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TW202119157A - 差分參考電壓發生電路、峰值信號檢測電路和電子設備 - Google Patents

差分參考電壓發生電路、峰值信號檢測電路和電子設備 Download PDF

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TW202119157A
TW202119157A TW108147902A TW108147902A TW202119157A TW 202119157 A TW202119157 A TW 202119157A TW 108147902 A TW108147902 A TW 108147902A TW 108147902 A TW108147902 A TW 108147902A TW 202119157 A TW202119157 A TW 202119157A
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季翔宇
陳余
付家喜
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大陸商龍迅半導體（合肥）股份有限公司
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Abstract

差分參考電壓發生電路、峰值信號檢測電路和電子設備，發生電路通過所述共模抽取電路接收差分信號，通過所述共模抽取電路將差分信號的共模位準提取出來，將所述共模位準載入到所述第一運放器的同相輸入端，所述第一運放器、主控開關、第一分壓電阻、第二分壓電阻和第一直流源構成一個回饋環路，以生成與所述共模位準相匹配的差分參考電壓Vrp、Vrn和Vcmr，通過調節第一直流源調節電流的大小，就可改變Vamp以及Vrp和Vrn的大小，就可得到想要檢測的信號幅度的參考值Vamp，因此，提供了一種能夠提供較高精度的檢測的信號幅度的技術方案，為提高峰值檢測電路檢測結果的可靠性提供了電路基礎。

Description

差分參考電壓發生電路、峰值信號檢測電路和電子設備
本發明涉及積體電路技術領域，具體涉及一種用於實現高精度、高線性度的差分參考電壓發生電路、峰值信號檢測電路和電子設備。
在通信系統中，無論是無線通訊還是有線通信，常常會需要判斷接收信號的幅度大小，根據接收信號的幅度大小來轉換系統自身的行為模式，或者自動控制系統中的某個參數，這些模式或自動控制行為可能包括但不僅限於以下情況：
(1)當輸入信號幅度低於某一值時，系統進入休眠或待機狀態，以節省功耗；
(2)當輸入信號幅度高於某一值時，系統退出休眠或待機狀態，進入正常工作模式；
(3)當輸入信號幅度低於某一值時，增加發送端信號幅度，以保證發送信號的傳輸幅度；
(4)當輸入信號幅度高於某一值時，降低發送端信號幅度，以避免過大的信號擺幅帶來的電磁輻射和干擾(Electromagnetic Interference，EMI)。
(5)在USB3.x中，通過幅度檢測可以區分當前傳輸的是低速信號(Low Frequency Periodic Signaling，LFPS)、高速信號(Super Speed，SS)或者處於空閒狀態(IDLE)；
(6)在模擬自我調整等化器中，借助高通濾波器(High-pass filter，HPF)和低通濾波器(Low-pass filter，LPF)對信號頻譜中高頻和低頻部分的劃分及能量比較來自動計算等化器最優參數。
接收信號的幅度檢測通常是由峰值檢測電路來完成的。峰值檢測電路的精度和線性度決定了系統接下來的行為或控制結果的精準程度，是高性能智慧通信系統中的一個重要組成部分。
現有的峰值檢測機制在信號幅度較小時，會產生較大的檢測誤差，導致檢測的精確度和線性度不夠，無法滿足對精確度要求較高的設備的要求。因此，如何提高峰值檢測電路檢測結果的可靠性成為本領域技術人員極待解決的技術問題之一。
有鑑於此，本發明實施例提供一種差分參考電壓發生電路、峰值信號檢測電路和電子設備，以實現提高峰值檢測電路檢測結果的可靠性。
為實現上述目的，本發明實施例提供如下技術方案：
一種差分參考電壓發生電路，包括：
共模抽取電路，所述共模抽取電路的第一輸入端用於輸入第一差分信號，所述共模抽取電路的第二輸入端用於輸入第二差分信號，所述共模抽取電路的輸出端作為所述差分參考電壓發生電路的第一輸出端；
