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WO2007010678A1 - 適応ディジタルフィルタ、ｆｍ受信機、信号処理方法、およびプログラム - Google Patents

適応ディジタルフィルタ、ｆｍ受信機、信号処理方法、およびプログラム Download PDF

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Publication number
WO2007010678A1
WO2007010678A1 PCT/JP2006/311058 JP2006311058W WO2007010678A1 WO 2007010678 A1 WO2007010678 A1 WO 2007010678A1 JP 2006311058 W JP2006311058 W JP 2006311058W WO 2007010678 A1 WO2007010678 A1 WO 2007010678A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
signal
real
complex
filter
input
Prior art date
Application number
PCT/JP2006/311058
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Osamu Hoshuyama
Original Assignee
Nec Corporation
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Nec Corporation filed Critical Nec Corporation
Priority to JP2007525909A priority Critical patent/JP5029355B2/ja
Priority to EP06747102A priority patent/EP1906528A4/en
Priority to CN2006800250763A priority patent/CN101218744B/zh
Priority to US11/922,042 priority patent/US7978799B2/en
Publication of WO2007010678A1 publication Critical patent/WO2007010678A1/ja

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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H17/00—Networks using digital techniques
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H21/00—Adaptive networks
    • H03H21/0012—Digital adaptive filters
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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    • H04B3/00—Line transmission systems
    • H04B3/02—Details
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    • H04B3/06—Control of transmission; Equalising by the transmitted signal
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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    • H04B7/005—Control of transmission; Equalising
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H2218/00—Indexing scheme relating to details of digital filters
    • H03H2218/04—In-phase and quadrature [I/Q] signals

Definitions

  • the present invention relates to an adaptive digital filter, and more particularly to an adaptive digital filter that is suitably used for a multinos equalizer of an FM (Frequency Modulation) receiver.
  • FM Frequency Modulation
  • FM modulated waves which are widely used in FM radio broadcasts and television broadcasts, are signals obtained by phase-modulating a sine wave carrier signal with a musical sound signal. It can be transmitted with low distortion.
  • a multipath equalizer compensates for multipath effects in a received signal by passing the received signal through a filter having an inverse characteristic of a multinos propagation path, that is, an inverse filter. Since the characteristics of the multipath propagation path vary depending on the environment, it is necessary to optimize the characteristics of the inverse filter according to the situation at that time. For this reason, an adaptive digital filter is generally used as an inverse filter.
  • An adaptive digital filter is a filter having a function of automatically updating filter coefficients according to environmental changes.
  • the algorithm that calculates the filter coefficients at each time point is called an adaptive algorithm, and a typical one is the LMS (Least Mean Square) algorithm.
  • the LMS algorithm is a method that minimizes the mean square error based on the steepest descent method, and has the advantages of being stable and requiring a small amount of computation.
  • a conventional equalizer realized using an adaptive digital filter requires a reference signal (training signal) for the adaptation, and communication efficiency is reduced due to communication interruption or redundant reference signals.
  • an equalizer called a blind equalizer developed in recent years does not require a reference signal for adaptation and performs signal restoration equalization only from a received signal.
  • Such an algorithm suitable for blind equalization is called a blind algorithm.
  • a typical example is CMA (Constant Modulus Algorithm).
  • the CMA uses the statistics related to the output signal such as the envelope of the filter output and higher-order statistics as an index, and updates the filter coefficient so that this index approaches the target value. It refers to the algorithm in general.
  • the filter output envelope that is, the amplitude is used as an index, and the filter is used.
  • the filter coefficient is updated so that the error between the envelope value of the signal after passing through and the target value is minimized. As a result, the distortion of the phase is corrected along with the correction of the envelope distortion, and the influence of the reflected wave of the multipath propagation path is removed.
  • CMA is a concept different from the adaptive algorithm.
  • An adaptive algorithm such as the LMS algorithm described above is used as an adaptive algorithm for calculating the filter coefficients at each time point in the CMA.
  • a typical method is complex signal processing.
  • a real signal 12 whose phase is delayed by 90 degrees ( ⁇ / 2) with respect to a certain real signal fl is generated by a Hilbert transformer or the like, fl is a real part, and 12 is an imaginary part.
  • Generate a complex signal commonly called an analytic signal). In this way, the value of the envelope of this real signal is It can be obtained instantaneously by calculating the sum of squares of the real and imaginary parts of the elementary signal.
  • FIG. 1 shows the configuration of an adaptive digital filter using the first conventional technique.
  • the input signal X (k) is converted into a complex signal by a Hilbert transformer (not shown).
  • the complex filter coefficient W (k) is convolved to obtain the complex signal output signal y (k).
  • the complex filter coefficient W (k) is updated by an adaptive algorithm extended so that the complex signal can be handled so that the envelope value of the output signal y (k) approaches the predefined target value.
  • This adaptive digital filter algorithm is expressed as follows:
  • W (k + l) W (k) — (I y (k) I p— yrelD) qy (k) XH (k) "-(1)
  • W (k) [w0 (k), wl (k), ⁇ ⁇ ⁇ , wN-l (k)] T ⁇ ⁇ -(3)
  • X (k) [x (k), x (k— 1),..., X (k-N + l)] T ⁇ -(4)
  • W (k) is the filter coefficient vector
  • X (k) is the complex signal vector
  • k is the sample index
  • N is the number of filter taps
  • y (k) is the output signal
  • yrefO is the envelope target value
  • ⁇ represents complex conjugate transpose
  • ⁇ represents transpose.
  • the input signal Xr (k) is a real signal, and this real signal is input to convolve the real signal filter coefficient Wr (k) to obtain the real signal output signal yr (k).
  • the filter coefficient Wr (k) is updated by an adaptive algorithm that handles real coefficients so that the envelope of the output signal yr (k) approaches the target value specified in advance.
  • the algorithm of this adaptive digital filter is expressed as follows.
  • Wr (k + 1) Wr (k)- ⁇ (Env [yr (k)]-yrelD) yr (k) Xr (k) ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ (5)
  • Wr (k) is the real coefficient vector
  • Xr (k) is the real signal vector
  • Env [] is the operation for obtaining the approximate value of the envelope
  • Re [] is the operation for extracting the real part of the complex number
  • yr (k) Represents a real output signal.
  • Non-Patent Document 1 C. Richard Johson, Jr., P. Schniter, T.J.Endres, J.D.Behm.D.R.Brown, Raul A. Casas, "Blind Equalization Using the Constant Modulus Criterio n:
  • Non-Patent Document 2 J.R.Treichler, and B.G.Agee, "A New Approach to Multipath
  • Non-Patent Document 3 Makoto Itami, Mitsutoshi Hatori, Norio Tsukamoto, Prototype of FM Multipath Strain Canceller, 1986, pp. 355-356
  • the present invention has been proposed in view of such circumstances, and an object of the present invention is to provide an adaptive digital filter in which the sampling frequency is not limited and the amount of calculation can be reduced. is there.
  • a first adaptive digital filter of the present invention includes a filter unit that takes a complex signal as an input signal, generates a complex signal output signal by convolution of the input signal and a filter coefficient of the real signal, and outputs the complex signal. And a coefficient control unit that controls the filter coefficient based on an error between the index value derived from the output signal force and the target signal.
