JP2015159710A - エネルギー回収スナバ - Google Patents

Abstract

【課題】フライバック変圧器を含むパワーコンバーター用のエネルギー回収スナバ回路を提供する。【解決手段】パワーコンバーターはスイッチＭ１によって駆動されるフライバック変圧器の１次巻線Ｌ１ａと二次巻線Ｌ１ｂを含み，スナバ回路は、２つのコンデンサＣ１、Ｃ２を含む。２つのコンデンサＣ１、Ｃ２は、スナバ回路がフライバック変圧器の１次巻線Ｌ１ａに接続されている。スイッチＭ１がＯＦＦされたときに１次巻線Ｌ１ａ内を第１の方向に流れる電流によって直列に充電され、変圧器の漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギーを回収し、さらに、変圧器の１次巻線Ｌ１ａ内を第２の方向に流れる電流を発生させるよう並列に放電し、それにより、回収したエネルギーを変圧器に伝送するよう接続されている。【選択図】図５

Description

本発明は、パワーコンバーター用のエネルギー回収スナバに関する。

図１は、損失ＲＣＤスナバ（dissipative RCD snubber）を用いた、フライバックコンバーター(flyback converter)の典型的な構成を示す。該ＲＣＤスナバは、コンポーネントＲ２、Ｒ３、Ｄ１およびＣ１を含む。このスナバは、結合インダクタ（フライバック変圧器）Ｌ１の漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギーを吸収および消散するよう設計されている。典型的な設計において、この種のスナバは、コンバーターのパワー全体の２〜４％を消散させ、そのため、コンバーターの効率が消散分だけ低下する。

該スナバの主たる目的は、スイッチＭ１間の電圧が安全動作制限範囲内となるよう、スイッチＭ１間の電圧を制限し、それにより、結合インダクタの漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギーが、スイッチの電子なだれ（avalanche:アバランシェ）を発生させることを防止することにある。

図２は、図１に示す回路の電流臨界モード（ＢＣＭ：Boundary Condition Mode）での概略的な動作波形を示している。スイッチＭ１のドレイン−ソース電圧は、電流が１次巻線Ｌ１ａ内において減衰し、１つまたは複数の２次巻線Ｌ１ｂ内において増加している間、クランプコンデンサＣ１の電圧と略等しい値に固定される。その後、１次巻線内において電流がゼロまで低下すると、スイッチＭ１のドレイン−ソース電圧は反射２次電圧Ｖｒｅｆｌｅｃｔｅｄへと収束するような減衰振動を示し、電流は出力電圧に比例する割合で減衰する。その後、２次巻線内の電流がゼロまで低下すると、スイッチＭ１のドレイン−ソース電圧が低下し、次のサイクルを開始する。

図３は、ＲＣＤおよび他の損失スナバの使用に対する既知の代替手段を提供するアクティブクランプ（active clamp）フライバックコンバーターを示している。該アクティブクランプフライバックトポロジー（topology:接続形態）において、スイッチＭ２は、スイッチＭ１が導通していないとき（すなわち、ＯＦＦのとき）、導通するよう（すなわち、ＯＮとなるよう）制御され、スイッチＭ１がＯＮのとき、ＯＦＦとなるよう制御される。典型的には、スイッチング損失を低減するため、双方のスイッチがＯＦＦとなるデッドタイムが追加される。

アクティブクランプフライバックにおいて、コンデンサＣ１は、反射２次電圧Ｖｒｅｆｌｅｃｔｅｄと略等しい電圧まで充電される。スイッチＭ１がそのＯＮタイムの終わりにおいてＯＦＦされると、結合インダクタＬ１の漏れインダクタンスと、コンデンサＣ１との間の共振が発生する。コンデンサＣ１は、最初に充電され、その後、放電を開始する。定常状態では、１つの完全なスイッチングサイクルの間に、コンデンサＣ１に供給された数アンペア秒（ampere-seconds）の電荷が、ゼロとならなければならない。そして、共振周期は、コンバーターＯＦＦタイム（すなわち、スイッチＭ１のＯＦＦタイム）よりも長いことが好ましい。

図４は、図３に示す回路の概略的な動作波形を示している。しかしながら、正確な波形は、アクティブクランプによって管理される漏れエネルギーの量およびシステム内の減衰に依存することは理解されるであろう。

