[go: up one dir, main page]

RU2624101C2 - Приемник и способ для обработки радиосигналов с использованием мягких пилот-символов - Google Patents

Приемник и способ для обработки радиосигналов с использованием мягких пилот-символов Download PDF

Info

Publication number
RU2624101C2
RU2624101C2 RU2013139159A RU2013139159A RU2624101C2 RU 2624101 C2 RU2624101 C2 RU 2624101C2 RU 2013139159 A RU2013139159 A RU 2013139159A RU 2013139159 A RU2013139159 A RU 2013139159A RU 2624101 C2 RU2624101 C2 RU 2624101C2
Authority
RU
Russia
Prior art keywords
pilot symbols
symbols
symbol
soft pilot
receiver
Prior art date
Application number
RU2013139159A
Other languages
English (en)
Other versions
RU2013139159A (ru
Inventor
Дуглас А. КЭЙРНС
Элиас ЙОНССОН
Original Assignee
Телефонактиеболагет Лм Эрикссон (Пабл)
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Телефонактиеболагет Лм Эрикссон (Пабл) filed Critical Телефонактиеболагет Лм Эрикссон (Пабл)
Publication of RU2013139159A publication Critical patent/RU2013139159A/ru
Application granted granted Critical
Publication of RU2624101C2 publication Critical patent/RU2624101C2/ru

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/7097—Interference-related aspects
    • H04B1/711—Interference-related aspects the interference being multi-path interference
    • H04B1/7115—Constructive combining of multi-path signals, i.e. RAKE receivers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/0224—Channel estimation using sounding signals
    • H04L25/0228—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals
    • H04L25/023—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals with extension to other symbols
    • H04L25/0236—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals with extension to other symbols using estimation of the other symbols
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0041—Arrangements at the transmitter end
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
    • H04L1/0067—Rate matching
    • H04L1/0068—Rate matching by puncturing
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/021—Estimation of channel covariance
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/0224—Channel estimation using sounding signals
    • H04L25/0226—Channel estimation using sounding signals sounding signals per se
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
    • H04L25/03019—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception
    • H04L25/03038—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception with a non-recursive structure
    • H04L25/03044—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception with a non-recursive structure using fractionally spaced delay lines or combinations of fractionally integrally spaced taps
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/06—DC level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection
    • H04L25/061—DC level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection providing hard decisions only; arrangements for tracking or suppressing unwanted low frequency components, e.g. removal of DC offset
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
    • H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H04L27/227—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/345—Modifications of the signal space to allow the transmission of additional information
    • H04L27/3455—Modifications of the signal space to allow the transmission of additional information in order to facilitate carrier recovery at the receiver end, e.g. by transmitting a pilot or by using additional signal points to allow the detection of rotations
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H04L27/3818—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation, i.e. using one or more nominally phase synchronous carriers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B2201/00—Indexing scheme relating to details of transmission systems not covered by a single group of H04B3/00 - H04B13/00
    • H04B2201/69—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general
    • H04B2201/707—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general relating to direct sequence modulation
    • H04B2201/70701—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general relating to direct sequence modulation featuring pilot assisted reception
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B2201/00—Indexing scheme relating to details of transmission systems not covered by a single group of H04B3/00 - H04B13/00
    • H04B2201/69—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general
    • H04B2201/707—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general relating to direct sequence modulation
    • H04B2201/7097—Direct sequence modulation interference
    • H04B2201/709727—GRAKE type RAKE receivers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/0001—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff
    • H04L1/0015—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff characterised by the adaptation strategy
    • H04L1/0017—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff characterised by the adaptation strategy where the mode-switching is based on Quality of Service requirement
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L2001/0098—Unequal error protection
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L2025/0335—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by the type of transmission
    • H04L2025/03375—Passband transmission
    • H04L2025/03401—PSK
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L2025/0335—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by the type of transmission
    • H04L2025/03375—Passband transmission
    • H04L2025/0342—QAM
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L2025/0335—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by the type of transmission
    • H04L2025/03426—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by the type of transmission transmission using multiple-input and multiple-output channels
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L2025/03433—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by equaliser structure
    • H04L2025/03439—Fixed structures
    • H04L2025/03445—Time domain
    • H04L2025/03471—Tapped delay lines
    • H04L2025/03509—Tapped delay lines fractionally spaced
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L2025/03777—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by the signalling
    • H04L2025/03783—Details of reference signals
    • H04L2025/03796—Location of reference signals
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/0014—Carrier regulation
    • H04L2027/0044—Control loops for carrier regulation
    • H04L2027/0053—Closed loops
    • H04L2027/0061—Closed loops remodulation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/0014—Carrier regulation
    • H04L2027/0083—Signalling arrangements
    • H04L2027/0089—In-band signals
    • H04L2027/0093—Intermittant signals
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03178—Arrangements involving sequence estimation techniques
    • H04L25/03312—Arrangements specific to the provision of output signals
    • H04L25/03324—Provision of tentative decisions
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/0012—Modulated-carrier systems arrangements for identifying the type of modulation

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)
  • Radio Transmission System (AREA)

Abstract

Настоящее изобретение относится к системам цифровой радиосвязи. Технический результат заключается в улучшении пропускной способности данных. Способ обработки принятого радиосигнала в универсальном многоотводном (G-многоотводном) приемнике, который включает в себя последовательность переданных символов, причем способ содержит этапы, на которых: вычисляют набор приближенных весовых коэффициентов объединения в первом проходе; идентифицируют набор мягких пилот-символов в последовательности, причем мягкие пилот-символы модулируют с помощью модуляции более низкого порядка, чем остальные символы в последовательности; используют приближенные весовые коэффициенты объединения, чтобы когерентно объединить значения снятия расширения, соответствующие мягким пилот-символам, чтобы создать оценки символов; принимают жесткие решения символов без использования декодера в оценке символов с учетом совокупности, использованной для передачи; используют жесткие решения символов в качестве пилот-сигналов демодуляции, чтобы непараметрическим способом оценить матрицу ковариации искажений; вычисляют набор уточненных весовых коэффициентов объединения во втором проходе с использованием оцененной матрицы ковариации искажений и объединяют все данные трафика с использованием уточненных весовых коэффициентов объединения. 2 н.п. ф-лы, 13 ил.

