TWI703803B

TWI703803B - 高電壓增益轉換器

Info

Publication number: TWI703803B
Application number: TW109107127A
Authority: TW
Inventors: 陳信助; 楊松霈; 黃昭明; 林淯儒
Original assignee: 崑山科技大學
Priority date: 2020-03-04
Filing date: 2020-03-04
Publication date: 2020-09-01
Also published as: TW202135446A

Abstract

一種高電壓增益轉換器包含三個開關、兩個電感、四個二極體及三個電容。第三開關串聯二極體組成單向電流開關。第一電感和第二電感是兩個感值相同的電感。第一電容和第二電容是電壓舉升電容，用以提高電壓增益。第一與第二二極體和輸出二極體作為阻隔元件間電壓差及電流整。由於導入雙導通比控制技術，增加了電壓增益的設計自由度，所以高電壓增益的達成，轉換器不必操作在極大的導通比。

Description

高電壓增益轉換器

本發明是有關於一種升壓型轉換器，特別是指一種用於再生能源電力系統中連結再生能源與高壓匯流排之間的高電壓增益轉換器。

參閱圖1，一種習知的升壓轉換器，習知的升壓轉換器操作在極高導通比才能達到較高電壓增益

，參數V _O、V _in、D分別為輸出電壓、輸入電壓、開關的責任導通比，但是實務上受到寄生元件的影響，當導通比超過0.9以上時而使電壓增益不增反減，不符高電壓增益的需求，因此，無需極高導通比且同時為符合高電壓增益的需求的高電壓增益轉換器是未來的研究方向。

因此，本發明之目的，即在提供一種高電壓增益轉換器。

於是，本發明高電壓增益轉換器，包含一第一電感、一第一開關、一第二開關、一第二電感、第一二極體、一第二二極體、一第一電容、一第三二極體、一第三開關、一第二電容，與一輸出級。

第一電感具有一接收一直流電壓的第一端與一第二端。第一開關具有一電連接該第一電感的第二端的第一端與一接地的第二端，且受控制切換於導通與不導通間。第二開關具有一電連接該第一電感的第一端的第一端與一第二端，且受控制切換於導通與不導通間。第二電感具有一電連接該第二開關的第二端的第一端與一電連接該第一開關的第二端的第二端。第一二極體具有一電連接該該第一電感的第一端的陽極，與一陰極。第二二極體具有一電連接該第一開關的第二端的陰極，與一陽極。第一電容具有一電連接該第一二極體的陰極的第一端與一電連接該第一電感的第二端的第二端。第三二極體具有一電連接該第一電感的第二端的陽極，與一陰極。第三開關具有一電連接該第三二極體的陰極的第一端，與一電連接該第二開關的第二端的第二端，且受控制切換於導通與不導通間。第二電容電連接該第二開關的第二端與該第二二極體的陽極之間。輸出級電連接該第一電容的第一端與該第二電容的第二端，用以提供一正比於該第一電容的跨壓與該第二電容的跨壓的加總的輸出電壓。

本發明之功效在於：由於導入雙導通比控制技術，增加了電壓增益的設計自由度，所以高電壓增益的達成，轉換器不必操作在極大的導通比。

在本發明被詳細描述之前，應當注意在以下的說明內容中，類似的元件是以相同的編號來表示。

參閱圖2，本發明高電壓增益轉換器之一實施例，包含一第一電感L ₁、一第一開關S ₁、一第二開關S ₂、一第二電感L ₂、第一二極體D ₁、一第二二極體D ₂、一第一電容C ₁、一第三二極體D ₃、一第三開關S ₃、一第二電容C ₂、一輸出級2與一控制單元3。

第一電感L ₁具有一接收一直流電壓Vi的第一端與一第二端。

第一開關S ₁具有一電連接該第一電感L ₁的第二端的第一端與一接地的第二端，且受控制切換於導通與不導通間；該第一開關S ₁是一N型功率半導體電晶體，且該第一開關S ₁的第一端是汲極，該第一開關S ₁的第二端是源極。

第二開關S ₂具有一電連接該第一電感L ₁的第一端的第一端與一第二端，且受控制切換於導通與不導通間；第二開關S ₂是一N型功率半導體電晶體，且該第二開關S ₂的第一端是汲極，該第二開關S ₂的第二端是源極。

第二電感L ₂具有一電連接該第二開關S ₂的第二端的第一端與一電連接該第一開關S ₁的第二端的第二端。

第一二極體D ₁具有一電連接該第一電感L ₁的第一端的陽極，與一陰極。

第二二極體D ₂具有一電連接該第一開關S ₁的第二端的陰極，與一陽極。

第一電容C ₁具有一電連接該第一二極體D ₁的陰極的第一端與一電連接該第一電感L ₁的第二端的第二端。

第三二極體D ₃具有一電連接該第一電感L ₁的第二端的陽極，與一陰極。

第三開關S ₃具有一電連接該第三二極體D ₃的陰極的第一端，與一電連接該第二開關S ₂的第二端的第二端，且受控制切換於導通與不導通間。該第三開關S ₃是一N型功率半導體電晶體，且該第三開關S ₃的第一端是汲極，該第三開關S ₃的第二端是源極。

