TWI723533B

TWI723533B - 零電壓切換返馳式電源轉換裝置及零電壓切換返馳式電源轉換方法

Info

Publication number: TWI723533B
Application number: TW108132489A
Authority: TW
Inventors: 彭左任; 王思浩
Original assignee: 群光電能科技股份有限公司
Priority date: 2019-02-01
Filing date: 2019-09-09
Publication date: 2021-04-01
Also published as: TW202135440A; TW202037051A; TW202037053A; TWI774209B; TWI728543B; TW202030487A; TWI720681B; TWI726482B; TW202030961A

Abstract

一種返馳式電源轉換裝置，其包括：一變壓電路、一箝位減振電路、一第一開關、一減壓電路以及一第二開關。箝位減振電路與第一開關耦接變壓電路。減壓電路與第二開關串接在箝位減振電路與變壓電路之間。其中，藉由第一開關的切換，變壓電路轉換一輸入電源以產生一第一轉換電壓並使箝位減振電路儲存一感應能量。並且，於第二開關導通時，箝位減振電路經由減壓電路對變壓電路釋放感應能量，以致變壓電路根據感應能量產生一第二轉換電壓。

Description

零電壓切換返馳式電源轉換裝置及零電壓切換返馳式電源轉換方法

本發明是關於一種電源裝置，特別是關於一種返馳式電源轉換裝置及返馳式電源轉換方法。

隨著科技的發展，電子裝置在我們日常生活中佔有極重要的地位，而這些電子裝置所仰賴的動力來源，仍然是以直流電源為主。然而，市電主要為交流電源。因此，電子裝置多會經由適配器耦接交流電源，並藉由適配器中的電源轉換裝置將市電的交流電源轉換成為直流電源，以供應其運作所需之電力。

在電源轉換裝置的應用中，以返馳式(Flyback Converter)電路架構最為常見。返馳式電源轉換裝置具有電路隔離、結構簡單、成本低廉等優點。返馳式電源轉換裝置主要有主動箝位返馳式(Active Clamp Flyback，ACF)電源轉換裝置與被動箝位返馳式電源轉換裝置(或稱非主動箝位返馳式電源轉換裝置)。為了將適配器小型化，主動箝位返馳式電源轉換裝置為越來越受重視的電源轉換技術。

主動箝位返馳式電源轉換裝置是將被動箝位返馳式電源轉換裝置的緩衝(Snubber)二極體使用輔助開關取代，以降低切換損失，進而提升轉換器的整體效率。在使用上，為了有較佳的效率，主動箝位返馳式電源轉換裝置在輕載時會操作在返馳模式(Flyback Mode)(即輔助開關未動作)，而重載時則操作在主動模式(Active Mode)(即輔助開關動作)。然而，在輔助開關動作時，二次側會產生突波電流，因而使得內部組件受損。

在一實施例中，一種返馳式電源轉換裝置，其包括：一變壓電路、一箝位減振電路、一第一開關、一減壓電路以及一第二開關。箝位減振電路與第一開關耦接變壓電路。減壓電路與第二開關串接在箝位減振電路與變壓電路之間。其中，藉由第一開關的切換，變壓電路轉換一輸入電源以產生一第一轉換電壓並使箝位減振電路儲存一感應能量。並且，於第二開關導通時，箝位減振電路經由減壓電路對變壓電路釋放感應能量，以致變壓電路根據感應能量產生一第二轉換電壓。

在一實施例中，一種返馳式電源轉換方法，其包括：儲存一轉換能量於一變壓電路的一次側繞組中、將儲存於一次側繞組的轉換能量傳遞至變壓電路的二次側繞組並使儲能元件儲存一感應能量、以及經由一降壓元件對一次側繞組釋放儲能元件儲存的感應能量。

綜上所述，根據本發明之返馳式電源轉換裝置及返馳式電源轉換方法，其能避免箝位減振電路經由輔助開關(即第二開關)釋能時造成二次側產生突波電流，進而減少對內部組件的衝擊以延長產品的使用時間、回存感應能量以提升產品效率，並能選用相對低的半導體額定電壓或電流值之組件以降低成本。

