[go: up one dir, main page]

WO2010026907A1 - メタマテリアル - Google Patents

メタマテリアル Download PDF

Info

Publication number
WO2010026907A1
WO2010026907A1 PCT/JP2009/064907 JP2009064907W WO2010026907A1 WO 2010026907 A1 WO2010026907 A1 WO 2010026907A1 JP 2009064907 W JP2009064907 W JP 2009064907W WO 2010026907 A1 WO2010026907 A1 WO 2010026907A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
resonator
resonators
electrode
metamaterial
coil
Prior art date
Application number
PCT/JP2009/064907
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
淳 東條
Original Assignee
株式会社村田製作所
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 株式会社村田製作所 filed Critical 株式会社村田製作所
Priority to JP2010527761A priority Critical patent/JP5440504B2/ja
Publication of WO2010026907A1 publication Critical patent/WO2010026907A1/ja
Priority to US13/037,778 priority patent/US8860631B2/en

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P7/00—Resonators of the waveguide type
    • G—PHYSICS
    • G02—OPTICS
    • G02B—OPTICAL ELEMENTS, SYSTEMS OR APPARATUS
    • G02B1/00—Optical elements characterised by the material of which they are made; Optical coatings for optical elements
    • G02B1/002—Optical elements characterised by the material of which they are made; Optical coatings for optical elements made of materials engineered to provide properties not available in nature, e.g. metamaterials
    • G—PHYSICS
    • G02—OPTICS
    • G02B—OPTICAL ELEMENTS, SYSTEMS OR APPARATUS
    • G02B1/00—Optical elements characterised by the material of which they are made; Optical coatings for optical elements
    • G02B1/002—Optical elements characterised by the material of which they are made; Optical coatings for optical elements made of materials engineered to provide properties not available in nature, e.g. metamaterials
    • G02B1/007—Optical elements characterised by the material of which they are made; Optical coatings for optical elements made of materials engineered to provide properties not available in nature, e.g. metamaterials made of negative effective refractive index materials
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P3/00—Waveguides; Transmission lines of the waveguide type
    • H01P3/02—Waveguides; Transmission lines of the waveguide type with two longitudinal conductors
    • H01P3/08—Microstrips; Strip lines
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P7/00—Resonators of the waveguide type
    • H01P7/08—Strip line resonators
    • H01P7/084—Triplate line resonators

