[go: up one dir, main page]

TWI478470B - 開關電源控制器和操作開關電源的方法 - Google Patents

開關電源控制器和操作開關電源的方法 Download PDF

Info

Publication number
TWI478470B
TWI478470B TW101114422A TW101114422A TWI478470B TW I478470 B TWI478470 B TW I478470B TW 101114422 A TW101114422 A TW 101114422A TW 101114422 A TW101114422 A TW 101114422A TW I478470 B TWI478470 B TW I478470B
Authority
TW
Taiwan
Prior art keywords
signal
switch
voltage
capacitor
power supply
Prior art date
Application number
TW101114422A
Other languages
English (en)
Other versions
TW201244347A (en
Inventor
Yike Li
Xu Xiangyong
Original Assignee
Monolithic Power Systems Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Monolithic Power Systems Inc filed Critical Monolithic Power Systems Inc
Publication of TW201244347A publication Critical patent/TW201244347A/zh
Application granted granted Critical
Publication of TWI478470B publication Critical patent/TWI478470B/zh

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
    • H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
    • H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
    • H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Amplifiers (AREA)

Description

開關電源控制器和操作開關電源的方法
本發明一般涉及開關電源控制器和操作開關電源的方法。特別地，本發明涉及使開關電源具有降低的電磁干擾(EMI)的開關電源控制器和操作開關電源的方法。
在開關電源的設計中，EMI和電磁相容(EMC)是必須考慮的因素。
在恒定頻率控制方法中，通常使用頻率抖動來降低在一個窄頻率段上的EMI能量。通過週期或者非週期地改變開關的頻率，EMI能量將被平均至一個較寬的頻率段內，使得採用該方法的裝置或者儀器可以滿足EMI標準。
在其他控制方法中，因為其受到某些其他信號的影響，開關頻率並不恒定。例如，在可變斷開時間控制方法中，負載改變以及交流線路信號的振幅都會影響斷開時間，從而頻率會改變。在可變導通時間控制方法中，導通時間也將受到負載和交流線路信號的影響。因此，對於不使用恒定頻率控制方法的系統，由於其自身的特性，例如由於經整流的輸入交流電壓中的紋波，其頻率是抖動的。但是其頻率抖動的幅度不夠，需要新的引入新的頻率抖動結構以減小EMI。
本發明的實施例提供了在可變斷開時間控制模式中抖動導通時間和峰值電流的方法以及抖動斷開時間的方法，並且提供了對應的開關電源控制器。
在不使用恒定頻率控制方法的系統，尤其是使用恒定峰值電流控制方法的可變斷開時間控制系統中，關斷時間由反饋回路決定，給關斷時間添加一偏移量後，由於反饋回路的調整作用，偏移量的作用將被減弱，最終影響了降低EMI的效果。
因此，根據本發明的一個方面，提供了一種開關電源控制器，包括：導通時間確定裝置，用於在所接收的開關管電流感測信號的幅度達到峰值電流閾值時，產生開關管關閉信號，以將開關管控制信號設置為關閉開關管的狀態；以及斷開時間確定裝置，用於接收所述開關管控制信號以及反饋誤差放大信號，在從所述開關管控制信號被設置為關閉所述開關管的狀態開始經過預定時間之後，產生開關管開啟信號，以將所述開關管控制信號設置為開啟所述開關管的狀態，其中所述預定時間取決於所述反饋誤差放大信號；其中所述峰值電流閾值隨時間抖動。
由於本發明的上述方面使用了隨時間抖動的峰值電流閾值，使得不同工作週期中開關管的開啟時間發生變化，因此使得不同工作週期中開關管達到的峰值電流發生變化。反饋回路將調節斷開時間以調節輸出電壓，從而斷開時間也會抖動。因此，獲得了較好的頻率抖動因而較好的降低EMI的效果。
根據本發明的另一個方面，提供了一種開關電源控制器，包 括：導通時間確定裝置，用於在所接收的開關管電流感測信號的幅度達到峰值電流閾值時，產生開關管關閉信號，以將開關管控制信號設置為關閉開關管的狀態；以及斷開時間確定裝置，用於接收所述開關管控制信號以及反饋誤差放大信號，在從所述開關管控制信號被設置為關閉所述開關管的狀態開始經過預定時間之後，產生開關管開啟信號，以將所述開關管控制信號設置為開啟所述開關管的狀態；其中所述斷開時間確定裝置還包括反饋誤差抖動裝置，用於將第二抖動電壓信號添加到所述反饋誤差放大信號，以形成經抖動的反饋誤差放大信號，所述預定時間取決於所述經抖動的反饋誤差放大信號。
根據本發明的再一個方面，提供了一種開關電源控制器，包括：導通時間確定裝置，用於在所接收的開關管電流感測信號的幅度達到峰值電流閾值時，產生開關管關閉信號，以將開關管控制信號設置為關閉開關管的狀態；以及斷開時間確定裝置，用於接收所述開關管控制信號以及反饋誤差放大信號，在從所述開關管控制信號被設置為關閉所述開關管的狀態開始經過預定時間之後，產生開關管開啟信號，以將所述開關管控制信號設置為開啟所述開關管的狀態；其中所述開關管控制信號被設置為關閉所述開關管的狀態觸發所述斷開時間確定裝置中的計時裝置開始計時，所述計時裝置包括電流隨時間變化的時變電流源、電容器和比較器，所述時變電流源從計時開始起對所述電容器充電，使得所述電容器上的電壓逐漸增加，所述比較器用於將所述電容器的電壓與反饋誤差放大信號比較，並在所述電容器的電壓高於所述反饋誤差放大信號時，產生所述開關管開啟信號。
根據本發明的再一個方面，提供了一種操作開關電源的方法，包括：在所接收的開關管電流感測信號達到峰值電流閾值時，產生開關管關閉信號，以將開關管控制信號設置為關閉開關管的狀態；以及接收所述開關管控制信號以及反饋誤差放大信號，在從所述開關管控制信號被設置為關閉所述開關管的狀態開始經過預定時間之後，產生開關管開啟信號，以將所述開關管控制信號設置為開啟所述開關管的狀態，其中所述預定時間取決於所述反饋誤差放大信號；其中使所述峰值電流閾值隨時間抖動。
根據本發明的再一個方面，提供了一種操作開關電源的方法，包括：在所接收的開關管電流感測信號達到峰值電流閾值時，產生開關管關閉信號，以將開關管控制信號設置為關閉開關管的狀態；以及接收所述開關管控制信號以及反饋誤差放大信號，在從所述開關管控制信號被設置為關閉所述開關管的狀態開始經過預定時間之後，產生開關管開啟信號，以將所述開關管控制信號設置為開啟所述開關管的狀態；其中將第二抖動電壓信號添加到所述反饋誤差放大信號，以形成經抖動的反饋誤差放大信號，其中所述預定時間取決於所述經抖動的反饋誤差放大信號。
根據本發明的再一個方面，提供了一種操作開關電源的方法，包括： 在所接收的開關管電流感測信號的幅度達到峰值電流閾值時，產生開關管關閉信號，以將開關管控制信號設置為關閉開關管的狀態；以及接收所述開關管控制信號以及反饋誤差放大信號，在從所述開關管控制信號被設置為關閉所述開關管的狀態開始經過預定時間之後，產生開關管開啟信號，以將所述開關管控制信號設置為開啟所述開關管的狀態；其中所述開關管控制信號被設置為關閉所述開關管的狀態觸發計時裝置開始計時，所述計時裝置包括電流隨時間變化的時變電流源、電容器和比較器，所述時變電流源從計時開始起對所述電容器充電，使得所述電容器上的電壓逐漸增加，所述比較器用於將所述電容器的電壓與反饋誤差放大信號比較，並在所述電容器的電壓高於所述反饋誤差放大信號時，產生所述開關管開啟信號。
根據本發明的實施例，通過在可變斷開時間控制模式中對導通時間和峰值電流進行抖動，或者對斷開時間進行抖動，將EMI能量分散在更廣的頻率範圍上，從而改善了開關電源的EMI性能。
100、101、201、301、100’‧‧‧開關電源控制器
102、202、302、1001、1001’‧‧‧導通時間確定裝置
103、203、303、1004、1004’、1004”‧‧‧斷開時間確定裝置
104、205、305、1005‧‧‧反饋誤差放大信號生成裝置
204‧‧‧反饋誤差抖動裝置
304‧‧‧計時裝置
10‧‧‧反激式交流直流變換器
D1、D2、D3、D4、D5、D6、Dd‧‧‧二極體
Cin‧‧‧輸入濾波電容器
RHV‧‧‧高壓供電電阻器
Rd、R1、R2、R3、R4、Rg‧‧‧電阻器
Cd、Cout2、C1、C2‧‧‧電容器
T1‧‧‧變壓器
PW‧‧‧初級繞組
AW‧‧‧輔助繞組
Cout1‧‧‧輸出電容器
L1‧‧‧電感器
Z1‧‧‧三端可調分流基準源
DO‧‧‧光電耦合器
Rsm‧‧‧採樣電阻器
M1‧‧‧開關管
CF‧‧‧頻率電容器
BO‧‧‧三極管部分
1~7‧‧‧管腳
11‧‧‧抖動的峰值電流閾值電壓
11’‧‧‧固定的峰值電流閾值電壓
12、21‧‧‧固定參考電壓源
13‧‧‧抖動電壓源