Description

Перекрестная ссылка на родственные заявки
По настоящей заявке испрашивается приоритет на основании предварительной заявки на патент США № 61/073264, поданной 17 июня 2008 года, раскрытие которой в полном объеме включено в настоящий документ путем ссылки.
Область техники, к которой относится изобретение
Настоящее изобретение относится к системам цифровой радиосвязи. Более конкретно, но не в качестве ограничения, настоящее изобретение относится к приемнику и способу для приема и обработки последовательности переданных символов в системе цифровой связи с использованием мягких пилот-символов.
Уровень техники
В системах цифровой связи приемник должен оценивать некоторые параметры для того, чтобы правильно демодулировать переданные данные. Приемнику также может быть необходимо оценивать показатель качества сигнала для обратной связи с передатчиком. Оценка параметров/качества сигнала в общем разделяется на три категории:
(1) Слепая оценка. Обычно этот подход зависит от некоторого свойства/характеристики сигнала или канала, которое известно априори или которое узнают медленным способом (например, статистические данные второго порядка). Самой большой проблемой слепой оценки является производительность. Слепая оценка обычно обладает значительно более низкой эффективностью по сравнению с другими подходами. Также алгоритмы слепой оценки могут быть более сложными.
(2) С помощью пилот-символов. Этот подход включает в себя известные (т.е. пилот) символы в переданном сигнале. Пилот-символы могут быть встроены в последовательность данных (например, контрольную последовательность GSM), или им может быть выделен отдельный ресурс, такой как пилот-код в WCDMA, при условии, что пилот-символы испытывают такое же эффективное замирание канала, как данные. Подход с помощью пилот-символов обычно обеспечивает наилучшую производительность. Однако пилот-символы потребляют ресурсы, которые иначе могли бы быть отведены под передачу полезных данных. Обычно имеется компромисс между наличием достаточных пилот-символов для хорошей оценки и максимизацией пропускной способности данных.
(3) С помощью данных. Этот подход использует демодулированные символы данных в качестве “дополнительных” пилот-символов. Обычно этот подход используют совместно либо со слепой оценкой, либо с подходом с помощью пилот-символов. Имеются две проблемы, связанные с подходом с помощью данных. Во-первых, слепая оценка или оценка с помощью пилот-символов (или обе) обычно требуется в качестве первого этапа приемника. Следовательно, подходы с помощью данных требуют дополнительной сложности приемника. Во-вторых, подходы с помощью данных могут ухудшить производительность приемника вследствие влияния ошибок при демодуляции данных. В подходах с помощью данных допускают, что символы демодулированных данных должны быть правильными, и их используют в качестве дополнительных пилот-символов. Однако, если символы данных являются неправильными, алгоритмы оценки параметра/качества сигнала могут создавать неправильные результаты. Влияния неправильного решения (решений) символов могут сохраняться в течение более одного интервала времени оценки, таким образом, подходы с помощью данных могут требовать специальных механизмов, чтобы избегать влияния распространения ошибок.
Подход с помощью данных использован в ряде существующих систем связи. Например, в системах широкополосного множественного доступа с кодовым разделением (WCDMA) управляющий канал в восходящей линии связи демодулируют/декодируют, и решения символов используют в качестве эффективных пилот-символов. Это также предложено для управляющего канала WCDMA в нисходящей линии связи. В цифровой усовершенствованной мобильной телефонной системе (D-AMPS) канал сначала оценивают относительно слова синхронизации, а затем отслеживают относительно данных во время выравнивания. В эквалайзере ранние временные ненадежные решения подают в устройство отслеживания, а задержанные лучшие решения подают в декодер. Также в D-AMPS и GSM многопроходная (турбо) демодуляция/декодирование использует декодированные/повторно закодированные символы в качестве эффективных пилот-символов во втором проходе.
Раскрытие изобретения
Настоящее изобретение преодолевает недостатки предшествующего уровня техники с помощью передачи некоторых символов с более высокой надежностью, чем других. Эти так называемые “мягкие пилот-символы” сначала демодулируют, а затем используют в качестве известных символов для использования в оценке канала и демодуляции символом модуляции более высокого порядка (опорного указателя амплитуды).