理想的には、図４に示すように、１次電流は、コンバーターのＯＦＦタイム間に、１つの共振サイクルを示す。しかしながら、実際には、特に電流臨界モード（ＢＣＭ）で動作するよう設計されたコントローラーを用いた場合、このような状態を実現するのは困難である。典型的には、１次電流は、コンバーターのＯＦＦタイムの間に、複数の共振サイクルを示す。この結果、２次回路内のゼロ電流点において、ジッター（jitter:電気信号のわずかな変動）が発生してしまう。１次巻線内の共振電流は、変圧器の１次巻線内における非常に大きな損失に繋がり、さらに、ジッターの影響はＯＦＦタイムに依存して変動することになる。

これら問題は、ＢＣＭで動作させないことにより解決可能であるが、ＢＣＭは、最新のコントローラーで採用されているバーストモード、バレーカウント（valley counting：谷間計数）および他の技術を用いたときに、負荷範囲全体に渡って比較的低いスイッチング損失を実現することができるため、低パワーコンバーターにとって好ましい動作モードである。さらに、ＢＣＭフライバックコンバーターの同期整流もまた、少ない部品点数（low parts count）によって、比較的容易に実現することができる。

本発明の目的は、上述の従来技術における欠点を克服することにある。

本発明の１つの様態によれば、コンバータースイッチＭ１によって駆動されるフライバック変圧器を含むパワーコンバーター用のエネルギー回収スナバ回路が提供される。該スナバ回路は、
２つのコンデンサＣ１、Ｃ２を含み、
前記２つのコンデンサは、前記スナバ回路が前記フライバック変圧器の１次巻線Ｌ１ａに接続されているとき、
前記スイッチＭ１がＯＦＦされたときに前記１次巻線内を第１の方向に流れる電流によって直列に充電され、前記変圧器の漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギーを回収し、
前記変圧器の前記１次巻線内を第２の方向に流れる電流を発生させるよう並列に放電し、それにより、前記回収したエネルギーを前記変圧器へ伝送することを特徴とする。

よって、変圧器の漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギーの少なくとも一部は、２つのコンデンサによって回収され、その後、変圧器を介して出力に供給される。本様態において、２つのコンデンサが放電すると、１次巻線内を流れる電流が発生し、２次巻線内に追加電流を誘導する。これにより、回収されたエネルギーが出力に供給される。

該構成において、スナバ回路が変圧器の漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギーを出力に供給すると、その後、スナバ回路は、コンバーターの次のスイッチングサイクルまで、非アクティブ化する。これにより、インダクタの１次巻線内の損失を低減することができ、前述の既知のアクティブクランプトポロジーを用いた場合にみられるジッターの問題を克服することができる。さらに、上述のアクティブクランプスナバと異なり、回路がアンペア秒バランスを再確立しようとするので、デューティサイクル内における微小な信号変動がクランプ電圧における変動を生じさせない。さらに加えて、変圧器の設計（デザイン）を、漏れインダクタンスの観点において、シンプルにすることができるので、高度な巻線技術（winding techniques）を用いて、漏れインダクタンスに対する厳密な制御を実行する必要がなくなる。

本発明のスナバ回路を利用するフライバックコンバーターの典型的な動作波形は、単一の半サイクル共振が発生し、回収したエネルギーを負荷に供給する点を除き、ＲＣＤスナバを用いて実現される動作波形と類似している。

スナバ回路は、スナバスイッチＭ２を含むことが好ましい。スナバスイッチＭ２は、変圧器の１次巻線と、コンデンサＣ１、Ｃ２との間に接続されており、２つのコンデンサは、スナバスイッチＭ２がＯＮとなったときに、並列に放電する。

本発明の異なる様態によれば、パワーコンバーターが提供される。該パワーコンバーターは、
コンバータースイッチＭ１によって駆動されるフライバック変圧器と、
エネルギー回収スナバ回路と、を含み、
前記スナバ回路は、
第１の整流器Ｄ１を介して前記変圧器の１次巻線Ｌ１ａに直列に接続され、さらに、第２の整流器Ｄ２、第３の整流器Ｄ３およびスナバスイッチＭ２を介して前記１次巻線Ｌ１ａに並列に接続可能な２つのコンデンサＣ１、Ｃ２を含み、
前記コンバータースイッチＭ１がＯＦＦされたとき、前記変圧器の前記１次巻線Ｌ１ａ内を第１の方向に流れる電流が、前記第１の整流器Ｄ１を介して前記スナバ回路中を流れ、前記コンデンサＣ１、Ｃ２を直列に充電し、それにより、前記変圧器の漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギーを回収し、
前記スナバスイッチＭ２がＯＮであるとき、前記充電された２つのコンデンサが、前記第２の整流器Ｄ２、前記第３の整流器Ｄ３および前記スナバスイッチＭ２を介して並列に放電し、前記変圧器の前記１次巻線内を第２の方向に流れる電流を発生させ、それにより、前記回収されたエネルギーを前記変圧器に伝送することを特徴とする。