第二電容C ₂電連接該第二開關S ₂的第二端與該第二二極體D ₂的陽極之間。

輸出級2電連接該第一電容C ₁的第一端與該第二電容C ₂的第二端，用以提供一正比於該第一電容C ₁的跨壓與該第二電容C ₂的跨壓的加總的輸出電壓。該輸出級2包括一輸出二極體D _O與一輸出電容C _O。輸出二極體D _O具有一電連接該第一電容C ₁的第一端的陽極，與一陰極。輸出電容C _O電連接於該輸出二極體D _O的陰極與該第二電容C ₂的第二端之間。

該控制單元3產生一切換該第一開關S ₁的第一脈波調變信號、一切換該第二開關S ₂的第二脈波調變信號與一切換該第三開關S ₃的第三脈波調變信號，該第一脈波調變信號與該第二脈波調變信號具有相同的周期時間。

參閱圖3、4，分別為本實施例的連續導通模式(Continuous Conduction Mode, CCM)、不連續導通模式(Discontinuous Conduction Mode, DCM)的操作時序圖，其中，參數 v _gs1、v _gs2、v _gs3分別代表控制該第一~第三開關S ₁、S ₂、 S ₃是否導通的脈波信號的電壓，參數v _L1、v _L2分別代表該第一及第二電感L ₁、 L ₂的二端跨壓，參數i _L1、i _L2分別代表該第一及第二電感L ₁、 L ₂的電流，參數v _D1、v _D2、v _DO分別代表該第一二極體D ₁、第二二極體D ₂、輸出二極體D _O的二端跨壓，參數i _D1、i _D2、i _DO、i _C1、i _C2、i _CO分別代表該第一二極體D ₁、第二二極體D ₂、輸出二極體D _O、該第一電容C ₁、第二電容C ₂、輸出電容C _O的電流，參數T _S為第一脈波信號的週期時間。

以下為本實施例操作於CCM的三階段的各電路圖，其中，導通的元件以實線表示，不導通的元件以虛線表示，以下分別針對每一階段進行說明。

第一階段（時間：t ₀~t ₁）：

參閱圖3及圖5，第一開關S ₁與第二開關S ₂由不導通轉成導通，而第三開關S ₃不導通，第一二極體D ₁導通，第二二極體D ₂導通，第三二極體D ₃不導通，輸出二極體D _O不導通。

第一電感L ₁和第二電感L ₂等效並聯且跨壓均為輸入電壓V _i，其電感電流呈線性上升，因為兩個電感值相同均為L，因此斜率均為V _i/L，輸入電壓V _i經由第一二極體D ₁和第二二極體D ₂對第一電容C ₁和第二電容C ₂充電，在本階段中

當t=t1，第一開關S ₁和第二開關S ₂切換為不導通，第三開關S ₃切換為導通時，本階段結束。

第二階段（時間：t ₀~t ₁）：

參閱圖3及圖6，第一開關S ₁與第二開關S ₂由導通轉成不導通，而第三開關S ₃導通，第一二極體D ₁不導通，第二二極體D ₂不導通，第三二極體D ₃導通，輸出二極體DO不導通。

經由第三開關S ₃和第三二極體D ₃形成迴路，輸入電壓V _i對等效串聯的第一電感L ₁和第二電感L ₂充電，此時第一電感L ₁和第二電感L ₂的跨壓皆為V _i/2，電感電流持續上升，而斜率為V _i/2L，在本階段中電感電流可表示為

當t=t ₂，第三開關S ₃切換為不導通時，本階段結束。

第三階段（時間：t ₂）：

參閱圖3及圖7，第一開關S ₁不導通，而第二開關S ₂不導通，而第三開關S ₃切換為不導通，第一二極體D ₁不導通，第二二極體D ₂不導通，第三二極體D ₃不導通，輸出二極體D _O導通。

本階段輸入電壓源V _i、第一與第二電感L ₁和L ₂、第一電容C ₁、第二電容C ₂串聯連接，經由輸出二極體D _O，對輸出電容C _O及負載R傳送能量。第一電感L ₁和第二電感L ₂的跨壓為