14、28‧‧‧加法器
15、26‧‧‧比較器
16‧‧‧開關管電流感測信號
17、23‧‧‧輸出
18‧‧‧輸出反饋電壓
19‧‧‧反饋誤差放大信號
19’‧‧‧抖動的反饋誤差放大信號
20‧‧‧誤差放大器
24‧‧‧節點
25‧‧‧NMOS管
27‧‧‧電流源
22‧‧‧Q輸出
1002‧‧‧RS觸發器
1003‧‧‧開關管驅動器
1005‧‧‧反饋誤差放大信號生成裝置
EMI‧‧‧電磁干擾
29‧‧‧抖動信號源
30‧‧‧抖動電壓信號
31‧‧‧時變電流源
現在將參考示出本發明的具體實施方式的附圖來更加詳細地描述本發明的各個方面。在附圖中：
第1圖示出了根據本發明的一個實施例的開關電源控制器的方框圖。
第2圖示出了根據本發明的另一個實施例的開關電源控制器的方 框圖。
第3圖示出了根據本發明的再一個實施例的開關電源控制器的方框圖。
第4圖示出了本發明的一個實施例的操作開關電源的方法的流程圖。
第5圖示出了根據本發明的另一個實施例的操作開關電源的方法的流程圖。
第6圖示出了根據本發明的再一個實施例的操作開關電源的方法的流程圖。
第7圖示出了包含根據本發明的一個實施例的開關電源控制器的反激式交流直流變換器的電路圖。
第8圖示出了根據本發明的一個實施例的開關電源控制器的功能部件的方框圖。
第9圖示出了說明包含根據本發明的實施例的開關電源控制器的反激式交流直流變換器穩定工作時的工作過程的多個信號的波形圖。
第10圖示出了包含根據本發明的實施例的開關電源控制器的反激式交流直流變換器的EMI能量對頻率的繪圖。
第11圖示出了根據本發明的另一個實施例的開關電源控制器的功能部件的方框圖。
第12圖示出了說明包含根據本發明的另一個實施例的開關電源控制器的反激式交流直流變換器穩定工作時的工作過程的多個信號的波形圖。
第13圖示出了根據本發明的再一個實施例的開關電源控制器的功能部件的方框圖。
第14圖示出了說明包含根據本發明的再一個實施例的開關電源 控制器的反激式交流直流變換器穩定工作時的工作過程的多個信號的波形圖。
下面將參考附圖詳細說明本發明的具體實施方式。貫穿所有附圖相同的附圖標記表示相同的部件或特徵。
第1圖示出了根據本發明的一個實施例的開關電源控制器的方框圖。如第1圖所示，根據本發明的實施例的開關電源控制器101包括導通時間確定裝置102以及斷開時間確定裝置103。導通時間確定裝置102用於在所接收的開關管電流感測信號的幅度達到峰值電流閾值時，產生開關管關閉信號，以將開關管控制信號設置為關閉開關管的狀態。斷開時間確定裝置103用於接收所述開關管控制信號以及反饋誤差放大信號，在從所述開關管控制信號被設置為關閉所述開關管的狀態開始經過預定時間之後，產生開關管開啟信號，以將所述開關管控制信號設置為開啟所述開關管的狀態。所述峰值電流閾值隨時間抖動。
根據本發明的一個實施例，所述峰值電流閾值隨時間週期性抖動，並且其抖動週期不同於所述開關管的平均工作頻率的倒數。
根據本發明的一個實施例，所述峰值電流閾值隨機抖動，其抖動與雜訊相關。相關包括但不限於，抖動頻率和雜訊抖動頻率類似，抖動由雜訊提供等等。根據另外一個實施例，還包括對所述雜訊進行濾波處 理，僅保留特定頻率段的雜訊。
根據本發明的一個實施例，所述峰值電流閾值的抖動週期大於所述開關管的平均工作頻率的倒數。
根據本發明的一個實施例，所述峰值電流閾值的抖動幅度小於所述峰值電流閾值隨時間的平均值。
根據本發明的一個實施例，所述開關管電流感測信號為電壓信號，所述峰值電流閾值通過對於來自第一參考電壓源的固定的第一參考電壓和來自第一抖動信號發生器的第一抖動電壓信號求和的加法器來提供。
根據本發明的一個實施例，所述第一抖動信號為正弦波信號或三角波信號。
根據本發明的一個實施例，所述開關管關閉信號和所述開關管開啟信號是低電平有效信號，並且所述開關管關閉信號連接到RS觸發器的重定端，所述開關管開啟信號連接到所述RS觸發器的置位端，所述RS觸發器的Q輸出為所述開關管控制信號。
根據本發明的一個實施例，開關電源控制器101還包括反饋誤差放大信號生成裝置104，用於根據所接收的開關電源的輸出反饋電壓與第二參考電壓的差值，生成所述反饋誤差放大信號。
根據本發明的一個實施例，所述開關管控制信號被設置為關閉所述開關管的狀態觸發所述斷開時間確定裝置中的計時裝置開始計時。
根據本發明的一個實施例，所述計時裝置包括電流源、電容器和比較器，所述電流源從計時開始起對所述電容器充電，使得所述電容 器上的電壓逐漸增加，所述比較器用於將所述電容器的電壓與所述反饋誤差放大信號比較，並在所述電容器的電壓高於所述反饋誤差放大信號時，產生所述開關管開啟信號。
第2圖示出了根據本發明的另一個實施例的開關電源控制器的方框圖。如第2圖所示，根據本發明的實施例的開關電源控制器201包括導通時間確定裝置202、斷開時間確定裝置203。其中導通時間確定裝置202用於在所接收的開關管電流感測信號的幅度達到峰值電流閾值時，產生開關管關閉信號，以將開關管控制信號設置為關閉開關管的狀態。斷開時間確定裝置203用於接收所述開關管控制信號以及反饋誤差放大信號，在從所述開關管控制信號被設置為關閉所述開關管的狀態開始經過預定時間之後，產生開關管開啟信號，以將所述開關管控制信號設置為開啟所述開關管的狀態。
其中所述斷開時間確定裝置203還包括反饋誤差抖動裝置204。反饋誤差抖動裝置204用於將第二抖動電壓信號添加到所述反饋誤差放大信號，以形成經抖動的反饋誤差放大信號，所述預定時間取決於所述經抖動的反饋誤差放大信號。
根據本發明的一個實施例，所述第二抖動電壓信號隨時間週期性抖動，並且其抖動週期不同於所述開關管的平均工作頻率的倒數。
根據本發明的一個實施例，所述所述第二抖動電壓信號隨機抖動，其抖動與雜訊相關。相關包括但不限於，抖動頻率和雜訊抖動頻率類似，抖動由雜訊提供等等。根據另外一個實施例，還包括對所述雜訊進行濾波處理，僅保留特定頻率段的雜訊。
根據本發明的一個實施例，所述第二抖動電壓信號的抖動週期大於所述開關管的平均工作頻率的倒數。
根據本發明的一個實施例，所述經抖動的反饋誤差放大信號的抖動幅度小於所述經抖動的反饋誤差放大信號隨時間的平均值。
根據本發明的一個實施例，所述第二抖動信號為正弦波信號或三角波信號。
根據本發明的一個實施例，所述開關管關閉信號和所述開關管開啟信號是低電平有效信號，並且所述開關管關閉信號連接到RS觸發器的重定端，所述開關管開啟信號連接到所述RS觸發器的置位端，所述RS觸發器的Q輸出為所述開關管控制信號。
根據本發明的一個實施例，開關電源控制器201還包括反饋誤差放大信號生成裝置205。反饋誤差放大信號生成裝置205用於根據所接收開關電源的輸出反饋電壓與第二參考電壓的差值，生成所述反饋誤差放大信號。
根據本發明的一個實施例，所述開關管控制信號被設置為關閉所述開關管的狀態觸發所述斷開時間確定裝置中的計時裝置開始計時。
根據本發明的一個實施例，所述計時裝置包括電流源、電容器和比較器，所述電流源從計時開始起對所述電容器充電，使得所述電容器上的電壓逐漸增加，所述比較器用於將所述電容器的電壓與所述經抖動的反饋誤差放大信號比較，並在所述電容器的電壓高於所述經抖動的反饋誤差放大信號時，產生所述開關管開啟信號。
根據本發明的一個實施例，所述峰值電流閾值隨時間抖動。
第3圖示出了根據本發明的再一個實施例的開關電源控制器的方框圖。如第3圖所示，根據本發明的實施例的開關電源控制器301包括導通時間確定裝置302以及斷開時間確定裝置303。導通時間確定裝置302用於在所接收的開關管電流感測信號的幅度達到峰值電流閾值時，產生開關管關閉信號，以將開關管控制信號設置為關閉開關管的狀態。斷開時間確定裝置303用於接收所述開關管控制信號以及反饋誤差放大信號，在從所述開關管控制信號被設置為關閉所述開關管的狀態開始經過預定時間之後，產生開關管開啟信號，以將所述開關管控制信號設置為開啟所述開關管的狀態。
其中斷開時間確定裝置303還包括計時裝置304。所述開關管控制信號被設置為關閉所述開關管的狀態觸發計時裝置304開始計時。計時裝置304包括電流隨時間變化的時變電流源、電容器和比較器，所述時變電流源從計時開始起對所述電容器充電，使得所述電容器上的電壓逐漸增加，所述比較器用於將所述電容器的電壓與反饋誤差放大信號比較，並在所述電容器的電壓高於所述反饋誤差放大信號時，產生所述開關管開啟信號。
根據本發明的一個實施例，所述時變電流源的電流隨時間週期性變化。
根據本發明的一個實施例，所述時變電流源的電流隨時間變化的週期顯著大於所述開關管的平均工作頻率的倒數。
根據本發明的一個實施例，所述時變電流源的電流每隔固定的時間段就發生隨機改變。
根據本發明的一個實施例，所述固定時間段的長度顯著大於所述開關管的平均工作頻率的倒數。
根據本發明的一個實施例，所述時變電流源由提供較大幅度的固定電流的固定電流源和提供較小幅度的時變電流的時變電流源構成。
根據本發明的一個實施例，提供較小幅度的時變電流的時變電流源提供電流幅度隨時間正弦波變化的、三角波變化的、或者方波變化的時變電流，或者提供電流幅度每隔一段固定時間就跳變到多個固定值中之一的時變電流。
根據本發明的一個實施例，開關電源控制器301還包括反饋誤差放大信號生成裝置305。反饋誤差放大信號生成裝置305用於根據所接收開關電源的輸出反饋電壓與第二參考電壓的差值，生成所述反饋誤差放大信號。
第4圖示出了本發明的一個實施例的操作開關電源的方法的流程圖400。如第4圖所示，在步驟401，在所接收的開關管電流感測信號達到峰值電流閾直時，產生開關管關閉信號，以將開關管控制信號設置為關閉開關管的狀態。在步驟402，接收所述開關管控制信號以及反饋誤差放大信號，在從所述開關管控制信號被設置為關閉所述開關管的狀態開始經過預定時間之後，產生開關管開啟信號，以將所述開關管控制信號設置為開啟所述開關管的狀態。所述預定時間取決於所述反饋誤差放大信號。使所述峰值電流閾值隨時間抖動。
根據本發明的一個實施例，所述峰值電流閾值隨時間週期性抖動，並且其抖動週期不同於所述開關管的平均工作頻率的倒數。