10:返馳式電源轉換裝置

101:輸入端

102:輸出端

110:變壓電路

120:箝位減振電路

130:第一開關

140:減壓電路

150:第二開關

160:第一整流濾波電路

20:第二整流濾波電路

30:脈波寬度調變控制器

40:回授控制器

Vi:輸入電源

Vo:輸出電壓

S1:第一開關訊號

S2:第二開關訊號

N1:一次側繞組

N2:二次側繞組

LK:漏感

C1:儲能元件

C2:輸出電容

R1:電阻

D1:順向導通元件

D2:順向導通元件

D3:順向導通元件

N3:降壓元件

t11:第一時間

t12:第二時間

t13:第三時間

t21:第一時間

t22:第二時間

t23:第三時間

Vc1:電壓

Vlk:感應電壓

V1:感應電壓

V2:轉換電壓

V3:感應電壓

Vac:交流電源

AD:適配器

ED:電子裝置

S21~S23:步驟

圖1為一實施例之返馳式電源轉換裝置的功能方塊圖。

圖2為另一實施例之返馳式電源轉換裝置的功能方塊圖。

圖3為圖1之返馳式電源轉換裝置的一示範例的概要電路圖。

圖4為圖2之返馳式電源轉換裝置的一示範例的概要電路圖。

圖5為在圖3之返馳式電源轉換裝置的主動模式下開關訊號的時序圖。

圖6為一實施例之返馳式電源轉換方法的流程圖。

圖7至圖9為圖3之返馳式電源轉換裝置的主動模式的作動示意圖。

圖10為圖9之返馳式電源轉換裝置的等效電路圖。

圖11為在圖3之返馳式電源轉換裝置的返馳模式下開關訊號的時序圖。

圖12為圖3之返馳式電源轉換裝置的返馳模式的一步驟的作動示意圖。

圖13為一實施例之適配器的功能方塊圖。

參照圖1，一種返馳式電源轉換裝置10，其包括：一變壓電路110、一箝位減振電路120、一第一開關130、一減壓電路140以及一第二開關150。

箝位減振電路120耦接變壓電路110的一次側。於此，箝位減振電路120與變壓電路110的一次側並聯，即箝位減振電路120耦接在變壓電路110的一次側的第一端與第二端之間。並且，變壓電路110的一次側的第一端更耦接至輸入端101。

第一開關130耦接在變壓電路110的一次側的第二端與接地之間。於此，藉由第一開關130的切換，變壓電路110轉換一輸入電源Vi以產生一轉換電壓(以下稱第一轉換電壓)並使箝位減振電路120儲存一感應能量。

箝位減振電路120與變壓電路110的一次側的第二端之間更耦接有一釋能路徑。而減壓電路140與第二開關150則設置在釋能路徑上。換言之，減壓電路140耦接在箝位減振電路120與變壓電路110的一次側的第二端之間。第二開關150則與減壓電路140串接在箝位減振電路120與變壓電路110的一次側的第二端之間。於此，第二開關150用以導通或截止此釋能路徑。其中，於第二開關150導通時，箝位減振電路120會經由減壓電路140對變壓電路110釋放感應能量，以致變壓電路110根據感應能量產生另一轉換電壓(以下稱第二轉換電壓)。在一示範例中，減壓電路140耦接在箝位減振電路120與第二開關150的第一端之間，並且第二開關150的第二端耦接變壓電路110的一次側的第二端，如圖1所示。在另一示範例中，箝位減振電路120耦接第二開關150的第一端，並且減壓電路140耦接在第二開關150的第二端與變壓電路110的一次側的第二端之間，如圖2所示。在一些實施例中，第二轉換電壓小於第一轉換電壓。

在一些實施例中，返馳式電源轉換裝置10更包括：一整流濾波電路(以下稱第一整流濾波電路160)。第一整流濾波電路160耦接在變壓電路110的二次側與輸出端102之間。於變壓電路110產生第一轉換電壓時，第一整流濾波電路160接收第一轉換電壓並根據第一轉換電壓產生一輸出電壓Vo於輸出端102。於變壓電路110產生第二轉換電壓時，第一整流濾波電路160因第二轉換電壓小於輸出電壓Vo而截止輸出路徑。

在一些實施例中，參照圖3或圖4，變壓電路110包括一一次側繞組N1以及一二次側繞組N2。一次側繞組N1與二次側繞組N2相互電感耦合。

箝位減振電路120的第一端耦接一次側繞組N1的第一端。箝位減振電路120的第二端耦接減壓電路140(如圖3所示)或耦接第二開關150(如圖4所示)。箝位減振電路120的第三端耦接輸出端102。在一些實施例中，箝位減振電路120包括一儲能元件C1以及一順向導通元件D1。儲能元件C1的一端(即箝位減振電路120的第一端)耦接一次側繞組N1的第一端與輸入端101。儲能元件C1的另一端(即箝位減振電路120的第二端)耦接減壓電路140(如圖3所示)或耦接第二開關150的第一端(如圖4所示)。於此，儲能元件C1的另一端更耦接順向導通元件D1的陰極。順向導通元件D1的陽極(即箝位減振電路120的第三端)耦接一次側繞組N1的第二端。在一些實施例中，箝位減振電路120可更包括一電阻R1，且此電阻R1與儲能元件C1並聯。其中，儲能元件C1可為一電容。