Definitions

  • the present invention relates to a metamaterial, and particularly to a left-handed metamaterial having a negative dielectric constant and a negative magnetic permeability.
  • metamaterials are an artificial material having electromagnetic and / or optical properties that a substance existing in nature does not have.
  • Typical properties of such metamaterials include negative permeability ( ⁇ ⁇ 0), negative dielectric constant ( ⁇ ⁇ 0), or negative refractive index (when both permeability and dielectric constant are negative) Is mentioned.
  • the region of ⁇ ⁇ 0 and ⁇ > 0, or the region of ⁇ > 0 and ⁇ ⁇ 0 is also referred to as “evanescent solution region”, and the region of ⁇ ⁇ 0 and ⁇ ⁇ 0 is also referred to as “left-handed region”.
  • Left-handed metamaterials with ⁇ ⁇ 0 and ⁇ ⁇ 0 include an element having a negative dielectric constant and an element having a negative permeability in order to simultaneously develop a negative dielectric constant and a negative magnetic permeability. Made with periodic arrangement.
  • the left-handed metamaterial can be broadly divided into a circuit system and a resonance system.
  • a split ring resonator SRR: Split Ring Resonator
  • Non-Patent Document 1 a split ring resonator (SRR: Split Ring Resonator) is known (for example, see Non-Patent Document 1).
  • Non-Patent Document 2 describes that negative ⁇ can be realized by an array of fine metal wires.
  • Patent Document 1 describes that the wire of the periodic grating has a negative dielectric constant.
  • a thin metal wire having a length half the wavelength ⁇ of an electromagnetic wave generates a negative dielectric constant due to resonance with the electromagnetic wave.
  • a waveguide exhibits a negative dielectric constant in a frequency band below the cutoff frequency.
  • the present invention has been made to solve the above-described problems, and an object thereof is to provide a left-handed metamaterial that can be miniaturized.
  • the metamaterial according to an aspect of the present invention includes a plurality of first resonators each generating a negative dielectric constant for a predetermined wavelength. Each of the first resonators has an internal space.
  • the metamaterial further includes a plurality of second resonators each having a negative permeability with respect to a predetermined wavelength, and a support member that fixes the positions of the first resonator and the second resonator. Including.
  • the support member fixes each of the second resonators inside the plurality of first resonators, and the plurality of first resonators so that the plurality of first resonators are spatially continuous. To fix.
  • each of the first resonators includes a metal line having a length approximately half of the predetermined wavelength. More preferably, the metal wire is composed of a first coil having a length approximately half of a predetermined wavelength and having the first axis as a central axis.
  • Each of the second resonators includes a second coil having a length approximately half of a predetermined wavelength and centering on a second axis orthogonal to the first axis. The support member fixes the first coil and the second coil such that the first coil and the second coil are alternately connected in a chain.
  • the metal wire is composed of a first coil having a length approximately half of the predetermined wavelength and having the first axis as the central axis.
  • the support member fixes each of the second resonators in a region surrounded by the corresponding first coil.
  • each of the second resonators includes a second coil having a length approximately half of a predetermined wavelength and having a second axis perpendicular to the first axis as a central axis.
  • each of the first resonators further includes a conductive plate connected to the end of the first coil.
  • the second resonator is a multilayer capacitor resonator. More preferably, the second resonator is a split ring resonator.
  • each of the first resonators includes a first flat plate electrode connected to the first end of the metal line, and a second end opposite to the first end of the metal line. And a second plate electrode connected to.
  • the support member fixes each of the second resonators in a region sandwiched between the first plate electrode and the second plate electrode.
  • each of the second resonators electrically connects the first electrode surface, the second electrode surface opposite to the first electrode surface, and the first electrode surface and the second electrode surface. And a conductive portion to be connected.
  • the second resonator is a multilayer capacitor resonator. More preferably, the second resonator is a split ring resonator.
  • the support member includes an insulating material.
  • the first electrode surface and the second electrode surface are disposed in an insulating material.
  • the conductive portion electrically connects the first electrode surface and the second electrode surface via vias formed in the insulating material.
  • the support member, the first resonator, and the second resonator are formed of a plurality of substrate layers.
  • the metamaterial according to another aspect of the present invention includes a first resonator that generates a negative dielectric constant for a predetermined wavelength.
  • the first resonator has an internal space.
  • the metamaterial further includes a second resonator that generates a negative magnetic permeability with respect to a predetermined wavelength, and a support member that fixes the positions of the first resonator and the second resonator. The support member fixes the second resonator inside the first resonator.
  • a metamaterial includes a plurality of first resonators each generating a negative dielectric constant with respect to a predetermined wavelength, and a plurality of each generating a negative permeability with respect to a predetermined wavelength. Of the second resonator. Each of the second resonators has an internal space.
  • the metamaterial further includes a support member that fixes the positions of the first resonator and the second resonator. The support member fixes each of the first resonators inside the plurality of second resonators, and the plurality of second resonators so that the plurality of second resonators are spatially continuous. To fix.
  • each of the first resonators includes a metal line having a length approximately half of the predetermined wavelength. More preferably, the metal wire is bent.
  • each of the second resonators includes a first electrode surface, a second electrode surface, and a conductive portion that electrically connects the first electrode surface and the second electrode surface.
  • the second resonator is a multilayer capacitor resonator. More preferably, the second resonator is a split ring resonator.
  • the support member includes an insulating material.
  • the first electrode surface and the second electrode surface are disposed in an insulating material.
  • the conductive portion electrically connects the first electrode surface and the second electrode surface via vias formed in the insulating material.
  • the support member, the first resonator, and the second resonator are formed of a plurality of substrate layers.
  • a metamaterial includes a first resonator that generates a negative dielectric constant with respect to a predetermined wavelength, and a second resonator that generates a negative magnetic permeability with respect to a predetermined wavelength. Including.
  • the second resonator has an internal space.
  • the metamaterial further includes a support member that fixes the positions of the first resonator and the second resonator. The support member fixes the first resonator inside the second resonator.
  • a first resonator having a plurality of internal spaces that generate a negative dielectric constant (or magnetic permeability) is combined with a plurality of second resonators that generate a negative magnetic permeability (or dielectric constant). It is done.
  • the second resonator is located inside the first resonator. Therefore, according to the present invention, it is possible to provide a left-handed metamaterial that can be miniaturized.
  • the first resonator having a plurality of internal spaces each generating a negative dielectric constant (or magnetic permeability) and each generating a negative magnetic permeability (or dielectric constant) are produced.
  • each of the second resonators is positioned inside the plurality of first resonators so as to spatially continue the plurality of first resonators. Therefore, according to the present invention, it is possible to provide a left-handed metamaterial that can be miniaturized.
  • FIG. 1 is a schematic external view of a capacitor type resonator. It is the II-II sectional view taken on the line shown in FIG. It is a figure for demonstrating the resonant circuit formed with a capacitor
  • the left-handed metamaterial according to the present embodiment is directed to a resonance system in which resonators are combined. Therefore, first, a resonator constituting the left-handed metamaterial according to the present embodiment will be described. However, the resonator according to the present embodiment is not limited to the one described here. As described in some embodiments described later, a well-known resonator such as a split ring resonator may be used as a resonator that exhibits a negative magnetic permeability.
  • One of the resonators used in the present embodiment is a multilayer capacitor type resonator including a plurality of electrodes.
  • a resonance circuit mainly composed of electrostatic capacitance (capacitance) generated between the electrodes is formed.
  • This resonant circuit is sensitive to a specific frequency component of the electromagnetic wave generated when an alternating current flows through a signal line arranged around the resonator, and generates an electrical resonance phenomenon by receiving the electromagnetic wave of this frequency component. obtain. Due to this resonance phenomenon, negative magnetic permeability appears.
  • the length of each resonator in the propagation direction of the current is at least ⁇ with respect to the wavelength ⁇ of the electromagnetic wave at the frequency to be targeted. Must be shorter than / 4. Furthermore, the length of each resonator in the current propagation direction is preferably ⁇ / 20 or less.
  • a multilayer capacitor formed by laminating a plurality of plate electrodes with an insulator (dielectric) can be used.
  • achieves a resonator using a multilayer capacitor is illustrated.
  • the resonator can be easily configured using a multilayer capacitor such as a commercially available multilayer ceramic capacitor.
  • FIG. 1 is a schematic external view of a capacitor-type resonator 300.
  • a capacitor resonator 300 is covered with an exterior part 10 that is a nonmagnetic material.
  • a resin material such as Teflon (registered trademark) is suitable.
  • the capacitor-type resonator 300 is disposed close to the signal line 200 through which a current including a predetermined frequency component flows, so that it receives a specific frequency component (resonance frequency) of an electromagnetic wave generated by the current and resonates.
  • a ground 220 is disposed on the surface of the capacitor type resonator 300 opposite to the surface in contact with the signal line 200.
  • the capacitor-type resonator 300 in order for the capacitor-type resonator 300 to exhibit a negative magnetic permeability, that is, to exhibit a negative magnetic permeability that is a function as a metamaterial, the capacitor-type resonator along the current propagation direction in the signal line 200 is used.
  • the length l ′ of 300 needs to be shorter than at least ⁇ / 4 with respect to the wavelength ⁇ of the electromagnetic wave at the resonance frequency.
  • the length l of the capacitor resonator 300 is preferably ⁇ / 20 or less.
  • the distance h between the signal line 200 and the multilayer capacitor is 0.2 mm, and the distance h ′ between the multilayer capacitor and the ground 220 is 0.2 mm.
  • this capacitor type resonator 300 is arranged at a pitch of ⁇ / 4 or less, it can be used as a metamaterial in the gigahertz band.
  • the length l of the resonator can be appropriately designed according to the frequency region to be applied.
  • FIG. 2 is a cross-sectional view taken along line II-II shown in FIG.
  • an alternating magnetic field is generated in the circumferential direction around signal line 200. That is, the magnetic field lines of the magnetic field are concentric circles with the signal line 200 as the center. Further, since an electric potential is generated when a current flows through the signal line 200, an alternating electric field is generated between the signal line 200 and the ground 220.
  • capacitor type resonator 300 includes a plurality of pairs of first internal electrode 4 and second internal electrode 5 that face each other through spacer 6 that is an insulator having a high relative dielectric constant.
  • the plurality of first internal electrodes 4 are electrically connected to the first external electrode 2, and the plurality of second internal electrodes 5 are electrically connected to the second external electrode 3.
  • the plurality of plate-like internal electrodes 4 and 5 are laminated, and the area of the electrode is between the adjacent first internal electrode 4 and second internal electrode 5. Then, a capacitance (capacitance) whose value is determined by the distance between the electrodes, the relative dielectric constant of the spacer 6 and the like occurs.
  • the electrode surfaces of the first internal electrode 4 and the second internal electrode 5 constituting the capacitor-type resonator 300 are arranged so as to be substantially parallel to the magnetic field lines of the magnetic field.
  • the electrode surfaces of the first external electrode 2 and the second external electrode 3 are substantially different from the magnetic field lines on the surfaces different from the electrode surfaces of the first external electrode 2 and the second external electrode 3. It arrange
  • the electrode cross-section longitudinal direction of the first external electrode 2 and the second external electrode 3 is arranged so that the longitudinal direction of the electrode cross-section coincides with the vertical direction of the paper.
  • a resonance circuit as shown in FIG. 3 is formed with respect to a predetermined frequency component. Magnetic susceptibility develops.
  • FIG. 3 is a diagram for explaining a resonance circuit formed by the capacitor-type resonator 300 at the resonance frequency.
  • the electrode 3 acts as a coil (inductor) according to the path length.
  • the uppermost electrode 4a of the first internal electrodes, the first external electrode 2, and the lowermost electrode 4b of the first internal electrodes are electrically connected to each other. Is formed.
  • the uppermost electrode 5a, the second outer electrode 3, and the lowermost electrode 5b of the second internal electrodes are electrically connected to each other, and a current including these is connected. A path is formed.
  • both current paths are electrically connected to each other via the electrostatic capacitance (capacitance C1) between the electrode 4a and the electrode 5a and the electrostatic capacitance (capacitance C2) between the electrode 4b and the electrode 5b. Connected.
  • the capacitor-type resonator 300 has a resonance frequency determined by the capacitance (C1 + C2) and the inductance (L1 + L2 + L3 + L4 + L5 + L6), and permeability resonance occurs when an electromagnetic wave of this resonance frequency is incident. .
  • a capacitance is generated between the adjacent internal electrodes.
  • the other capacitances except the uppermost capacitance and the lowest capacitance are the same.
  • the influence on the formation of the resonant circuit is small. This is because current concentrates on the outermost layer of the circulation path causing resonance.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating an example of frequency characteristics of relative permeability generated in the capacitor-type resonator 300.
  • the change characteristics shown in FIG. 4 are calculated by simulation.
  • the relative magnetic permeability represents a ratio of magnetic permeability to vacuum magnetic permeability.
  • the capacitor-type resonator 300 has about 4.9 GHz as one resonance frequency, and the relative permeability greatly fluctuates before and after the resonance frequency, resulting in a negative permeability.
  • the electrode surfaces of the first internal electrode 4 and the second internal electrode 5, and the first external electrode 2 and the second external electrode 3 are arranged so as to be substantially parallel to the magnetic field lines of the magnetic field.
  • negative permeability which is a function as a metamaterial
  • substantially parallel means to exclude the state in which each electrode surface is orthogonal to the magnetic field lines of magnetic force, and in addition to the state in which each electrode surface is completely parallel to the magnetic field lines of magnetic field, Including a state having a predetermined angle.
  • the magnitude of the negative magnetic permeability developed in the capacitor-type resonator 300 is a value that can satisfy the requirements of the application to which it is applied, it can be regarded as “substantially parallel”.
  • the coil type resonator described below has a central axis parallel to the electric field direction (perpendicular to the magnetic field). When it is placed in a negative dielectric constant. Further, when the coil type resonator is arranged so that the central axis is perpendicular to the electric field direction (parallel to the magnetic field direction), a negative magnetic permeability is exhibited.
  • FIG. 5 is a diagram for explaining a configuration of a metamaterial that develops a negative dielectric constant using a coil-type resonator.
  • the metamaterial shown in FIG. 5 includes a coiled resonator 100 and an exterior part 10.
  • the coiled resonator 100 is covered with an exterior part 10 that is a non-magnetic material.
  • the coiled resonator 100 is disposed between the signal line 200 and the ground 220.
  • the ground 220 is disposed on the surface of the exterior part 10 on the side opposite to the surface in contact with the signal line 200 of the coiled resonator 100.
  • the signal line 200 is a strip line.
  • the signal line 200 is an example of a conductor through which a current flows, and the form of the conductor is not limited to this.
  • the coil-type resonator 100 is a metal wire.
  • the total length of the coiled resonator 100 (the total length of the metal wire) is about half of the wavelength of the current flowing through the signal line 200.
  • the frequency of the current flowing through the signal line 200 is in the GHz band, and the length of the coiled resonator 100 is 28 mm.
  • FIG. 5 shows the coil-type resonator 100 wound around the central axis 110, that is, having a spring shape.
  • the shape of the coil-type resonator 100 is not limited to that shown in FIG.
  • the coiled resonator 100 may have a shape that is wound along a quadrangular prism.
  • the coiled resonator 100 may have a shape wound along a spherical surface.
  • the coiled resonator 100 only needs to have the length and shape as described above.
  • a coil type resonator 100 a coil wound with a metal wire or the like can be used.
  • a pre-made one for example, a pre-made coil
  • a dedicated one may be used.
  • the exterior part 10 fixes the position of the coiled resonator 100.
  • a resin material such as Teflon (registered trademark) is suitable.
  • Teflon registered trademark
  • the exterior part 10 is an example of a support member that fixes the position of the coiled resonator 100, and the coiled resonator 100 may be fixed by another member.
  • the central axis 110 of the coiled resonator 100 is parallel to the electric field generated by the current flowing through the signal line 200, more specifically, the electric field generated between the signal line 200 and the ground 220. That is, the exterior part 10 fixes the coiled resonator 100 so that the central axis 110 is parallel to the electric field. In other words, the coiled resonator 100 is arranged so that a difference is generated in the potentials at both ends of the coil along the gradient of the electric field.
  • the central axis 110 is set in a direction from the signal line 200 toward the ground 220. That is, the central axis 110 is orthogonal to the ground 220 plane and penetrates the signal line 200. With this arrangement, the central axis 110 is parallel to the electric field generated by the current flowing through the signal line 200 (perpendicular to the magnetic field generated by the current flowing through the signal line 200).
  • the coiled resonator 100 receives a specific frequency (resonance frequency) component of the electric field generated by the current flowing through the signal line 200, thereby causing resonance.
  • the electromagnetic properties of the coil resonator 100 will be described with reference to FIGS.
  • the relative permeability and relative permittivity of the metamaterial shown in FIG. 5 are shown in FIGS. 6 and 7, respectively.
  • the relative dielectric constant represents the ratio of the dielectric constant to the vacuum dielectric constant
  • the relative magnetic permeability represents the ratio of the magnetic permeability to the vacuum magnetic permeability.
  • the metamaterial of FIG. 5 exhibits a negative dielectric constant near 2.6 GHz.
  • the relative magnetic permeability is always positive as shown in FIG.
  • a negative dielectric constant is expressed by a coiled metal wire having a length of 1 ⁇ 2 of the wavelength.
  • a metamaterial using a coiled metal wire can be made smaller than a metamaterial that achieves a negative dielectric constant using a straight metal wire.
  • the metamaterial having negative ⁇ is realized by placing the coil type resonator 100 having the same length and shape as the coil type resonator 100 shown in FIG. 5 so that the central axis 110 is parallel to the magnetic field. Is done. With reference to FIGS. 8 to 10, it will be described that the coiled resonator 100 arranged in this manner exhibits a negative magnetic permeability.
  • FIG. 8 is a diagram for explaining a configuration of a metamaterial that develops a negative dielectric constant using a coil-type resonator.
  • the metamaterial shown in FIG. 8 rotates the coiled resonator 100 shown in FIG. 6 90 degrees around the Y axis, and the central axis of the coiled resonator 100 is parallel to the magnetic field generated by the current flowing through the signal line 200 ( It is arranged so as to be perpendicular to the electric field generated by the current flowing through the signal line 200.
  • FIG. 9 and FIG. 10 show the relative permeability and relative permittivity of the metamaterial shown in FIG. As shown in FIG. 9, the metamaterial of FIG. 8 exhibits a negative permeability near 2.6 GHz. On the other hand, as shown in FIG. 10, the relative dielectric constant is always positive.
  • the coiled resonator 100 having the same structure has both a negative dielectric constant and a negative magnetic permeability.
  • a metamaterial can be realized. That is, a negative dielectric constant can be expressed using a coiled resonator.
  • the negative magnetic permeability can be expressed by using a capacitor-type resonator or a coil-type resonator arranged in a different direction from the negative-permittivity coil-type resonator.
  • an electric field or a magnetic field that cancels the generated negative dielectric constant or negative permeability as a whole in an area where the negative dielectric constant unit or the negative magnetic permeability unit is not disposed. May occur.
  • a positive permeability is generated in the space between the negative permeability units (where the negative permittivity unit is placed), and the negative permeability generated in the unit as a whole. Will cancel out. For this reason, it is difficult for negative permeability to be exhibited. The same applies to the dielectric constant.
  • FIG. 12 schematically shows two coiled resonators 100 that are arranged at a predetermined distance from each other.
  • Each coil type resonator 100 exhibits a negative dielectric constant in its existing region. That is, each coil type resonator 100 generates an upward electric field in FIG.
  • an electric field circulates in a region where the coil resonator 100 is not arranged, and a downward electric field is generated in FIG.
  • a sufficient negative dielectric constant cannot be obtained. The same is true for negative permeability.
  • the metamaterial according to the first embodiment includes the positions of the plurality of coiled resonators 100a and the plurality of coiled resonators 100b, and the coiled resonator 100a and the coiled resonator 100b.
  • the exterior part 10 to be fixed is included.
  • the exterior portion 10 is an example of a support member that fixes the positions of the coil resonator 100a and the coil resonator 100b.
  • the coil type resonator 100a and the coil type resonator 100b may be fixed by other members.
  • the metamaterial is arranged around the signal line 200.
  • the signal line 200 is an example of a conductor through which a current flows, and other types of conductors may be employed instead of the signal line 200.
  • Each of the coil-type resonators 100a is fixed by the exterior portion 10 so that the central axis thereof is parallel to the direction of the magnetic field generated by the current flowing through the signal line 200 (perpendicular to the electric field direction).
  • the plurality of coil-type resonators 100a are respectively fixed at positions that are one-dimensionally continuous in the direction of current flowing through the signal line 200.
  • each of the coil-type resonators 100b is arranged so that the central axis thereof is parallel to the direction of the electric field generated by the current flowing through the signal line 200 (perpendicular to the magnetic field direction). Therefore, the central axis of the coiled resonator 100b corresponds to the central axis of the coiled resonator 100a rotated 90 degrees around the direction of the current flowing through the signal line 200.
  • the plurality of coil-type resonators 100b are respectively fixed at positions that are one-dimensionally continuous in the direction of current flowing through the signal line 200.
  • Each of the coil-type resonator 100a and the coil-type resonator 100b is disposed between the signal line 200 and the ground 220.
  • the ground 220 becomes a reference potential.
  • Each of the coil-type resonator 100a and the coil-type resonator 100b is in a floating state that is not in electrical contact with each other and is not electrically connected to the signal line 200 and the ground 220.
  • the coil type resonator 100 b is arranged in the inner region of two adjacent coil type resonators 100 a. Is different. More specifically, adjacent coil type resonators 100a and coil type resonators 100b are alternately connected in a chain. Therefore, the coiled resonator 100a can be arranged spatially continuously.
  • spatially continuous means that the distance between adjacent coil resonators 100a is sufficiently shorter than the size of the coil resonator 100a. If a magnetic field that cancels the negative magnetic permeability generated in the coil type resonator 100a is sufficiently small in the space between adjacent coil type resonators 100a, the coil type resonators 100a are spatially continuous. It can be said.
  • the length of the wound metal wire included in the coiled resonator 100a is approximately 1 ⁇ 2 of the resonance wavelength corresponding to the resonance frequency at which the negative permeability should be developed. Therefore, the coiled resonator 100a exhibits a negative magnetic permeability at the resonance frequency.
  • the length of the wound metal wire included in the coiled resonator 100b is approximately 1 ⁇ 2 of the resonance wavelength corresponding to the resonance frequency at which the negative dielectric constant should be expressed. Therefore, the coiled resonator 100b exhibits a negative dielectric constant at the resonance frequency.
  • the coil type resonator 100a and the coil type resonator 100b are designed to have a common resonance frequency (also referred to as a resonance wavelength).
  • the coil-type resonator 100a and the coil-type resonator 100b are alternately connected in a chain, and thereby the coil-type resonator 100a is arranged. It is arranged spatially continuously. Further, the coil type resonator 100b is also arranged spatially continuously. Therefore, the metamaterial according to the present embodiment does not generate an effect of canceling out the dielectric constant and the magnetic permeability, and thus simultaneously exhibits the negative magnetic permeability and the negative dielectric constant. That is, the metamaterial according to the present embodiment is a left-handed metamaterial.