コンデンサＣ１、Ｃ２は、第４の整流器を介して、変圧器の１次巻線に直列に接続されることが好ましい。よって、第４の整流器は、第１の方向に電流が流れることを可能とする。

第４の整流器は、スナバスイッチＭ２の寄生ダイオードであることが好ましい。例えば、ＭＯＳＦＥＴスイッチを用いるような場合である。代替的に、第４の整流器は、スイッチＭ２に並列（逆並列）に接続された別個のダイオードであってもよい。また、スナバスイッチＭ２がＯＦＦの間、第１の方向に電流が流れることを可能とするが、第２の方向に電流が流れることを防止する任意のその他適した構成を第４の整流器として用いてもよい。

１次巻線Ｌ１ａは、２つの巻線区域Ｌ１ａ１、Ｌ１ａ２を有し、第３の整流器Ｄ３は、コンデンサＣ２と、前記２つの巻線区域の間に位置するノード（節点）またはタッピングポイント（tapping point:接続点）ｆとを接続することが好ましい。

この構成によれば、コンデンサＣ１は反射２次電圧Ｖｒｅｆｌｅｃｔｅｄと略等しい電圧まで充電され、一方、コンデンサＣ２は０〜Ｖｒｅｆｌｅｃｔｅｄの範囲の電圧まで充電される。また、コンデンサＣ２の電圧の実際の値は、２つの巻線区域間の巻数比に依存する。より具体的には、コンデンサＣ２は、下記式（１）によって与えられる電圧まで充電される。
Ｖ（Ｃ２）＝Ｖｒｅｆｌｅｃｔｅｄ＊Ｎ（Ｌ１ａ２）／（Ｎ（Ｌ１ａ１）＋Ｎ（Ｌ１ａ２）） （１）
ここで、Ｎ（Ｌ１ａ１）はインダクタンスＬ１ａ１の巻数であり、Ｎ（Ｌ２ａ２）はインダクタンスＬ１ａ２の巻数である。

スナバ回路は、スナバスイッチＭ２を制御し、ＯＮ状態（ＯＮ）とＯＦＦ状態（ＯＦＦ）との間を周期的に切り替えるコントローラーを含むことが好ましい。よって、各スイッチングサイクルにおいて、スイッチＭ２は、ＯＮ状態にあるＯＮタイムと、ＯＦＦ状態にあるＯＦＦタイムとを有する。

コンバーターのメインスイッチＭ１もまた、メインコンバーターコントローラーの制御の下、ＯＮ状態と、ＯＦＦ状態との間で周期的に切り替わることは理解されるであろう。よって、各スイッチングサイクルにおいて、スイッチＭ１は、ＯＮ状態にあるＯＮタイムと、ＯＦＦ状態にあるＯＦＦタイムとを有する。

コントローラーは、スイッチＭ１がＯＦＦ状態にある間、スイッチＭ２をＯＮへと切り替えるよう制御することが好ましい。よって、スイッチＭ２は、ゼロ電圧スイッチングによってＯＮへの切り替えを行う。コントローラーは、スイッチＭ１がＯＦＦ状態にある間、すなわち、メインコンバーターコントローラーが、メインスイッチＭ１の次のＯＮタイムを開始する前に、スイッチＭ２をＯＦＦに切り替えるよう制御することが好ましい。

具体的には、メインスイッチＭ１の各スイッチングサイクルにおいて、スイッチＭ１のＯＦＦタイムの間に、スイッチＭ２は、ＯＮに切り替わるよう制御され、その後、ＯＦＦに切り替わるよう制御されることが好ましい。さらに、スイッチＭ２は、スイッチＭ１のＯＮタイムの期間中、ＯＦＦを維持することが好ましい。

コントローラーは、スイッチＭ２が、各スイッチングサイクルにおいて、固定されたＯＮタイムを有するよう制御することが好ましい。

代替的に、コントローラーは、最小ＯＮタイム制御スキーム（minimum on-time control scheme）を実行してもよい。具体的には、スイッチＭ２は、漏れインダクタンスとコンデンサＣ１、Ｃ２（のキャパシタンス）との間の共振の半周期よりも大きいＯＮタイムで、ＯＮへ切り替えられることが好ましい。

