TWI581578B - 編碼器及提供遞增冗餘之編碼方法 - Google Patents
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Description
本發明有關於編碼器及將輸入資料字錯誤校正碼編碼成碼字之相應的編碼方法。此外，本發明有關於傳送器及在廣播系統中廣播資料之相應的傳送方法。再者，本發明有關於在電腦上實行該傳送方法之電腦程式。最後，本發明有關於包含這種傳送器及接收該傳送器所廣播之資料的一或更多接收器的廣播系統。
本發明尤其關於LDPC編碼器，例如，用於利用正交分頻多工(OFDM)的數位視頻廣播(DVB)系統之傳送器中。此外，本發明可應用於其他系統中，其應用與DVB相同或類似的LDPC編碼技術。
諸如根據DVB-T2標準(第二代數位地面電視廣播系統標準)之廣播系統的已知廣播系統之傳送參數一般針對具有靜止接收器(如具有天台天線)的固定接收而優化。在未來廣播系統中，如即將問世的DVB-NGH(DVB下一代手持；於下亦稱為NGH)標準，使行動接收器(其為此即將問世的標準之重點)即使在差接收情況中，例如儘管遭受到多路徑傳播、衰落效應、及都卜勒(Doppler)位移仍能夠正確地接收資料。這種廣播系統之特徵尤其在於一般無回饋通道且無從接收器至傳送器的發信之事實。
本發明之一目的在於提供編碼器及相應的編碼方法還有傳送器及在廣播系統中廣播資料之相應的傳送方法，藉此，即使在差接收情況下，相較於已知廣播系統中之傳送器及傳送方法，增加行動接收器之資料的無錯誤接收/重建之機率。本發明之另一目的在於致能不同類型之解碼器及接收器的使用，但確保相容性。本發明之又一目的在於提供實行該編碼方法及廣播系統之電腦程式。
根據本發明之一態樣，提供一種將輸入資料字錯誤校正碼編碼成碼字之編碼器，包含：
- 編碼器輸入，接收輸入資料字，其各包含第一數量K ldpc 的資訊符號，
- 編碼機構，將輸入資料字編碼成碼字，使碼字包含包括資料部及第二數量N ldpc -K ldpc 之基本同位符號的基本同位部之基本碼字部，以及包括第三數量M IR 之輔助同位符號的輔助同位部之輔助碼字部，
其中該編碼機構適應成
i)根據第一碼從輸入資料字產生該基本碼字部，其中藉由在根據第一位址產生規則所決定的同位符號位址累積資訊符號來產生基本同位符號，
以及
ii)根據第二碼從輸入資料字產生該輔助碼字部，其中藉由在同位符號位址y累積資訊符號m來產生輔助同位符號，其中根據第二位址產生規則決定該同位符號位址y
N ldpc -K ldpc +{x+mmodG a ×Q IR }mod M IR 若x≧N ldpc -K ldpc ，
其中x標示為對應至一群大小為G a 之該第一資訊符號的同位符號累積器的該些位址，且Q IR 為輔助碼率相依的預定常數，以及
- 編碼器輸出，輸出該些碼字。
根據本發明之又一態樣，提供一種在廣播系統中廣播資料之傳送器，包含：
- 資料輸入，接收分段成輸入資料字的至少一傳送器輸入資料流，
- 如上針對將輸入資料字錯誤校正碼編碼成碼字所界定之編碼器，
- 資料映射器，將該碼字映射到傳送器輸出資料流的訊框上，以及
- 傳送器單元，傳送該傳送器輸出資料流。
根據本發明之又一態樣，提供一種相應的編碼方法、傳送方法、及包含程式機構的電腦程式，當在電腦上進行該電腦程式時，該程式機構令電腦進行該編碼方法的步驟。
在附屬申請專利範圍項中界定本發明之較佳實施例。應了解到所主張權利範圍之設備、所主張權利範圍之方法、及所主張權利範圍之電腦程式具有如所主張權利範圍之編碼器及在附屬申請專利範圍項中所界定類似及/或相同的較佳實施例。
本發明係依據藉由改善所提供的錯誤校正措施讓廣播系統中之行動接收器(例如車內接收器或手持接收器(如在行動電話或PDA中))即使在嚴苛傳送通道情況下仍能夠解碼廣播資料的概念。尤其，建議藉由編碼器提供足夠量的冗餘以增加碼的穩健性。藉由傳送器提供該額外的冗餘，使得若已接收的廣播資料之接收或重建(解碼)有誤或僅可以不足的品質加以進行，接收器可以，但非強制性，使用它。廣播操作者亦有從各種不同碼及調變技術選擇的能力，藉此在通量與穩健性之間作權衡。
欲確保接收器(如現有的傳統接收器)，尤其係其之解碼器，可正確地解碼資料而無任何根據本發明所提供的額外冗餘，錯誤校正碼編碼器應用第一碼(一般應用前向錯誤校正)來產生待廣播之資料的資料字之基本碼字部。這種編碼方式可為將輸入資料字編碼成碼字之已知標準方式，例如應用在DVB-T2、DVB-S2、DVB-C2、或即將問世的DVB-NGH傳送器中之前向錯誤校正(FEC)編碼(如LDPC編碼)，亦即基本碼字部可對應至(「正常」錯誤校正碼)根據DVB-T2標準(於後亦稱為T2)的碼字。然而，另外根據本發明建議藉由根據第二碼從輸入資料字產生輔助碼字來提供接收器之解碼器的遞增冗餘。「總」碼，亦即根據其產生「總」碼字(包含基本碼字部及輔助碼字部)之碼，因此具有比第一碼更低的碼率。因此，即使在差接收情況下，該「總」碼，尤其該輔助碼字部，提供比第一碼更高的穩健性並致能(更佳)解碼。
因此，在正常接收情況下，解碼器一般完全不(不需要)使用輔助碼字部，但僅使用基本碼字部來解碼已接收資料。在解碼器發現已接收資料的解碼有誤或具有不足的品質之情況中，其使用部分或完整的輔助碼字部來較佳解碼已接收資料。因此，接收器/解碼器可使用基本碼字部本身來解碼，並僅若真的需要解碼才使用輔助碼字部。
此外，輔助碼字部代表改善解碼能力之額外措施，尤其針對在差接收情況中的行動接收器。藉由傳送器之適當資料映射器將基本碼字部還有輔助碼字部兩者映射到傳送器輸出資料流上，該傳送器輸出資料流一般分段成訊框。例如，可使用根據使用T2訊框及FEF(未來延伸訊框)的DVB-T2系統所應用之訊框結構來以適當方式輸送這兩碼字部。
較佳地，編碼器及解碼器應用產生該些碼字的系統碼，使得基本碼字部包含資料部，尤其輸入資料字，及基本同位部，且輔助碼字部包含輔助同位部。例如，基本碼字部可為輸入資料字的資訊符號(如資訊位元或資訊位元組)及所產生之基本同位符號(如基本同位位元或位元組)的組合，該組合代表第一碼之基本碼字，其可被解碼器解碼。在此範例中，輔助碼字部可包含輔助同位符號(如輔助同位位元或位元組)，該輔助碼字部代表第二碼的輔助碼字，其可用來改善解碼該第一碼字的似然。
針對產生基本及輔助碼字部之(基本及輔助)同位符號，使用同位符號累積器，如例如根據DVB-T2(ETSI EN 302 755 V1.1.1(2009-09)「數位視頻廣播(DVB)；第二代數位地面電視廣播系統(DVB-T2)之訊框結構通道編碼及調變」)、DVB-C2(DVB BlueBook A138「數位視頻廣播(DVB)；電纜系統的第二代數位傳送系統(DVB-C2)之訊框結構通道編碼及調變」)、或DVB-S2(ETSI EN 302 307 V1.2.1(2009-08)「數位視頻廣播(DVB)；廣播、互動服務、新聞蒐集、及其他寬頻衛星應用的第二代訊框結構、通道編碼、及調變系統(DVB-S2)」)一般已知及應用。針對這種同位符號累積，使用位址產生規則來決定同位符號的位址，在該處累積資訊符號(「累積」一般亦稱為「編碼」)。然而，一般而言，僅應用單一位址產生規則，應用其來決定基本碼字的所有同位位址，其將不排除應用更多位址產生規則來產生基本碼。然而，根據本發明，使用不同位址產生規則來產生基本同位符號及輔助同位符號以獲得第一及第二碼的希望特徵。尤其，如下提供藉由在同位符號位址y(其中根據第二位址產生規則決定該同位符號位址y)累積資訊符號m來獲得每一輔助同位符號之第二位址產生規則
N ldpc -K ldpc +{x+m mod G a ×Q IR }mod M IR 若x≧N ldpc -K ldpc ，
其中x標示為對應至一群大小為G a 之第一資訊符號的同位符號累積器的位址，且Q IR 為輔助碼率相依的預定常數，設計成獲得希望的碼之反向相容性，容後解釋。因此，總碼亦包含第一碼。此外，第二位址產生規則遵守相同的逐區塊式(及準循環)編碼原則(在長度為G a 的群組中)，如同針對DVB標準系列之所有LDPC碼所進行的。尤其，這兩群組可具有相同長度。
可一般應用本發明之編碼器及編碼方法來將基本碼延伸成延伸碼(具有比基本碼更低的碼率)，但不同類型的解碼器可解碼至少基本碼，亦即，針對無法解碼延伸碼而只能解碼基本碼之傳統解碼器確保反向相容性。
根據一較佳實施例，該編碼機構適應成藉由在同位符號位址y累積資訊符號m來產生基本同位符號，其中根據第一位址產生規則決定該同位符號位址y
{x+m mod G b ×Q ldpc }mod(N ldpc -K ldpc )若x<N ldpc -K ldpc
其中x標示為對應至一群大小為G b 之第一資訊符號的同位符號累積器的位址，且Q ldpc 為基本碼率相依的預定常數。因此，根據此實施例，應用與DVB-T2(或DVB-C2或DVB-S2)標準中所界定相同之位址產生規則，其讓根據DVB-T2標準的接收器得以解碼第一碼。此反向相容性的另一優點為其簡化數個資料輸入流(其係由基本編碼規則或延伸編碼規則所編碼)之解碼，其以下列方式輸出基本及輔助碼字部兩者：若基本碼字部之成功解碼為可能，則解碼器可使用相同(基本)解碼操作。僅若基本碼的解碼失敗，解碼器必須根據延伸碼改變解碼操作(並可忽略僅由基本編碼器編碼的那些輸入資料流)。
根據另一實施例，第一及第二位址產生規則中使用的群組大小相同，亦即G a = G b 。較佳選擇360的群組大小(根據DVB的LDPC碼產生)。因此，藉由後續取得G = G a = G b (較佳=360)之群組的資訊符號(較佳，資訊位元)並將其編碼成同位符號來執行逐區塊式(或逐群組式)編碼。依此方式，維持基本同位部及輔助同位部兩者之準循環結構，其致能依據具有固定群組大小之群組之逐區塊式且因此較簡單的解碼。
較佳地，該解碼機構適應成利用一群後續的資訊符號來逐區塊地產生該基本同位符號及該輔助同位符號，其中在一組不同的同位符號位址y累積該群後續的資訊符號的每一資訊符號i，其中從預定位址表取得在其累積該群之第一資訊符號之該組同位符號位址，以及其中分別根據該第一及該第二位址產生規則，從該組同位符號位址決定在其累積該群之該些後續資訊符號之符號位址，以及其中從該位址表取得另一組的同位符號位址，以產生每一新區塊的基本同位符號及輔助同位符號。這種預定位址表的使用允許針對資料率、群組大小G a 及G b 、碼率相依預定常數Q ldpc 及Q IR 、第三數量輔助同位符號M IR 及基本碼字部的長度N ldpc 之每一希望的組合預先優化包含在其中之同位符號位址，所以所得的碼盡可能的強健並允許校正盡可能多的錯誤。此外，該位址表中所提供之位址(其之數字針對G a 及G b 群之資訊符號為有效)提供可制定並有效率地儲存這些位址產生規則(並且還有位址表)且在傳送器及接收器中具有合理量的儲存空間之優勢。否則，若針對每一資訊符號必須在表中明確提供同位位址的話，位址產生規則及位址表會大上許多且可能具有極大的尺寸。
在一特定有利應用中，使用下列參數值：M IR =N ldpc =4320、Q IR =12、G=G a =G b =360。此外，針對碼率識別符，選擇值1/2、7/12、2/3、及3/4且針對參數Q ldpc 選擇值(在相同序列中，亦即對應至個別碼率)6、5、4、及3。如從DVB-T2及DVB-S2已知，碼率識別符不總是與真正的碼率相同(然而，針對選擇的碼，碼識別符對應至真正的碼率)。在進一步的附屬申請專利範圍項中界定包括這些不同碼率之同位符號位址之優化位址表。因此，根據這種實施例，編碼機構適應成後續取得隨後的位址表之新的一列作為新的一組之不同的同位符號位址y來累積新的一群之後續資訊符號。
雖可以一般方式使用本發明來延伸現有碼，在一較佳應用中，針對正常解碼提供該基本碼字部，且若利用基本碼字部之正常碼字的解碼有誤，提供該輔助碼字部作為遞增冗餘。
根據傳送器之一較佳實施例，該資料映射器適應成將碼字之基本碼字部與相同碼字之輔助碼字部映射到傳送器輸出資料流之不同部分上，尤其到不同訊框上。此提供輔助碼字部不會受到影響基本碼字部之通道擾動(如時間選擇性衰落或雜訊叢發)影響之優勢。一般而言，不同接收路徑的振幅及相位亦取決於接收器的位置。此外，在移動接收器的情況中，不同接收路徑之信號的相位尤其會改變，這導致時間選擇性通道。時間方向中之改變亦可具有非常規律的結構，其之改變率在時間軸上與接收器對傳送器之相對速率及信號之傳送頻率成正比。並且其他擾動，如脈衝雜訊，可具有規律結構，例如由電網之線週期頻率或由來自其他資料傳送系統(如GSM通訊系統)之叢發所導致。一方面將基本碼字部且另一方面將對應的輔助碼字部映射到傳送器輸出資料流之不同部分上可在這種情況中避免關於特定碼字之所有資料被這種規律擾動影響且可因此確保在接收器之碼字的正確解碼。此外，如將於下詳述，接收器可在若輔助資料部不需解碼的話於該輔助資料部的傳送期間進入休眠模式。
根據傳送器之另一較佳實施例，該資料映射器適應成將碼字的基本碼字部映射到傳送器輸出資料流的第一類型之訊框上，尤其到根據DVB廣播系統之傳送器輸出資料流的T2訊框上，且將個別碼字的輔助碼字部映射到傳送器輸出資料流的配置在第一類型訊框之間之第二類型的訊框上，尤其到根據DVB廣播系統之傳送器輸出資料流的FEF訊框上。這提供靜止接收器僅存取第一類型之訊框中所傳送的資料，例如，根據DVB-T2標準之接收器僅存取在T2訊框中傳送之資料的優勢。行動接收器一般亦存取第一類型之訊框中所傳送的資料，其根據本發明亦足以正確地解碼已接收的碼字並再生已編碼資料字。然而，若解碼器發現解碼有誤或已解碼資料具有不夠的品質，其可接著亦存取第二類型之訊框中所傳送的資料，亦即輔助碼字部，並使用這些額外資料作為遞增冗餘，亦即使用基本碼字部(及部分或全部)輔助碼字部來解碼，其最終提供正確解碼資料之增加的機率，因為碼字之總碼，亦即基本碼字部及輔助碼字部之組合，具有比用於編碼第一碼字之第一碼更低的碼率。
此實施例提供額外優勢，即可例如一種方式使用如DVB-T2標準中所界定的現有訊框結構，使得靜止接收器(根據DVB-T2標準)僅存取T2訊框中傳送之資料且行動接收器存取T2訊框中傳送的資料且，若需要的話，還有在FEF訊框中傳送之輔助碼字部。若需要的話，靜止接收器當然亦可利用在FEF訊框中傳送之輔助碼字部，但一般會忽略這些資料。
在一較佳實施例中，編碼器包含根據第一碼將輸入資料字編碼成包括基本碼字部的基本碼字之第一編碼單元，以及根據第二碼將輸入資料字編碼成包括輔助碼字部的輔助碼字之第二編碼單元。此外，資料映射器適應成將基本碼字映射到傳送器輸出資料流之與輔助碼字不同的部分上，尤其到不同訊框上。因此，根據此實施例，可使用已經存在的編碼器，亦即第一編碼單元，而無任何改變，且簡單地添加亦提供輸入資料字至其之第二編碼器，亦即第二編碼單元，以根據第二碼產生輔助碼字，第二碼本身亦可具有比由第一編碼單元應用之第一碼更低的碼率，但亦可具有相同或更高的碼率。
雖然一般而言可完整映射基本碼字及輔助碼字兩者傳送器輸出資料流上，在某些實施例中(尤其若輔助碼字不僅含有輔助同位但還有部分或完整的輸入資料字及/或基本碼字之基本同位)，為了實現希望的目的，除了基本碼字外僅映射輔助同位部到傳送器輸出資料流上已足夠。接收器於是在需要的情況中利用輔助同位部作為解碼無法正確解碼的已接收基本碼字之冗餘。
第二編碼單元可進一步適應成根據第二碼將輸入資料字編碼成包括基本碼字部及輔助碼字部之輔助碼字。因此，基本碼字部為基本碼字及輔助碼字兩者的一部分，但不進一步用於輔助碼字中，從其基本上將輔助同位部嵌入傳送器輸出資料流中。這種實施例具有第一編碼單元可為可一般無改變地加以使用的已知接收器之(傳統)編碼器，如根據DVB-T2標準之接收器，且添加第二編碼單元至其之優勢。
替代地，第二編碼單元可進一步適應成根據第二碼將輸入資料字編碼成僅包括輔助碼字部之輔助碼字。可輕易添加這種編碼單元至現有編碼器並在傳送器側上僅執行實行本發明之最少所需的步驟。
根據傳送器之一替代電施例，編碼器包含將輸入資料字編碼成包括基本碼字部及輔助碼字部之碼字的單一編碼單元，且其中資料映射器適應成將碼字之基本碼字部映射到傳送器輸出資料流之與碼字的輔助碼字部不同的部分上，尤其到不同訊框上。此實施例需要較少處理容量，因僅進行用於產生碼字之單一編碼程序，其之後被分裂成一方面為基本碼字部，且另一方面為輔助碼字部。
根據又一實施例，編碼器適應成將輸入資料字編碼成碼字，碼字包含基本碼字部及輔助碼字部，輔助碼字部包括至少兩個輔助碼字子部，針對正常編碼提供基本碼字部，並且若利用基本碼字部及較少冗餘之碼字的正常解碼有誤的話，提供該至少兩個輔助碼字子部作為遞增冗餘。此實施例提供若僅正常解碼(亦即僅使用基本碼字部之解碼)有誤的話，接收器可決定正確解碼會需要多少額外遞增冗餘之優勢。這藉由編碼輸入資料字而產生逐步用於這種遞增冗餘之兩或更多輔助碼字子部(如兩或更多群的輔助同位部)來加以致能，亦即產生輔助碼字子部，使得不完全需要全部的子部來執行已接收碼字之正確解碼，但其之一或更多子部亦足以正確解碼。然而，若使用更多子部，碼率下降且正確解碼的機率增加。
因此，每一接收器可自己決定(其之決定亦可能隨時間而變)，若需要的話，應該使用多少額外的遞增冗餘，亦即那些至少兩個輔助碼字子部之多少，來增加解碼品質。因此，若僅額外需要小子部，可忽略其他輔助碼字子部並可甚至完全可不接收或至少解映射，所以當傳送這些其他輔助碼字子部時，可將接收器切換至休眠模式中，節省電池電力及處理時間。
可進一步發展此實施例使資料映射器適應成將碼字的該至少兩輔助碼字子部映射到傳送器輸出資料流上，使得在接收個別基本碼字部之後但在更多輔助碼字子部之前，由接收器接收用為第一遞增冗餘之輔助碼字子部。若，如建議，首先傳送「最有幫助的」輔助碼字子部(如最大的輔助碼字子部)，則這種實施例確保可在已經接收到用於致能正確解碼之足夠的輔助碼字子部之後，將接收器切換至休眠模式中。在另一實施例中，可將輔助碼字子部映射到傳送器輸出資料流上，使得一開始提供小的輔助碼字子部，並之後提供具有更大尺寸的輔助碼字子部。
較佳可由接收器從先前傳送之相關的基本碼字部的序列導出輔助碼字子部之序列，因此無需發信輔助碼字子部之序列所需的額外發信，如輔助碼字子部之序列與當下已知的相關的基本碼字部的序列相同。
此外，若先於含有輔助碼字子部的訊框(如FEF訊框)之訊框(如T2訊框)中包含來自各種傳送器輸入資料流(如PLP)之資料，可將輔助碼字子部群集在一起，使得例如先傳送所有輔助碼字部之最大或最小的子部，並在那之後傳送子部之其他群。
一般而言，將基本碼字部及輔助碼字部映射到傳送器輸出資料流，使得在接收到對應的輔助碼字部之前，由接收器接收碼字的基本碼字部。然而，替代地，資料映射器適應成將基本碼字部及輔助碼字部映射到傳送器輸出資料流之諸訊框上，使得在接收到對應的基本碼字部之前，由接收器接收碼字的輔助碼字部。因此將輔助碼字部緩衝於接收器之個別緩衝器中。若明顯地僅依據基本碼字部之對應碼字之解碼為正確，可從緩衝器刪除(若有任何的話)輔助碼字部。即使依據基本碼字部之解碼不正確，對應的輔助碼字部已經在緩衝器中。此提供無或減少的等待時間(若依據基本碼字部之解碼有誤，等待輔助碼字部之等待時間)之優勢，這對於減少啟動時間及對於在突然信號扭曲情況中之行動接收器特別重要。因此，此實施例亦提供在基本碼字部之(如突然的)差接收情況之情形中不會發生(因為等待輔助碼字部之接收所造成)服務中斷的優勢。
根據另一實施例，資料輸入適應成接收分段成輸入資料字的至少兩傳送器輸入資料流，且編碼器適應成選擇性僅根據第一碼、根據第二碼、或根據這兩碼編碼一傳送器輸入資料流。因此，根據此實施例，傳送器，例如在廣播系統之系統操作者的控制下，具有應用本發明之概念以僅針對選定的傳送器輸入資料流提供遞增冗餘到傳送器輸出資料流中，但不一定得一般性應用其至所有的傳送器輸入資料流的自由。例如，系統操作者可決定針對由就靜止接收器及行動接收器兩者之接收而提供之資料流應用本發明，同時不根據本發明處理一般僅由靜止接收器所接收的其他資料流，亦即不產生及傳送輔助碼字部。
一般而言，由任何種類的傳送器傳送傳送器輸出資料流，例如，僅具有單一天線或多天線，例如用於MIMO(多輸入多輸出)系統中者。然而，在一較佳實施例中，資料映射器適應成將碼字的基本碼字部映射到第一傳送器輸出資料流上並將碼字的輔助碼字部映射到第二傳送器輸出資料流上，且傳送器單元包含MIMO預先編碼第一及第二輸出資料流之MIMO預先編碼器，以及包括傳送經MIMO預先編碼之第一及第二傳送器輸出資料流的第一天線及第二天線的至少兩天線。例如，MIMO預先編碼器適應成空間多工，使第一天線傳送第一傳送器輸出資料流且第二天線傳送第二傳送器輸出資料流。然而，一般而言，MIMO預先編碼之任何其他實施例(如阿拉穆蒂(Alamouti)預先編碼)亦可應用到這兩個傳送器輸出資料流上，在由MIMO系統之兩或更多天線輸出它們之前。
