키는 환류 다이오드;
    상기 구동코일 및 부하를 통과한 전류를 스위칭하는 전력스위치; 및
    상기 전력스위치의 게이트 단에 연결되며, 정류전압 한주기를 단위로 정류전압의 최대값을 측정하여 상기 구동신호 발생기의 기본 조절기간을 구하고, 입력전압 위상 90도 및 270도 지점이 상기 기본 조절기간으로 상기 전력스위치를 제어하고, 입력전압 위상이 0도 또는 180도 지점 중 어느 한 점 이상에서 기본 조절기간보다 넓은 스위치 구동펄스를 발생시키며, 나머지 중간 구간은 보간법에 의하여 펄스폭을 제어하는 구동신호 발생기;를 포함하는 것을 특징으로 하는 정전력 공급 장치.
  2. 교류전원을 공급하는 교류 전원 공급기;
    상기 교류 전원 공급기로부터 교류전원을 입력받아 정류하는 정류회로;
    상기 정류회로로부터 전력을 공급받는 부하에 직렬 연결된 구동코일;
    양단이 상기 부하의 출력 측과 입력 측에 각각 연결됨으로써 상기 부하에 병렬 연결되며, 상기 부하의 출력 측으로부터 입력 측을 향해 전류가 흐르는 방향으로 설치되어, 상기 전력 스위치가 오프된 경우에는, 상기 구동 코일에 충전된 전류를 상기 부하로 방전시키는 환류 다이오드; 및
    상기 전력스위치의 게이트 단에 연결되며, 정류전압 한주기를 단위로 정류전압의 최대값을 측정하여 상기 구동신호 발생기의 기본 조절기간을 구하고, 입력전압 위상 90도 및 270도 지점이 상기 기본 조절기간으로 상기 전력스위치를 제어하고, 입력전압 위상이 0도 또는 180도 지점 중 어느 한 점 이상에서 기본 조절기간보다 넓은 스위치 구동펄스를 발생시키며, 나머지 중간 구간은 보간법에 의하여 펄스폭을 제어하는 구동신호 발생기;를 포함하되,
    상기 스위치, 상기 구동코일, 상기 부하 및 상기 환류다이오드가 벅-부스트 컨버터 배치인 것을 특징으로 하는 정전력 공급 장치.
  3. 교류전원을 공급하는 교류 전원 공급기;
    상기 교류 전원 공급기로부터 교류전원을 입력받아 정류하는 정류회로;
    상기 정류회로로부터 전력을 공급받는 부하에 직렬 연결된 구동코일;
    양단이 상기 부하의 출력 측과 입력 측에 각각 연결됨으로써 상기 부하에 병렬 연결되며, 상기 부하의 출력 측으로부터 입력 측을 향해 전류가 흐르는 방향으로 설치되어, 상기 전력 스위치가 오프된 경우에는, 상기 구동 코일에 충전된 전류를 상기 부하로 방전시키는 환류 다이오드; 및
    상기 전력스위치의 게이트 단에 연결되며, 정류전압 한주기를 단위로 정류전압의 최대값을 측정하여 상기 구동신호 발생기의 기본 조절기간을 구하고, 입력전압 위상 90도 및 270도 지점이 상기 기본 조절기간으로 상기 전력스위치를 제어하고, 입력전압 위상이 0도 또는 180도 지점 중 어느 한 점 이상에서 기본 조절기간보다 넓은 스위치 구동펄스를 발생시키며, 나머지 중간 구간은 보간법에 의하여 펄스폭을 제어하는 구동신호 발생기;를 포함하되,
    상기 스위치, 상기 구동코일, 상기 부하 및 상기 환류다이오드가 부스트 컨버트 배치;인 것을 특징으로 하는 정전력 공급 장치.
  4. 제 1 항 내지 제 3 항의 어느 한 항에 있어서,
    상기 구동신호 발생기는,
    상기 구동 코일에 충전된 전류가 완전 방전된 후에 다음 구동 펄스를 발생시키는 것을 특징으로 하는 정전력 공급 장치.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 구동신호 발생기는,
    상기 기본 조절기간을 고정주파수 방식 및 고정 방전기간 방식 중 어느 하나의 방식으로 구하고, 입력전압위상 90도 및 270도에 적용하는 것을 특징으로 하는 정전력 공급 장치.
  6. 제 4 항에 있어서,
    상기 구동신호 발생기는,
    상기 기본 조절기간이 고정주파수 방식과 고정 방전기간 방식을 모두 사용하여 구하고 입력전압위상 90도 및 270도에 각각 적용하는 것을 특징으로 하는 정전력 공급 장치.
  7. 제 1 항 내지 제 3 항의 어느 한 항에 있어서,
    상기 구동신호 발생기는,
    고정 도통 기간 방식으로 동작하며, 입력전압위상이 90도 및 270 에서는 정류전압 최대값을 측정하여 구한 차단기간(최대차단기간)으로 상기 전력스위치를 제어하고,
    입력전압 위상이 0도 또는 180도 지점에서는 한 점 이상에서 기본 차단기간보다 좁은 스위치 구동펄스를 발생시키며 나머지 중간구간은 보간법에 의하여 펄스폭을 제어하는 것을 특징으로 하는 정전력 공급 장치.
  8. 제 1 항 내지 제 3 항의 어느 한 항에 있어서,
    상기 구동신호 발생기는,
    입력전압위상 0도에서 90도 사이는 무보정 또는 펄스폭을 감소하는 형태로 펄스폭을 보정하고, 90도에서 180도 사이는 무보정 또는 펄스폭을 증가하는 형태로 펄스폭을 보정하는 것을 특징으로 하는 정전력 공급 장치.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 감소하는 형태는
    선형 감소 형태, 제곱 감소 형태 및 세제곱 감소 형태 중에서 선택된 어느 하나인 것을 특징으로 하는 정전력 공급 장치.
  10. 제 6 항에 있어서, 상기 증가하는 형태는
    선형 증가 형태, 제곱 증가 형태 및 세제곱 증가 형태 중 하나 인 것을 특징으로 하는 정전력 공급 장치.
