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WO2010021014A1 - 周波数偏差推定装置および方法 - Google Patents

周波数偏差推定装置および方法 Download PDF

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WO2010021014A1
WO2010021014A1 PCT/JP2008/002272 JP2008002272W WO2010021014A1 WO 2010021014 A1 WO2010021014 A1 WO 2010021014A1 JP 2008002272 W JP2008002272 W JP 2008002272W WO 2010021014 A1 WO2010021014 A1 WO 2010021014A1
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WO
WIPO (PCT)
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frequency deviation
correlation value
correlation
frequency
base station
Prior art date
Application number
PCT/JP2008/002272
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English (en)
French (fr)
Inventor
下村剛史
Original Assignee
富士通株式会社
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Publication date
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Priority to JP2010525505A priority patent/JP4915476B2/ja
Priority to EP08790476.9A priority patent/EP2317659A4/en
Publication of WO2010021014A1 publication Critical patent/WO2010021014A1/ja
Priority to US13/017,667 priority patent/US8532233B2/en

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    • H04J13/00—Code division multiplex systems
    • H04J13/0007—Code type
    • H04J13/0055—ZCZ [zero correlation zone]
    • H04J13/0059—CAZAC [constant-amplitude and zero auto-correlation]
    • H04J13/0062—Zadoff-Chu
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2657—Carrier synchronisation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
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    • H04L27/2673—Details of algorithms characterised by synchronisation parameters
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    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2602—Signal structure
    • H04L27/261—Details of reference signals
    • H04L27/2613—Structure of the reference signals

Definitions

  • the present invention relates to an apparatus and method for estimating a frequency deviation of a radio signal in a radio communication system.
  • FIG. 1 is a diagram for explaining the Doppler shift.
  • a frequency difference fu is set between the uplink frequency and the downlink frequency. That is, when the downlink frequency is fc, the uplink frequency is fc + fu. Also assume that a Doppler shift fd occurs on the radio link.
  • the radio base station 101 transmits a downlink signal at the frequency fc. Then, the frequency of the received signal at the user terminal 102 is fc + fd due to the influence of the Doppler shift.
  • the user terminal 102 includes an AFC (Automatic Frequency-Control) circuit and receives a downlink signal from the radio base station 101. Use to adjust the transmission frequency. Therefore, the user terminal 101 transmits an uplink signal at the frequency fc + fu + fd. Then, the frequency of the received signal at the radio base station 101 is fc + 2fd + fu. That is, the frequency deviation “2fd” is generated by the Doppler shift.
  • the frequency deviation depends on the moving speed and frequency band of the mobile station (the user terminal 102 in FIG. 1). For example, assuming that the moving speed of the user terminal 102 is 350 km / h and the frequency band of the radio signal is 2 GHz, the maximum value of the frequency deviation “2fd” generated in the uplink is about 1300 Hz.
  • the receiver estimates the phase rotation amount based on the correlation value between the pilot signal periodically received and a predetermined reference signal, and the frequency deviation from this phase rotation amount.
  • a technique for calculating for example, Patent Document 1.
  • message 3 of the LTE system belongs to PUSCH (Physical Uplink Shared Channel).
  • PUSCH Physical Uplink Shared Channel
  • pilot blocks are inserted at intervals of 0.5 milliseconds as shown in FIG.
  • the frequency deviation can be estimated using this pilot block.
  • the frequency deviation can be estimated only in the range of about ⁇ 1000 Hz. It should be noted that the frequency deviation cannot be estimated in the configuration in which frequency hopping is performed.
  • An object of the present invention is to provide an apparatus and method capable of estimating a frequency deviation over a wide frequency range in a wireless communication system.
  • the frequency deviation estimation apparatus transmits a preamble signal generated using a sequence in which the position of the side peak in the autocorrelation characteristic does not depend on the frequency deviation and the correlation value of the side peak changes according to the frequency deviation. Used in a wireless communication system.
  • the frequency deviation estimation apparatus includes: a correlation unit that calculates an autocorrelation of a received preamble signal; a detection unit that detects a position of a side peak of the autocorrelation of the preamble signal; A calculation unit that calculates a main correlation value to be expressed and a side correlation value that represents a correlation at the position of the side peak, and an estimation unit that estimates the frequency deviation based on the main correlation value and the side correlation value.
  • the sequence is, for example, a Zadoff-Chu sequence.
  • the radio base station may be provided with the frequency deviation estimation device having the above configuration.
  • the radio base station may include a correction unit that corrects the frequency of the received signal according to the frequency deviation estimated by the frequency deviation estimation device.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a configuration of a wireless communication system in which the frequency deviation estimation method of the embodiment is used.
  • the wireless communication system is LTE in this embodiment.
  • LTE is one of the next generation wireless communication standards and supports higher moving speeds and frequency bands than 3G systems.
  • the radio base station 1 accommodates a plurality of user terminals 2 (2a to 2d) located in the cell.
  • the user terminal 2 accesses the radio base station 1 using RACH (Random Access Channel) and starts communication.
  • RACH Random Access Channel
  • initial access and timing control are performed.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating an example of the RACH procedure.
  • the user terminal 2 selects a RACH preamble to be used from among a plurality of RACH preambles prepared in advance in the radio base station 1. In this embodiment, 64 RACH preambles 0 to 63 are prepared. Then, the user terminal 2 selects an unused RACH preamble and transmits it to the radio base station 1 as a message 1. In the example shown in FIG. 3, the user terminals 2a, 2b, 2c, and 2d are connected to the radio base station 1 by RACH preambles 5, 3, 7, and 13, respectively.
  • the radio base station 1 constantly monitors the arrival of each RACH preamble 0-63. When the radio base station 1 detects the RACH preamble, the radio base station 1 returns a RACH response as the message 2. When receiving the RACH response, the user terminal 2 transmits a UE number and the like for identifying each user terminal using the message 3. The radio base station 1 returns a message 4 to the message 3.
  • the reception timing at the radio base station 1 varies depending on the position of the user terminal 2 in the cell. Therefore, when the radio base station 1 detects the RACH preamble, the radio base station 1 measures the reception timing of the RACH preamble.
  • the reception timing is measured by the following procedure, for example. It is assumed that radio base station 1 holds a replica of RACH preambles 0 to 63 in advance. Then, the processes in steps S1 to S3 below are performed for each of the 64 RACH preambles.
  • step S1 a correlation profile between the received signal and each RACH preamble replica is created. That is, 64 correlation profiles are created.
  • the correlation profile represents the time change of the correlation value.
  • step S2 the maximum peak of each correlation profile is detected.
  • a maximum peak larger than a predetermined correlation threshold it is determined that the RACH preamble has been received.
  • the timing at which the maximum peak larger than the correlation threshold is detected is the RACH preamble reception timing.
  • step S3 a difference D between the reference timing and the reception timing is detected.
  • the RACH response may include a command for correcting the difference D.
  • the user terminal 2 can establish synchronization using a RACH response.
  • the RACH preamble is generated using a Zadoff-Chu sequence.
  • the general expression of the Zadoff-Chu sequence is as shown in the following formula (1).
  • u represents a sequence number that defines a Zadoff-Chu sequence pattern.
  • 64 sequence numbers u different from each other are used to generate 64 RACH preambles.
  • N represents a symbol number for identifying a symbol in the Zadoff-Chu sequence.
  • L represents the length of the Zadoff-Chu sequence.
  • U”, “n”, “L”, and “q” are all integers. “U” and “L” are relatively prime.
  • the Zadoff-Chu sequence expressed by the above equation (2) is transmitted from the user terminal 2, propagated through the wireless transmission path, and received by the wireless base station.
  • a frequency deviation Foff due to Doppler shift or the like has occurred on the wireless transmission path.
  • the reception sequence Yu (n, Foff) is expressed by the following equation (3).
  • T is the time length of the Zadoff-Chu sequence, which is 0.8 ms in LTE.
  • the replica sequence Xu is a Zadoff-Chu sequence transmitted from the transmission device, and is represented by the above equation (2).