接收器亦可僅具有單一天線或多天線，其中，一般而言，接收器的每一天線接收來自傳送器之所有天線的信號。然而，一般而言，亦可調頻接收器的天線以僅接收來自第一天線的信號(亦即接收第一傳送器輸出資料流)，且僅在解碼問題或錯誤的情況中，額外調頻天線以接收來自第二天線的信號(亦即接收第二傳送器輸出資料流)。根據又一實施例，接收器可包含調頻至傳送器之第一天線之一天線，且接收器包含調頻至接收來自傳送器之第二天線之信號的第二天線，且在第二天線接收的信號僅在需要時加以評估。
在又一實施例中，傳送器包含調變器，其在將碼字映射到傳送器輸出資料流之訊框上之前或之後與碼字之輔助碼字部不同地調變相同碼字之基本碼字部。一般而言，可在任何維度中傳送輔助碼字部，其與碼字之基本碼字部呈正交，如時間、頻率、空間(MIMO)、或展碼。術語「正交」應理解為編碼及調變技藝中一般已知者，亦即，以提供可分離的資料流(其在分離之前甚至可能為重疊，如OFDM副載波及其相關的部分頻譜)。此提供額外保護輔助碼字部不受到可能擾亂基本碼字部之擾動的影響之優勢。另一可能性為階層調變的應用。在此情況中，基本碼字部負責調變技術之較可靠的位元，同時輔助碼字部負責較不可靠的位元。
第1圖顯示根據本發明之傳送器10的示範區塊圖。這種傳送器10可例如為編碼OFDM(COFDM)傳送器，其根據DVB-T2(或即將問世的DVB-NGH)標準可用來傳送視頻、影像、及音頻信號，且於該標準中使用本發明。一般提供由傳送器10傳送之資料為至少一傳送器輸入資料流I1、I2、...、In，資料流一般分段成輸入資料字。傳送器輸入資料流I1、I2、...、In可為一或更多(如MPEG-2)輸送流(Transport Stream)及/或一或更多通用流(Generic Stream)，且可在其中於個別實體層管(Physical Layer Pipes)PLP中載送資料。
從資料輸入12，其中可對傳送器輸入資料流I1、I2、...、In執行一些輸入處理，如循環冗餘檢查(CRC)編碼、基帶(BB)標頭插入、填充插入、及BB拌碼，提供輸入資料至編碼器14，其中將傳送器輸入資料流I1、I2、...、In之輸入資料字編碼成碼字，將於下更詳細解釋。從編碼器14，接著將已編碼資料提供至資料映射器16，以將已產生的碼字映射到傳送器輸出資料流O的訊框上，其接著由傳送器單元18加以輸出。一般而言(但非一定)，提供調變器17以在輸出及傳送之前調變資料。
第2圖描繪根據本發明之編碼器14的第一實施例141。編碼器141包含兩條分支，亦即編碼單元20及30，饋送傳送器輸入資料流I1(在DVB的語境中稱為實體層管(PLP))至其。除了時間交錯器27及37外，較佳在固定訊框程度上執行處理。傳送器輸入資料流I1的輸入訊框在DVB的語境中標示為BBFrame，將於下討論作為一範例。
第一編碼單元20，亦即上分支，在此實施例中對應至如DVB-T2標準中所述的位元交錯編碼及調變(BICM)鏈。因此，其包含用於後續LDPC編碼之FEC編碼區塊21、位元交錯器22、用於解多工位元成胞之解多工器23、根據格雷(Gray)映射將胞映射成星座圖(constellations)的星座圖映射器24、用於星座圖旋轉及循環Q延遲之單元25、胞交錯器26及時間交錯器27。這些單元21至27之功能及操作為一般已知，且例如描述在DVB-T2標準中，其以引用方式併入此，所以不在此提供進一步的解釋。
第二編碼單元30，亦即下分支，在此實施例中亦提供有傳送器輸入資料流I1。FEC編碼區塊31一般與第一編碼單元20的FEC編碼區塊21不同。FEC編碼區塊21附加LDPC碼字之同位位元至輸入資料字，該LDPC同位位元一般在此稱為第一碼的基本同位部，而FEC編碼區塊31產生額外冗餘以增加整體通道碼的穩健性，該整體通道碼意指來自FEC編碼區塊21及FEC編碼區塊31兩者的冗餘。換言之，FEC編碼區塊31產生輔助同位位元，其除了基本同位位元外，可由接收器用來解碼已接收的碼字，將於下更詳細說明。
接續的區塊32至37一般可與區塊22至27相同，並因此可沿用自DVB-T2標準，但亦可根據特定境況及第二編碼單元30之需求來調整。時間交錯器37之應用為非必要，因為已經在胞交錯器36內涵蓋僅在輔助同位位元的一訊框內施加時間交錯。然而，在超過一個的輔助同位資料上施加時間交錯允許更多時間多樣性。
在此實施例中，FEC編碼區塊21及31兩者的輸入相同，尤其輸入資料流I1*，其實質上對應至傳送器輸入資料流，但其中已藉由BCH編碼器40(如在DVB技藝中一般已知者)添加BCH碼字的同位位元至輸入資料字(在DVB語境中BBFrames)。因此，在於FEC編碼器21及31中執行進一步編碼之前，傳送器輸入資料流I1已經由BCH碼編碼。然而，應注意到編碼器40一般並非為本發明之必要元件。在某些應用中，可完全省略編碼器40；可由不同編碼器取代編碼器40；或此初始編碼可為在編碼器21及31中執行之編碼的一部分。
此外，應注意到此後一般參照同位「位元」及輸入資料「位元」。然而，使用同位「位元組」及輸入資料「位元組」，或一般地，同位「符號」及輸入資料「符號」之相同概念亦適用。
將第一及第二編碼單元20及30的輸出向前饋送至資料映射器16，一般包括訊框建立器，且非必要地，OFDM產生器。資料映射器16及OFDM產生器一般可根據DVB-T2標準操作，其尤其顯示這些區塊的實施例。然而，針對第一及第二編碼單元20及30的輸出之映射，存在各種實施例，其亦將於下更詳細解釋。
藉由第3圖，更詳細解釋FEC編碼區塊21及31中所執行之編碼。第3A圖顯示為FEC編碼區塊21之輸出的第一碼字Z1。第一碼字Z1包含資料部D，其一般對應至FEC編碼區塊21之輸入資料字，且其根據此實施例包含k輸入資料位元s1、s2、...、sk，以及基本同位部Pb，其在此實施例包含m同位位元p1、p2、...、pm。第一碼字Z1在DVB-T2之語境中一般對應至屬於具有碼率R1=k/(k+m)的碼C1之LDPC碼字，其中k為系統位元(輸入資料位元)s的數量且m為基本同位位元p之數量。藉由使用這些碼字，未受到太多擾動影響的接收器，尤其靜止接收器及/或行動接收器，能夠解碼在此編碼之輸入資料。
第3B圖中所示之第二碼字Z2屬於具有較低碼率R2=k/(k+m+v)<R1的第二碼C2。第二碼字Z2包含，除了資料部D及基本同位部Pb外，v輔助同位位元i1、i2、...、iv之輔助同位部Pa。可例如在傳送錯誤、解碼錯誤、及/或解碼之不足品質的情況中，由接收器使用輔助同位部Pa作為除了解碼用之碼字Z1外的遞增冗餘。因此，若無法在接收器正確解碼第一碼字Z1，除了第一碼字Z1外，可使用一些或全部的輔助同位位元i1、i2、...、iv來解碼，以增加正確及無誤解碼(或至少增加其之品質)的機率。針對此目的，亦將至少輔助同位部Pa映射到傳送器輸出資料流上以由接收器最終接收並使用。將於下更詳細說明映射。
因此，碼字Z1及(第二碼字Z2之)輔助同位部Pa的組合亦可被視為具有比碼字Z1之第一碼更低的碼率之「總」碼的「總」碼字，亦即，碼字Z1可被視為此「總」碼字的基本碼字部B且輔助同位部Pa可被視為此「總」碼字的輔助同位部A。在此第3圖中所示之此實施例中，此「總」碼字與碼字Z2相同。然而，在於下顯示之所有實施例中並非皆成立。
在DVB-T2的語境中，至編碼器14之傳送器輸入資料流一般分段成稱為BBFrames的包含Kbch位元的訊框，如第4圖中所示範顯示。在第5圖中示意描繪從其藉由BCH編碼器40及第一編碼區塊21，亦即根據依照DVB-T2標準所執行之編碼所產生之第一碼字Z1(在此語境中)。此碼字為標準FEC碼字，包含(系統)輸入資料部，其本身由Kbch位元；跟隨有BCH編碼器之Nbch-Kbch同位位元；跟隨有LDPC編碼器的Nldpc-Kldpc同位位元所構成。總共，此碼字包含Nldpc位元。因此，基本LDPC碼具有Rc=Kldpc/Nldpc的碼率。參照引用第3及4圖所提供的上述解釋，Kldpc對應至k(亦即部分BBFRAME及BCHFEC被視為輸入資料字D)且Nldpc對應至k+m(亦即部分LDPCFEC被視為基本同位部Pb)。
第二編碼區塊31依據其之輸入(其一般與FEC編碼區塊21的輸入相同)計算用為遞增冗餘之輔助同位位元。一般而言，這些為可分隔成q子部(應注意到在本發明之主要態樣中，僅使用單一子部)的v輔助同位位元。第k個子部具有長度v(k)。因此，下列成立
若接著附加來自前x子部的位元至第一編碼單元20所產生之第一基本碼字(Z1)並一般由接收器接收及評估，會產生「總」碼的輔助碼字(Z3*)，其源自具有下列之整體碼率Rc*編碼器
其小於Rc，這意味著此整體碼較強大。
第6圖顯示由第二FEC編碼區塊31所產生之碼字Z2(在DVB-T2的語境中)的這種實施例，其根據此實施例，亦包含BCH及LDPC編碼，但在需要時額外產生用為在接收器的遞增冗餘之v輔助同位位元。
從Kim J et. al.“Design of Rate-Compatible Irregular LDPC Codes for Incremental Redundancy Hybrid ARQ System”,ISIT 2006,Seattle,USA,July 9-14,2006一般已知例如已知LDPC碼的額外LDPC同位位元之產生，及其作為遞增冗餘的使用。在第19圖中顯示繪示這種「延伸」碼及其之產生的圖。其中，顯示使用模數2單元45如何從其他者，尤其碼字中的所有「先前」位元，產生基本碼字部B及輔助同位部A的每一位元。這種產生碼字的方式確保解碼器可僅使用基本碼字部B或額外使用輔助同位部A的一或更多輔助同位位元來解碼碼字。於下，將詳細解釋根據本發明之較佳實施例產生LDPC同位位元的特定方式。
接下來，將解釋資料映射器16之一實施例。一般而言，可以任何方式將第一編碼單元20所產生之第一碼字(一般，基本碼字部B)及第二編碼單元30針對相同輸入資料字所產生之輔助同位部(一般，輔助碼字部A)映射到傳送器輸出資料流O之訊框上。換言之，使用來自第3圖之術語，針對每一輸入資料字，根據本發明將對應的資料部D、基本同位部Pb、及輔助同位部Pa映射到傳送器輸出資料流O上。然而，較佳地，資料映射器16適應成使資料部D及基本同位部Pb映射到與相同碼字之對應輔助同位部Pa不同的部分上，例如不同的訊框上。這提供正常通道擾動一般不會一方面影響資料部D及基本同位部Pb兩者且另一方面影響輔助同位部Pa的優勢。
將參照第7及8圖繪示這種映射結構之一特定實施例。第7圖繪示如根據DVB-T2標準所應用之訊框結構。尤其，根據DVB-T2，應用超訊框結構，其中每一超訊框被細分成多個T2訊框。在預定數量的接續T2訊框之後，插入FEF部分(未來延伸訊框部分)供未來使用。這亦示意性繪示在第8圖中所示之資料流結構中。當根據本發明在傳送器10中應用這種訊框結構時，資料映射器16在一實施例中適應成使碼字之資料部及基本同位部(其亦可被視為基本碼字部B，以及，在此實施例中，基本碼字Z1(參見第3A圖))映射到T2訊框上，並將相同碼字(取自輔助碼字Z2)的輔助同位部Pa(一般，輔助碼字部A)映射到FEF部分上，較佳在映射對應資料部D及基本同位部Pb至其中之T2訊框後一個的FEF部分。
這種映射提供根據DVB-T2標準的傳統接收器乾脆忽略在FEF部分中所傳送之資料並僅如往常般評估在T2訊框中所傳送之資料的優勢。然而，例如，根據即將問世的DVB-NGH標準之行動接收器，其解碼及再生能力經常受到擾動影響，亦可在第一步驟中，存取T2訊框並解碼嵌入其中之碼字。然而，另外，尤其在擾動且自其產生解碼錯誤之情況中，這種行動接收器在第二步驟中存取FEF部分並使用包含在其中之一部分或全部的輔助同位資料來再次解碼在對應的T2訊框中接收到的碼字，將於下更詳細說明。
根據資料映射器16之又另一實施例，在FEF部分中傳送行動接收器解碼所需之全部資料，亦即，將包含資料部D、基本同位部Pb、及輔助同位部Pa之完整的碼字映射到FEF部分上。這種行動接收器忽略包含在T2訊框中之資料，其僅由靜止接收器，尤其根據DVB-T2標準之接收器，存取。
然而，在這種情況中，較佳以和資料部D及基本同位部Pb不同的方式調變輔助同位部Pa。較佳地，一般在資料映射之後，應用輔助調變碼來調變輔助同位部，輔助調變碼與用於調變資料部及基本同位部之基本調變碼呈正交。例如，可應用正交時間、頻率、空間(MIMO)、或展碼。另一可能性為階層調變的應用。
當然，可有資料映射器16的其他實施例。由傳送器10所應用之訊框結構亦可和第7及8圖中所示之根據DVB-T2標準所用的訊框結構完全不同。一般而言，可應用任何訊框結構，如新創造的訊框結構，只要接收器能夠偵測或預先得知到哪裡找出資料部及各種同位部。此外，在本發明實施例中，無需BCH及LDPC編碼，但可應用其他碼(如其他FEC碼)。
第9圖中顯示編碼器142及資料映射器16之另一實施例的簡化區塊圖。根據此實施例，編碼器142包含單一編碼單元，藉此編碼輸入資料字，亦即藉此產生基本同位部Pb及輔助同位部Pa兩者。換言之，在編碼器142的單一編碼單元中，產生完整的碼字Z2(參見第3B圖)。將這些碼字Z2提供至資料映射器16，其將輔助同位部Pa分離出來並映射到傳送器輸出資料流之與資料部D及基本同位部Pb不同的部份上。針對資料映射器16，存在與前述大致相同的實施例。
如第1圖中所示，資料輸入12適應成不僅接收單一傳送器輸入資料流，但可一般地接收數個n傳送器輸入資料流，例如數個n實體層管。然而，編碼器14可在這種情況中適應成選擇是否如往常般編碼一傳送器輸入資料流(亦即根據基本碼而不產生任何輔助同位資料)，或是否該應用具有較低碼率之另一碼並該產生接收器用為遞增冗餘之輔助同位資料。亦可有各種具有不同(如減少)碼率之碼供編碼器應用，所以存在甚至超過兩個的可能性。可例如由傳送器的操作者或廣播通道的擁有者規定應用哪個碼及哪個碼率。但碼的選擇亦取決於將傳送的資料種類。例如，可以具有比視頻資料更高碼率之碼來編碼音頻資料，所以僅針對視頻資料產生這種輔助同位資料，或反之亦然。作為另一範例，當看新聞時可接受任何解碼錯誤，但當看電影時則無法接受，可因此針對其產生並傳送輔助同位資料。
在第10圖中繪示編碼器143之再另一實施例。編碼器143適應成使得，除了資料部D及基本同位部Pb外，其產生兩或更多輔助同位子部Pa1、Pa2、及Pa3，因此形成碼字Z3。因此，比較碼字Z2及Z3，可將碼字Z3之輔助同位子部Pa1、Pa2、及Pa3視為碼字Z2之輔助同位部Pa的區段，具有整體而言相同之內容，雖一般輔助同位子部Pa2及Pa3亦可為除了對應至(單獨)輔助同位部Pa之輔助同位部Pa1外之額外的輔助同位部。
產生這些輔助同位子部Pa1、Pa2、及Pa3使其可被解碼器逐步使用為遞增冗餘。換言之，一般可使用僅資料部D及基本同位部Pb(亦即基本碼字部)來解碼碼字。若這種解碼失敗，則額外使用第一輔助同位子部Pa1(亦即輔助碼字部之一部分)來解碼。若此同樣失敗(或提供不夠的品質)，則可增加第二輔助同位子部Pa2並依此類推。
可群集所有的輔助同位子部Pa1、Pa2、及Pa3並映射到傳送器輸出資料流之單一部上。然而，亦可且有利地分佈單一碼字Z3的各個輔助同位子部，較佳使得在第二輔助同位子部Pa2之前接收第一輔助同位子部Pa1，且同樣在第三輔助同位子部Pa3之前接收第二輔助同位子部Pa2。這提供接收器，在使用第一輔助同位子部之後，可以足夠品質解碼碼字，可在傳送不再需要及/或來自目前不解碼之其他資料流的其他輔助同位子部的時期中進入休眠模式中之優勢。這在接收器提供一些電力節省及較少計算工作。
在第11圖中顯示各個輸入訊框(BBFrames，一般稱為輸入資料字)的輔助同位子部之配置。在此實施例中藉由兩索引(e,f)來列舉輸入訊框，其中索引e對應至PLP_ID(PLP號碼，亦在此稱為傳送器輸入資料流的號碼)，以及其中f關於輸入訊框(輸入資料字)。索引e為一組S2的一部分，亦即受到額外遞增冗餘保護的PLP組。假設傳送n個不同的PLP，亦即eS1={1,...,n}，S2為受到根據本發明之額外遞增冗餘保護的PLP的S1之子組，因為如上述並非所有PLP都一定使用此概念。
因此，第e個PLP之第f個輸入訊框標示成Ie,f。索引f{1,...,Fe}，其中Fe為第e個PLP之輸入訊框的數量，其在FEF之前，從前一FEF的末端開始。因此，在一實施例中，可將輔助同位子部Pa1e,f上至Paye,f映射到第11圖中所示之序列中的FEF訊框上並可屬於映射到先前T2訊框上的碼字。
第12圖繪示在根據DVB-T2標準之T2訊框內之資料配置的更多細節。T2訊框中之PLP構成某順序的基礎。在前文P1及P2和共同PLP之後傳送類型1的PLP而無次切片(subslicing)之後，接著以次切片傳送類型2之PLP。類型1及類型2 PLP兩者皆具有固定順序，其在P2前文中予以發信。這亦繪示並詳細解釋於DVB-T2標準中，其以引用方式併於此。
第13圖顯示在FEF訊框中配置輔助同位子部的建議，使其與T2訊框中之PLP的配置類似。在此實施例中，FEF亦以P1前文開始，亦即OFDM符號，使其用於(時間，頻率)同步目的、通道評估、及發信最重要的傳送參數。後續(一或更多)P2前文含有關於FEF的內容之更多詳細資訊。使用參照第11圖所解釋之表示法並假設每三個輸入訊框有兩個PLP，在此實施例中之FEF中之輔助同位子部的配置為使得經分隔的輔助同位子部之順序衍生自T2訊框之切片/排序，即使並非來自T2訊框的所有PLP都有映射到FEF上之輔助同位子部。因此，不需明顯發信輔助同位子部之順序。
在時域中排序輔助同位部，尤其將具有輔助同位部的所有PLP之第一部Pa1e,f(例如最穩健部)插在FEF的起頭，亦即在前文P1及P2的直接後面。具有輔助同位部的所有PLP之第二部Pa2跟隨在之後等等。如上述，若無法解碼基本碼字，評估相關的FEF之第一部分Pa1。若接收器茲可正確解碼整體碼字而無錯誤，其進入休眠模式以節省電力。否則，其將額外包括第二輔助同位部Pa2等等。
亦應注意到FEF可能會包含發信資訊，如在前文中或ModCod標頭中，此關於用於FEF中之輔助同位部與映射到T2訊框上之PLP的鏈結(其本身在此實施例中維持不變)。此外，其他資料也可包含在FEF中，例如，行動接收器所使用之低位元率資訊。
第14圖顯示根據本發明之編碼器的又另一實施例144。與第2圖中所示之實施例類似，編碼器144包含如上述用於根據第一碼將輸入資料字編碼成碼字Z1之第一編碼單元20。此外，提供用於根據第二碼將輸入資料字編碼成僅包含輔助同位部Pa之輔助碼字部(其可被視為輔助碼字Z4)之第二編碼單元30a。因此，若有需要的話，第二編碼單元30a僅產生最終改善在解碼器之解碼所需的資料，但不產生已經由第一編碼單元20產生的其他碼字部。
第15圖顯示用於包含上述傳送器10的廣播系統之接收器50的示意性區塊圖。接收器50尤其適應成在錯誤或低品質解碼之情況中利用輔助同位部(一般，輔助碼字部)作為遞增冗餘。
接收器50包含資料輸入52，其用於接收接收器輸入資料流O'，此一般對應至已由傳送器透過廣播系統的廣播通道所傳送之傳送器輸出資料流O且其因此會受到出現在這種廣播系統中之擾動的影響，尤其係在使用行動接收器的情況中，其為本發明在接收器側上之主要應用。
非必要地，提供解調變器53，其與傳送器10之(非必要)調變器17相互關聯，並用於解調變已接收的接收器輸入資料流O'。解映射器54解映射(非必要經調變的)接收器輸入資料流O'，尤其係映射到接收器輸入資料流O'上之至少資料部及基本同位部(亦即基本碼字部)，將於下更詳細說明。解碼器56接著使用基本碼字部根據傳送器10的編碼器14所應用之相同碼來解碼這些碼字。尤其在行動接收器的情況中，可能出現例如因移動接收器之高速所造成之嚴重擾動，在接收器50中設置檢查單元58，藉此檢查是否已經正確解碼及/或具有足夠品質及/或在可容忍錯誤程度之下，將於下更詳細說明。若進行解碼而無錯誤或具有足夠品質，提供已解碼資料至輸出單元60。其之輸出可為一或更多接收器輸出資料流I1'、I2'、...、In'，其應盡可能對應至傳送器輸入資料流I1、I2、...、In。
然而，若檢查單元58的檢查顯示解碼有誤或已解碼資料具有不夠的品質且例如造成有雜訊的接收器輸出信號(如電影的不足畫面品質)，從檢查單元58提供回饋迴路62至解映射器54及/或解碼器56，以利用輔助同位部(一般，輔助碼字部)(完全或部分地)以改善解碼品質。因此，在這種情況中，解映射器54接著亦從(非必要經調變的)接收器輸入資料流O'解映射輔助同位部(完全或部分地)。藉由使用此額外冗餘，解碼器56將接著再次解碼已接收碼字，但茲應用具有較低碼率的碼，其因此具有對抗擾動之較高穩健性。因此，很有可能解碼品質會比之前更佳。在一些實施例中，例如若解碼器56需要來自另一接收器輸入資料流(如來自在MIMO接收器中的不同天線接收到的資料或來自另一通道(如使用另一頻率))的輔助同位部，亦從檢查單元58提供回饋迴路62至解調變器53。
之後，可藉由檢查單元58再次檢查解碼現在是否已經變成無誤或具有足夠品質，且若否，可在解映射及解碼的另一迭代中使用輔助同位部的再另一部分。另一方面，若針對解碼已經完全使用碼字的完整輔助同位部，則亦可省略檢查並可直接輸出已解碼的資料。