第一運放器，所述第一運放器的同相輸入端與所述共模抽取電路的輸出端相連；
主控開關，所述主控開關的控制端與所述第一運放器的輸出端相連，所述主控開關的輸入端與第一電源相連；
第一分壓電阻，所述第一分壓電阻的第一端與所述主控開關的輸出端相連，所述第一分壓電阻的第二端與所述第一運放器的反相輸入端相連，所述第一分壓電阻的第一端作為所述差分參考電壓發生電路的第二輸出端，所述第一分壓電阻的第二端作為所述差分參考電壓發生電路的第三輸出端；
第二分壓電阻，所述第二分壓電阻的第一端與所述第一分壓電阻的第二輸出端相連，所述第二分壓電阻的第二端與第一直流源的第一端相連，所述第一直流源的第二端接地，所述第一直流源為可調直流源，所述第二分壓電阻的第二端作為所述差分參考電壓發生電路的第四輸出端。
可選的，上述差分參考電壓發生電路中，所述共模抽取電路包括：
第一共模抽取電阻，所述第一共模抽取電阻的第一端作為所述共模抽取電路的第一輸入端；
第二共模抽取電阻，所述第二共模抽取電阻的第一端與所述第一共模抽取電阻的第二端相連，所述第二共模抽取電阻的第二端作為所述共模抽取電路的第二輸入端，所述第一共模抽取電阻和第二共模抽取電阻的公共端作為所述共模抽取電路的輸出端。
可選的，上述差分參考電壓發生電路中，所述主控開關為PMOS電晶體。
一種峰值信號檢測電路，所述峰值信號檢測電路採用上述任意一項所述的差分參考電壓發生電路提供差分參考電壓。
可選的，上述峰值信號檢測電路中，所述峰值信號檢測電路中的放大整流電路包括：
第二直流源，所述第二直流源的第二端接地；
並聯的第一電力MOS場效電晶體、第二電力MOS場效電晶體和第三電力MOS場效電晶體，所述第一電力MOS場效電晶體、所述第二電力MOS場效電晶體和所述第三電力MOS場效電晶體的第一公共端與所述第二直流源的第一端相連，所述第一電力MOS場效電晶體、所述第二電力MOS場效電晶體和所述第三電力MOS場效電晶體的第二公共端與第二電源相連；
並聯的第四電力MOS場效電晶體、第五電力MOS場效電晶體和第六電力MOS場效電晶體，所述第四電力MOS場效電晶體、所述第五電力MOS場效電晶體和所述第六電力MOS場效電晶體的第一公共端與所述第二直流源的第一端相連，所述第四電力MOS場效電晶體、所述第五電力MOS場效電晶體和所述第六電力MOS場效電晶體的第二公共端與所述第二電源相連；
第一電容，所述第一電容的第一端與所述第一電力MOS場效電晶體、所述第二電力MOS場效電晶體和所述第三電力MOS場效電晶 體的第二公共端相連，所述第一電容的第二端與所述第四電力MOS場效電晶體、所述第五電力MOS場效電晶體和所述第六電力MOS場效電晶體的第二公共端相連，所述第一電容的第一端作為所述放大整流電路的第一輸出端，所述第一電容的第二端作為所述放大整流電路的第二輸出端；
所述第一電力MOS場效電晶體的控制端用於輸入第一差分信號；
所述第二電力MOS場效電晶體的控制端用於輸入第二差分信號；
所述第三電力MOS場效電晶體的控制端與所述差分參考電壓發生電路的第三輸出端相連；
所述第四電力MOS場效電晶體的控制端與所述差分參考電壓發生電路的第一輸出端相連；
所述第五電力MOS場效電晶體的控制端與所述差分參考電壓發生電路的第四輸出端相連；
所述第六電力MOS場效電晶體的控制端與所述差分參考電壓發生電路的第二輸出端相連。
可選的，上述峰值信號檢測電路中，所述第三電力MOS場效電晶體包括：相互並聯的第一子電力MOS場效電晶體和第二子電力MOS場效電晶體，所述第一子電力MOS場效電晶體和所述第二子電力MOS場效電晶體規格相同；
所述第四電力MOS場效電晶體包括：相互並聯的第三子電力MOS場效電晶體和第四子電力MOS場效電晶體，所述第三子電力MOS場效電晶體和所述第四子電力MOS場效電晶體規格相同。
可選的，上述峰值信號檢測電路中，所還包括：
設置在所述第二電源與所述放大整流電路之間的濾波電路，所述濾波電路包括：與所述放大整流電路共用的所述第一電容、第一濾波電阻和第二濾波電阻；
所述第一濾波電阻的第一端與所述第二電源相連，所述第一濾波電阻的第二端與所述第一電力MOS場效電晶體、所述第二電力MOS 場效電晶體、所述第三電力MOS場效電晶體和所述第四電力MOS場效電晶體的第二公共端相連；
所述第二濾波電阻的第一端與所述第二電源相連，所述第二濾波電阻的第二端與所述第五電力MOS場效電晶體、所述第六電力MOS場效電晶體、所述第七電力MOS場效電晶體和所述第八電力MOS場效電晶體的第二公共端相連。