Таким образом, один вариант осуществления настоящего изобретения адресован способу в радиоприемнике для оценки параметров принятого радиосигнала, который включает в себя последовательность переданных символов. Способ включает в себя этапы демодуляции символов, переданных сначала с более высокой надежностью, чтобы сформировать мягкие пилот-символы, и использования мягких пилот-символов в качестве известных символов, чтобы оценивать параметры принятого радиосигнала. Эти мягкие пилот-символы являются более надежными, чем окружающие символы, таким образом давая возможность надежной оценки параметра, управляемой с помощью решения. Кроме того, вставка символа модуляции “постоянной огибающей” среди символов модуляции более высокого порядка является особенно полезной при установлении опорного указателя амплитуды, существенного при демодуляции символов модуляции более высокого порядка.
В одном варианте осуществления мягкие пилот-символы модулируют с помощью более простой модуляции более низкого порядка (например, BPSK или QPSK) по сравнению с остатком последовательности символов, который, вероятно, является модуляцией более высокого порядка (например, 16 квадратурной амплитудной модуляцией (16QAM) или 64QAM). С помощью использования этих мягких пилот-символов, символы по-прежнему могут переносить некоторые данные, в противоположность фиксированным пилот-символам, которые не разрешают никакой пропускной способности данных для символа. Эти определенные местоположения пилот-сиволов (время/частота/код) и тип (типы) модуляции являются известными приемнику. Приемник может знать информацию априори или посредством сигнализации.
Мягкие пилот-символы предоставляют альтернативу явным пилот-символам данных для будущих версий WCDMA. С мягкими пилот-символами явные пилот-символы являются необязательными. Со знанием типа модуляции и местоположения мягких пилот-символов во времени, частоте и коде, приемник может максимизировать производительность. Это предусматривает более высокие скорости передачи данных, чем иначе были бы возможны с явными пилот-символами.
В конкретном варианте осуществления изобретение реализовано в двухпроходном универсальном многоотводном приемнике (G-многоотводном приемнике). Рабочие хараетеристики G-многоотводного приемника улучшены по существу до такой степени, что почти соответствуют идеальному приемнику. Таким образом, изобретение обеспечивает наилучшие рабочие характеристики с учетом подхода линейного выравнивания. Двухпроходный G-многоотводный приемник включает в себя средство для вычисления набора приближенных весовых коэффициентов объединения в первом проходе, средство для идентификации набора мягких пилот-символов в последовательности, причем мягкие пилот-символы модулируют с помощью модуляции более низкого порядка, чем остальные символы в последовательности, и средство для использования приближенных весовых коэффициентов объединения, чтобы когерентно объединять значения со снятым расширением, соответствующие мягким пилот-символам, чтобы создавать оценки символов. Приемник также включает в себя средство для повторного масштабирования оценок символов, средство для принятия жестких решений символов без вовлечения декодера в оценки повторно масштабированных символов с учетом совокупности, использованной для передачи, и средство для использования жестких решений символов в качестве пилот-символов демодуляции, чтобы непараметрическим способом оценивать матрицу ковариации искажений. Приемник также включает в себя средство для вычисления набора уточненных весовых коэффициентов объединения во втором проходе с использованием оцененной матрицы ковариации искажений, и средство для объединения всех данных трафика с использованием уточненных коэффициентов объединения.
В другом варианте осуществления настоящее изобретение адресовано системе, содержащей передатчик и приемник для выполнения способов, как описано в нижеследующем подробном описании.
Краткое описание чертежей
В следующем разделе изобретение будет описано со ссылкой на иллюстративные варианты осуществления, проиллюстрированные на фигурах, на которых:
фиг.1 - блок-схема последовательности этапов, иллюстрирующая этапы иллюстративного варианта осуществления способа настоящего изобретения;
фиг.2 изображает отображение бит данных в точки в совокупности для 16QAM в одном иллюстративном варианте осуществления настоящего изобретения;
фиг.3 изображает отображение бит данных в точки в совокупности для 16QAM в другом иллюстративном варианте осуществления настоящего изобретения;
фиг.4 (предшествующий уровень техники) иллюстрирует существующую цепочку кодирования канала для HS-DSCH;
фиг.5 иллюстрирует цепочку кодирования канала для HS-DSCH в иллюстративном варианте осуществления настоящего изобретения;
фиг.6 - блок-схема последовательности этапов, иллюстрирующая обзор процесса генерации мягких пилот-символов в иллюстративном варианте осуществления настоящего изобретения;
фиг.7 - блок-схема последовательности этапов, иллюстрирующая процесс генерации мягких пилот-символов для HS-DSCH в иллюстративном варианте осуществления настоящего изобретения;
фиг.8 - блок-схема последовательности этапов, иллюстрирующая процесс генерации мягких пилот-символов для E-DCH в иллюстративном варианте осуществления настоящего изобретения;
фиг.9 - функциональная блок-схема примерного варианта осуществления структуры перемежителя для E-DCH;
фиг.10 иллюстрирует первый иллюстративный вариант осуществления определения местоположения мягких пилот-символов;
фиг.11 иллюстрирует второй иллюстративный вариант осуществления определения местоположения мягких пилот-символов;
фиг.12 - функциональная блок-схема примерного варианта осуществления двухпроходного G-многоотводного приемника; и
фиг.13 - блок-схема последовательности этапов, иллюстрирующая иллюстративный вариант осуществления способа обработки, выполняемого с помощью двухпроходного G-многоотводного приемника согласно настоящему изобретению.