，其電流呈線性下降，在本階段中電感電流可表示為

當t=t ₃，第一開關S ₁、第二開關S ₂切換為導通，第三開關S ₃保持不導通，本階段結束，進入下一個切換週期。

以下為本實施例操作於DCM的四階段的各電路圖，其中，導通的元件以實線表示，不導通的元件以虛線表示，以下分別針對每一階段進行說明。

第一階段（時間：t ₀~t ₁）：

參閱圖4及圖5，本階段的操作原理與CCM操作的第一階段相同。在本階段第一電感L ₁、第二電感L ₂的電流最大值為

。定義t=t1時的第一電感電流值，

當t=t1，第一開關S ₁和第二開關S ₂切換為不導通，同時第三開關S ₃切換為導通，本階段結束。

第二階段（時間：t ₁~t ₂）：

參閱圖4及圖6，本階段的操作原理與CCM操作的第二階段相同。第一開關S ₁和第二開關S ₂為不導通，而第三開關S ₃為導通。輸入電壓V _i對第一電感L ₁和第二電感L ₂轉移能量，輸出電容C _O供應負載電流。第一電感L ₁和第二電感L ₂的電流最大值為

。當t=t ₂，第三開關S ₃切換為不導通，本階段結束。

第三階段（時間：t ₂~t ₃）：

參閱圖4及圖7，本階段的操作原理與CCM操作的第三階段相同，第一至第三開關S ₁~S ₃都不導通。輸出二極體D _O導通。輸入電壓Vi、第一電感L ₁和第二電感L ₂、第一電容C ₁和第二電容C ₂等效串聯對輸出電容C _O充電。第一電感L ₁和第二電感L ₂的電流直線下降，第一至第三開關S ₁~S ₃的跨壓為

當t=t3，當第一電感L ₁和第二電感L ₂的電流下降至0，輸出二極體D _O自然轉態為不導通，本階段結束。

第四階段（時間：t ₃~t ₄）：

參閱圖4及圖8，本階段所有開關及二極體均為不導通，第一電感L ₁和第二電感L ₂的電流

。輸出電容C _O放電至負載，負載電流

。當t=t ₄，第一開關S ₁和第二開關S ₂切換為導通，本階段結束，新的一個切換週期開始。

> CCM模式電壓增益分析>

對第一電感L ₁和第二電感L ₂應用伏-秒平衡定理(volt-second balance principle)，因此可得:

將操作模式中的電感電壓代入可得

整理可得CCM模式情況下，電壓增益M _CCM為

從上式可知電壓增益具有導通比d ₁和d ₂兩個設計自由度。操作在CCM模式時，電壓增益對應於第一開關S ₁與第二開關S ₂的導通比d ₁和d ₂的曲線如圖9、10。

> DCM模式電壓增益分析>

當轉換器操作在不連續導通模式(DCM)時，由於電感依然滿足伏-秒平衡定理，所以可得

整理可得

(1)

穩態時，輸出電容C _O的電流波形i _CO，其平均電流可表示為

(2)

(17)式中電感電流最大值

與輸出電流I _O可分別計算如下

(3)

(4)

將(1)(3)(4)式代入(2)式，可得

(5)

穩態時，輸出電容C _O滿足安-秒平衡定理(amp-second balance principle)，即

，因此(5)式可化簡為

(6)

定義規一化電感時間常數(normalized inductor time constant)：

，將規一化電感時間常數

代入(6)式，整理可得DCM模式的電壓增益為

(7)

從上式可知操作在DCM模式時，電壓增益是規一化電感時間常數

及導通比d ₁和d ₂的函數。若以L=74.2μH，T _S=20μs，R=1600Ω為例，經由計算

，則電壓增益與導通比d ₁和d ₂的關係曲線如圖11、12，其中圖11是當d ₁在不同的定值時，電壓增益與導通比d ₂的關係曲線；另一方面，圖12是當導通比d ₂在不同的定值時，電壓增益和導通比d ₁的關係曲線。

>BCM操作模式分析>

當轉換器操作在邊界導通模式 (Boundary Conduction Mode，BCM)時，吾人可得CCM模式的電壓增益等於DCM模式的電壓增益，即

M _CCM=M _DCM(8)

令邊界規一化電感時間常數為

，則由上述公式的結果可推導得到

(9)

因此，若

，則操作在CCM；若

，則操作在DCM。

>開關電壓應力分析>

由轉換器操作原理分析可得第一至第三開關S ₁~S ₃及每個二極體D ₁、D ₂、D _O在不同操作階段的跨壓，整理可知開關第一至第三開關S ₁~S ₃的電應力分別為

、

。

該多個二極體D ₁、D ₂、D ₃、D _O的電壓應力分別為

、

、

。

區別於傳統升壓型轉換器的功率開關及二極體的電壓應力為輸出電壓，而本實施例的所有開關與二極體的電壓應力都小於輸出電壓。在高輸出電壓應用中，可使用低額定耐壓具有較低R _DS(ON)的MOSFETs，降低開關導通損失。另外，較低電壓應力的二極體可採用蕭特基二極體或導通壓降比較低的二極體，可降低導通損失，提升轉換器轉換效率。