可選的，上述峰值信號檢測電路中，所還包括：
比較器，所述比較器的同相輸入端與所述放大整流電路的第一輸出端相連，所述比較器的反相輸入端與所述放大整流電路的第二輸出端相連。
可選的，上述峰值信號檢測電路中，所述第一電力MOS場效電晶體、所述第二電力MOS場效電晶體、所述第三電力MOS場效電晶體、所述第四電力MOS場效電晶體、所述第五電力MOS場效電晶體和所述第六電力MOS場效電晶體均為N MOS電晶體。
一種電子設備，應用有上述任意一項所述的峰值信號檢測電路。
基於上述技術方案，本發明實施例提供的上述方案，通過所述共模抽取電路101接收差分信號RX+和差分信號RX-，通過所述共模抽取電路101將差分信號RX+和差分信號RX-的共模位準Vcmi提取出來，將所述共模位準Vcmi載入到所述第一運放器OP的同相輸入端，所述第一運放器OP、主控開關MP、第一分壓電阻R2A、第二分壓電阻R2B和第一直流源I0構成一個回饋環路，以生成與所述共模位準Vcmi相匹配的差分參考電壓Vrp、Vrn和Vcmr，通過調節第一直流源I0調節電流I0的大小，就可改變Vamp以及Vrp和Vrn的大小，就可得到想要檢測的信號幅度的參考值Vamp，因此，本方案提供了一種能夠提供較高精度的檢測的信號幅度的技術方案，為提高峰值檢測電路檢測結果的可靠性提供了電路基礎。
101:共模抽取電路
20:全波整流電路
30:低通濾波器
40:比較器
50:輸入共模跟隨器
60:共模提取電路
70:比較器閾值調節模組
C:電容
C1:第一電容
gm:跨導
I0:第一直流源，電流
I1:第二直流源，電流
I2:電流
I3:直流源
M1A:第一電力MOS場效電晶體
M1B:第二電力MOS場效電晶體
MA1X:第三電力MOS場效電晶體
MA2Y:第四電力MOS場效電晶體
M2B:第五電力MOS場效電晶體
M2A:第六電力MOS場效電晶體
MN1,MN2:整流NMOS電晶體
MP:主控開關
OP:第一運放器
R:負載電阻
R1A:第一共模抽取電阻
R1B:第二共模抽取電阻
R2A:第一分壓電阻
R2B:第二分壓電阻
R3A:第一濾波電阻
R3B:第二濾波電阻
RX+,RX-:差分信號
TP1,TP2,TP3,TP4,TP5,TP6,TP7:節點
Vamp:信號幅度
Vcmi:共模位準
Ve:誤差
VGS:閘源電壓
Vos:任何可能因素造成的電壓失調
Vrp,Vrn,Vcmr,Vcmp:信號
VX+,VX-:信號幅度位準
為了更清楚地說明本發明實施例或先前技術中的技術方案，下面將對 實施例或現有技術描述中所需要使用的圖式作簡單地介紹，顯而易見地，下面描述中的圖式僅僅是本發明的實施例，對於本領域普通技術人員來講，在不付出創造性勞動的前提下，還可以根據提供的圖式獲得其他的圖式。
圖1為一種信號幅度檢測實現方式的電路結構示意圖；
圖2為圖1中電路相應節點的波形示意圖；
圖3為圖1中電路相應節點的波形示意圖；
圖4為圖1中電路相應節點的波形示意圖；
圖5為另一種信號幅度檢測實現方式的電路結構示意圖；
圖6為本發明實施例提供的一種差分參考電壓發生電路的結構示意圖；
圖7為本發明實施例提供的一種放大整流電路的結構示意圖；
圖8為本發明實施例提供的一種峰值信號檢測電路的結構示意圖。
下面將結合本發明實施例中的圖式，對本發明實施例中的技術方案進行清楚、完整地描述，顯然，所描述的實施例僅僅是本發明一部分實施例，而不是全部的實施例。基於本發明中的實施例，本領域普通技術人員在沒有做出創造性勞動前提下所獲得的所有其他實施例，都屬於本發明保護的範圍。
參見圖1，圖1為一種常規的信號幅度檢測實現方式，包括全波整流電路20，低通濾波器30、比較器40、輸入共模跟隨器50、共模提取電路60、比較器閾值調節模組70。其中，圖1中I1和I2分別為全波整流電路20和比較器40的偏置電流。差分輸入信號RX+和RX-在共模位準Vcmi上對稱波動，波動幅度Vamp即為信號擺幅。差分輸入信號RX+和RX-經過全波整流電路20後，信號中低於共模位準的部分被削平，成為半波信號，同時共模位準下移VGS，所述VGS為全波整流電路中的整流NMOS電晶體MN1和整流NMOS電晶體MN2在偏置電流I1下的閘源電壓。整流後的信號再經過低通濾波器30濾除信號中的高頻分量後即可得到近似的信號幅度位準VX+。為了對該幅度進行比較以獲得檢測輸出，還需要一個參考位準，該參考位準可以用同樣的電路從輸入信號中獲取。差分輸入信號通過共模提取電路60獲得後，經過輸入共模跟隨器50後，即可獲得參考位準VX-，比較器對VX+和VX- 比較後輸出最終的檢測信號，比較器閾值調節模組70用來設定比較器輸出狀態發生翻轉時的門限電壓Vcmp，圖1中TP1節點-節點TP7的信號波形圖如請參見圖2-圖4所示，節點TP3、節點TP6和節點TP7的信號波形圖不難發現，所述門限電壓Vcmp即為待檢測的信號幅度。