根據本發明的一個實施例，所述峰值電流閾值隨機抖動，其抖動與雜訊相關。相關包括但不限於，抖動頻率和雜訊抖動頻率類似，抖動由雜訊提供等等。根據另外一個實施例，還包括對所述雜訊進行濾波處理，僅保留特定頻率段的雜訊。
根據本發明的一個實施例，所述峰值電流閾值的抖動週期大於所述開關管的平均工作頻率的倒數。
根據本發明的一個實施例，所述峰值電流閾值的抖動幅度小於所述峰值電流閾值隨時間的平均值。
根據本發明的一個實施例，所述開關管電流感測信號為電壓信號，通過對於來自第一參考電壓源的固定的第一參考電壓和來自第一抖動信號發生器的第一抖動電壓信號求和，提供所述峰值電流閾值。
根據本發明的一個實施例，所述第一抖動信號為正弦波信號或三角波信號。
根據本發明的一個實施例，所述開關管關閉信號和所述開關管開啟信號是低電平有效信號，並且通過將所述開關管關閉信號連接到RS觸發器的復位端，將所述開關管開啟信號連接到所述RS觸發器的置位端，將所述RS觸發器的Q輸出作為所述開關管控制信號。
根據本發明的一個實施例，操作開關電源的方法還包括：
根據所接收的開關電源的輸出反饋電壓與第二參考電壓的差值，生成所述反饋誤差放大信號。
根據本發明的一個實施例，所述開關管控制信號被設置為關閉所述開關管的狀態觸發計時裝置開始計時。
根據本發明的一個實施例，所述計時裝置包括電流源、電容器和比較器，使用所述電流源從計時開始起對所述電容器充電，使得所述電容器上的電壓逐漸增加，使用所述比較器將所述電容器的電壓與所述反饋誤差放大信號比較，並在所述電容器的電壓高於所述反饋誤差放大信號時，產生所述開關管開啟信號。
第5圖示出了根據本發明的另一個實施例的操作開關電源的方法的流程圖500。如第5圖所示，在步驟501，在所接收的開關管電流感測信號達到峰值電流閾值時，產生開關管關閉信號，以將開關管控制信號設置為關閉開關管的狀態。在步驟502，接收所述開關管控制信號以及反饋誤差放大信號，在從所述開關管控制信號被設置為關閉所述開關管的狀態開始經過預定時間之後，產生開關管開啟信號，以將所述開關管控制信號設置為開啟所述開關管的狀態。其中將第二抖動電壓信號添加到所述反饋誤差放大信號，以形成經抖動的反饋誤差放大信號，所述預定時間取決於所述經抖動的反饋誤差放大信號。
根據本發明的一個實施例，所述第二抖動電壓信號隨時間週期性抖動，並且其抖動週期不同於所述開關管的平均工作頻率的倒數。
根據本發明的一個實施例，所述第二抖動電壓信號隨機抖動，其抖動與雜訊相關。相關包括但不限於，抖動頻率和雜訊抖動頻率類似，抖動由雜訊提供等等。根據另外一個實施例，還包括對所述雜訊進行濾波處理，僅保留特定頻率段的雜訊。
根據本發明的一個實施例，所述第二抖動電壓信號的抖動週期大於所述開關管的平均工作頻率的倒數。
根據本發明的一個實施例，所述經抖動的反饋誤差放大信號的抖動幅度小於所述經抖動的反饋誤差放大信號隨時間的平均值。
根據本發明的一個實施例，所述第二抖動信號為正弦波信號或三角波信號。
根據本發明的一個實施例，所述開關管關閉信號和所述開關管開啟信號是低電平有效信號，並且通過將所述開關管關閉信號連接到RS觸發器的復位端，將所述開關管開啟信號連接到所述RS觸發器的置位端，將所述RS觸發器的Q輸出作為所述開關管控制信號。
根據本發明的一個實施例，操作開關電源的方法還包括：
根據所接收的開關電源的輸出反饋電壓與第二參考電壓的差值，生成所述反饋誤差放大信號。
根據本發明的一個實施例，所述開關管控制信號被設置為關閉所述開關管的狀態觸發計時裝置開始計時。
根據本發明的一個實施例，所述計時裝置包括電流源、電容器和比較器，使用所述電流源從計時開始起對所述電容器充電，使得所述電容器上的電壓逐漸增加，使用所述比較器將所述電容器的電壓與所述反饋誤差放大信號比較，並在所述電容器的電壓高於所述反饋誤差放大信號時產生所述開關管開啟信號。
根據本發明的一個實施例，所述峰值電流閾值隨時間抖動。
第6圖示出了根據本發明的另一個實施例的操作開關電源的方法的流程圖600。如第6圖所示，在步驟601，在所接收的開關管電流感測信號的幅度達到峰值電流閾值時，產生開關管關閉信號，以將開關管控制 信號設置為關閉開關管的狀態。在步驟602，接收所述開關管控制信號以及反饋誤差放大信號，在從所述開關管控制信號被設置為關閉所述開關管的狀態開始經過預定時間之後，產生開關管開啟信號，以將所述開關管控制信號設置為開啟所述開關管的狀態。其中所述開關管控制信號被設置為關閉所述開關管的狀態觸發計時裝置開始計時，所述計時裝置包括電流隨時間變化的時變電流源、電容器和比較器，所述時變電流源從計時開始起對所述電容器充電，使得所述電容器上的電壓逐漸增加，所述比較器用於將所述電容器的電壓與反饋誤差放大信號比較，並在所述電容器的電壓高於所述反饋誤差放大信號時，產生所述開關管開啟信號。
根據本發明的一個實施例，所述時變電流源的電流隨時間週期性變化。
根據本發明的一個實施例，所述時變電流源的電流隨時間變化的週期顯著大於所述開關管的平均工作頻率的倒數。
根據本發明的一個實施例，所述時變電流源的電流每隔固定的時間段就發生隨機改變。
根據本發明的一個實施例，所述固定時間段的長度顯著大於所述開關管的平均工作頻率的倒數。
根據本發明的一個實施例，所述時變電流源由提供較大幅度的固定電流的固定電流源和提供較小幅度的時變電流的時變電流源構成。
根據本發明的一個實施例，提供較小幅度的時變電流的時變電流源提供電流幅度隨時間正弦波變化的、三角波變化的、或者方波變化的時變電流，或者提供電流幅度每隔一段固定時間就跳變到多個固定值中 之一的時變電流。
根據本發明的一個實施例，操作開關電源的方法還包括：
根據所接收的開關電源的輸出反饋電壓與第二參考電壓的差值，生成所述反饋誤差放大信號。
下面使用反激式交流直流變換器作為例子來說明根據本發明的實施例的、在可變斷開時間控制模式中抖動導通時間和峰值電流的方法以及抖動斷開時間的方法，以及對應的開關電源控制器。本領域技術人員應當理解的是，本發明的應用並不限於反激式交流直流變換器。
第7圖示出了包含根據本發明的實施例的開關電源控制器100的反激式交流直流變換器10的電路圖。如第7圖所示，反激式交流直流變換器10包括具有初級繞組PW、次級繞組SW和輔助繞組AW的變壓器T1作為隔離和能量傳遞元件。初級繞組PW、次級繞組SW和輔助繞組AW分別用於形成反激式交流直流變換器10的輸入部分、輸出部分和輔助供電部分。
首先描述反激式交流直流變換器10的輸入部分。參見第7圖，連接在交流輸入與變壓器T1的初級繞組PW一端之間的是輸入整流和濾波部分，其包括由四個二極體D1、D2、D3和D4構成的二極體整流橋以及輸入濾波電容器Cin，用於將輸入交流電壓整流並平滑成基本直流的輸入電壓。高壓供電電阻器RHV連接在輸入整流和濾波部分的輸出與開關電源控制器100的高壓電源管腳7之間，開關電源控制器100通過其從輸入整流和濾波部分獲得初始啟動電源供應。
連接在變壓器T1的初級繞組PW的另一端與地之間的是開關管M1以及與其串聯連接的開關管電流感測電阻器Rsm，其中開關管M1的 漏極連接到變壓器T1的初級繞組PW的該另一端，開關管電流感測電阻器Rsm串聯連接在開關管M1的源極與地之間，開關管M1的柵極經由電阻器Rg連接到開關電源控制器100的驅動信號輸出管腳1以接收開關管驅動信號，電阻器Rsm上的電壓經由電阻器R1和電容器C2構成的低通濾波器輸入到開關電源控制器100的電流感測輸入管腳2。在一個實施例中可以不使用上述低通濾波器，在另外一個實施例中，可以將低通濾波器集成在晶片內部。
另外，變壓器T1的初級繞組PW的兩端之間連接了放電支路，其由電阻器Rd和電容器Cd的並聯連接和與之串聯的二極體Dd組成。輸入部分還可能包括其他功能部件，在此為了簡明起見並不一一詳盡描述。
接著描述反激式交流直流變換器10的輸出部分。參見第7圖，變壓器T1的次級繞組SW一端接地，從另一端到該接地端串聯連接了二極體D5和輸出電容器Cout1，另外電感器L1和電容器Cout2構成的濾波級串聯連接在二極體D5和輸出電容器Cout1的連接點與地之間，電容器Cout2上的電壓作為輸出電壓Vout。輸出部分還可能包括其他功能部件，在此為了簡明起見並不一一詳盡描述。
下面描述反激式交流直流變換器10的輔助供電部分。參見第7圖，類似於次級繞組SW，變壓器T1的輔助繞組AW一端接地，從另一端到該接地端串聯連接了二極體D6、電阻器R2和電容器C1，電容器C1上的電壓作為開關電源控制器100的電源電壓Vcc。
另外，反激式交流直流變換器10還包括用於將輸出電壓反饋給開關電源控制器100的電壓反饋部分。電壓反饋部分主要包括：串聯連接在二極體D5和輸出電容器Cout1的連接點與地之間的電阻器R3，光電耦合器 的二極體部分DO，和三端可調分流基準源Z1，作為輸出電壓反饋發送支路；串聯連接的光電耦合器的三極管部分BO與電阻器R4，形成用於開關電源控制器100的輸出電壓反饋接收支路，其中三極管部分BO的集電極連接到輔助供電部分中的電阻器R2和電容器C1之間的連接點，電阻器R4的一端連接到三極管部分BO的發射極，另一端接地。三極管部分BO的發射極處的電壓被饋送到開關電源控制器100的反饋電壓輸入管腳4作為輸出反饋電壓。
下面描述本實施例的反激式交流直流變換器10中的開關電源控制器100。根據該實施例，開關電源控制器100具有管腳1到7，其中管腳1為驅動信號輸出管腳，其連接到開關管M1的柵極，用於輸出開關管驅動信號；管腳2為電流感測輸入管腳，其通過電阻器R1和電容器C2構成的低通濾波器連接到採樣電阻器Rsm與開關管M1的源極相連的一端，以便接收採樣電阻器Rsm上的電壓作為開關管電流感測信號；管腳3為接地管腳，用於連接到地電位；管腳4為反饋電壓輸入管腳，用於接收經由光電耦合器DO和採樣電阻器R4而從輸出反饋的電壓VFB；管腳5為頻率設定管腳，其用於連接到頻率電容器CF，該頻率電容器CF的值決定了開關電源控制器100的最大開關頻率；管腳6為電源Vcc管腳，其通過二極體D6和電阻器R2接收來自輔助繞組AW的電源電壓Vcc；管腳7為高壓電源管腳，其接收經二極體整流橋整流並由輸入濾波電容器Cin濾波後的輸入電壓，作為反激式交流直流變換器10啟動時開關電源控制器100的電源。本領域技術人員應當理解，上面所特別描述的管腳的數量和具體功能分配僅是一種示例，本發明可以具有更多或更少的具有特定功能的管腳，或者管腳的具體功能分配可以不同於上面的描述，甚至開關電源控制器100可以包括僅具有封裝意義的管腳。