  • the second adaptive digital filter of the present invention is the first adaptive digital filter, wherein the filter unit generates one real signal force and outputs one of two signals whose phases are shifted from each other by 90 degrees. Further, the input signal is a complex signal having the other in the imaginary part.
  • the third adaptive digital filter of the present invention is characterized in that, in the first adaptive digital filter, the coefficient control unit uses an envelope value of the output signal as the index value. .
  • the coefficient control unit in the first adaptive digital filter, the coefficient control unit generates and outputs a real signal corresponding to an error between the index value and the target signal. And for each multiplier for the convolution operation in the filter unit An actual filter coefficient to be used in the next sampling period based on a real signal obtained from a complex signal input to the corresponding multiplier and the actual signal input from the common unit and the current actual filter coefficient And a plurality of individual parts for calculating the value.
  • the FM receiver of the present invention includes a first adaptive digital filter and a Hilbert transform that inputs a complex signal generated by Hilbert transform of an FM modulated signal converted to an intermediate frequency and digitized into the adaptive digital filter. It is characterized by having ⁇ .
  • the step (a) uses a complex signal as an input signal, and generates and outputs an output signal of the complex signal by convolution operation of the input signal and a filter coefficient of the real signal. And (b) controlling the filter coefficient based on an error between the index value derived from the output signal and the target signal.
  • the second signal processing method of the present invention is the same as the first signal processing method, wherein in the step (a), one real signal force is generated and one of the two signals whose phases are shifted by 90 degrees is obtained.
  • the input signal is a complex signal having the other in the imaginary part.
  • a third signal processing method of the present invention is characterized in that, in the step (b), the envelope value of the output signal is used as the index value in the first signal processing method. is there.
  • a fourth signal processing method of the present invention is the first signal processing method, wherein the step (b) includes a common process for generating an actual signal according to an error between the index value and the target signal.
  • the signal obtained by converting the complex signal input to the corresponding multiplier into a real number, the real signal generated by the common processing, and the current actual value are performed for each multiplier for the convolution calculation in the step (a).
  • the filter coefficient is a complex signal in which the force input signal, which is a real signal, has one of two signals whose phases are shifted from each other by 90 degrees and the other is an imaginary part. Therefore, the output signal generated by the convolution operation of the input signal and the filter coefficient is also a complex signal having one of two signals whose phases are shifted by 90 degrees in the real part and the other in the imaginary part. Therefore, as in the first prior art, the envelope value of the output signal can be obtained instantaneously and accurately.
  • the sampling frequency is not limited as in the second prior art.
  • the filter coefficient is a real number, the amount of calculation can be greatly reduced.
  • the real part and imaginary part of the complex signal which is the input signal
  • the reason for this is to make it possible to instantaneously calculate index values such as the envelope value of the output signal. Therefore, the filter performance as an adaptive digital filter is higher than that of the first conventional technique that handles the real part and imaginary part of the input signal and the second conventional technique that handles only the real part (or imaginary part) of the input signal. There is no deterioration.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an adaptive digital filter according to a first conventional technique.
  • FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of an adaptive digital filter according to a second prior art.
  • FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of an adaptive digital filter according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 is a flowchart explaining the operation of the adaptive digital filter according to the embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of an FM receiver according to the embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 is a block diagram showing a configuration of a modified example of the adaptive digital filter according to the embodiment of the present invention.
  • FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of a modified example of the adaptive digital filter according to the embodiment of the present invention.
  • FIG. 8 is a block diagram showing a configuration of a modified example of the adaptive digital filter according to the embodiment of the present invention.
  • the adaptive digital filter performs a convolution operation of a complex signal (complex input signal) applied to input terminal 301 and a filter coefficient (real filter coefficient) of a real signal.
  • a filter unit that generates a complex signal output signal (complex output signal) and outputs it to the output terminal 302, and an index value derived from the complex output signal force (in this embodiment,
  • a coefficient control unit for controlling the filter coefficient based on an error between the envelope value) and the target signal.
  • the block (common part 318 described later) and N blocks (discrete parts 319 to 319 described later) constitute the coefficient control part, and the other parts constitute the filter part.
  • the complex input signal is a complex signal generated from one real signal and having one of two signals whose phases are shifted by 90 degrees as a real part and the other as an imaginary part.
  • the filter unit has an FIR (Finite Impulse with N taps, that is, N filter coefficients.
  • This filter unit has a delay line with a sampling time of N—one delay unit 330-330 that gives a delay of one sampling period, and a complex input signal.
  • the coefficient control unit uses LMS as an adaptive algorithm, and common unit 318 common to control of all filter coefficients, and individual units 319 to 319 for each control of filter coefficients,
  • the common unit 318 receives the complex output signal that is the output of the filter unit, calculates the value of the envelope of the complex output signal by the square sum of the real part and the imaginary part, and outputs the absolute value circuit 308.
  • the envelope target value generation circuit 305 that generates the envelope target value, and the value obtained by subtracting the envelope target value from the value of the envelope obtained by the absolute value circuit 308.
  • the filter coefficient is not a complex number but a real number. Therefore, the step size generated by the step size generation circuit 303 is equal to the step size when the complex filter coefficient is used. It is set to about 4 times. As a result, the convergence speed can be made equal to the case where complex filter coefficients are used.
  • Each of the individual units 319 to 319 includes a complex input signal or a pair on a tapped delay line. Input the output signal of the corresponding delay unit 330 to 330 and extract only the real part of the complex signal
  • Real part extraction circuits 335 to 335 output from the common part 318 and the signal inputted from the common part 318 and real part extraction
  • Multipliers 331 to 33 that output the result of multiplying the real part extracted in the output circuits 335 to 335
  • Adder 3 outputs the filter coefficient to be used in the next sampling cycle by adding the outputs of N-1 0 N-1 and the output of this calorimeter 333-333 for one sampling cycle Just delay
  • Delay units 334 to 334 output to the multipliers 336 to 336.
  • Wr (k) is the real coefficient vector
  • X (k) is the complex signal vector
  • Re [] is the operation to extract the real part of the complex number
  • y (k) is the complex output signal
  • k is the sample index
  • yrefO is the envelope
  • the line target value, ⁇ is a parameter that determines the amount of filter coefficient update.
  • FIG. 4 is a flowchart for explaining the operation of the adaptive digital filter of the present embodiment.
  • adaptive equalization processing S2 is a process based on the equation (11)
  • parameter update process S4 is a process based on the equation (10). Each operation is described in detail below.
  • the complex input signal input to the input terminal 301 includes a multiplier 336 and a real part extraction circuit 33.
  • Delay unit 330 ⁇ 330 which generates a delay of 1 sampling period
  • the delay signal 334 is also supplied to the complex signal input from the input terminal 301.
  • the complex signal supplied from the corresponding delay unit 330 to 330 is added to the corresponding delay signal.
  • Multiplier 334 to 334 Force is also multiplied by the supplied real filter coefficient, and the result is added to 337 to 3
  • Adders 337 to 337 are complex signals that have also received the power of multipliers 336 to 336.
  • the absolute value circuit 308 receives the complex output signal, calculates the absolute value thereof, and transmits the result to the subtractor 307 as an envelope value.