上述圖1對應的實施例具有以下幾個明顯的缺點：第一，待檢測的信號幅度Vcmp是通過設定比較器的門限電壓來設置的，該門限電壓受比較器自身的工藝變化和失配等因素影響變化範圍大，導致比較精度和線性度不高；第二，整流器是以電壓跟隨器的形式實現的，而電壓跟隨器的增益小於1，導致信號幅度在經過整流器後有損失，信號幅度檢測因此會產生誤差Ve，即，實際的信號幅度應為Vamp-Ve。
在如圖5所示的另一種常見的信號幅度檢測機制中，它克服了圖1對應的方案中整流器對信號幅度衰減造成的檢測誤差問題。圖2對應的方案中，整流NMOS電晶體MN1、整流NMOS電晶體MN2、直流源I3和負載電阻R構成了共源放大器，負載電阻R和電容C構成低通濾波器。整流NMOS電晶體MN1和整流NMOS電晶體MN2同樣起到了整流作用，但由於整流輸出在整流NMOS電晶體的汲端而不是源端，因此信號幅度不僅不會衰減，反而會被適當放大，放大倍數由整流NMOS電晶體的跨導gm和負載電阻R決定。
由此，如何提高峰值檢測電路檢測結果的可靠性的問題就轉換成了如何向所述差分參考電壓發生電路中的比較器提供精準可靠的待檢測信號的幅度Vcmp的問題。
為了向所述差分參考電壓發生電路中的比較器提供精準可靠的待檢測信號的幅度，本發明提供了一種差分參考電壓發生電路，參見圖6，該電路可以包括：
共模抽取電路101、第一運放器OP、主控開關MP、第一分壓電阻R2A、第二分壓電阻R2B和第一直流源I0，參見圖3，上述各個電子元件之間的連接關係具體為：
所述共模抽取電路101的第一輸入端用於輸入第一差分信號RX+，所述共模抽取電路101的第二輸入端用於輸入第二差分信號RX-，所 述共模抽取電路101的輸出端作為所述差分參考電壓發生電路的第一輸出端，輸出共模位準Vcmi；
所述第一運放器OP的同相輸入端與所述共模抽取電路101的輸出端相連，所述第一運放器OP的反相輸入端與所述第一分壓電阻R2A的第二端相連，所述第一運放器OP的輸出端與所述主控開關MP的控制端相連；
所述主控開關MP的控制端與所述第一運放器OP的輸出端相連，所述主控開關MP的輸入端與第一電源(電壓源)相連，所述第一電源用於提供電流信號，所述主控開關MP的輸出端與所述第一分壓電阻R2A的第一端相連；
所述第一分壓電阻R2A的第一端與所述主控開關MP的輸出端相連，所述第一分壓電阻R2A的第二端與所述第一運放器OP的反相輸入端相連，所述第一分壓電阻R2A的第一端作為所述差分參考電壓發生電路的第二輸出端，用於提供信號Vrp，所述第一分壓電阻R2A的第二端作為所述差分參考電壓發生電路的第三輸出端，用於提供信號Vcmr；
所述第二分壓電阻R2B的第一端與所述第一分壓電阻R2A的第二輸出端相連，所述第二分壓電阻R2B的第二端與第一直流源I0的第一端相連，所述第一直流源I0的第二端接地，所述第一直流源I0為可調直流源，所述第二直流源I1可以認為是一個電流調節電路，其用於調節流經所述主控開關MP、第一分壓電阻R2A、和第二分壓電阻R2B的電流的大小，所述第二分壓電阻R2B的第二端作為所述差分參考電壓發生電路的第四輸出端，用於提供信號Vrn，在本實施例公開的技術方案中，所述第一分壓電阻R2A的阻值與所述第二分壓電阻R2B的阻值相等。
在上述方案中，所述差分參考電壓發生電路通過所述共模抽取電路101接收差分信號RX+和差分信號RX-，通過所述共模抽取電路101將差分信號RX+和差分信號RX-的共模位準Vcmi提取出來，將所述共模位準Vcmi載入到所述第一運放器OP的同相輸入端，所述第一運放器OP、主控開關MP、第一分壓電阻R2A、第二分壓電阻R2B和第一直流源I0構成一個回饋環路，以生成與所述共模位準Vcmi相匹配的差分參考電壓Vrp、 Vrn和Vcmr，其中，為了區分上述三個電壓，將所述Vrp記為第一差分參考電壓，將所述Vrn記為第二差分參考電壓，將所述Vcmr記為第三差分參考電壓。所述第一差分參考電壓Vrp代表差分信號的上擺幅的參考電壓，所述第二差分參考電壓Vrn代表差分信號的下擺幅參考電壓，所述第三差分參考電壓Vcmr的值等於共模位準Vcmi，上述差分參考電壓發生電路所提供的各個信號之間的關係為；