Осуществление изобретения
Для связи с высокой скоростью передачи данных используют модуляции более высокого порядка, такие как 16QAM и 64QAM, чтобы увеличить спектральную эффективность. В соответствии с первым вариантом осуществления настоящего изобретения передатчик обозначает определенные символы в последовательности данных как, так называемые, “мягкие пилот-символы” с помощью использования конкретной альтернативной модуляции для этих символов. Порядок конкретной модуляции и местоположение для этих символов (с точки зрения времени, кода и/или частоты) являются известными приемнику или сигнализируемыми приемнику. Приемник использует мягкие пилот-символы, чтобы получить первоначальную оценку параметров сигнала, таких как ответвления канала и матрица корреляции. После первой демодуляции выбранные символы могут быть использованы в качестве эффективных пилот-символов во втором проходе оценки параметра. С помощью ограничения выбранных мягких пилот-символов до более низкой модуляции, чем остальных символов в последовательности, их выборы являются достаточно надежными, чтобы сделать их полезными пилот-символами. Мягкие пилот-символы являются иными, чем традиционные фиксированные пилот-символы, в том, что некоторую пропускную способность данных переносят с помощью этих мягких пилот-символов. Таким образом, замена традиционных фиксированных пилот-символов мягкими пилот-символами улучшает пропускную способность данных.
Фиг.1 - блок-схема последовательности этапов, иллюстрирующая этапы иллюстративного варианта осуществления способа настоящего изобретения. На этапе 11 радиосигнал передают с некоторыми символами, имеющими более высокую надежность (например, с помощью модуляции более низкого порядка), чем другие переданные символы. На этапе 12 радиосигнал принимают, и символы более высокой надежности сначала демодулируют, чтобы сформировать мягкие пилот-символы. На этапе 13 мягкие пилот-символы используют в качестве известных символов для оценки канала и демодуляции символов модуляции более высокого порядка. На этапе 14 данные извлекают, как из мягких пилот-символов, так и из символов модуляции более высокого порядка.
Иллюстративный вариант настоящего изобретение задает тип модуляции и местоположение (время/частоту/код) мягких пилот-символов с последовательности данных. В соответствии с вариантом осуществления изобретения точки совокупности мягких пилот-символов берут в качестве поднабора совокупности модуляции более высокого порядка для передачи данных, такой как 16QAM или 64QAM. Передатчик может использовать заданную модуляцию более низкого порядка для пилот-символов, такую как двоичная фазовая манипуляция (BPSK) или квадратурная фазовая манипуляция (QPSK). Для остатка последовательности символов передатчик может использовать модуляцию более высокого порядка (например, 16QAM или 64QAM). Эти заданные местоположения мягких пилот-символов и тип (типы) модуляции являются известными приемнику. Приемник может знать информацию априори или посредством сигнализации.
Таким образом, настоящее изобретение передает символы модуляции более низкого порядка, вставленные среди символов модуляции более высокого порядка, а приемник выполняет связанные действия, чтобы использовать символы модуляции более низкого порядка в качестве эффективных пилот-символов. Символ может переносить диапазон числа бит m: бит m=0 соответствует чистому пилот-сигналу, бит m=1 соответствует BPSK, биты m=2 соответствуют QPSK и т.д. до максимального числа M (=6 для 64QAM). Если допускают для простоты, что все символы имеют одинаковую энергию, тогда энергия бита и надежность бита уменьшаются с m. Таким образом, символы могут быть использованы в качестве пилот-символов разных уровней надежности, и приемник может выполнять оценки параметров в множестве проходов.
Фиг.2 изображает отображение бит данных в точки в совокупности для 16QAM в одном иллюстративном варианте осуществления настоящего изобретения. Четыре угловые точки совокупности 16QAM (изображенные на фигуре как отмеченные точки) взяты в качестве совокупности для мягких пилот-символов. Можно без труда распознать два признака этого варианта осуществления. Во-первых, совокупность мягких пилот-символов является эквивалентной масштабированной совокупности QPSK. Таким образом, она предлагает преимущества постоянной огибающей и более высокой средней мощности. Во-вторых, точки совокупности мягких пилот-символов могут быть легко адресованы с помощью совокупности более высокого порядка с помощью сохранения поднабора фиксированных меток бит. В примере, изображенном на фиг.2, точки совокупности мягких пилот-символов являются точками с последними двумя фиксированными метками бит в “11”.