上述實施例，具有以下優點：

一、由於導入雙導通比控制技術，增加了電壓增益的設計自由度，所以高電壓增益的達成，轉換器不必操作在極大的導通比。

二、由於第一至第三開關S ₁~S ₃的電壓應力遠低於輸出電壓，所以可以使用導通阻抗較小的低額定耐壓電晶體，降低導通損失。

三、由於第一與第二二極體D ₁、D ₂的電壓應力遠低於輸出電壓，所以可以使用導通壓降較小的二極體，降低導通損失。綜上所述，故確實能達成本發明之目的。

惟以上所述者，僅為本發明之實施例而已，當不能以此限定本發明實施之範圍，凡是依本發明申請專利範圍及專利說明書內容所作之簡單的等效變化與修飾，皆仍屬本發明專利涵蓋之範圍內。

L₁:第一電感 S₁:第一開關 S₂:第二開關 L₂:第二電感 D₁:第一二極體 D₂:第二二極體 C₁:第一電容 D₃:第三二極體 S₃:第三開關 C₂:第二電容 2:輸出級 3:控制單元 Vi:直流電壓 C_O:輸出電容 D_O:輸出二極體

本發明之其他的特徵及功效，將於參照圖式的實施方式中清楚地呈現，其中：圖1是一種習知的升壓轉換器的一電路圖；圖2是本發明高電壓增益轉換器的一實施例的一電路圖；圖3是該實施例的連續導通模式一操作時序圖；圖4是該實施例的不連續導通模式一操作時序圖；圖5是該實施例操作於第一階段的一電路圖；圖6是該實施例操作於第二階段的一電路圖；圖7是該實施例操作於第三階段的一電路圖；圖8是該實施例操作於第四階段的一電路圖；圖9是該實施例操作在連續導通模式的不同導通比和電壓增益的一關係曲線圖；圖10是該實施例操作在連續導通模式的不同導通比和電壓增益的一關係曲線圖；圖11是該實施例操作在不連續導通模式的不同導通比和電壓增益的一關係曲線圖；及圖12是該實施例操作在不連續導通模式的不同導通比和電壓增益的一關係曲線圖。

L₁:第一電感

S₁:第一開關

S₂:第二開關

L₂:第二電感

D₁:第一二極體

D₂:第二二極體

C₁:第一電容

D₃:第三二極體

S₃:第三開關

C₂:第二電容

2:輸出級

3:控制單元

Claims

一種高電壓增益轉換器，包含：一第一電感，具有一接收一直流電壓的第一端與一第二端；一第一開關，具有一電連接該第一電感的第二端的第一端與一接地的第二端，且受控制切換於導通與不導通間；一第二開關，具有一電連接該第一電感的第一端的第一端與一第二端，且受控制切換於導通與不導通間；一第二電感，具有一電連接該第二開關的第二端的第一端與一電連接該第一開關的第二端的第二端；一第一二極體，具有一電連接該該第一電感的第一端的陽極，與一陰極；一第二二極體，具有一電連接該第一開關的第二端的陰極，與一陽極；一第一電容，具有一電連接該第一二極體的陰極的第一端與一電連接該第一電感的第二端的第二端；一第三二極體，具有一電連接該第一電感的第二端的陽極，與一陰極；一第三開關，具有一電連接該第三二極體的陰極的第一端，與一電連接該第二開關的第二端的第二端，且受控制切換於導通與不導通間；一第二電容，電連接該第二開關的第二端與該第二二極體的陽極之間；及一輸出級，電連接該第一電容的第一端與該第二電容的第二端，用以提供一正比於該第一電容的跨壓與該第二電容的跨壓的加總的輸出電壓。
如請求項1所述的高電壓增益轉換器，其中，該輸出級包括：一輸出二極體，具有一電連接該第一電容的第一端的陽極，與一陰極；一輸出電容，電連接於該輸出二極體的陰極與該第二電容的第二端之間。
如請求項1所述的高電壓增益轉換器，其中，該第一開關是一N型功率半導體電晶體，且該第一開關的第一端是汲極，該第一開關的第二端是源極。
如請求項1所述的高電壓增益轉換器，其中，該第二開關是一N型功率半導體電晶體，且該第二開關的第一端是汲極，該第二開關的第二端是源極。
如請求項1所述的高電壓增益轉換器，其中，該第三開關是一N型功率半導體電晶體，且該第三開關的第一端是汲極，該第三開關的第二端是源極。
如請求項1所述的高電壓增益轉換器，更包括一控制單元，該控制單元產生一切換該第一開關的第一脈波調變信號及一切換該第二開關的第二脈波調變信號，該第一脈波調變信號與該第二脈波調變信號具有相同的周期時間。