  • the reception sequence Yu is a reception device that receives a Zadoff-Chu sequence transmitted from the transmission device. That is, the autocorrelation for the Zadoff-Chu sequence is calculated.
  • the correlation value R is expressed by the following equation (4).
  • “s” represents the shift amount between the replica sequence Xu and the received sequence Yu.
  • the frequency deviation Foff is assumed to be zero in the above equation (4). That is, it is assumed that the reception device receives the Zadoff-Chu sequence frequency transmitted from the transmitter without changing.
  • the calculation result of the correlation value Ru is as follows.
  • the Zadoff-Chu sequence has ideal autocorrelation characteristics.
  • the autocorrelation characteristic of the Zadoff-Chu sequence deteriorates.
  • the normalized correlation value R is 1 when the shift amount s is zero. Further, when the shift amount s changes, the correlation value R becomes zero. Note that the peak of the correlation value R obtained when the shift amount s is zero is referred to as a “main peak”.
  • the correlation value R has the second largest value.
  • the correlation value R has a peak when the shift amount is zero, 168, or 671. That is, even if the frequency deviation Foff changes, the side peak positions dp and dm do not change. In other words, the side peak positions dp and dm do not depend on the frequency deviation Foff. However, the correlation value R at the side peak positions dp and dm changes according to the frequency deviation Foff.
  • FIG. 8 is a diagram showing the relationship between the Zadoff-Chu sequence number and the side peak position.
  • a corresponding Zadoff-Chu sequence is assigned to each RACH preamble.
  • the Zadoff-Chu sequence is obtained by giving this sequence number to the above equation (2).
  • the side peak position dp is uniquely determined for the sequence number u of the Zadoff-Chu sequence.
  • the side peak position dm is uniquely determined from the side peak position dp. Accordingly, the side peak positions dp and dm are uniquely determined for the sequence number u of the Zadoff-Chu sequence.
  • FIG. 9 is a diagram showing the relationship between the frequency deviation and the correlation value.
  • the correlation value R (0) at the main peak position the correlation value R (dp) at the side peak position dp, the correlation value R (dm) at the side peak position dm, and the frequency deviation Foff are shown. This relationship does not depend on the sequence number u.
  • the correlation value R (0) is maximum in the range where the frequency deviation Foff is small. That is, the correlation value R (dp) and the correlation value R (dm) are smaller than the correlation value R (0). In this example, when the frequency deviation Foff is within a range of ⁇ 625 Hz, the correlation value R (0) is maximum.
  • the correlation value R (dp) is the maximum. That is, in this region, the correlation value R (0) and the correlation value R (dm) are smaller than the correlation value R (dp). Further, when the frequency deviation Foff is larger than ⁇ 625 Hz in the negative region, the correlation value R (dm) is maximum. That is, in this region, the correlation value R (0) and the correlation value R (dp) are smaller than the correlation value R (dm).
  • the relationship between the three correlation values (R (0), R (dp), R (dm)) described above is uniquely determined according to the frequency deviation.
  • the combination of “R (dp) / R (0)” and “R (dm) / R (0)” is uniquely determined according to the frequency deviation Foff. Therefore, if the above three correlation values (R (0), R (dp), R (dm)) are calculated using the received RACH preamble signal, the frequency number deviation Foff is estimated based on those correlation values. can do.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating the configuration of the radio base station according to the first embodiment.
  • the radio base station 10 according to the first embodiment corresponds to the radio base station 1 shown in FIG. 1 and accommodates the user terminal 2. Further, the radio base station 10 executes the RACH procedure shown in FIG. 4 with the user terminal 2.
  • the RACH preamble is generated using the Zadoff-Chu sequence of the above equation (2).
  • the user terminal 2 determines the sequence number u of the Zadoff-Chu sequence.
  • the radio base station 10 includes a radio unit 11, a channel separation unit 12, a frequency deviation correction unit 13, a RACH preamble processing unit 14, a frequency deviation storage unit 15, and a RACH response generation unit 16.
  • the radio unit 11 receives a signal transmitted from the user terminal 2 and converts it into a baseband signal. Further, the baseband signal is converted into a digital signal by A / D conversion.
  • the channel separation unit 12 separates the RACH signal from the received signal.
  • the RACH signal is guided to the RACH preamble processing unit 14, and the data signal is guided to the frequency deviation correction unit 13.
  • the data signal includes, for example, a PUSCH (Physical Uplink Shared Channel) signal.
  • the frequency deviation correction unit 13 corrects the frequency deviation of the data signal according to the frequency deviation information held in the frequency deviation storage unit 15.
  • the data signal with the corrected frequency deviation is sent to the demodulation / decoding unit.
  • the RACH preamble processing unit 14 detects the RACH preamble. Further, the RACH preamble processing unit 14 estimates a frequency deviation generated on the wireless transmission path using the detected RACH preamble. The frequency deviation information representing the estimated frequency deviation is held in the frequency deviation storage unit 15 and is used by the frequency deviation correction unit 13.
  • the RACH response generator 16 generates a corresponding RACH response when the RACH preamble processor 14 detects a RACH preamble. The generated RACH response is returned to the user terminal 2 via the wireless unit 11.
  • the RACH preamble processing unit 14 includes a correlation processing unit 21, a preamble detection unit 22, a side peak position storage unit 23, and a frequency deviation estimation unit 24.
  • the correlation processing unit 21 holds 64 RACH preamble replicas assigned to the radio base station 10. Each replica is a Zadoff-Chu sequence of the above equation (2). The 64 Zadoff-Chu sequences held as replicas are assumed to have different sequence numbers u in this embodiment. Then, the correlation processing unit 21 calculates the correlation between the received signal and each replica (0 to 63). That is, 64 correlation profiles are obtained. In this embodiment, the correlation profile is composed of 839 correlation values R (0) to R (838) obtained by cyclically shifting the replica data one symbol at a time, as shown in FIG.
  • the preamble detection unit 22 detects the RACH preamble based on the 64 correlation profiles obtained by the correlation processing unit 21. That is, when a correlation value larger than a predetermined correlation threshold is detected, it is determined that the RACH preamble has been received. For example, if the maximum correlation value between the received signal and replica 0 (RACH preamble 0 replica) is greater than the correlation threshold, it is determined that RACH preamble 0 has been received. Similarly, if the maximum correlation value between the received signal and replica 1 is greater than the correlation threshold, it is determined that RACH preamble 1 has been received.
  • the preamble detection unit 22 refers to the side peak position storage unit 23 and calculates a side peak position corresponding to the received RACH preamble.
  • the side peak position represents a specific position where the autocorrelation of the RACH preamble has a peak.
  • the third peak position is uniquely determined corresponding to the sequence number u of the Zadoff-Chu sequence without depending on the frequency deviation Foff. Therefore, in the radio base station 10, as shown in FIG. 8, the correspondence between the sequence number u of the Zadoff-Chu sequence and the side peak position dp is obtained in advance.
  • the correspondence relationship table shown in FIG. 8 is stored in the side peak position storage unit 23.
  • the preamble detection unit 22 uses the correlation profile calculated by the correlation processing unit 21 to correlate the correlation value R (0) at the main peak position, the correlation value R (dp) at the side peak position dp, and the correlation value R (dm) at the side peak position dm. Is extracted and passed to the frequency deviation estimator 24.
  • the correlation values R (0), R (dp), and R (dm) are obtained by the correlation calculation shown in FIG. That is, the correlation value R (0) is obtained by calculating the correlation between the reception sequence Y and the replica X (0).
  • the correlation value is obtained as, for example, the magnitude of a value obtained by calculating a complex multiplication of each symbol of the received signal and the complex conjugate of each symbol of the replica, and adding the results of the multiplications.
  • correlation value R (280) is obtained by calculating the correlation between reception sequence Y and replica X (280).
  • the replica X (280) is obtained by cyclically shifting the replica X (0) by 280 symbols.
  • the correlation value R (559) is obtained by calculating the correlation between the reception sequence Y and the replica X (559).