與傳送器10之編碼器14類似地，存在接收器50之解碼器56的各種實施例。在第16圖中示意性描繪解碼器56之第一實施例561。根據此實施例，解碼器561包含第一解碼單元70及第二解碼單元80，與第2圖中所示的編碼器141之實施例類似。此外，若用於廣播系統中之對應的傳送器應用BCH編碼之步驟，提供額外解碼器90(如BCH解碼器)以BCH解碼解碼器561之輸出。第一解碼單元70一般對應至用於根據DVB-T2標準之接收器中的解碼單元。其包含時間解交錯器71、胞解交錯器72、循環延遲移除器73、星座圖解映射器74、位元解交錯器75、及第一LDPC解碼區塊76。這種解碼器例如詳述在DVB document A133,February 2009“Implementation Guidelines for a Second Generation Digital Terrestrial Television Broadcasting System(DVB-T2)”之中，其以引用方式併於此。此第一解碼單元70因此提供有由解映射器54從已接收的接收器輸入資料流O'解映射之資料部D'及基本同位部Pb'(一般，基本碼字部B')並如往常般解碼這些碼字。
另外，在解碼器561的此實施例中，設置第二解碼單元80，其基本上包含相同的元件，尤其係時間解交錯器81、胞解交錯器82、循環延遲移除器83、星座圖解映射器84、位元解交錯器85、及第二解碼區塊86，其之功能與第一解碼單元70之個別元件的功能相同。然而，若在編碼器中(如在第二編碼單元30中(參見第2圖))應用不同參數，那些區塊的參數可為不同。然而，第二解碼單元80提供有，除了資料部D'及基本同位部Pb'外，額外的輔助同位部Pa'(一般，輔助碼字部A')(完全或部分地)以使用輔助同位部Pa'作為冗餘資訊來以高可靠度解碼碼字。因此，僅在需要的情況中，亦即若由檢查單元58經由回饋迴路62「命令」，第二解碼單元80才會變成現行。替代地，第二解碼單元80僅提供有輔助碼字部A'。
第17圖中描繪解碼器的一替代實施例562。根據此實施例，解映射器54存取已接收的接收器輸入資料流O'之T2訊框以從其解映射出資料部D'及基本同位部Pb'，並存取FEF訊框以從其解映射出輔助同位部Pa'，亦即解映射器54適應成與第9圖中所示之映射器16相互關聯。然而，編碼器562僅包含單一解碼單元，其能夠根據第一碼(具有較高碼率)僅依據資料部D'及基本同位部Pb'並且，若有需要的話，根據第二碼(具有較低碼率)使用輔助同位部Pa'作為冗餘資訊(全部或部分地)兩者來解碼碼字。
例如提供在DVB-T2、DVB-S2、結合的DVB-T2/S2、DVB-C2、或DVB-NGH接收器中之標準LDPC解碼器在其輸入接受(經通道擾亂的)碼字，還有關於碼率及碼字之長度(16200或64800位元)的發信資訊。基於發信資訊，其依據那特定碼實現應用適當的解碼演算法(典型上所謂的迭代訊息遍歷(iterative message passing))並輸出資料部之估計。
相同者適用於包括在解碼器56中之延伸LDPC解碼器，尤其延伸LDPC解碼器76及86，其額外接收輔助碼字部，尤其輔助同位位元。除了應用的碼率及基本碼字部外，一般還發信輔助位元的數量至解碼器。有了這些參數，解碼器56依據此延伸(或「總」)碼應用適當的解碼演算法。如上述，在一較佳實施例中，解映射器及解碼器較佳適應成逐步增加輔助同位部之更多部分(「子部」)。較佳地，一旦達到足夠解碼品質，解映射器及解碼器較佳適應成在已接收的接收器輸入資料流中提供輔助子部的其他部分(分段；參見例如第13圖)的同時，進入休眠模式，亦即較佳不解映射及針對解碼使用輔助同位子部之那些額外的區段。這尤其節省接收器中之電力，這在使用電池作為電源的行動接收器之情況中特別有利。
通用LDPC解碼器具有已接收的碼字(有或無額外同位位元)還有關於碼率及碼字長度之發信資訊作為輸入。後者額外由回饋迴路62隱含式更新，其發信告知是否附加輔助同位位元(及多少)。與這種通用解碼器相反地，根據本發明之解碼器56中的LDPC解碼器輸出其對(已接收)碼字C'之每一碼位元的估計，亦即對碼字C'之估計C"。較佳地，以對數似然比(LLR)表示逐位元之估計，其之大小反映估計的可靠度。
若檢查單元58決定估計C"可能為傳送的碼字C，其輸出(硬決定)資料部D'的估計並設立旗標S成1，其對應至解碼成功。否則，S=0，在回饋迴路62內發信其以啟動輔助同位位元的後綴(若仍有的話)。來自檢查單元58之指標E為非必要，且提供仍須多少額外輔助同位子部的估計。在E>1的情況中，LDPC解碼器56甚至不需嘗試解碼下一個較大的碼字，但必須等待E個額外的輔助同位子部來重新開始解碼。
解碼成功(S=1)的標準為：
a)在被允許的解碼器處理步驟之最大數量內(典型上強加迭代之最大數量)，找到有效碼字C"(在硬決定之後)。
b)可由BCH解碼器解碼資料部D'之估計(可衍生自估計C"或甚至包括在C"中，在系統碼(如DVB-T2)之情況下)。注意到BCH解碼器亦具有某些錯誤校正能力。
c)在BCH解碼之後，流I1'應對應至BBFrame，其之標頭(BBHeader)受到CRC保護。若此檢查成功，BBFrame為正確的似然增加。
d)較佳地，由檢查單元58檢查所有對數似然比(LLR)之可靠度。這可藉由均化屬於該碼字之所有LLR之大小來進行。若此平均值大於某臨限值(其取決於碼且必須加以界定)，解碼成功非常有可能。
若S=0，最後一個標準(d)亦可提供碼字多不可靠的估計(在解碼之後)。假設隨後的輔助碼字部與先前碼字具有類似的品質，可做出成功解碼將需要多少額外部之估計E。
應注意到有兩種結合先前碼(其無法由解碼器正確解碼)與輔助碼字部之方式：1)儲存已進入解碼器的先前碼字，並在其末端附加輔助碼字部，或者2)儲存LDPC解碼器56之最終估計C"(在遍歷最大迭代數量之後)並在其末端附加輔助碼字部。除了上述貫施例外，傳送器的編碼器亦可適應成使輔助同位部(一般，輔助碼字部)可不(僅)包含「真的」同位資訊，但其亦可包含「基本」碼字之(部分或全部)資訊的重複，亦即資料部D及/或基本同位部Pb(亦即基本碼字部)之(部分或全部)位元。因此，在非常簡單的實施例中，輔助同位部Pa可簡單地包含資料部D及/或基本同位部Pb的副本。若擾亂基本碼字但不(或較少)擾亂輔助同位部的話，這亦將改善解碼。此外，即使擾亂基本碼字部及輔助碼字部兩者，藉由使用這兩部來解碼，可改善解碼的結果，例如藉由應用軟結合之原理，例如藉由在額外使用輔助碼字部之第二解碼步驟中改善在僅使用基本碼字部之第一解碼步驟中所得之軟值。
在第18圖中示意性描繪根據本發明之廣播系統的一實施例。廣播系統一般包含傳送器(Tx)10及一或更多接收器(Rx)50a、50b、及50c。雖一般而言傳送器10具有傳送傳送器輸出資料流O之單一天線已足夠，在此的此實施例中，傳送器10設有兩個天線19a及19b。
在第一模式中，可使用這兩天線來同時傳送相同的傳送器輸出資料流O(或其之修改流，如根據DVB-T2標準之Alamouti技術)，以例如增加覆蓋範圍。在另一模式中，其特別描繪在第18圖中，設置在傳送器10之此實施例中的資料映射器161適應成產生兩傳送器輸出資料流O1及O2，其中將碼字之資料部D及基本同位部Pb(亦即基本碼字部)映射到第一傳送器輸出資料流O1上，且其中將碼字之輔助同位部Pa(亦即輔助碼字部)映射到第二傳送器輸出資料流O2上。在此實施例中，第一天線19a可接著提供有第一傳送器輸出資料流O1以供傳送且第二天線19b可提供有第二傳送器輸出資料流O2以供傳送。例如，在T2訊框之傳送期間，僅傳送第一傳送器輸出資料流O1，而在FEF之傳送期間，傳送傳送器輸出資料流O1及O2兩者。在仍另一模式中，可藉由水平極化天線傳送第一傳送器輸出資料流O1，而可藉由垂直極化天線傳送第二傳送器輸出資料流O2，或反之亦然。
非必要地，設置MIMO預先編碼器162，以從資料映射器161提供第一及第二傳送器輸出資料流O1及O2至MIMO預先編碼器以根據任何MIMO預先編碼技術來預先編碼它們。例如，可將第一及第二傳送器輸出資料流O1及O2空間多工到預先編碼的傳送器輸出資料流O1*及O2*，其接著由天線19a及19b予以傳送，或可應用Alamouti預先編碼至第一及第二傳送器輸出資料流O1及O2。預先編碼的傳送器輸出資料流O1*及O2*兩者於是可包含來自第一及第二傳送器輸出資料流O1及O2之資料的混合。
在第18圖中所示之此實施例中，傳送器10設有兩個天線19a及19b。然而，應注意到，傳送器，尤其係MIMO傳送器包含可提供預先編碼的傳送器輸出資料流O1*及O2*至其以供傳送之超過兩個的天線。具有單一天線61之第一接收器50a可適應成僅接收第一傳送器輸出資料流O1(作為第一接收器輸入資料流O1')，而不接收第二傳送器輸出資料流O2。這種接收器50a可為現有，如傳統或靜止接收器，其不適應成使用任何輔助同位部。例如，若傳送器10，尤其第二傳送器輸出資料流O2，被引導成根據一新標準(如DVB-NGH標準)由行動接收器所接收，則接收器50a可為根據DVB-T2標準之靜止接收器。
接收器50b之另一實施例包含兩個天線61a及61b。在此實施例中，第一天線61a適應成接收第一傳送器輸出資料流O1(作為第一接收器輸入資料流O1')，且第二天線61b適應成接收第二傳送器輸出資料流O2(作為第二接收器輸入資料流O2')。例如，若傳送器10的兩天線19a及19b利用不同傳送通道，如傳送頻率，則接收器50b之兩天線61a及61b可適應成在相同個別傳送通道上接收。
接收器50c之第三實施例同樣具有單一天線61，但適應成接收來自天線19a及19b兩者之信號。接收器50c包含相應地內部分裂或分解兩個已接收的輸入資料流O1'及O2'之機構。接收器50b之實施例，具有用於分別接收不同傳送器輸出資料流O1及O2之兩個分別的天線61a及61b，提供僅若需要任何輔助同位部來做為改善解碼之遞增冗餘的話才啟動第二天線61b及接收器50b內的後續處理機構之優勢。這針對傳送器之一實施例亦成立，其中第二傳送器輸出資料流O2不僅載有輔助同位部，但亦有碼字之資料部及基本同位部。在後者情況中，可使傳送甚至更穩定。例如，若擾亂傳送器天線19a及接收器天線61a之間的傳送通道，可切換至在傳送器天線19b及接收器天線61b之間的傳送通道。亦可以接收器50c實現更穩定的傳送之優勢，其在後者情況中，可在第一或第二傳送器輸出資料流O1或O2的接收之間切換或其連續接收傳送器輸出資料流O1及O2兩者。此外，這種實施例一般亦提供增加的空間密度。
於上述中，尤其相關於傳送器10，已經繪示各種實施例，尤其如何將資料部、同位部、及輔助同位部映射到傳送器輸出資料流上。此外，已提出關於傳送器輸出資料流之訊框結構的各種範例。應了解到接收器50之解映射器54當然適當適應成從接收器輸入資料流解映射需要的資料，亦即，解映射器54知道特定的訊框結構及/或個別資料放置在接收器輸入資料流中之位置。一般應用用於從傳送器發信此資訊至接收器及/或用於例如在一標準中規定此資訊，及用於致能傳送器及相應地接收器之已知措施來確保此。
根據本發明之訊框結構可一般適應成與根據現有標準(如DVB-T2標準)之訊框結構一致，所以根據此標準的現有接收器亦可接收並處理這種資料結構，即使它們不利用包含於其中之輔助同位資訊作為遞增冗餘。然而，可自由選擇並根據廣播系統的特定需求新創造訊框結構。一般而言，本發明亦可應用於所有廣播系統中，藉此在通道上傳送資料。例如，本發明可應用於DAB系統中，其將參照第20圖說明。第20圖顯示敘述在DAB標準(ETS 300 401 “Radio broadcasting systems;Digital Audio Broadcasting(DAB)to mobile,portable and fixed receivers”,May 1997,RE/JPT-00DAB-4)中之傳送訊框的結構。DAB傳送系統結合三個通道，尤其係同步通道，其與傳送系統一起內部用於基本解調變功能(如傳送訊框同步)、快速資訊通道(FIC)，其由接收器使用來迅速存取資訊，其為非時間交錯資料通道且其可細分成快速資訊區塊(FIB)、以及主要服務通道(MSC)，其用來載送音頻及資料服務夠件且其為分成個別經卷積編碼之數個子通道的時間交錯資料通道。
MSC亦可看成由共同交錯訊框(CIF)所構成，包含容量單元(Capacity Units;CU)作為最小可定址單元。MSC的每一子通道佔據接續CU的整數數量且經個別卷積編碼。關於傳送訊框及其內容之更多細節可參見先前引用的DAB標準，其之說明以引用方式併於此。
根據本發明，子通道之一，如SubCh a，可包含基本碼字版本，而一或更多後續的子通道，如SubCh b，包含輔助碼字部。接收器茲可處理SubCh a且，若必要的話，SubCh b以改善解碼。如上述實施例中所示，輔助碼字部可進一步分段成子部，全部皆載送於相同的子通道中或載送於各種子通道中。這同樣具有接收器可在成功解碼之後直到傳送下一基本碼字部之前進入休眠模式的優勢。可在快速資訊通道(FIC)中發信是否提供輔助同位位元且針對哪個子通道。然而，由於此通道為固定且預定，發信較佳應在另一子通道中進行，其例如在新界定的標頭中包含基本碼字部。因此，根據本發明修改的接收器可利用此額外資訊。另外，FIC可發信哪個子通道適應成由所有DAB接收器(傳統接收器及根據本發明之接收器)接收且哪個子通道被解碼以(僅)由根據本發明之接收器接收。
應用於DAB中之錯誤校正碼為卷積碼，根據DAB藉由穿刺母碼一般實現不同碼率。此母碼具有1/4碼率，且藉由穿刺某同位位元獲得較高碼率。這些經穿刺的同位位元可用為根據本發明之用於提供遞增冗餘的輔助同位位元。替代地，全新的母碼亦適用，從其可藉由穿刺獲得所有DAB碼率且使用經穿刺的位元作為根據本發明之之輔助同位位元。
第21圖顯示接收器50d之另一實施例的區塊圖。一般而言，基本碼字部B及輔助碼字部A由傳送器映射到傳送器輸出資料流O上，使得在接收對應的輔助碼字部之前由接收器接收碼字的基本碼字部。然而，替代地，資料映射器亦可適應成將基本碼字部B及輔助碼字部A映射到一傳送器輸出資料流之訊框上，使得在接收對應的基本碼字部之前由接收器接收碼字的輔助碼字部。針對第21圖中所示的接收器50d之實施例，應假設以此方式適應傳送器。在這種接收器50d中，資料解映射器54d因此適應成從接收器輸入資料流O'解映射(先接收到的)輔助碼字部A'並轉送其至緩衝器64。之後(每當接收到時)解映射對應的基本碼字部B'並轉送至解碼器56d以將之解碼。若檢查單元58d中之檢查顯示應使用額外冗餘來改善解碼，經由回饋迴路62告知緩衝器64以提供經緩衝的輔助碼字部A'至解碼器56d並告知解碼器接著解碼碼字(茲再次藉由額外利用(完全或部分的)輔助碼字部)。若很明確地對應碼字之解碼為正確，則從緩衝器刪除經緩衝的輔助碼字部(若有任何的話)。
此實施例提供無等待(若基於基本碼字部的解碼有誤的話，等待輔助同位部)時間之優勢，其對於減少啟動時間及針對行動接收器特別重要。因此，此實施例亦提供在基本碼字部之(如突然的)差接收情況之情形中不會發生(因為等待輔助碼字部之接收所造成)服務中斷的優勢。
茲參照第5、6、19、及22圖說明根據本發明之編碼器之較佳實施例。如上述，藉由應用遞增冗餘(IR)，延伸某些現有FECFRAME長度Nldpc(如等於16200)之LDPC碼，使得新碼字由原始碼字(基本FEC)及將用為IR的MIR(亦於上稱為v)個額外(輔助)同位位元所構成。新碼字長度因此為Nldpc,1=Nldpc+MIR。以IR之LDPC編碼可想成具有碼率R1=Kldpc/Nldpc,1的一編碼器，其中輸出分成基本FEC(「基本碼字部Pb」)及IR部分(「輔助碼字部Pa」)。可將這兩部分看待成兩個關聯的PLP。原始碼字與延伸碼字之間的關係可見於第5及6圖中。第5圖描繪根據如DVB-T2之傳統FEC編碼，其中至具有碼率R0=Kldpc/Nldpc的LDPC編碼器之輸入為BCH編碼器的Kldpc輸出位元，而其輸出為長度Nldpc之系統碼字。此碼字之最後Nldpc-Kldpc個位元為LDPC同位位元。若PLP應用IR，則使用具有碼率R1=Kldpc/Nldpc,1<R0之延伸的LDPC編碼器，其具有與傳統編碼相同的輸入，但輸出Nldpc,1=Nldpc+MIR個位元，亦即，LDPC同位位元的量增加至Nldpc-Kldpc+MIR。然而，前Nldpc-Kldpc個同位位元與具有率R0之原始LDPC編碼器之同位位元相同。碼字分成兩部分：前Nldpc位元為基本FEC部分(亦即基本同位部)，而其餘的MIR位元為，若有必要的話，將在接收器用為IR之IR部分(亦即輔助同位部)。
因此，確保以具有率R0之解碼器的已接收碼字之解碼為可能(良好通道情況)，其僅考慮基本FEC部分，而延伸碼字一由基本FEC及IR部分兩者所構成，允許以具有率R1之解碼器的解碼。
在第22圖中顯示將使用IR之FECFRAME分離成基本FEC及IR部分的分離，僅顯示根據本發明之此態樣的編碼器14之一實施例145的必要元件。編碼器145包含編碼器輸入1451以接收輸入資料字D，各包含第一數量K ldpc 的資訊符號i 0 、i 1 、...、(於上，如在第3圖中，亦稱為s 1 、s 2 、...、s k )。
另外，設置編碼區塊1452以將輸入資料字編碼成碼字Z2，使得碼字包含包括資料部D及第二數量N ldpc -K ldpc 的基本同位符號p 0 、p 1 、...、之基本同位部Pb的基本碼字部B，以及包括第三數量M IR 的輔助同位符號( )的輔助同位部Pa之輔助碼字部A。
編碼單元1451適應成i)根據第一碼從輸入資料字D產生基本碼字部B，其中藉由在根據第一位址產生規則所決定的同位符號位址累積資訊符號來產生基本同位符號，以及ii)根據第二碼從輸入資料字D產生輔助碼字部A，其中藉由在根據第二位址產生規則所決定的同位符號位址累積資訊符號來產生輔助同位符號。針對這些產生，較佳使用儲存在位址表貯存1453中之位址表。
此外，編碼器145包含編碼器輸出1454以輸出碼字，其在此實行成串聯至並聯轉換器以將基本碼字部B及輔助碼字部A分離以供後續獨立處理。當然，輸出單元可為用於輸出原本的完整碼字Z2之簡單的串聯輸出。
由如第2圖中針對特定PLP所示之位元交錯器、解交錯器部分、及諸如此累之獨立實例進一步處理這兩流之已編碼位元。因此，可增加基本FEC部分的穩健性，藉由應用例如針對此部份之低階QAM星座圖。應注意到在此根據本發明之此實施例較佳僅設置單一編碼單元(如像是第2圖中所示的編碼單元20)。例如，編碼區塊1452可實行FEC編碼區塊21及31兩者，之後跟隨著具有後續處理元件之單一共同路徑或具有後續處理元件之兩個分別的路徑(如第2圖中所示)。排程器將把基本FEC之叢發分配在比對應IR部分之叢發更早的時間實例。若接收器希望解碼使用IR之PLP，其必須解調變至少基本FEC部分，其對應至具有率R0=Kldpc/Nldpc>R1之原始編碼器的輸出。若因不適當的通道情況(SNR降至原始碼的臨限值之下)而造成解碼失敗，其可額外地解調變IR部分，其連同基本FEC部分建構出長度Nldpc,l之碼字。然而，解碼器接著切換至根據具有(較小)碼率R1之碼的新同位檢查矩陣，其中成功解碼較有可能，因為延伸碼的解碼臨限值比原始碼的小上許多。
應注意到IR的主要優勢(相較於一開始無IR而應用低碼率R1)在於IR部分可被接收器忽略，除非需要的話。若例如R1=1/2*R0，傳統方式會應用具有率R1之碼，其限制資料通量成1/2。所以，針對給定資料率接收器必須偵測到兩倍的叢發，相較於此情況，當因為有利的通道情況，以具有率R0的碼之傳送為可能。然而，若基本FEC部分的解碼為可能及/或成功的話，應用IR允許在每當傳送IR叢發時接收器進入休眠模式。
IR位元量應如FECFRAME長度本身一般大，因此：MIR=Nldpc，其造成原始碼率的減半，R1=1/2* R0。在一實際實行例中，例如，為了用於根據即將問世的DVB-NGH標準之行動接收器，針對下列碼識別符：R0 {1/2,7/12,2/3,3/4}之迷你碼(Nldpc=4320)使用IR。於下使用短碼(Nldpc=16200)說明本發明之原理，但相同原理及相同位址產生規則亦適用於迷你碼，但當下將使用其他的位址表。
針對長度Nldpc=16200之每一LDPC碼，於下標示成具有率R0之原始碼，於下導出率R1=1/2* R0之延伸碼。延伸LDPC編碼器將外BCH編碼的輸出I=(i 0 、i 1 、...、)看待成具有大小K ldpc =N BCH 之資訊區塊，且系統性將其編碼成具有大小N ldpc , 1 = N ldpc +M IR 之碼字，其中：
下列編碼程序確保延伸碼字的第一位元λ1(i{0,...,Nldpc-Kldpc-1})與若使用了原始LDPC碼相同。
編碼器的任務為針對K ldpc 資訊位元(i 0 、i 1 、...、)之每一區塊決定N ldpc , 1 -K ldpc 同位位元(p 0 、p 1 、...)。換言之，由編碼器決定第19圖中所示之連結。程序如下：
‧ 初始化p 0 =p 1 =p 2 =...==0
‧ 在顯示針對各種碼率所提出之迷你碼的位址表之第23至26圖中之第一列中所指定之同位位元位址累積第一資訊位元i 0 。將使用第30圖中所示的位址表之範例來說明該原理，該位址表針對使用Q IR =45、M IR =16200、N ldpc =16200、Q ldpc =10、及4/5的碼率識別符的值之短碼(所有加法都在GF(2)中)：