  • a planar metamaterial may be configured by arranging the one-dimensionally arranged resonators shown in FIG. 13 in the same plane. Furthermore, a planar metamaterial may be stacked to form a three-dimensional metamaterial.
  • the metamaterial according to the present embodiment can be created by, for example, a lamination method, that is, a method of stacking a plurality of planar structures in which metal bodies are arranged in an exterior material.
  • the metamaterial according to the first embodiment described above includes a plurality of coiled resonators connected like a chain.
  • a metamaterial will be described in which a resonator that expresses a negative magnetic permeability is placed in a coil type resonator that expresses a negative dielectric constant.
  • the metamaterial according to the second embodiment includes a plurality of (5 in FIG. 14) including a first coil type resonator 410, a conductive plate 412, and a second coil type resonator 420.
  • the exterior portion 10 surrounds the first coil-type resonator 410, the conductive plate 412, and the second coil-type resonator 420, and fixes these positions. Similar to the first embodiment, the exterior portion 10 is an example of a support member.
  • the metamaterial is arranged in the vicinity of the signal line 200. Similar to the first embodiment, the signal line 200 is an example of a conductor.
  • the first coil type resonator 410 is disposed so that the central axis is parallel to the direction of the electric field generated by the current flowing through the signal line 200. Therefore, the coiled resonator 100b has a negative dielectric constant at the resonance frequency corresponding to the entire length of the coil.
  • the first coil-type resonator 410 has a metal wire wound in a rectangular shape instead of a circumferential shape. According to this structure, the resonant line can be secured in a smaller space, and the metamaterial can be reduced in size. However, a circular coil similar to that in the first embodiment may be used. Conversely, in the first embodiment, a coil having the shape shown in FIG. 14 can be used.
  • the conductive plate 412 is located under the signal line 200 and is connected to the first coil type resonator 410.
  • the conductive plate 412 increases the capacitance with the signal line 200 and increases the absolute value of the negative dielectric constant at the resonance frequency. Further, the substantial length of ⁇ / 2 can be shortened by the wavelength shortening effect due to the capacitance.
  • the conductive plate 412 is connected only to the upper side of the first coil type resonator 410. This is because the second coil type resonator 420 is put into the first coil type resonator 410 from below. However, the conductive plate may be installed by attaching it to the lower side of the first coil type resonator 410 later. If there are conductive plates above and below, the absolute value of the negative dielectric constant can be further increased and the resonance wavelength can be shortened. Note that the conductive plate 412 may not be provided depending on a required dielectric constant value or the like.
  • the second coil type resonator 420 is arranged so that the central axis is parallel to the direction of the magnetic field generated by the current flowing through the signal line 200. Therefore, the second coil type resonator 420 exhibits a negative permeability at a resonance frequency corresponding to the entire length of the coil. Note that the first coil-type resonator 410 and the second coil-type resonator 420 are designed to have a common resonance frequency.
  • the first coil type resonator 410 and the second coil type resonator 420 are arranged between the signal line 200 and the ground 220.
  • the ground 220 becomes a reference potential.
  • Each of the first coil-type resonator 410 and the second coil-type resonator 420 is floated that is not in electrical contact with each other and is not electrically connected to the signal line 200 and the ground 220. It is in a state.
  • a set (unit) composed of the first coil-type resonator 410, the conductive plate 412, and the second coil-type resonator 420 is spatially continuously arranged.
  • spatially continuous means that the distance between adjacent units is sufficiently small with respect to the size of the unit, as in the first embodiment.
  • the metamaterial according to the present embodiment simultaneously exhibits a negative dielectric constant and a negative magnetic permeability, similarly to the metamaterial according to the first embodiment.
  • FIG. 14 shows an example in which five units are continuously arranged in one row along the current direction, the arrangement of the units is not limited to this. For example, five or more units may be arranged in a row. It is also possible to arrange the units two-dimensionally or three-dimensionally.
  • the second coil type resonator 420 is an example of a resonator that exhibits a negative magnetic permeability, and another resonator can be used instead of the second coil type resonator 420.
  • FIG. 15 shows one unit included in a metamaterial using a split ring resonator instead of a coiled resonator. As shown in FIG. 15, this unit includes a coiled resonator 100, a split ring 510 and a straight metal plate 520 disposed in the coiled resonator 100, respectively.
  • the metal plate 520 is provided in order to compensate for the electrostatic capacitance at the cut portion of the split ring 510 and lower the resonance frequency.
  • a negative dielectric constant and a magnetic permeability are expressed by disposing a resonator such as a coil at a predetermined position.
  • a resonator such as a coil
  • a negative dielectric constant resonator and a negative magnetic permeability resonator are formed in one chip.
  • the metamaterial according to the third embodiment will be described with reference to FIG.
  • the metamaterial according to the third embodiment includes a plurality of units 600 in which a negative dielectric constant resonator and a negative magnetic permeability resonator are formed in a substrate material.
  • Each unit 600 is disposed immediately below the signal line 200 and between the signal line 200 and the ground 220.
  • the ground 220 becomes a reference potential.
  • Each unit 600 is arranged spatially continuously.
  • FIG. 16 shows an example in which four units 600 are arranged in a direction along the signal line 200, the arrangement of the units 600 is not limited to this as in the other embodiments.
  • FIG. 17 is a perspective view of the unit 600.
  • FIG. 18 is a side view of the unit 600 viewed from the y direction.
  • the unit 600 includes an uppermost electrode 610a, a lowermost electrode 610b, a first internal electrode 622, a second internal electrode 624, a third internal electrode 632, and a fourth An internal electrode 634 and a line 640 are included. As shown in FIG. 18, the unit 600 further includes a first external electrode 650 and a second external electrode 660.
  • the uppermost electrode 610a is disposed above the first internal electrode 622, the second internal electrode 624, the third internal electrode 632, and the fourth internal electrode 634 (at a position where the z coordinate is large).
  • the lowermost electrode 610b is disposed below the first internal electrode 622, the second internal electrode 624, the third internal electrode 632, and the fourth internal electrode 634 (where the z coordinate is small).
  • the uppermost electrode 610a has a side surface portion 611a extending in the ⁇ z direction.
  • the lowermost electrode 610b has a side surface portion 611b extending in the + z direction. Further, the uppermost electrode 610 a is disposed directly below the signal line 200.
  • the line 640 connects the side surface portion 611a extending in the ⁇ z direction of the uppermost electrode 610a and the side surface portion 611b extending in the + z direction of the lowermost electrode 610b.
  • the line 640 functions as a part of a ⁇ / 2 line that realizes a negative dielectric constant by electrically connecting the uppermost electrode 610a and the lowermost electrode 610b to the side surface parts 611a and 611b.
  • the length of the line constituted by the line 640 and the side portions 611a and 611b is designed according to the resonance frequency.
  • the line 640 is a meander line drawn in the center layer.
  • the shape of the line 640 is not limited to this, and may be helical or spiral, for example.
  • the uppermost electrode 610a and the lowermost electrode 610b are provided to increase the absolute value of the negative dielectric constant and shorten the resonance wavelength, as in the conductive plate 412 shown in FIG. .
  • the uppermost electrode 610a and the lowermost electrode 610b can be omitted depending on the required negative dielectric constant and resonance wavelength.
  • both ends of the line 640 are outside the capacitor-type resonator so that charges are accumulated at both ends.
  • the first internal electrode 622 and the second internal electrode 624 are arranged close to each other and facing each other. Further, the third internal electrode 632 and the fourth internal electrode 634 are arranged close to each other and opposed to each other.
  • a pair of first internal electrode 622 and second internal electrode 624 (referred to as an upper electrode pair) is disposed on the uppermost electrode 610a side.
  • a pair of third internal electrode 632 and fourth internal electrode 634 (referred to as a lower electrode pair) is disposed on the lowermost electrode 610b side.
  • Each internal electrode surface is disposed in parallel to the direction of the magnetic field generated by the current flowing through the signal line 200 (perpendicular to the electric field direction).
  • the first external electrode 650 electrically connects the first internal electrode 622 and the third internal electrode 632 as shown in FIG. As shown in FIG. 18, the second external electrode 660 electrically connects the second internal electrode 624 and the fourth internal electrode 634.
  • the external electrode surfaces 650 and 660 are arranged parallel to the direction of the magnetic field generated by the current flowing through the signal line 200 (perpendicular to the electric field direction).
  • the line 640, the uppermost electrode 610a, and the lowermost electrode 610b develop a negative dielectric constant.
  • the first to fourth internal electrodes 622, 624, 632, and 634, and the first and second external electrodes 650 and 660 form a capacitor-type resonator having two upper and lower electrodes, and have a negative magnetic permeability.
  • the ⁇ / 2 line that expresses the negative dielectric constant and the capacitor-type resonator that expresses the negative magnetic permeability are not directly electrically connected to each other.
  • the ⁇ / 2 line and the capacitor-type resonator are not electrically connected to the signal line 200 and the ground 220 and are in a floating state. Further, the units 600 are not in contact with each other.
  • the positional relationship between the resonator of ⁇ ⁇ 0 and the resonator of ⁇ ⁇ 0 is opposite to that of the first and second embodiments. It has become.
  • a resonator having internal space and realizing ⁇ ⁇ 0 is arranged in a resonator realizing ⁇ ⁇ 0.
  • the metamaterial according to the present embodiment functions as a left-handed metamaterial. Since the metamaterial according to the present embodiment is created by creating a negative dielectric constant resonator and a negative magnetic permeability resonator in the unit, industrial manufacture is easy.
  • FIG. 19 and 20 show the structure of one unit 700 of the metamaterial according to the fourth embodiment.
  • FIG. 19 is a perspective view of the unit 700.
  • FIG. 20 is a side view of the unit 700.
  • unit 700 includes an uppermost electrode 710a, a lowermost electrode 710b, a first internal electrode 722, a second internal electrode 724a, a third internal electrode 724b, and a fourth An internal electrode 730 and a line 740 are included.
  • unit 700 further includes a first external electrode 750 and a second external electrode 760.
  • the uppermost electrode 710a and the lowermost electrode 710b have the same structure as the uppermost transfer electrode 610a and the lowermost electrode 610b according to the third embodiment, and are arranged outside of any of the internal electrodes.
  • the line 740 electrically connects the uppermost electrode 710a and the lowermost electrode 710b. Similar to the line 640 according to the third embodiment, the line 740 functions as a part of the ⁇ / 2 line and develops a negative dielectric constant. In the present embodiment, a helical structure that makes one and a half rounds in the horizontal plane is adopted as the line 740.
  • the second internal electrode 724a and the third internal electrode 724b are arranged in the same plane and separated by a predetermined distance.
  • the first external electrode 750 electrically connects the second internal electrode 724a and the fourth internal electrode 730.
  • the second external electrode 760 electrically connects the third internal electrode 724b and the fourth internal electrode 730. That is, the second internal electrode 724a, the first external electrode 750, the third internal electrode 724b, the second external electrode 760, and the third internal electrode 730 have the same structure as that of the split ring resonator. Have. Therefore, these electrodes develop a negative magnetic permeability.
  • the first internal electrode 722 is disposed so as to face the second internal electrode 724a and the third internal electrode 724b so as not to be in electrical contact with the second internal electrode 724a and the third internal electrode 724b.
  • FIG. 21 is a perspective view of the unit 800.
  • FIG. 22 is a side view of the unit 800.
  • FIG. 23 is a top view of the unit 800.
  • the unit 800 includes a coiled conductor 810, a first electrode 822, a second electrode 824, a third electrode 832, a fourth electrode 834, a first via 842, and a second via 844. Including.
  • the coiled conductor 810 wraps around the region close to the surface of the unit 800 a plurality of times (in the example shown here, eight times).
  • the coiled conductor 810 is disposed so as to surround the first electrode 822, the second electrode 824, the third electrode 832, the fourth electrode 834, the first via 842, and the second via 844.
  • the first electrode 822 and the second electrode 824 are arranged close to each other and facing each other. Further, the first electrode 822 and the second electrode 824 are arranged with their positions in the horizontal plane being shifted from each other.
  • the third electrode 832 and the fourth electrode 834 are disposed close to and opposed to each other. In addition, the third electrode 832 and the fourth electrode 834 are arranged with their positions in the horizontal plane shifted from each other.
  • the pair of the first electrode 822 and the second electrode 824 is formed in the upper part in the unit 800.
  • the pair of the third electrode 832 and the fourth electrode 834 is formed in the lower part in the unit 800.
  • “upper part” and “lower part” are associated with the examples shown in FIGS. 21 and 22.
  • the first via 842 electrically connects the first electrode 822 and the third electrode 832.
  • the second via 844 electrically connects the second electrode 824 and the fourth electrode 834.
  • the first to fourth electrodes 822, 824, 832, 834, and the first and second vias 842, 844 function as capacitor-type resonators and develop negative magnetic permeability.
  • the length of the line (coil) can be increased while maintaining the size of the unit as compared with the third and fourth embodiments. Therefore, a low resonance frequency can be obtained.
  • the negative magnetic permeability resonator has an external electrode for connecting the internal electrode.
  • the conductive portion for connecting the internal electrode is realized by a via.
  • FIG. 24 is a perspective view of the unit 900.
  • FIG. 25 is a front view of the unit 900.
  • FIG. 26 is a side view of the unit 900.
  • the unit 900 includes an uppermost electrode 910a, a first via 912a, a second via 912b, a lowermost electrode 910b, a first internal electrode 922, and a second Internal electrode 924 a, third internal electrode 924 b, fourth internal electrode 930, line 940, third via 950, and fourth via 960.
  • the first via 912a, the line 940, and the second via 912b electrically connect the uppermost electrode 910a and the lowermost electrode 910b.
  • the total length of the first via 912a, the line 940, and the second via 912b is approximately half the resonance wavelength.
  • the first via 912a, the line 940, and the second via 912b function as part of the ⁇ / 2 line and develop a negative dielectric constant.
  • the shape of the line 940 is not limited to the illustrated meander line, and may be, for example, a helical line or a spiral line.
  • the uppermost electrode 910a and the lowermost electrode 910b exhibit the function of increasing the absolute value of the negative dielectric constant and shortening the resonance wavelength, like the conductive plate 412 shown in FIG. However, the uppermost electrode 910a and the lowermost electrode 910b can be omitted.
  • the outer end of the first via 912a (the end not connected to the line 940) and the outer end of the second via 912b (the end not connected to the line 940) are Regardless of the presence or absence of the upper electrode 910a and the lowermost electrode 910b, it is preferable to be outside the negative permeability resonator so that charges are accumulated at both ends of the ⁇ / 2 line.
  • the third via 950 electrically connects the second internal electrode 924a and the third internal electrode 930.
  • the fourth via 960 electrically connects the third internal electrode 924b and the third internal electrode 930.
  • the second internal electrode 924a, the third via 950, the third internal electrode 924b, the fourth via 960, and the third internal electrode 930 have a structure similar to that of the split ring resonator, and are negative. It functions as a resonator that exhibits the magnetic permeability of.
  • the first internal electrode 922 compensates for the capacitance of the cut portion between the second internal electrode 924a and the third internal electrode 924b, similarly to the first internal electrode 722 of the fourth embodiment. It plays a role of lowering the resonance frequency.
  • the unit 900 according to this embodiment does not require an external electrode. This unit is therefore easy to manufacture.
  • a unit having an external electrode is created, usually, after a portion other than the external electrode is laminated, the external electrode is attached to the laminated component.
  • the unit 900 according to the present embodiment can be created only by stacking.
  • the unit 900 is suitable for creating a metamaterial composed of a plurality of units arranged side by side.
  • unit processing such as arranging the units apart from each other or covering the external electrode with an insulator. Since the units 900 according to the present embodiment can be arranged adjacent to each other, the metamaterial can be further reduced. Further, since no processing is required, it is easy to create a metamaterial using the unit 900.
  • FIG. 27 is a diagram for explaining a method of creating the unit 900 according to the sixth embodiment.
  • unit 900 is formed by sequentially stacking a plurality of substrate layers.
  • FIG. 27 shows layers L 1 to L 6 including the main components of the unit 900.
  • the material (substrate material) of each layer is an insulating material such as a resin.
  • Metal parts are formed on several layers of substrate material. Further, vias are formed in some layers of the substrate material so as to penetrate the substrate material.
  • FIG. 27 shows a part of the layers L1 to L6. Actually, the layers L1 to L6 further extend in the lateral direction in FIG.
  • the layer L1 includes a plurality of bottom electrodes 910b.
  • the layer L2 includes a plurality of fourth internal electrodes 930.
  • the layer L3 includes a plurality of lines 940.
  • the layer L4 includes a plurality of pairs of the second internal electrode 924a and the third internal electrode 924b.
  • the layer L5 includes a plurality of first internal electrodes 922.
  • Layer L6 includes a plurality of top electrodes 910a.
  • vias are formed in regions corresponding to the first via 912a, the second via 912b, the third via 950, and the fourth via 960.
  • vias are indicated by vertical thin lines.
  • the laminate After stacking each layer to make a laminate, the laminate is cut to create a unit 900. From the portion shown in FIG. 27, nine units 900 are formed. Instead of separating the laminated body into each unit 900, several units 900 may be cut out from the laminated body as one unit.
  • the structure in which the conductive portion of the split resonator shown in the fourth embodiment is a via is shown, but the conductive portion of another type of resonator can also be a via.
  • the external electrode of the multilayer capacitor resonator shown in the third embodiment may be a via.
  • a line for expressing a negative dielectric constant is connected to an LC resonator (specifically, a multilayer capacitor resonator and a split type). Resonator).
  • the line does not necessarily have to be inside the LC resonator.
  • a unit 1000 in which a ⁇ / 2 line is disposed outside the LC resonator will be described.
  • FIG. 28 is a diagram illustrating a structure of a unit 1000 according to the seventh embodiment.
  • unit 1000 includes an uppermost electrode 1010a, a first via 1012, a lowermost electrode 1010b, a first internal electrode 1022, a second internal electrode 1024a, and a third internal electrode.
  • An electrode 1024b, a fourth internal electrode 1030, a second via 1050, and a third via 1060 are included.
  • the first via 1012 electrically connects the uppermost electrode 1010a and the lowermost electrode 1010b.
  • the length of the first via 1012 is approximately 1 ⁇ 2 of the resonance wavelength. Therefore, the first via 1012 exhibits a negative dielectric constant with respect to the electromagnetic wave having the resonance wavelength.
  • the uppermost electrode 1010a and the lowermost electrode 1010b are connected by a straight first via 1012.
  • a ⁇ / 2 line may be realized by combining a plurality of vias and a line in a horizontal plane as in the structure shown in FIG.
  • the line in this case is preferably a bent one such as a meander line as described in other embodiments.
  • the uppermost electrode 1010a and the lowermost electrode 1010b have a function of increasing the absolute value of the negative dielectric constant and shortening the resonance frequency, like the uppermost electrode 910a and the lowermost electrode 910b according to the sixth embodiment. Demonstrate.
  • the second internal electrode 1024a, the first via 1050, the fourth internal electrode 1030, the second via 1060, and the third internal electrode 1024b have the same structure as the split ring type resonator, It functions as a resonator that develops negative magnetic permeability. Similar to the first internal electrode 722 of the fourth embodiment, the first internal electrode 1022 compensates for the capacitance of the cut portion between the second internal electrode 1024a and the third internal electrode 1024b, It plays a role of lowering the resonance frequency.
  • the first internal electrode 1022, the second internal electrode 1024a, the first via 1050, the third internal electrode 1024b, the second via 1060, and the fourth internal electrode 1030 are the uppermost electrode 1010a and the lowermost electrode. It arrange
  • the unit 1000 according to the present embodiment is easily created because the internal electrodes are electrically connected by vias. Moreover, since the unit 1000 does not have an electrode on the surface of the unit, it is suitable for creating a metamaterial.
  • the electrode for forming the electrostatic capacitance in the LC resonator is arranged in parallel to the xy plane.
  • the eighth embodiment a metamaterial unit in which electrodes for forming a capacitance are arranged in parallel to the xz plane will be described.
  • FIG. 29 is a diagram showing a configuration of a metamaterial unit 1100 according to the seventh embodiment.
  • I represents the direction of current flow
  • E represents the direction of the electric field
  • B represents the direction of the magnetic field.
  • unit 1100 includes a first internal electrode 1122, a second internal electrode 1124a, a third internal electrode 1124b, a fourth internal electrode 1130, a line 1140, and a first A via 1150 and a third via 1160 are included.
  • the line 1140 is a meander line whose overall length is approximately 1 ⁇ 2 of the resonance wavelength. Therefore, the line 1140 expresses a negative dielectric constant with respect to the electromagnetic wave having the resonance wavelength.
  • the shape of the line 1140 is not limited to that shown in FIG. For example, a helical line may be used instead of the line 1140. Further, the line 1140 may be linear depending on the required resonance wavelength and the size of the metamaterial.
  • the first internal electrode 1122, the second internal electrode 1124a, the first via 1150, the third internal electrode 1124b, the second via 1160, and the fourth internal electrode 1130 are negative in the other embodiments.
  • the LC resonance loop is formed in the same manner as the magnetic permeability resonator.
  • the electrodes (1122, 1124a, 1124b, and 1130) are all arranged parallel to the xz plane. This is to reduce the influence of the generated electric field on the LC resonance.
  • both the electric field generated from the signal line and the electric field generated from the ⁇ / 2 line at the time of the dielectric constant resonance have little influence on the LC resonance.
  • the LC resonance loop is arranged in a region sandwiched between both ends of the line 1140. That is, one end of the line 1140 is located on the signal line side (+ z side) from the loop, and the other end of the line 1140 is located on the ground side ( ⁇ z side) from the loop. This is to prevent the electric field concentrated near both ends of the line 1140 and the magnetic field concentrated in the loop due to LC resonance from interfering with each other when the line 1140 causes anti-resonance with the electromagnetic wave.
  • no electrode plate is connected to both ends of the line 1140.
  • the absolute value of the negative dielectric constant is smaller than when the electrode plates are connected, and a length close to ⁇ / 2 is required.
  • the arrangement of the electrode plate according to the present embodiment is particularly effective when the electrode plate is not connected to the line as described above. If there is an electrode plate, the LC plate makes the LC resonator less susceptible to the electric field generated in the signal line, but if there is no electrode plate, the LC resonator will not be affected by the electric field generated in the signal line. This is to receive greatly.
  • the unit 1100 according to the present embodiment can be easily created because the internal electrodes are connected by vias, similarly to the unit 900 and the like.
  • the unit 1100 is most easily created by stacking a plurality of layers parallel to the xz plane of FIG.
  • At least one of the units with negative dielectric constant and negative magnetic permeability uses unfilled structure (with internal space) composed of wires etc., and both in the same volume area By constructing them simultaneously, a unit in which units having a negative dielectric constant and a negative magnetic permeability are periodically arranged almost continuously can be regarded as one embodiment of the present invention.
  • a unit having negative dielectric constant and negative magnetic permeability is simultaneously formed in a multilayer structure, and negative dielectric constant and negative magnetic permeability unit are arranged in a continuous and periodic manner. Can be regarded as an embodiment of the present invention.
  • the unit does not mean only a state in which there is nothing (air is present) inside the unit, but an electrode in the unit, as is apparent from the above embodiments. This refers to a state in which there is no metal member such as other metal members. It can be said that the unit has “internal space” even if a dielectric such as resin is present in a portion other than the metal member of the unit.
  • metamaterial units are arranged as a metamaterial.
  • the electrical properties of the metamaterial can be expressed over a wide range of areas.
  • Such a metamaterial can be used for an electromagnetic field filter or the like.
  • each metamaterial unit in the above-described embodiment can also be regarded as one form of the metamaterial according to the present invention.
  • Such a metamaterial can be made to function as a coupler that electrically couples the lines, for example, by being arranged near a plurality of parallel lines.