Как замечено, использование мягких пилот-символов заставляет переданные символы 16QAM или 64QAM иметь более высокую среднюю мощность. Например, если один из десяти символов для одного кода канализации является мягким пилот-символом, среднюю мощность увеличивают на 0,15 дБ для 16QAM и на 0,54 дБ для 64QAM. В качестве альтернативы, если имеется пятнадцать кодов канализации, и один из десяти символов для одного из пятнадцати кодов канализации, среднюю мощность увеличивают только на 0,02 дБ для 16QAM и на 0,04 дБ для 64QAM. На практике переданная мощность может быть обязательно увеличена на эти величины при использовании мягких пилот-символов. Однако понятно, что результирующую производительность системы улучшают с помощью использования мягких пилот-символов.
Фиг.3 изображает отображение бит данных в точки в совокупности для 16QAM в соответствии с другим иллюстративным вариантом осуществления настоящего изобретения. В этом варианте осуществления размер совокупности мягких пилот-символов расширен, чтобы позволить более высокую пропускную способность для переноса данных. Однако совокупность мягких пилот-символов обеспечивает признак постоянной квадратурной амплитуды, который может быть использован, чтобы получать опорный указатель амплитуды. Точки совокупности мягких пилот-символов адресуют в совокупности более высокого порядка с помощью фиксации метки последнего бита в “1”. Специалистам в данной области техники понятно, что может быть задана альтернативная совокупность мягких пилот-символов с помощью фиксации метки третьего бита в “1”, обеспечивая постоянную синфазную амплитуду.
Генерация мягких пилот-символов в HSPA
Введение мягких пилот-символов уменьшает число закодированных бит канала, которые могут быть перенесены с помощью сигнала передачи. Уменьшение закодированных бит канала может быть осуществлено с помощью двух разных подходов, описанных ниже.
Фиг.4 иллюстрирует существующую цепочку кодирования канала для высокоскоростного совместно используемого канала нисходящей линии связи (HS-DSCH). В первом подходе для осуществления уменьшения закодированных бит канала поведение всей цепочки кодирования канала изменяют аналогично поведению для HS-DSCH. Однако последствием является не просто другое число закодированных бит, выводимых с помощью “функциональных возможностей HARQ физического уровня”, а скорее существенное повторное конструирование и переопределение некоторых взаимосвязанных и сложных процедур физического уровня в “функциональных возможностей HARQ физического уровня”, “сегментации физического канала”, ”перемежении HS-DSCH” и ”переупорядочивании совокупности”. Такое существенное повторное конструирование критичной цепочки кодирования канала будет делать большую часть существующего осуществления устаревшим и будет трудно совместно существовать с новыми и традиционными приборами в сети.
Фиг.5 иллюстрирует цепочку кодирования канала для HS-DSCH в иллюстративном варианте осуществления настоящего изобретения. Во втором, предпочтительном подходе для осуществления уменьшения закодированных бит канала, мягкие пилот-символы предпочтительно генерируют с помощью прокалывания низкого уровня закодированных бит канала до стадий “отображения физического канала” цепочки кодирования канала. Таким образом, предпочтительный вариант осуществления делает присутствие мягких пилот-символов прозрачным для стадий “функциональных возможностей HARQ физического уровня”, “сегментации физического канала”, ”перемежения HS-DSCH” и ”переупорядочивания совокупности”.
Фиг.6 - блок-схема последовательности этапов, иллюстрирующая обзор процесса генерации мягких пилот-символов в иллюстративном варианте осуществления настоящего изобретения. В HSDPA процедура собирания бит в функциональных возможностях HARQ физического канала и перемежении канала HS-DSCH сконструирована с возможностью отображения систематических турбо закодированных бит, если присутствуют, в метки первых бит 16QAM или 64QAM, насколько возможно. Целью этого конструирования является гарантировать, чтобы важные систематические турбо закодированные биты передавали через канал с более высокой надежностью. Как изображено на фиг.6, это выполняют в перемежителе канала с помощью использования попарного мультиплексирования бит и независимых прямоугольных перемежителей. Когда модуляция данных основана на QPSK, только цепочка первого прямоугольного перемежителя является активной. Когда модуляция данных основана на 16QAM, активными являются цепочки первого и второго перемежителя. Все три цепочки являются активными, когда данные переносят с помощью 64QAM. Соединенные с присваиванием меток, заданным в 3GPP, “Technical Specification Group Radio Access Network; Spreading and Modulation (FDD)”, TS 25.213 v8, биты в первой цепочке передают через канал с самой высокой надежностью. Биты в третьей цепочке передают с самой низкой надежностью. Следовательно, в первоначальных передачах систематические биты обычно передают через первую цепочку, насколько возможно. Для первоначальных передач параметры HARQ обычно устанавливают таким образом, чтобы эффективно обходить “переупорядочивание совокупности”. Для специалистов в данной области техники будет очевидно, что мягкие пилот-символы могут быть вставлены прямо после перемежения канала. Для повторных передач параметры HARQ могут быть использованы для того, чтобы отдать приказ “переупорядочивания совокупности”, чтобы эффективно повторно передать закодированные биты канала с другой надежностью. Мягкие пилот-символы могут быть вставлены в сигнал после процедуры “переупорядочивания совокупности”.