p 5=p 5 i 0 p 7092=p 7092 i 0 p 13423=p 13423 i 0
p 896=p 896 i 0 p 7119=p 7119 i 0 p 15147=p 15147 i 0
p 1565=p 1565 i 0 p 7737=p 7737 i 0 p 15236=p 15236 i 0
p 3976=p 3976 i 0 p 9989=p 9989 i 0 p 18042=p 18042 i 0
p 5177=p 5177 i 0 p 10690=p 10690 i 0 p 18646=p 18646 i 0
p 5570=p 5570 i 0 p 11608=p 11608 i 0 p 18943=p 18943 i 0
p 6450=p 6450 i 0 p 12337=p 12337 i 0
應注意到前三個同位位址(皆小於N ldpc -K ldpc =3240)與在針對具有率4/5之16k碼的DVB-S2中所界定的相同，而其餘位址係根據延伸LDPC碼並在第23至26圖中所示之位址表中以粗體數字予以書寫。
‧ 針對接下來的359個資訊位元，i m (m=1、2、...、359)，在同位位元位址累積i m
{x+m mod 360×Q ldpc }mod(N ldpc -K ldpc )若x<N ldpc -K ldpc
(其為第一位址產生規則)
或者
N ldpc -K ldpc +{x+m mod 360×Q IR }mod M IR 若x≧N ldpc -K ldpc
(其為第二位址產生規則)，
其中x標示為對應至第一位元i 0 之同位符號累積器的位址，Q ldpc 為針對DVB-T2及DVB-C2標準中之原始LDPC碼所指定之碼率相依的常數，且Q IR =M IR /360=45。
應注意到逐區塊處理的資訊位元之群組的大小(亦稱為Ga)亦可與360不同且亦可針對第一及第二位址產生規則而不同，但K ldpc 應總是為G的倍數。碼率相依參數Q ldpc 較佳選自下表
G b 與Q ldpc 間的關係如下：Q ldpc =(N ldpc -K ldpc )/G b 且G a 與Q IR 間的關係為：Q IR =M IR /G a 。若M IR =N ldpc =4320且G a =306，則Q IR =12。
在第23至26圖中所示之位址表中以粗體數字書寫位置x，其大於或等於N ldpc -K ldpc 。每一位址表係針對一特定碼率、選自上表之Q ldpc 的對應值、以及Q IR =12、M IR =4320、及N ldpc =4320的值而設計。
應注意到此方式將基本FEC保留為原始碼，添加M IR 更多同位檢查，並針對基本及IR部分兩者維持準循環LDPC結構。然而，在同位檢查矩陣之前N ldpc -K ldpc 列之後中斷準循環結構。但因為這是360的倍數(亦即Q ldpc )，仍可施加基於360位元群組之逐區塊式解碼。
以類似方式，針對每360新資訊位元的群組，使用來自上述位址表(亦即具有希望資料率之位址表)之一的新一列來找出同位位元累積器之位址。
在窮盡所有資訊位元之後，如下獲得最終同位位元：‧ 依序執行下列操作，從i=1開始。
p i =p i ⊕ p i -1，i=1、2、...、N ldpc , 1 -K ldpc -1
‧ p i (i=0、1、...、N ldpc , 1 -K ldpc -1)之最終內容等於同位位元p i 。
茲將概略說明延伸LDPC碼之一範例。在第27圖中繪示在(非衰落)AWGN通道上之延伸LDPC碼位元及訊框錯誤率(BER及FER)對SNR性能。原始碼為長度Nldpc=4320之具有R0=3/4率的迷你碼，延伸碼具有碼率R1=3/8。原始(迷你)3/4碼之解碼臨限值(或夾斷極限)在約1.5 dB。具有碼率R1=3/8之延伸LDPC碼具有其之臨限值在-2.7 dB。模擬資訊位元的數量為109。
若在接收器的SNR超過1.5 dB，其可解碼原始率3/4迷你碼，其亦對應至延伸LDPC碼之基本FEC部分。在此情況中，可忽略IR部分，其使處理能力減半(因為屬於此PLP之叢發的一半來自IR部分)。若SNR減少，接收器可解調變IR部分並因此具有額外4.2 dB之容限。以編碼增益(Eb/N0)而言，當碼率減半時，這對應至1.2 dB增益。
應注意到亦可設計新的LDPC碼，其可分隔成基本FEC及IR部分。由於這些新設計的碼之FEC部分不需匹配現有的DVB系列之(標準化)LDPC碼，IR部分的所得碼增益比根據本發明所建議的那些碼甚至更大。此外，亦可以不同額外同位位元量(M IR )延伸LDPC碼或允許超過一個的IR部分。數個IR之分隔可讓接收器得以估計額外同位部的量，其為成功解碼所需。
根據本發明所產生之額外冗餘亦可用於另一情況中以藉由改善所提供的錯誤校正措施而讓在廣播系統中之行動接收器(例如車內接收器或手持接收器(如在行動電話或PDA中))即使在嚴苛傳送通道情況下仍能夠解碼廣播資料。尤其，建議在接收器要求下提供足夠量的冗餘以增加碼的穩健性。藉由資料傳送系統在接收到來自接收器的請求額外冗餘之回饋後提供額外的冗餘。然而，該額外冗餘不在廣播系統上廣播，而在單播系統上僅傳送至請求的接收器。此接收器可使用額外冗餘來執行先前接收(透過廣播系統)的碼字之另一解碼。因此，若已接收的廣播資料之接收或重建(解碼)有誤或僅可以不足的品質加以進行，接收器可以使用，除了先前接收的碼字外，請求的額外冗餘來重複解碼。
如根據即將問世的DVB-NGH標準的這種接收器可例如包括在行動電話中，若存取點在附近範圍中的話，其亦能夠從單播網路接收資料，像行動通訊系統，如3G(UMTS)或4G(LTE)通訊系統，還有WLAN(無線區域網路)。根據本發明可從不同架構(垂直交接)，如經由3G、4G、或WLAN網路擷取用於錯誤地接收或解碼碼字之額外冗餘(術語「錯誤地」理解成不僅意指完全錯誤地，但亦「具有不足品質」)。
因此，針對這種情況，一般而言不需要實行依據特定單播系統之單播請求單元及單播接收單元。一般而言，可使用任何單播系統，如任何無線通訊之電信(通訊)系統，且亦可實行接收器以使用針對額外冗餘的提出之請求及接收之數個單播系統，如經由在個別情況中當前可得之單播系統。此外，一般亦可透過不同的單播系統執行額外冗餘的請求及接收，但較佳使用相同單播系統。由於一般而言單播系統提供錯誤校正及偵測的足夠機構，可假設輔助碼字部之傳送無誤。
第28圖顯示根據這種情況之資料傳送系統的示意性區塊圖。系統包含用於廣播資料之廣播傳送器10、用於接收廣播傳送器10所廣播的資料之接收器50、用於在單播系統中傳送資料之單播傳送器100、及用於儲存從廣播傳送器10接收到的資料之資料貯存150。如下將更詳細說明，接收器50不僅能夠接收廣播傳送器10所廣播之資料。但某程度地亦能夠與單播傳送器100通訊而具有雙向通訊，且單播傳送器100亦能夠與資料貯存150具有雙向通訊。在特定實施例中，進一步設置用於在傳送至單播傳送器100之前編碼資料的輔助編碼器160。於下將分別說明資料傳送系統之各個元件以繪示如根據本發明所建議的其之功能及相互關係。
在此資料傳送系統中，廣播傳送器10及接收器50還有其間之鏈結200為廣播系統之一部分，如根據任何DVB標準之視頻廣播系統，尤其係無線廣播系統。單播傳送器100及接收器50還有其間之鏈結300為單播系統之一部分，如根據任何通訊系統標準之通訊系統，尤其係無線通訊系統。廣播傳送器10與資料貯存150之間的鏈結400可為廣播系統的一部分，以藉由資料貯存150從廣播信號獲得待儲存在資料貯存150中之資料。替代地，亦可藉由從廣播傳送器10至資料貯存150(其可為例如配置在廣播傳送器10旁的伺服器)的分別傳送通道建立此鏈結400(如有線或無線傳送鏈結)。單播傳送器100與資料貯存150之間的鏈結500還有輔助編碼器160與單播傳送器100之間的鏈結600可為單播系統的一部分，所以單播傳送器100可經由與和接收器50通訊所用之相同的單播系統來與資料貯存150及輔助編碼器160通訊。可藉由任何傳送機構建立資料貯存150、輔助編碼器160、及/或單播傳送器100之間的鏈結500、600、及/或700。較佳地，將輔助編碼器160配置在資料貯存150附近，所以有線傳送線為有利的解決方式。然而，輔助編碼器160亦可為單播系統之一部分或甚至單播傳送器100之一部分。
第29圖顯示用於第28圖中所示之資料傳送系統中之接收器50的示意性區塊圖。接收器50尤其適應成在有誤或低品質解碼的情況中請求輔助同位部(一般，輔助碼字部)作為遞增冗餘。
接收器50包含資料輸入52，用於接收接收器輸入資料流O'，其一般對應至已由傳送器10於廣播系統的廣播通道上所傳送之傳送器輸出資料流O且其因此會受到出現在這種廣播系統中之擾動的影響，尤其係在使用行動接收器的情況中，其為本發明在接收器側上之主要應用。
非必要地，提供解調變器53，其與傳送器10之(非必要)調變器相互關聯，並用於解調變已接收的接收器輸入資料流O'。解映射器54解映射(非必要經調變的)接收器輸入資料流O'，尤其係映射到接收器輸入資料流O'上之至少資料部及基本同位部(亦即基本碼字部)，將於下更詳細說明。解碼器56接著使用基本碼字部根據傳送器10的編碼器所應用之相同碼來解碼這些碼字。尤其在行動接收器的情況中，可能出現例如因移動接收器之高速所造成之嚴重擾動，在接收器50中設置檢查單元58，藉此檢查是否已經正確解碼及/或具有足夠品質及/或在可容忍錯誤程度之下，將於下更詳細說明。若進行解碼而無錯誤或具有足夠品質，提供已解碼資料至輸出單元60。其之輸出可為一或更多接收器輸出資料流I1'、I2'、...、In'，其應盡可能對應至傳送器輸入資料流I1、I2、...、In。然而，若檢查單元58的檢查顯示解碼有誤或已解碼資料具有不夠的品質且例如會造成有雜訊的接收器輸出信號(如電影的不足畫面品質)，則從檢查單元58提供側迴路62至單播請求單元64以請求輔助同位部(一般，輔助碼字部)(完全或部分地)以改善解碼品質。
因此，在這種情況中，單播請求單元64經由單播系統，亦即經由資料傳送系統之單播傳送器100傳送請求R，以獲得用於來自資料貯存150之錯誤解碼的碼字之對應的輔助同位部(完全或部分地)。請求R包括錯誤碼字的至少識別資訊。同時，將解碼碼字之解碼結果C"(或碼字C'本身)儲存在緩衝器(一般，資料記憶體單元)66。由單播接收器68接收請求的輔助碼字部A'(或其之至少一部分，或可用在一額外解碼步驟中作為遞增冗餘的另一輔助同位資料，其係藉由使用相同碼所產生)。藉由使用此額外冗餘及緩衝器66中儲存之資料，再結合器69將再結合這些資料使解碼器56接著再次解碼已接收碼字，但茲應用具有較低碼率之碼，其因此具有對抗擾動之較高穩健性。因此，很有可能解碼品質會比之前更佳。之後，可藉由檢查單元58再次檢查解碼現在是否已經變成無誤或具有足夠品質，且若否，可請求並在解碼之另一迭代中使用輔助同位部的再另一部分。另一方面，若針對解碼已經完全使用碼字的完整輔助同位部，則亦可省略檢查並可直接輸出已解碼的資料。
較佳地，從單播請求單元64傳送之請求R僅包含請求哪個輔助碼字部之指示。然而，亦可包括來自檢查單元58之估計E於請求R中以指示致能較佳碼字之解碼所需之遞增冗餘量。因此，依據該估計E，不需經由單播系統擷取並傳送完整的輔助碼字部，但僅需傳送由該估計E所發信的量，故節省頻寬及傳送時間(並且，若必須在輔助編碼器160中即時產生輔助同位部，亦節省編碼所需的一些時間)。
本發明因此提供用於改善解碼之可靠度的有效且輕易可實行之措施，尤其針對廣播系統中之行動接收器，而無從接收器至傳送器的回饋。若DVB-T2訊框結構維持不變且FEF含有額外冗餘，亦即輔助碼字部，使利用本發明的(行動)接收器或一般而言任何接收器針對行動接收更為穩健基本上有兩種態樣：i)如所述之遞增冗餘以及ii)具有嵌入式遞增冗餘之FEF本身，其能夠(且典型會)選擇在行動通道上具有較佳表現之傳送(如OFDM)參數。最重要的是較低的FFT大小及較高引導型樣密度(關於FFT及防護間隔大小)。當然可額外藉由使用較低調變技術、其他交錯深度、等等來保護在FEF中之遞增冗餘資料。FEF中選定之時間交錯器深度可例如補充T2訊框之時間交錯器深度。若T2訊框時間交錯器失敗(如因專用時間而中斷信號(如隧道等等所導致))，FEF時間交錯器中之其他設定可能較適合並允許整體正確解碼。T2訊框及FEF訊框之不同時間交錯器設定整體改善系統性能。
根據本發明之接收器因此受益於除了基本T2接收外FEF中之資料在行動通道中更穩健(亦即額外遞增冗餘)的事實。本發明之較佳實施例的另一主要優點在於廣播器不需傳送行動(如NGH)接收器的資料，但僅傳送遞增冗餘來致能甚至以行動接收器之更穩健的T2資料接收。因此，最有效率地利用傳送頻寬。
此下列說明提供在未來廣播系統中(如即將問世的DVB-NGH系統中)之本發明的一示範實行例的細節。
3. 執行摘要
下列說明包含大部分依據現存的DVB-T2標準[2]之整體系統提案。已知T2已經提供許多足夠的功能區塊，這可在行動環境中有良好性能。此提案包括額外技術以在行動性能、減少的潛伏、及較快速的切換(zapping)(相較於T2調整至每服務典型較低位元率)上來說延伸並改善此依據，且特別強調減少的接收器複雜度及耗電量。使這些增益變得可能之此提案中之新技術為：
●FEC
○迷你碼：針對NGH提出4k LDPC碼來減少潛伏及解碼複雜度(相較於16k及64k的T2 LDPC區塊尺寸)
○低碼率：針對NGH提出小於R=1/2的碼率以克服在行動環境中遇到之較強通道減損。
○增額冗餘：新的4k LDPC碼及現有的16k T2 LDPC碼兩者皆以額外同位位元延伸使得若基礎LDPC碼之解碼失敗的話，提供額外的穩健性。若解碼器能夠以基礎同位位元解碼碼字，則拋棄增額冗餘部分來節省功率。
●分框結構
○資料片：此提案重複使用來自DVB-C2的資料片(Data Slices)概念，DVB第二世代標準系列之最新成員。將一寬傳輸頻寬(如8MHz)在頻率維度中分成較窄的資料片，其具有1.7MHz之最大頻寬。僅需一前端傳送器來覆蓋所有必須的傳送頻寬，從1.7
MHz至20MHz。提出的NGH接收器僅需從整體傳送的頻寬之中解碼單一資料片。藉由限制待接收之信號的頻寬，實現低功率接收器架構。
○混合模式：以每PLP指明之SISO/MISO/MIMO操作確保額外的彈性且一NGH訊框內之混合操作為可行。
●發信：在行動接收器環境中於T2中解碼P2符號有可能並不可靠。為了改善可靠度，提出由三個等級構成之新的發信概念。
○前文符號：在NGH訊框信號起頭之前文符號發信整體OFDM信號頻寬、關於資料片分割的資訊、及每一資料片的MIMO/MISO操作。在混合式T2/NGH操作中，在NGH訊框末端傳送後文(postamble)，其含有下一NGH訊框之相同資訊。
○發信PLP：發信PLP含有關於NGH訊框內之PLP叢發的設定及位置之所有資訊。初始服務獲取需要發信PLP且相應於T2中之P2符號。然而，如正常PLP般加以傳送並因此可有較大時間多樣性及改善的可靠度。
○同通道發信：最後，PLP封包內之同通道(in-band)發信允許進一步追蹤希望的PLP還有其他PLP的位置並最小化切換時間。可調整在同通道發信中之發信PLP的數量以減少管理負擔。
●新次切片結構：基於赫爾辛基(Helsinki)測量，顯示出在捕捉的通道傳送函數中有規律的時間衰落。此外
，都卜勒(Doppler)位移亦可能導致時間域中之規律的衰落。不幸地，T2對於PLP次切換有規律結構，因為不同(類型2)PLP的次切換以固定型樣配置。若時間衰落頻率匹配次切換的重複率，解碼性能會受到嚴重的影響。所提出之排程器允許界定演算法，其避免次切換的任何規律結構以減輕此問題。
●本地服務插入：此文件提出一種方法以藉由使用階層式調變來實現SFN胞中之本地服務插入而不嚴重破壞SFN。在具有本地服務插入的區域中，將本地內容覆蓋到以較低星座圖大小操作的SFN上作為「低優先權位元」。
●OFDM：針對操作同通道III-V提出8MHz通道之基礎T2 8k FFT模式。8k FFT大小(亦即，1.1kHz)之副載波間距保持固定；藉由序連不同數量的資料片來實現其他頻寬。為了克服在L帶及S帶中之較高都卜勒頻率，提出4.4kHZ副載波間距(亦即，2k FFT模式)的應用。
●MIMO：提出包括在T2中之阿拉穆蒂(Alamouti)編碼作為NGH的基礎MIMO方案。此外，針對交叉極化傳輸情節提出標準空間多工方案以增加資料率。
●IP封裝：提出的系統可用來傳送GSE、IP、或MPEG傳輸流。輸入預先處理將多節目傳輸流(multiple programme transport stream；MPTS)分成許多組成單一節目傳輸流(SPTS)。接著將所有的SPTS經由RTP
封裝至IP。這之後可接著有非必須的GSE封裝。這意指針對基於GSE或IP的系統可採用單一模式調適功能以針對每一實體層管(PLP)將每一IP/GSE流分段成基帶訊框。亦能夠讓一共同的PLP攜載針對IP流或從來自MPTS預先處理之SI資訊導致之元資料。每PLP傳送SPTS的方式意指在接收器的解調變器內無需重新結合資料及共同的PLP。
所提出之下一代手持行動之系統適合獨立操作但亦調適成在DVB-T2超訊框結構的未來延伸訊框(FEF)內工作。在一RF通道內之混合且有彈性的NGH/T2操作將顯著增加NGH變成商業成功的機會。
提出在行動接收器環境中適當參數選擇還有從DVB-T2之不必要特徵的移除來限制NGH接收器的整體複雜度。結合其他敘述的特徵(如分段低頻寬接收)，可有低成本NGH接收器解決方案，其為在行動平台中成功且廣泛NGH接受度的重要先決條件。
應了解到雖然本文件提供反應出公司對NGH系統之了解的整體系統架構，亦可單獨或與其他提案合併地取代不同建置區塊。
此說明聚焦在實體層。然而，所提出之架構的透明表現允許無縫上層解決方案之調適，如OMA BCAST或IP資料廣播(datacast)。在需要及有用時可增加交叉層優化。
5. 已處理之功能區
此文件為完整系統提案並處理商業要求的所有態樣。在附件中與技術說明一起給出與NGH相關商業要求的詳細比較。
6. 系統概觀
所提出之系統旨在於為行動及手持環境中即將到來的NGH標準提供最佳可能的性能，此是依據由DVB商業模組所提供之商業要求(附件包括與商業要求的比較)。提案之一主要目的在於，根據DVB「標準系列」方式，保持其他DVB第二世代標準之間的建置區塊之最大可能共同性及合理重複使用。
雖然在所述系統中直接採用了來自DVB-T2的許多元素，所提出之訊框結構則衍生自DVB-C2。此方式被視為非常直接，因為DVB-C2本身與DVB-T2具有大重疊，即使從陸地廣播系統重複使用OFDM調變參數。採用來自DVB-C2的分段OFDM接收方式連同資料片的概念之原因主要在於允許在接收器側上之非常低耗電量的彈性行動廣播系統。訊框結構允許在不同資料片內或跨不同資料片之有效率的類T2時間切換方式。因此，利用來自時間切換還有來自較低接收頻寬之已證實的節省能量優點。可以標準的1.7MHz調諧器解碼所有提出之資料片頻寬。在傳輸側上，支援所有需要的NGH頻寬(1.7MHz至20MHz)同時維持簡單的接收器架構並實現低處理能力要求。取決於選擇的操
作模式，單一資料片之最大資料率會不同，但由於典型行動服務之有限資料率，可輕易實現此。
雖藉由採用來自DVB-T2及DVB-C2之功能區塊來維持「標準系列」方式，提出新技術來優化行動環境中之性能。一主要特徵為一種架構的提出，其允許在一NGH訊框內使用混合式SISO、MISO、及MIMO操作還有混合式引導型樣。與透明的PLP方式結合，這被視為是一項有價值的選擇，提供典型應用之可靠且最佳可能的遞送給行動裝置。例如，結合可縮放視頻編碼(SVC)的一NGH訊框內之混合式SISO、MISO、及MIMO操作為能夠可靠遞送視頻服務的一有希望的候選者，即使是在困難的接收情況中(如低接收位準及/或相關MIMO通道)。
在FEC的領域中提出相較於DVB-T2之額外延伸。除了依據16k(短)及64k(長)之T2 LDPC碼大小的更穩健碼率之重新插入，添加了兩個新的元素：4k「迷你」LDPC碼被視為是一重要的延伸，其提供低潛伏及省電的解決方案。另一技術為增額冗餘，其意指增加成功解碼機率，同時限制處理能力(僅若解碼基本碼字失敗才使用額外同位部，亦即，接收器典型利用較長休眠時間)。
在第31圖中描繪所提出之系統的基本區塊圖。在NGH訊框內，不同資料片(區段)具有其本身的頻率交織器及引導插入。合併所有資料片並添加同步及基本發信用之前文符號。最後，藉由OFDM的機構將頻率域值轉換成時域，並附加循環前綴。
在模式調適之前，有預先處理區塊，其執行與T2中類似的功能。被允許的輸入流為MPEG-2傳輸流(TS)[4]、IP流、還有通用封裝流(GSE)。預先處理器將任何多節目傳輸流(MPTS)分成其組成單一節目傳輸流(SPTS)，將SI元資料分離出來以分開傳輸。接著經由RTP封裝這些流到IP或GSE之中。接著饋送預先處理器的輸出，其總是為IP或GSE，至模式調適區塊中。針對每一輸入IP/GSE流，模式調適產生基帶訊框之流(BBFRAMES)，接著將其攜載於單一實體層管(PLP)中。在於RTP/IP中之適當封裝後的SI或IP流元資料以共同PLP離開模式調變。