在一些實施例中，第一開關130的第一端耦接一次側繞組N1的第二端。第一開關130的第二端耦接接地。第一開關130的控制端耦接一脈波寬度調變(Pulse Width Modulation，PWM)控制器(圖未示)。其中，第一開關130可為N型金氧半場效電晶體(N-type Metal-Oxide-Semiconductor FET，NMOSFET)；於此，第一開關130的第一端、第二端與控制端分別為汲極、源極與閘極。

在一些實施例中，減壓電路140包括一降壓元件N3。在一示範例中，降壓元件N3耦接在儲能元件C1的另一端與第二開關150的第一端之間，如圖3所示。在另一示範例中，降壓元件N3耦接在第二開關150的第二端與一次側繞組N1的第二端之間，如圖4所示。在一些實施例中，減壓電路140可更包括一順向導通元件D2。順向導通元件D2以電流從儲能元件C1流向一次側繞組N1的第二端的方向為順向的方式耦接在釋能路徑的任意位置上。舉例來說，降壓元件N3、順向導通元件D2與第二開關150依序串接在儲能元件C1的另一端與一次側繞組N1的第二端之間，如圖3所示。或者，第二開關150、順向導通元件D2與降壓元件N3依序串接在儲能元件C1的另一端與一次側繞組N1的第二端之間，如圖4所示。或者，順向導通元件D2、第二開關150與降壓元件N3依序串接在儲能元件C1的另一端與一次側繞組N1的第二端之間(圖未示)。或者，第二開關150、降壓元件N3與順向導通元件D2依序串接在一次側繞組N1的第二端與儲能元件C1的另一端之間(圖未示)。或者，降壓元件N3、第二開關150與順向導通元件D2依序串接在儲能元件C1的另一端與一次側繞組N1的第二端之間(圖未示)。或者，順向導通元件D2、降壓元件N3與第二開關150依序串接在儲能元件C1的另一端與一次側繞組N1的第二端之間(圖未示)。於此，順向導通元件D2限制變壓電路110的輸出電流流經第二開關150的寄生二極體。其中，降壓元件N3可為一輔助繞組。第二開關150可為N型金氧半場效電晶體(N-type Metal-Oxide-Semiconductor FET，NMOSFET)；於此，第一開關130的第一端、第二端與控制端分別為汲極、源極與閘極。在一些實施例中，一次側繞組N1與輔助繞組(即降壓元件N3)可纏繞在同一繞線架上。換言之，一次側繞組N1與輔助繞組具有相同極性。

第一整流濾波電路160包括一次級整流電路。其中，次級整流電路可包括一順向導通元件D3。順向導通元件D3的陽極耦接二次側繞組N2的第一端，而順向導通元件D3的陰極耦接輸出端102。於此，於變壓電路110產生第二轉換電壓時，順向導通元件D3因第二轉換電壓小於輸出電壓Vo而截止。在一些實施例中，第一整流濾波電路160可更包括一次級濾波電路。其中，次級濾波電可包括一輸出電容C2，並且輸出電容C2耦接輸出端102。

在主動模式(Active Mode)的運作上，以圖3所示之電路架構為例，第一開關130的控制端接收一開關訊號(以下稱第一開關訊號S1)，而第二開關150的控制端接收另一開關訊號(以下稱第二開關訊號S2)。第一開關訊號S1與第二開關訊號S2之時序如圖5所示。

參照圖3、圖5及圖6，在第一時間t11期間，第一開關130導通，而第二開關150截止；此時，一次側繞組N1接收輸入電源Vi以儲存一轉換能量於其中(步驟S21)，如圖7所示。於圖7中，箭頭虛線表示電流方向。

在第二時間t12期間，第一開關130截止，且第二開關150截止；此時，儲存在一次側繞組N1中的轉換能量傳遞到二次側繞組N2，即，變壓電路110藉由一次側繞組N1與二次側繞組N2的電磁耦合將輸入電源Vi轉換為一轉換電壓，並且透過順向導通元件D1對儲能元件C1充電以使儲能元件C1儲存一感應能量(步驟S22)，如圖8所示。於此，儲能元件C1上的電壓(Vc1)為NVo+Vlk。其中，N為一次側繞組N1與二次側繞組N2的匝數比，以及Vlk為一次側繞組N1所產生之漏感LK的感應電壓。於圖8中，箭頭虛線表示電流方向。

在第三時間t13期間，第一開關130截止，且第二開關150導通；此時，儲能元件C1經由降壓元件N3對一次側繞組N1釋放所儲存的感應能量並經由一次側繞組N1與二次側繞組N2的電磁耦合傳遞到二次側繞組N2(步驟S23)，如圖9所示。於此，返馳式電源轉換裝置10的等效電路如圖10所示。經由降壓元件N3減壓後，二次側繞組N2所產生的轉換電壓(V2)小於輸出電壓Vo，因此順向導通元件D3截止。於圖9及圖10中，箭頭虛線表示電流方向。其中，V1為一次側繞組N1的感應電壓。