Vcmr=Vcmi；
Vamp=I0*R2A=I0*R2B，在此，所述I0用於表示流過所述第一分壓電阻R2A、第二分壓電阻R2B的電流值；
Vrp=Vcmr+Vamp=Vcmi+I0*R2A；
Vrn=Vcmr-Vamp=Vcmi-I0*R2B；
由公式Vamp=I0*R2A=I0*R2B、公式Vrp=Vcmr+Vamp=Vcmi+I0*R2A和公式Vrn=Vcmr-Vamp=Vcmi-I0*R2B可見，基於所述第一分壓電阻R2A、第二分壓電阻R2B的阻值和電流I0可以精確計算得到參考值Vamp，通過改變第一直流源I0調節電流I0的大小，就可改變Vamp以及Vrp和Vrn的大小，就可得到想要檢測的信號幅度的參考值Vamp，因此，本方案提供了一種能夠提供較高精度的檢測的信號幅度的技術方案。
進一步的，上述方案中，所述共模抽取電路101的電路結構可以依據使用者需求自行設定，例如，參見圖6，所述共模抽取電路101可以包括：第一共模抽取電阻R1A和第二共模抽取電阻R1B，通過所述第一共模抽取電阻R1A和所述第二共模抽取電阻R1B就能將差分信號RX+和RX-的共模位準Vcmi提取出來；具體的：
所述第一共模抽取電阻R1A的第一端作為所述共模抽取電路101的第一輸入端；
所述第二共模抽取電阻R1B的第一端與所述第一共模抽取電阻R1A的第二端相連，所述第二共模抽取電阻R1B的第二端作為所述共模抽取電路101的第二輸入端，所述第一共模抽取電阻R1A和第二共模抽取電阻R1B的公共端作為所述共模抽取電路101的輸出端。
在本發明上述實施例公開的技術方案中，所述主控開關MP 的類型可以依據用戶需求自行選擇，例如，在本發明實施例公開的技術方案中，所述主控開關MP具體可以為PMOS電晶體。
對應於上述差分參考電壓發生電路，本發明還公開了一種峰值信號檢測電路，所述峰值信號檢測電路可以採用本發明上述任意一項實施例所述的差分參考電壓發生電路提供差分參考電壓，其中，所述差分參考電壓可以包括但不限於Vrp、Vrn和Vcmr和/或Vcmp，例如，其直接應用於圖1對應的實施例公開的技術方案中，以為所述比較器40提供門限電壓Vcmp。
在本發明另一實施例公開的技術方案中，還對所述峰值信號檢測電路中的放大電路進行了改進，提供了一種與所述差分參考電壓發生電路相適配的放大整流電路，該放大整流電路既可以實現對信號的放大，也可以實現對信號的整流，具體的，參見圖7，放大整流電路可以包括：
第二直流源I1，並聯的第一電力MOS場效電晶體M1A、第二電力MOS場效電晶體M1B和第三電力MOS場效電晶體MA1X，並聯的第四電力MOS場效電晶體MA2Y、第五電力MOS場效電晶體M2B和第六電力MOS場效電晶體M2A，以及第一電容C1；
其中，所述第二直流源I1的第一端與所述第一電力MOS場效電晶體M1A、第二電力MOS場效電晶體M1B和第三電力MOS場效電晶體MA1X的公共端以及第四電力MOS場效電晶體MA2Y、第五電力MOS場效電晶體M2B和第六電力MOS場效電晶體M2A的公共端相連；所述第二直流源I1的第二端接地；
所述第一電力MOS場效電晶體M1A、所述第二電力MOS場效電晶體M1B和所述第三電力MOS場效電晶體MA1X的第一公共端與所述第二直流源I1的第一端相連，所述第一電力MOS場效電晶體M1A、所述第二電力MOS場效電晶體M1B和所述第三電力MOS場效電晶體MA1X的第二公共端與第二電源VDD相連，所述第二電源為電壓源；
所述第四電力MOS場效電晶體MA2Y、所述第五電力MOS場效電晶體M2B和所述第六電力MOS場效電晶體M2A的第一公共端與所述第二直流源I1的第一端相連，所述第四電力MOS場效電晶體MA2Y、 所述第五電力MOS場效電晶體M2B和所述第六電力MOS場效電晶體M2A的第二公共端與所述第二電源相連；
所述第一電容C1的第一端與所述第一電力MOS場效電晶體M1A、所述第二電力MOS場效電晶體M1B和所述第三電力MOS場效電晶體MA1X的第二公共端相連，所述第一電容C1的第二端與所述第四電力MOS場效電晶體MA2Y、所述第五電力MOS場效電晶體M2B和所述第六電力MOS場效電晶體M2A的第二公共端相連，所述第一電容C1的第一端作為所述放大整流電路的第一輸出端，為後級比較器提供比較信號VX-，所述第一電容C1的第二端作為所述放大整流電路的第二輸出端，為後級比較器提供比較信號VX+；