一服務之一共同及資料PLP的重新結合(多PLP)在T2實行中顯現出一些複雜性，尤其在接收器側上，因此不以相同方式在NGH系統中支援。有相關之針對PLP發信之某些鏈結-亦發信關係的形式。
BICM階段主要採用自T2，但提出某些功能延伸：提出允許減少的解碼複雜度及潛伏之4k碼字大小，並針對16k及64k重新引進較低碼率(低於1/2)以提供更穩健的碼率。所提出的系統之另一特徵為藉由使用增額冗餘延伸基本LDPC碼字，其提供映射到關聯PLP上之額外的同位部。在成功解碼基本碼字的情況中，忽略增額冗餘同位部以顯著節省處理能力。另一方面，若基本碼字的解碼失敗，則接收器將包括額外同位區塊以增加成功解碼的機率。此外，接收器可從先前LDPC區塊解碼預測是否應將額外冗餘納入考量以提供最佳可能解碼同時最小化耗電量。此可
縮放方式應幫助最小化目前T2接收器之處理能力最密集之階段的耗電量。BICM之最後階段為QAM映射器。提出來自QPSK上至64-QAM之QAM星座圖。亦採用來自T2之旋轉星座圖。針對在SFN中之本地服務插入，「總體」服務(亦即在SFN網路中操作)使用上至16-QAM。在16-QAM的情況中，本地服務將添加兩個低優先權位元至每一16-QAM星座點以產生64-QAM階層式調變。
在QAM映射器及時間交織器(採用自T2)之後，插入MISO/MIMO編碼階段。提出具有有限解碼複雜度之兩MISO/MIMO方案。Alamouti為在T2中之經證實的技術，其允許MISO解碼但亦可用於具有超過一接收天線的MIMO解碼。亦提出作為全率MIMO方案的Alamouti MISO及空間多工，其中考量傳送天線的數量。然而，預期此(全率)MIMO僅在交叉極傳送天線環境中工作，因為成功解碼需要類似的接收功率(儘管空間相關)，尤其因為在接收器側之自動增益控制(AGC)所致。亦可在多傳送器環境中使用Alamouti編碼，因為在Alamouti解碼中，針對非常不同接收功率位準或甚至相關通道，最壞情況恢復到SISO性能。
之後插入發信PLP(受到相關BICM階段保護)。NGH分框提案採用來自DVB-C2的資料片之概念[3]。在每一資料片內，典型上，在時間多工中插入數個PLP以允許有效率的時間切片。
所提出之系統支援各種不同的通道頻寬，從1.7MHz
到廣20MHz-寬通道。它提供行動及手持接收之特定需要，亦即低耗電量及高穩健性。應注意到支援的每服務之位元率典型僅為至天台天線接收情節之DVT-T2傳輸之率的一小部分，因為手持顯示的大小不適合觀賞高解析度多媒體信號。
所提出之系統使用帶分段。將可能頻寬分段成資料片允許在接收器之減少的耗電量，因為可利用窄帶調諧器。若整體通道頻寬分割成n區段，則接收器調諧器可在頻寬之1/n內操作，且更重要地，可以n倍更慢速率施加A/D轉換。數個資料區段或資料片的序連意指，當在每一通道周圍使用防護帶時，可有效率地利用寬廣許多的頻寬(上至20MHz)。
在第32圖中描繪分框結構之基本區塊圖。不同資料片具有其本身的頻率交織器及引導插入。合併所有資料片並添加同步及基本發信用之前文符號(並且，在結合T2/NGH傳送之情況中，後文)。最後，藉由OFDM的機構將頻率域值轉換成時域，並附加循環前綴。
「絕對OFDM」的概念採用自DVB-C2[3]。在前文及後文符號中的L1發信區塊中在0MHz的絕對頻率開始並分成1440副載波的步階。在整個頻譜中以獨特方式界定跨不同RF頻率的信號。應注意到針對所有每一頻率之OFDM信號的引導序列為獨特的。這樣的原因在於避免在頻率域中之不想要的重複，其可等造成在時域中之OFDM信號的不想要之高峰值。此外，明確的引導序列允許簡單且可靠的
同步及載波偏移補償。
雖在整個RF頻譜中界定L1區塊分割及相關的引導序列，僅在有資料片的那些頻率中傳送L1區塊。
為了在T2 FEF中攜載NGH訊框，每一FEF以根據DVB-T2標準[2]的P1符號起頭且在NGH訊框前文符號之後有相關的NGH發信。注意到低功率分段接收器一般不能夠解碼寬帶P1發信，但T2接收器知道FEF的發生。由於前文及後文每1440副載波重複一次，分段接收器總能夠完整地重新建構前文及後文。前文及資料片的關係顯示在第33圖中。
所提出之NGH分框允許三種不同的模式。在第一及基本模式中，PLP及關聯的PLP在一區段中保持固定，參見第34圖。
在第二訊框模式中，給定PLP的叢發在不同NGH訊框中位在不同資料片中，其顯示在第35圖中。在NGH訊框等級之PLP叢發的切換是為了跨整個NGH系統頻寬提供增加的頻率多樣性而無額外的複雜度並保持經減少的接收器頻寬之優點。此模式針對FEF傳輸中之NGH特別有關，因為中斷T2訊框給予接收器時間重新調諧至下一資料片。
最後，第三種操作模式意指在資料片之間的PLP叢發之全頻率跳躍。雖最為複雜，因其需先進的排程及返回及通道估計之夠大的過渡時間，此模式提供最佳可能頻率多樣性。此外，可預期到NGH分框會由具有頗低位元率之若干PLP所構成。排程以避免不同區段中之PLP的重疊還有PLP叢發之間足夠大的時間間隔可以適當程度的努力來加
以實現。模式3的一範例可見於第36圖中。這三種操作模式可經由發信透明地指定。
如上述，將整體NGH頻寬分成相同頻寬的資料區段。獨立地施加頻率交錯至每一區段。作為分框提案的一主要特徵，針對每一資料片可使用不同的MIMO操作模式及引導型樣。結果，在整體NGH信號中之不同引導型樣(如不同引導密度以支援不同Doppler頻率)及/或MIMO方案之混合變得可行。
針對帶III至V，OFDM參數可衍生自T2 8k FFT大小，在某種意義上來說，重複使用1.116kHz的副載波間距。藉由改變每資料片之OFDM副載波的數量並序連若干資料片來獲得其他通道頻寬，同時保持OFDM副載波間距固定。
針對L帶及S帶操作以相同方式地，OFDM參數可衍生自T2 2k FFT大小，其導致在這些帶中操作之4.464kHz之固定副載波間距。需要較高的副載波間距來增加對抗Doppler位移之穩健性，其和信號頻率線性相關，並因此，對這些帶的操作來說更為重要。
7. 系統說明
下列章節列出詳細技術提案。為了減少文件長度，可能的時候參照現有DVB標準，且僅敘述差異之處。
7.1 模式調適
DVB-NGH商業要求[6]提出MPEG-2傳輸流(TS)及網
際網路協定(IP)流的需要。此提案支援在至處理器輸入的這些類型的流兩者。然而，預先處理器之輸出為IP流，所以此提案之重點將會在IP流的傳輸。假設針對MPEG-2 TS的傳輸，TS將會被封裝到RTP中並接著TS 102 034[10]後有IP。所得之IP的所提出的傳輸與DVB-T2類似。
7.1.1 MPEG-2傳輸流傳送
所提出的系統原則上為IP傳輸系統。因此，欲攜載符合MPEG-2傳輸流之TS 101 154[11]，需要封裝TS到IP中。內容服務提供者可提供多節目(MPTS)或單一節目傳輸流(SPTS)至NGH閘道。SPTS符合TS 101 154且因此可直接以RTP-IP封裝並直接映射至PLP。然而，MPTS在RTP-IP封裝之前必須進一步向下分裂程SPTS(在預先處理階段)。接著，由PLP攜載每一SPTS以允許實體層資源之優化，諸如在一給定服務上之時間交錯器深度。根據TS 102 034[10]經過RTP、非必要地UDP、並接著IP來進行至IP中的封裝。該封裝係闡明於第37圖之IPv4的情況下。RTP提供TS封包傳輸所需之時間戳。許多TS封包可一起載入到每一UDP/RTP封包中。因此，在單一UDP/RTP封包中之TS封包越多，從IP/RTP/UDP標頭產生之冗餘越少。仍可用穩健標頭壓縮(ROHC)[7]來進一步減少此。
每一輸入流的模式調適以和DVB-T2切片每一IP/GSE流成為資料欄位以形成基帶訊框類似方式操作。除了攜載SPTS及IP或GSE流，亦可有當必須在系統中傳送多傳輸流
時從例如SI資訊產生之元資料流。元資料流亦可從IP或GSE流之交叉導航資訊產生。在共同PLP中攜載此元資料流。
7.1.2 網際網路協定傳送
使用網際網路協定來傳送資料被視為DVB-NGH的主要應用。網際網路協定為涵蓋所有可能情節之理想的手段，從低位元率無線電傳送至複雜可縮放視頻編碼(SVC)情節。穩健標頭壓縮(ROHC)[7]的應用減少IP傳送所致之管理負擔，其相較於MPEG-2傳送不會增加管理負擔。此外，此協定之應用允許使用已經存在的IP堆疊，並容易與胞狀傳送標準共同存在，其亦以IP作為基礎。
針對IP資料的傳送，將IP PDU封裝道GSE中並且使用ROHC之單向模式。以DVB-T2標準中已經標準化之相同方式來形成GSE流的模式調適。第38圖顯示針對可縮放視頻編碼之傳送範例的此方式之彈性。
SVC編碼器在此範例中產生三個不同層。三個產生的輸出流接著經由不同PLP傳送，其可藉由使用不同ModCod參數而具有獨特的穩健性。由於這些PLP發信成互相關聯，排程器以一種方式映射這三個不同PLP的映射使得所提出之分段方式仍可行。在接收器內，三個不同的PLP之IP流簡單地合併成單一流，而所有同步則留到網際網路協定。這大幅減少實體層上之複雜度，同時不增加IP層上之複雜度，因為所需之同步的機制已經實行在所有的IP堆疊中
。可以類似方式涵蓋所有其他可能的組態。
7.2 PLP處理
所提出之PLP處理與DVB-T2標準類似。僅提供有限的延伸及簡化，這於下說明。
7.2.1 FEC編碼
FEC編碼區塊由外編碼(BCH)、內編碼(LDPC)、及位元交錯所構成。輸入流由BBFRAME及FECFRAME的輸出流所組成。每一BBFRAME由K bch位元構成並且由FEC編碼子系統所處理以產生長度N ldpc位元之FECFRAME。(系統性)外BCH碼的同位檢查位元附加於BBFRAME之後，且(系統性)內LDPC編碼器的同位檢查位元附加於BCHFEC欄位之後。位元交錯器在一完整的FECFRAME上操作。
有三種不同的碼字長度N ldpc {4320,16200,64800}。該些個別碼分別稱為迷你、短、或長碼或簡稱為4k、16k、或64k碼。注意到4k碼為NGH的新特徵，因它們允許較快速較低功率及記憶體消耗解碼、減少的潛伏、及較快速切換時間。
7.2.1.1 BCH編碼
外BCH編碼器附加N bch-K bch同位位元到BBFRAME。其目的在於讓解碼器能夠在外LDPC解碼之後校正(剩餘少數幾個)位元錯誤，其可能因LCPC碼的錯誤地板表現
而發生，尤其針對DVB-NGH的較高階調變(16-QAM、64-QAM)。
針對N ldpc=64800及16200根據DVB-S2[1]執行BCH編碼。這些FECFRAME大小的基本參數總結於表2及表3中。針對新的FECFRAME大小N ldpc=4320，藉由表1及表4在GF(212)上新界定BCH碼。
7.2.1.2 LDPC編碼
表6總結界定LDPC編碼之所有碼字長度及所有碼率。在此表中，S2及T2分別代表DVB-S2[1]及DVB-S2[2]，且項目NGH表示在此文件中界定之碼，參見附件中之表39至表45。迷你LDPC碼具有與DVB系列之其他碼相同的結構，亦即在資訊部中之準循環結構及同位部中之階梯型結構。在表5中指明迷你碼之碼率相依約束Qldpc。
7.2.1.3位元交錯器
採用位元交錯器以優化LCPC碼位元及格雷(Gray)映射QAM符號之位元標籤之間的分配。如同在DVB-T2[2]中般，提出區塊交錯器及解多工器所構成。
在區塊交錯器部中，首先同位交錯LDPC編碼器之輸出並接著儲存到由Nc行及Nr列構成的記憶體。以行扭轉偏移tc一行一行地寫入資料並且一列一列地讀取。
相關於第r列之輸出Nc元組{b0,r,b1,r,b2,r,...bNc-1,r}置換成解多工部中的{y0,r,y1,r,y2,r,...yNc-1,r}，其中η mod 位元之每一者屬於2 η mod -QAM符號。
針對廣播服務提出QPSK、16-QAM、及64-QAM。在表7至表14中顯示位元交錯器及解多工器的必要參數。
7.2.1.4增額冗餘
7.2.1.4.1增額冗餘之介紹
針對新的特徵，提出增額冗餘(IR)之應用。延伸FECFRAME長度N ldpc=16 200之現有LDPC碼還有新提出的迷你碼，使得新碼字由原始碼字(基本FEC)及將用為IR之MIR額外同位位元所構成。新碼字長度因此為Nldpc,1=Nldpc+MIR。以IR之LDPC編碼可想成碼率R1=Kldpc/Nldpc,1的一編碼器，其中輸出分成基本FEC及IR部分。這兩部分被看待為兩關聯之PLP，參見第31圖。
原始碼字與延伸碼字之間的關係可見於第40圖中。上部分描繪根據如DVB-T2[2]之傳統的FEC編碼，其中至碼率R0=Kldpc/Nldpc的LDPC編碼器之輸入為BCH編碼器之Kldpc輸出位元，而其之輸入為長度Nldpc的系統性碼字此碼字之最後Nldpc-Kldpc位元為LDPC同位位元。若PLP應用IR，則使用碼率R1=Kldpc/Nldpc,1<R0的延伸LDPC編碼器，其具有與傳統編碼相同的輸入，但輸出Nldpc,1=Nldpc+MIR位元，亦即，LDPC同位位元的量增加至Nldpc-Kldpc+MIR。然而，其之前Nldpc-Kldpc位元與率R0之原始LDPC編碼器的同位位元相同。碼字分成兩部分：前Nldpc位元為基本FEC部分，而其餘的MIR位元為若有需要的話在接收器用為IR之IR部分。
在第41圖中顯示將使用IR之一FECFRAME分成基本FEC及IR部分。藉由位元交錯器、解多工器部、及諸如此類之獨立實例進一步處理這兩個流之經編碼位元，如針對特定PLP在第40圖中所描繪。因此，可藉由應用針對基本FEC部分的低階QAM星座圖來增加此部之穩健性。
排程器會把基本FEC部分之叢發配置在比相應IR部分之叢發更早的時間實例。若接收器希望解碼使用IR的PLP，其必須解調變至少基本FEC部分，其相應於率R0=Kldpc/Nldpc>R1的原始LDPC編碼器之輸出。若解碼失敗，由於困難通道條件的緣故，其可額外地解調變IR部分，其-連同基本FEC部分，建立長度Nldpc,1之碼字。然而，解碼器必須根據(較小)碼率之R1碼而切換到新的同位檢查
矩陣，其中成功解碼較可能，因為延伸碼之解碼臨限值比原始碼的小上許多。
注意到IR的主要優點(相較於施加低碼率R1而一開始就無IR)為接收器可忽略IR部分除非有需要。若例如R1=1/2* R0，則傳統方式會施加率R1碼，其限制資料通量至一半，針對給定資料率接收器必須偵測到多如兩倍之叢發，相較於當(由於合意的通道條件)以率R0碼的傳輸為可行。然而，若基本FEC部分的解碼可行及/或成功的話，每當傳輸IR叢發時，施加IR允許接收器進入休眠模式。這接收器得以在良好通道條件下操作更久。
7.2.1.4.2增額冗餘之延伸LDPC編碼
IR位元的量應與FECFRAME長度本身一樣大：MIR=Nldpc，其造成原始碼率的一半，R1=1/2* R0。吾人提出針對下列碼識別符之短碼(Nldpc=16 200)的IR：R0 {1/2,3/5,2/3,3/4,4/5}，亦即，針對所有提出的短碼，除了1/4及1/3碼(識別符)此外，亦針對下列碼之新引進的迷你碼(Nldpc=4 320)提出IR：R0 {1/2,7/12,2/3,3/4}。
針對上述LDPC碼，在標示為率R0之原始碼的下列中，在此子章節中藉由設定MIR=Nldpc來導出R1=1/2* R0。
延伸LDPC編碼器將BCH編碼的輸出，I=(i 0,i 1,...,i Kldpc-1)，看待成大小K ldpc =N BCH 之資訊區塊，並將其系統性編碼成大小N ldpc,1 =N ldpc+ M IR 之碼字Λ，其中：
Λ=(λ0,λ1,λ2,...,λNldpc,1-1)=(i 0,i 1,...,i kldpc-1,p 0,p 1,...,p Nldpc,1-Kldpc-1)。
下列編碼程序確保延伸碼字λ i ，針對i{0,...,Nldpc-Kldpc-1}，之前面的位元與若使用了原始LDPC碼相同。
編碼器之任務為判斷K ldpc 資訊位元的每一區塊(i 0,i 1,...,i Kldpc-1)的Nldpc,1-Kldpc同位位元。此程序如下：
●初始化p 0 =p 1 =p 2 =...=p Nldpc-Kldpc-1 =0
●在表46至表54之第一列中所指明之同位位元位址累積第一資訊位元，i 0 。例如，針對16k率4/5(參見表43)，(所有加法都在GF(2)中)：p 5=p 5⊕i 0 p 7092=p 7092⊕i 0 p 13423=p 13423⊕i 0 p 896=p 896⊕i 0 p 7119=p 7119⊕i 0 p 15147=p 15147⊕i 0 p 1565=p 1565⊕i 0 p 7737=p 7737⊕i 0 p 15236=p 15236⊕i 0 p 396=p 396⊕i 0 p 9989=p 9989⊕i 0 p 18042=p 18042⊕i 0 p 5177=p 5177⊕i 0 p 10690=p 10690⊕i 0 p 18646=p 18646⊕i 0 p 5570=p 5570⊕i 0 p 11608=p 11608⊕i 0 p 18943=p 18943⊕i 0 p 6450=p 6450⊕i 0 p 12337=p 12337⊕i 0
注意到前三個同位位址(皆小於N ldpc -K ldpc =3240)與在針對率4/5之16k碼的DVB-S2中所界定的相同，而其餘位址係根據延伸LDPC碼並在附件表50中以粗體數字予以書寫。
●針對接下來的359個資訊位元，i m (m=1、2、...、359)，在同位位元位址累積i m {x+m mod 360×Q ldpc }mod(N ldpc -K ldpc )若x<N ldpc -K ldpc N ldpc -K ldpc +{x+m mod 360×Q IR }mod M IR 若x≧N ldpc -K ldpc
其中x標示為對應至第一位元i 0 之同位位元累積器的位址，Q ldpc 為針對在[1及2]中之原始LDPC碼所指明之碼率相依的常數，且針對16k碼Q IR =M IR /360=45及針對4k碼Q IR =12。位置x，其大於或等於N ldpc -K ldpc ，在附件13.3及13.4中的表中以粗體數字予以書寫。
注意到此方式將基本FEC保留為原始碼，添加M IR 更多同位檢查，並針對基本及IR部分兩者維持準循環LDPC結構。然而，在同位檢查矩陣之前N ldpc -K ldpc 列之後中斷準循環結構。但因為這是360的倍數(亦即Q ldpc )，仍可施加基於360位元群組之逐區塊式解碼。
●以類似方式，針對每360新資訊位元的群組，使用來自表46至表54之新一列來找出同位位元累積器之位址。
在窮盡所有資訊位元之後，如下般獲得最終同位位元：
●依序執行下列操作，從i=1開始。
p i =p i ⊕p i-1 ，i=1,2,...,N ldpc,1 -K ldpc -1
●p i (i=0,1,...,N ldpc,1 -K ldpc -1)之最終內容等於同位位元p i 。
7.2.1.4.3延伸LDPC碼的範例
在第42圖中繪示在(非衰落)AWGN通道上之延伸LDPC碼的位元及訊框錯誤率(BER及FER)對SNR性能。原始碼為長度Nldpc=16200之DVB-S2[1]的率R0=4/5碼。
來自DVB-S2之原始4/5碼之解碼臨限值(或夾斷極限)在約1.7dB。相同長度Nldpc=16200之來自DVB-S2的率2/5碼具有其之極限在-3.4dB。相同碼率(R1=2/5)的延伸LDPC碼具有其之臨限值在-2.9dB。模擬資訊位元的數量為109。雖然S2的率4/5碼在解碼臨限值之後顯示出一些錯誤地板表現，針對在模擬109位元之其他兩碼則無偵測到錯誤。
若在接收器的SNR超過1.7dB，其可解碼原始率4/5碼，其亦對應至延伸LDPC碼之基本FEC部分。在此情況中，可忽略IR部分，其使處理能力減半(因為屬於此PLP之叢發的一半來自IR部分)。若SNR減少，接收器可解調變IR部分並因此具有額外4.6dB之容限。以編碼增益(Eb/N0中之差)而言，當碼率減半時，這對應至1.6dB增益。
應注意到亦可設計新的LDPC碼，其可分成基本FEC及IR部分。由於這些新設計的碼之FEC部分不需匹配現有的DVB系列之現有的(標準化)LDPC碼，IR部分的所得編碼增益比此文件中所提出的那些碼甚至更大。此外，亦可以不同額外同位位元量(M IR )延伸LDPC碼或允許超過一個的IR部分。分成數個IR部分可讓接收器得以估計額外同位部的量，其為成功解碼所需。
7.2.2位元至星座圖之映射
每一FECFRAME(其針對長碼為64800位元、針對短碼為16200位元、且針對迷你FECFRAME為4320之序列)
藉由首先解多工輸入位元成為平行胞字並接著映射這些胞字成星座值來映射到經編碼及經調變的FEC區塊。在表15中界定輸出資料胞的數量及每胞之位元有效數量η MOD 。根據章節7.2.2.1執行解多工並且根據章節7.2.3.2執行星座圖映射。