Landscapes

  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Optics & Photonics (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
  • Filters And Equalizers (AREA)
  • Coils Or Transformers For Communication (AREA)

Abstract

　メタマテリアルは、複数のコイル型共振器（１００ａ）および複数のコイル型共振器（１００ｂ）と、コイル型共振器（１００ａ）およびコイル型共振器（１００ｂ）の位置を固定する外装部（１０）とを含む。コイル型共振器（１００ａ）の各々と、コイル型共振器（１００ｂ）の各々とは、互いに中心軸が９０度異なるように配置されている。同時に、隣接するコイル型共振器（１００ａ）およびコイル型共振器（１００ｂ）は、交互に鎖状につながれて配置されている。コイル型共振器（１００ａ）は、空間的に連続して配置されている。

Description

メタマテリアル
　本発明は、メタマテリアルに関し、特に、負の誘電率および負の透磁率をもつ左手系メタマテリアルに関する。
　近年、メタマテリアル（ｍｅｔａｍａｔｅｒｉａｌ）と称されるデバイスが注目されている。このメタマテリアルとは、自然界に存在する物質が有さないような電磁気的および／または光学的な特性をもつ人工物質である。このようなメタマテリアルの代表的な特性として、負の透磁率（μ＜０）、負の誘電率（ε＜０）、あるいは負の屈折率（透磁率および誘電率がいずれも負の場合）が挙げられる。なお、μ＜０かつε＞０の領域、またはμ＞０かつε＜０の領域は「エバネッセント解領域」とも称され、μ＜０かつε＜０の領域は「左手系領域」とも称される。
　μ＜０かつε＜０である左手系メタマテリアルは、負の誘電率と負の透磁率とを同時に発現させるために、負の誘電率を持つ素子と、負の透磁率を持つ素子とを周期配置して作られる。
　左手系メタマテリアルには、大きく分けて、回路系と共振系とがある。共振系において、負のμを発現させる手段としては、例えば、スプリットリング共振器（ＳＲＲ：Ｓｐｌｉｔ　Ｒｉｎｇ　Ｒｅｓｏｎａｔｏｒ）が知られている（例えば、非特許文献１参照）。
　一方、負のεを発現させる手段としては、電磁波の波長に対して十分長い金属細線が知られている。この金属細線によれば、プラズマ周波数が下がり、負のεが実現される。非特許文献２には、金属細線のアレイにより負のεを実現できることが記載されている。また、特表２００８－５０７７３３号公報（特許文献１）には、周期格子のワイヤが負の誘電率となるとの記述がある。
　また、電磁波の波長λの半分の長さの金属細線が、電磁波との共振によって負の誘電率を発生することも知られている。他にも、導波管が、遮断周波数以下の周波数帯域で負の誘電率を示すことが知られている。
特表２００８－５０７７３３号公報
「左手系メタマテリアル」、日経エレクトロニクス１月２日号、日経ＢＰ社、２００６年１月２日、ｐｐ．７５－８１ Ｊ　Ｂ　Ｐｅｎｄｒｙ他，　"Ｌｏｗ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｐｌａｓｍｏｎｓ　ｉｎ　ｔｈｉｎ－ｗｉｒｅ　ｓｔｒｕｃｔｕｒｅｓ"，　Ｊ．　Ｐｈｙｓ．：　Ｃｏｎｄｅｎｓ．　Ｍａｔｔｅｒ　Ｖｏｌ．１０　（１９９８）　４７８５－４８０９
　実用性の面からは、小型のメタマテリアルが実現されることが望まれる。しかしながら、従来存在するスプリットリング共振器と金属線とを組み合わせた左手系メタマテリアルは、かなり大型であった。
　本願発明は、上述の問題を解決するためになされたものであって、その目的は、小型化可能な左手系メタマテリアルを提供することである。
　本発明のある局面に従うメタマテリアルは、各々が所定の波長に対して負の誘電率を生じる複数の第１の共振器を含む。第１の共振器の各々は、内部スペースを有している。本メタマテリアルは、さらに、各々が所定の波長に対して負の透磁率を生じる複数の第２の共振器と、第１の共振器および第２の共振器の位置を固定する支持部材とを含む。支持部材は、第２の共振器の各々を、複数の第１の共振器の内部に固定し、かつ、複数の第１の共振器が空間的に連続するように複数の第１の共振器を固定する。
　好ましくは、第１の共振器の各々は、所定の波長の略半分の長さをもつ金属線を含む。
　さらに好ましくは、金属線は、所定の波長の略半分の長さをもち、第１の軸を中心軸とする、第１のコイルからなる。第２の共振器の各々は、所定の波長の略半分の長さをもち、第１の軸と直交する第２の軸を中心とする第２のコイルを含む。支持部材は、第１のコイルおよび第２のコイルが、鎖状に交互につながれて配置されるように、第１のコイルおよび第２のコイルを固定する。
　さらに好ましくは、金属線は、所定の波長の略半分の長さをもち、第１の軸を中心軸とする、第１のコイルからなる。支持部材は、第２の共振器の各々を、対応する第１のコイルに囲まれる領域内に固定する。
　さらに好ましくは、第２の共振器の各々は、所定の波長の略半分の長さをもち、第１の軸と直交する第２の軸を中心軸とする第２のコイルを含む。
　さらに好ましくは、第１の共振器の各々は、第１のコイルの端部に接続された導電板をさらに含む。
　さらに好ましくは、第２の共振器は、多層コンデンサ型共振器である。
　さらに好ましくは、第２の共振器は、スプリットリング型共振器である。
　さらに好ましくは、第１の共振器の各々は、金属線の第１の端部に接続された第１の平板電極と、金属線の第１の端部とは反対側の第２の端部に接続された第２の平板電極とをさらに含む。支持部材は、第２の共振器の各々を、第１の平板電極および第２の平板電極に挟まれた領域内に固定する。
　さらに好ましくは、金属線は屈曲している。
　さらに好ましくは、第２の共振器の各々は、第１の電極面と、第１の電極面に対向する第２の電極面と、第１の電極面および第２の電極面を電気的に接続する導電部とを含む。
　さらに好ましくは、第２の共振器は、多層コンデンサ型共振器である。
　さらに好ましくは、第２の共振器は、スプリットリング型共振器である。
　さらに好ましくは、支持部材は、絶縁材を含む。第１の電極面および第２の電極面は、絶縁材内に配置される。導電部は、絶縁材内に形成されたビアを介して第１の電極面および第２の電極面を電気的に接続する。
　さらに好ましくは、支持部材、第１の共振器および第２の共振器は、複数の基板層により形成される。
　本発明の別の局面に従うメタマテリアルは、所定の波長に対して負の誘電率を生じる第１の共振器を含む。第１の共振器は、内部スペースを有している。本メタマテリアルは、所定の波長に対して負の透磁率を生じる第２の共振器と、第１の共振器および第２の共振器の位置を固定する支持部材とをさらに含む。支持部材は、第２の共振器を、第１の共振器の内部に固定する。
　本発明のさらに別の局面に従うメタマテリアルは、各々が所定の波長に対して負の誘電率を生じる複数の第１の共振器と、各々が所定の波長に対して負の透磁率を生じる複数の第２の共振器とを含む。第２の共振器の各々は、内部スペースを有している。本メタマテリアルは、第１の共振器および第２の共振器の位置を固定する支持部材をさらに含む。支持部材は、第１の共振器の各々を、複数の第２の共振器の内部に固定し、かつ、複数の第２の共振器が空間的に連続するように複数の第２の共振器を固定する。
　好ましくは、第１の共振器の各々は、所定の波長の略半分の長さをもつ金属線を含む。
　さらに好ましくは、金属線は、屈曲している。
　さらに好ましくは、第２の共振器の各々は、第１の電極面と、第２の電極面と、第１の電極面および第２の電極面を電気的に接続する導電部とを含む。
　さらに好ましくは、第２の共振器は、多層コンデンサ型共振器である。
　さらに好ましくは、第２の共振器は、スプリットリング型共振器である。
　さらに好ましくは、支持部材は、絶縁材を含む。第１の電極面および第２の電極面は、絶縁材内に配置される。導電部は、絶縁材内に形成されたビアを介して第１の電極面および第２の電極面を電気的に接続する。
　さらに好ましくは、支持部材、第１の共振器および第２の共振器は、複数の基板層により形成される。
　本発明のさらに別の局面に従うメタマテリアルは、所定の波長に対して負の誘電率を生じる第１の共振器と、所定の波長に対して負の透磁率を生じる第２の共振器とを含み。第２の共振器は、内部スペースを有している。本メタマテリアルは、第１の共振器および第２の共振器の位置を固定する支持部材をさらに含む。支持部材は、第１の共振器を、前記第２の共振器の内部に固定する。
　本発明によれば、負の誘電率（または透磁率）を生じる複数の内部スペースを有する第１の共振器が、負の透磁率（または誘電率）を生じる複数の第２の共振器と組み合わせられる。ここで、第２の共振器は、第１の共振器の内部に位置する。したがって、本発明によれば、小型化可能な左手系メタマテリアルを提供することができる。
　また、本発明のある局面によれば、各々が負の誘電率（または透磁率）を生じる複数の内部スペースを有する第１の共振器を、各々が負の透磁率（または誘電率）を生じる複数の第２の共振器と組み合わせられる。ここで、第２の共振器の各々は、複数の第１の共振器の内部に、かつ、複数の第１の共振器を空間的に連続するように位置する。したがって、本発明によれば、小型化可能な左手系メタマテリアルを提供することができる。
コンデンサ型共振器の概略の外観図である。 図１に示すＩＩ－ＩＩ線断面図である。 共振周波数においてコンデンサ型共振器で形成される共振回路を説明するための図である。 コンデンサ型共振器で生じる比透磁率の周波数特性の一例を示す図である。 コイル型共振器を用いた負の誘電率を発現するメタマテリアルの構成を説明するための図である。 図５に示すメタマテリアルの比透磁率を示す図である。 図５に示すメタマテリアルの比誘電率を示す図である。 コイル型共振器を用いた負の誘電率を持つメタマテリアルの構成を説明するための図である。 図８に示すメタマテリアルの比透磁率を示す図である。 図８に示すメタマテリアルの比誘電率を示す図である。 コイル型共振器の配置の一例を示す図である。 互いに離して配置された２つのコイル型共振器および発生する電界を模式的に示した図である。 第１の実施の形態に係るメタマテリアルの構造を示す図である。 第２の実施の形態に係るメタマテリアルの構造を示す図である。 第２の実施の形態に係るメタマテリアルの別の構造を示す図である。 第３の実施の形態に係るメタマテリアルの概略図である。 第３の実施の形態に係るメタマテリアルに含まれるユニットの斜視図である。 第３の実施の形態に係るメタマテリアルに含まれるユニットをｙ方向から見た側面図である。 第４の実施の形態に係るメタマテリアルに含まれるユニットの斜視図である。 第４の実施の形態に係るメタマテリアルに含まれるユニットの側面図である。 第５の実施の形態に係るメタマテリアルに含まれるユニットの斜視図である。 第４の実施の形態に係るメタマテリアルに含まれるユニットの側面図である。 第４の実施の形態に係るメタマテリアルに含まれるユニットの上面図である。 第５の実施の形態に係るメタマテリアルに含まれるユニットの斜視図である。 第４の実施の形態に係るメタマテリアルに含まれるユニットの正面図である。 第４の実施の形態に係るメタマテリアルに含まれるユニットの側面図である。 第６の実施の形態に係るユニットの作成方法を説明するための図である。 第７の実施の形態に係るユニットの構造を示す図である。 第８の実施の形態に係るユニットの構造を示す図である。
　［共振器について］
　本実施の形態に係る左手系メタマテリアルは、共振器を組み合わせた共振系に向けられたものである。そこで、まず、本実施の形態に係る左手系メタマテリアルを構成する共振器について説明する。ただし、本実施の形態に係る共振器は、ここで説明するものに限られるわけではない。後述のいくつかの実施の形態でも記載の通り、負の透磁率を発現する共振器として、周知のもの、例えば、スプリットリング共振器を用いることなども可能である。
　（１．多層コンデンサ型共振器）
　本実施の形態において用いられる共振器の１つに、複数の電極を含む多層コンデンサ型共振器がある。この共振器には、当該電極間に生じる静電容量（キャパシタンス）を主体とした共振回路が形成される。この共振回路は、共振器の周辺に配置された信号線路に交流電流が流れることで発生する電磁波の特定の周波数成分に感受性をもち、この周波数成分の電磁波を受けて電気的な共振現象を生じ得る。この共振現象によって、負の透磁率が発現する。
　ここで、メタマテリアルとしての機能である透磁率の共振を生じさせるためには、各共振器の電流の伝搬方向における長さが、対象とすべき周波数における電磁波の波長λに対して、少なくともλ／４より短い必要がある。さらに、各共振器の電流の伝搬方向における長さは、λ／２０以下であることが好ましい。
　共振器としては、複数の平板電極を絶縁物（誘電体）を積層して形成された積層コンデンサなどを用いることができる。以下では、積層コンデンサを用いて共振器を実現する構成について例示する。この構成によれば、市販されている積層セラミックコンデンサなどの積層コンデンサを用いて、容易に共振器を構成できる。ただし、本実施の形態に係る共振器を構成するための専用に設計された電極部材を用いてもよい。
　図１は、コンデンサ型共振器３００の概略の外観図である。図１を参照して、コンデンサ型共振器３００は、非磁性体である外装部１０により覆われている。なお、外装部１０としては、テフロン（登録商標）などの樹脂材料が適している。このコンデンサ型共振器３００は、所定の周波数成分を含む電流が流れる信号線路２００に近接して配置されることで、当該電流が発生する電磁波の特定の周波数成分（共振周波数）を受けて共振を生じる。また、コンデンサ型共振器３００の信号線路２００に接する面とは反対側の面には、グランド２２０が配置される。
　コンデンサ型共振器３００内での共振によって、コンデンサ型共振器３００に磁束が発生し、負の透磁率が発現する。
　なお、コンデンサ型共振器３００が負の透磁率を発現する、すなわちメタマテリアルとしての機能である負の透磁率を発揮するためには、信号線路２００における電流の伝搬方向に沿う、コンデンサ型共振器３００の長さｌ’が、共振周波数における電磁波の波長λに対して、少なくともλ／４より短い必要がある。さらに、コンデンサ型共振器３００の長さｌは、λ／２０以下であることが好ましい。
　以下では、コンデンサ型共振器３００の一例として、長さｌ’＝１．６ｍｍ、幅Ｗ＝０．８ｍｍ、高さＨ＝０．８ｍｍの８層の内部電極を有する積層コンデンサを用いる場合について例示する。なお、信号線路２００と積層コンデンサとの距離ｈ＝０．２ｍｍ、積層コンデンサとグランド２２０との距離ｈ’＝０．２ｍｍとする。
　ここで、λ／４＝長さｌ’＝１．６ｍｍとすると、λ＝６．４ｍｍとなり、これは、空気中では周波数ｆｍａｘ＝４６．８７５ＧＨｚに相当する。従って、このコンデンサ型共振器３００をλ／４以下のピッチで並べると、ギガヘルツ帯においてメタマテリアルとして用いることができる。当然のことながら、適用すべき周波数領域に応じて、共振器の長さｌを適宜設計することができる。
　次に、図１および図２を参照して、コンデンサ型共振器３００の構造について説明する。図２は、図１に示すＩＩ－ＩＩ線断面図である。
　図１を参照して、信号線路２００に電流が流れることによって、信号線路２００を中心とした円周方向に交流の磁界が発生する。すなわち、磁界の磁力線は、信号線路２００を中心とする同心円となる。また、信号線路２００には電流が流れる際に電位が発生するので、信号線路２００とグランド２２０との間には交流の電界が発生する。
　図２を参照して、コンデンサ型共振器３００は、比誘電率の高い絶縁物であるスペーサ６を介して互いに対向する、第１内部電極４および第２内部電極５の対を複数含む。複数の第１内部電極４は、第１外部電極２と電気的に接続されており、複数の第２内部電極５は、第２外部電極３と電気的に接続されている。このように、コンデンサ型共振器３００では、平板状の複数の内部電極４，５が積層されており、隣接する第１内部電極４と第２内部電極５との間には、その電極の面積、電極間の距離、スペーサ６の比誘電率などによってその値が定まる静電容量（キャパシタンス）が生じる。
　コンデンサ型共振器３００を構成する第１内部電極４および第２内部電極５の各電極面は、磁界の磁力線に対して実質的に平行となるように配置される。それとともに、第１外部電極２および第２外部電極３の各電極面が、第１外部電極２および第２外部電極３の各電極面とは異なる面において、磁界の磁力線に対して実質的に平行となるように配置される。すなわち、図２に示すように、信号線路２００を流れる電流によって生じる磁界の磁力線が紙面前後方向に発生している場合において、コンデンサ型共振器３００は、第１内部電極４および第２内部電極５の電極断面長手方向が紙面左右方向と一致し、かつ第１外部電極２および第２外部電極３の電極断面長手方向が紙面上下方向と一致するように配置される。
　コンデンサ型共振器３００が図２に示すような位置関係を保って配置されることで、所定の周波数成分に対して図３に示すような共振回路が形成され、この共振回路によって、負の透磁率が発現する。
　図３は、共振周波数においてコンデンサ型共振器３００で形成される共振回路を説明するための図である。
　図３を参照して、その電極面が磁界の磁力線に対して実質的に平行となるように配置される第１内部電極４および第２内部電極５、ならびに第１外部電極２および第２外部電極３は、その経路長さに応じたコイル（インダクタ）として作用する。
　コンデンサ型共振器３００では、第１内部電極のうち最上層の電極４ａと、第１外部電極２と、第１内部電極のうち最下層の電極４ｂとは互いに電気的に接続されており、これらを含む電流経路が形成される。同様に、第２内部電極のうち最上層の電極５ａと、第２外部電極３と、第２内部電極のうち最下層の電極５ｂとについても互いに電気的に接続されており、これらを含む電流経路が形成される。ここで、電極４ａと電極５ａとの間の静電容量（キャパシタンスＣ１）と、電極４ｂと電極５ｂとの間の静電容量（キャパシタンスＣ２）とを介して、両電流経路は互いに電気的に接続される。その結果、キャパシタンスＣ１およびＣ２と各電極によって生じるインダクタンスＬ１～Ｌ６とを含む共振回路が形成される。したがって、本実施の形態に係るコンデンサ型共振器３００は、キャパシタンス（Ｃ１＋Ｃ２）と、インダクタンス（Ｌ１＋Ｌ２＋Ｌ３＋Ｌ４＋Ｌ５＋Ｌ６）とによって定まる共振周波数をもち、この共振周波数の電磁波が入射することで、透磁率共振が発現する。
　なお、コンデンサ型共振器３００では、隣接する内部電極の間の各々で静電容量が発生するが、最上位の静電容量および最下位の静電容量を除いた他の静電容量は、この共振回路の形成への影響は小さい。これは、共振を起こす循環経路の最外層に電流が集中するためである。
　図４は、コンデンサ型共振器３００で生じる比透磁率の周波数特性の一例を示す図である。なお、図４に示す変化特性は、シミュレーションによって算出されたものである。ここで、比透磁率とは、真空の透磁率に対する透磁率の比を表す。
　図４を参照して、コンデンサ型共振器３００は、その１つの共振周波数として約４．９ＧＨｚをもち、その前後で比透磁率が大きく変動し、負の透磁率が生じることが分かる。
　上述の説明では、第１内部電極４および第２内部電極５、ならびに第１外部電極２および第２外部電極３の各電極面が磁界の磁力線に対して実質的に平行となるように配置されることで、メタマテリアルとしての機能である負の透磁率を発現させることができることについて述べた。ここで、「実質的に平行」とは、各電極面が磁界の磁力線と直交する状態を除外する意味であり、各電極面が磁界の磁力線とまったく平行である状態以外にも、磁力線に対して所定角度をもつ状態をも含む。実用上は、コンデンサ型共振器３００で発現する負の透磁率の大きさが適用先のアプリケーションなどの要求を満足できる値であれば、「実質的に平行」とみなすことができる。
　（２．コイル型共振器）
　次に、コイル型共振器について説明する。上述のコンデンサ型共振器が負の透磁率を発現するものであったのに対し、以下に述べるコイル型共振器は、中心軸が電界方向に対して平行（磁界に対して直角）になるように配置されたときに、負の誘電率を発現する。また、コイル型共振器は、中心軸が電界方向に対し直角（磁界方向に対して平行）になるように配置されると、負の透磁率が発現する。
　まず、コイル型共振器を用いて負の誘電率を発現するメタマテリアルの構成について図５を参照して説明する。図５は、コイル型共振器を用いて負の誘電率を発現するメタマテリアルの構成を説明するための図である。
　図５に示すメタマテリアルは、コイル型共振器１００と外装部１０とを含む。コイル型共振器１００は、非磁性体である外装部１０により覆われている。コイル型共振器１００は、信号線路２００と、グランド２２０との間に配置されている。グランド２２０は、コイル型共振器１００の信号線路２００に接する面とは反対側にある外装部１０の面に配置される。