下面描述根據本發明實施例的開關電源控制器100的內部結構。應當指出，為了更清楚地圖示和說明，附圖以及下面的描述中可能沒有示出或說明對於開關電源控制器100的工作必要的一些元件。本領域技術人員應當理解，沒有圖示和說明這些元件並不表示這些元件在開關電源控制器100中不存在。
參見第8圖，根據本發明的一個實施例，開關電源控制器100大致包括：導通時間確定裝置1001，RS觸發器1002，開關管驅動器1003，斷開時間確定裝置1004，以及反饋誤差放大信號生成裝置1005。
需要指出，第8圖並未示出實際開關電源控制器100的全部功能部件。例如第8圖沒有示出第7圖中的開關電源控制器100的Vcc管腳6，接地管腳3，以及高壓電源管腳7。這並不表示這些管腳以及與它們相耦合的各種功能部件在實際的開關電源控制器100中不存在。特別是，本領域技術人員可以理解，實際的開關電源控制器100中可以有電源管理模組耦合在Vcc管腳6和接地管腳3之間，用於提供開關電源控制器100中各種功能部件的工作電源以及各種參考電壓等。而且，本領域技術人員可以理解，實際的開關電源控制器100中可以有啟動裝置耦合在高壓電源管腳7與接地管腳3之間，用於在反激式交流直流變換器10的初始啟動階段提供開關電源控制器100中各種功能部件的工作電源以及各種參考電壓等。
下面參考第8圖具體描述開關電源控制器100的各個功能部件。
開關電源控制器100中的導通時間確定裝置1001接收來自電流感測輸入管腳2的輸入，即第7圖中的電阻器Rsm上的電壓作為開關管電流 感測信號16，並將該開關管電流感測信號16與峰值電流閾值電壓11相比較。當開關管電流感測信號16的幅度達到峰值電流閾值電壓11時，導通時間確定裝置1001在其輸出17上產生開關管關閉信號。
在一個實施例中，可以將管腳2的輸入信號經過處理後，輸送至導通時間確定裝置1001。這些處理包括但不限於，將信號進行濾波、放大、平移(level shift)、將電壓信號和/或電流信號相互轉換等。
如第8圖所示，根據本發明的實施例，導通時間確定裝置1001可以主要由比較器15來實施。比較器15的正輸入端接收峰值電流閾值電壓11，其負輸入端與管腳2相耦合，用於接收開關管電流感測信號16。當開關管電流感測信號16的幅度達到峰值電流閾值電壓11時，比較器15的輸出17反轉，從高電平變為低電平。根據本發明的實施例，比較器15的輸出17與RS觸發器1002的復位輸入相耦合。
根據本發明的實施例，導通時間確定裝置1001中的峰值電流閾值電壓11隨時間抖動。例如在第8圖示出的實施例中，峰值電流閾值電壓11通過使用加法器14將來自固定參考電壓源12(本申請中也稱為“第一參考電壓源”)的固定參考電壓(本申請中也稱為“第一參考電壓”)與來自抖動電壓源13(本申請中也稱為“第一抖動信號發生器”)的抖動電壓(本申請中也稱為“第一抖動電壓信號”)相加來實施。本領域技術人員可以理解，在另一實施例中使用減法器從固定參考電壓源12的固定參考電壓減去來自抖動電壓源13的抖動電壓也可以達到類似的技術效果。根據本發明的一個實施例，抖動電壓源13的抖動電壓為正弦波信號或三角波信號。本領域技術人員應當理解，抖動電壓源13的抖動電壓的波形還可以是 其他的各種波形。在另外一個實施例中，可通過使用參考電流源與抖動電流源相加或相減形成隨時間抖動的峰值電流閾值電流，進而形成隨時間抖動的峰值電流閾值電壓11。
根據本發明的另一實施例，抖動電壓源13的抖動電壓或用於形成隨時間抖動的峰值電流閾值電壓11的抖動電流源的抖動電流還可以隨機抖動，從而形成隨機抖動的峰值電流閾值電壓11。在一個實施例中，可以使用雜訊電壓源或雜訊電流源直接或者間接地作為抖動電壓源13或上述抖動電流源。在另外一個實施例中，可以對上述雜訊電壓源或雜訊電流源的雜訊電壓或雜訊電流進行濾波處理，使其中只保留特定頻率段的分量。
如下面將詳細描述的，通過使用隨時間抖動的峰值電流閾值電壓11，本發明的實施例可以具有降低反激式交流直流變換器10的EMI的效果。本領域技術人員可以理解，隨時間抖動的峰值電流閾值電壓11也可以用不同於上述的將來自固定參考電壓源12的固定參考電壓與來自抖動電壓源13的抖動電壓相加的方法來實現。例如，可以用單個參考電壓源提供具有大於零的平均值的隨時間抖動的參考電壓，該抖動既可以是週期性的也可以是隨機的。
根據本發明的一個實施例，峰值電流閾值電壓11可以隨時間週期性抖動，並且其抖動週期不同於所述開關管的平均工作頻率的倒數。根據本發明的一個實施例，所述峰值電流閾值電壓11的抖動週期大於所述開關管的平均工作頻率的倒數。根據本發明的一個實施例，所述峰值電流閾值電壓11的抖動幅度小於所述峰值電流閾值電壓11隨時間的平均值。
儘管以上描述了開關管電流感測信號和峰值電流閾值為電 壓信號的實施例，本領域技術人員可以理解開關管電流感測信號和峰值電流閾值也可以是電流信號。在此情況下，用於將兩者進行比較的比較器例如可以是電流比較器。
開關電源控制器100中的反饋誤差放大信號生成裝置1005與反饋電壓輸入管腳4相耦合，用於接收反激式交流直流變換器10的輸出反饋電壓18。在一個實施例中，可以將管腳4的輸入信號經過處理後，輸送至反饋誤差放大信號生成裝置1005。這些處理包括但不限於，將信號進行濾波、放大、平移(level shift)、將電壓信號和/或電流信號相互轉換等。
反饋誤差放大信號生成裝置1005將輸出反饋電壓18與固定的參考電壓的差值放大而產生反饋誤差放大信號19。反饋誤差放大信號生成裝置1005例如可以由誤差放大器20實施，其反相輸入端接收來自固定參考電壓源21(本申請中也稱為“第二參考電壓源”)的固定的參考電壓(本申請中也稱為“第二參考電壓”)，其同相輸入端接收輸出反饋電壓18。
根據本發明的實施例，開關電源控制器100中的斷開時間確定裝置1004接收反饋誤差放大信號生成裝置1005產生的反饋誤差放大信號19，以及RS觸發器1002的Q輸出22，並且斷開時間確定裝置1004的輸出23耦合到RS觸發器1002的置位輸入。斷開時間確定裝置1004還通過開關電源控制器100的管腳5與反激式交流直流變換器10的頻率電容器CF耦合。
如第8圖所示，根據本發明的該實施例，斷開時間確定裝置1004包括NMOS管25，比較器26，以及電流源27。NMOS管25的柵極與RS觸發器1002的Q輸出22耦合，其源極接地，並且其漏極與節點24耦合。電流源27的一端例如可以與開關電源控制器的內部電源耦合，其另一端也與節 點24耦合。此外，頻率電容器CF的一端通過管腳5耦合到節點24。如第8圖所示，節點24即比較器26的負輸入端。反饋誤差放大信號生成裝置1005產生的反饋誤差放大信號19被耦合到比較器26的正輸入端。比較器26的輸出即斷開時間確定裝置1004的輸出23。
當RS觸發器1002的Q輸出22為高電平(邏輯1)時，NMOS管25開啟，電流源27的電流通過NMOS管25流向地。此時節點24的電壓可通過使用較大柵寬的NMOS管(導通電阻很小，使得電流源27的電流流過時產生很小的電壓)而保持在較低或者基本為零的電位。此時比較器26的輸出23為高電平。
當RS觸發器1002的Q輸出22由高電平(邏輯1)變為低電平(邏輯0)時，NMOS管25關斷，電流源27的電流通過管腳5向頻率電容器CF充電，引起頻率電容器CF上逐漸增加的電壓。當頻率電容器CF上的電壓達到反饋誤差放大信號19時，比較器26的輸出23從高電平變為低電平。輸出23從高電平變為低電平，將RS觸發器1002的Q輸出22重置為高電平。NMOS管25重新開啟，釋放頻率電容器CF上的電荷，從而節點24的電壓重新變低，比較器26的輸出23回到高電平。
本領域技術人員應該可以理解，斷開時間確定裝置1004中的電流源27和比較器26，以及通過管腳5耦合的頻率電容器CF構成一個計時裝置。當RS觸發器1002的Q輸出22由高電平(邏輯1)變為低電平(邏輯0)，NMOS管25斷開的時刻該計時裝置的計時啟動。當計時開始過了預定時間之後，頻率電容器CF上的電壓達到反饋誤差放大信號19時，比較器26的輸出23從高電平變為低電平，也即輸出計時完成信號。本領域技術人員應該可 以理解，除了電流源27的電流大小和頻率電容器CF的電容值之外，所述預定時間和反饋誤差放大信號19的大小有關。
儘管以上描述了斷開時間確定裝置1004通過開關電源控制器100的管腳5與外接頻率電容器CF耦合的實施例，本領域技術人員可以理解，在其他實施例中，開關電源控制器100可以在斷開時間確定裝置1004中包括與節點24耦合的內置頻率電容器。因而在此情況下無需頻率設定管腳5以及外接頻率電容器CF。
開關電源控制器100中的驅動器1003接收RS觸發器1002的Q輸出22，並根據該Q輸出22為高電平或低電平來通過管腳1驅動(開啟或關閉)開關管M1。
下面結合第7圖的電路圖和第8圖的功能框圖，並參考第9圖的波形圖，說明反激式交流直流變換器10穩定工作時的工作過程。
第9圖的波形圖從上到下依次示出了反激式交流直流變換器10穩定工作時的峰值電流閾值電壓11(示出添加了正弦波的隨時間抖動的峰值電流閾值電壓11在一個週期中的變化)、開關管電流感測信號16、導通時間確定裝置1001的輸出(即RS觸發器1002復位端輸入)、反饋誤差放大信號19，頻率電容器CF上的電壓，斷開時間確定裝置1004的輸出(即RS觸發器1002置位元端輸入)、以及開關管控制信號(即RS觸發器的Q輸出)的波形的一部分。本領域技術人員應當理解，這些圖示僅僅是示意性的而非真正按比例繪製的，並且不同的信號可能使用不同的放大倍數示出，其中有些部分可能被放大或縮減。