7.2.2.1 位元至胞字解多工器
將來自位元交錯器之位元流V di 解多工成N substream 子流，如第43圖中所示。N substream 子流的值界定在表16中。
解多工界定成位元交錯輸入位元V di 至輸出位元的映射b e,do ，其中：do=di div Nsubstream；e 為解多工位元子流數量(0e<Nsubstream)，其取決於表17中所界定之di；Vdi 為解多工器之輸入；di 為輸入位元數量；
be,do 為來自解多工器之輸出；do 為在解多工器之輸出的給定流之位元數量。
除了QPSK，寬度N substream 的字在解多工器之輸出分裂成兩個寬度η MOD =N substream /2的胞字。前η MOD =N substream /2位元[b0,do..b Nsubstream/2-1,do]形成一對輸出胞字[y0,2do..y η MOD-1,2do]的第一者且其餘的輸出位元[b Nsubstream/2,do..b Nsubstream-1,do]形成饋送至星座圖映射器之第二輸出胞字[y0,2do+1..y η MOD-1,2do+1]。
在QPSK(Nldpc=64800或16200)的情況中，來自解多工器之寬度N substream 的字形成輸出胞字並直接饋送至星座圖映射器，所以：[y0,do..y η MOD-1,do]=[b0,do..b Nsubstream-1,do]
7.2.2.2胞字至I/Q星座圖之映射
在正規化之前使用QPSK、16-QAM、64-QAM星座圖來調變來自章節7.2.2.1中的解多工器之每一胞字(y0,q..y η MOD-1,q)以給出星座點z q 。
針對各種星座圖在表18至表23中給出相關輸入位元y e,q 的每一結合之實及虛成分Re(z q )及Im(z q )的精確值。
在第44圖中繪示星座圖，及施加至其的Gray映射細節。
根據表24正規化每一輸入胞字(y0,q..y η MOD-1,q)之星座點z q 以獲得將使用之正確的複數胞值f q 。
當如章節8中所述般插入本地服務於PLP上時，QPSK的階級式調變使用16-QAM且16-QAM使用64-QAM。但QPSK亦可使用64-QAM，每星座點添加4位元。在64-QAM上不允許階級式調變。
7.2.2.3 星座圖旋轉及循環Q延遲
當使用星座圖旋轉時，在複數平面中旋轉來自星座圖映射器(參見章節7.2.2.2)之每一FEC區塊的正規胞值F=(f 0 ,f 1 ,...,f Ncells-1 )並在一FEC區塊內循環延遲虛部一胞。N cells 為每FEC區塊的胞數量且在表26中給出。如下般給出輸出胞G=(g 0 ,g 1 ,...,g Ncells-1 )：g0=Re(R RQD f 0 )+jIm(R RQD f Ncells-1 )，gq=Re(R RQD f q )+jIm(R RQD f Ncells-1 )，q=1,2,...N cells -1，其中旋轉相位器[註：請在此插入第81頁的符號A]。旋轉角度Φ取決於調變並在表25中給出。
星座圖旋轉僅用於資料PLP且永不用於發信PLP的胞
。當施加階級式調變之本地插入於PLP上時，用於階級式調變胞之旋轉角度必須與用於國家SFN胞的相同。因此，例如，來自QPSK的16-QAM階級使用QPSK的旋轉角度。
7.2.3 時間交錯
時間交錯器(T1)採用自DVB-T2[2]，然而，拋棄胞交錯器的應用，因其不帶來額外益處。因此，所施加的交錯區塊為：在FEC編碼之後的位元交錯、解多工以優化給定FEC方案之位元至QAM映射、時間交錯器(操作於若干FEC訊框上)，且最終頻率交錯器(操作於一資料片上，根據章節7.6.3)。
如同在DVB-T2[2]中般，T1為列-行區塊交錯器：列N的數量在交錯器中等於FEC區塊中之胞數量(N cells )除以5，且行的數量Nc=5×N FEC (n,s)。因此填充之行的數量會根據其之胞率隨T1區塊變化。交錯器的參數界定在表26中。
然而，時間交錯器侷限在僅應用來自DVB-T2標準之選項1，亦即，無訊框跳過並且提出無分成若干子切片。這樣的原因在於所提出之排程器的應用(參見章節7.3)
，其允許相同原則。將T1訊框輸入到緩衝器，其被讀出為叢發並由排程器區塊以非常有彈性的方式排程。舉例而言，排程器可在一長時間間隔(甚至超出目前NGH訊框，其可相應於T2中之訊框跳過T1選項)上分離一PLP的叢發，而可序連另一PLP的叢發以形成一資料片中之長叢發(其相應於T2中之類型1 PLP)。
7.3 排程器
排程器之任務為將若干PLP的時間交錯器(T1)訊框映射到NGH訊框結構上。在第一步驟中，將不同PLP的時間交錯區塊饋送到PLP特定緩衝器中。一旦緩衝器位準超過每區段的現行胞數量，排程器可立即將一叢發拿出緩衝器並映射其到在特定OFDM符號之單一資料片的現行子載波(亦即非引導載波)上。注意到每區段之現行胞的數量可隨不同資料片而變，因為不同引導型樣適用於它們。排程器必須進一步確保將來自PLP的叢發，其採用MISO或MIMO模式(參見章節9)分配至資料資料片，其提供希望的引導密度。可序連PLP緩衝器之一或更多叢發，亦即，在資料片之隨後的符號亦可含有相同PLP的叢發。因此，可產生不同子切換長度，與DVB-T2類似。
當最小接收器頻寬為1.7MHz時(允許偵測一資料片)，排程器必須避免同時傳送屬於關聯PLP，亦即同時在不同資料片中的叢發。舉例而言，若在排程模式2中將關聯PLP分配於相同資料片中可達成此，參見第35圖。
PLP特定緩衝器機制確保在每一OFDM資料符號中及在每一區段中，僅插入單一PLP的叢發。由於時間交錯器訊框的起頭典型不與資料片中之叢發的起頭重疊，引進在發信PLP中之指標機制還有同通道發信(指向T1訊框之第一叢發的符號內指標)。第46圖顯示該原則。PLP 1之新的時間交錯器訊框的起始位置(以資料片內之現行副載波位址而言)係在PLP叢發內的某處。
並未界定排程方案本身。這允許針對每一服務的特定需求優化演算法，如最大穩健性或低潛伏。
然而，與DVB-T2相反地，其中PLP的子切片導致時間中之PLP資料的規律分隔，NGH排程器可避免這種規律重複型樣。在Helsinki測量中已經顯示隨時間的衰落滿常以規律(亦即週期性)方式發生。週期時間衰落亦發生在移動接收器中，其中衰落重複率取決於Doppler頻率。排程器需要藉由引進至少在資料片內混洗每一PLP的叢發來克服這種規律性。例如，可在整體叢發重複間隔之間改變或位移在資料片內之PLP叢發的順序。
排程器亦可為了增加接收器休眠時間而可能在一些NGH訊框中不插入某些PLP的叢發，亦即，接收器不需解碼所有的NGH訊框。
注意到所提出之排程器允許高度彈性。然而，欲確保以獨特且因此預定的方式操作排程，此彈性可能受到適當演算法的限制。例如，在分框模式2中，其中在一訊框期間將若干PLP分配到固定資料片但可在下一訊框中改變至
不同資料片(以預定方式，參見第35圖)，排程器可與DVB-T2中之訊框建立器類似方式操作。這意指排程器針對每一資料片個別地分配PLP的叢發到分段的OFDM符號上。這可為單叢發或若干序連叢發，而後者可相應於較粗糙子切片長度。亦可結合分配之PLP的所有叢發，其可相應於DVB-T2上之類型1 PLP。(來自不同PLP)各種叢發之順序可如在DVB-T2中般為規律。然而，如上述，應避免將叢發映射到訊框上之任何規律性以減輕週期性衰落的影響。
7.4發信
發信概念與DVB-T2不同並增加穩健性同時最小化管理負擔。在章節7.4.1中敘述發信概念。接著於後續章節中給出不同發信階段的詳細內容。
7.4.1發信概念
所提出之發信概念意指接收器使用三個步驟來獲取酬載資料。首先，接收器解碼前文內之準靜態發信。前文亦指向攜載完整發信PLP的所有叢發。發信PLP攜載關於在DVB-NGH信號內所傳送之所有PLP的資訊並包括指向每一資料PLP的叢發。此外。每一資料PLP含有一至其本身之同通道發信以及其他PLP之可界定群組。因此，僅針對初始獲取或針對從一PLP切換至另一者需要發信PLP。在第47圖中顯示簡單獲取程序圖。
此結構之主要優點在於減少的管理負擔，同時維持高穩健性。前文主要含有與分框結構有關之發信，其在給定NGH系統中為靜態。由於已經用於DVB-C2中之絕對OFDM的概念，接收器能夠在NGH信號內之任何調諧位置解碼前文。前文及後文像是P2符號中之L1預先發信，且此外，後文像是DVB-T2之訊框結束符號，因其允許完整通道估計，即便是針對MIXO。MIXO意指MISO或MIMO傳送。
像正常資料PLP般傳送發信PLP，而其位址由前文或後文內的指標所指示。因此，針對發信PLP可使用時間交錯，其顯著增加穩健性，且相較於DVB-T2之P2符號中的酬載資料所需，不需要極高穩健性。此外，訊框結構內之發信PLP的重複率可由網路操作者調整。可例如每一訊框傳送一發信PLP來減少信號獲取時間。然而，亦可在大間隔中傳送發信PLP，這顯著減少發信管理負擔。發信PLP含有所有PLP之參數，而每一個別PLP的調變極編碼參數假定為準靜態。此外，發信PLP含有解碼資料PLP的所有資訊，亦即，其發信每一PLP的一或更多時間交錯訊框的叢發數量及位置。
資料PLP亦包含針對其本身之同通道發信，其在時間交錯訊框的每一群組中傳送一次。T1訊框的數量，其一起發信為一群組，範圍從一至四且在NUM_SIGNALLED_T1_FRAMES中發信。另外，其可攜載數個其他PLP的發信，如相同束(bouquet)。然而，對於追蹤發信PLP無要求。此外，由於僅傳送時變參數，由此
發信所導致之額外管理負擔頗有限。
7.4.2 前文發信
每一前文(或後文，若與如DVB-T2之另一傳送系統在TDMA中傳送)傳送的一前文發信符號主要含有靜態參數，其關於訊框結構
SYSTEM_ID：此為獨特識別DVB-NGH網路之系統ID的16位元欄位。
NETWORK_ID：此為獨特識別DVB-NGH網路之網路ID的16位元欄位。
CELL_ID：此為獨特識別DVB-NGH網路之胞ID的16位元欄位。
TX_ID_AVAILABILITY：此8位元欄位發信如DVB-T2中所用之TX_ID_AVAILABILITY。
GUARD_INTERVAL：此2位元欄位識別目前DVB-NGH訊框之防護間隔。
START_FREQUENCY：此24位元欄位指示目前DVB-NGH信號之起始頻率，其為16 OFDM副載波之倍數(亦即16/(896μs)17.8kHz的倍數)。值0意指絕對頻率0Hz。
RESERVED TONES：此旗標發信保留頻音的存在。
CHANNEL_BANDWIDTH：此4位元欄位發信DVB-NGH信號之頻寬。
SUPER_FRAME_LENGTH：此8位元欄位指示超訊框中之訊框數量。
FRAME_LENGTH：此6位元欄位的值乘以4為DVB-NGH訊框內之OFDM符號的數量(不算前文及後文)。
NGH_OPERATION_MODE：此旗標指示目前的DVB-NGH系統是否為獨立(NGH_OPERATION_MODE==0)或與另一傳送系統(如DVB-T2)在時分多重進接中(
NGH_OPERATION_MODE==1)。
下列兩欄位僅若DVB-NGH系統在與另一傳送標準在時分多重進接中時才會出現：
POSTAMBLE_FLAG：此旗標指示目前前文符號是否為前文或後文。
GAP_LENGTH：此22位元欄位指示為初級週期之倍數的兩個DVB-NGH訊框間從後文之尾端至下一DVB-NGH前文(並非T2 P1符號)之開頭的間隔長度。
下列欄位僅針對每一資料片出現一次。(可藉由通道頻寬的手段來計算資料片的數量)
PILOT_PATTERN：此3位元欄位指示用於給定資料片中之引導型樣。在後文的情況中，此發信針對下一DVB-NGH訊框有效。
FRAME_NUMBER：此8位元欄位指示在超訊框內之目前訊框的號碼。在後文的情況中，此欄位指示下一DVB-NGH訊框的數量。
L1_SIG_QAM：此3位元欄位指示含有層1發信之PLP的QAM映射(包括已旋轉星座圖)。
L1_SIG_FEC：此4位元欄位指示含有層1發信之PLP的FEC編碼(包括FEC碼長度)。
L1_SIG_MIMO：此2位元欄位指示含有層1發信之MIMO編碼。
L1_SIG_LENGTH：此8位元欄位發信含有層1發信之PLP的長度，其為LDPC碼字的倍數。
L1_SIG_PILOT_PATTERN：此3位元欄位發信含有層1發信之資料片的引導型樣。
L1_SIG_FRAME_NUMBER：此8位元欄位指示其中已發信的發信PLP開始之訊框號碼。
INTRASYMBOL_POINTER：此11位元欄位指向OFDM符號內之發信PLP的開頭。
NUM_L1_SIG_BURSTS：此3位元欄位發信含有層1發信之PLP的叢發數量。
僅針對每一層1發信叢發出現下列兩欄位。
DATA_SLICE_ID：此4位元欄位指示含該叢發之資料片號碼。
OFDM_SYMBOL_NUMBER：此8位元欄位指示下一給定叢發之OFDM符號數量。若此數量低於先前叢發的數量，在下一訊框內傳送此叢發。
CRC32：此32位元循環冗餘檢查確保資料的正確性。
7.4.3 發信PLP
此發信PLP含有解碼所有的資料PLP所需之發信資料。關於ModCod、MIMO、及引導型樣之所有參數假定為準靜態。保留PLP ID 0給發信PLP。
FRAME_NUMBER：此8位元欄位指示時間交錯訊框之最
後叢發的訊框號碼。
NUM_PLP：此8位元欄位發信目前DVB-NGH信號中存在的PLP數量。
下列欄位針對每一已發信PLP出現一次：
PLP_ID：PLP之8位元識別符。
PLP_IDENTIFICATION：此16位元欄位獨特識別網路內之PLP。
PLP_QAM_MODE：此4位元欄位發信PLP的QAM模式(包括已旋轉星座圖)。
PLP_FEC_MODE：此4位元欄位發信PLP的FEC模式(包括FEC碼長度)。
PLP_MIMO_MODE：此2位元欄位為根據下列表之PLP的MIMO模式：
PLP_PILOT_PATTERN：此3位元欄位識別其中傳送PLP的引導型樣。
PLP_TYPE：此8位元欄位指示PLP類型。
PLP_PAYLOAD_TYPE：此8位元欄位發信酬載類型，如TS、GSE。
NUM_ASSOCIATED_PLP：此3位元欄位指示與此PLP關聯之PLP的數量。
下列兩欄位針對每一關聯的PLP出現一次：
ASSOCIATED_PLP_ID：此8位元欄位為指示關聯PLP
的PLP ID。
ASSOCIATION_TYPE：此2位元欄位發信關聯類型，如本地服務或增額冗餘。
INTERLEAVING_TYPE：此2位元欄位指示時間交錯器類型。
NUM_SIGNALLED_T1_FRAMES：此2位元欄位指示針對給定PLP之已發信時間交錯訊框的數量減一，所以NUM_SIGNALLED_T1_FRAMES=0相應於一T1訊框。
下列欄位針對每一已發信時間交錯訊框出現一次：
T1_NUM_BURSTS：此3位元欄位發信給定時間交錯訊框的叢發數量。
T1_FRAME_NUMBER：此8位元欄位指示其中交錯訊框開始的訊框號碼。若此號碼小於目前訊框之訊框號碼，T1_FRAME_NUMBER參照下一超訊框。
INTRASYMBOL_POINTER：此11位元欄位指向OFDM符號內之時間交錯訊框的開頭。
下列欄位針對每一時間交錯叢發出現一次：
DATA_SLICE_ID：此4位元欄位指示含有該叢發之資料片數量。
OFDM_SYMBOL_NUMBER：_DELTA此10位元欄位為指示下一給定叢發之OFDM符號數量。在時間交錯訊框之第一叢發的情況中，該數量給出在已發信NGH訊框內之絕對OFDM符號數量。所有其他值為相對於前一叢發的開頭給出，亦即，由訊框號碼加上所有先
前的OFDM_SYMBOL_DELTA之加總指示叢發開頭。
下列欄位僅若有關聯PLP的話才會出現：
ASSOCIATED_PLP_IDX：此3位元欄位為指示在NUM_ASSOCIATED_PLP迴路中之關聯的PLP之索引。0值意指目前沒有關聯的PLP。
TIME_INTERVAL_SIZE：此8位元欄位指示時間交錯訊框之長度，其為LDPC碼字的倍數。
NUM_HANDOVER_PLP：此8位元欄位指示在交接發信中會被發信的PLP數量。
下列欄位針對每一已發信交接PLP出現一次：
PLP_IDENTIFICATION：此16位元欄位識別網路內之PLP。
NUM_ALTERNATIVE_CELLS：此8位元欄位只是在亦攜載PLP之給定網路內之替代胞的數量。
下列欄位針對每一替代胞出現一次：
START_FREQUENCY：此24位元欄位指示替代胞之起始頻率。
CELL_ID：此16位元欄位指示替代胞的胞ID。
CRC32：此32位元循環冗餘檢查確保資料的正確性。
7.4.4同通道PLP
在每一時間交錯訊框的第一BBFRAME中傳送同通道發信。其攜載關於目前接收到的PLP之資訊，且非必要地，關於相關PLP或任何其他PLP的資訊。僅在同通道發信
內發信時變參數。
FRAME_NUMBER：此8位元欄位指示時間交錯訊框之最後叢發的訊框號碼。
NUM_SIGNALLED_PLP：此8位元欄位發信給定同通道發信內所發信之PLP數量。
其餘參數具有與發信PLP相同的意義。
7.5資料片處理
資料片處理拿來自排程器之輸入資料並產生針對相應資料片的完整OFDM符號。其執行頻率交錯並，若有使用的話，添加所有的引導，亦即分散、連續引導、及保留頻音。引導之添加在此階段進行，因其允許在相同系統之不同資料片中具有不同引導型樣的可能性。
為了簡化對準，資料片之頻寬總是為34 OFDM副載波的倍數。這確保酬載副載波的數量在多個OFDM符號上於資料片內保持固定。此外，為了允許由1.7MHz的調諧器接收信號。其之頻寬不應超過1440個OFDM副載波(1.61MHz)。
7.5.1 資料片頻寬
頻寬(或每資料片之副載波數量)取決於DVB-NGH信號之整體頻寬。表31列出不同通道頻寬之資料片副載波NDS的數量。選擇它們使資料片的頻寬總是為不超過1.61MHz的最大值。在信號頻譜的邊緣，假定200kHz的防護帶。由於特別頻譜要求，可有資料片頻寬之小調適。
此外，資料片的頻寬確保不想要的共同相位旋轉僅發生在接收器調諧至每一資料片的中央頻率。否則，這些相位旋轉則需由例如連續引導或相位之旋轉加以補償，如在DVB-C2的實行指引[8]中所述。
這些值與在8MHz操作中之DVB-T2的8k FFT模式類似。提出定標以使這些參數適用於L帶及S帶操作，其中提出在8MHz操作中之DVB-T2的8k FFT模式之副載波間距。
7.5.2頻率交錯器
頻率交錯器用來在分配至每一資料片的副載波上隨機分散輸入資料。僅在使用奇數-奇數方案的資料片內執行交錯。所提出之方案衍生自DVB-T2 2k頻率交錯器。
針對使用SISO引導之資料片，輸出界定如下：a m,l,p =x m,l,H0(p) 針對訊框之偶數符號(l mod 2=0)針對p=0,...,N DS-1；以及a m,l,p =x m,l,H1(p) 針對訊框之偶數符號(l mod 2=1)針對p=0,...,N DS-1，其中N DS為每資料片之酬載OFDM副載波之數量且a及x為向量X及A的元件。H 0(p) 及H 1(p) 為序列R' i 之組件之位元的置換函數。這些置換函數界定於表32中。
由下列程序界定R' i ：界定(N r -1)位元字R' i ，其中N r =log2(M max)，M max=2048，其中R' i 採下列值：
用來產生置換函數之演算法的示意區塊圖呈現於第48圖中。
若資料片使用MIXO引導，使用逐對式交錯以不破壞空間-時間/頻率區塊碼之逐對式耦合。因此，修改交錯方案。接著界定輸出為：a m,l,2p =x m,l,H0(2p) 且a m,l,2p+1 =x m,l,H0(2p)+1 針對訊框之偶數符號(l mod 2=0)針對p=0,...,N DS/2-1；以及a m,l,2p =x m,l,H1(2p) 且a m,l,2p+1 =x m,l,H1(2p)+ 1針對訊框之偶數符號(l mod 2=1)針對p=0,...,N DS/2-1。
7.5.3 資料片引導
欲致能通道估計，將已分散引導添加至資料片。這些已分散引導的添加已經在個別資料片內完成，因在相同信號之不同資料片內可具有不同引導密度。
7.5.3.1 SISOT傳送之分散引導
SISO信號之等化僅需要單通道傳送函數之估計。然而，由於相鄰資料片可能使用MIXO信號，邊緣引導及前文引導總是攜載MIXO引導。邊緣引導及前文引導並非為資料片引導的一部分且在段落7.7.3敘述其之插入。提案支援不同引導密度。引導型樣PP0及PP1意圖用於大單頻率網路(SFN)，而引導方案PP2及PP3提供減少的管理負擔。此外，PP0及PP2針對高速接收優化，因它們在時間方向中具有增加的引導密度。
在一資料片內，給定胞為分散引導，若：k DS mod(D x ‧D y )=D x (l mod D y )k=1,...,N DS-1，其中k DS 為資料片內之副載波數量，且l為訊框內之符號數量。在表33中給出Dx及Dy的值還有允許的防護間隔分數：