  • the envelope target value generator 305 generates an envelope target value and transmits it to the subtractor 307.
  • the subtractor 307 subtracts the signal power received from the absolute value circuit 308 from the envelope target value received from the envelope target value generator 305, and transmits the result to the multiplier 310.
  • the real part extraction circuit 309 receives the complex output signal, extracts only the real part, and transmits the result to the multiplier 310.
  • Multiplier 310 multiplies the signal received from subtractor 307 by the signal received from real part extraction circuit 309 and transmits the result to multiplier 311.
  • a step size generation circuit 303 generates a step size that is a parameter for determining the amount of filter coefficient update in the filter unit, and supplies the step size to the multiplier 311.
  • Multiplier 311 multiplies the signal received from multiplier 310 by the step size supplied from step size generation circuit 303 and transmits the result to individual units 319 to 319.
  • Each of the real part extraction circuits 335 to 335 has a corresponding delay.
  • Multipliers 331 to 331 are supported
  • the supplied real signal is multiplied and the result is transmitted to the corresponding adders 333 to 333.
  • Adders 333 to 333 are real signals that also receive the corresponding multipliers 331 to 331.
  • the real filter coefficients supplied from the corresponding delay units 334 to 334 are added to
  • the result is transmitted to the corresponding delay units 334 to 334 as the filter coefficient of the next sample.
  • Each of the delay units 334 to 334 is a real number that also receives the corresponding adder 333 to 333 force.
  • the signal is transmitted to the corresponding adders 333 to 333.
  • Multiplication between complex numbers is equivalent to four multiplications between real numbers and two additions between real numbers, whereas multiplication between complex numbers and real numbers is two multiplications between real numbers, and there is no force. Furthermore, in the case of multiplication between real numbers, the multiplication between real numbers is not equivalent to force.
  • the envelope value of the output signal that is, the amplitude
  • the envelope value of the output signal is obtained instantaneously and accurately as the output signal of the absolute value circuit 308 in FIG. It is done. Therefore, according to this embodiment, as in the second prior art. There are no restrictions on the sampling frequency.
  • the FM receiver includes an antenna 101, a radio frequency intermediate frequency shift ⁇ 102, an analog digital shift 103, an automatic gain controller 104, and a Hilbert shift 105. And a multipath scancera 106 and a demodulator 107. Further, as the multipath scan cell 106, the adaptive digital filter of the first embodiment is used.
  • the FM modulated wave received by the antenna 101 is converted into a signal in the intermediate frequency band by the radio frequency intermediate frequency converter 102 and transmitted to the analog / digital converter 103.
  • the analog-digital converter 103 samples the analog signal transmitted from the radio frequency intermediate frequency converter 102 at an appropriate sampling frequency, converts it to a digital signal, and transmits it to the automatic gain controller 104.
  • the automatic gain controller 104 multiplies the result obtained by multiplying the Hilbert variable by a gain such that the amplitude of the output signal is within a certain range within a range that does not adversely affect the CMA algorithm using the envelope value as an index. Communicate to transliteration 105.
  • the Hilbert transformer 105 converts the signal transmitted from the automatic gain controller 104 into an analysis signal, that is, a complex signal having one of two signals whose phases are shifted from each other by 90 degrees as a real part and the other as an imaginary part. It is converted into an elementary signal and transmitted to the multinoscancer 106.
  • the multipath scancer 106 receives the complex input signal transmitted from the Hilbert transformer 105, converts it to a signal with reduced influence of multiple reflections by the operation described with reference to FIG. 3, and demodulates it. Transmit to vessel 107. Note that a complex output signal is output from the output terminal 302 of the adaptive digital filter in FIG. 3, but only the real part is extracted and output to the demodulator 107, or only the imaginary part is extracted and the sign is inverted. And output to the demodulator 107.
  • the demodulator 107 performs FM demodulation of the signal transmitted from the multipath canceller 106, and outputs a signal in the audio frequency band.
  • the imaginary part extraction inversion circuit is the imaginary part of the input complex signal.
  • the complex input signal applied to the input terminal 301 of the adaptive digital filter of the present embodiment is a complex signal generated from one real signal and having one of two signals whose phases are shifted by 90 degrees from each other as a real part and the other as an imaginary part. Therefore, even if an imaginary part extracting and inverting circuit is used, the same effect can be obtained.
  • all the filter coefficients are real numbers, that is, scalar values.
  • some filter coefficients can be complex numbers.
  • the real extraction circuit 309 is moved to the output side of the multiplier 310 as shown in FIG. 7 or moved to the output side of the multiplier 311 as shown in FIG. It is also possible to perform operations with complex numbers.
  • a force IIR type filter using an FIR type filter can be used as the filter unit.
  • the power using the LMS algorithm is also used.
  • Various adaptive algorithms such as (Affine Projection Algorithm) and gradient algorithm (Gradient Algorithm) can also be used. If the number of multiplications when updating the filter coefficients using these adaptive algorithms is larger than that of the LMS algorithm, the effect of reducing the amount of computation by making the filter coefficients real is even greater.
  • Non-Patent Document 1 the configuration of the present invention can be applied to other constant amplitude modulation such as force PSK (Phase Shift Keying) for FM modulation. It is clear that multi-level CMA can also be applied to modulation schemes such as QAM (Quadrature Amplitude Modulation). Further, it is clear that the constant modulus algorithm shown in Non-Patent Document 1 can also be applied to an output signal that is a complex number.
  • PSK Phase Shift Keying
  • QAM Quadrature Amplitude Modulation
  • the adaptive digital filter of the present invention realizes the functions of the digital filter in hardware using individual components, such as ASIC (Applicati on Specinc Integrated Circuit)-FPGA (Field Programmable uate Array). It can be realized with a computer such as DPS (Digital Signal Processor) and a program.
  • the program is provided by being recorded on a recording medium such as a magnetic disk or semiconductor memory readable by a computer, read by the computer when the computer is started up, and the computer is controlled by controlling the operation of the computer. Function as an adaptive digital filter in the above-described embodiment.
  • the adaptive digital filter according to the present invention is useful as an adaptive digital filter using the CMA algorithm, and is particularly suitable for use in a multipath equalizer of an FM receiver.