  11. 제 1 항 내지 제 3 항의 어느 한 항에 있어서,
    상기 정전력 공급 장치는,
    상기 구동코일에 흐르는 전류가 설계값 이상인 경우 차단신호를 발생시켜 상기 전력스위치를 스위칭 오프 시키는 차단 판정기;를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 정전력 공급 장치.
  12. 제 1 항 내지 제 3 항의 어느 한 항에 있어서,
    상기 정전력 공급 장치는,
    상기 정류회로의 입력단에 설치되는 저역통과 필터를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 정전력 공급 장치.
  13. 제 1 항 내지 제 3 항의 어느 한 항에 있어서,
    상기 정전력 공급 장치는,
    상기 정류회로의 출력단에 설치되는 저역통과 필터를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 정전력 공급 장치.
  14. 제 1 항에 있어서,
    상기 전력 스위치는,
    전류가 흐르는 경로가 2개로 구성되어 있으며, 상기 2개의 경로중 하나는 접지단자로 연결되고, 다른 하나는 상기 차단 판정기로 연결되어 있는 것을 특징으로 하는 정전력 공급 장치.
  15. 제 1 항에 있어서,
    상기 부하는 2개 이상으로 분리되고, 각 분리된 부하에 각각의 구동코일 및 전력 스위치를 설치하고,
    상기 각 전력 스위치들은 소정의 시간차를 두고 구동되는 것을 특징으로 하는 정전력 공급 장치.
  16. 제 1 항, 제 4 항 내지 제 15 항 중 어느 하나의 항에 있어서,
    상기 구동신호 발생기는 상기 조절시간의 연산을 수행하는 마이크로프로세서와;
    상기 마이크로프로세서에서 연산한 상기 조절기간을 저장하는 메모리;를 포함하는 것을 특징으로 하는 정전력 공급 장치.
  17. 제 16 항에 있어서,
    상기 구동신호 발생기는,
    외부와 통신을 위한 통신부;를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 정전력 공급 장치.
  18. 제 12 항에 있어서,
    상기 저역통과 필터는 필터코일과 필터 콘덴서로 구성되고,
    상기 필터 코일의 제 1 단자는 정류회로에 연결되고, 상기 필터 코일의 제 2 단자는 부하에 연결되며,
    상기 필터콘덴서의 제1단자는 상기 필터코일의 제 2단자에 연결되고, 상기 필터 콘덴서의 제 2 단자는 접지된 것을 특징으로 하는 정전력 공급 장치.
  19. 제 13 항에 있어서,
    상기 저역통과 필터는 필터코일과 필터 콘덴서로 구성되고,
    상기 필터 코일의 제 1 단자는 정류회로에 연결되고, 상기 필터 코일의 제 2 단자는 부하에 연결되며,
    상기 필터콘덴서의 제1단자는 상기 필터코일의 제 2단자에 연결되고, 상기 필터 콘덴서의 제 2 단자는 접지된 것을 특징으로 하는 정전력 공급 장치.
  20. 제 1 항 내지 제 19 항 중 어느 한 항에 기재된 정전력 공급 장치를 하나의 패키지(Package)로 구현한 집적소자.
  21. 제 1 항 내지 제 19 항 중 어느 한 항에 기재된 정전력 공급 장치와 상기부하는 1개 이상의 발광다이오드를 포함하는 것을 특징으로 하는 LED 램프.
  22. 제 1 항 내지 제 15 항 중 어느 한 항에 기재된 정전력 공급 장치에 있어서,
    입력전압의 영전위를 검출하는 영전위 검출기 및 입력전압을 측정하는 아날로그 디지털 컨버터(ADC)를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 정전력 공급 장치.
  23. 제 22 항에 있어서,
    상기 영전위 검출기는 교류입력전압을 분압하는 저항분압기, 상기 저항분압기에 의하여 분압된 전압과 영전위를 비교하는 비교기로 구성되고;
    상기 ADC는 상기 영전위 검출기의 출력과 소정의 입력 전압값을 검출하는 전압레벨검출기의 출력과 X-OR한 신호의 펄스폭을 측정하는 디지털 카운터;로 구성되는 것을 특징으로 하는 정전력 공급장치.
  24. 제 22 항에 있어서,
    상기 ADC는 정류전압을 분압하는 저항분압기, 상기 저항분압기에 의하여 분압된 전압과 소정의 값을 가지는 기준전압과 비교하는 비교기 및 상기 비교기의 펄스폭을 측정하는 디지털 카운터로 구성되는 것을 특징으로 하는 정전력 공급장치.
  25. 제 24 항에 있어서,
    상기 영전위 검출기는,
    상기 ADC 비교기의 펄스파형의 중앙에서 값이 바뀌는 것을 특징으로 하는 정전력 공급장치.
  26. 제 22 항에 있어서,
    상기 영전위 검출기는 교류입력에 연결된 저항, 상기 저항과 직렬로 연결되고 접지에 연결된 콘덴서 및 소정의 값을 가지는 기준전압을 구비한 비교기로 구성되는 것을 특징으로 하는 정전력 공급장치.
  27. 제 22 항에 있어서,
    상기 ADC는,
    교류입력에 연결된 저항, 상기 저항과 직렬로 연결되고 접지에 연결된 콘덴서, 소정의 값을 가지는 기준전압을 구비한 비교기 및 상기 비교기의 출력 펄스폭을 측정하는 디지털 카운터로 구성되는 것을 특징으로 하는 정전력 공급장치.
PCT/KR2010/004464 2009-07-20 2010-07-09 정전력 공급 장치 WO2011010818A2 (ko)