第49圖顯示引導型樣PP0的一範例引導配置。
引導之調變序列為：Re{c' m,l,kDS }=A SP Im{c' m,l,kDS }=0，其中A SP 為界定在表34中之分散引導的提升位準。此外，在此時不施加拌碼，因為在分框區域中執行完整的拌碼。
7.5.3.2 MIXO調傳送之分散引導
MIXO服務之傳送需要額外的引導，因為必接收器必須估計兩倍不同通道傳送函數的數量。然而，與DVB-T2相反地，應保持亦可支援大單頻率網路之可能性。因此，將額外引導型樣覆蓋在SISO型樣上，亦即顛倒引導。因此，胞為無顛倒引導，若：
k DS mod(D x ‧D y )=D x (l mod D y )k=1,...,N DS-1，且為顛倒引導，若：k DS mod(D x ‧D y )=D x [(l+D y /2)mod D y ]k=1,...,N DS-1，其中再次在表33中界定Dx及Dy的值。
MIXO群組0之傳送器的調變序列為：Re{c 0 ' m,l,kDS }=A SP Im{c 0 ' m,l,kDS }=0。
MIXO群組1之非顛倒引導之調變序列為：Re{c 1 ' m,l,kDS }=A SP Im{c 1 ' m,l,kDS }=0。
再次在表34給出A SP 的值。此外，第50圖描繪引導型樣PP0之MIXO引導之配置。
7.5.3.3連續引導
資料片含有連續引導，其可用於同步及共同相誤差的移除。資料片內之胞為連續引導，若：k DS M CP ，
其中在表35中界定M SP 。連續引導之調變為：Re{c' m,l,kDS }=A SP Im{c' m,l,kDS }=0。
連續引導之振幅為A SP =4/3。若連續引導落在與分散引導相同的位置上，傳送分散引導。
連續引導之列表確保每資料片之酬載OFDM副載波的數量總是恆定。此外，每資料片之酬載OFDM副載波的數量總是為偶數，其在逐對式頻率交錯的情況中不會造成任何困難。
7.5.3.4 保留頻音
若有需要，可為了峰值對平均功率(PARP)減少保留某些胞。保留的調可設定成任何值以根據來自DVB-T2[2]的保留頻音演算法減少OFDM輸出符號的PARP。保留頻音並不與引導同在一處。胞為保留頻音，若：k DS M RT ，其中在表36中界定保留頻音的列表。
7.5.4 酬載資料之映射
將酬載資料向量X m.l,DSx 映射至未被引導或保留頻音佔據的資料片x的胞上。以k DS 之漸增順序進行映射，亦即，將向量X m.l,DSx 的第一胞映射到具有最小索引k DS 之胞c' m,l,kDS 上。注意到c'可由兩群組構成，亦即MIXO群組0及MIXO群組1。
7.6 前文及後文產生
前文(及後文)攜載所有資訊以得到DVB-NGH訊框之初始獲取。因此，前文傳送如段落7.4.7中所述之發信位元。在每一DVB-NGH訊框的起頭傳送前文。此外，若在DVB-T2 FEF中(或在與任何其他系統之時分多重進接中)傳送DVB-NGH信號，在NGH訊框尾端傳送後文符號。前文及後文兩者皆允許完整的通道估計。
7.6.1 前文之FEC編碼
前文及後文的發信位元受到外縮短BCH編碼器及內LDPC碼的保護。於下，敘述前文編碼。後文編碼與前文之編碼相同。
7.6.1.1 前文之縮短的BCH編碼
內編碼器應用界定在GF(214)上之縮短(N bch,K bch,t)=(360,262,7)的BCH碼。來自前文之發信位元，如在章節7.4.2中所述，具有N pre 258之總長度。附接K bch-N pre 個零，其中K bch=262為BCH編碼器的輸入長度，形成訊息位元向量。產生器多項式g(x)與DVB-T2的短FECFRAME者相同。
7.6.1.2 前文之縮短及穿刺型LDPC編碼
LDPC編碼器具有360/1440=1/4的碼率。藉由如下般縮短並穿刺從率2/3的短LDPC碼促成該碼：
(1)在360位元BCH碼字之後附接10440個零，並編碼
10800位元。
資訊：(m0,m1,...,m359,m360,m361,...,m10799)=(m0,m1,...,m359,0,0,...,0)
碼字：(c0,c1,c2,...,c16199)
(2)進行同位交錯。
交錯前：(c0,c1,c2,...,c16199)
交錯後：(d0,d1,d2,...,d16199)，
其中d i =c i ，針對0 i<10800(未交錯資訊位元。)，d 10800+360t+s =c 10800+15s+t ，針對0 s<360，0 t<15。
參照DVB-T2[2]中的細節。
(3)選擇第0、第30、第31、第43個360大小區塊來傳送。
(d0,d1,d2,...,d35,d10800,d10801,...,d11159,d11160,d11161,...,d11519,d15480,d15481,...,d15840)
所傳送之碼位元的總數為1440。
7.6.1.3 前文編碼之模擬結果
所提出之編碼方案操作到負C/N區域中，如第51圖中所示，且為穩健性與低管理負擔之間的良好取捨。在此，測量至少50訊框(前文)以給出可靠結果。
7.6.2. QAM映射
將1440 FEC編碼前文發信位元編碼成如段落7.2.2中所
界定之720 QPSK符號。
7.6.3 頻率交錯器
如段落7.5.2中所述，依據置換函數H0(SISO模式)及參數N DS =720使用頻率交錯器將前文之720 QAM胞A m,l,PR 交錯至輸出X m,l,PR 向量。
7.6.4前文引導
前文(及後文)總是含有MIXO引導，並允許在一OFDM符號內之完整通道估計。在前文內之胞為非顛倒引導，若：k PR mod 4=0，且為顛倒引導若：k PR mod 4=2。
MIXO群組0之兩引導的調變為：Re{c 0 ' m,l,kPR }=A PR Im{c 0 ' m,l,kPR }=0。
此外，MIXO群組1之非顛倒引導的調變為：Re{c 1 ' m,l,kPR }=A PR Im{c 1 ' m,l,kPR }=0。
並且針對顛倒引導為：Re{c 1 ' m,l,kPR }=-A PR Im{c 1 ' m,l,kPR }=0。
在所有情況中之振幅為A PR =6/5。
7.6.5 前文資料之映射
將前文資料向量X m,l,PS 映射到未被引導佔據之資料片x的胞上。以k PR 之漸增順序進行映射，亦即，將向量X m,l.PS 的第一胞映射到具有最小索引k PR 之胞c' m,l,kPR 上。請注意到前文酬載資料總是在SISO中傳送。
7.7分框
分框之目的在於合併前文及不同資料片並插入邊緣引導。整體分框概念採用自DVB-T2並提供高彈性，同時保持接收器之低複雜度。在第52圖中顯示針對DVB-T2 FEF(或任何其他傳送系統，如LTE)中之傳送及獨立操作所提供之系統。
在每一NGH訊框的開頭，傳送前文符號。之後跟隨有LF OFDM符號。在於如DVB-T2中傳送的情況中，在訊框尾端傳送後文。此後文攜載下一訊框的發信，且額外地，允許引導之訊框結束。此外，其攜載DVB-T2部分的長度，其允許接收器立刻在下一DVB-NGH上同步。在獨立操作的情況中，不需此後文。取代地傳送下一訊框之前文，若在DVB-T2 FEF內傳送信號，必須在每一DVB-NGH訊框的開頭傳送根據DVB-T2標準[2]的P1符號。然而，此P1符號並非DVB-NGH系統的一部分。
在所有資料片之間及在頻譜邊緣，傳送特別邊緣引導，其將在本章節中敘述。每一資料片之頻寬取決於所選定
之通道頻寬且在資料片章節中給出。
7.7.1 前文及後文符號之插入
前文概念與DVB-C2中採用的前文概念類似。將已經在前文及後文產生中所產生的1440複數胞，參見章節7.4.2，循環映射到前文符號的頻率軸上，此為完整前文每1.61MHz重複本身一次，如第53圖中所示。其中插入一完整前文的頻率頻寬標示為L1區塊。L1區塊的重複在0MHz的絕對頻率開始，所以此概念稱為絕對OFDM。
自然地，僅實際上傳送DVB-NGH信號頻寬內之頻譜部分。在其中信號不一定在L1區塊的開頭開始的情況中(由於資料之循環結構所致)，接收器能夠恢復前文之完整發信資料。這對於發信資料內之任何調諧位置為有效。為了避免時域信號中之高峰，使用後述之拌碼序列w k 來拌碼前文。
7.7.2資料片之組裝
如DVB-C2中界定般於頻率域內對準不同資料片的資料。
7.7.3邊緣引導
邊緣引導用在每一資料片的邊緣，如第49圖(針對SISO)及第50圖(針對MIMO)中所示。邊緣引導總是在MIXO模式中傳送，即便在SISO操作中傳送信號。這允許
在相同的DVB-NGH信號中混合SISO及MIXO資料片。
MIXO群組1(或在SISO傳送情況中)之邊緣引導的調變為：Re{c 0 ' m,l,kPR }=A Edge Im{c 0 ' m,l,kPR }=0。
其中A Edge =7/3。
針對MIXO群組2及偶數OFDM符號(亦即l mod 2=0)，引導調變為：Re{c 1 ' m,l,kPR }=A Edge Im{c 1 ' m,l,kPR }=0，並且在奇數OFDM符號(亦即l mod 2=1)，引導調變為：Re{c 1 ' m,l,kPR }=-A Edge Im{c 1 ' m,l,kPR }=0。
在第54圖中顯示所得之邊緣引導結構的一範例。在此情況中，在這兩資料片中皆已經使用引導型樣PP2，且左手邊資料片僅採用SISO引導。
7.7.4拌碼
引導信號，還有資料，尚未在先前階段中加以拌碼。然而，這為必須以確保在時域中之信號的類隨機結構。此外，針對資料亦同。因此，針對此目的使用下述的拌碼序列。
根據第55圖產生PRBS序列w k ，其中w k 為PRBS產生器
的第k輸出值。針對PRBS產生器，其之多項式為：X 11 +X 2 +1
以都是「1」來初始化位移暫存器，所以序列以w 0,w 1,w 2...=1,1,1,1,1,1,1,1,1,1,1,0,0...開始。使用拌碼序列之第k輸出來拌碼給定絕對OFDM副載波k的未拌碼複數胞c' k 。這是如下般所述：c k =c' k ‧(-1) wk ，其實際上意指若w k =1則旋轉複數胞的相位180度，而針對w k =0則不改變相位。由於拌碼序列w k 在絕對OFDM副載波k=0開始，此亦貢獻絕對OFDM的概念。此外，其導致頻率域中DVB-NGH信號之特定特徵，其允許快速初始掃瞄，因為接收器已經知道在給定信號頻率該預期之拌碼序列。因此，接收器能夠偵測DVB-NGH信號，即使信號頻寬的僅數100kHz位在其接收器窗內。另外，獨特的拌碼確保低PARP，即使是在前文中。
7.8 OFDM產生
OFDM調變依據與已經用於DVB-T2中者類似的概念。這確保對不同通道頻寬之簡單調適，而無任何額外接收器複雜度。PARP減少之方法與DVB-T2中所用的類似。
7.8.1 IFFT調變
所提出之OFDM產生與DVB-C2類似。然而，為了針對陸地通道來調適系統，必須調整OFDM副載波間距及防護
間隔分數。因此，提出針對VHF及UHF操作的1.116kHz(DVB-T2 8k模式)副載波間距，以及針對L及S帶之4.464kHz(DVB-T2 2k模式)副載波間距。此外，所提出之防護間隔分數為1/4、1/8、1/16、及1/32。藉由調整所用之OFDM副載波的數量來達成商業要求所需之對不同頻寬的調適。
7.8.2 PAPR
針對峰值對平均功率減少(PAPR)所提出之方法與DVB-T2中所用的類似。這些為針對酬載OFDM符號的保留頻音及前文與後文符號的ACE。
8. 基於階級式調變之本地服務插入
本地服務在單頻率網路(SFN)中的插入面臨特定問題。在一方面，內容必須在不同地方間不同。另一方面，SFN中之所有傳送器必須在給定時間傳送相同信號。吾人假設國家SFN經由PLP攜載各種服務(標示為國家服務PLP)。本地服務插入需要以本地內容PLP取代國家服務PLP或將本地內容PLP重疊在給定地方(一或更多相鄰SFN傳送器之涵蓋區域)中之給定國家服務PLP上。可使用攜載國家服務PLP的QAM胞之階級式調變來插入本地服務，該國家服務PLP具有在高優先權位元中攜載之國家服務資訊及在低優先權位元上攜載之本地服務資訊。在本地區域內，本地服務的接收會需要較高SNR。但這可迅速得到，因
為大部分的接收器會在傳送器的附近。在相鄰的SFN胞之涵蓋區域內，階級式調變的QAM胞會簡單地「看」似需要小量增加的SNR之多一點的雜訊。此SNR懲罰隨自本地插入傳送器之距離減少。PLP胞之階級式調變將其從低階QAM轉換成高階QAM，如從QPSK(國家服務)至16-QAM(國家+本地服務)或16-QAM(國家服務)至64-QAM(國家+本地服務)或QPSK(國家服務)至64-QAM(國家+本地服務)。在每一情況中，階級式調變針對本地服務插入提供每胞至少2位元。
為了確保階級式調變胞被相鄰SFN接收器「看」似雜訊，必須實現下列兩章節的提案。
8.1.1 星座圖旋轉
若針對國家服務PLP使用星座圖旋轉，施加至階級式調變胞的旋轉角度必須與用於國家服務中的相同。因此，若例如以16-QAM攜載國家服務，則以16-QAM的旋轉角度旋轉64-QAM的階級式調變胞。這繪示於第56圖中。
8.1.2 相鄰SFN傳送器之間的本地服務插入之TDM
考慮相鄰SFN傳送器TxA及TxB。在缺少本地插入時，這兩傳送器皆在攜載PLP n的QAM胞中攜載相同的國家SFN服務。當假設TxA需要在PLP n上插入本地服務時，TxB亦可能需要如此做。若將插在PLP n上之本地服務針對這兩傳送器的涵蓋面積為相同，則這兩傳送器可使用於攜載
PLP n的QAM胞上方類似的階級式調變。然而，若TxA及TxB必須在PLP n上方插入不同的本地服務，則同時進行此會在它們個別涵蓋區域內導致太多雜訊(就QAM胞來說)。解決方法為以一叢發一叢發或一訊框一訊框地分時攜載PLP n的QAM胞。例如，TxA可在偶數實體層訊框期間以其本地內容階級式調變所有的PLP n QAM胞，而TxB則僅在奇數實體層訊框上進行此。若有更多相鄰傳送器要插入不同的本地服務，則增加分時。分時槽亦可則離夠遠的傳送器之間重複使用。增加的分時(高重複使用因數)亦導致可插入之本地內容的容量之較低極限。第57圖描繪在4 SFN傳送器重複使用型樣中具有時間槽重複使用因數4的本地插入。在此範例中，每一傳送器(以不同顏色顯示涵蓋區域)使用在實體層訊框(針對其FRAME_NUM模數4為顯示在胞中的數字)中可得之所有QAM胞。在此情況中，本地插入服務之每一者的容量最多為可用於本地插入之總容量的四分之一。因此在每一實體層訊框期間，在叢集中的四個傳送器之僅一個會插入本地內容。
9. MIMO
除了正常單輸入單輸出(SISO)外，採用來自DVB-T2[2]的經修改Alamouti編碼方案。然而，進一步提出允許全率MIMO，其中傳送天線的數量限於兩個。在此，2×Nr MIMO方案應用根據V-BLAST[9]之一PLP的空間多工，其中Nr為傳送天線的數量，其在此情況中可大於一。
在章節7.5中所提出之具有不同資料片的分段OFDM分框結構的一獨特的特徵為以SISO傳送一些PLP，以Alamouti編碼的MISO傳送其他一些，且以全率MIMO傳送另一些。這提供最大彈性量。廣播網路操作者可選擇例如針對需要高資料通量之電影服務全率MIMO模式，而新聞服務應用Alamouti MISO以增加傳送的穩健性，而可以SISO傳送像是低位元率無線電的其他服務。因此可在一NGH訊框期間，尤其，在一OFDM符號內，應用所有這三種天線組態。
在欄位PLP_MIMO_MODE中針對發信PLP中的每一PLP發信所採用之MIMO模式，參見表29。注意到雖然MIMO模式為PLP特定，引導型樣為資料片特定，參見表29中之前文發信中的欄位PILOT_PATTERN。因此，排程器必須分配相同MIMO模式的所有PLP到採用個別引導型樣之特定資料片中。原則上，具有MISO及MIMO傳送的PLP在引導密度上具有相同要求且因此可被排程到相同資料片中。
9.1 SISO及MISO傳送
未提出對DVB-T2標準[2]的改變，因此完全採用正常SISO傳送及根據來自[2]的經修改空間-頻率編碼Alamouti方案之MISO。
項目PLP_MIMO_MODE，其在發信PLP中發信，針對SISO模式為0且針對Alamouti編碼的MISO為1。
9.2空間多工MIMO傳送
在PLP_MIMO_MODE=2中發信此模式。MIMO編碼根據V-BLAST[9]架構操作，其簡單地為一FEC編碼的資料流(在此：時間交錯器區塊的輸出)至兩並行輸出流之串列至並行轉換(解多工)。第一流饋送至為傳送天線1操作之排程器，而第二流饋送至為傳送天線2操作之排程器。在資料片處理單元後的區塊施加頻率交錯及引導插入，如在先前章節中所述般。
亦可解多工在MIMO編碼器中之兩個不同的PLP或至少關聯的PLP。然而，這會需要接收器空間等化PLP兩者，雖然資料可能並非關注重點。假設，在天線1上傳送SVC低解析度視頻流，而在天線2上傳送高解析度流。若高解析度流之ModCod參數防止此(關聯)PLP的成功解碼，則接收器仍須施加空間等化，雖然其忽略高解析度。若在此範例中，在某資料片內傳送低解析度流(應用任何MIMO方案，例如增加穩健性之MISO)，而在NGH訊框的較晚時間實例傳送高解析度流(在相同或另一資料片-應用例如MIMO傳送以增加通量)，這對處理能力及耗電量來說較有利。若後者之解碼失敗，可關閉第二接收天線，並僅偵測低解析度PLP。
10. 可縮放視頻編碼
10.1 混合式MIMO/SISO
此架構允許在一NGH訊框內使用混合式SISO、MISO
、及MIMO操作還有混合式引導型樣。結合透明PLP方式，這可視為提供可靠且最佳典型應用給行動裝置之有價值的選擇。
例如，結合可縮放視頻編碼(SVC)的一NGH訊框內之混合式SISO、MISO、及MIMO操作為能夠可靠遞送視頻服務的一有希望的候選者，即使是在困難的接收條件中(如低接收位準及/或相關MIMO通道)。雖然以MIMO編碼具有高視頻品質成分之較大位元流以節省頻寬(可能甚至結合較不穩健的ModCod選擇)，以SISO編碼具有基礎視頻品質之較低位元流(可能結合較穩健的ModCod)。在典型接收情況中，接收器將能夠解碼MIMO編碼的高品質視頻部分。若MIMO解碼失敗，則接收器仍可解碼具有基礎品質視頻之較穩健的SISO路徑。
具有兩個不同可縮放視頻流的兩個不同的PLP在發信中鏈結為「關聯PLP」。
10.2 IR的應用
IR的一種應用為連同可縮放視頻編碼(SVC)的使用來允許從容退化。假設，藉由SVC手段階級式編碼一視頻流並分成低及高解析度PLP(一者發信成另一者的關聯PLP)。兩PLP皆以相同率R0的LDPC編碼器加以FEC編碼，但低解析度流額外使用延伸LDPC碼的IR(從率R0延伸至R1)。針對良好通道條件，基本碼(率R0)之解碼為可能且可偵測到PLP兩者，允許高解析度視頻。若通道條件
變差且基本FEC解碼失敗，接收器應忽略高解析度PLP，解調變低解析度PLP之IR部分並解碼率R1<R0的延伸LDPC碼。因此，不會完全喪失信號，但仍可顯示低解析度視頻(從容退化)。
11. 通量率
本章節給出所提出之NGH系統之通量率的概觀。
給出的通量率考量8MHz NGH操作模式之所有相關管理負擔，除了發信PLP及同通道發信管理負擔。考量的參數為：
●防護間隔
●分散引導型樣管理負擔(根據GI長度選擇PP)
●連續引導管理負擔
●邊緣引導管理負擔
●前/後文管理負擔(NGH位在FEF中，訊框長度約為250msec)
●FEC管理負擔
●MIMO增益
●不同星座圖大小
通量率可見於表37及表38中，且在第58及59圖中以圖形的形式呈現。為了參考，在第58及59圖中插入典型DVB-H操作模式(16-QAM CR 1/2 MPE 3/4)之位元率並提供大約8.3MBit/s的位元率。預料到因為NGH提案與DVB-T2之接近關係，可取用在DVB-T2實行指引[12]中給
出的SISO系統性能數字為良好的初次近似。16-QAM CR 3/4為具有針對P1雷利(Rayleigh)通道之最接近的SNR要求(12.4dB)之T2模式，允許在吾人之提案中針對SISO情況有17.6MBit/s的位元率。這造成大約112%的位元率增加。針對MIMO情況，預料此已經很大的增加會甚至更高(*)。因此，相較於DVB-H(CR #28)明顯超過至少50%的所需通量增益。
(*)注意：在議定的MIMO通道模型定基MIMO性能於下。
11.1 SISO模式
11.2 MIMO模式
12. 引用
[1] ETSI EN 302 307: "Digital Video Broadcasting (DVB); Second generation framing structure, channel coding and
modulation systems for Broadcasting, Interactive Services, News Gathering and other broadband satellite applications".