在一個工作週期開始之前，例如時刻t1之前，開關管控制信 號為低電平，開關管M1關閉，開關管電流感測信號16為零，導通時間確定裝置1001的輸出為高電平。此時由於開關管控制信號為低電平，斷開時間確定裝置1004中的NMOS管25被關斷，因此斷開時間確定裝置1004中的電流源27通過管腳5對頻率電容器CF充電，引起頻率電容器CF上逐漸增加的電壓。
當頻率電容器CF上的電壓達到反饋誤差放大信號時，例如在時刻t1，斷開時間確定裝置1004中的比較器26的輸出從高電平翻轉到低電平，該低電平將RS觸發器1002的Q輸出(即開關管控制信號)置為高電平。如上所述，RS觸發器1002的Q輸出變為高電平使得NMOS管25重新開啟，釋放頻率電容器CF上的電荷，從而頻率電容器CF上的電壓重新變低。因此，比較器26的輸出23回到高電平。這在第9圖中斷開時間確定裝置1004的輸出波形上以向下的脈衝示出。如上所述，該向下的脈衝引起RS觸發器1002的Q輸出從低電平變為高電平，因此可被認為是本發明的實施例中的“開關管開啟信號”。
開關管控制信號被置為高電平使得開關管M1開啟，這引起開關管M1中漸增的電流(由於初級繞組PW的電抗特性)。這在第9圖中顯示為開關管電流感測信號從時刻t1開始的漸增。
當開關管電流感測信號的幅度達到峰值電流閾值電壓11時，例如在時刻t2，導通時間確定裝置1001中的比較器15的輸出從高電平翻轉為低電平，這將RS觸發器1002的Q輸出(即開關管控制信號)置為低電平，從而關閉開關管M1。開關管M1被關閉使得開關管電流感測信號的幅度降為零，因此比較器15的輸出回到高電平。這在第9圖中導通時間確定裝置 1001的輸出波形上以向下的脈衝示出。如上所述，該向下的脈衝引起RS觸發器1002的Q輸出從高電平變為低電平，因此可被認為是本發明的實施例中的“開關管關閉信號”。
此時，由於開關管控制信號為低電平，斷開時間確定裝置1004中的NMOS管25被關斷，因此斷開時間確定裝置1004中的電流源27通過管腳5對頻率電容器CF充電，引起頻率電容器CF上逐漸增加的電壓，直到頻率電容器CF上的電壓達到反饋誤差放大信號19，例如在時刻t3，從而開始下一個工作週期。
如第9圖所示，由於本發明的實施例使用了隨時間抖動的峰值電壓，使得不同工作週期中開關管的開啟時間發生變化，因此使得不同工作週期中開關管達到的峰值電流發生變化。反饋回路將調節斷開時間以調節輸出電壓，從而斷開時間也會抖動。在這樣的系統中，EMI能量對開關頻率的繪圖可以如第10圖所示。對峰值電流的改變使得導通時間和斷開時間的長度都改變，每個峰值電流將產生新的開關頻率中心f1，f2，f3和f4等。EMI能量被分散到以這些新的開關頻率為中心的頻率段上，從而形成在非常寬的頻率範圍上分佈的EMI能量。EMI能量的頻率密度被大大降低，這明顯改善了EMI性能。
特別是，在使用隨機抖動的峰值電流閾值電壓11的實施例中，例如在將雜訊電壓源的雜訊電壓和第一參考電壓源的第一參考電壓相加而形成峰值電流閾值電壓11的實施例中，由於和雜訊相關的峰值電流閾值電壓11的抖動變化是隨機的，因而形成更多的頻率中心f1~fN，從而可以獲得更好的降低EMI的技術效果。
需要指出，開關管的平均工作頻率是開關頻率的平均值。在一個實施例中，可以使用各個開關頻率中心f1，f2，f3和f4等平均值近似計算。
下面參考第11圖描述根據本發明另一實施例的開關電源控制器100’。開關電源控制器100’與開關電源控制器100具有相同的管腳1到管腳7，並且其內部結構也基本相同。下面的描述中將著重強調開關電源控制器100’與開關電源控制器100的不同之處，而對相同之處可能會省略描述或者簡要描述。
本領域技術人員應當理解，與開關電源控制器100一樣，開關電源控制器100’可以根據需要具有更多或更少的具有特定功能的管腳，或者管腳的具體功能分配可以不同於上面對開關電源控制器100所描述的，甚至開關電源控制器100’可以包括僅具有封裝意義的管腳。
另外，與第8圖的功能框圖類似，第11圖並未示出實際開關電源控制器100’的全部功能部件。例如第11圖沒有示出Vcc管腳6，接地管腳3，以及高壓電源管腳7。這並不表示這些管腳以及與它們相耦合的各種功能部件在實際的開關電源控制器100’中不存在。特別是，本領域技術人員可以理解，實際的開關電源控制器100’中可以有電源管理模組耦合在Vcc管腳6和接地管腳3之間，用於提供開關電源控制器100’中各種功能部件的工作電源以及各種參考電壓等。並且本領域技術人員可以理解，實際的開關電源控制器100’中可以有啟動裝置耦合在高壓電源管腳7與接地管腳3之間，用於在反激式交流直流變換器10的初始啟動階段提供開關電源控制器100’中各種功能部件的工作電源以及各種參考電壓等。
下面參考第11圖具體描述開關電源控制器100’的各功能部 件。開關電源控制器100’與開關電源控制器100的主要不同之處在於斷開時間確定裝置1004’代替了斷開時間確定裝置1004。除了上面對於斷開時間確定裝置1004所描述的那些功能部件之外，斷開時間確定裝置1004’還包括由加法器28和抖動信號源29(本申請中也稱為“第二抖動信號發生器”)構成的反饋誤差抖動裝置。加法器28將抖動信號源29產生的抖動電壓信號30(本申請中也稱為“第二抖動電壓信號”)添加到所接收的反饋誤差放大信號19，從而形成經抖動的反饋誤差放大信號19’。該經抖動的反饋誤差放大信號19’被饋送到比較器26的正輸入端。
根據本發明的一個實施例，抖動電壓源29的抖動電壓信號30隨時間週期性抖動，並且其抖動週期不同於所述開關管的平均工作頻率的倒數。根據本發明的一個實施例，抖動電壓源29的抖動電壓信號30的抖動週期大於所述開關管的平均工作頻率的倒數。根據本發明的一個實施例，經抖動的反饋誤差放大信號19’的抖動幅度小於所述經抖動的反饋誤差放大信號隨時間的平均值。根據本發明的一個實施例，抖動電壓源29的抖動電壓信號30為正弦波信號或三角波信號。本領域技術人員應當理解，抖動電壓源29的抖動電壓信號30的波形還可以是其他的各種波形。
根據本發明的另一個實施例，抖動電壓源29的抖動電壓信號30隨機抖動，例如可以使用雜訊電壓源作為抖動電壓源29。在一個實施例中，可以對上述雜訊電壓源的雜訊電壓進行濾波處理，使其中只保留特定頻率段的分量。
斷開時間確定裝置1004’的其他部分與上面對於斷開時間確定裝置1004所描述的那些相同或者類似。
當開關電源控制器100’中的RS觸發器1002的Q輸出22為高電平(邏輯1)時，NMOS管25開啟，電流源27的電流通過NMOS管25流向地。此時節點24的電壓可通過使用較大柵寬的NMOS管(導通電阻很小，使得電流源27的電流流過時產生很小的電壓)而保持在較低或者基本為零的電位。此時比較器26的輸出23為高電平。
當RS觸發器1002的Q輸出22由高電平(邏輯1)變為低電平(邏輯0)時，NMOS管25斷開，電流源27的電流通過管腳5向頻率電容器CF充電，引起頻率電容器CF上逐漸增加的電壓。當頻率電容器CF上的電壓達到經抖動的反饋誤差放大信號19’時，比較器26的輸出23從高電平變為低電平。輸出23從高電平變為低電平，將RS觸發器1002的Q輸出22重置為高電平。從而NMOS管25重新開啟，釋放頻率電容器CF上的電荷。相應地，節點24的電壓重新變低，比較器26的輸出23回到高電平。
本領域技術人員應該可以理解，斷開時間確定裝置1004’中的電流源27和比較器26，以及通過管腳5耦合的頻率電容器CF構成一個計時裝置。當RS觸發器1002的Q輸出22由高電平(邏輯1)變為低電平(邏輯0)，NMOS管25斷開的時刻該計時裝置的計時啟動。當計時開始過了預定時間之後，頻率電容器CF上的電壓達到經抖動的反饋誤差放大信號19’時，比較器26的輸出23從高電平變為低電平，也即輸出計時完成信號。本領域技術人員應該可以理解，除了電流源27的電流大小和頻率電容器CF的電容值之外，所述預定時間取決於經抖動的反饋誤差放大信號19’的大小。
儘管以上描述了斷開時間確定裝置1004’通過開關電源控制器100’的管腳5與外接頻率電容器CF耦合的實施例，本領域技術人員可以理 解，在其他實施例中，開關電源控制器100’可以在斷開時間確定裝置1004’中包括與節點24耦合的內置頻率電容器，因而無需頻率設定管腳5以及外接頻率電容器CF。
另外，開關電源控制器100’中用導通時間確定裝置1001’代替了開關電源控制器100中的導通時間確定裝置1001。導通時間確定裝置1001’與導通時間確定裝置1001的主要不同之處在於：由單個的固定參考電壓源12提供固定的峰值電流閾值電壓11’，而不是提供隨時間抖動的峰值電流閾值電壓11。因此，開關電源控制器100’中EMI的改善主要通過加法器28和抖動信號源29構成的反饋誤差抖動裝置對反饋誤差放大信號19添加抖動來實現。然而，本領域技術人員應當理解，在開關電源控制器100’中使用第8圖的實施例中的導通時間確定裝置1001是完全可能的。
第12圖的波形圖說明瞭包含開關電源控制器100’來代替開關電源控制器100的反激式交流直流變換器10穩定工作時的工作過程。
類似於第9圖的波形圖，第12圖從上到下依次示出了反激式交流直流變換器10穩定工作時的峰值電流閾值電壓11’、開關管電流感測信號16、導通時間確定裝置1001’的輸出(即RS觸發器1002復位端輸入)、經抖動的反饋誤差放大信號19’(示出添加了三角波的經抖動的反饋誤差放大信號19’在一個週期中的變化)、頻率電容器CF上的電壓、斷開時間確定裝置1004’的輸出(即RS觸發器1002置位元端輸入)、以及開關管控制信號(即RS觸發器的Q輸出)的波形的一部分。本領域技術人員應當理解，這些圖示僅僅是示意性的而非真正按比例繪製的，並且不同的信號可能使用不同的放大倍數示出，其中有些部分可能被放大或縮減。