所述第一電力MOS場效電晶體M1A的控制端用於輸入第一差分信號RX+；
所述第二電力MOS場效電晶體M1B的控制端用於輸入第二差分信號RX-；
所述第三電力MOS場效電晶體MA1X的控制端與所述差分參考電壓發生電路的第三輸出端相連；
所述第四電力MOS場效電晶體MA2Y的控制端與所述差分參考電壓發生電路的第一輸出端相連；
所述第五電力MOS場效電晶體M2B的控制端與所述差分參考電壓發生電路的第四輸出端相連；
所述第六電力MOS場效電晶體M2A的控制端與所述差分參考電壓發生電路的第二輸出端相連。
本發明上述實施例公開的放大整流電路採用了直流平衡技術，消除了從差分信號中提取出來的共模位準Vcmi和由回饋環路輸出的參考共模位準Vcmr之間由於失配而帶來的比較誤差。首先，如果不考慮所述第三電力MOS場效電晶體MA1X和第四電力MOS場效電晶體MA2Y，則該放大整流電路和圖5公開的技術方案的結構完全一致，只不過將圖5公開的方案中的差分信號共模位準Vcmi換成了Vrp、Vrn，參與比較的是差分信號擺幅和差分參考電壓Vrp、Vrn。但是，由於Vcmr和Vcmi之間存在 誤差，此時，Vcmr=Vcmi+Vos，其中Vos代表任何可能因素造成的電壓失調，這些因素可以包括但不限於運放器的有限增益、器件的失配、工藝偏差等等。為了消除該失調電壓，提升檢測的準確度，在本方案中，額外引入了第三電力MOS場效電晶體MA1X和第四電力MOS場效電晶體MA2Y，由所述第一電力MOS場效電晶體M1A、第二電力MOS場效電晶體M1B、第三電力MOS場效電晶體MA1X、第四電力MOS場效電晶體MA2Y、第五電力MOS場效電晶體M2B和第六電力MOS場效電晶體M2A構成本案的放大整流電路。
在上述結構中，第一電力MOS場效電晶體M1A、第二電力MOS場效電晶體M1B、第三電力MOS場效電晶體MA1X的第二公共端產生的偏置電流以及第四電力MOS場效電晶體MA2Y、第五電力MOS場效電晶體M2B和第六電力MOS場效電晶體M2A的第二公共端產生的偏置電流分別為：
IVX-=gm*(VGS,1A+VGS,1B+VGS,1X)
IVX+=gm*(VGS,2A+VGS,2B+VGS,2Y)
其中，
VGS,1A=VGS,1B=Vcmi-VM
所述第三電力MOS場效電晶體MA1X的規格要求滿足條件VGS，1X=2*(Vcmr-VM)
VGS,2A=VGS,2B=Vcmr-VM
所述第四電力MOS場效電晶體MA2Y的規格要求滿足條件VGS，2Y=Vcmi-VM
進一步的，可得到：
所述IVX-=2*gm*(Vcmi+Vcmr-2VM)=4*gm*(Vcmi-VM+0.5*Vos)
所述IVX+=2*gm*(Vcmr+Vcmi-2VM)=4*gm*(Vcmi-VM+0.5*Vos)
從公式IVX-=2*gm*(Vcmi+Vcmr-2VM)=4*gm*(Vcmi-VM+0.5*Vos)和公式IVX+=2*gm*(Vcmr+Vcmi-2VM)=4*gm*(Vcmi -VM+0.5*Vos)可得到流過放大整流電路兩個電力MOS場效電晶體的公共節點的偏置電流是相同的，因此，由Vcmr和Vcmi之間引入的失配被消除。該放大整流電路的工作過程如下：當輸入差分信號RX+和差分信號RX-的幅度高於(或低於)差分參考幅度Vrp和Vrn時，I1中流到VX-端的電流將大於(或小於)流到VX+端的電流，導致VX+大於(或小於)VX-，後級比較器輸出狀態立刻從邏輯“0”(或“1”)翻轉到邏輯“1”(或“0”)，完成一次信號幅度檢測。
進一步的，在本發明上述實施例公開的技術方案中，為了保證所述放大整流電路輸出的信號VX-和VX+的穩定性，上述電路中還可以包括：
濾波電路，所述濾波電路設置在所述第二電源與所述放大電路之間，所述濾波電路包括：與所述放大整流電路共用的所述第一電容C1、第一濾波電阻R3A和第二濾波電阻R3B；所述第一濾波電阻R3A的第一端與所述第二電源相連，所述第一濾波電阻R3A的第二端與所述第一電力MOS場效電晶體M1A、所述第二電力MOS場效電晶體M1B、所述第三電力MOS場效電晶體MA1X和所述第四電力MOS場效電晶體MA2Y的第二公共端相連；所述第二濾波電阻R3B的第一端與所述第二電源相連，所述第二濾波電阻R3B的第二端與所述第五電力MOS場效電晶體M2B、所述第六電力MOS場效電晶體M2A、所述第七電力MOS場效電晶體和所述第八電力MOS場效電晶體的第二公共端相連。