舉例來說，假設輸出電壓Vo固定為20V(伏特)、一次側繞組N1的匝數為6、二次側繞組N2的匝數為1、輔助繞組(即降壓元件N3)的匝數為1，以及漏感LK的感應電壓Vlk為6V。

於第二時間t12期間，儲能元件C1上的電壓Vc1為126V，如下式1。

Vc1=NVo+Vlk=(N1/N2)*Vo+Vlk=(6/1)*20V+6V=126V 式1

於第三時間t13期間，儲能元件C1釋放儲存能量，此時反射到二次側繞組N2的轉換電壓V2為17.66V，如下式2。其中，V3為輔助繞組(即降壓元件N3)的感應電壓。

V2=(Vc1-V3)*(N2/N1)=(126-20)(1/6)=126V 式2

此時，因為輸出電壓Vo為20V，二次側繞組N2的轉換電壓V2為17.66V，因此位於變壓電路110二次側的順向導通元件D3無法導通(即截止)，因此能避免變壓電路110的二次側產生突波電流，並且儲能元件C1所釋放的能量最後會回流到自己本身。

在一些實施例中，返馳式電源轉換裝置10更具有一返馳模式(Flyback Mode)之動作模式。

在返馳模式的運作上，以圖3所示之電路架構為例，第一開關130的控制端接收第一開關訊號S1，而第二開關150的控制端接收第二開關訊號S2。第一開關訊號S1與第二開關訊號S2之時序如圖11所示。於此模式下，第二開關訊號S2為關閉準位，即第二開關150維持截止狀態。而第一開關訊號S1則在導通準位與關閉準位之間交替切換。

參照圖3及圖1，在第一時間t21期間，第一開關130導通，而第二開關150截止；此時，一次側繞組N1接收輸入電源Vi以儲存一轉換能量於其中，如圖7所示。

在第二時間t22期間，第一開關130截止，且第二開關150維持截止；此時，儲存在一次側繞組N1中的轉換能量傳遞到二次側繞組N2，即，變壓電路110藉由一次側繞組N1與二次側繞組N2的電磁耦合將輸入電源Vi轉換為一轉換電壓，並且透過順向導通元件D1對儲能元件C1充電以使儲能元件C1儲存一感應能量，如圖8所示。

在第三時間t23期間，第一開關130再次導通，而第二開關150仍維持截止；此時，輸入能量再次儲存在一次側繞組N1中，而原本儲存在儲能元件C1上的感應能量對電阻R1釋能，如圖12所示。

在一些實施例中，前述之順向導通元件D1~D3可為二極體。

在一些實施例中，參照圖13，前述任一實施例之返馳式電源轉換裝置10適用於一適配器AD。電子裝置ED藉由適配器AD將市電的交流電源Vac轉換成為直流電源(即輸出電壓Vo)，以供應其運作所需之電力。

適配器AD包括前述任一實施例之返馳式電源轉換裝置10、另一整流濾波電路(以下稱第二整流濾波電路20)、脈波寬度調變控制器30以及回授控制器40。第二整流濾波電路20耦接在交流電源Vac與返馳式電源轉換裝置10的輸入端101之間。脈波寬度調變控制器30耦接返馳式電源轉換裝置10的控制端(即第一開關130的控制端與第二開關150的控制端)。回授控制器40耦接返馳式電源轉換裝置10的輸出端102與脈波寬度調變控制器30的回授端。

回授控制器40轉換輸出電壓Vo為回授電壓。脈波寬度調變控制器30根據回授電壓產生第一開關訊號S1與第二開關訊號S2。第二整流濾波電路20接收交流電源Vac並對其進行整流及濾波以產生輸入電源Vi給返馳式電源轉換裝置10。返馳式電源轉換裝置10基於第一開關訊號S1與第二開關訊號S2的控制將輸入電源Vi轉換為輸出電壓Vo並提供給電子裝置ED。其中，脈波寬度調變控制器30可包括模式控制電路及脈波寬度調變產生電路。脈波寬度調變產生電路根據回授電壓產生脈波寬度調變訊號給模式控制電路。模式控制電路根據回授電壓與脈波寬度調變訊號產生第一開關訊號S1與第二開關訊號S2，藉以控制返馳式電源轉換裝置10的運作模式。在一些實施例中，脈波寬度調變控制器30可由單一晶片 (Integrated Circuit，IC)實現。

綜上所述，根據本發明之返馳式電源轉換裝置及返馳式電源轉換方法，其能避免箝位減振電路120經由輔助開關(即第二開關150)釋能時造成二次側產生突波電流，進而減少對內部組件的衝擊以延長產品的使用時間、回存感應能量以提升產品效率，並能選用相對低的半導體額定電壓或電流值之組件以降低成本。