　信号線路２００には、所定の周波数成分を含む電流が流れる。本実施の形態においては、信号線路２００は、ストリップラインであるとする。ただし、信号線路２００は、電流を流す導体の一例であって、導体の形態はこれに限られるものではない。
　コイル型共振器１００は、金属線を周回したものである。コイル型共振器１００の全長（金属線の全長）は、信号線路２００を流れる電流の波長の半分程度である。ここでは、信号線路２００を流れる電流の周波数はＧＨｚ帯であり、コイル型共振器１００の長さは、２８ｍｍとする。
　図５では、コイル型共振器１００として、中心軸１１０を中心に巻かれている、すなわち、ばね形状を有するものを示した。ただし、コイル型共振器１００の形状は、図５に示した、円筒面に沿うように巻かれたものに限られない。例えば、コイル型共振器１００は、四角柱に沿って巻かれたような形状であってもよい。あるいは、コイル型共振器１００は、球面に沿って巻かれたような形状であってもよい。
　コイル型共振器１００は、上述のような長さおよび形状を有していればよい。コイル型共振器１００としては、金属線を巻いたコイルなどを利用できる。コイル型共振器１００としては、既成のもの（例えば、既成のコイル）を用いてもよいし、専用に作成したものを用いてもよい。
　外装部１０は、コイル型共振器１００の位置を固定する。外装部１０としては、テフロン（登録商標）などの樹脂材料が適している。ただし、外装部１０は、コイル型共振器１００の位置を固定する支持部材の一例であり、コイル型共振器１００は、他の部材により固定されていてもよい。
　コイル型共振器１００の中心軸１１０は、信号線路２００を流れる電流が作る電界、より詳しくは、信号線路２００とグランド２２０との間に生じる電界に対して平行である。すなわち、外装部１０は、中心軸１１０が電界に平行になるように、コイル型共振器１００を固定する。言い換えると、コイル型共振器１００は、電界の勾配に沿って、コイルの両端の電位に差が生じるように、配置される。
　図５に示す例では、中心軸１１０を、信号線路２００からグランド２２０に向かう方向に設定している。すなわち、中心軸１１０は、グランド２２０面に直交し、かつ、信号線路２００を貫通する。この配置により、中心軸１１０は、信号線路２００を流れる電流が作る電界に平行（信号線路２００を流れる電流が作る磁界に垂直）になっている。
　信号線路２００に対して、コイル型共振器１００は、信号線路２００を流れる電流が発生する電場の特定の周波数（共振周波数）成分を受けて、共振を生じる。
　図６および図７を参照して、コイル型共振器１００の電磁的性質について説明する。図５に示すメタマテリアルが示す比透磁率および比誘電率をそれぞれ図６および図７に示す。ここで、比誘電率とは真空の誘電率に対する誘電率の比を表し、比透磁率とは真空の透磁率に対する透磁率の比を表わす。図７に示すように、図５のメタマテリアルは、２．６ＧＨｚ付近で負の誘電率を示す。一方、比透磁率は、図６に示すように、常に正である。
　以上のとおり、波長の１／２の長さのコイル状の金属線によって、負の誘電率が発現することが分かる。このようにコイル状の金属線を用いたメタマテリアルは、直線状の金属線を用いて負の誘電率を実現するメタマテリアルに比べ、小型にできる。
　次に、ばね状の金属線を用いて負の透磁率（μ）を持つメタマテリアルを発現させる例について説明する。負のμを持つメタマテリアルは、図５に示したコイル型共振器１００と同様の長さおよび形状のコイル型共振器１００を、その中心軸１１０が磁界に平行になるように置くことで実現される。図８から図１０を参照して、このように配置されたコイル型共振器１００が、負の透磁率を示すことを説明する。
　図８は、コイル型共振器を用いて負の誘電率を発現させるメタマテリアルの構成を説明するための図である。図８に示すメタマテリアルは、図６に示すコイル型共振器１００をＹ軸周りに９０度回転して、コイル型共振器１００の中心軸が、信号線路２００を流れる電流により生じる磁界と平行（信号線路２００を流れる電流が作る電界に垂直）になるように配置したものである。
　図８に示すメタマテリアルが示す比透磁率および比誘電率をそれぞれ図９および図１０に示す。図９に示すように、図８のメタマテリアルは、２．６ＧＨｚ付近で負の透磁率を示す。一方、図１０に示すように、比誘電率は常に正である。
　このように中心軸方向を変えることにより、同じ構造のコイル型共振器１００が、負の誘電率を示す場合、および負の透磁率を示す場合のいずれもあることが分かる。なお、中心軸方向が磁界方向および電界方向に対して非直交になるように配置されたコイル型共振器１００は、負の誘電率および透磁率を同時に示す。
　［コンデンサおよびコイルを用いたメタマテリアル］
　上述のようなコンデンサ型共振器およびコイル型共振器を用いると、メタマテリアルを実現できる。すなわち、負の誘電率は、コイル型共振器を用いて発現させることができる。負の透磁率は、コンデンサ型共振器、あるいは、負の誘電率用のコイル型共振器とは異なる向きに配置したコイル型共振器を用いて発現させることができる。
　しかしながら、このような共振器の組み合わせにより左手系メタマテリアルを実現するためには、共振器を適切に配置する必要がある。上述の原理によれば、複数のコイル型共振器を図１１のように配置することが考えられる。つまり、複数のコイル型共振器１００を、隣り合うコイル型共振器１００の中心軸が９０度ずつ異なるように配置することが考えられる。また、図１１において中心軸が横向きのコイル型共振器１００の代わりにコンデンサ型共振器を用いることも考えられる。現実には、このように、負の誘電率用の共振器と負の透磁率用の共振器とを交互に周期配置したのでは、負の誘電率および透磁率を同時に発生させることは難しい。
　これは、次のような理由による。まず、第１の理由として、負の誘電率のユニットと負の透磁率のユニットとを交互に周期配置する方法では、それぞれのユニットが連続していないために誘電率および／または透磁率の絶対値が小さくなることがある。
　さらに、第２の理由として、負の誘電率のユニットあるいは負の透磁率のユニットが配置されていない領域に、生じた負の誘電率あるいは負の透磁率を全体として打ち消すような電界あるいは磁界が発生することがある。たとえば、負の透磁率のユニットの間の空間（負の誘電率のユニットが置かれている箇所）には、正の透磁率が発生し、全体としてみると、ユニット内で生じる負の透磁率を打ち消してしまう。そのため、負の透磁率が発現しにくい。誘電率についても同様である。
　第２の理由について、図１２を参照して内容を補足する。図１２には、互いに所定距離だけ離して配置された２つのコイル型共振器１００を模式的に示している。各コイル型共振器１００は、その存在領域においては、負の誘電率を示す。つまり、各コイル型共振器１００は、図１２において上向きの電界を発生する。一方で、コイル型共振器１００の配置されていない領域には、電界が回りこみ、図１２において下向きの電界が発生する。全体としては、上向きの電界と下向きの電界とが打ち消しあうため、十分な負の誘電率が得られない。負の透磁率についても同様のことが言える。
　従来のＳＲＲと金属ロッドとを組み合わせたメタマテリアルでは、ＳＲＲも金属ロッドも厚みを無視できるため、全体としては大型であっても、共振器を高密度で配置できていた。これに対して、小型化のために金属ロッドに代えて３次元的なコイル型共振器を採用しようとすると、上述のような問題が生じ得る。
　以下で説明する各実施の形態では、上述の問題を解決し、小型化可能な左手系メタマテリアルを実現するための共振器の配置について説明する。
　［第１の実施の形態］
　図１３を参照して、第１の実施の形態に係るメタマテリアルの構造について説明する。図１３に示すように、第１の実施の形態に係るメタマテリアルは、複数のコイル型共振器１００ａおよび複数のコイル型共振器１００ｂと、コイル型共振器１００ａおよびコイル型共振器１００ｂの位置を固定する外装部１０とを含む。
　なお、外装部１０は、コイル型共振器１００ａおよびコイル型共振器１００ｂの位置を固定する支持部材の一例である。コイル型共振器１００ａおよびコイル型共振器１００ｂは他の部材により固定されていてもよい。
　メタマテリアルは、信号線路２００の周囲に配置されている。なお、信号線路２００は、電流の流れる導体の一例であり、信号線路２００に代えて他の種類の導体を採用してもよい。
　コイル型共振器１００ａの各々は、その中心軸が、信号線路２００を流れる電流により生じる磁界方向と平行（電界方向と垂直）になるように、外装部１０によって固定されている。複数のコイル型共振器１００ａは、信号線路２００を流れる電流方向に１次元的に連続する位置にそれぞれ固定されている。
　一方、コイル型共振器１００ｂの各々は、その中心軸が、信号線路２００を流れる電流により生じる電界方向と平行（磁界方向と垂直）になるように配置されている。したがって、コイル型共振器１００ｂの中心軸は、コイル型共振器１００ａの中心軸を、信号線路２００を流れる電流方向を軸として９０度回転したものに相当する。また、複数のコイル型共振器１００ｂは、信号線路２００を流れる電流方向に１次元的に連続する位置にそれぞれ固定されている。
　コイル型共振器１００ａおよびコイル型共振器１００ｂの各々は、信号線路２００とグランド２２０との間に配置されている。グランド２２０が基準電位となる。コイル型共振器１００ａおよびコイル型共振器１００ｂの各々は、互いに電気的に接触せず、かつ、信号線路２００およびグランド２２０に対して電気的に接続されていない、浮いた状態となっている。
　図１３に示す本実施の形態に係るメタマテリアルは、図１１に示すメタマテリアルと比較して、コイル型共振器１００ｂが、隣接する２つのコイル型共振器１００ａの内部領域に配置されている点が異なっている。より具体的には、隣接するコイル型共振器１００ａおよびコイル型共振器１００ｂは、交互に鎖状につながれて配置されている。したがって、コイル型共振器１００ａを空間的に連続して配置することが可能になっている。
　ここで、「空間的に連続」とは、隣接するコイル型共振器１００ａ同士の距離が、コイル型共振器１００ａのサイズに比べて十分短い間隔であることを指す。隣接するコイル型共振器１００ａ間の空間に、コイル型共振器１００ａ内に生じる負の透磁率を打ち消すような磁界が十分小さければ、コイル型共振器１００ａ間は、空間的に連続している、といえる。
　コイル型共振器１００ａに含まれる、巻かれた金属線の長さは、負の透磁率を発現すべき共振周波数に対応する共振波長の略１／２である。したがって、コイル型共振器１００ａは、共振周波数において、負の透磁率を発現する。
　また、コイル型共振器１００ｂに含まれる、巻かれた金属線の長さは、負の誘電率を発現すべき共振周波数に対応する共振波長の略１／２である。よって、コイル型共振器１００ｂは、共振周波数において、負の誘電率を発現する。
　さらに、コイル型共振器１００ａおよびコイル型共振器１００ｂは、共通の共振周波数（あるいは共振波長とも称される）を持つように設計されているものとする。
　以上のとおり、本実施の形態に係るメタマテリアルによれば、コイル型共振器１００ａおよびコイル型共振器１００ｂが、交互に鎖状につながれて配置されており、これにより、コイル型共振器１００ａが空間的に連続して配置されている。また、コイル型共振器１００ｂも空間的に連続して配置されている。したがって、本実施の形態に係るメタマテリアルは、誘電率および透磁率を打ち消す作用が発生しないため、負の透磁率および負の誘電率を同時に発現する。つまり、本実施の形態に係るメタマテリアルは、左手系メタマテリアルとなる。
　なお、図１３に示した、１次元状に配置された共振器を同一平面内に並べることで、平面状のメタマテリアルを構成してもよい。さらに、平面状のメタマテリアルを重ねて、立体的なメタマテリアルを構成してもよい。
　本実施の形態に係るメタマテリアルは、例えば、積層形成法、つまり、外装材内に金属体を配置した平面構造物を複数重ねる方法、により作成することができる。
　［第２の実施の形態］
　上述した第１の実施の形態に係るメタマテリアルは、チェーンのようにつながれた複数のコイル型共振器からなる。これに対し、第２の実施の形態では、負の誘電率を発現するコイル型共振器の中に、負の透磁率を発現する共振器を入れたメタマテリアルについて説明する。
　図１４を参照して、第２の実施の形態に係るメタマテリアルの構造について説明する。図１４に示すように、第２の実施の形態に係るメタマテリアルは、第１のコイル型共振器４１０、導電板４１２、および第２のコイル型共振器４２０からなる、複数（図１４では５つ）の組（ユニット）と、外装部１０とを含む。
　外装部１０は、第１のコイル型共振器４１０と、導電板４１２と、第２のコイル型共振器４２０とを取り囲み、これらの位置を固定する。第１の実施の形態と同様、外装部１０は、支持部材の一例である。
　メタマテリアルは、信号線路２００の近傍に配置されている。第１の実施の形態と同様、信号線路２００は、導体の一例である。
　第１のコイル型共振器４１０は、中心軸が、信号線路２００を流れる電流により生じる電界方向と平行になるように配置されている。よって、コイル型共振器１００ｂは、コイルの全長に応じた共振周波数において負の誘電率をもつ。
　第１のコイル型共振器４１０は、図１３に示すコイル型共振器１００ａおよびコイル型共振器１００ｂとは異なり、金属線を、円周状ではなく矩形状に巻いている。この構造によれば、より小さいスペースで、共振線路を確保でき、メタマテリアルを小型にできる。ただし、第１の実施の形態と同様の円形のコイルを用いてもよい。逆に、第１の実施の形態において、図１４に示す形状のコイルを用いることも可能である。
　導電板４１２は、信号線路２００の下に位置し、第１のコイル型共振器４１０に接続されている。導電板４１２は、信号線路２００との間の容量を大きくし、共振周波数における負の誘電率の絶対値を大きくする。また、容量による波長短縮効果により実質的なλ／２の長さを短くできる。図１４では、導電板４１２は、第１のコイル型共振器４１０の上側にのみ接続されている。これは、第２のコイル型共振器４２０を、第１のコイル型共振器４１０の中に下から入れるためである。ただし、第１のコイル型共振器４１０の下側にも後からつけるなどして、導電板を設置してもよい。上下に導電板があると、さらに、負の誘電率の絶対値を大きくし、共振波長を短縮することができる。なお、求められる誘電率の値などによっては、導電板４１２を設けなくても構わない。
　第２のコイル型共振器４２０は、中心軸が、信号線路２００を流れる電流により生じる磁界方向と平行になるように配置されている。よって、第２のコイル型共振器４２０は、コイルの全長に応じた共振周波数において負の透磁率を発現する。なお、第１のコイル型共振器４１０および第２のコイル型共振器４２０は、共通の共振周波数を持つように設計されているものとする。
　第１のコイル型共振器４１０および第２のコイル型共振器４２０は、信号線路２００とグランド２２０との間に配置されている。グランド２２０が基準電位となる。第１のコイル型共振器４１０および第２のコイル型共振器４２０の各々は、互いに電気的に接触せず、かつ、信号線路２００およびグランド２２０に対して電気的に接続されていない、浮いた状態となっている。
　第１のコイル型共振器４１０、導電板４１２、および第２のコイル型共振器４２０からなる組（ユニット）は、空間的に連続して配置される。ここでの、「空間的に連続して」とは、第１の実施の形態と同様、隣接するユニット同士の距離が、ユニットのサイズに対して十分小さい間隔であることを意味する。
　ユニットが連続して配置されるので、本実施の形態に係るメタマテリアルは、第１の実施の形態に係るメタマテリアルと同様に、負の誘電率および負の透磁率を同時に発現する。
　なお、図１４では、ユニットを、電流方向に沿って１列上に５個連続して並べた例を示しているが、ユニットの配置はこれに限られない。例えば、５個以上のユニットを一列上に配置してもよい。また、ユニットを２次元的あるいは３次元的に配置することも可能である。
　また、第２のコイル型共振器４２０は、負の透磁率を発現する共振器の一例であって、第２のコイル型共振器４２０の代わりに、別の共振器を用いることもできる。図１５には、コイル型共振器の代わりにスプリットリング共振器を用いたメタマテリアルに含まれる１つのユニットを示す。図１５に示すように、このユニットは、コイル型共振器１００と、コイル型共振器１００の中にそれぞれ配置された、スプリットリング５１０および直線上の金属板５２０とを含む。金属板５２０は、スプリットリング５１０の切れ目部分の静電容量を補い、共振周波数を下げるために設けられている。
　［第３の実施の形態］
　上述した第１および第２の実施の形態では、コイルなどの共振器を所定の位置に配置することで負の誘電率および透磁率を発現させる。これに対して、第３の実施の形態では、多層基板のような技術を使って、１チップ内に、負の誘電率用の共振器および負の透磁率用の共振器を作りこんだメタマテリアルについて説明する。
　図１６を参照して、第３の実施の形態に係るメタマテリアルについて説明する。第３の実施の形態に係るメタマテリアルは、負の誘電率用の共振器および負の透磁率用の共振器を基板材料内に作りこんだユニット６００を複数有する。
　各ユニット６００は、信号線路２００の直下に、かつ、信号線路２００とグランド２２０との間に配置されている。グランド２２０が基準電位となる。また、各ユニット６００は、空間的に連続的に配置される。図１６では、４つのユニット６００を、信号線路２００に沿った方向で配置した例を示しているが、他の実施の形態と同様、ユニット６００の配置はこれに限られるものではない。
　ユニット６００の構造を図１７および図１８を参照して説明する。図１７は、ユニット６００の斜視図である。図１８は、ユニット６００をｙ方向から見た側面図である。
　図１７に示すように、ユニット６００は、最上部電極６１０ａと、最下部電極６１０ｂと、第１の内部電極６２２と、第２の内部電極６２４と、第３の内部電極６３２と、第４の内部電極６３４と、線路６４０とを含む。また、図１８に示すように、ユニット６００は、さらに、第１の外部電極６５０と、第２の外部電極６６０とを含む。
　最上部電極６１０ａは、第１の内部電極６２２、第２の内部電極６２４、第３の内部電極６３２、第４の内部電極６３４よりも上に（ｚ座標が大きな位置に）配置される。最下部電極６１０ｂは、第１の内部電極６２２、第２の内部電極６２４、第３の内部電極６３２、第４の内部電極６３４よりも下に（ｚ座標が小さな位置に）配置される。最上部電極６１０ａは、－ｚ方向に伸びた側面部分６１１ａを有する。最下部電極６１０ｂは、＋ｚ方向に伸びた側面部分６１１ｂを有する。また、最上部電極６１０ａは、信号線路２００の真下に配置される。
　線路６４０は、最上部電極６１０ａの－ｚ方向に伸びた側面部分６１１ａと、最下部電極６１０ｂの＋ｚ方向に伸びた側面部分６１１ｂとを接続する。線路６４０は、最上部電極６１０ａおよび最下部電極６１０ｂと、側面部分６１１ａ，６１１ｂとを電気的に接続することで、負の誘電率を実現するλ／２線路の一部として機能する。
　線路６４０と側面部分６１１ａ，６１１ｂとにより構成される線路の長さは、共振周波数に応じて設計される。ここでは、λ／２の長さをとるため、線路６４０を、中央層に引いたミアンダ線路としている。ただし、線路６４０の形状はこれに限られるわけではなく、例えば、ヘリカルでもスパイラルでも構わない。
　なお、最上部電極６１０ａおよび最下部電極６１０ｂは、図１４に示す導電板４１２と同様に、負の誘電率の絶対値を大きくするとともに、共振波長を短縮するために設けられているものである。最上部電極６１０ａおよび最下部電極６１０ｂは、要求される負の誘電率や共振波長により省略することも可能である。ただし、線路６４０の両端は、両端に電荷がたまるように、コンデンサ型共振器の外部にあることが好ましい。
　第１の内部電極６２２および第２の内部電極６２４は、互いに近接して対向して配置される。また、第３の内部電極６３２および第４の内部電極６３４は、互いに近接して対向して配置される。第１の内部電極６２２および第２の内部電極６２４の対（上部電極対と称す）は、最上部電極６１０ａの側に配置される。第３の内部電極６３２および第４の内部電極６３４の対（下部電極対と称す）は、最下部電極６１０ｂの側に配置される。各々の内部電極面は、信号線路２００を流れる電流により生じる磁界方向と平行（電界方向と垂直）に配置される。
　第１の外部電極６５０は、図１８に示すとおり、第１の内部電極６２２と第３の内部電極６３２とを電気的に接続する。第２の外部電極６６０は、図１８に示すとおり、第２の内部電極６２４と第４の内部電極６３４とを電気的に接続する。外部電極面６５０および６６０は、信号線路２００を流れる電流により生じる磁界方向と平行（電界方向と垂直）に配置される。
　線路６４０、最上部電極６１０ａおよび最下部電極６１０ｂは、負の誘電率を発現させる。第１～第４の内部電極６２２，６２４，６３２，６３４、ならびに第１および第２の外部電極６５０，６６０は、上下２枚ずつの電極をもつコンデンサ型共振器を形成し、負の透磁率を発現させる。負の誘電率を発現するλ／２線路および負の透磁率を発現するコンデンサ型共振器は、当然ながら、互いに電気的に直接接続されていない。また、λ／２線路およびコンデンサ型共振器は、信号線路２００およびグランド２２０に対しても、電気的に接続されておらず、浮いた状態となっている。また、各ユニット６００も、お互いに接触していない。