與第9圖中所示的各波形的主要不同之處在於：首先，峰值電流閾值電壓11’是固定的，因此開關管導通的時間和達到的峰值電流是固定的；其次，由於斷開時間確定裝置1004’中將頻率電容器CF上的電壓與經抖動的反饋誤差放大信號19’相比較，使得不同工作週期中的開關管斷開時間發生了變化。
下面參考第13圖描述根據本發明又一實施例的開關電源控制器100”。開關電源控制器100”與開關電源控制器100和開關電源控制器100’具有相同的管腳1到管腳7，並且其內部結構也基本相同。下面的描述中將著重強調開關電源控制器100”與開關電源控制器100和開關電源控制器100’的不同之處，而對相同之處可能會省略描述或者簡要描述。
本領域技術人員應當理解，與開關電源控制器100和開關電源控制器100’一樣，開關電源控制器100”可以根據需要具有更多或更少的具有特定功能的管腳，或者管腳的具體功能分配可以不同於上面對開關電源控制器100和開關電源控制器100’所描述的，甚至開關電源控制器100”可以包括僅具有封裝意義的管腳。
另外，與第8圖和第11圖的功能框圖類似，第13圖並未示出實際開關電源控制器100”的全部功能部件。例如第13圖沒有示出Vcc管腳6，接地管腳3，以及高壓電源管腳7。這並不表示這些管腳以及與它們相耦合的各種功能部件在實際的開關電源控制器100”中不存在。特別是，本領域技術人員可以理解，實際的開關電源控制器100”中可以有電源管理模組耦合在Vcc管腳6和接地管腳3之間，用於提供開關電源控制器100”中各種功能部件的工作電源以及各種參考電壓等。並且本領域技術人員可以理解， 實際的開關電源控制器100”中可以有啟動裝置耦合在高壓電源管腳7與接地管腳3之間，用於在反激式交流直流變換器10的初始啟動階段提供開關電源控制器100”中各種功能部件的工作電源以及各種參考電壓等。
下面參考第13圖具體描述開關電源控制器100”的各功能部件。開關電源控制器100”與開關電源控制器100’的主要不同之處在於斷開時間確定裝置1004”代替了斷開時間確定裝置1004’。不同於斷開時間確定裝置1004’，斷開時間確定裝置1004”並不對接收的反饋誤差放大信號19添加抖動。因此其並不包括由加法器28和抖動信號源29構成的反饋誤差抖動裝置。反饋誤差放大信號19被直接饋送到比較器26的正輸入端。而另一方面，如第1圖3所示，除了提供固定電流的電流源27，斷開時間確定裝置1004”還包括提供隨時間變化的電流Is(t)的時變電流源31，其一端例如可以與開關電源控制器的內部電源耦合，其另一端也與節點24耦合。
因此，本領域技術人員可以理解，斷開時間確定裝置1004”中的提供固定電流的電流源27和提供隨時間變化的電流Is(t)的時變電流源31共同構成一個提供隨時間變化的總電流的總體時變電流源。本領域技術人員還應該可以理解，提供隨時間變化的總電流的總體時變電流源還可以以不同於上述的提供固定電流的電流源27和提供隨時間變化的電流Is(t)的時變電流源31的方式來實施。例如，可以僅使用一個提供隨時間變化的電流的時變電流源。
根據本發明的一個實施例，總體時變電流源，例如上面的實施例中的提供固定電流的電流源27和提供隨時間變化的電流Is(t)的時變電流源31共同構成的總體時變電流源提供的電流隨時間週期性變化。根據本 發明的一個實施例，總體時變電流源的電流隨時間變化的週期顯著大於所述開關管的平均工作頻率的倒數，例如至少是所述開關管的平均工作頻率的倒數的兩倍。根據本發明的一個實施例，總體時變電流源的電流每隔固定的時間段就發生隨機改變。根據本發明的一個實施例，所述固定時間段的長度顯著大於所述開關管的平均工作頻率的倒數，例如至少是所述開關管的平均工作頻率的倒數的兩倍。根據本發明的一個實施例，電流源27提供較大幅度的固定電流，時變電流源31提供較小幅度的時變電流Is(t)。根據本發明的一個實施例，提供較小幅度的時變電流Is(t)的時變電流源31提供電流幅度隨時間正弦波變化的、三角波變化的、或者方波變化的時變電流Is(t)，或者提供電流幅度每隔一段固定時間就跳變到多個固定值中之一的時變電流Is(t)。
斷開時間確定裝置1004”的其他部分與上面對於斷開時間確定裝置1004所描述的那些相同或者類似。
當開關電源控制器100”中的RS觸發器1002的Q輸出22為高電平(邏輯1)時，NMOS管25開啟，電流源27和時變電流源31的電流通過NMOS管25流向地。此時節點24的電壓可通過使用較大柵寬的NMOS管(導通電阻很小，使得電流源27的電流流過時產生很小的電壓)而保持在較低或者基本為零的電位。此時比較器26的輸出23為高電平。
當RS觸發器1002的Q輸出22由高電平(邏輯1)變為低電平(邏輯0)時，NMOS管25斷開，電流源27和時變電流源31的總電流通過管腳5向頻率電容器CF充電，引起頻率電容器CF上逐漸增加的電壓。當頻率電容器CF上的電壓達到反饋誤差放大信號19時，比較器26的輸出23從高電平 變為低電平。輸出23從高電平變為低電平，將RS觸發器1002的Q輸出22重置為高電平。從而NMOS管25重新開啟，釋放頻率電容器CF上的電荷。相應地，節點24的電壓重新變低，比較器26的輸出23回到高電平。
本領域技術人員應該可以理解，上述總體時變電流源和比較器26，以及通過管腳5耦合的頻率電容器CF構成一個計時裝置。當RS觸發器1002的Q輸出22由高電平(邏輯1)變為低電平(邏輯0)，NMOS管25斷開的時刻該計時裝置的計時啟動。當計時開始過了預定時間之後，頻率電容器CF上的電壓達到反饋誤差放大信號19時，比較器26的輸出23從高電平變為低電平，也即輸出計時完成信號。本領域技術人員應該可以理解，由於上述總體時變電流源提供隨時間變化的總電流，對頻率電容器充電的速度也會隨時間變化。從而使得斷開時間確定裝置1004”確定的斷開時間也有可能隨時間變化。
儘管以上描述了斷開時間確定裝置1004”通過開關電源控制器100”的管腳5與外接頻率電容器CF耦合的實施例，本領域技術人員可以理解，在其他實施例中，開關電源控制器100”可以在斷開時間確定裝置1004”中包括與節點24耦合的內置頻率電容器，因而無需頻率設定管腳5以及外接頻率電容器CF。
另外，開關電源控制器100”中使用與開關電源控制器100’相同的導通時間確定裝置1001’。導通時間確定裝置1001’中由單個的固定參考電壓源12提供固定的峰值電流閾值電壓11’，而不是提供隨時間抖動的峰值電流閾值電壓11。因此，開關電源控制器100”中EMI的改善主要通過提供固定電流的電流源27和提供隨時間變化的電流的時變電流源31共同構成一 個提供隨時間變化的總電流的總體時變電流源，通過由該隨時間變化的總電流對頻率電容器CF充電而將抖動添加到斷開時間確定裝置1004”確定的斷開時間來實現。然而，本領域技術人員應當理解，在開關電源控制器100”中使用第8圖的實施例中的導通時間確定裝置1001是完全可能的。
第14圖的波形圖說明瞭包含開關電源控制器100”來代替開關電源控制器100的反激式交流直流變換器10穩定工作時的工作過程。
類似於第9圖和第12圖的波形圖，第14圖從上到下依次示出了反激式交流直流變換器10穩定工作時的峰值電流閾值電壓11’、開關管電流感測信號16、導通時間確定裝置1001’的輸出(即RS觸發器1002復位端輸入)、時變電流源31輸出的時變電流Is(t)(示出了在標記C處指示的一個跳變)、反饋誤差放大信號19、頻率電容器CF上的電壓、斷開時間確定裝置1004”的輸出(即RS觸發器1002置位元端輸入)、以及開關管控制信號(即RS觸發器的Q輸出)的波形的一部分。本領域技術人員應當理解，這些圖示僅僅是示意性的而非真正按比例繪製的，並且不同的信號可能使用不同的放大倍數示出，其中有些部分可能被放大或縮減。
與第9圖中所示的各波形的主要不同之處在於：首先，峰值電流閾值電壓11’是固定的，因此開關管導通的時間和達到的峰值電流是固定的；其次，由於斷開時間確定裝置1004”中的時變電流源31提供的隨時間變化的電流Is(t)在時間點t13發生了如附圖標記C指示的跳變，對頻率電容器CF充電的電流，即電流源27提供的固定電流和時變電流源31提供的隨時間變化的電流Is(t)之和在時間點t13也發生了跳變，使得頻率電容器CF上的電壓的上升速率在時間點t13之前和之後有所不同，如附圖標記A和B所標示的。 從而，實現了將偏移添加到斷開時間確定裝置1004”所確定的斷開時間。例如，如第14圖所示，由於頻率電容器CF上的電壓的上升速率在時間點t13之前和之後有所不同，時間點t17與t18之間的斷開時間不同於上一個工作週期的時間點t15與t16之間的斷開時間。
儘管本發明已經結合其具體示例性實施方式進行了描述，很顯然的是，多種備選、修改和變形對於本領域技術人員是顯而易見的。由此，在此闡明的本發明的示例性實施方式是示意性的而並非限制性。可以在不脫離本發明的精神和範圍的情況下作出修改。
例如，本領域技術人員應當理解，儘管此處描述的開關電源控制器為具有特定管腳的積體電路的形式，但是實施本發明方法的開關電源控制器也可以使用分立元件或者分立元件與積體電路相結合來構建。在此意義上，本文中的“管腳”應當廣義地理解為一種用於輸入輸出的介面或連接，而不僅僅是積體電路實施方式中的具體的物理部件。或者，本發明的開關電源控制器的積體電路實施方式還可以包括更多或更少的功能部件或者管腳。這些不同實施方式都在本文申請專利範圍所限定的範圍之內。
在本公開內容中所使用的量詞“一個”、“一種”等不排除複數。文中的“第一”、“第二”等僅表示在實施例的描述中出現的先後順序，以便於區分類似部件。“第一”、“第二”在申請專利範圍中的出現僅為了便於對申請專利範圍的快速理解而不是為了對其進行限制。申請專利範圍中的任何附圖標記都不應解釋為對範圍的限制。
101‧‧‧開關電源控制器
102‧‧‧導通時間確定裝置
103‧‧‧斷開時間確定裝置
104‧‧‧反饋誤差放大信號生成裝置