Фиг.7 - блок-схема последовательности этапов, иллюстрирующая процесс генерации мягких пилот-символов для HS-DSCH в иллюстративном варианте осуществления настоящего изобретения. Входы закодированных бит обозначены с помощью
Figure 00000001
, а выходы обозначены с помощью
Figure 00000002
. Обычно введенные биты передают на выход без изменения:
Figure 00000003
. Если масштабированный мягкий пилот-символ QPSK (такой, как символ, изображенный на фиг.2) вставляют, чтобы заменить символ данных 16QAM, тогда
Figure 00000004
,
Figure 00000005
,
Figure 00000006
и
Figure 00000007
. Если масштабированный мягкий пилот-символ QPSK вставляют, чтобы заменить символ данных 64QAM, тогда
Figure 00000004
,
Figure 00000005
,
Figure 00000006
,
Figure 00000007
,
Figure 00000008
и
Figure 00000009
.
Если мягкий пилот-символ с постоянной квадратурной амплитудой (такой как изображен на фиг.3) вставляют, чтобы заменить символ данных 16QAM, тогда
Figure 00000004
,
Figure 00000005
,
Figure 00000006
и
Figure 00000007
. Если мягкий пилот-символ с постоянной квадратурной амплитудой вставляют, чтобы заменить символ данных 64QAM, тогда
Figure 00000010
,
Figure 00000011
,
Figure 00000012
,
Figure 00000007
,
Figure 00000013
и
Figure 00000009
. Если мягкий пилот-символ с постоянной синфазной амплитудой вставляют, чтобы заменить символ данных 16QAM, тогда
Figure 00000010
,
Figure 00000011
,
Figure 00000012
и
Figure 00000007
. Если мягкий пилот-символ с постоянной синфазной амплитудой вставляют, чтобы заменить символ данных 64QAM, тогда
Figure 00000010
,
Figure 00000011
,
Figure 00000012
,
Figure 00000007
,
Figure 00000013
и
Figure 00000009
.
Генерация мягких пилот-символов для усовершенствованного специализированного канала (E-DCH)
Фиг.8 - блок-схема последовательности этапов, иллюстрирующая процесс генерации мягких пилот-символов для E-DCH в иллюстративном варианте осуществления настоящего изобретения. Чтобы выполнить надежную идентификацию, аналогичную идентификации в HS-DSCH, процедура собирания бит в функциональных возможностях HARQ физического уровня и перемежение канала сконструированы с возможностью отображения систематических турбо закодированных бит, если присутствуют, в метки первых бит 4РАМ, насколько возможно. В соответствии с предпочтительным вариантом осуществления мягкие пилот-символы генерируют после перемежения канала E-DCH.
Фиг.9 - функциональная блок-схема иллюстративного варианта осуществления структуры перемежителя для E-DCH. Перемежение канала облегчают с помощью ветвей двух прямоугольных перемежителей, когда данные переносят с помощью 4РАМ. Входы закодированных бит в “генерацию мягких пилот-символов” обозначены с помощью
Figure 00000014
, а выходы обозначены с помощью
Figure 00000015
.
Обычно введенные биты передают на выход без изменения:
Figure 00000016
. Если масштабированный мягкий пилот-символ BPSK вставляют, чтобы заменить символ данных 4РАМ, тогда
Figure 00000017
,
Figure 00000018
.
В соответствии с предпочтительным вариантом осуществления мягкие пилот-символы генерируют с помощью прокалывания закодированных бит канала в фиксированных местоположениях (с точки зрения времени и кода/частоты). На стороне приемника мягкие значения, соответствующие проколотым битам, устанавливают в ноль. С помощью этого использование мягких пилот-символов не вносит никаких изменений в операцию, дополнительную, согласованию скорости ядра и в осуществление декодера канала.
Также следует заметить, что в соответствии с этим вариантом осуществления мягкие пилот-символы генерируют с помощью прокалывания закодированных бит канала, которые отображают в метки наименее надежных бит. Поскольку мягкие значения, соответствующие этим битам низкой надежности, обычно являются очень малыми, установка их в ноль вносит пренебрежительно малое влияние в общую производительность кодирования канала.
Местоположение мягких пилот-символов
Мягкие пилот-символы могут быть встроены в одном и том же коде, в одном отдельном коде, в разных антеннах в системах с множеством входов и множеством выходов (MIMO), и тому подобных. Размещение может быть координировано таким образом, что мягкие пилот-символы либо совпадают, либо не совпадают в разных кодах и/или антеннах.
Мягкие пилот-символы могут быть вставлены в сигнал несколькими практическими способами:
1. HSPA - один код, назначенный пользователю HSPA, использует мягкие пилот-символы, в то время как другие коды, назначенные тому же пользователю, используют модуляцию более высокого порядка.
2. HSPA - определенные символы данных в каждом коде, назначенном пользователю HSPA, являются мягкими пилот-символами, в то время как остальные символы в кодах являются традиционными символами данных. Например, символы от 0 по N-1 в коде А, N по 2N-1, в коде В и т.д. могут быть мягкими пилот-символами.
3. HSPA - символы N по 2N являются мягкими пилот-символами во всех кодах, назначенных пользователю HSPA, в то время как остальные символы в кодах, назначенных тому же пользователю, являются традиционными символами данных.
4. Долгосрочное развитие (LTE) - заменить пилот-символы демодуляции мягкими пилот-символами для некоторых (или всех) встроенных пилот-символов демодуляции.