Applications Claiming Priority (6)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR10-2009-0065656 2009-07-20
KR20090065656 2009-07-20
KR10-2009-0131347 2009-12-26
KR20090131347 2009-12-26
KR1020100034047A KR101045724B1 (ko) 2009-07-20 2010-04-14 정전력 공급 장치
KR10-2010-0034047 2010-04-14

Publications (3)

Publication Number Publication Date
WO2011010818A2 true WO2011010818A2 (ko) 2011-01-27
WO2011010818A3 WO2011010818A3 (ko) 2011-05-19
WO2011010818A9 WO2011010818A9 (ko) 2011-07-07

Family

ID=43499514

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/KR2010/004464 WO2011010818A2 (ko) 2009-07-20 2010-07-09 정전력 공급 장치

Country Status (1)

Country Link
WO (1) WO2011010818A2 (ko)

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0646568A (ja) * 1992-07-22 1994-02-18 Shin Kobe Electric Mach Co Ltd 電力変換装置
KR100333973B1 (ko) * 1999-06-14 2002-04-24 김덕중 역률보상 제어기
KR20010010415A (ko) * 1999-07-20 2001-02-15 구자홍 인버터의 역률보정장치 및 방법
KR100753665B1 (ko) * 2006-10-17 2007-08-31 삼성전기주식회사 Ｌｅｄ 정전류 구동회로
JP2008235530A (ja) * 2007-03-20 2008-10-02 Matsushita Electric Ind Co Ltd 発光ダイオード駆動装置、及びそれを用いた照明装置

Also Published As

Publication number Publication date
WO2011010818A3 (ko) 2011-05-19
WO2011010818A9 (ko) 2011-07-07

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US10159126B2 (en) LED based lighting application
JP5837305B2 (ja) スイッチモード電源のためのコントローラおよびスイッチモード電源
WO2010104297A2 (ko) 능동형 정전력 공급장치
CN104521326B (zh) 发光二极管驱动装置以及半导体装置
CN108880269B (zh) 用于准谐振高功率因数反激式变换器的控制方法和设备
WO2014189298A1 (ko) 발광다이오드 구동장치
US8564980B2 (en) Method and apparatus to control a power converter having a low loop bandwidth
CN103597722B (zh) 具有功率因数校正电路的用于照明用具的操作设备
CN104041188B (zh) 双线式调光开关
US20090273297A1 (en) Power factor correction and driver circuits
WO2014126392A1 (ko) 발광다이오드의 점멸주파수를 변환시키는 전원공급회로
US20140210377A1 (en) Converter One Pin Sensing
EP0782782B1 (en) Power factor corrected electrical power converter
CN103716934A (zh) 驱动光源的驱动电路、方法及控制器
US7132802B2 (en) Method for varying the power consumption of capacitive loads
CN110679206B (zh) 转换器装置
EP2678751A1 (en) Current regulation apparatus
TW201401704A (zh) 用於控制電負載之方法、裝置與系統
EP2974535A2 (en) Led driver circuit
KR20150095720A (ko) 정류된 ａｃ 간선 리플을 감소시킴으로써 관측 가능한 광학 플리커를 감소시키기 위해 플라이백 컨버터를 이용하는 ｌｅｄ 드라이버 회로
TWI493849B (zh) 可以改善輕載之功因的電源供應器以及控制方法
WO2015080393A1 (ko) 전원 공급 장치와 그를 이용한 엘이디 조명장치
WO2015190646A1 (ko) Led 구동 회로
US8466631B1 (en) Lamp driver with triac dimmer compensation
WO2011010818A9 (ko) 정전력 공급 장치

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 10802411

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A2

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 10802411

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A2