Landscapes

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  • Noise Elimination (AREA)

Abstract

　入力端子（３０１）には、１つの実信号から生成した互いに位相が９０度ずれた２つの信号の一方を実部に他方を虚部に持つ複素信号が入力される。フィルタ部は、この入力信号と実信号のフィルタ係数との畳み込み演算によって複素信号の出力信号を生成して出力端子（３０２）に出力する。共通部（３１８）と個別部（３１９0～３１９N-1）から構成される係数制御部は、出力信号の包絡線の値が目標信号に近づくようにフィルタ係数を更新する。

Description

明 細 書
適応ディジタルフィルタ、 FM受信機、信号処理方法、およびプログラム 技術分野
[0001] 本発明は、適応ディジタルフィルタに関し、特に、 FM (Frequency Modulation)受 信機のマルチノス等化器などに好適に用 、られる適応ディジタルフィルタに関する。 背景技術
[0002] FMラジオ放送やテレビ放送に広く用いられている FM変調波は、正弦波のキャリア 信号を楽音信号により位相変調した信号であり、雑音耐性が高ぐ 15kHzという広帯 域な楽音信号を低!ヽ歪率で伝送することができる。
[0003] しかし、電波が直接到達する経路以外にビルなどで反射し遅延して到達する経路 があるマルチパス伝搬路では、直接波とともに受信される強い反射波の影響により復 調に必要な位相情報が乱され、復調信号に歪が生じる。マルチパス伝搬路のために 生じたこの歪をマルチパス歪と呼ぶ。また、マルチパス伝搬路の特性を補償すること によりマルチパス歪を低減する等化器は、マルチノス等化器あるいはマルチパス歪 キャンセラと呼ばれる。
[0004] マルチパス等化器は、マルチノ ス伝搬路の逆特性を持つフィルタ、すなわち逆フィ ルタに受信信号を通すことで、受信信号におけるマルチパスの影響を補償する。マ ルチパス伝搬路の特性は環境によって変化するため、逆フィルタの特性もその時々 の状態に応じて最適化する必要がある。このため、逆フィルタとしては、一般に適応 ディジタルフィルタが使用される。
[0005] 適応ディジタルフィルタとは、フィルタ係数を環境の変化に応じて自動的に更新す る機能を持つフィルタである。フィルタ係数を各時点毎に計算するアルゴリズムは適 応アルゴリズム（adaptive algorithm)と呼ばれ、代表的なものに LMS (Least Mean Square)アルゴリズムがある。 LMSアルゴリズムは、広い意味で、 2乗平均誤差を最急 降下法に基づいて最小にする方式であり、安定性があり、演算量が少ないという利点 がある。
[0006] また、複素 LMSアルゴリズムと!/、う適応アルゴリズムも知られて!/、る。複素 LMSアル ゴリズムは、入力信号、出力信号、目標信号、およびフィルタ係数がそれぞれ複素量 である場合に、 LMSアルゴリズムを拡張したものであり、例えば、入力が狭帯域高周 波信号であるときに、その同相成分と直角成分を分離して適応する場合に用いられ る。
[0007] 他方、適応ディジタルフィルタを用いて実現される従来の等化器は、その適応のた めに参照信号 (トレーニング信号)を必要とし、通信の中断や冗長な参照信号による 通信効率の低下を招!、て!/、た。
[0008] これに対して、近年開発されたブラインド等化器と呼ばれる等化器は、適応化のた めの参照信号を必要とせず受信信号のみから信号の復元等化を行う。このようなブラ インド等化に適するアルゴリズムをブラインドアルゴリズムと呼び、その代表的なものと して、 CMA (Constant Modulus Algorithm:コンスタントモジュラスアルゴリズム）があ る。
[0009] CMAは、非特許文献 1に示されるように、フィルタ出力の包絡線、高次統計量など 、出力信号に関する統計量を指標として、この指標が目標値に近づくようにフィルタ 係数を更新するアルゴリズム一般を指す。 FM変調のように変調波の振幅が一定で ある定振幅変調波を用いる場合には、非特許文献 2に示されるように、指標として、フ ィルタ出力の包絡線、すなわち振幅を使用し、フィルタを通した後の信号の包絡線の 値と目標値との誤差が最小となるようにフィルタ係数を更新する。これにより、包絡線 の歪の補正に伴い、位相の歪も補正され、マルチパス伝搬路の反射波による影響が 除去される。
[0010] ここで、 CMAは適応アルゴリズムとは別の概念である。 CMAにおいてフィルタ係数 を各時点で計算するための適応アルゴリズムとしては、前述した LMSアルゴリズムな どの適応アルゴリズムが使用される。
[0011] 上述のようにフィルタの出力信号の包絡線の値を一定に制御するためには、包絡 線の値を瞬時に抽出する必要がある。その代表的な手法に複素信号ィ匕処理がある。 複素信号化処理では、或る実信号 flに対して位相が 90度（ π /2)遅れた実信号 12 をヒルベルト変換器などによって生成し、 flを実部に、 12を虚部にもった複素信号 (一 般に解析信号と呼ばれる）を生成する。こうすると、この実信号の包絡線の値は、複 素信号の実部と虚部の 2乗和を計算することによって瞬時に求めることができる。ただ し、フィルタの出力信号に対して複素信号化処理を施すと、係数更新ループ中に複 素信号ィ匕処理による遅延が入ってループの不安定要因になる。そのため、入力信号 に対して複素信号化処理を施す。この場合、入力信号が複素信号となるので、適応 アルゴリズムとして複素 LMSアルゴリズムなど複素量が扱えるアルゴリズムを使用す る。この方法を第 1の従来技術と呼ぶ。
[0012] 第 1の従来技術を用 、た適応ディジタルフィルタの構成を図 1に示す。
[0013] 図 1を参照すると、入力信号 X(k)は図示しないヒルベルト変換器により複素信号とな つている。この複素信号を入力として複素フィルタ係数 W(k)を畳み込み、複素信号の 出力信号 y(k)を得る。複素フィルタ係数 W(k)は、出力信号 y(k)の包絡線の値が予め 規定した目標値に近づくように、複素信号を扱えるように拡張した適応アルゴリズムに より更新される。この適応ディジタルフィルタのアルゴリズムは以下のように表現される
[0014] W(k+l)=W(k)— （ I y(k) I p— yrelD)qy(k)XH(k) "-(1)
y(k)=WT(k)X(k) -(2)
W(k) = [w0(k),wl(k)， · · · ,wN-l(k)]T · · -(3)
X(k) = [x(k),x(k— 1), · · . ,x(k-N+l)]T · · -(4)
ここで、 W(k)はフィルタ係数ベクトル、 X(k)は複素信号ベクトル、 kはサンプルインデ ッタス、 Nはフィルタのタップ数、 y(k)は出力信号、 yrefOは包絡線目標値、 μはフィル タ係数の更新量を決定するパラメータである。また、 Ηは複素共役転置、 Τは転置を それぞれ表す。 p,qは、包絡線目標値に対する誤差の評価関数を定める定数であり、 例えば p=l,q=lとされる。
[0015] 第 1の従来技術では、複素信号化処理を適用することにより位相が 90度（π Ζ2) ずれた 2つの信号を生成した。しかし、特許文献 1および非特許文献 3に見られるよう に、入力信号を標本化する際に搬送周波数の (4Ζ奇数)倍の周波数で標本化すれ ば、隣り合った標本点の位相が 90度ずれるようになる。こうすれば、実数を扱う適応 アルゴリズムをそのまま使用することができ、出力信号の包絡線の値を求める際には 隣り合った標本点の 2乗和を計算すれば良くなる。この方法を第 2の従来技術と呼ぶ [0016] 第 2の従来技術を用いた適応ディジタルフィルタの構成を図 2に示す。
[0017] 図 2を参照すると、入力信号 Xr(k)は実信号であり、この実信号を入力として実信号 のフィルタ係数 Wr(k)を畳み込み、実信号の出力信号 yr(k)を得る。フィルタ係数 Wr(k) は、出力信号 yr(k)の包絡線が予め規定した目標値に近づくように、実係数を扱う適 応アルゴリズムにより更新される。この適応ディジタルフィルタのアルゴリズムは以下の ように表現される。
[0018] Wr(k+1) = Wr(k) - μ (Env[yr(k)] - yrelD)yr(k)Xr(k) · · · (5)
yr(k)=WrT(k)Xr(k) · '·(6)
Env[yr(k)] = (yr2(k-l)+yr2(k))l/2 … )
Wr(k) = Re[W(k)] ー(8)
Xr(k) = Re[X(k)] · '·(9)
ここで、 Wr(k)は実係数ベクトル、 Xr(k)は実信号ベクトル、 Env[ ]は包絡線の近似値 を得る操作、 Re[ ]は複素数の実部を取り出す操作、 yr(k)は実数出力信号をそれぞ れ表す。
[0019] ところで、図 1に示した適応ディジタルフィルタでは、入力信号 X(k)、フィルタ係数 W( k)、出力信号 y(k)など、ほとんど全ての信号処理が複素数で行われる。複素数の乗 算 1回は、実数の乗算 4回と加算 2回に相当する。 FM受信機用のマルチパス等化器 では、多くのタップを有するフィルタの畳み込み演算および係数更新演算を、短いサ ンプリング周期毎に実行しなければならないため、演算量が膨大になるという課題が ある。
[0020] 他方、図 2に示した適応ディジタルフィルタでは、サンプリング周波数が中間周波信 号の中心周波数からみて正確に (4Z奇数)倍であれば、包絡線の計算精度も高ぐ 図 1の適応ディジタルフィルタと同等の性能が得られ、し力も演算量が約 25%に削減 できる。し力しながら、サンプリング周波数の制限が厳しぐ任意のサンプリング周波 数で設計できないという課題がある。もし、サンプリング周波数が中間周波信号の中 心周波数の (4Z奇数)倍力 ずれると、包絡線の計算精度が低下するため、マルチ パス等化能力が劣化する。 特許文献 1：特開 2005-64618号公報
非特許文献 1 : C.Richard Johson, Jr.、 P.Schniter、 T.J.Endres, J.D.Behm.D.R.Brow n、 Raul A.Casas、 "Blind Equalization Using the Constant Modulus Criterio n:
A Reviewゝ〃 Proceedings of IEEE、 Vol.86、 No.l0、 Oct.1998.