Claims (32)

  1. 一種開關電源控制器，包括：導通時間確定裝置，用於在所接收的開關管電流感測信號的幅度達到峰值電流閾值時，產生開關管關閉信號，以將開關管控制信號設置為關閉開關管的狀態，其中所述峰值電流閾值隨時間抖動；以及斷開時間確定裝置，用於接收所述開關管控制信號以及反饋誤差放大信號，所述開關管控制信號被設置為關閉所述開關管的狀態觸發所述斷開時間確定裝置中的計時裝置開始計時，在從所述開關管控制信號被設置為關閉所述開關管的狀態開始經過預定時間之後，產生開關管開啟信號，以將所述開關管控制信號設置為開啟所述開關管的狀態，其中所述預定時間取決於所述反饋誤差放大信號；其中所述計時裝置包括電流源、電容器和比較器，所述電流源從計時開始起對所述電容器充電，使得所述電容器上的電壓逐漸增加，所述比較器用於將所述電容器的電壓與所述反饋誤差放大信號比較，並在所述電容器的電壓高於所述反饋誤差放大信號時，產生所述開關管開啟信號。
  2. 如申請專利範圍第1項的開關電源控制器，其中所述峰值電流閾值隨時間週期性抖動，並且其抖動週期不同於所述開關管的平均工作頻率的倒數。
  3. 如申請專利範圍第1項的開關電源控制器，其中所述峰值電流閾值隨機 抖動，其抖動與雜訊相關。
  4. 如申請專利範圍第3項的開關電源控制器，還包括對所述雜訊進行濾波處理，僅保留特定頻率段的雜訊。
  5. 如申請專利範圍第1項的開關電源控制器，其中所述開關管電流感測信號為電壓信號，所述峰值電流閾值通過對於來自第一參考電壓源的固定的第一參考電壓和來自第一抖動信號發生器的第一抖動電壓信號求和的加法器或者減法器來提供。
  6. 如申請專利範圍第5項的開關電源控制器，其中所述第一抖動信號為正弦波信號或三角波信號。
  7. 如申請專利範圍第1項的開關電源控制器，其中所述開關管關閉信號和所述開關管開啟信號是低電平有效信號，並且所述開關管關閉信號連接到RS觸發器的重定端，所述開關管開啟信號連接到所述RS觸發器的置位端，所述RS觸發器的Q輸出為所述開關管控制信號。
  8. 如申請專利範圍第1項的開關電源控制器，還包括反饋誤差放大信號生成裝置，用於根據所接收的開關電源的輸出反饋電壓與第二參考電壓的差值，生成所述反饋誤差放大信號。
  9. 一種開關電源控制器，包括：導通時間確定裝置，用於在所接收的開關管電流感測信號的幅度達到峰 值電流閾值時，產生開關管關閉信號，以將開關管控制信號設置為關閉開關管的狀態；以及斷開時間確定裝置，用於接收所述開關管控制信號以及反饋誤差放大信號，所述開關管控制信號被設置為關閉所述開關管的狀態觸發所述斷開時間確定裝置中的計時裝置開始計時，在從所述開關管控制信號被設置為關閉所述開關管的狀態開始經過預定時間之後，產生開關管開啟信號，以將所述開關管控制信號設置為開啟所述開關管的狀態；所述計時裝置包括電流源、電容器和比較器，所述電流源從計時開始起對所述電容器充電，使得所述電容器上的電壓逐漸增加，所述比較器用於將所述電容器的電壓與經抖動的反饋誤差放大信號比較，並在所述電容器的電壓高於所述經抖動的反饋誤差放大信號時，產生所述開關管開啟信號；其中所述斷開時間確定裝置還包括反饋誤差抖動裝置，用於將第二抖動電壓信號添加到所述反饋誤差放大信號，以形成所述經抖動的反饋誤差放大信號，所述預定時間取決於所述經抖動的反饋誤差放大信號。
  10. 如申請專利範圍第9項的開關電源控制器，其中第二抖動電壓信號隨機抖動，其抖動和雜訊相關。
  11. 如申請專利範圍第10項的開關電源控制器，還包括對所述雜訊進行濾波處理，僅保留特定頻率段的雜訊。
  12. 如申請專利範圍第9項的開關電源控制器，其中所述峰值電流閾值隨時 間抖動。
  13. 一種開關電源控制器，包括：導通時間確定裝置，用於在所接收的開關管電流感測信號的幅度達到峰值電流閾值時，產生開關管關閉信號，以將開關管控制信號設置為關閉開關管的狀態；以及斷開時間確定裝置，用於接收所述開關管控制信號以及反饋誤差放大信號，在從所述開關管控制信號被設置為關閉所述開關管的狀態開始經過預定時間之後，產生開關管開啟信號，以將所述開關管控制信號設置為開啟所述開關管的狀態；其中所述開關管控制信號被設置為關閉所述開關管的狀態觸發所述斷開時間確定裝置中的計時裝置開始計時，所述計時裝置包括電流隨時間變化的時變電流源、電容器和比較器，所述時變電流源從計時開始起對所述電容器充電，使得所述電容器上的電壓逐漸增加，所述比較器用於將所述電容器的電壓與反饋誤差放大信號比較，並在所述電容器的電壓高於所述反饋誤差放大信號時，產生所述開關管開啟信號。
  14. 如申請專利範圍第13項的開關電源控制器，其中所述時變電流源的電流隨時間週期性變化。
  15. 如申請專利範圍第13項的開關電源控制器，其中所述時變電流源的電流每隔固定的時間段就發生隨機改變。
  16. 如申請專利範圍第13項的開關電源控制器，其中還包括反饋誤差放大信號生成裝置，用於根據所接收開關電源的輸出反饋電壓與第二參考電壓的差值，生成所述反饋誤差放大信號。
  17. 一種操作開關電源的方法，包括：在所接收的開關管電流感測信號達到峰值電流閾值時，產生開關管關閉信號，以將開關管控制信號設置為關閉開關管的狀態，其中使所述峰值電流閾值隨時間抖動；以及接收所述開關管控制信號以及反饋誤差放大信號，所述開關管控制信號被設置為關閉所述開關管的狀態觸發計時裝置開始計時，在從所述開關管控制信號被設置為關閉所述開關管的狀態開始經過預定時間之後，產生開關管開啟信號，以將所述開關管控制信號設置為開啟所述開關管的狀態，其中所述預定時間取決於所述反饋誤差放大信號；其中所述計時裝置包括電流源、電容器和比較器，使用所述電流源從計時開始起對所述電容器充電，使得所述電容器上的電壓逐漸增加，使用所述比較器將所述電容器的電壓與所述反饋誤差放大信號比較，並在所述電容器的電壓高於所述反饋誤差放大信號時，產生所述開關管開啟信號。
  18. 如申請專利範圍第17項的方法，其中所述峰值電流閾值隨時間週期性抖動，並且其抖動週期不同於所述開關管的平均工作頻率的倒數。
  19. 如申請專利範圍第17項的方法，其中所述峰值電流閾值隨機抖動，其抖動與雜訊相關。
  20. 如申請專利範圍第19項的方法，其中還包括對所述雜訊進行濾波處理，僅保留特定頻率段的雜訊。
  21. 如申請專利範圍第17項的方法，其中所述開關管電流感測信號為電壓信號，通過對於來自第一參考電壓源的固定的第一參考電壓和來自第一抖動信號發生器的第一抖動電壓信號求和，提供所述峰值電流閾值。
  22. 如申請專利範圍第21項的方法，其中所述第一抖動信號為正弦波信號或三角波信號。
  23. 如申請專利範圍第17項的方法，其中所述開關管關閉信號和所述開關管開啟信號是低電平有效信號，並且通過將所述開關管關閉信號連接到RS觸發器的復位端，將所述開關管開啟信號連接到所述RS觸發器的置位端，將所述RS觸發器的Q輸出作為所述開關管控制信號。
  24. 如申請專利範圍第17項的方法，還包括：根據所接收的開關電源的輸出反饋電壓與第二參考電壓的差值，生成所述反饋誤差放大信號。
  25. 一種操作開關電源的方法，包括： 在所接收的開關管電流感測信號達到峰值電流閾值時，產生開關管關閉信號，以將開關管控制信號設置為關閉開關管的狀態；以及接收所述開關管控制信號以及反饋誤差放大信號，所述開關管控制信號被設置為關閉所述開關管的狀態觸發計時裝置開始計時，在從所述開關管控制信號被設置為關閉所述開關管的狀態開始經過預定時間之後，產生開關管開啟信號，以將所述開關管控制信號設置為開啟所述開關管的狀態；所述計時裝置包括電流源、電容器和比較器，使用所述電流源從計時開始起對所述電容器充電，使得所述電容器上的電壓逐漸增加，使用所述比較器將所述電容器的電壓與所述反饋誤差放大信號比較，並在所述電容器的電壓高於所述反饋誤差放大信號時產生所述開關管開啟信號；其中將第二抖動電壓信號添加到所述反饋誤差放大信號，以形成經抖動的反饋誤差放大信號，其中所述預定時間取決於所述經抖動的反饋誤差放大信號。
  26. 如申請專利範圍第25項的方法，其中第二抖動電壓信號隨機抖動，其抖動和雜訊相關。
  27. 如申請專利範圍第26項的方法，還包括對所述雜訊進行濾波處理，僅保留特定頻率段的雜訊。
  28. 如申請專利範圍第25項的方法，其中所述峰值電流閾值隨時間抖動。
  29. 一種操作開關電源的方法，包括：在所接收的開關管電流感測信號的幅度達到峰值電流閾值時，產生開關管關閉信號，以將開關管控制信號設置為關閉開關管的狀態；以及接收所述開關管控制信號以及反饋誤差放大信號，在從所述開關管控制信號被設置為關閉所述開關管的狀態開始經過預定時間之後，產生開關管開啟信號，以將所述開關管控制信號設置為開啟所述開關管的狀態；其中所述開關管控制信號被設置為關閉所述開關管的狀態觸發計時裝置開始計時，所述計時裝置包括電流隨時間變化的時變電流源、電容器和比較器，所述時變電流源從計時開始起對所述電容器充電，使得所述電容器上的電壓逐漸增加，所述比較器用於將所述電容器的電壓與反饋誤差放大信號比較，並在所述電容器的電壓高於所述反饋誤差放大信號時，產生所述開關管開啟信號。
  30. 如申請專利範圍第29項的方法，其中所述時變電流源的電流隨時間週期性變化。
  31. 如申請專利範圍第29項的方法，其中所述時變電流源的電流每隔固定的時間段就發生隨機改變。
  32. 如申請專利範圍第29項的方法，還包括：根據所接收的開關電源的輸出反饋電壓與第二參考電壓的差值，生成所 述反饋誤差放大信號。
TW101114422A 2011-04-29 2012-04-23 開關電源控制器和操作開關電源的方法 TWI478470B (zh)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201110115892.6A CN102761265B (zh) 2011-04-29 2011-04-29 开关电源控制器和操作开关电源的方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
TW201244347A TW201244347A (en) 2012-11-01
TWI478470B true TWI478470B (zh) 2015-03-21