いずれの場合においても、１次巻線内を流れる共振電流が、２次反射電圧Ｖｒｅｆｌｅｃｔｅｄよりも大きいコンデンサＣ１およびＣ２の電圧の合計値と共にゼロまで低下し、さらに、正側半サイクルが発生しない。何故ならば、整流器Ｄ１は、スイッチＭ１の次のＯＦＦ遷移まで、順方向バイアスとならないからである。すなわち、コンデンサＣ１、Ｃ２の電圧の合計値は、常に、２次反射電圧Ｖｒｅｆｌｅｃｔｅｄより大きい。

コンデンサＣ１、Ｃ２の値は、スイッチＭ１がＯＦＦに切り替えられたとき、各コンデンサが１．５＊反射２次電圧Ｖｒｅｆｌｅｃｔｅｄ未満まで充電され、さらに、コンデンサが放電した後、２つのコンデンサの電圧の合計値が、反射２次電圧Ｖｒｅｆｌｅｃｔｅｄよりも大きくなるよう、選択されることが好ましい。

スイッチＭ２用のコントローラーは、同期整流コントローラーであることが好ましい。具体的には、該コントローラーは、ＦＡＮ６２２４同期整流コントローラーを含んでいてもよい。ＦＡＮ６２２４を用いた場合、軽負荷状態（light load）において、スナバスイッチＭ２はゲート制御（gated）されず、トランソーブ（transorb）や他の損失スナバをアクティブ化する。

本発明の第１の様態または第２の様態のいずれかに関連して説明される本発明の特徴および利点は、本発明の全ての様態に等しく適応される。

添付の図面を参照し、本発明が詳細に説明される。

図１は、既知のＲＣＤ損失スナバを用いるフライバックコンバーターを示す図である。

図２は、図１に示す回路のＢＣＭでの動作の概略的な波形を示す図である。

図３は、既知のアクティブクランプフライバックトポロジーを示す図である。

図４は、図３に示す回路の理想的な波形を示す図である。

図５は、本発明を具体化したエネルギー回収スナバを用いたフライバックコンバーターを示す図である。

図６は、図５に示すコンバーターの典型的な波形を示す図である。

図７は、本発明を具体化したエネルギー回収スナバを用いた別のフライバックコンバーターを示す図である。

図５に示すコンバーターは、電圧源（図示せず）によって印加される高電圧レール１０と、低電圧レール１２とを含んでいる。バルクコンデンサＣの一端側が高電圧レール１０に接続されており、他端側が低電圧レール１２に接続されている。

変圧器（結合インダクタ）Ｌ１は、１次巻線Ｌ１ａを有している。１次巻線Ｌ１ａは、ノードｆにおいて互いに直列に接続された２つの巻線Ｌ１ａ１およびＬ１ａ２を含んでいる。この点に関し、その他の複数の適した構成の内、巻線Ｌ１ａ１およびＬ１ａ２はそれぞれ、ノードｆにおける変圧器タップによって分離された単一の１次巻線コンポーネントの区域であってもよい。または、巻線Ｌ１ａ１およびＬ１ａ２は、ノードｆにおいて互いに接続された２つの別個の巻線コンポーネントであってもよい。巻線Ｌ１ａ１およびＬ１ａ２は、２次巻線Ｌ１ｂに誘導的に接続されている。１次巻線の一方の端子は、回路内のノードａにおいて、高電圧レール１０に接続されている。１次巻線の他方の端子は、回路内のノードｂに接続されている。ノードｆは、巻線Ｌ１ａ１と、巻線Ｌ１ａ２との接続点に位置している。これら巻線の巻数比Ｌ１ａ１：Ｌ１ａ２は、０〜１であることが好ましい。

スイッチＭ１のドレイン端子はノードｂに接続され、スイッチＭ１のソース端子は抵抗Ｒ１の一方の端子に接続され、抵抗Ｒ１の他方の端子は低電圧レール１２に接続されている。スイッチＭ１のゲート端子は、図示しないコントローラーに接続されている。スイッチＭ１は、典型的には、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）である。抵抗Ｒ１は、スイッチＭ１がＯＮのときの１次電流を検出するために、コントローラー（図示せず）によって利用される。その他の代替的な電流検出手段が用いられる場合、抵抗Ｒ１を回路から省略してもよい。