非特許文献 2 :J.R.Treichler, and B.G.Agee, "A New Approach to Multipath
Correction of constant Modulus Signals IEEE ransactions on Acoustics, S peech, and Signal Processing, Vol.31, No.2,pp.459-472,Apr.l983.
非特許文献 3 :伊丹 誠， 羽鳥 光俊， 塚本 憲男， 〃FMマルチパスひずみキャンセ ラの試作," 1986年テレビジョン学会全国大会 355ページから 356ページ
発明の開示
[0021] 本発明は、このような事情に鑑みて提案されたものであり、その目的は、サンプリン グ周波数に対する制限がなぐかつ演算量を削減することのできる適応ディジタルフ ィルタを提供することにある。
[0022] 本発明の第 1の適応ディジタルフィルタは、複素信号を入力信号とし、該入力信号 と実信号のフィルタ係数との畳み込み演算によって複素信号の出力信号を生成して 出力するフィルタ部と、前記出力信号力 導出した指標値と目標信号との誤差に基 づいて前記フィルタ係数を制御する係数制御部とを備えることを特徴とするものであ る。
[0023] 本発明の第 2の適応ディジタルフィルタは、第 1の適応ディジタルフィルタにおいて 、前記フィルタ部は、 1つの実信号力も生成した互いに位相が 90度ずれた 2つの信 号の一方を実部に他方を虚部に持つ複素信号を前記入力信号とすることを特徴とす るものである。
[0024] 本発明の第 3の適応ディジタルフィルタは、第 1の適応ディジタルフィルタにおいて 、前記係数制御部は、前記出力信号の包絡線の値を前記指標値とすることを特徴と するものである。
[0025] 本発明の第 4の適応ディジタルフィルタは、第 1の適応ディジタルフィルタにおいて 、前記係数制御部は、前記指標値と前記目標信号との誤差に応じた実信号を生成し て出力する共通部と、前記フィルタ部における前記畳み込み演算用の各乗算器毎に 設けられ、対応する乗算器に入力される複素信号を実数ィ匕した信号と前記共通部か ら入力される前記実信号と現在の実フィルタ係数とに基づいて次サンプリング周期で 使用する実フィルタ係数を算出する複数の個別部とを含むことを特徴とするものであ る。
[0026] 本発明の FM受信機は、第 1の適応ディジタルフィルタと、中間周波数に変換され ディジタル化された FM変調信号をヒルベルト変換して生成した複素信号を前記適応 ディジタルフィルタに入力するヒルベルト変^^とを備えたことを特徴とするものであ る。
[0027] 本発明の第 1の信号処理方法は、（a)複素信号を入力信号とし、該入力信号と実 信号のフィルタ係数との畳み込み演算によって複素信号の出力信号を生成して出力 するステップと、（b)前記出力信号から導出した指標値と目標信号との誤差に基づ!、 て前記フィルタ係数を制御するステップとを含むことを特徴とするものである。
[0028] 本発明の第 2の信号処理方法は、第 1の信号処理方法において、前記ステップ (a) では、 1つの実信号力 生成した互いに位相が 90度ずれた 2つの信号の一方を実部 に他方を虚部に持つ複素信号を前記入力信号とすることを特徴とするものである。
[0029] 本発明の第 3の信号処理方法は、第 1の信号処理方法において、前記ステップ (b) では、前記出力信号の包絡線の値を前記指標値とすることを特徴とするものである。
[0030] 本発明の第 4の信号処理方法は、第 1の信号処理方法において、前記ステップ (b) は、前記指標値と前記目標信号との誤差に応じた実信号を生成する共通処理と、前 記ステップ (a)における前記畳み込み演算用の各乗算器毎に行われ、対応する乗算 器に入力される複素信号を実数化した信号と前記共通処理で生成した前記実信号 と現在の実フィルタ係数とに基づいて次サンプリング周期で使用する実フィルタ係数 を算出する複数の個別処理とを含むことを特徴とするものである。
[0031] 本発明にあっては、フィルタ係数は実信号である力 入力信号が互いに位相が 90 度ずれた 2つの信号の一方を実部に他方を虚部に持つ複素信号である。そのため、 入力信号とフィルタ係数との畳み込み演算によって生成される出力信号も互 、に位 相が 90度ずれた 2つの信号の一方を実部に他方を虚部に持つ複素信号になる。そ のため、第 1の従来技術と同様に出力信号の包絡線の値を瞬時かつ正確に求めるこ とができ、かつ第 2の従来技術のようなサンプリング周波数の制約はない。また、フィ ルタ係数を実数にしたことにより、演算量の大幅な削減が可能となる。さらに、入力信 号である複素信号の実部と虚部は、互いに位相が 90度ずれているだけで、もともと は同じ 1つの実信号から生成されたものであり、複素信号ィ匕している理由は出力信号 の包絡線の値などの指標値を瞬時に計算できるようにするために他ならな 、。このた め、適応ディジタルフィルタとしてのフィルタ性能は、入力信号の実部および虚部を 扱う第 1の従来技術ならびに入力信号の実部（あるいは虚部）のみ扱う第 2の従来技 術に比べて劣化することはない。
図面の簡単な説明
[0032] [図 1]第 1の従来技術に係る適応ディジタルフィルタの構成を示すブロック図である。
[図 2]第 2の従来技術に係る適応ディジタルフィルタの構成を示すブロック図である。
[図 3]本発明の実施形態に係る適応ディジタルフィルタの構成を示すブロック図であ る。
[図 4]本発明の実施形態に係る適応ディジタルフィルタの動作を説明するフローチヤ ートである。
[図 5]本発明の実施形態に係る FM受信機の構成を示すブロック図である。
[図 6]本発明の実施形態に係る適応ディジタルフィルタの変形例の構成を示すブロッ ク図である。
[図 7]本発明の実施形態に係る適応ディジタルフィルタの変形例の構成を示すブロッ ク図である。
[図 8]本発明の実施形態に係る適応ディジタルフィルタの変形例の構成を示すブロッ ク図である。
発明を実施するための最良の形態
[0033] 以下に、本発明の実施形態について図面を参照して説明する。
[0034] 図 3を参照すると、本発明の実施形態に係る適応ディジタルフィルタは、入力端子 3 01に加わる複素信号 (複素入力信号)と実信号のフィルタ係数 (実フィルタ係数)との 畳み込み演算によって複素信号の出力信号 (複素出力信号)を生成し出力端子 302 に出力するフィルタ部と、複素出力信号力 導出した指標値 (本実施形態の場合は 包絡線の値)と目標信号との誤差に基づ 、てフィルタ係数を制御する係数制御部と を備えている。図中のブロック（後述の共通部 318)と N個のブロック (後述の個別部 3 19〜319 )の部分が係数制御部を構成し、それ以外の部分がフィルタ部を構成
0 N-1