  • the replica X (559) is obtained by cyclically shifting the replica X (0) by 559 symbols.
  • the frequency deviation estimation unit 24 estimates a frequency deviation Foff generated due to Doppler shift or the like on the wireless transmission path based on the correlation values R (0), R (dp), and R (dm).
  • the frequency deviation Foff is estimated by the flowchart shown in FIG.
  • step S11 the correlation value R (0) and the correlation value R (dp) are compared, and the correlation value R (0) and the correlation value R (dm) are compared. If “R (0)> R (dp)” and “R (0)> R (dm)”, then the frequency deviation Foff is determined to belong to level 2 shown in FIG. That is, the frequency deviation Foff is determined to be within the range of “ ⁇ 625 Hz to 625 Hz”. In this case, “zero Hz” is output as the estimated value of the frequency deviation Foff.
  • step S12 the correlation value R (dp) and the correlation value R (dm) are compared. If “R (dp)> R (dm)” in this comparison, the frequency deviation Foff is determined to belong to level 3 shown in FIG. That is, the frequency deviation Foff is determined to be within the range of “625 Hz to 2000 Hz”. In this case, “1250 Hz” is output as the estimated value of the frequency deviation Foff.
  • the frequency deviation storage unit 15 stores the frequency deviation Foff output from the frequency deviation estimation unit 24 as described above.
  • the frequency deviation correction unit 13 corrects the frequency deviation of the data signal based on the frequency deviation Foff stored in the frequency deviation storage unit 15. For example, if the estimated value of the frequency deviation Foff is “zero Hz”, the frequency deviation storage unit 15 does not correct the frequency of the data signal. If the estimated value of the frequency deviation Foff is “1250 Hz”, the frequency deviation correction unit 13 corrects the frequency deviation by applying a phase rotation corresponding to “1250 Hz” to the data signal.
  • the frequency deviation correction unit 13 corrects the frequency deviation by applying a phase rotation corresponding to “ ⁇ 1250 Hz” to the data signal.
  • the frequency deviation is corrected in this manner, the accuracy of demodulation / decoding is improved.
  • the frequency range that can be estimated is widened.
  • the frequency deviation can be estimated in a range of ⁇ 2000 Hz.
  • the processing of the flowchart shown in FIG. 12 executed for estimating the frequency deviation has a very small amount of calculation, so the load on the processor is small.
  • the frequency deviation Foff is estimated at three levels, but it is possible to perform a finer estimation.
  • FIG. 13 an embodiment is shown in which the frequency deviation Foff is estimated at five levels.
  • step S21 If the condition of step S21 is not satisfied, it is checked in step S22 whether “R (dp)> R (dm)”. If this condition is satisfied, the process proceeds to step S23, and if not, the process proceeds to step S24.
  • step S24 it is checked whether or not “R (dm)> ⁇ R (0)”. If this condition is satisfied, the frequency deviation Foff is determined to belong to level 1, and “ ⁇ 1250 Hz” is output as the estimated value of the frequency deviation Foff. On the other hand, when the condition of step S24 is not satisfied, it is determined that the frequency deviation Foff belongs to level 2, and “ ⁇ 650 Hz” is output as the estimated value of the frequency deviation Foff.
  • the RACH preamble transmitted in the LTE RACH procedure has been described.
  • the present invention is not limited to this.
  • the present invention can be applied to other wireless communication systems (for example, WiMAX, wireless LAN, etc.).
  • the method of the embodiment can also be applied to the case where the frequency deviation is estimated using other preamble signals or various reference signals. The same applies to other embodiments.
  • FIG. 15 is a diagram illustrating the configuration of the radio base station according to the second embodiment.
  • the radio base station 30 according to the second embodiment includes an MCS (Modulation and channel Coding Scheme) determination unit 31.
  • the MCS determination unit 31 determines an optimal MCS for transmitting a RACH response based on the frequency deviation Foff estimated by the frequency deviation estimation unit 24. For example, if the absolute value of the frequency deviation Foff is 625 Hz or less, QPSK or 16QAM is selected as the modulation method, and “2/3” is selected as the coding rate. On the other hand, if the absolute value of the frequency deviation Foff is larger than 625 Hz, QPSK or BPSK is selected as the modulation method, and “1/3” is selected as the coding rate.
  • MCS Modulation and channel Coding Scheme
  • the radio base station 30 when the frequency deviation is small, the RACH response is transmitted with MCS having high transmission efficiency.
  • the frequency deviation when the frequency deviation is large, a RACH response is transmitted with a highly reliable MCS.
  • the MCS determination unit 31 may determine an MCS for transmitting another downlink signal based on the estimated frequency deviation Foff.
  • the radio base station 30 according to the second embodiment may include the frequency deviation correction unit 13 as in the first embodiment.
  • FIG. 16 is a diagram illustrating the configuration of the radio base station according to the third embodiment.
  • the radio base station 40 according to the third embodiment includes an uplink signal control unit 41 and an uplink control information generation unit 42. Similar to the MCS determination unit 31, the uplink signal control unit 41 determines an optimal MCS for transmitting a RACH response based on the estimated frequency deviation Foff.
  • the uplink control information generation unit 42 generates uplink control information for notifying the user terminal 2 of the determined MCS. This uplink control information is notified to the corresponding user terminal 2. When receiving the uplink control information, the user terminal 2 transmits the message 3 or other signal using the notified MCS.
  • the radio base station 40 according to the third embodiment may include the frequency deviation correction unit 13 as in the first embodiment.
  • ⁇ Fourth embodiment> When the noise of the wireless transmission path is large, the autocorrelation characteristic obtained by the wireless base station 1 is deteriorated. And the frequency deviation estimated in the state in which the autocorrelation characteristic deteriorated has low accuracy. For this reason, if the frequency of the received signal is corrected according to the frequency deviation with low estimation accuracy, the reception characteristics may be deteriorated.
  • the frequency deviation is estimated only when the sum of the three correlation values R (0), R (dp), and R (dm) described above is larger than a predetermined threshold value. To do. In other words, the frequency deviation is not estimated when the sum of correlation values R (0), R (dp), and R (dm) is lower than a predetermined threshold. As a result, it is possible to avoid the deterioration of the reception characteristics accompanying the estimation of the frequency deviation.
  • the user terminal 2 generates a sequence X (c) by cyclically shifting the sequence X (0) by c symbols.
  • sequence X (0) and sequence X (c) do not interfere with each other, and sequence X at the receiving station. (0) and the sequence X (c) can be distinguished from each other.
  • the RACH preamble generated using the Zadoff-Chu sequence may be added with a cyclic prefix at the head thereof. If a cyclic prefix is given, processing in the frequency domain becomes easy.
  • a correlation profile is generated in consideration of the difference D shown in FIG.
  • “tr” is a value obtained by converting the difference D shown in FIG. 5 into the number of symbols.
  • FIG. 18 is a diagram illustrating a frequency deviation estimation method according to another aspect.
  • the preamble generated using the Zadoff-Chu sequence is divided into a plurality of data blocks. Then, the correlation is calculated between each divided data block and the corresponding divided replica at the receiving station. That is, autocorrelation is calculated for each divided data block. Subsequently, the phase is calculated based on the correlation for each data block, and the phase change amount (that is, the rotation angle) per unit time is calculated based on the difference between the phases. Then, the frequency deviation can be calculated based on the rotation angle.