２次巻線Ｌ１ｂの一方の端子は、ダイオードＤのアノードに接続されている。ダイオードＤ２のカソードは、出力コンデンサＣ３の一方の端子に接続されている。コンデンサＣ３の他方の端子は、２次巻線Ｌ１ｂの他方の端子に接続されている。２次巻線Ｌ１ｂは、スイッチＭ１が導通したときに１次巻線Ｌ１ａ内を流れる電流によって誘導される電圧がダイオードＤに逆バイアスし、スイッチＭ１が導通していないときに誘導される電圧がダイオードＤに順バイアスするよう、１次巻線Ｌ１ａおよびダイオードＤ２に対して配向している。本分野における当業者であれば、出力整流ダイオードＤは、整流器として利用可能な任意のデバイスと置換可能であることを理解できるであろう。

出力コンデンサＣ３は、出力電圧Ｖｏｕｔを負荷（図示せず）に供給する。

使用の際、バルク蓄積コンデンサＣは、電圧源からエネルギーを引出、蓄積する。スイッチＭ１がＯＮであるとき、変圧器の１次巻線がコンデンサＣに接続され、コンデンサＣが変圧器に入力電圧を供給する。この状態において、変圧器内の１次電流および磁束が増加すると、２次巻線内に負の電圧が誘導され、ダイオードＤが逆バイアスされる。この状態において、電流は２次巻線内を流れることができず、エネルギーが変圧器内に蓄積される。続いて、スイッチＭ１がＯＦＦになると、変圧器内の１次電流および磁束が低下し、２次巻線内に正の電圧が誘導され、ダイオードＤが順バイアスされる。この状態において、電流は２次巻線内を流れることができ、変圧器内に蓄積されたエネルギーが出力コンデンサＣ３に伝送され、さらにその後、負荷に伝送されることになる。

このように、このパワーコンバーターはフライバックコンバーターとして動作するよう構成され、この変圧器をフライバック変圧器と称することができる。

エネルギー回収スナバ１４は、コンデンサＣ１、Ｃ２と、ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３と、第２のＭＯＳＦＥＴスイッチＭ２とを含む。コンデンサＣ１の一方の端子は、ノードａに接続されている。コンデンサＣ１の他方の端子は、ダイオードＤ１のカソードに接続されている。ダイオードＤ１のアノードは、コンデンサＣ２の一方の端子に接続されている。コンデンサＣ２の他方の端子は、スイッチＭ２のドレイン端子に接続されている。スイッチＭ２のソース端子は、ノードｂに接続されている。ダイオードＤ２のアノードは、コンデンサＣ１とダイオードＤ１との間に位置するノードｃに接続されている。ダイオードＤ２のカソードは、コンデンサＣ２とスイッチＭ２との間に位置するノードｄに接続されている。ダイオードＤ３のアノードは、巻線Ｌ１ａ１と巻線Ｌ１ａ２との間に位置するノードｆに接続されている。ダイオードＤ３のカソードは、ダイオードＤ１とコンデンサＣ２との間に位置するノードｅに接続されている。図５に示すように、スイッチＭ２は、寄生逆並列ダイオードを有する。よって、コンデンサＣ１およびＣ２は、スイッチＭ２およびダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３によって接続され、直列に充電され、さらに、並列に放電する。具体的には、コンデンサＣ１およびＣ２は、Ｌ１ａ１、Ｌ１ａ２、Ｍ２（すなわち、スイッチＭ２の寄生ダイオード）、Ｃ２、Ｄ１、Ｃ１の順の経路を介して充電される。一方、コンデンサＣ１はＤ２、Ｍ２、Ｌ１ａ２、Ｌ１ａ１の順の経路を介して放電し、コンデンサＣ２はＭ２、Ｌ１ａ２、Ｄ３の順の経路を介して放電する。スイッチＭ２のゲート端子は、コントローラー（図示せず）に接続されている。上述の説明は、スイッチＭ２がＮ型ＭＯＳＦＥＴである場合の回路についての説明である。しかしながら、スイッチＭ２は、代替的に、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴまたはその他のタイプのスイッチであってもよいことは理解されるであろう。

スイッチＭ１がＯＦＦされると、結合インダクタＬ１の漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギーによって、コンデンサＣ１およびＣ２が充電される。

コンデンサＣ１、Ｃ２は、通常駆動時において、スイッチＭ１がＯＦＦされたとき、各コンデンサが反射２次電圧Ｖｒｅｆｌｅｃｔｅｄの１．５倍未満まで充電されるよう、十分に高い値（容量値）を有しているものとする。また、コンデンサＣ１、Ｃ２は、通常駆動時において、２つのコンデンサの電圧の合計値が常に（全ての期間において）２次反射電圧Ｖｒｅｆｌｅｃｔｅｄよりも大きくなるよう、十分に高い値（容量値）を有しているものとする。