　以上の説明から分かるように、本実施の形態に係るメタマテリアルにおいては、第１および第２の実施の形態とは、μ＜０の共振器とε＜０の共振器との位置関係が逆になっている。本実施の形態に係るメタマテリアルにおいては、内部スペースを有し、μ＜０を実現する共振器の中に、ε＜０を実現する共振器が配置されている。
　以上説明したような複数のユニット６００を空間的に連続に配置することにより、本実施の形態に係るメタマテリアルは、左手系メタマテリアルとして機能する。本実施の形態に係るメタマテリアルは、負の誘電率用の共振器および負の透磁率用の共振器をユニット内に作りこむことで作成されるため、工業的な製造が容易である。
　［第４の実施の形態］
　第４の実施の形態では、第３の実施の形態に係るコンデンサ型共振器のかわりにスプリットリング型の共振器を用いたメタマテリアルについて説明する。
　図１９および図２０には、第４の実施の形態に係るメタマテリアルの１つのユニット７００の構造を示す。図１９は、ユニット７００の斜視図である。図２０は、ユニット７００の側面図である。
　図１９を参照して、ユニット７００は、最上部電極７１０ａと、最下部電極７１０ｂと、第１の内部電極７２２と、第２の内部電極７２４ａと、第３の内部電極７２４ｂと、第４の内部電極７３０と、線路７４０とを含む。図２０を参照して、ユニット７００は、さらに、第１の外部電極７５０および第２の外部電極７６０を含む。
　最上部電極７１０ａおよび最下部電極７１０ｂは、第３の実施の形態に係る伝最上部電極６１０ａおよび最下部電極６１０ｂと同様の構造をもち、いずれの内部電極よりも外部に配置される。
　線路７４０は、最上部電極７１０ａおよび最下部電極７１０ｂとを電気的に接続する。線路７４０は、第３の実施の形態に係る線路６４０と同様、λ／２線路の一部として機能し、負の誘電率を発現させる。なお、本実施の形態では、線路７４０として、水平面内を１周半するヘリカル構造を採用している。
　第２の内部電極７２４ａおよび第３の内部電極７２４ｂは、同一面内で、所定距離だけ離れて配置される。第１の外部電極７５０は、第２の内部電極７２４ａと第４の内部電極７３０とを電気的に接続する。第２の外部電極７６０は、第３の内部電極７２４ｂと第４の内部電極７３０とを電気的に接続する。つまり、第２の内部電極７２４ａ、第１の外部電極７５０、第３の内部電極７２４ｂ、第２の外部電極７６０、および第３の内部電極７３０は、スプリットリング型の共振器と同様の構造を有する。したがって、これらの電極は、負の透磁率を発現する。
　第１の内部電極７２２は、第２の内部電極７２４ａおよび第３の内部電極７２４ｂと対向して、第２の内部電極７２４ａおよび第３の内部電極７２４ｂとは電気的に接触しないように配置される。第１の内部電極７２２は、図１５における金属板５２０と同様、第２の内部電極７２４ａと第３の内部電極７２４ｂとの間の切れ目部分の静電容量を補い、共振周波数を下げる役割を果たす。
　［第５の実施の形態］
　１チップ内に、負の誘電率用の共振器および負の透磁率用の共振器を作り込んだメタマテリアルの他の例として、第２の実施の形態のように、周辺に配置したコイルの中に負の透磁率用の共振器を配置したものを作ることもできる。第５の実施の形態では、そのようなメタマテリアルの一例を示す。
　図２１～図２３を参照して、第５の実施の形態に係るメタマテリアルの１つのユニット８００の構造について説明する。図２１は、ユニット８００の斜視図である。図２２は、ユニット８００の側面図である。図２３は、ユニット８００の上面図である。
　ユニット８００は、コイル状導体８１０と、第１の電極８２２と、第２の電極８２４と、第３の電極８３２と、第４の電極８３４と、第１のビア８４２と、第２のビア８４４とを含む。
　コイル状導体８１０は、ユニット８００の表面に近い領域を複数回（ここに示す例では、８回）周回する。コイル状導体８１０は、第１の電極８２２、第２の電極８２４、第３の電極８３２、第４の電極８３４、第１のビア８４２、および第２のビア８４４を囲むように配置される。
　第１の電極８２２および第２の電極８２４は、互いに近接して対向して配置される。また、第１の電極８２２および第２の電極８２４は、それぞれの水平面内の位置を互いにずらして配置される。
　第３の電極８３２および第４の電極８３４は、近接して対向して配置される。また、第３の電極８３２および第４の電極８３４は、それぞれの水平面内の位置を互いにずらして配置される。
　第１の電極８２２と第２の電極８２４との対は、ユニット８００内の上部に形成される。第３の電極８３２と第４の電極８３４との対は、ユニット８００内の下部に形成される。なお、ここでの「上部」および「下部」は、図２１および図２２に示す例に対応付けたものである。
　第１のビア８４２は、第１の電極８２２と第３の電極８３２とを電気的に接続する。また、第２のビア８４４は、第２の電極８２４と第４の電極８３４とを電気的に接続する。
　以上の構造により、第１～第４の電極８２２，８２４，８３２，８３４、ならびに第１および第２のビア８４２，８４４は、コンデンサ型の共振器として機能し、負の透磁率を発現する。
　本実施の形態の構成によれば、第３および第４の実施の形態に比べ、ユニットの大きさを保ちつつ、線路（コイル）の長さを長く取れる。そのため、低い共振周波数を得ることができる。
　［第６の実施の形態］
　上述の第３および第４の実施の形態に係るメタマテリアルに含まれるユニット（メタマテリアルユニット）では、負の透磁率用の共振器は、内部電極を接続するための外部電極を有していた。これに対し、本実施の形態に係る負の透磁率用の共振器では、内部電極を接続するための導電部が、ビアにより実現される。
　図２４～図２６を参照して、第６の実施の形態に係るメタマテリアルの１つのユニット９００の構造について説明する。図２４は、ユニット９００の斜視図である。図２５は、ユニット９００の正面図である。図２６は、ユニット９００の側面図である。
　図２４から図２６を参照して、ユニット９００は、最上部電極９１０ａと、第１のビア９１２ａと、第２のビア９１２ｂと、最下部電極９１０ｂと、第１の内部電極９２２と、第２の内部電極９２４ａと、第３の内部電極９２４ｂと、第４の内部電極９３０と、線路９４０と、第３のビア９５０と、第４のビア９６０とを含む。
　第１のビア９１２ａ、線路９４０および第２のビア９１２ｂは、最上部電極９１０ａと最下部電極９１０ｂとを電気的に接続する。
　第１のビア９１２ａ、線路９４０および第２のビア９１２ｂの全長は、共振波長の略１／２の長さである。第１のビア９１２ａ、線路９４０および第２のビア９１２ｂは、λ／２線路の一部として機能し、負の誘電率を発現する。なお、線路９４０の形状は、図示したミアンダ線路に限られず、例えば、ヘリカル線路でもスパイラル線路でも構わない。
　最上部電極９１０ａおよび最下部電極９１０ｂは、図１４に示す導電板４１２と同様に、負の誘電率の絶対値を大きくするとともに、共振波長を短縮する機能を発揮する。ただし、最上部電極９１０ａおよび最下部電極９１０ｂは、省略することも可能である。
　なお、第１のビア９１２ａの外部端部（線路９４０に接続されていないほうの端部）および第２のビア９１２ｂの外部端部（線路９４０に接続されていないほうの端部）は、最上部電極９１０ａおよび最下部電極９１０ｂの有無にかかかわらず、λ／２線路の両端に電荷がたまるように、負の透磁率用の共振器の外部にあることが好ましい。
　第３のビア９５０は、第２の内部電極９２４ａと第３の内部電極９３０とを電気的に接続する。第４のビア９６０は、第３の内部電極９２４ｂと第３の内部電極９３０とを電気的に接続する。第２の内部電極９２４ａ、第３のビア９５０、第３の内部電極９２４ｂ、第４のビア９６０、および第３の内部電極９３０は、スプリットリング型の共振器と同様の構造を有し、負の透磁率を発現する共振器として機能する。第１の内部電極９２２は、第４の実施の形態の第１の内部電極７２２と同様、第２の内部電極９２４ａと第３の内部電極９２４ｂとの間の切れ目部分の静電容量を補い、共振周波数を下げる役割を果たす。
　本実施の形態に係るユニット９００は、外部電極を必要としない。したがって、このユニットは、製造が容易である。外部電極を有するユニットを作成する場合、通常、外部電極以外の部分を積層形成したあと、当該積層形成した部品に外部電極を貼り付ける。これに対して、本実施の形態に係るユニット９００は、積層形成のみで、作成することができる。
　また、ユニット９００は、複数のユニットを並べて構成したメタマテリアルの作成に好適である。外部電極をもつユニット同士が接触してしまうと、一方のユニットの外部電極に流れる電流が、他方のユニットの外部電極にも流れることになり、適切に電磁波の共振が起きなくなる。したがって、ユニット同士を離して配置する、あるいは、外部電極を絶縁体で覆うなどのユニット加工を行なう必要があった。本実施の形態に係るユニット９００は、互いに隣接させて配置できるので、メタマテリアルをさらに小さくできる。また、加工が不要なため、ユニット９００を用いたメタマテリアルの作成が容易である。
　ユニット９００の作成方法を、図２７を参照して説明しておく。図２７は、第６の実施の形態に係るユニット９００の作成方法を説明するための図である。
　図２７を参照して、ユニット９００は、複数の基板層を順次重ねて作成される。図２７には、ユニット９００の主要な構成要素を含む層Ｌ１～Ｌ６を示している。各層の材料（基板材料）は、樹脂などの絶縁性材料である。いくつかの層の基板材料上には金属部品が形成されている。また、いくつかの層の基板材料には、基板材料を貫通するようにビアが形成されている。なお、図２７に示しているのは、層Ｌ１～Ｌ６の一部である。実際には、層Ｌ１～Ｌ６は、図２７における横方向にさらにのびている。
　層Ｌ１～Ｌ６には、それぞれ、周期的に配置された複数の（図２７では３×３の）ユニットの構成部品が配置されている。層Ｌ１は、複数の最下部電極９１０ｂを含む。層Ｌ２は、複数の第４の内部電極９３０を含む。層Ｌ３は、複数の線路９４０を含む。層Ｌ４は、第２の内部電極９２４ａと第３の内部電極９２４ｂとの対を複数含む。層Ｌ５は、複数の第１の内部電極９２２を含む。層Ｌ６は、複数の最上部電極９１０ａを含む。
　また、各層のうち、第１のビア９１２ａ、第２のビア９１２ｂ、第３のビア９５０、および、第４のビア９６０に相当する領域には、ビアが形成されている。図２７中では、ビアを垂直方向の細線にて示している。
　各層を積み重ねて積層体を作った後、積層体を切断して、ユニット９００を作成する。図２７に示す部分からは、９つのユニット９００ができる。なお、積層体を１つ１つのユニット９００に分離するのではなく、いくつかのユニット９００を１まとまりにして積層体から切り出してもよい。
　なお、本実施の形態では、第４の実施の形態で示したスプリット型共振器の導電部をビアとする構造を示したが、他のタイプの共振器の導電部をビアとすることもできる。例えば、第３の実施の形態で示した多層コンデンサ型共振器の外部電極をビアにしてもよい。
　［第７の実施の形態］
　上述の第３、第４、第６の実施の形態に係るメタマテリアルユニットでは、負の誘電率を発現するための線路を、ＬＣ共振器（具体的には、多層コンデンサ型共振器およびスプリット型共振器）の中に形成していた。しかしながら、線路は、必ずしも、ＬＣ共振器の内部になくてもよい。第７の実施の形態では、λ／２線路を、ＬＣ共振器の外部に配置したユニット１０００について説明する。
　図２８を参照して、第７の実施の形態に係るユニット１０００の構造について説明する。図２８は、第７の実施の形態に係るユニット１０００の構造を示す図である。
　図２８を参照して、ユニット１０００は、最上部電極１０１０ａと、第１のビア１０１２と、最下部電極１０１０ｂと、第１の内部電極１０２２と、第２の内部電極１０２４ａと、第３の内部電極１０２４ｂと、第４の内部電極１０３０と、第２のビア１０５０と、第３のビア１０６０とを含む。
　第１のビア１０１２は、最上部電極１０１０ａおよび最下部電極１０１０ｂを電気的に接続する。第１のビア１０１２の長さは、共振波長の略１／２である。したがって、第１のビア１０１２は、共振波長の電磁波に対して負の誘電率を発現する。
　なお、本実施の形態では、最上部電極１０１０ａおよび最下部電極１０１０ｂが、直線の第１のビア１０１２で接続されている。しかしながら、図２５に示す構造のように、複数のビアと、水平面内の線路とを組み合わせて、λ／２線路を実現してもよい。ユニットの小型化のためには、この場合の線路は、他の実施の形態で説明したように、ミアンダ線路など屈曲したものであることが好ましい。
　最上部電極１０１０ａおよび最下部電極１０１０ｂは、第６の実施の形態に係る最上部電極９１０ａおよび最下部電極９１０ｂと同様に、負の誘電率の絶対値を大きくするとともに共振周波数を短縮する機能を発揮する。
　第２の内部電極１０２４ａ、第１のビア１０５０、第４の内部電極１０３０、第２のビア１０６０、および、第３の内部電極１０２４ｂは、スプリットリング型の共振器と同様の構造を有し、負の透磁率を発現する共振器として機能する。第１の内部電極１０２２は、第４の実施の形態の第１の内部電極７２２と同様、第２の内部電極１０２４ａと第３の内部電極１０２４ｂとの間の切れ目部分の静電容量を補い、共振周波数を下げる役割を果たす。
　第１の内部電極１０２２、第２の内部電極１０２４ａ、第１のビア１０５０、第３の内部電極１０２４ｂ、第２のビア１０６０、および、第４の内部電極１０３０は、最上部電極１０１０ａおよび最下部電極１０１０ｂに挟まれる空間内に配置される。つまり、本実施の形態に係るユニットでは、負の誘電率を発現する共振器の中に、負の透磁率を発現する共振器が形成されている。
　本実施の形態に係るユニット１０００は、第６の実施の形態に係るユニット９００と同様に、ビアによって、内部電極同士を電気的に接続しているため、作成が容易になる。また、ユニット１０００は、ユニットの表面に電極を有さないため、メタマテリアルの作成に好適である。
　［第８の実施の形態］
　第３～第７の実施の形態に係るメタマテリアルユニットでは、ＬＣ共振器のうち静電容量を形成するための電極は、ｘｙ平面に平行に配置されていた。これに対し、第８の実施の形態では、静電容量を形成するための電極がｘｚ平面に平行に配置されたメタマテリアルユニットについて説明する。
　図２９を参照して、第８の実施の形態に係るメタマテリアルのユニット１１００の構成について説明する。図２９は、第７の実施の形態に係るメタマテリアルのユニット１１００の構成を示す図である。Ｉは電流の流れる方向、Ｅは電界の方向、Ｂは磁界の方向を示す。
　図２９を参照して、ユニット１１００は、第１の内部電極１１２２と、第２の内部電極１１２４ａと、第３の内部電極１１２４ｂと、第４の内部電極１１３０と、線路１１４０と、第１のビア１１５０と、第３のビア１１６０とを含む。
　線路１１４０は、全長が、共振波長の略１／２の、ミアンダ線路である。したがって、線路１１４０は、共振波長の電磁波に対して負の誘電率を発現する。なお、線路１１４０の形状は、図２９に示すものに限られない。例えば、線路１１４０のかわりに、ヘリカルの線路を用いてもよい。また、求められる共振波長やメタマテリアルのサイズによっては、線路１１４０は、直線状であってもよい。
　第１の内部電極１１２２、第２の内部電極１１２４ａ、第１のビア１１５０、第３の内部電極１１２４ｂ、第２のビア１１６０、および、第４の内部電極１１３０は、他の実施の形態の負の透磁率用の共振器と同様にＬＣ共振のループを形成する。
　ただし、他の実施の形態と異なり、各電極（１１２２、１１２４ａ、１１２４ｂおよび１１３０）は、いずれもｘｚ平面に平行に配置される。これは、発生する電界が、ＬＣ共振に及ぼす影響を低減するためである。図２９に示す電極配置においては、信号ラインから発生する電界と、誘電率共振時にλ／２線路から発生する電界のいずれも、ＬＣ共振に及ぼす影響は小さい。
　これに対し、例えば、図２５に示したユニット９００において、誘電率共振が生じると、第１の最外電極９１０ａと第２の最外電極９１０ｂとの間に電界が発生する。この電界は、第１の内部電極９２２と、第２の内部電極９２４ａ（もしくは第３の内部電極９２４ｂ）との間に電位差を発生させ、ＬＣ共振に影響を与える。本実施の形態に係るユニット１１００のように電極を配置することで、誘電率共振と透磁率共振とを同時に発現させやすくなる。
　また、本実施の形態において、ＬＣ共振のループは、線路１１４０の両端に挟まれる領域に配置される。つまり、線路１１４０の一方の端は、ループよりも信号ライン側（＋ｚ側）に位置し、線路１１４０の他方の端は、ループよりもグランド側（－ｚ側）に位置する。これは、線路１１４０が電磁波に対して反共振を起こす際に線路１１４０の両端付近に集中する電界と、ＬＣ共振によりループ内に集中する磁界とが互いに干渉しないようにするためである。
　なお、本実施の形態では、線路１１４０の両端に電極板を接続していない。この構成では、電極板を接続した場合に比べ、負の誘電率の絶対値が小さくなり、λ／２に近い長さが必要となる。本実施の形態に係る電極板の配置は、このように線路に電極板が接続されない場合において特に有効である。電極板がある場合は、電極板により、ＬＣ共振器は、信号ラインで発生する電界の影響を受けにくくなるが、電極板がないと、ＬＣ共振器は、信号ラインで発生した電界の影響を大きく受けるためである。
　本実施の形態に係るユニット１１００は、ユニット９００などと同様に、ビアによって、内部電極を接続しているため、容易に作成できる。なお、ユニット１１００は、図２９のｘｚ平面に平行な層を複数積み重ねて作成するのが最も容易である。
　［その他］
　本発明の適用範囲は、上述の実施の形態に限らない。たとえば、負の誘電率と負の透磁率とをもつユニットの少なくともどちらか一方に、ワイヤなどで構成されて中の詰まっていない（内部スペースを有する）構造体を使い、同じ体積エリアに両方を同時に構成することで、負の誘電率および負の透磁率のユニットのそれぞれがほぼ連続して周期配置されたものを本発明の一形態とみなすことができる。また、多層構造体の中に負の誘電率と負の透磁率をもつユニットを同時に作りこんで、負の誘電率と負の透磁率のユニットとを、それぞれほぼ連続して周期配置されたものを本発明の一形態とみなすことができる。
　なお、ユニットが「内部スペースを有する」とは、上述の各実施の形態から明らかなように、ユニット内部に何もない（空気がある）状態のみを指すのではなく、ユニットの内部に、電極などの金属部材が存在せず、他の金属部材を入れられる状態を指す。ユニットの金属部材以外の部分に、樹脂などの誘電体が存在していても、ユニットは、「内部スペースを有する」といえる。
　また、上述の実施の形態では、メタマテリアルユニットを複数並べたものをメタマテリアルとして用いることを想定してきた。メタマテリアルユニットを複数並べることで、広範な領域にわたり、メタマテリアルの電気特性を発現できる。このようなメタマテリアルは、電磁界フィルタなどに利用できる。
　しかしながら、上述の実施の形態における個々のメタマテリアルユニットを、本発明に係るメタマテリアルの一形態とみなすこともできる。このようなメタマテリアルは、例えば、複数の並行する線路の近くに配置することで、線路を電気的に結合させるカプラとして機能させることができる。
　今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
　２　第１外部電極、３　第２外部電極、４　第１内部電極、５　第２内部電極、６　スペーサ、１０　外装部、１００，１００ａ，１００ｂ　コイル型共振器、１１０　中心軸、２００　信号線路、２２０　グランド、３００　コンデンサ型共振器、４１０　コイル型共振器、４１２　導電板、４２０　コイル型共振器、５１０　スプリットリング、５２０　金属板、６００　ユニット、６１０ａ　最上部電極、６１０ｂ　最下部電極、６２２　第１の内部電極、６２４　第２の内部電極、６３２　第３の内部電極、６３４　第４の内部電極、６４０　線路、６５０　第１の外部電極、６６０　第２の外部電極、７００　ユニット、７１０ａ　最上部電極、７１０ｂ　最下部電極、７２２　第１の内部電極、７２４ａ　第２の内部電極、７２４ｂ　第３の内部電極、７３０　第４の内部電極、７４０　線路、７５０　第１の外部電極、７６０　第２の外部電極、８００　ユニット、８１０　コイル状導体、８２２　第１の電極、８２４　第２の電極、８３２　第３の電極、８３４　第４の電極、８４２　第１のビア、８４４　第２のビア、９００　ユニット、９１０ａ　最上部電極、９１２ａ　第１のビア、９１２ｂ　第２のビア、９１０ｂ　最下部電極、９２２　第１の内部電極、９２４ａ　第２の内部電極、９２４ｂ　第３の内部電極、９３０　第４の内部電極、９４０　線路、９５０　第３のビア、９６０　第４のビア、１０００　ユニット、１０１０ａ　最上部電極、１０１０ｂ　最下部電極、１０１２　第１のビア、１０２２　第１の内部電極、１０２４ａ　第２の内部電極、１０２４ｂ　第３の内部電極、１０３０　第４の内部電極、１０５０　第２のビア、１０６０　第３のビア。