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Abstract

　ユーザ端末は、Zadoff-Chu系列を用いて生成されるプリアンブル信号を送信する。相関処理部２１は、受信したプリアンブル信号の自己相関を算出する。プリアンブル検出部２２は、プリアンブル信号の自己相関のサイドピーク位置を検出し、メインピーク位置における相関を表すメイン相関値、およびサイドピーク位置における相関を表すサイド相関値を算出する。周波数偏差推定部２４は、メイン相関値およびサイド相関値に基づいて、無線伝送路上で発生した周波数偏差を推定する。

Description

周波数偏差推定装置および方法
　本発明は、無線通信システムにおいて無線信号の周波数の偏差を推定する装置および方法に係わる。
　無線通信においては、送信局または受信局が移動しながら信号を送信すると、受信信号の周波数にはドップラーシフトによる偏差（オフセット）が発生する。受信信号を正しく復調／復号するためには、周波数偏差を推定して補正することが望ましい。ここで、送信局または受信局の移動速度が大きいほど周波数偏差も大きくなり、周波数偏差を推定する技術は重要になってくる。
　図１は、ドップラーシフトについて説明する図である。ここでは、上りリンク周波数と下りリンク周波数との間に周波数差ｆuが設定されているものとする。すなわち、下りリンク周波数がｆcである場合、上りリンク周波数はｆc＋ｆuである。また、無線リンク上でドップラーシフトｆdが発生するものとする。
　無線基地局１０１は、周波数ｆcで下りリンク信号を送信する。そうすると、ユーザ端末１０２における受信信号の周波数は、ドップラーシフトに影響により、ｆc＋ｆdである。ここで、ＬＴＥ（Long Term Evolution）或いはＵＭＴＳ（Universal Mobile Telecommunications System）等のセルラ通信システムにおいては、ユーザ端末１０２は、ＡＦＣ（Automatic Frequency Control）回路を備え、無線基地局１０１から受信する下りリンク信号を利用して送信周波数を調整する。したがって、ユーザ端末１０１は、周波数ｆc＋ｆu＋ｆdで上りリンク信号を送信する。そうすると、無線基地局１０１における受信信号の周波数は、ｆc＋２ｆd＋ｆuである。すなわち、ドップラーシフトにより周波数偏差「２ｆd」が発生する。
　周波数偏差は、移動局（図１では、ユーザ端末１０２）の移動速度、および周波数帯に依存する。例えば、ユーザ端末１０２の移動速度が３５０ｋｍ／ｈ、無線信号の周波数帯が２ＧＨｚであるとすると、上りリンクにおいて発生する周波数偏差「２ｆd」の最大値は、１３００Ｈｚ程度になる。
　上述の周波数偏差を推定する方法として、受信機が、周期的に受信するパイロット信号と予め定められている参照信号との相関値に基づいて位相回転量を推定し、この位相回転量から周波数偏差が算出される技術がある（例えば、特許文献１）。
　しかし、従来技術においては、周波数偏差を推定できる範囲が狭かった。たとえば、ＬＴＥシステムのメッセージ３は、ＰＵＳＣＨ（Physical Uplink Shared Channel）に属している。ここで、メッセージ３は、図２に示すように、０．５ｍ秒間隔でパイロットブロックが挿入されている。そして、このパイロットブロックを利用して周波数偏差を推定することができるが、この場合、約±１０００Ｈｚ程度の範囲でしか周波数偏差を推定できない。なお、周波数ホッピングを実施する構成では、周波数偏差を推定することは実質的にできない。
　このように、従来技術においては、周波数偏差を推定できる範囲が狭かった。特に、ユーザ端末の移動速度が速い場合には、周波数偏差を推定することは難しかった。
ＷＯ９３／２２８６１
　本発明の課題は、無線通信システムにおいて、広い周波数範囲に渡って周波数偏差を推定できる装置および方法を提供することである。
　実施形態の周波数偏差推定装置は、自己相関特性におけるサイドピークの位置が周波数偏差に依存せず且つ前記サイドピークの相関値が周波数偏差に応じて変化する系列を用いて生成されるプリアンブル信号を送信する無線通信システムにおいて使用される。この周波数偏差推定装置は、受信したプリアンブル信号の自己相関を算出する相関部と、前記プリアンブル信号の自己相関のサイドピークの位置を検出する検出部と、前記自己相関のメインピークの位置における相関を表すメイン相関値、および前記サイドピークの位置における相関を表すサイド相関値を算出する算出部と、前記メイン相関値およびサイド相関値に基づいて前記周波数偏差を推定する推定部、を有する。
　この構成においては、パイロット信号等を利用して無線伝送路上で発生した位相回転量を推定しなくてもよい。よって、周波数偏差を推定できる範囲が狭くなることはない。なお、前記系列は、例えば、Zadoff-Chu系列である。
　無線基地局は、上記構成の周波数偏差推定装置を備えるようにしてもよい。この場合、無線基地局は、前記周波数偏差推定装置によって推定された周波数偏差に応じて受信信号の周波数を補正する補正部を備えるようにしてもよい。
ドップラーシフトについて説明する図である。 ＬＴＥにおけるメッセージ３のパイロットブロックを示す図である。 実施形態の周波数偏差推定方法が使用される無線通信システムの構成を示す図である。 ＲＡＣＨ手順の一例を示す図である。 受信タイミングについて説明する図である。 相関を計算する際のシフト量を説明する図である。 相関値とシフト量の関係を示す図（Ｆoff＝０）である。 相関値とシフト量の関係を示す図（Ｆoff＝４００Ｈｚ）である。 相関値とシフト量の関係を示す図（Ｆoff＝８００Ｈｚ）である。 相関値とシフト量の関係を示す図（Ｆoff＝１２５０Ｈｚ）である。 相関値とシフト量の関係を示す図（Ｆoff＝－１２５０Ｈｚ）である。 Zadoff-Chu系列の系列番号とサイドピーク位置の関係を示す図である。 周波数偏差と相関値との関係を示す図である。 第１の実施例に係る無線基地局の構成を示す図である。 Ｒ(0)、Ｒ(dp)、Ｒ(dm)を計算する方法を説明する図である。 周波数偏差を推定する処理のフローチャートである。 周波数偏差を５レベルで推定する方法を説明する図である。 周波数偏差を５レベルで推定する処理のフローチャートである。 第２の実施例に係る無線基地局の構成を示す図である。 第３の実施例に係る無線基地局の構成を示す図である。 巡回シフトを示す図である。 他の態様の周波数偏差推定方法を説明する図である。
　図３は、実施形態の周波数偏差推定方法が使用される無線通信システムの構成を示す図である。無線通信システムは、この実施例では、ＬＴＥである。ＬＴＥは、次世代の無線通信の規格の１つであり、３Ｇシステムよりも高い移動速度および周波数帯域をサポートする。
　無線基地局１は、セル内に位置する複数のユーザ端末２（２ａ～２ｄ）を収容する。ユーザ端末２は、ＲＡＣＨ（Random Access Channel）を用いて無線基地局１にアクセスし、通信を開始する。ＲＡＣＨでは、初期アクセスおよびタイミング制御などが実施される。
　図４は、ＲＡＣＨ手順の一例を示す図である。ユーザ端末２は、無線基地局１において予め用意されている複数のＲＡＣＨプリアンブルの中から使用すべきＲＡＣＨプリアンブルを選択する。この実施例では、６４個のＲＡＣＨプリアンブル０～６３が用意されている。そして、ユーザ端末２は、未使用状態のＲＡＣＨプリアンブルを選択してメッセージ１として無線基地局１に送信する。図３に示す例では、ユーザ端末２ａ、２ｂ、２ｃ、２ｄは、それぞれ、ＲＡＣＨプリアンブル５、３、７、１３で無線基地局１に接続している。