Следующие варианты осуществления сконструированы с дополнительным рассмотрением (а) поддержки изменяющихся во времени каналов, (b) минимизации влияния на производительности кодирования, и (с) уменьшения влияния на отношение максимального к среднему (PAR).
Фиг.10 иллюстрирует первый иллюстративный вариант осуществления местоположения мягких пилот-символов. Мягкие пилот-символы расширены во времени, чтобы обеспечить более надежный указатель для изменяющихся во времени каналов. Точное местоположение символов может быть задано с помощью периодических шаблонов. Чтобы предусмотреть усреднение для уменьшения шума оценки, мягкие пилот-символы могут быть представлены более чем в одном коде в одних и тех же местоположениях расширения. В противоположность концентрации пилот-символов, только в один код (или очень мало кодов), шаблон расширения по кодам минимизирует влияние на общую производительность декодирования канала.
Фиг.11 иллюстрирует второй иллюстративный вариант осуществления местоположения мягких пилот-символов. Вариант осуществления, ранее проиллюстрированный на фиг.10, подходит только, если мягкие пилот-символы не способствуют существенному увеличению PAR. Если увеличение PAR представляет интерес, может быть принят вариант осуществления фиг.11. Местоположения мягких пилот-символов между разными кодами являются смещенными, чтобы уменьшить увеличение PAR.
Использование мягких пилот-символов обеспечивает несколько преимуществ. Во-первых, мягкие пилот-символы являются более надежными, чем окружающие символы, таким образом, обеспечивая надежную оценку параметра, управляемую решением. Во-вторых, мягкие пилот-символы могут по-прежнему переносить некоторые данные, в противоположность фиксированным пилот-смиволам, которые не позволяют никакой пропускной способности данных для символа. В-третьих, с помощью делания мягких пилот-символов символами модуляции с “постоянной огибающей”, вставленными среди символов модуляции более высокого порядка, мягкие пилот-символы становятся особенно полезными при установлении опорного указателя амплитуды, существенного для демодуляции символов модуляции более высокого порядка.
Использование мягких пилот-символов является применимым к любой проводной или беспроводной системе связи. Мягкие пилот-символы обеспечивают более высокую пропускную способность данных, чем традиционные схемы с помощью пилот-символов, и не жертвуют производительностью, как делают большинство схем слепой оценки. Подход мягких пилот-символов требует, чтобы приемник использовал подход с помощью данных. Однако в противоположность традиционным подходам с помощью данных, настоящее изобретение задает модуляцию и местоположение (во времени/коде/частоте) мягких пилот-символов таким образом, чтобы приемник узнавал, что имеются определенные символы высокого качества, которые могут быть использованы в подходе с помощью данных. Алгоритмы оценки приемника, основанные на таких символах, являются менее склонными к ошибкам и обеспечивают существенно хорошие оценки параметра и/или качества сигнала.
Приемник HSPA, который может использовать такие мягкие пилот-символы, полностью описан ниже в иллюстративном варианте осуществления, состоящем из универсального многоотводного приемника (G-многоотводного приемника) с помощью данных. В качестве пояснения, G-многоотводный приемник принимает и обрабатывает сигналы WCDMA, испытывающие помехи в распределенных каналах. Эти помехи состоят из собственных помех (межсимвольных помех), помех множественного доступа (помех вследствие помех ненулевой взаимной корреляции) и помех от другой ячейки (нисходящей линии связи) или другого пользователя (восходящей линии связи). Эти помехи должны быть подавлены, для того чтобы достичь хорошей пропускной способности HSDPA. Кроме того, требования увеличенной пропускной способности, установленные с помощью 3GPP для приемников типа 2 (терминала с одной антенной) и типа 3 (терминала с двумя антеннами), не могут быть удовлетворены без подавления помех.
Линейные способы для подавления помех, обычно распадаются на категории выравнивания уровня элементов сигнала или уровня символов. Выравнивание уровня символов следует обычной архитектуре многоотводного приемника, в которой снимают расширение принятых данных уровня элементов сигнала с множеством задержек, а затем объединяют множество отображений. Выравнивание уровня элементов сигнала изменяет последовательность этих операций на обратную, принятые данные элементов сигнала сначала объединяют с использованием линейного фильтра, а затем снимают расширение с одной задержкой. Этим методы обычно являются эквивалентными с точки зрения производительности.
Фиг.12 - функциональная блок-схема G-многоотводного приемника 20, который может быть модифицирован, чтобы использовать настоящее изобретение. Например, приемник может быть осуществлен в подвижном терминале или другом беспроводном устройстве связи. Сигналы расширенного спектра передают через радиоканал и принимают в одной или более антенн приемника. Процессор радиоприемника (не изображен) генерирует последовательности выборок 21 преобразованного в цифровой вид сигнала основной полосы частот из принятого сигнала и вводит их в G-многоотводный приемник. В свою очередь, G-многоотводный приемник 20 демодулирует принятые выборки сигнала, чтобы создать оценки 22 мягких значений или бит. Эти оценки предоставляют в одну или более дополнительных схем обработки (не изображены) для дополнительной обработки, такой как декодирование с упреждающей коррекцией ошибок (FEC) и преобразование в речь, текст или графические изображения и тому подобной. Специалисты в данной области техники поймут, что конкретный тип (типы) информации, переносимый с помощью принятого сигнала, и конкретные этапы обработки, примененные с помощью приемника 20, являются функцией от его подразумеваемого использования и типа.