Claims (25)

  1. 　各々が所定の波長に対して負の誘電率を生じる複数の第１の共振器（１００ａ：４１０：１００）を備え、前記第１の共振器の各々は、内部スペースを有しており、
    　各々が前記所定の波長に対して負の透磁率を生じる複数の第２の共振器（１００ｂ：４２０：５１０，５２０）と、
    　前記第１の共振器および前記第２の共振器の位置を固定する支持部材（１０）とを備え、
    　前記支持部材は、前記第２の共振器の各々を、前記複数の第１の共振器の内部に固定し、かつ、前記複数の第１の共振器が空間的に連続するように前記複数の第１の共振器を固定する、メタマテリアル。
  2. 　前記第１の共振器の各々は、前記所定の波長の略半分の長さをもつ金属線を含む、請求の範囲第１項に記載のメタマテリアル。
  3. 　前記金属線は、前記所定の波長の略半分の長さをもち、第１の軸を中心軸とする、第１のコイルからなり、
    　前記第２の共振器の各々は、前記所定の波長の略半分の長さをもち、前記第１の軸と直交する第２の軸を中心とする第２のコイルを含み、
    　前記支持部材は、前記第１のコイルおよび前記第２のコイルが、鎖状に交互につながれて配置されるように、前記第１のコイルおよび前記第２のコイルを固定する、請求の範囲第２項に記載のメタマテリアル。
  4. 　前記金属線は、前記所定の波長の略半分の長さをもち、第１の軸を中心軸とする、第１のコイルからなり、
    　前記支持部材は、前記第２の共振器の各々を、対応する前記第１のコイルに囲まれる領域内に固定する、請求の範囲第２項に記載のメタマテリアル。
  5. 　前記第２の共振器の各々は、前記所定の波長の略半分の長さをもち、前記第１の軸と直交する第２の軸を中心軸とする第２のコイルを含む、請求の範囲第４項に記載のメタマテリアル。
  6. 　前記第１の共振器の各々は、前記第１のコイルの端部に接続された導電板（４１２）をさらに含む、請求の範囲第５項に記載のメタマテリアル。
  7. 　前記第２の共振器は、多層コンデンサ型共振器である、請求の範囲第４項に記載のメタマテリアル。
  8. 　前記第２の共振器は、スプリットリング型共振器である、請求の範囲第４項に記載のメタマテリアル。
  9. 　前記第１の共振器の各々は、
    　　前記金属線の第１の端部に接続された第１の平板電極（６１０ａ：７１０ａ）と、
    　　前記金属線の前記第１の端部とは反対側の第２の端部に接続された第２の平板電極（６１０ｂ：７１０ｂ）とをさらに含み、
    　前記支持部材は、前記第２の共振器の各々を、前記第１の平板電極および前記第２の平板電極に挟まれた領域内に固定する、請求の範囲第２項に記載のメタマテリアル。
  10. 　前記金属線は屈曲している（６４０）、請求の範囲第９項に記載のメタマテリアル。
  11. 　前記第２の共振器の各々は、
    　　第１の電極面（６２２：７２４ａ，７２４ｂ）と、
    　　前記第１の電極面に対向する第２の電極面（６３２：７３０）と、
    　　前記第１の電極面および前記第２の電極面を電気的に接続する導電部と（６５０：７５０）を含む、請求の範囲第９項に記載のメタマテリアル。
  12. 　前記第２の共振器は、多層コンデンサ型共振器である、請求の範囲第１１項に記載のメタマテリアル。
  13. 　前記第２の共振器は、スプリットリング型共振器である、請求の範囲第１１項に記載のメタマテリアル。
  14. 　前記支持部材は、絶縁材を含み、
    　前記第１の電極面および前記第２の電極面は、前記絶縁材内に配置され、
    　前記導電部は、前記絶縁材内に形成されたビア（８４２）を介して前記第１の電極面および前記第２の電極面を電気的に接続する、請求の範囲第１１項に記載のメタマテリアル。
  15. 　前記支持部材、前記第１の共振器および前記第２の共振器は、複数の基板層により形成される、請求の範囲第１４項に記載のメタマテリアル。
  16. 　所定の波長に対して負の誘電率を生じる第１の共振器（１０１２）を備え、前記第１の共振器は、内部スペースを有しており、
    　前記所定の波長に対して負の透磁率を生じる第２の共振器（１０２４ａ，１０５０，１０３０，１０６０，１０２４ｂ）と、
    　前記第１の共振器および前記第２の共振器の位置を固定する支持部材とを備え、
    　前記支持部材は、前記第２の共振器を、前記第１の共振器の内部に固定する、メタマテリアル。
  17. 　各々が所定の波長に対して負の誘電率を生じる複数の第１の共振器と、
    　各々が前記所定の波長に対して負の透磁率を生じる複数の第２の共振器とを備え、前記第２の共振器の各々は、内部スペースを有しており、
    　前記第１の共振器および前記第２の共振器の位置を固定する支持部材を備え、
    　前記支持部材は、前記第１の共振器の各々を、前記複数の第２の共振器の内部に固定し、かつ、前記複数の第２の共振器が空間的に連続するように前記複数の第２の共振器を固定する、メタマテリアル。
  18. 　前記第１の共振器の各々は、前記所定の波長の略半分の長さをもつ金属線を含む、請求の範囲第１７項に記載のメタマテリアル。
  19. 　前記金属線は、屈曲している、請求の範囲第１８項に記載のメタマテリアル。
  20. 　前記第２の共振器の各々は、
    　　第１の電極面と、
    　　前記第１の電極面に対向する第２の電極面と、
    　　前記第１の電極面および前記第２の電極面を電気的に接続する導電部とを含む、請求の範囲第１７項に記載のメタマテリアル。
  21. 　前記第２の共振器は、多層コンデンサ型共振器である、請求の範囲第２０項に記載のメタマテリアル。
  22. 　前記第２の共振器は、スプリットリング型共振器である、請求の範囲第２０項に記載のメタマテリアル。
  23. 　前記支持部材は、絶縁材を含み、
    　前記第１の電極面および前記第２の電極面は、前記絶縁材内に配置され、
    　前記導電部は、前記絶縁材内に形成されたビアを介して前記第１の電極面および前記第２の電極面を電気的に接続する、請求の範囲第２０項に記載のメタマテリアル。
  24. 　前記支持部材、前記第１の共振器および前記第２の共振器は、複数の基板層により形成される、請求の範囲第２３項に記載のメタマテリアル。
  25. 　所定の波長に対して負の誘電率を生じる第１の共振器と、
    　前記所定の波長に対して負の透磁率を生じる第２の共振器とを備え、前記第２の共振器は、内部スペースを有しており、
    　前記第１の共振器および前記第２の共振器の位置を固定する支持部材を備え、
    　前記支持部材は、前記第１の共振器を、前記第２の共振器の内部に固定する、メタマテリアル。
PCT/JP2009/064907 2008-09-03 2009-08-27 メタマテリアル WO2010026907A1 (ja)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2010527761A JP5440504B2 (ja) 2008-09-03 2009-08-27 メタマテリアル
US13/037,778 US8860631B2 (en) 2008-09-03 2011-03-01 Metamaterial