　無線基地局１は、常時、各ＲＡＣＨプリアンブル０～６３の到来をモニタしている。そして、無線基地局１は、ＲＡＣＨプリアンブルを検出すると、メッセージ２としてＲＡＣＨ応答を返送する。ユーザ端末２は、ＲＡＣＨ応答を受信すると、メッセージ３を用いて各ユーザ端末を識別するＵＥ番号等を送信する。無線基地局１は、メッセージ３に対してメッセージ４を返送する。
　なお、非同期ＲＡＣＨにおいては、無線基地局１における受信タイミングは、セル内のユーザ端末２の位置に応じて異なる。したがって、無線基地局１は、ＲＡＣＨプリアンブルを検出したときには、そのＲＡＣＨプリアンブルの受信タイミングを測定する。受信タイミングは、例えば、以下の手順で測定される。なお、無線基地局１は、ＲＡＣＨプリアンブル０～６３のレプリカを予め保持しているものとする。そして、下記ステップＳ１～Ｓ３の処理は、６４個のＲＡＣＨプリアンブルのそれぞれに対して行われる。
　ステップＳ１では、受信信号と各ＲＡＣＨプリアンブルレプリカとの相関プロファイルを作成する。すなわち、６４個の相関プロファイルが作成される。相関プロファイルは、相関値の時間変化を表す。
　ステップＳ２では、各相関プロファイルの最大ピークを検出する。そして、予め決められた相関閾値よりも大きな最大ピークが検出された場合、ＲＡＣＨプリアンブルを受信したものと判断される。このとき、相関閾値よりも大きな最大ピークが検出されたタイミングが、このＲＡＣＨプリアンブルの受信タイミングである。
　ステップＳ３では、図５に示すように、基準タイミングと受信タイミングとの差分Ｄを検出する。なお、ＲＡＣＨ応答は、この差分Ｄを補正するためのコマンドを含むようにしてもよい。この場合、ユーザ端末２は、ＲＡＣＨ応答を利用して同期を確立することができる
　実施形態の無線通信システムでは、ＲＡＣＨプリアンブルは、Zadoff-Chu系列を用いて生成される。Zadoff-Chu系列の一般的な表現は、下記（１）式の通りである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
 上記（１）式において、「ｕ」は、Zadoff-Chu系列のパターンを定義する系列番号を表す。この実施例では、６４個のＲＡＣＨプリアンブルを生成するために、互いに異なる６４個の系列番号ｕが使用される。「ｎ」は、Zadoff-Chu系列内のシンボルを識別するシンボル番号を表す。「Ｌ」は、Zadoff-Chu系列の長さを表す。なお、「ｕ」「ｎ」「Ｌ」「ｑ」は、いずれも整数である。また、「ｕ」と「Ｌ」は、互いに素である。
　ＬＴEシステムでは、「ｑ＝０」であり、「Ｌ」は素数（この実施例では「８３９」）である。すなわち、Zadoff-Chu系列は、８３９個のシンボルで表される。そして、この場合、Zadoff-Chu系列は、下記（２）式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
 　ＬＴＥのＲＡＣＨ手順では、上記（２）式で表されるZadoff-Chu系列がユーザ端末２から送信され、無線伝送路を介して伝搬され、無線基地局により受信される。ここで、無線伝送路上でドップラーシフト等による周波数偏差Ｆoffが発生したものとする。この場合、受信系列Ｙu(n, Foff) は、下記の（３）式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
 なお、（３）式において、「Ｔ」はZadoff-Chu系列の時間長であり、ＬＴＥでは０．８ｍ秒である。
　受信装置では、レプリカ系列Ｘuと受信系列Ｙuとの相関が計算される。なお、レプリカ系列Ｘuは、送信装置から送信されるZadoff-Chu系列であり、上記（２）式で表される。また、受信系列Ｙuは、送信装置から送信されるZadoff-Chu系列を受信装置で受信したものである。すなわち、Zadoff-Chu系列についての自己相関が計算される。この場合、相関値Ｒは、下記の（４）式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
 「ｓ」は、図６に示すように、レプリカ系列Ｘuと受信系列Ｙuとの間のシフト量を表している。
　ここで、上記（４）式において周波数偏差Ｆoffがゼロであるものとする。すなわち、送信機から送信されたZadoff-Chu系列の周波数が変わることなく受信装置により受信されるものとする。この場合、相関値Ｒuの計算結果は、下記の通りである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
 このように、Zadoff-Chu系列は、理想的な自己相関特性を有している。
　ところが、無線伝送路上でドップラーシフト等による周波数偏差Ｆoffが発生すると、Zadoff-Chu系列の自己相関特性は劣化する。図７Ａ～図７Ｅを参照しながら、周波数偏差と相関値との関係を説明する。なお、図７Ａ～図７Ｅでは、「ｕ＝５」「Ｌ＝８３９」であるものとする。
　図７Ａは、「Ｆoff＝０」である場合の相関値とシフト量の関係を示している。この場合は、上述したように、シフト量ｓがゼロであるときに正規化された相関値Ｒが１である。また、シフト量ｓが変化すると、相関値Ｒはゼロになる。なお、シフト量ｓがゼロであるときに得られる相関値Ｒのピークを「メインピーク」と呼ぶことにする。
　図７Ｂは、「Ｆoff＝４００Ｈｚ」である場合の相関値とシフト量の関係を示している。一般に、無線基地局１とユーザ端末２との間の距離が小さくなる方向にユーザ端末２が移動した場合には、正の周波数偏差が発生する。反対に、無線基地局１とユーザ端末２との間の距離が大きくなる方向にユーザ端末２が移動した場合には、負の周波数偏差が発生する。「Ｆoff＝４００Ｈｚ」である場合は、シフト量ｓ＝ゼロのときに相関値Ｒが最大になる。また、シフト量ｓ＝１６８のときに相関値Ｒは２番目に大きな値を有する。さらに、シフト量Ｓ＝６７１のときに相関値Ｒは３番目に大きな値を有する。
　図７Ｃは、「Ｆoff＝８００Ｈｚ」である場合の相関値とシフト量の関係を示している。「Ｆoff＝８００Ｈｚ」である場合は、シフト量ｓ＝１６８のときに相関値Ｒが最大になる。また、シフト量ｓ＝ゼロのときに相関値Ｒは２番目に大きな値を有する。さらに、シフト量ｓ＝６７１のときに相関値Ｒは３番目に大きな値を有する。
　このように、「ｕ＝５」「Ｌ＝８３９」である場合は、シフト量ｓがゼロである場合だけでなく、シフト量ｓが変化したときにも相関値Ｒのピークが発生する。ここで、周波数偏差Ｆoffが正の値（例えば、Ｆoff＝４００Ｈｚ）であるときに最大サイドピークが得られる位置を「ｄｐ」と呼び、周波数偏差Ｆoffが負の値（例えば、Ｆoff＝－４００Ｈｚ）であるときに最大のサイドピークが得られる位置を「ｄｍ」と呼ぶことにする。そうすると、以下の関係が成立する。
Mod(u×dp, L) ＝ 1
L－dp ＝ dm
　図７Ｄは、「Ｆoff＝１２５０Ｈｚ」である場合の相関値とシフト量の関係を示している。この場合、シフト量ｓ＝１６８のときに正規化された相関値Ｒが１である。また、シフト量ｓが変化すると、相関値Ｒはゼロになる。
　図７Ｅは、「Ｆoff＝－１２５０Ｈｚ」である場合の相関値とシフト量の関係を示している。この場合、シフト量ｓ＝６７１のときに正規化された相関値Ｒが１である。また、シフト量ｓが変化すると、相関値Ｒはゼロになる。