スイッチＭ２は、好ましくは、固定されたＯＮタイム、または漏れインダクタンスとコンデンサＣ１およびＣ２との間の共振の半周期よりも大きいＯＮタイムによって、ゲート制御によりＯＮされる。

したがって、流れる共振電流は、２次反射電圧Ｖｒｅｆｌｅｃｔｅｄよりも大きい電圧まで充電されたコンデンサＣ１およびＣ２の電圧の合計値と共に、ゼロまで低下することになる。よって、コンデンサＣ１、Ｃ２の電圧の合計値は、常に（全ての期間において）、反射２次電圧Ｖｒｅｆｌｅｃｔｅｄよりも大きくなり、さらに、正側共振半サイクルが発生しない。何故ならば、スイッチＭ１の次のターンＯＦＦ遷移まで、ダイオードＤ１が順バイアスにならないからである。

コンデンサＣ１は、反射電圧Ｖｒｅｆｌｅｃｔｅｄまで充電され、コンデンサＣ２は、おおよそ下記式（１）で与えられる電圧まで充電される。
Ｖ（Ｃ２）＝Ｖｒｅｆｌｅｃｔｅｄ＊Ｎ（Ｌ１ａ２）／（Ｎ（Ｌ１ａ１）＋Ｎ（Ｌ１ａ２）） （１）
ここで、Ｎ（Ｌ１ａ１）は巻線区域Ｌ１ａ１の巻線数であり、Ｎ（Ｌ２ａ２）は巻線区域Ｌ１ａ２の巻線数である。

スイッチＭ２は、ゼロ電圧スイッチングによってＯＮに切り替わるよう、スイッチＭ１がＯＦＦに切り替えられた後にＯＮされることが好ましい。

その後、スイッチＭ２は、ゼロ電流によって、ＯＦＦに切り替え可能である。アクティブクランプフライバック回路と異なり、回路がアンペア秒バランスを再確立しようとするので、デューティサイクル内の微小な信号変動がクランプ電圧における変動を生じさせない。

図５の回路の典型的な動作波形が、図６に示されている。これらの波形は、単一の半サイクル共振が発生し、スナバによって回収されたエネルギーを負荷に戻すよう供給する点を除き、ＲＣＤスナバを用いて実現される動作波形と類似している。

また、スイッチＭ１のＯＦＦタイムの終わり頃に、スイッチＭ２をＯＮとするようゲート制御し、出力フィルターリップル電流を低減させ、スイッチＭ１用のゼロ電圧ターンＯＮを提供することができる。

コントローラーは、スイッチＭ２用の固定されたＯＮタイム制御を実行することが好ましい。

代替的に、ＦＡＮ６２２４同期整流コントローラーにおいて実行されるように、ボルト秒（volt-second）バランシング技術が用いられてもよい。この場合、軽負荷において、エネルギー回収スナバが無効化（disable）され、トランソーブや他の損失スナバがアクティブ化されてもよい。

また、最小ＯＮタイム制御スキームを実行する他の同期整流コントローラーや、スイッチＭ１が導通していないときに、スイッチＭ２を導通させることができる任意のその他のコントローラーを用いて、スイッチＭ１が次のＯＮタイムを開始する前に、確実にスイッチＭ２をＯＦＦにすることもできる。

本発明のエネルギー回収スナバの利点は、変圧器設計（デザイン）が、漏れインダクタンスの観点において、シンプルになることである。よって、高度な巻線技術を用いて、漏れインダクタンスに対する厳密な制御を実行する必要がなくなる。

本発明のエネルギー回収スナバによれば、スイッチＭ１のピークドレイン−ソース電圧Ｖｄｓｐｋは、下記式（２）で与えられる。
Ｖｄｓｐｋ＝Ｖｉｎ＋（１＋Ｎ（Ｌ１ａ２））／（Ｎ（Ｌ１ａ１）＋Ｎ（Ｌ１ａ２））×Ｖｒｅｆｌｅｃｔｅｄ （２）
ここで、Ｖｉｎは入力電圧であり、Ｎ（Ｌ１ａ１）はインダクタンスＬ１ａ１の巻線数であり、Ｎ（Ｌ１ａ２）はインダクタンスＬ１ａ２の巻線数であり、Ｖｒｅｆｌｅｃｔｅｄは反射２次電圧である。対照的に、図３のアクティブクランプ回路によれば、スイッチＭ１のピークドレイン−ソース電圧Ｖｄｓｐｋは、下記式（３）で与えられる。
Ｖｄｓｐｋ＝Ｖｉｎ＋Ｖｒｅｆｌｅｃｔｅｄ （３）