[2] EN 302 755 V1.1.1-“Frame structure channel coding and modulation for a second generation digital terrestrial
television broadcasting system (DVB-T2)”.
[3] DVB BlueBook A138: "Frame structure channel coding and modulation for a second generation digital transmission
system for cable systems (DVB-C2)".
[4] ISO/IEC 13818-1: "Information technology-Generic coding of moving pictures and associated audio information:
Systems".
[5] ETSI TS 102 606: "Digital Video Broadcasting (DVB); Generic Stream Encapsulation (GSE) Protocol".
[6] DVB-CM-NGH015R1-Commercial Requirements for DVB-NGH DVB CM-NGH Version 1.01
[7] RFC 5225-RObust Header Compression Version 2 (ROHCv2): Profiles for RTP, UDP, IP, ESP and UDP-Lite.
[8] Draft ETSI TR 102 8xx-DVB Digital Video Broadcasting (DVB); Implementation Guidelines for a second
generation digital cable transmission system (DVB-C2).
[9] Wolniansky, P.W.; Foschini, G.J.; Golden, G.D.; R.A. Valenzuela, R.A.; “V-BLAST: an architecture for realizing
very high data rates over the rich-scattering wireless channel”, ISSSE 1998, URSI Int. Symposium, pp. 295-300
[10] ETSI TS 102 034: “Transport of MPEG-2 TS Based DVB Services over IP Based Networks”, v1.4.1 August 2008.
[11] ETSI TS 101 154: “Specification for the use of Video and Audio Coding in Broadcasting Applications based on
the MPEG-2 Transport Stream”, v1.9.1, Sept 2009.
[12] Draft ETSI TR 102 831-“Digital Video Broadcasting (DVB); Implementation guidelines for a second generation
digital terrestrial television broadcasting system (DVB-T2)”
[13] “DVB TM-H NGH Call for Technologies (CfT), v 1.0 (TM4270r2), 19 November 2009”
13. 附件
13.1 本提案與商業要求的比較
13.2 N ldpc=4 320之LDPC碼的索引列表
13.3 增額冗餘之延伸LDPC碼的N ldpc=16 200之同位位元累積器的位址：
注意到：以粗體數字書寫新的累積器位址
13.4 增額冗餘之延伸LDPC碼的N ldpc=4 320之同位位元累積器的位址：
注意到：以粗體數字書寫新的累積器位址
在圖及前述說明中已詳細繪示並敘述本發明，但這種繪示及說明應視為例示或範例而非限制性。本發明不限於所揭露的實施例。可由熟悉此技藝人士在實踐所主張專利
權之本發明時藉由閱讀圖、揭示、及所附之申請專利範圍了解並實現所揭露實施例的其他變化。
在申請專利範圍中，字「包含」不排除其他元件或步驟，且不定冠詞「一(a)」或「一(an)」不排除複數。單一元件或其他單元可完成申請專利範圍中所述之數個物件的功能。在相互區別的附屬申請專利範圍項中敘述某些措施的單純事實不表示不能有利使用這些措施的結合。
可在適當媒體上儲存/散佈電腦程式，例如與其他硬體一起供應或作為其他硬體之一部分的光學儲存媒體或固態媒體，但亦可以其他形式散佈，例如經由網際網路或其他有線或無線電信系統。
申請專利範圍中之任何參考記號不應解釋為限制範疇。
10‧‧‧傳送器
12‧‧‧資料輸入
14‧‧‧編碼器
16‧‧‧資料映射器
18‧‧‧傳送器單元
17‧‧‧調變器
19a‧‧‧天線
19b‧‧‧天線
20‧‧‧第一編碼單元
21‧‧‧FEC編碼區塊
22‧‧‧位元交錯器
23‧‧‧解多工器
24‧‧‧星座圖映射器
25‧‧‧單元
26‧‧‧胞交錯器
27‧‧‧時間交錯器
30‧‧‧第二編碼單元
30a‧‧‧第二編碼單元
31‧‧‧FEC編碼區塊
40‧‧‧BCH編碼器
45‧‧‧模數2單元
50‧‧‧接收器
50a‧‧‧接收器
50b‧‧‧接收器
50c‧‧‧接收器
52‧‧‧資料輸入
53‧‧‧解調變器
54‧‧‧解映射器
54d‧‧‧解映射器
56‧‧‧解碼器
56d‧‧‧解碼器
58‧‧‧檢查單元
58d‧‧‧檢查單元
60‧‧‧輸出單元
61‧‧‧天線
61a‧‧‧天線
61b‧‧‧天線
62‧‧‧回饋迴路
64‧‧‧緩衝器
64‧‧‧單播請求單元
66‧‧‧緩衝器
68‧‧‧單播接收器
69‧‧‧再結合器
70‧‧‧第一解碼單元
71‧‧‧時間解交錯器
72‧‧‧胞解交錯器
73‧‧‧循環延遲移除器
74‧‧‧星座圖解映射器
75‧‧‧位元解交錯器
76‧‧‧第一LDPC解碼區塊
80‧‧‧第二解碼單元
81‧‧‧時間解交錯器
82‧‧‧胞解交錯器
83‧‧‧循環延遲移除器
84‧‧‧星座圖解映射器
85‧‧‧位元解交錯器
86‧‧‧第二解碼區塊
90‧‧‧解碼器
100‧‧‧單播傳送器
141‧‧‧編碼器
142‧‧‧編碼器
143‧‧‧編碼器
144‧‧‧編碼器
145‧‧‧編碼器
150‧‧‧資料貯存
160‧‧‧輔助編碼器
161‧‧‧資料映射器
162‧‧‧MIMO預先編碼器
200‧‧‧鏈結
300‧‧‧鏈結
400‧‧‧鏈結
500‧‧‧鏈結
561‧‧‧解碼器
562‧‧‧解碼器
600‧‧‧鏈結
700‧‧‧鏈結
1451‧‧‧編碼器輸入
1452‧‧‧編碼區塊
1453‧‧‧位址表貯存
1454‧‧‧編碼器輸出
參照上述實施例於上更詳細解釋並顯現本發明之這些及其他態樣。在下列圖中第1圖顯示根據本發明之傳送器的一實施例之示意性區塊圖，第2圖顯示用於傳送器之編碼器的第一實施例之示意性區塊圖，第3A及B圖顯示根據本發明之資料部、基本同位部、及輔助同位部之配置，第4圖顯示根據DVB-T2標準之BBFrame的格式，
第5圖顯示根據DVB-T2標準之FEC碼字的格式，第6圖顯示根據本發明之碼字的格式，第7圖顯示繪示DVB-T2訊框結構之圖，第8圖顯示繪示根據DVB-T2標準之超訊框內的T2訊框及FEF訊框之配置的圖，第9圖顯示編碼器的第二實施例之示意性區塊圖，第10圖顯示編碼器的第三實施例之示意性區塊圖，第11圖顯示根據本發明之輔助同位部的配置，第12圖顯示根據DVB-T2標準之資料PLP到T2訊框上之映射，第13圖顯示分段的輔助同位部到FEF訊框上之映射，第14圖顯示編碼器的第四實施例之示意性區塊圖，第15圖顯示接收器的示意性區塊圖，第16圖顯示用於接收器中之解碼器的第一實施例之示意性區塊圖，第17圖顯示解碼器的第二實施例之示意性區塊圖，第18圖顯示根據本發明之廣播系統的示意性區塊圖，第19圖顯示繪示根據本發明之碼字的位元之產生的圖，第20圖顯示如根據DAB所使用之傳送訊框的結構，第21圖顯示接收器的另一實施例的區塊圖，第22圖顯示根據本發明之編碼器的另一實施例的區塊圖，第23至26圖顯示用於產生同位位元之迷你碼的各種碼
率相依位址表，第27圖顯示繪示根據本發明所建議的迷你碼之性能的圖，第28圖顯示另一傳送系統的區塊圖，第29圖顯示用於這種資料傳送系統中之接收器的區塊圖，第30圖顯示用於繪示同位位元之產生的原理之短碼的碼率相依位址表，第31圖為DVB-NGH建議區塊圖，第32圖為提出之分框結構區塊圖，第33圖顯示NGH分框及絕對OFDM，第34圖顯示具有固定區段之基本分框格式(PLP叢發保持在相同區段中)，第35圖顯示具有不同訊框之資料片的置換之NGH分框，第36圖顯示具有PLP叢發之頻率跳躍的NGH分框，第37圖顯示TS之IP封裝的封包格式，第38圖顯示使用網際網路協定之可縮放視頻編碼的傳送範例，第39圖顯示位元交錯器方案，第40圖顯示IR的延伸LDPC編碼，第41圖顯示具有基本FEC及IR部分的LDPC編碼器第42圖顯示在AWGN通道上之延伸LDPC碼的性能，第43圖顯示位元至子流之解多工，
第44圖顯示QPSK、16-QAM、及64-QAM映射及相應之位元型樣，第45圖顯示NGH排程器機制，第46圖顯示時間交錯器訊框至NGH訊框中之PLP叢發的映射，第47圖為初始接收器獲取程序的範例(針對頻率跳躍模式)，第48圖顯示頻率交錯器位址產生方案，第49圖顯示針對引導型樣PP0-SISO之至資料片的分散引導之插入，第50圖顯示針對引導型樣PP0-MIXO之至資料片的分散引導之插入，第51圖顯示在AWGN通道(QPSK調變)上方之前文編碼的模擬結果，第52圖顯示在TDMA傳送(如DVB-T2 FEF)(左手邊)及獨立操作(右手邊)的情況中之分框結構，第53圖顯示前文符號之循環重複，第54圖顯示在相同DVB-NGH信號中之不同資料片內的MIXO及SISO，第55圖顯示拌碼序列之產生器，第56圖顯示16-QAM至64-QAM階級式星座圖且旋轉在右邊，第57圖顯示本地服務插入槽重複使用型樣，第58圖顯示不同Mod Cod之SISO通量率，及
第59圖顯示不同Mod Cod之MIMO通量率。
145．．．編碼器
1451．．．編碼器輸入
1452．．．編碼區塊
1453．．．位址表貯存
1454．．．編碼器輸出
Claims (25)
- 一種用錯誤校正碼將輸入資料字(D)編碼成碼字(Z1、Z2)之編碼器，包含：編碼器輸入(1451)，接收輸入資料字(D)，其各包含第一數量K ldpc 的資訊符號，編碼機構(1452)，將輸入資料字(D)編碼成碼字(Z1、Z2、Z3、Z4)，使碼字包含包括資料部(D)及第二數量N ldpc -K ldpc 之基本同位符號的基本同位部(Pb)之基本碼字部(B)，以及包括第三數量M IR 之輔助同位符號的輔助同位部(Pa)之輔助碼字部(A)，其中該編碼機構(14)適應成i)根據第一碼從輸入資料字(D)產生該基本碼字部(B)，其中藉由在根據第一位址產生規則所決定的同位符號位址累積資訊符號來產生基本同位符號，以及ii)根據第二碼從輸入資料字(D)產生該輔助碼字部(A)，其中藉由在同位符號位址y累積資訊符號m來產生輔助同位符號，其中根據第二位址產生規則決定該同位符號位址y，其中該第二位址產生規則為N ldpc -K ldpc+{x+m mod G a ×Q IR }mod M IR 若x≧N ldpc -K ldpc ，其中x標示為對應至一群大小為G a 之該第一資訊符號的同位符號累積器的該些位址，且Q IR 為輔助碼率相依的預定常數，以及編碼器輸出(1454)，輸出該些碼字(Z1、Z2)。
- 如申請專利範圍第1項中所述之編碼器，其中該編碼機構(1452)適應成藉由在同位符號位址y累積資訊符號m來產生基本同位符號，其中根據該第一位址產生規則決定該同位符號位址y，其中該第一位址產生規則為{x+m mod G b ×Q ldpc }mod(N ldpc -K ldpc )若x<N ldpc -K ldpc ，其中x標示為對應至一群大小為G b 之該第一資訊符號的同位符號累積器的該些位址，且Q ldpc 為基本碼率相依的預定常數。
- 如申請專利範圍第2項中所述之編碼器，其中G a= G b 。
- 如申請專利範圍第3項中所述之編碼器，其中G a= G b=360。
- 如申請專利範圍第1項中所述之編碼器，其中該編碼機構(1452)適應成利用一群後續的資訊符號來逐區塊(blockwise)地產生該基本同位符號及該輔助同位符號，其中在一組不同的同位符號位址y累積該組後續的資訊符號的每一資訊符號i，其中分別根據該第一及該第二位址產生規則，從預定位址表取得在其累積該群之該第一資訊符號之該組同步符號位址，以及其中從該組同位符號位址決定在其累積該群之該些後續資訊符號之該些符號位址，以及其中從該位址表取得另一組的同位符號位址，以產生 每一新區塊的基本同位符號及輔助同位符號。
- 如申請專利範圍第5項中所述之編碼器，其中該編碼機構(1452)適應成後續取得隨後的位址表之新的一列作為新的一組之不同同位符號位址y，以累積新的一群之後續資訊符號，針對Q IR =12、M IR =4320、N ldpc =4320、Q ldpc =6、及碼率識別符為1/2之該位址表為
- 如申請專利範圍第5項中所述之編碼器，其中該編碼機構(1452)適應成後續取得隨後的位址表之新的一列作為新的一組之不同同位符號位址y，以累積新的一群之後續資訊符號，針對Q IR =12、M IR =4320、N ldpc =4320、Q ldpc =5、及碼率識別符為7/12之該位址表為
- 如申請專利範圍第5項中所述之編碼器，其中該編碼機構(1452)適應成後續取得隨後的位址表之新的一列作為新的一組之不同同位符號位址y，以累積新的一群之後續資訊符號，針對Q IR =12、M IR =4320、 N ldpc =4320、Q ldpc =4、及碼率識別符為2/3之該位址表為
- 如申請專利範圍第5項中所述之編碼器，其中該編碼機構(1452)適應成後續取得隨後的位址表之新的一列作為新的一組之不同同位符號位址y，以累積新的一群之後續資訊符號，針對Q IR =12、M IR =4320、N ldpc =4320、Q ldpc =3、及碼率識別符為3/4之該位址表為
- 如申請專利範圍第1項中所述之編碼器，其中針對正常解碼提供該基本碼字部(B)並且若利用該基本碼字部(B)的該碼字之正常解碼有誤，則提供該輔助碼字部(A)作為遞增冗餘。
- 一種用錯誤校正碼將輸入資料字(D)編碼成碼字(Z1、Z2)之編碼方法，包含下列步驟：接收輸入資料字(D)，其各包含第一數量K ldpc 的資 訊符號，將輸入資料字(D)編碼成碼字(Z1、Z2、Z3、Z4)，使碼字包含包括資料部(D)及第二數量N ldpc -K ldpc 之基本同位符號的基本同位部(Pb)之基本碼字部(B)，以及包括第三數量M IR 之輔助同位符號的輔助同位部(Pa)之輔助碼字部(A)，根據第一碼從輸入資料字(D)產生該基本碼字部(B)，其中藉由在根據第一位址產生規則所決定的同位符號位址累積資訊符號來產生基本同位符號，根據第二碼從輸入資料字(D)產生該輔助碼字部(A)，其中藉由在同位符號位址y累積資訊符號m來產生輔助同位符號，其中根據第二位址產生規則決定該同位符號位址y，其中該第二位址產生規則為N ldpc -K ldpc+{x+m mod G a ×Q IR }mod M IR 若x≧N ldpc -K ldpc ，其中x標示為對應至一群大小為G a 之該第一資訊符號的同位符號累積器的該些位址，且Q IR 為輔助碼率相依的預定常數，以及輸出該碼字(Z1、Z2)。
- 一種包含程式碼機構之電腦程式，當在電腦上進行該電腦程式時，令電腦進行如申請專利範圍第11項中所述之編碼方法的編碼之步驟。
- 一種在廣播系統中廣播資料之傳送器，包含：資料輸入，接收分段成輸入資料字(D)的至少一傳送器輸入資料流(I1、I2、...、In)， 如申請專利範圍第1至10項的任一項中所述之編碼器(14、141、142、143、144、145)，資料映射器(16)，將該碼字(Z1、Z2)映射到傳送器輸出資料流(O)的訊框上，以及傳送器單元(18)，傳送該傳送器輸出資料流(O)。
- 一種在廣播系統中廣播資料之傳輸方法，包含下列步驟：接收分段成輸入資料字(D)的至少一傳送器輸入資料流(I1、I2、...、In)，如申請專利範圍第11項中所述之編碼方法，將該碼字(Z1、Z2)映射到傳送器輸出資料流(O)的訊框上，以及傳送該傳送器輸出資料流(O)。
- 一種用錯誤校正碼將碼字解碼成資料字之解碼器，包含：輸入，用以輸入碼字；解碼機構，用以將碼字解碼成資料字，各資料字包含第一數量N ldpc 的資訊符號，而各碼字包含包括資料部及第二數量N ldpc -K ldpc 之基本同位符號的基本同位部之基本碼字部，各碼字進一步包含包括第三數量M IR 之輔助同位符號的輔助同位部之輔助碼字部作為遞增冗餘，若利用該 基本碼字部的該碼字之解碼有誤，其中各基本同位符號已藉由在同位符號位址y累積資訊符號m來產生，其係根據第一位址產生規則來決定該同位符號位址y，其中該第一位址產生規則為：y={x+m mod G b ×Q ldpc }mod(N ldpc -K ldpc )若x<N ldpc -K ldpc ，其中x標示為對應至一群大小為G b 之該第一資訊符號的同位符號累積器的該些位址，且Q ldpc 為基本碼率相依的預定常數，其中各輔助同位符號已藉由在同位符號位址y累積資訊符號m來產生，其係根據第二位址產生規則來決定該同位符號位址y，其中該第二位址產生規則為：y=N ldpc -K ldpc+{x+m mod G a ×Q IR }mod M IR 若x≧N ldpc -K ldpc ，其中x標示為對應至一群大小為G a 之該第一資訊符號的同位符號累積器的該些位址，且Q IR 為輔助碼率相依的預定常數，以及輸出，用以輸出該些資料字。
- 如申請專利範圍第15項中所述之解碼器，其中G a= G b 。
- 如申請專利範圍第16項中所述之解碼器，其中G a= G b=360。
- 如申請專利範圍第15至17項的任一項中所述之解碼器，其中該解碼機構適應成逐區塊地解碼該些碼字。
- 一種用錯誤校正碼將碼字解碼成資料字之解碼方 法，包含：將碼字解碼成資料字，各資料字包含第一數量N ldpc 的資訊符號，而各碼字包含包括資料部及第二數量N ldpc -K ldpc 之基本同位符號的基本同位部之基本碼字部，各碼字進一步包含包括第三數量M IR 之輔助同位符號的輔助同位部之輔助碼字部作為遞增冗餘，若利用該基本碼字部的該碼字之解碼有誤，其中各基本同位符號已藉由在同位符號位址y累積資訊符號m來產生，其係根據第一位址產生規則來決定該同位符號位址y，其中該第一位址產生規則為：y={x+m mod G b ×Q ldpc }mod(N ldpc -K ldpc )若x<N ldpc -K ldpc ，其中x標示為對應至一群大小為G b 之該第一資訊符號的同位符號累積器的該些位址，且Q ldpc 為基本碼率相依的預定常數，其中各輔助同位符號已藉由在同位符號位址y累積資訊符號m來產生，其係根據第二位址產生規則來決定該同位符號位址y，其中該第二位址產生規則為：y=N ldpc -K ldpc+{x+m mod G a ×Q IR }mod M IR 若x≧N ldpc -K ldpc ，其中x標示為對應至一群大小為G a 之該第一資訊符號的同位符號累積器的該些位址，且Q IR 為輔助碼率相依的預定常數，以及輸出該些資料字。
- 如申請專利範圍第19項中所述之解碼方法，其中G a= G b 。
- 如申請專利範圍第20項中所述之解碼方法，其中G a= G b=360。
- 一種包含程式碼機構之電腦程式，當在電腦上進行該電腦程式時，令電腦進行如申請專利範圍第19至21項的任一項中所述之解碼方法。
- 一種接收器，包含：接收單元，用以接收含有具碼字之訊框的輸入資料流；資料解映射器，用以將該些碼字從該輸入資料流之該些訊框解映射；如申請專利範圍第15至18項的任一項中所述之解碼器；以及資料輸出，用以輸出使用該些資料字之至少一輸出資料流。
- 一種接收方法，包含：接收含有具碼字之訊框的輸入資料流；將該些碼字從該輸入資料流之該些訊框解映射；依據申請專利範圍第19至21項的任一項之解碼方法；以及輸出使用該些資料字之至少一輸出資料流。
- 一種廣播系統，包含如申請專利範圍第13項中所述之傳送器及如申請專利範圍第23項中所述之接收器的一或更多者，該些接收器係用以接收由該傳送器所廣播之資料。
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