　このように、「ｕ＝５」「Ｌ＝８３９」である場合、シフト量がゼロ、１６８または６７１であるときに相関値Ｒはピークを有する。すなわち、周波数偏差Ｆoffが変化しても、サイドピーク位置ｄｐ、ｄｍは変わることはない。換言すれば、サイドピーク位置ｄｐ、ｄｍは、周波数偏差Ｆoffには依存しない。ただし、サイドピーク位置ｄｐ、ｄｍにおける相関値Ｒは、周波数偏差Ｆoffに応じて変化する。
　図８は、Zadoff-Chu系列の系列番号とサイドピーク位置の関係を示す図である。上述したように、実施形態の無線通信システムでは、セル内に互いに異なる６４個のＲＡＣＨプリアンブルが存在する。各ＲＡＣＨプリアンブルには、それぞれ対応するZadoff-Chu系列が割り当てられている。図８（ａ）に示す例では、ＲＡＣＨプリアンブル０に対して系列番号ｕ＝３が割り当てられており、ＲＡＣＨプリアンブル１に対して系列番号ｕ＝８３６が割り当てられている。なお、Zadoff-Chu系列は、この系列番号を上記（２）式に与えることにより得られる。
　サイドピーク位置ｄｐは、Zadoff-Chu系列の系列番号ｕに対して一意に決まる。図７Ａ～図７Ｅに示す例では、系列番号ｕ＝５に対して、サイドピーク位置ｄｐ＝１６８が得られている。また、図８（ａ）および図８（ｂ）に示すように、例えば、系列番号ｕ＝３であるとき（すなわち、ＲＡＣＨプリアンブル０）は、サイドピーク位置ｄｐ＝２８０が得られ、系列番号ｕ＝８３６であるとき（すなわち、ＲＡＣＨプリアンブル１）は、サイドピーク位置ｄｐ＝５５９が得られる。或いは、図３に示すユーザ端末２ａは、ＲＡＣＨプリアンブル５で無線基地局１にアクセスしているので、この場合、系列番号ｕ＝８１７であり、無線基地局１においてサイドピーク位置ｄｐ＝５７２が得られる。
　なお、サイドピーク位置ｄｍは、サイドピーク位置ｄｐから一意に決まる。従って、サイドピーク位置ｄｐ、ｄｍは、Zadoff-Chu系列の系列番号ｕに対して一意に決まることになる。
　図９は、周波数偏差と相関値との関係を示す図である。ここでは、メインピーク位置における相関値Ｒ(0)、サイドピーク位置ｄｐにおける相関値Ｒ(dp)、サイドピーク位置ｄｍにおける相関値Ｒ(dm)と、周波数偏差Ｆoffとの関係を示している。なお、この関係は、系列番号ｕには依存しない。
　図９に示すように、周波数偏差Ｆoffが小さい範囲では、相関値Ｒ(0)が最大である。すなわち、相関値Ｒ(dp)および相関値Ｒ(dm)は、相関値Ｒ(0)よりも小さい。この例では、周波数偏差Ｆoffが±６２５Hzの範囲内であるときに、相関値Ｒ(0)が最大である。
　周波数偏差Ｆoffが６２５Ｈｚよりも大きいときは、相関値Ｒ(dp)が最大である。すなわち、この領域では、相関値Ｒ(0)および相関値Ｒ(dm)は、相関値Ｒ(dp)よりも小さい。また、負領域において周波数偏差Ｆoffが－６２５Ｈｚよりも大きいときは、相関値Ｒ(dm)が最大である。すなわち、この領域では、相関値Ｒ(0)および相関値Ｒ(dp)は、相関値Ｒ(dm)よりも小さい。
　このように、実施形態の無線通信システムにおいては、周波数偏差に応じて、上述した３つの相関値（Ｒ(0)、Ｒ(dp)、Ｒ(dm)）の関係が一意に決まっている。具体的には、例えば、「Ｒ(dp)／Ｒ(0)」および「Ｒ(dm)／Ｒ(0)」の組合せが、周波数偏差Ｆoffに応じて一意に決まっている。したがって、受信したＲＡＣＨプリアンブル信号を利用して上記３つの相関値（Ｒ(0)、Ｒ(dp)、Ｒ(dm)）を算出すれば、それらの相関値に基づいて周波数数偏差Ｆoffを推定することができる。
　＜第１の実施例＞
　図１０は、第１の実施例に係る無線基地局の構成を示す図である。第１の実施例に係る無線基地局１０は、図１に示す無線基地局１に相当し、ユーザ端末２を収容する。また、無線基地局１０は、ユーザ端末２との間で図４に示すＲＡＣＨ手順を実行する。ここで、ＲＡＣＨプリアンブルは、上記（２）式のZadoff-Chu系列を用いて生成されるものとする。そして、Zadoff-Chu系列の系列番号ｕは、ユーザ端末２が決定する。
　無線基地局１０は、無線部１１、チャネル分離部１２、周波数偏差補正部１３、ＲＡＣＨプリアンブル処理部１４、周波数偏差記憶部１５、ＲＡＣＨ応答生成部１６を備える。無線部１１は、ユーザ端末２から送信された信号を受信し、ベースバンド信号に変換する。さらに、ベースバンド信号は、Ａ／Ｄ変換によりデジタル信号に変換される。チャネル分離部１２は、受信信号からＲＡＣＨ信号を分離する。ＲＡＣＨ信号はＲＡＣＨプリアンブル処理部１４に導かれ、データ信号は周波数偏差補正部１３へ導かれる。データ信号は、例えば、ＰＵＳＣＨ（Physical Uplink Shared Channel）信号を含む。周波数偏差補正部１３は、周波数偏差記憶部１５に保持されている周波数偏差情報に従って、データ信号の周波数偏差を補正する。周波数偏差が補正されたデータ信号は、復調／復号部へ送られる。
　ＲＡＣＨプリアンブル処理部１４は、ＲＡＣＨプリアンブルを検出する。また、ＲＡＣＨプリアンブル処理部１４は、検出したＲＡＣＨプリアンブルを利用して、無線伝送路上で発生した周波数偏差を推定する。推定された周波数偏差を表す周波数偏差情報は、周波数偏差記憶部１５に保持され、周波数偏差補正部１３により使用される。ＲＡＣＨ応答生成部１６は、ＲＡＣＨプリアンブル処理部１４においてＲＡＣＨプリアンブルが検出されたときに、対応するＲＡＣＨ応答を生成する。生成されたＲＡＣＨ応答は、無線部１１を介してユーザ端末２へ返送される。
　ＲＡＣＨプリアンブル処理部１４は、相関処理部２１、プリアンブル検出部２２、サイドピーク位置記憶部２３、周波数偏差推定部２４を備える。相関処理部２１は、無線基地局１０に対して割り当てられている６４個のＲＡＣＨプリアンブルのレプリカを保持している。各レプリカは、上記（２）式のZadoff-Chu系列である。レプリカとして保持されている６４個のZadoff-Chu系列は、この実施例では、互いに系列番号ｕが異なっているものとする。そして、相関処理部２１は、受信信号と各レプリカ（０～６３）との相関をそれぞれ計算する。すなわち、６４個の相関プロファイルが得られる。なお、相関プロファイルは、この実施例では、図６に示すように、レプリカデータを１シンボルずつ巡回シフトすることにより得られる８３９個の相関値Ｒ(0)～Ｒ(838)から構成される。
　プリアンブル検出部２２は、相関処理部２１により得られる６４個の相関プロファイルに基づいて、ＲＡＣＨプリアンブルを検出する。すなわち、予め決められている相関閾値よりも大きい相関値が検出された場合、ＲＡＣＨプリアンブルを受信したと判定される。例えば、受信信号とレプリカ０（ＲＡＣＨプリアンブル０のレプリカ）との相関の最大値が相関閾値よりも大きければ、ＲＡＣＨプリアンブル０を受信したものと判定される。同様に、受信信号とレプリカ１との相関の最大値が相関閾値よりも大きければ、ＲＡＣＨプリアンブル１を受信したものと判定される。
　プリアンブル検出部２２は、サイドピーク位置記憶部２３を参照し、受信したＲＡＣＨプリアンブルに対応するサイドピーク位置を算出する。サイドピーク位置は、ＲＡＣＨプリアンブルの自己相関がピークを有する特定の位置を表す。ここで、サードピーク位置は、図７Ａ～図７Ｅを参照しながら説明したように、周波数偏差Ｆoffに依存することなく、Zadoff-Chu系列の系列番号ｕに対応して一意に決まっている。したがって、無線基地局１０においては、図８に示すように、Zadoff-Chu系列の系列番号ｕとサイドピーク位置ｄｐとの対応関係が予め求められている。そして、図８に示す対応関係テーブルがサイドピーク位置記憶部２３に記憶されている。
　例えば、ＲＡＣＨプリアンブル０が検出された場合（即ち、系列番号ｕ＝３）には、図８に示すテーブルを参照することにより、サイドピーク位置として「ｄｐ＝２８０」が得られる。また、「ｄｍ＝Ｌ－ｄｐ」より、「ｄｍ＝５５９」が得られる。