する。ここで、複素入力信号は、 1つの実信号から生成した互いに位相が 90度ずれ た 2つの信号の一方を実部に他方を虚部に持つ複素信号である。
[0035] フィルタ部は、タップ数が N、すなわちフィルタ係数が N個の FIR (Finite Impulse
Response)型フィルタである。このフィルタ部は、それぞれ 1サンプリング周期の遅延を 与える N— 1個の遅延器 330〜330 力もなるタップつき遅延線と、複素入力信号
1 N-1
および各遅延器 330〜330 の出力信号に対してフィルタ係数を乗ずるための N個
1 N-1
の乗算器 336〜336 と、これら N個の乗算器 336〜336 の乗算結果を順次カロ
0 N-1 0 N-1 算する N—1個の加算器 337〜337 とから構成されている。
1 N-1
[0036] また、係数制御部は、適応アルゴリズムとして LMSを使用し、全てのフィルタ係数の 制御に共通な共通部 318と、個々のフィルタ係数の制御毎の個別部 319〜319 と
0 N-1 から構成される。
[0037] 共通部 318は、フィルタ部の出力である複素出力信号を入力し、複素出力信号の 包絡線の値を実部と虚部の 2乗和により計算して出力する絶対値回路 308と、包絡 線が収束すべき値、すなわち包絡線目標値を発生する包絡線目標値発生回路 305 と、絶対値回路 308で求められた包絡線の値力ゝら包絡線目標値を減じた値を出力す る減算器 307と、複素出力信号を入力しその実部のみを抽出して出力する実部抽出 回路 309と、減算器 307の出力と実部抽出回路 309の出力とを乗じた結果を出力す る乗算器 310と、フィルタ係数の更新量を決定するパラメータであるステップサイズを 発生するステップサイズ発生回路 303と、乗算器 310の出力とステップサイズとを乗じ た結果を各個別部 319〜319 に出力する乗算器 311とから構成されている。
0 N-1
[0038] ここで、本実施形態の場合、フィルタ係数は複素数でなく実数になって 、るため、ス テツプサイズ発生回路 303で発生するステップサイズを、複素フィルタ係数を使用す る場合のステップサイズの約 4倍に設定している。これにより、複素フィルタ係数を使 用する場合と収束速度を同等にすることができる。
[0039] また、各個別部 319〜319 は、複素入力信号あるいはタップつき遅延線上の対 応する遅延器 330〜330 の出力信号を入力し、その複素信号の実部のみを抽出
1 N-1
して出力する実部抽出回路 335〜335 と、共通部 318から入力した信号と実部抽
0 N-1
出回路 335〜335 で抽出された実部とを乗じた結果を出力する乗算器 331〜33
0 N-1 0
1 と、乗算器 336〜336 に与えられて！/ヽるフイノレタ係数と乗算器 331〜331
N-1 0 N-1 0 N-1 の出力とを加算して次サンプリング周期で使用するフィルタ係数を出力する加算器 3 33〜333 と、このカロ算器 333〜333 の出力を 1サンプリング周期だけ遅延させ
0 N-1 0 N-1
て乗算器 336〜336 に出力する遅延器 334〜334 とから構成されている。
0 N-1 0 N-1
[0040] 本実施形態の適応ディジタルフィルタのアルゴリズムは以下のように表現される。
[0041] Wr(k+l)=Wr(k)—/z ( I y(k) I p—yre!D)qRe[y(k)]Re[X(k)] 〜(10)
y(k)=WrT(k)X(k) 〜(11)
ここで、 Wr(k)は実係数ベクトル、 X(k)は複素信号ベクトル、 Re[ ]は複素数の実部を 取り出す操作、 y(k)は複素出力信号、 kはサンプルインデックス、 yrefOは包絡線目標 値、 μはフィルタ係数の更新量を決定するパラメータである。 p,qは、包絡線目標値に 対する誤差の評価関数を定める定数であり、例えば、 p=l,q=lとされる。
[0042] 次に、本実施形態の適応ディジタルフィルタの動作を説明する。
[0043] 図 4は、本実施形態の適応ディジタルフィルタの動作を説明するフローチャートであ る。
[0044] 図 4を参照すると、入力端子 301からの新たな複素入力信号の入力処理 Sl、適応 等化処理 S2、出力端子 302への複素出力信号の出力処理 S3、およびパラメータ更 新処理 S4が繰り返される。適応等化処理 S2は、前記式 (11)に基づく処理であり、パ ラメータ更新処理 S4は前記式 (10)に基づく処理である。以下、各々の動作を詳しく説 明する。
[0045] まず、適応等化処理 S2について説明する。
[0046] 入力端子 301に入力された複素入力信号は、乗算器 336および実部抽出回路 33
0
5に供給されると同時に、 1サンプリング周期の遅延を生じる遅延器 330〜330 か
0 1 N-1 らなるタップつき遅延線に供給される。遅延器 330〜330 に供給された複素信号
1 N-1
は、 1クロック毎に隣接する遅延器に転送され、各遅延器 330〜330 の出力信号
1 N-1
は、対応する乗算器 336〜336 および対応する実部抽出回路 335〜335 に供 給される。
[0047] 乗算器 336では、入力端子 301から入力された複素信号に、遅延器 334力も供
0 0 給された実数フィルタ係数を乗じ、結果を加算器 337に供給する。乗算器 336〜3
1 1
36 では、対応する遅延器 330〜330 から供給された複素信号に、対応する遅
N-1 1 N-1
延器 334〜334 力も供給された実数フィルタ係数を乗じ、結果を加算器 337〜3
1 N-1 1
37 に供給する。加算器 337〜337 は、乗算器 336〜336 力も受けた複素信
N-1 1 N-1 0 N-1
号を全て加算し、結果を出力端子 302に供給すると同時に、絶対値回路 308および 実部抽出回路 309に供給する。こうして、複素入力信号と実信号のフィルタ係数との 畳み込み演算によって複素信号の出力信号が生成され、出力される。
[0048] 次に、パラメータ更新処理 S4について説明する。
[0049] 絶対値回路 308は、複素出力信号を受けて、その絶対値を計算し、結果を包絡線 の値として減算器 307へと伝達する。包絡線目標値発生器 305は、包絡線目標値を 発生し、減算器 307へと伝達する。減算器 307は、包絡線目標値発生器 305から受 けた包絡線目標値を、絶対値回路 308から受けた信号力も減算し、結果を乗算器 3 10へと伝達する。実部抽出回路 309は、複素出力信号を受けて、その実部のみを抽 出し、結果を乗算器 310へと伝達する。乗算器 310は、減算器 307から受けた信号 に、実部抽出回路 309から受けた信号を乗じて、結果を乗算器 311へと伝達する。ス テツプサイズ発生回路 303は、フィルタ部内のフィルタ係数更新の量を決定するパラ メータであるステップサイズを発生し、乗算器 311へと供給する。乗算器 311は、乗算 器 310から受けた信号に、ステップサイズ発生回路 303から供給されたステップサイ ズを乗じて、結果を各個別部 319〜319 へと伝達する。