よって、本発明によるピークドレイン−ソース電圧Ｖｄｓｐｋは、アクティブクランプトポロジーのピークドレイン−ソース電圧Ｖｄｓｐｋよりも高い。それでもなお、本発明の利点は、この１つの不利な点を補って余りある価値がある。具体的には、この回路は、従来のＢＣＭフライバックコンバーターと略等しい波形で動作し、さらに、このゼロスイッチング（zero-switching）トポロジー用に最適化された、低コストかつ少ない部品点数(low parts-count)のコントローラーを利用することができる。

図７は、本発明を具体化したエネルギー回収スナバを用いた別のフライバックコンバーターを示している。この回路は、巻線Ｌ１ａ１およびＬ１ａ２が単一の巻線Ｌ１ａ１に置換され、さらに、ダイオードＤ３のアノードがノードａに接続されている点を除き、図５に示す回路と同等の回路である。

図７のコンバーターの動作は、コンデンサＣ１がＤ２、Ｍ２、Ｌ１ａの順の経路を介して放電し、さらに、コンデンサＣ２がＭ２、Ｌ１ａ、Ｄ３の順の経路を介して放電する点を除き、図５のコンバーターの動作と類似している。

本発明は、フライバックパワーコンバータートポロジーを前提として説明された。しかしながら、本発明の原理は、フライバック変圧器として動作するために接続される１次巻線および２次巻線を有する１つ以上の変圧器を含む任意のコンバータートポロジーに適用可能であることは理解されるであろう。

上述の実施形態は、ＭＯＳＦＥＴスイッチを、コンデンサＣ１、Ｃ２を直接に充電するための電流が流れることを可能とする逆並列ダイオードを含むスナバスイッチＭ２として採用している。しかしながら、ＭＯＳＦＥＴスイッチは、別個の分離された逆並列ダイオードと組み合わせて用いられる異なるスイッチングデバイスによって置換可能であることは理解されるであろう。

上記図示された実施形態は、図示の目的のための、本発明の１つの適用にすぎないことは理解されるであろう。実際、本発明は、多くの異なる構成に適用してもよく、その詳細な実施形態は、本分野における当業者であれば、容易に理解し、実装することができるであろう。

Claims (20)