Family

ID=47055608

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
TW101114422A TWI478470B (zh) 2011-04-29 2012-04-23 開關電源控制器和操作開關電源的方法

Country Status (3)

Country Link
US (1) US8836310B2 (zh)
CN (1) CN102761265B (zh)
TW (1) TWI478470B (zh)

Families Citing this family (22)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9093903B2 (en) 2011-09-28 2015-07-28 Monolithic Power Systems, Inc. Power converter with voltage window and the method thereof
US8461908B1 (en) * 2011-12-24 2013-06-11 Chicony Power Technology Co., Ltd. Current compensating device
CN102983733B (zh) * 2012-11-07 2016-06-22 深圳Tcl新技术有限公司 Dc-dc变换器及其变换方法
TWI473398B (zh) * 2012-11-22 2015-02-11 Leadtrend Tech Corp 在電源轉換器的定電流模式中產生抖動的控制器及其方法
CN103856038B (zh) * 2012-11-29 2017-03-01 通嘉科技股份有限公司 在电源转换器的定电流模式中产生抖动的控制器及其方法
CN103066872B (zh) * 2013-01-17 2015-06-17 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 一种集成开关电源控制器以及应用其的开关电源
TWI481165B (zh) * 2013-02-21 2015-04-11 Leadtrend Tech Corp 可調抖動幅度的電源轉換器的控制器及其產生可調抖動幅度的方法
DE102013205199A1 (de) * 2013-03-25 2014-09-25 Tridonic Gmbh & Co. Kg LED-Konverter mit verbessertem EMI-Verhalten
CN103312200B (zh) * 2013-06-28 2016-08-10 成都芯源系统有限公司 功率变换器、限流单元、控制电路及相关控制方法
CN105099164B (zh) 2014-05-09 2018-03-23 台达电子企业管理（上海）有限公司 频率抖动控制电路及方法
CN104242644B (zh) 2014-10-11 2017-04-12 成都芯源系统有限公司 用于开关转换器的控制电路和控制方法
DE102015202245B4 (de) * 2015-02-09 2024-09-19 Tridonic Gmbh & Co Kg Abwärtswandler mit frequenzmodulierter Schaltersteuerung
US9998275B1 (en) * 2015-02-20 2018-06-12 Altera Corporation Digital monobit dithering circuit
CN107743678B (zh) * 2015-12-09 2019-12-31 富士电机株式会社 电力变换装置
CN105553244B (zh) 2015-12-22 2018-05-29 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 Emi滤波器及应用其的开关电源
US9793816B2 (en) 2016-03-10 2017-10-17 Semiconductor Components Industires, Llc Method and circuit for peak power in quasi-resonant converters
WO2018053700A1 (zh) 2016-09-21 2018-03-29 华为技术有限公司 一种触摸面板的抗干扰方法及装置
CN107508456B (zh) * 2017-07-10 2023-03-28 陕西亚成微电子股份有限公司 一种开关电源控制电路、开关电源电路、启动方法
US10199918B2 (en) * 2017-07-10 2019-02-05 Semiconductor Components Industries, Llc Method of forming a semiconductor device
US20190207515A1 (en) * 2017-12-28 2019-07-04 Semiconductor Components Industries, Llc Method and system of operating switching power converters based on peak current through the switching element
US10804806B1 (en) * 2019-08-14 2020-10-13 Semiconductor Components Industries, Llc Method and system of a switching power converter
CN111092547A (zh) * 2019-12-13 2020-05-01 珠海格力电器股份有限公司 一种pfc抖频控制方法、系统及电器

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5264780A (en) * 1992-08-10 1993-11-23 International Business Machines Corporation On time control and gain circuit
US7026851B2 (en) * 2004-05-12 2006-04-11 System General Corp. PWM controller having frequency jitter for power supplies
US7701305B2 (en) * 2007-05-11 2010-04-20 Richtek Technology Corp. Frequency jittering control for varying the switching frequency of a power supply
US20100134080A1 (en) * 2008-10-21 2010-06-03 Qian Ouyang Adaptive constant on-time switching regulator
US20100301827A1 (en) * 2009-05-26 2010-12-02 Silergy Technology Control for regulator fast transient response and low EMI noise
US20110110126A1 (en) * 2009-11-10 2011-05-12 Power Integrations, Inc. Controller compensation for frequency jitter

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH03283392A (ja) * 1990-03-30 1991-12-13 Ushio Inc 放電ランプ点灯装置
TWI330775B (en) * 2007-01-23 2010-09-21 Richtek Technology Corp Quick response switching regulator and control method thereof
US7888921B2 (en) * 2007-03-12 2011-02-15 Semiconductor Components Industries, L.L.C. Switching power supply controller with high frequency current balance
CN101383603A (zh) * 2008-06-27 2009-03-11 绿达光电(苏州)有限公司 可控随机抖动振荡器电路
CN201477463U (zh) * 2009-06-03 2010-05-19 Bcd半导体制造有限公司 一种开关电源中控制恒流输出电路
US8289733B2 (en) * 2009-10-13 2012-10-16 Infineon Technologies Ag Adaptive frequency jitter for controller
CN101860211B (zh) * 2010-06-03 2012-08-22 魏其萃 用于自适应移动电源系统开关型适配器的控制装置
US8148966B2 (en) * 2010-08-24 2012-04-03 Semiconductor Components Industries, Llc Power supply control circuits including enhanced ramp pulse modulation
CN101958650B (zh) 2010-08-27 2012-12-26 成都芯源系统有限公司 准谐振控制装置和方法及其开关稳压器和方法
JP5566859B2 (ja) * 2010-11-17 2014-08-06 株式会社東芝 電源回路

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5264780A (en) * 1992-08-10 1993-11-23 International Business Machines Corporation On time control and gain circuit
US7026851B2 (en) * 2004-05-12 2006-04-11 System General Corp. PWM controller having frequency jitter for power supplies
US7701305B2 (en) * 2007-05-11 2010-04-20 Richtek Technology Corp. Frequency jittering control for varying the switching frequency of a power supply
US20100134080A1 (en) * 2008-10-21 2010-06-03 Qian Ouyang Adaptive constant on-time switching regulator
US20100301827A1 (en) * 2009-05-26 2010-12-02 Silergy Technology Control for regulator fast transient response and low EMI noise
US20110110126A1 (en) * 2009-11-10 2011-05-12 Power Integrations, Inc. Controller compensation for frequency jitter

Also Published As

Publication number Publication date
US20120275199A1 (en) 2012-11-01
CN102761265A (zh) 2012-10-31
TW201244347A (en) 2012-11-01
CN102761265B (zh) 2015-04-01
US8836310B2 (en) 2014-09-16

Similar Documents

Publication Publication Date Title
TWI478470B (zh) 開關電源控制器和操作開關電源的方法
CN103780097B (zh) 开关型功率变换器、时钟模块、控制电路及相关控制方法
US9525283B2 (en) Output overvoltage protection method and circuit for switching power supply and switching power supply thereof
TWI501524B (zh) A system and method for reducing electromagnetic interference using switching frequency jitter
JP5668291B2 (ja) 電源用コントローラ、電源用集積回路コントローラ、および電源
US8233292B2 (en) Controllers, systems and methods for controlling power of light sources
CN203840204U (zh) 开关型功率变换器、时钟模块和控制电路
CN105515355B (zh) 用于开关转换器的系统和方法
TWI589106B (zh) 開關電源及其開關控制器
JP5845452B2 (ja) 半導体装置及びスイッチング電源装置
JP6767867B2 (ja) 共振電力変換装置及び制御方法
KR101527966B1 (ko) 스위치 모드 전력 공급 장치 및 그 구동 방법
JP2008312399A (ja) スイッチング電源装置
CN104079167A (zh) 控制电路、开关电源和控制方法
TW201401007A (zh) 開關變換器及其控制電路和控制方法
CN102656787A (zh) 开关电源电路和功率因数控制器
US11818815B2 (en) Switching converter, control circuit and control method thereof
TWI578679B (zh) 用於開關轉換器的控制電路
JP7123712B2 (ja) 電源制御装置
CN102570834B (zh) 用于功率转换器的间歇切换的控制电路及方法
JP6602373B2 (ja) 絶縁型コンバータにおけるコンスタント・オン・タイム（ｃｏｔ）制御
Wu et al. Quasi-resonant flyback converter with new valley voltage detection mechanism
TWI524644B (zh) 電力控制器以及控制光源的電力系統及方法
JP6810150B2 (ja) スイッチング電源装置および半導体装置
JP6570202B2 (ja) 絶縁型コンバータにおけるコンスタント・オン・タイム（ｃｏｔ）制御