進一步的，在本發明實施例公開的技術方案中，比較器也可以作為所述峰值信號檢測電路的結構之一，即，參見圖8，上述電路中還可以包括比較器，所述比較器的同相輸入端與所述放大整流電路的第一輸出端相連，所述比較器的反相輸入端與所述放大整流電路的第二輸出端相連。
在本發明上述實施例公開的技術方案中，所述第一電力MOS場效電晶體M1A、所述第二電力MOS場效電晶體M1B、所述第三電力MOS場效電晶體MA1X、所述第四電力MOS場效電晶體MA2Y的類型可以依據用戶需求自行設定，例如，所述第一電力MOS場效電晶體M1A、所述第二電力MOS場效電晶體M1B、所述第三電力MOS場效電晶體 MA1X、所述第四電力MOS場效電晶體MA2Y、所述第五電力MOS場效電晶體M2B和所述第六電力MOS場效電晶體M2A均可以為N MOS電晶體。
綜合上述各個實施例，基於圖8對本發明公開的技術方案進行整體說明：
由於被檢測的輸入信號幅度可能比較小，因此為了提高檢測精度，本方案通過放大整流電路接收輸入差分信號RX+、RX-，以及差分參考電壓發生電路生成的幅度閾值信號Vrp、幅度閾值信號Vrn和共模電壓Vcmi，將差分信號RX+和RX-進行比較和預放大，以提供足夠的信號幅度和參考閾值之間的分辨度給後續電路進行處理。預放大後的信號經過放大整流電路後將信號的負半週期轉變為正半週期，再經過濾波電路取出信號幅度資訊後送給比較器進行比較，得出當前輸入信號幅度Vamp是否達到差分閾值0.5*(Vrp-Vrn)的結果，如果Vamp>0.5*(Vrp-Vrn)，則輸出高位準(deto=logic“1”)，否則輸出低位準(deto=logic“0”)。以上各模組只是從其功能的角度進行劃分，實際實施時可以有功能上的合併和整合。
進一步的，本發明還公開了一種電子設備，該電子設備可以應用有本發明上述任意一項實施例所述的峰值信號檢測電路，該電子設備包括但不限於：空調、電視、手機等。
本說明書中各個實施例採用遞進的方式描述，每個實施例重點說明的都是與其他實施例的不同之處，各個實施例之間相同相似部分互相參見即可。對於實施例公開的裝置而言，由於其與實施例公開的方法相對應，所以描述的比較簡單，相關之處參見方法部分說明即可。
對所公開的實施例的上述說明，使本領域專業技術人員能夠實現或使用本發明。對這些實施例的多種修改對本領域的專業技術人員來說將是顯而易見的，本文中所定義的一般原理可以在不脫離本發明的精神或範圍的情況下，在其它實施例中實現。因此，本發明將不會被限制於本文所示的這些實施例，而是要符合與本文所公開的原理和新穎特點相一致的最寬的範圍。
101:共模抽取電路
I0:第一直流源，電流
MP:主控開關
OP:第一運放器
R1A:第一共模抽取電阻
R1B:第二共模抽取電阻
R2A:第一分壓電阻
R2B:第二分壓電阻
RX+,RX-:差分信號
Vamp:信號幅度
Vcmi:共模位準
Vrp,Vrn,Vcmr:信號

Claims (10)

  1. 一種差分參考電壓發生電路，其特徵在於，包括：
    共模抽取電路，所述共模抽取電路的第一輸入端用於輸入第一差分信號，所述共模抽取電路的第二輸入端用於輸入第二差分信號，所述共模抽取電路的輸出端作為所述差分參考電壓發生電路的第一輸出端；
    第一運放器，所述第一運放器的同相輸入端與所述共模抽取電路的輸出端相連；
    主控開關，所述主控開關的控制端與所述第一運放器的輸出端相連，所述主控開關的輸入端與第一電源相連；
    第一分壓電阻，所述第一分壓電阻的第一端與所述主控開關的輸出端相連，所述第一分壓電阻的第二端與所述第一運放器的反相輸入端相連，所述第一分壓電阻的第一端作為所述差分參考電壓發生電路的第二輸出端，所述第一分壓電阻的第二端作為所述差分參考電壓發生電路的第三輸出端；
    第二分壓電阻，所述第二分壓電阻的第一端與所述第一分壓電阻的第二輸出端相連，所述第二分壓電阻的第二端與第一直流源的第一端相連，所述第一直流源的第二端接地，所述第一直流源為可調直流源，所述第二分壓電阻的第二端作為所述差分參考電壓發生電路的第四輸出端。
  2. 如請求項1所述的差分參考電壓發生電路，其中，所述共模抽取電路包括：
    第一共模抽取電阻，所述第一共模抽取電阻的第一端作為所述共模抽取電路的第一輸入端；