1. コンバータースイッチＭ１によって駆動されるフライバック変圧器を含むパワーコンバーター用のエネルギー回収スナバ回路であって、
   ２つのコンデンサＣ１、Ｃ２を含み、
   前記２つのコンデンサＣ１、Ｃ２は、前記スナバ回路が前記フライバック変圧器の１次巻線Ｌ１ａに接続されているとき、
   前記スイッチＭ１がＯＦＦされたときに前記１次巻線内を第１の方向に流れる電流によって直列に充電され、前記変圧器の漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギーを回収し、
   前記変圧器の前記１次巻線内を第２の方向に流れる電流を発生させるよう並列に放電し、それにより、前記回収したエネルギーを前記変圧器に伝送するよう接続されていることを特徴とするエネルギー回収スナバ回路。
2. 前記変圧器の前記１次巻線と、前記コンデンサＣ１、Ｃ２との間に接続されたスナバスイッチＭ２をさらに含み、
   前記２つのコンデンサは、前記スイッチＭ２がＯＮであるとき、並列に放電する請求項１に記載のエネルギー回収スナバ回路。
3. パワーコンバーターであって、
   コンバータースイッチＭ１によって駆動されるフライバック変圧器と、
   エネルギー回収スナバ回路と、を含み、
   前記スナバ回路は、
   第１の整流器Ｄ１を介して前記変圧器の１次巻線Ｌ１ａに直列に接続され、第２の整流器Ｄ２、第３の整流器Ｄ３およびスナバスイッチＭ２を介して前記１次巻線Ｌ１ａに並列に接続可能な２つのコンデンサＣ１、Ｃ２を含み、
   前記コンバータースイッチＭ１がＯＦＦされたとき、前記変圧器の前記１次巻線Ｌ１ａ内を第１の方向に流れる電流が、前記第１の整流器Ｄ１を介して前記スナバ回路中を流れ、前記コンデンサＣ１、Ｃ２を直列に充電し、それにより、前記変圧器の漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギーを回収し、
   前記スナバスイッチＭ２がＯＮであるとき、前記充電された２つのコンデンサが、前記第２の整流器Ｄ２、前記第３の整流器Ｄ３および前記スナバスイッチＭ２を介して並列に放電し、前記変圧器の前記１次巻線内を第２の方向に流れる電流を発生させ、それにより、前記回収したエネルギーを前記変圧器へ伝送することを特徴とするパワーコンバーター。
4. 前記コンデンサＣ１、Ｃ２は、第４の整流器を介して、前記変圧器の前記１次巻線に直列に接続されている請求項３に記載のパワーコンバーター。
5. 前記第４の整流器は、前記スナバスイッチＭ２の寄生ダイオードである請求項４に記載のパワーコンバーター。
6. 前記１次巻線Ｌ１ａは、２つの巻線区域Ｌ１ａ１およびＬ１ａ２を有し、
   前記第３の整流器Ｄ３は、前記コンデンサＣ２と、前記２つの巻線区域の間に位置するノードまたはタッピングポイントｆとを接続する請求項３ないし５のいずれかに記載のパワーコンバーター。
7. 前記コンデンサＣ１は、反射２次電圧Ｖｒｅｆｌｅｃｔｅｄと略等しい電圧Ｖ（Ｃ１）まで充電され、
   前記コンデンサＣ２は、０〜Ｖｒｅｆｌｅｃｔｅｄの範囲の電圧Ｖ（Ｃ２）まで充電される請求項６に記載のパワーコンバーター。
8. 前記コンデンサＣ２は、下記式（１）によって与えられる電圧まで充電される請求項７に記載のパワーコンバーター。
   Ｖ（Ｃ２）＝Ｖｒｅｆｌｅｃｔｅｄ＊Ｎ（Ｌ１ａ２）／（Ｎ（Ｌ１ａ１）＋Ｎ（Ｌ１ａ２）） （１）
9. 前記コンデンサＣ１は、前記１次巻線Ｌ１ａの一方の端子側に位置するノードａに接続され、
   前記第３の整流器Ｄ３は、前記コンデンサＣ２と、前記ノードａとを接続する請求項３ないし５のいずれかに記載のパワーコンバーター。
10. 前記スナバスイッチＭ２を制御し、ＯＮ状態（ＯＮ）とＯＦＦ状態（ＯＦＦ）との間を周期的に切り替えるコントローラーをさらに含む請求項３ないし９のいずれかに記載のパワーコンバーター。
11. 前記コントローラーは、前記スイッチＭ１がＯＦＦ状態にある間、前記スイッチＭ２をＯＮへと切り替えるよう制御する請求項１０に記載のパワーコンバーター。
12. 前記コントローラーは、前記スイッチＭ１がＯＦＦ状態にある間、前記スイッチＭ２をＯＦＦへと切り替えるよう制御する請求項１０または１１に記載のパワーコンバーター。
13. 前記コントローラーは、前記スイッチＭ１のＯＦＦタイムの間に、前記スイッチＭ２をＯＮへと切り替え、その後、ＯＦＦへと切り替える請求項１０ないし１２のいずれかに記載のパワーコンバーター。
14. 前記コントローラーは、前記スイッチＭ１のＯＮタイムの期間中、前記スイッチＭ２がＯＦＦを維持するよう制御する請求項１３に記載のパワーコンバーター。
15. 前記コントローラーは、前記スイッチＭ２が、各スイッチングサイクルにおいて、固定されたＯＮタイムを有するよう制御する請求項１０ないし１４のいずれかに記載のパワーコンバーター。
16. 前記コントローラーは、最小ＯＮタイム制御スキームによって、前記スイッチＭ２を制御する請求項１０ないし１４のいずれかに記載のパワーコンバーター。
17. 前記コントローラーは、前記スイッチＭ２が、各スイッチングサイクルにおいて、前記漏れインダクタンスと前記コンデンサＣ１およびＣ２のキャパシタンスとの間の共振の半周期よりも長いＯＮタイムを有するよう制御する請求項１０ないし１６のいずれかに記載のパワーコンバーター。
18. 前記コントローラーは、同期整流コントローラーである請求項１０ないし１７のいずれかに記載のパワーコンバーター。
19. 前記コントローラーは、ＦＡＮ６２２４同期整流コントローラーである請求項１０ないし１８のいずれかに記載のパワーコンバーター。
20. 前記コンデンサＣ１およびＣ２の値は、前記コンバータースイッチＭ１がＯＦＦに切り替えられたとき、前記各コンデンサが１．５＊反射２次電圧Ｖｒｅｆｌｅｃｔｅｄ未満の電圧まで充電され、放電の後、前記２つのコンデンサの前記電圧の合計値が、前記反射２次電圧Ｖｒｅｆｌｅｃｔｅｄよりも大きくなるよう、選択される請求項３ないし１９のいずれかに記載のパワーコンバーター。

Images