0 N-1
[0050] 各個別部 319〜319 においては、乗算器 311から供給された信号は、乗算器 3
0 N-1
31〜331 に伝達される。実部抽出回路 335〜335 はそれぞれ、対応する遅延
0 N-1 0 N-1
器 330〜330 または入力端子 301から供給された複素信号の実部を抽出し、対
1 N-1
応する乗算器 331〜331 へと伝達する。乗算器 331〜331 はそれぞれ、対応
0 N-1 0 N-1
する実数部抽出回路 335〜335 から供給された実数信号と、共通部 318から供
0 N-1
給された実数信号を乗じて、結果を、対応する加算器 333〜333 へと伝達する。
0 N-1
加算器 333〜333 はそれぞれ、対応する乗算器 331〜331 力も受けた実数信 号に、対応する遅延器 334〜334 から供給された実数フィルタ係数を加算し、結
0 N-1
果を次サンプルのフィルタ係数として、対応する遅延器 334〜334 へと伝達する。
0 N-1
遅延器 334〜334 はそれぞれ、対応する加算器 333〜333 力も受けた実数フ
0 N-1 0 N-1
ィルタ係数を 1サンプル遅延させて、対応する乗算器 336〜336 へと供給するとと
0 N-1
もに、対応する加算器 333〜333 へと伝達する。
0 N-1
[0051] 次に、本実施形態の効果を説明する。
[0052] 図 3から明らかなように、本実施形態の適応ディジタルフィルタでは、多くの信号が 複素数ではなぐ実数になっている。信号が複素数でなぐ実数になることにより、図 1に示した第 1の従来技術と比較して、演算量は大きく削減される。何故なら、第 1の 従来技術による適応ディジタルフィルタでは、すべての信号が複素数であるために、 すべての乗算器において、複素数どうしの乗算を行うのに対し、本実施形態では、乗 算器 336〜336 では複素数と実数の乗算になり、乗算器 331〜331 では実数
0 N-1 0 N-1 どうしの乗算になる力もである。複素数どうしの乗算は、実数どうしの乗算 4回と実数 どうしの加算 2回に相当するのに対し、複素数と実数の乗算は、実数どうしの乗算 2 回にし力 4目当しない。さらに、実数どうしの乗算になった場合には、実数どうしの乗算 1回にし力相当しない。
[0053] 従って、第 1の従来技術で複素数どうしの乗算が行われていた箇所が、複素数と実 数の乗算を行う乗算器 336〜336 に置き換わったことにより、実数どうしの乗算の
0 N-1
N回分相当が削減される。また、第 1の従来技術で複素数どうしの乗算が行われてい た箇所が、実数どうしの乗算を行う乗算器 331〜331 に置き換わったことにより、
0 N-1
実数どうしの乗算の 3N回分相当、および、実数どうしの加算の 2N回分相当が削減 される。さらに、実部抽出回路 335〜335 の部分は、第 1の従来技術では複素共
0 N-1
役器が必要であったため、虚数部の符号を伝達しな 、分だけ演算量は削減される。
[0054] 以上のことから本実施形態では、第 1の従来技術の約 40%の演算量まで削減する ことができる。
[0055] また、本実施形態では、フィルタ部の出力信号は複素数で得られるため、出力信号 の包絡線の値、すなわち振幅は、図 3の絶対値回路 308の出力信号として瞬時かつ 正確に得られる。したがって、本実施形態によれば、第 2の従来技術におけるような サンプリング周波数の制約はな 、。
[0056] 図 5を参照すると、本実施形態に係る FM受信機は、アンテナ 101と、無線周波数 中間周波数変^^ 102と、アナログディジタル変 l03と、自動利得制御器 104と 、ヒルベルト変翻 105と、マルチパスキャンセラ 106と、復調器 107と力 構成され ている。また、マルチパスキャンセラ 106として、第 1の実施形態の適応ディジタルフィ ルタが使用されている。
[0057] アンテナ 101で受信された FM変調波は、無線周波数中間周波数変換器 102にお いて、中間周波数帯域の信号に変換され、アナログディジタル変換器 103に伝達さ れる。
[0058] アナログディジタル変換器 103は、無線周波数中間周波数変換器 102から伝達さ れたアナログ信号を適切なサンプリング周波数でサンプリングしてディジタル信号へ と変換し、自動利得制御器 104へと伝達する。
[0059] 自動利得制御器 104は、包絡線の値を指標とする CMAアルゴリズムに悪影響を与 えない範囲で出力信号の振幅が一定範囲内に収まるような利得を乗じた結果を、ヒ ルベルト変翻 105へと伝達する。
[0060] ヒルベルト変換器 105は、自動利得制御器 104から伝達された信号を解析信号、 すなわち互!、に位相が 90度ずれた 2つの信号の一方を実部に他方を虚部に持つ複 素信号へと変換して、マルチノスキャンセラ 106へと伝達する。
[0061] マルチパスキャンセラ 106は、ヒルベルト変換器 105から伝達された複素入力信号 を入力し、図 3を参照して説明したような動作によって多重反射の影響を低減した信 号に変換して復調器 107へと伝達する。なお、図 3の適応ディジタルフィルタの出力 端子 302からは複素出力信号が出力されるが、その実部のみを抽出して復調器 107 に出力する力、あるいはその虚部のみを抽出し符号を反転して復調器 107に出力す る。
[0062] 復調器 107は、マルチパスキャンセラ 106から伝達された信号の FM復調を行い、 音声周波数帯域の信号を出力する。
[0063] 以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明は以上の実施形態にのみ 限定されず、以下に述べるような各種の付加変更が可能である。 [0064] 本実施形態では、実部抽出回路 335〜335 および実部抽出回路 309を使用し
0 N-1
た力 これらの全部または一部を図 6に示されるように虚部抽出反転回路 335'〜33
0
5' 、 309'で置換しても良い。虚部抽出反転回路とは、入力された複素信号の虚部
N-1
のみを抽出し、その符号を反転させた値を出力する回路である。本実施形態の適応 ディジタルフィルタの入力端子 301に加わる複素入力信号は、 1つの実信号から生 成した互いに位相が 90度ずれた 2つの信号の一方を実部に他方を虚部に持つ複素 信号としたものであるので、虚部抽出反転回路を使用しても同様の効果がある。