    第二共模抽取電阻，所述第二共模抽取電阻的第一端與所述第一共模抽取電阻的第二端相連，所述第二共模抽取電阻的第二端作為所述共模抽取電路的第二輸入端，所述第一共模抽取電阻和第二共模抽取電阻的公共端作為所述共模抽取電路的輸出端。
  3. 如請求項1所述的差分參考電壓發生電路，其中，所述主控開關為PMOS電晶體。
  4. 一種峰值信號檢測電路，其特徵在於，包括請求項1-3任意一項所 述的差分參考電壓發生電路。
  5. 如請求項4所述的峰值信號檢測電路，其中，所述峰值信號檢測電路中的放大整流電路包括：
    第二直流源，所述第二直流源的第二端接地；
    並聯的第一電力MOS場效電晶體、第二電力MOS場效電晶體和第三電力MOS場效電晶體，所述第一電力MOS場效電晶體、所述第二電力MOS場效電晶體和所述第三電力MOS場效電晶體的第一公共端與所述第二直流源的第一端相連，所述第一電力MOS場效電晶體、所述第二電力MOS場效電晶體和所述第三電力MOS場效電晶體的第二公共端與第二電源相連；
    並聯的第四電力MOS場效電晶體、第五電力MOS場效電晶體和第六電力MOS場效電晶體，所述第四電力MOS場效電晶體、所述第五電力MOS場效電晶體和所述第六電力MOS場效電晶體的第一公共端與所述第二直流源的第一端相連，所述第四電力MOS場效電晶體、所述第五電力MOS場效電晶體和所述第六電力MOS場效電晶體的第二公共端與所述第二電源相連；
    第一電容，所述第一電容的第一端與所述第一電力MOS場效電晶體、所述第二電力MOS場效電晶體和所述第三電力MOS場效電晶體的第二公共端相連，所述第一電容的第二端與所述第四電力MOS場效電晶體、所述第五電力MOS場效電晶體和所述第六電力MOS場效電晶體的第二公共端相連，所述第一電容的第一端作為所述放大整流電路的第一輸出端，所述第一電容的第二端作為所述放大整流電路的第二輸出端；
    所述第一電力MOS場效電晶體的控制端用於輸入第一差分信號；
    所述第二電力MOS場效電晶體的控制端用於輸入第二差分信號；
    所述第三電力MOS場效電晶體的控制端與所述差分參考電壓發生電路的第三輸出端相連；
    所述第四電力MOS場效電晶體的控制端與所述差分參考電壓發生電路的第一輸出端相連；
    所述第五電力MOS場效電晶體的控制端與所述差分參考電壓發生電 路的第四輸出端相連；
    所述第六電力MOS場效電晶體的控制端與所述差分參考電壓發生電路的第二輸出端相連。
  6. 如請求項5所述的峰值信號檢測電路，其中，
    所述第三電力MOS場效電晶體包括：相互並聯的第一子電力MOS場效電晶體和第二子電力MOS場效電晶體，所述第一子電力MOS場效電晶體和所述第二子電力MOS場效電晶體規格相同；
    所述第四電力MOS場效電晶體包括：相互並聯的第三子電力MOS場效電晶體和第四子電力MOS場效電晶體，所述第三子電力MOS場效電晶體和所述第四子電力MOS場效電晶體規格相同。
  7. 如請求項5所述的峰值信號檢測電路，其中，還包括：
    設置在所述第二電源與所述放大整流電路之間的濾波電路，所述濾波電路包括：與所述放大整流電路共用的所述第一電容，還包括第一濾波電阻和第二濾波電阻；
    所述第一濾波電阻的第一端與所述第二電源相連，所述第一濾波電阻的第二端與所述第一電力MOS場效電晶體、所述第二電力MOS場效電晶體、所述第三電力MOS場效電晶體和所述第四電力MOS場效電晶體的第二公共端相連；
    所述第二濾波電阻的第一端與所述第二電源相連，所述第二濾波電阻的第二端與所述第五電力MOS場效電晶體、所述第六電力MOS場效電晶體、所述第七電力MOS場效電晶體和所述第八電力MOS場效電晶體的第二公共端相連。
  8. 如請求項5所述的峰值信號檢測電路，其中，還包括：
    比較器，所述比較器的同相輸入端與所述放大整流電路的第一輸出端相連，所述比較器的反相輸入端與所述放大整流電路的第二輸出端相連。
  9. 如請求項5所述的峰值信號檢測電路，其中，
    所述第一電力MOS場效電晶體、所述第二電力MOS場效電晶體、所述第三電力MOS場效電晶體、所述第四電力MOS場效電晶體、所述第五電力MOS場效電晶體和所述第六電力MOS場效電晶體均為N MOS電晶 體。
  10. 一種電子設備，其特徵在於，應用有請求項4-9任意一項所述的峰值信號檢測電路。
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