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2008225897 2008-09-03
JP2008-225897 2008-09-03
JP2009048150 2009-03-02
JP2009-048150 2009-03-02

Related Child Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
US13/037,778 Continuation US8860631B2 (en) 2008-09-03 2011-03-01 Metamaterial

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2010026907A1 true WO2010026907A1 (ja) 2010-03-11

Family

ID=41797075

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2009/064907 WO2010026907A1 (ja) 2008-09-03 2009-08-27 メタマテリアル

Country Status (3)

Country Link
US (1) US8860631B2 (ja)
JP (1) JP5440504B2 (ja)
WO (1) WO2010026907A1 (ja)

Cited By (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2012010150A (ja) * 2010-06-25 2012-01-12 Murata Mfg Co Ltd 電気部品、電気回路基板、インピーダンス整合方法、および、電気回路の部分構造
JP2012089785A (ja) * 2010-10-22 2012-05-10 Sumitomo Metal Mining Co Ltd 干渉型電波遮蔽または吸収体
WO2012108351A1 (ja) * 2011-02-10 2012-08-16 株式会社村田製作所 メタマテリアル、電気装置、および、メタマテリアルを備えた電気装置
CN102956949A (zh) * 2011-08-31 2013-03-06 深圳光启高等理工研究院 基于超材料的定向耦合器
CN102956951A (zh) * 2011-08-31 2013-03-06 深圳光启高等理工研究院 基于超材料的定向耦合器
KR20130105358A (ko) * 2012-03-16 2013-09-25 삼성전자주식회사 메타물질의 코일 기반 인공원자, 이를 포함하는 메타물질 및 소자
JP2015207614A (ja) * 2014-04-18 2015-11-19 日本電信電話株式会社 直交型ソレノイドインダクタ
JP2016082361A (ja) * 2014-10-15 2016-05-16 富士通株式会社 アンテナおよび無線通信装置
JP2016082072A (ja) * 2014-10-16 2016-05-16 富士通株式会社 チョークコイル、バイアスｔ回路および通信装置
JP2016092160A (ja) * 2014-10-31 2016-05-23 富士通株式会社 チョークコイル、バイアスｔ回路および通信装置
WO2022113551A1 (ja) 2020-11-27 2022-06-02 ソニーグループ株式会社 波動制御媒質、波動制御素子、波動制御部材、波動制御装置、および波動制御媒質の製造方法
KR20230004521A (ko) 2020-05-01 2023-01-06 소니그룹주식회사 파동 제어 매질, 파동 제어 소자, 파동 제어 장치, 및 파동 제어 매질의 제조 방법
WO2024180783A1 (ja) * 2023-02-27 2024-09-06 ソニーグループ株式会社 伝送路、遅波回路、アンテナ、フェーズドアレイ、リフレクタ、レンズ、電子放出源、増幅器、送受信機、中継器、信号線及び信号導波路

Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101647045B1 (ko) * 2010-11-08 2016-08-10 삼성전자주식회사 3차원 직립형 메타물질 구조물 및 그 제조방법
JP2012175522A (ja) * 2011-02-23 2012-09-10 Handotai Rikougaku Kenkyu Center:Kk メタマテリアル
GB201117480D0 (en) 2011-10-10 2011-11-23 Palikaras George Filter
TWI539663B (zh) * 2014-03-19 2016-06-21 宏碁股份有限公司 手持式裝置
CN106228971B (zh) * 2016-07-25 2019-07-12 东南大学 基于分形声学超材料的宽带声聚焦透镜及其制备方法
JP2024088347A (ja) * 2022-12-20 2024-07-02 Tdk株式会社 積層型フィルタ装置

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2007306563A (ja) * 2006-05-11 2007-11-22 Seiko Epson Corp バンドパスフィルタ、バンドパスフィルタを備える電子装置、およびバンドパスフィルタの製造方法
WO2009128193A1 (ja) * 2008-04-14 2009-10-22 パナソニック株式会社 マイクロストリップ線路

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB9900034D0 (en) * 1999-01-04 1999-02-24 Marconi Electronic Syst Ltd Structure with magnetic properties
US6670921B2 (en) * 2001-07-13 2003-12-30 Hrl Laboratories, Llc Low-cost HDMI-D packaging technique for integrating an efficient reconfigurable antenna array with RF MEMS switches and a high impedance surface
US7123118B2 (en) * 2004-03-08 2006-10-17 Wemtec, Inc. Systems and methods for blocking microwave propagation in parallel plate structures utilizing cluster vias
JP4795344B2 (ja) 2004-07-23 2011-10-19 ザ リージェンツ オブ ザ ユニバーシティ オブ カリフォルニア メタマテリアル
US20080105826A1 (en) * 2005-01-18 2008-05-08 Mercure Peter K Structures Useful in Creating Composite Left-Hand-Rule Media
US8130171B2 (en) * 2008-03-12 2012-03-06 The Boeing Company Lens for scanning angle enhancement of phased array antennas

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2007306563A (ja) * 2006-05-11 2007-11-22 Seiko Epson Corp バンドパスフィルタ、バンドパスフィルタを備える電子装置、およびバンドパスフィルタの製造方法
WO2009128193A1 (ja) * 2008-04-14 2009-10-22 パナソニック株式会社 マイクロストリップ線路

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
S.N.BUROKUR ET AL.: "Influence of split ring resonators on the properties of propagating structures", IET MICROWAVES, ANTENNAS & PROPAGATION, vol. 1, no. 1, February 2007 (2007-02-01), pages 94 - 99 *

Cited By (20)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2012010150A (ja) * 2010-06-25 2012-01-12 Murata Mfg Co Ltd 電気部品、電気回路基板、インピーダンス整合方法、および、電気回路の部分構造
JP2012089785A (ja) * 2010-10-22 2012-05-10 Sumitomo Metal Mining Co Ltd 干渉型電波遮蔽または吸収体
WO2012108351A1 (ja) * 2011-02-10 2012-08-16 株式会社村田製作所 メタマテリアル、電気装置、および、メタマテリアルを備えた電気装置
JP5482915B2 (ja) * 2011-02-10 2014-05-07 株式会社村田製作所 メタマテリアル、電気装置、および、メタマテリアルを備えた電気装置
JPWO2012108351A1 (ja) * 2011-02-10 2014-07-03 株式会社村田製作所 メタマテリアル、電気装置、および、メタマテリアルを備えた電気装置
CN102956951B (zh) * 2011-08-31 2015-07-29 深圳光启高等理工研究院 基于超材料的定向耦合器
CN102956949A (zh) * 2011-08-31 2013-03-06 深圳光启高等理工研究院 基于超材料的定向耦合器
CN102956951A (zh) * 2011-08-31 2013-03-06 深圳光启高等理工研究院 基于超材料的定向耦合器
KR102046102B1 (ko) * 2012-03-16 2019-12-02 삼성전자주식회사 메타물질의 코일 기반 인공원자, 이를 포함하는 메타물질 및 소자
JP2015511794A (ja) * 2012-03-16 2015-04-20 サムスン エレクトロニクス カンパニー リミテッド メタ物質のコイル基盤人工原子、それを含むメタ物質及び素子
US9960497B2 (en) 2012-03-16 2018-05-01 Samsung Electronics Co., Ltd. Coil-based artificial atom for metamaterials, metamaterial comprising the artificial atom, and device comprising the metamaterial
KR20130105358A (ko) * 2012-03-16 2013-09-25 삼성전자주식회사 메타물질의 코일 기반 인공원자, 이를 포함하는 메타물질 및 소자
JP2015207614A (ja) * 2014-04-18 2015-11-19 日本電信電話株式会社 直交型ソレノイドインダクタ
JP2016082361A (ja) * 2014-10-15 2016-05-16 富士通株式会社 アンテナおよび無線通信装置
JP2016082072A (ja) * 2014-10-16 2016-05-16 富士通株式会社 チョークコイル、バイアスｔ回路および通信装置
JP2016092160A (ja) * 2014-10-31 2016-05-23 富士通株式会社 チョークコイル、バイアスｔ回路および通信装置
KR20230004521A (ko) 2020-05-01 2023-01-06 소니그룹주식회사 파동 제어 매질, 파동 제어 소자, 파동 제어 장치, 및 파동 제어 매질의 제조 방법
US12191569B2 (en) 2020-05-01 2025-01-07 Sony Group Corporation Wave control medium, wave control element, wave control device, and method for manufacturing wave control medium
WO2022113551A1 (ja) 2020-11-27 2022-06-02 ソニーグループ株式会社 波動制御媒質、波動制御素子、波動制御部材、波動制御装置、および波動制御媒質の製造方法
WO2024180783A1 (ja) * 2023-02-27 2024-09-06 ソニーグループ株式会社 伝送路、遅波回路、アンテナ、フェーズドアレイ、リフレクタ、レンズ、電子放出源、増幅器、送受信機、中継器、信号線及び信号導波路

Also Published As

Publication number Publication date
JP5440504B2 (ja) 2014-03-12
US20110175795A1 (en) 2011-07-21
US8860631B2 (en) 2014-10-14
JPWO2010026907A1 (ja) 2012-02-02

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP5440504B2 (ja) メタマテリアル
JP5287862B2 (ja) メタマテリアル
JP5821914B2 (ja) 高周波部品
TWI449329B (zh) 用於高性能濾波器之小型線圈
US20110163832A1 (en) Laminated electronic component
JPWO2011114746A1 (ja) 構造体
US20190305745A1 (en) Lc resonator and lc filter
JP5360064B2 (ja) メタマテリアルおよびその製造方法
JP2007259026A (ja) 積層型ノイズフィルタ
JP5961813B2 (ja) コモンモードノイズフィルタ
JP2010028534A (ja) 右手・左手系複合線路素子
JP2015041876A (ja) 電磁バンドギャップ素子及び電子回路、導体構造
JP5218428B2 (ja) 帯域除去フィルタおよび帯域除去フィルタ付きコネクタ
JP5104879B2 (ja) 共振器およびそれを備える基板、ならびに共振を生じさせる方法
JP5304883B2 (ja) 電気部品、および、電気回路の部分構造
JP6082938B2 (ja) ３次元メタマテリアル
JP2013198134A (ja) フィルタ素子
JP2006339617A (ja) 電子部品
WO2018066405A1 (ja) コモンモードノイズフィルタ
JP2012010150A (ja) 電気部品、電気回路基板、インピーダンス整合方法、および、電気回路の部分構造
JP5218551B2 (ja) 機能基板
JP6911932B2 (ja) 偏波制御板
CN111886800B (zh) 共模噪声滤波器
JP2014216980A (ja) 積層バラン
JP2011223136A (ja) 電子部品

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 09811433

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2010527761

Country of ref document: JP

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 09811433

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1