　プリアンブル検出部２２は、相関処理部２１が算出した相関プロファイルからメインピーク位置における相関値Ｒ(0)、サイドピーク位置ｄｐにおける相関値Ｒ(dp)、サイドピーク位置ｄｍにおける相関値Ｒ(dm)を抽出し、周波数偏差推定部２４に渡す。ここで、例えば「ｄｐ＝２８０」および「ｄｍ＝５５９」である場合、相関値Ｒ(0)、Ｒ(dp)、Ｒ(dm)は、図１１に示す相関計算により得られる。すなわち、相関値Ｒ(0)は、受信系列ＹおよびレプリカＸ(0)の相関を計算することにより得られる。相関値は、例えば、受信信号の各シンボルとレプリカの各シンボルの複素共役との複素乗算を計算し、各乗算の結果を足し合わせた値の大きさとして得られる。同様に、相関値Ｒ(280)は、受信系列ＹおよびレプリカＸ(280)の相関を計算することにより得られる。レプリカＸ(280)は、レプリカＸ(0)を２８０シンボルだけ巡回シフトすることにより得られる。さらに、相関値Ｒ(559)は、受信系列ＹおよびレプリカＸ(559)の相関を計算することにより得られる。レプリカＸ(559)は、レプリカＸ(0)を５５９シンボルだけ巡回シフトすることにより得られる。
　周波数偏差推定部２４は、相関値Ｒ(0)、Ｒ(dp)、Ｒ(dm)に基づいて、無線伝送路上でドップラーシフト等に起因して発生した周波数偏差Ｆoffを推定する。周波数偏差Ｆoffは、この実施例では、図１２に示すフローチャートにより推定される。
　ステップＳ１１では、相関値Ｒ(0)と相関値Ｒ(dp)とが比較され、相関値Ｒ(0)と相関値Ｒ(dm)とが比較される。そして、「Ｒ(0)＞Ｒ(dp)」かつ「Ｒ(0)＞Ｒ(dm)」であれば、周波数偏差Ｆoffは、図９に示すレベル２に属すると判定される。即ち、周波数偏差Ｆoffは「－６２５Ｈｚ～６２５Ｈｚ」の範囲内であると判定される。この場合、周波数偏差Ｆoffの推定値として「ゼロＨｚ」が出力される。
　ステップＳ１２では、相関値Ｒ(dp)と相関値Ｒ(dm)とが比較される。そして、この比較において「Ｒ(dp)＞Ｒ(dm)」であれば、周波数偏差Ｆoffは、図９に示すレベル３に属すると判定される。すなわち、周波数偏差Ｆoffは、「６２５Ｈｚ～２０００Ｈｚ」の範囲内であると判定される。この場合、周波数偏差Ｆoffの推定値として「１２５０Ｈｚ」が出力される。
　「Ｒ(dp)＜(dm)」であれば、周波数偏差Ｆoffは、図９に示すレベル１に属すると判定される。すなわち、周波数偏差Ｆoffは、「－２０００Ｈｚ～－６２５Ｈｚ」の範囲内であると判定される。この場合、周波数偏差Ｆoffの推定値として「－１２５０Ｈｚ」が出力される。
　周波数偏差記憶部１５は、上述のようにして周波数偏差推定部２４から出力される周波数偏差Ｆoffを記憶する。そして、周波数偏差補正部１３は、周波数偏差記憶部１５に記憶されている周波数偏差Ｆoffに基づいて、データ信号の周波数偏差を補正する。たとえば、周波数偏差Ｆoffの推定値が「ゼロＨｚ」であれば、周波数偏差記憶部１５は、データ信号の周波数を補正しない。周波数偏差Ｆoffの推定値が「１２５０Ｈｚ」であれば、周波数偏差補正部１３は、「１２５０Ｈｚ」に相当する位相回転をデータ信号に与えることにより、周波数偏差を補正する。同様に、周波数偏差Ｆoffの推定値が「－１２５０Ｈｚ」であれば、周波数偏差補正部１３は、「－１２５０Ｈｚ」に相当する位相回転をデータ信号に与えることにより、周波数偏差を補正する。このようにして周波数偏差が補正されると、復調／復号の精度が向上する。
　このように、実施形態の方法によれば、相関値Ｒ(0)、Ｒ(dp)、Ｒ(dm)に基づいて周波数偏差が推定されるので、推定可能な周波数範囲が広くなる。図９に示す例では、±２０００Ｈｚの範囲で周波数偏差を推定することができる。また、周波数偏差の推定のために実行される図１２に示すフローチャートの処理は、演算量が非常に少ないので、プロセッサの負荷は小さい。
　なお、上述の実施例では、周波数偏差Ｆoffが３レベルで推定されているが、より細かい推定を行うことも可能である。ここでは、図１３に示すように、周波数偏差Ｆoffが５レベルで推定される実施例を示す。
　図１４は、周波数偏差Ｆoffを５レベルで推定する処理のフローチャートである。この場合も、３つの相関値Ｒ(0)、Ｒ(dp)、Ｒ(dm)が与えられるものとする。
　ステップＳ２１では、「Ｒ(0)＞αＲ(dp)」かつ「Ｒ(0)＞αＲ(dm)」であるか否かがチェックされる。ここで、「α＝２」である。そして、この条件を満たす場合には、周波数偏差Ｆoffは図１３に示すレベル３に属すると判定される。この場合、周波数偏差Ｆoffの推定値として「ゼロＨｚ」が出力される。
　ステップＳ２１の条件を満たさない場合は、ステップＳ２２で「Ｒ(dp)＞Ｒ(dm)」であるか否かがチェックされる。この条件を満たす場合はステップＳ２３に進み、満たさない場合にはステップＳ２４に進む。
　ステップＳ２３では、「Ｒ(dp)＞βＲ(0)」であるか否かがチェックされる。この実施例では、「β＝３」である。そして、この条件を満たす場合には、周波数偏差Ｆoffはレベル５に属すると判定され、周波数偏差Ｆoffの推定値として「１２５０Ｈｚ」が出力される。一方、ステップＳ２３の条件を満たさない場合は、周波数偏差Ｆoffはレベル４に属すると判定され、周波数偏差Ｆoffの推定値として「６５０Ｈｚ」が出力される。
　ステップＳ２４では、「Ｒ(dm)＞βＲ(0)」であるか否かがチェックされる。そして、この条件を満たす場合には、周波数偏差Ｆoffはレベル１に属すると判定され、周波数偏差Ｆoffの推定値として「－１２５０Ｈｚ」が出力される。一方、ステップＳ２４の条件を満たさない場合は、周波数偏差Ｆoffはレベル２に属すると判定され、周波数偏差Ｆoffの推定値として「－６５０Ｈｚ」が出力される。
　なお、この実施例では、ＬＴＥのＲＡＣＨ手順において送信されるＲＡＣＨプリアンブルについて説明したが、これに限定されるものではない。例えば、他の無線通信システム（例えば、ＷｉＭＡＸ、無線ＬＡＮ等）に適用することができる。また、実施形態の方法は、他のプリアンブル信号または各種参照信号を利用して周波数偏差を推定する場合にも適用可能である。他の実施例においても同様である。
　＜第２の実施例＞
　図１５は、第２の実施例に係る無線基地局の構成を示す図である。第２の実施例に係る無線基地局３０は、ＭＣＳ（Modulation and channel Coding Scheme）決定部３１を備える。ＭＣＳ決定部３１は、周波数偏差推定部２４により推定された周波数偏差Ｆoffに基づいて、ＲＡＣＨ応答を送信するための最適なＭＣＳを決定する。例えば、周波数偏差Ｆoffの絶対値が６２５Ｈｚ以下であれば、変調方式としてＱＰＳＫまたは１６ＱＡＭが選択され、符号化率として「２／３」が選択される。一方、周波数偏差Ｆoffの絶対値が６２５Ｈｚよりも大きければ、変調方式としてＱＰＳＫまたはＢＰＳＫが選択され、符号化率として「１／３」が選択される。
　このように、第２の実施例では、周波数偏差が小さいときは、伝送効率の高いＭＣＳでＲＡＣＨ応答が送信される。一方、周波数偏差が大きいときは、信頼性の高いＭＣＳでＲＡＣＨ応答が送信される。なお、ＭＣＳ決定部３１は、推定された周波数偏差Ｆoffに基づいて、他の下りリンク信号を送信する際のＭＣＳを決定するようにしてもよい。
　なお、第２の実施例に係る無線基地局３０においても、第１の実施例と同様に、周波数偏差補正部１３を備えるようにしてもよい。
　＜第３の実施例＞