[0065] 本実施形態では、フィルタ係数はすべて実数、すなわちスカラー値としたが、演算 量の削減効果は低下するものの、一部のフィルタ係数を複素数にすることも可能であ る。また、実抽出回路 309を図 7に示されるように乗算器 310の出力側に移動したり、 図 8に示されるように乗算器 311の出力側に移動したりして、乗算器 310、 311で複 素数による演算を行うようにしても良 、。
[0066] 本実施形態では、フィルタ部として FIR型のフィルタを用いた力 IIR型のフィルタを 使用することちできる。
[0067] 本実施形態では、適応アルゴリズムとして、 LMSアルゴリズムを用いた力 この他、 逐次最, Jヽニ来法 (Recursive Least Squares Algorithm)、琅 /J、二乗 (Least Squar es Algorithm)、ァフィン射影法（Affine Projection Algorithm)、勾配法（Gradient Algorithm)などの各種の適応アルゴリズムを用いることもできる。これらの適応アルゴ リズムによるフィルタ係数更新の際の乗算回数が、 LMS型アルゴリズムより多 、場合 には、フィルタ係数を実数ィ匕したことによる演算量削減の効果はさらに大きくなる。
[0068] 本実施形態では、 FM変調を対象した力 PSK (Phase Shift Keying)など他の定 振幅変調にも、本発明の構成が適用できることは明らかである。また、マルチレベル CMAを用いれば、 QAM (Quadrature Amplitude Modulation)のような変調方式に も適用可能であることは明らかである。また、非特許文献 1で示されているコンスタント モジュラスアルゴリズムのうち、出力信号が複素数であるものなどにも適用できること は明らかである。
[0069] 本実施形態では、包絡線を指標とする CMAを対象に説明してきたが、非特許文献 1に示されるように、出力信号力 導出される他の統計量を指標とした場合にも、本発 明が適用できることは明らかである。
[0070] 本発明の適応ディジタルフィルタは、その有する機能を個別部品、 ASIC (Applicati on Specinc Integrated Circuit) - FPGA (Field Programmable uate Array)なと を使用してハードウェア的に実現することは勿論、 DPS (Digital Signal Processor)な どのコンピュータとプログラムとで実現することができる。プログラムは、コンピュータに 読取可能な磁気ディスクや半導体メモリ等の記録媒体に記録されて提供され、コンビ ユータの立ち上げ時などにコンピュータに読み取られ、そのコンピュータの動作を制 御することにより、そのコンピュータを前述した実施形態における適応ディジタルフィ ルタとして機能させる。
産業上の利用可能性
[0071] 以上のように、本発明に係る適応ディジタルフィルタは、 CMAアルゴリズムを用い た適応ディジタルフィルタとして有用であり、特に、 FM受信機のマルチパス等ィ匕器に 用いるのに適している。

Claims

請求の範囲
[1] 複素信号を入力信号とし、該入力信号と実信号のフィルタ係数との畳み込み演算 によって複素信号の出力信号を生成して出力するフィルタ部と、
前記出力信号力 導出した指標値と目標信号との誤差に基づいて前記フィルタ係 数を制御する係数制御部とを備える適応ディジタルフィルタ。
[2] 前記フィルタ部は、 1つの実信号力も生成した互いに位相が 90度ずれた 2つの信 号の一方を実部に他方を虚部に持つ複素信号を前記入力信号とする、請求項 1に 記載の適応ディジタルフィルタ。
[3] 前記係数制御部は、前記出力信号の包絡線の値を前記指標値とする、請求項 1に 記載の適応ディジタルフィルタ。
[4] 前記係数制御部は、
前記指標値と前記目標信号との誤差に応じた実信号を生成して出力する共通部と 前記フィルタ部における前記畳み込み演算用の各乗算器毎に設けられ、対応する 乗算器に入力される複素信号を実数化した信号と前記共通部から入力される前記実 信号と現在の実フィルタ係数とに基づいて次サンプリング周期で使用する実フィルタ 係数を算出する複数の個別部とを含む、請求項 1に記載の適応ディジタルフィルタ。
[5] 請求項 1に記載の適応ディジタルフィルタと、
中間周波数に変換されディジタル化された FM変調信号をヒルベルト変換して生成 した複素信号を前記適応ディジタルフィルタに入力するヒルベルト変換器とを備える FM受信機。
[6] (a)複素信号を入力信号とし、該入力信号と実信号のフィルタ係数との畳み込み演 算によって複素信号の出力信号を生成して出力するステップと、
(b)前記出力信号から導出した指標値と目標信号との誤差に基づ!、て前記フィル タ係数を制御するステップとを含む信号処理方法。
[7] 前記ステップ (a)では、 1つの実信号力も生成した互いに位相が 90度ずれた 2つの 信号の一方を実部に他方を虚部に持つ複素信号を前記入力信号とする、請求項 6 に記載の信号処理方法。
[8] 前記ステップ (b)では、前記出力信号の包絡線の値を前記指標値とする、請求項 6 に記載の信号処理方法。
[9] 前記ステップ (b)は、
前記指標値と前記目標信号との誤差に応じた実信号を生成する共通処理と、 前記ステップ (a)における前記畳み込み演算用の各乗算器毎に行われ、対応する 乗算器に入力される複素信号を実数化した信号と前記共通処理で生成した前記実 信号と現在の実フィルタ係数とに基づいて次サンプリング周期で使用する実フィルタ 係数を算出する複数の個別処理とを含む、請求項 6に記載の信号処理方法。
[10] コンピュータを、
複素信号を入力信号とし、該入力信号と実信号のフィルタ係数との畳み込み演算 によって複素信号の出力信号を生成して出力するフィルタ部と、
前記出力信号力 導出した指標値と目標信号との誤差に基づいて前記フィルタ係 数を制御する係数制御部と、として機能させるためのプログラム。
[11] 前記フィルタ部は、 1つの実信号力も生成した互いに位相が 90度ずれた 2つの信 号の一方を実部に他方を虚部に持つ複素信号を前記入力信号とする、請求項 10に 記載のプログラム。
[12] 前記係数制御部は、前記出力信号の包絡線の値を前記指標値とする、請求項 10 に記載のプログラム。
[13] 前記係数制御部は、
前記指標値と前記目標信号との誤差に応じた実信号を生成して出力する共通部と 前記フィルタ部における前記畳み込み演算用の各乗算器毎に設けられ、対応する 乗算器に入力される複素信号を実数化した信号と前記共通部から入力される前記実 信号と現在の実フィルタ係数とに基づいて次サンプリング周期で使用する実フィルタ 係数を算出する複数の個別部とを含む、請求項 10に記載のプログラム。
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