　図１６は、第３の実施例に係る無線基地局の構成を示す図である。第３の実施例に係る無線基地局４０は、上りリンク信号制御部４１および上りリンク制御情報生成部４２を備える。上りリンク信号制御部４１は、ＭＣＳ決定部３１と同様に、推定された周波数偏差Ｆoffに基づいて、ＲＡＣＨ応答を送信するための最適なＭＣＳを決定する。上りリンク制御情報生成部４２は、決定されたＭＣＳをユーザ端末２に通知するための上りリンク制御情報を生成する。この上りリンク制御情報は、対応するユーザ端末２に通知される。ユーザ端末２は、上りリンク制御情報を受信すると、通知されたＭＣＳでメッセージ３または他の信号を送信する。
　なお、第３の実施例に係る無線基地局４０においても、第１の実施例と同様に、周波数偏差補正部１３を備えるようにしてもよい。
　＜第４の実施例＞
　無線伝送路の雑音が大きい等の場合においては、無線基地局１で得られる自己相関特性が劣化する。そして、自己相関特性が劣化した状態で推定される周波数偏差は、精度が低い。このため、推定精度の低い周波数偏差に応じて受信信号の周波数を補正すると、受信特性がかえって劣化するおそれがある。
　このため、第４の実施例では、上述した３つの相関値Ｒ(0)、Ｒ(dp)、Ｒ(dm)の和が予め決められている閾値よりも大きいときに限り、周波数偏差を推定する。換言すれば、相関値Ｒ(0)、Ｒ(dp)、Ｒ(dm)の和が予め決められている閾値よりも低いときには、周波数偏差を推定しない。これにより、周波数偏差の推定に伴う受信特性の劣化を回避することができる。
　＜第５の実施例＞
　上述の実施例では、同一セル内で使用される複数のＲＡＣＨプリアンブルに対して、互いに異なる系列番号ｕが割り当てられている。しかし、無線基地局１において識別可能であれば、すべてのＲＡＣＨプリアンブルに対して互いに異なる系列番号ｕを割り当てなくてもよい。
　例えば、図１７に示すように、ユーザ端末２において系列Ｘ(0)に対してｃシンボルだけ巡回シフトを行うことにより、系列Ｘ(c)を生成する。ここで、巡回シフトのシンボル数に対応する時間長が、セル内の最大遅延時間よりも大きければ、系列Ｘ(0)および系列Ｘ(c)は互いに干渉することはなく、受信局において系列Ｘ(0)および系列Ｘ(c)を互いに識別可能である。ただし、この場合、無線基地局１は、相関プロファイルを生成する際に、巡回シフト量分だけ逆方向にシフトを行うことが望ましい。
　また、Zadoff-Chu系列を用いて生成されるＲＡＣＨプリアンブルは、その先頭に巡回プレフィックスを付加するようにしてもよい。巡回プレフィックスを付与すれば、周波数領域の処理が容易になる。
　なお、非同期ＲＡＣＨにおいては、図５に示す差分Ｄを考慮して相関プロファイルが生成される。そして、周波数偏差Ｆoffを推定するために、相関値Ｒ(0)、Ｒ(dp)、Ｒ(dm)の代わりに、相関値Ｒ(tr)、Ｒ(dp+tr)、Ｒ(dm+tr)が使用される。ここで、「tr」は、図５に示す差分Dをシンボル数に換算した値である。
　＜他の態様＞
　図１８は、他の態様の周波数偏差推定方法を説明する図である。他の態様では、図１８に示すように、Zadoff-Chu系列を用いて生成されるプリアンブルは、複数のデータブロックに分割される。そして、各分割データブロックは、受信局において、それぞれ対応する分割レプリカとの間で相関が計算される。すなわち、各分割データブロックについてそれぞれ自己相関が計算される。続いて、各データブロックについての相関に基づいてそれぞれ位相が計算され、さらに位相間の差分によって単位時間当たりの位相変化量（すなわち、回転角）が計算される。そして、回転角に基づいて周波数偏差を算出することができる。

Claims (10)

  1. 　自己相関特性におけるサイドピークの位置が周波数偏差に依存せず且つ前記サイドピークの相関値が周波数偏差に応じて変化する系列を用いて生成されるプリアンブル信号を送信する無線通信システムにおいて使用される周波数偏差推定装置であって、
    　受信したプリアンブル信号の自己相関を算出する相関部と、
    　前記プリアンブル信号の自己相関のサイドピークの位置を検出する検出部と、
    　前記自己相関のメインピークの位置における相関を表すメイン相関値、および前記サイドピークの位置における相関を表すサイド相関値を算出する算出部と、
    　前記メイン相関値およびサイド相関値に基づいて前記周波数偏差を推定する推定部、
    　を有する周波数偏差推定装置。
  2. 　請求項１に記載の周波数偏差推定装置であって、
    　前記系列は、Zadoff-Chu系列であることを特徴とする周波数偏差推定装置。
  3. 　請求項２に記載の周波数偏差推定装置であって、
    　前記Zadoff-Chu系列は下式で表され、ｕはZadoff-Chu系列のパターンを定義する系列番号、ｎはZadoff-Chu系列内のシンボルを識別するシンボル番号、ＬはZadoff-Chu系列の長さを表す
    　ことを特徴とする周波数偏差推定装置。
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
  4. 　請求項３に記載の周波数偏差推定装置であって、
    　前記検出部は、前記相関部の出力を利用して前記系列番号を特定し、該特定した系列番号に基づいて前記サイドピークの位置を検出する
    　ことを特徴とする周波数偏差推定装置。
  5. 　請求項１に記載の周波数偏差推定装置であって、
    　前記推定部は、前記メイン相関値およびサイド相関値の比較結果に基づいて前記周波数偏差を推定することを特徴とする周波数偏差推定装置。
  6. 　請求項１に記載の周波数偏差推定装置であって、
    　前記推定部は、前記メイン相関値およびサイド相関値の和が予め決められた相関閾値よりも大きいときに、前記周波数偏差を推定することを特徴とする周波数偏差推定装置。
  7. 　請求項１に記載の周波数偏差推定装置を備える無線基地局であって、
    　前記周波数偏差推定装置によって推定された周波数偏差に応じて受信信号の周波数を補正する補正部を備えることを特徴とする無線基地局装置。
  8. 　請求項７に記載の無線基地局であって、
    　前記周波数偏差推定装置によって推定された周波数偏差に応じて通信方法を決定する通信方法決定部と、
    　前記通信方法決定部により決定された通信方法でユーザ端末に信号を送信する送信部、
    　をさらに備えることを特徴とする無線基地局。
  9. 　請求項７に記載の無線基地局であって、
    　前記周波数偏差推定装置によって推定された周波数偏差に応じて通信方法を決定する通信方法決定部と、
    　前記通信方法決定部により決定された通信方法をユーザ端末に通知する通知部、
    　をさらに備えることを特徴とする無線基地局。
  10. 　自己相関特性におけるサイドピークの位置が周波数偏差に依存せず且つ前記サイドピークの相関値が周波数偏差に応じて変化する系列を用いて生成されるプリアンブル信号を送信する無線通信システムにおいて使用される周波数偏差推定方法であって、
    　受信したプリアンブル信号の自己相関を算出し、
    　前記プリアンブル信号の自己相関のサイドピークの位置を検出し、
    　前記自己相関のメインピークの位置における相関を表すメイン相関値、および前記サイドピークの位置における相関を表すサイド相関値を算出し、
    　前記メイン相関値およびサイド相関値に基づいて前記周波数偏差を推定する
    　ことを特徴とする周波数偏差推定方法。
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