Полное описание G-многоотводного приемника, походящего для использования с мягкими пилот-символами согласно настоящему изобретению, предоставлено в принадлежащей правообладателю настоящей заявки опубликованной заявке на патент США № 2005/0201447, раскрытие которой в полном объеме включено в настоящее описание путем ссылки.
Обращаясь сначала к выравниванию уровня символов, весовые коэффициенты объединения G-многоотводного приемника выполняют когерентное объединение, а также подавление помех. Весовые коэффициенты объединения задают с помощью:
Figure 00000019
где
Figure 00000020
- матрица ковариации искажений, а h - вектор результирующих коэффициентов канала. Следует заметить, что понятие “искажения” включает в себя, как помехи, так и шум, в то время как понятие “результирующий коэффициент канала” относится к коэффициенту канала, который включает в себя результаты фильтров передачи и приема, а также замирание канала.
Имеются два основных способа для осуществления G-многоотводного приемника. Эти способы обычно известны как непараметрический и параметрический. В настоящей заявке непараметрический способ фокусируется на подходе, взятом, чтобы получать матрицу ковариации искажений. Непараметрический способ (способы) является слепым и оценивает
Figure 00000020
непосредственно из наблюдаемых данных. Параметрический способ допускает лежащую в основе модель и вычисляет
Figure 00000020
из параметров модели. Примеры обоих способов предоставлены ниже.
Имеются два способа, чтобы можно было получить непараметрическую оценку матрицы ковариации искажений. Первый подход использует пилот-канал, чтобы оценивать величины, основанные на интервале времени:
Figure 00000021
Используя эти величины, матрица ковариации искажений может быть получена из:
Figure 00000022
Другой подход для генерации непараметрической оценки матрицы ковариации искажений в включает в себя использование незанятых кодов трафика, как описано в принадлежащей правообладателю настоящей заявки и также находящейся в рассмотрении заявке на патент США № 12/135268, поданной 9 июня 2008 года. Значения со снятым расширением для этих кодов содержат только выборки искажений. Эти выборки искажений могут быть использованы, чтобы непосредственно оценивать
Figure 00000023
следующим образом:
Figure 00000024
В этом уравнении
Figure 00000025
- вектор со снятым расширением символов трафика для q-го кода в течение k-го интервала символа,
Figure 00000026
- число символов на код и
Figure 00000027
- число кодов.
Параметрический подход для генерации матрицы ковариации искажений зависит от модели для помех, как описано в принадлежащей правообладателю настоящей заявки опубликованной заявке на патент США № 2005/0201447. Эта модель зависит от радиоканала (радиоканалов) между UE и J базовыми станциями, создающими помехи, модель для матрицы ковариации искажений задают с помощью:
Figure 00000028
где
Figure 00000029
В этом уравнении
Figure 00000030
- полная энергия элементов сигнала для базовой станции j,
Figure 00000031
- вектор коэффициентов радиоканала (среды) для канала между UE и j-й базовой станцией,
Figure 00000032
представляет свертку фильтров формы импульсов приема и передачи, оцененных в
Figure 00000033
,
Figure 00000034
- вектор L задержек канала, соответствующих каналу между UE и j-й базовой станцией,
Figure 00000035
- время элемента сигнала, и
Figure 00000036
- задержка k-го отвода, используемого с помощью UE.
Выравнивание элементов сигнала описано в G. Kutz и др. “Sparse Chip Equalizer for DS-CDMA Downlink Receivers”, IEEE Communication Letters, vol.9, no.1, pp. 10-12, 2005. В соответствии с Kutz принятый сигнал на уровне элементов сигнала задают с помощью:
Figure 00000037
В этом уравнении r - блок N+L-1 принятых элементов сигнала, H матрица свертки Топлица размера
Figure 00000038
, столбцы которой являются сдвинутыми во времени версиями импульсной характеристики канала h с расширением задержки L (версия разделенных промежутками элементов сигнала или подэлементов сигнала результирующих коэффициентов канала), v представляет белый Гауссов шум вследствие шума соседних базовых станций и терминала, и с - переданная последовательность элементов сигнала. Фильтр f эквалайзера элементов сигнала, который подавляет помехи в уравнении (7) является решением для:
Figure 00000039
где
Figure 00000040
Figure 00000041
= матрице скремблирования и расширения размера
Figure 00000042
p = последовательность элементов сигнала пилот-символов.
Следует заметить, что допускают, что имеются S пилот-символов на блок данных, и, что столбцы матрицы R являются сдвинутыми во времени версиями принятого сигнала r уровня элементов сигнала.
Аналогично G-многоотводному приемнику, имеются несколько способов, чтобы генерировать фильтр эквалайзера элементов сигнала. Один способ может использовать параметрический подход, непараметрический подход и подход прямой адаптации. Параметрическая и непараметрическая формы отличаются (прежде всего) тем, как вычисляют матрицу A. Непараметрическая форма использует данные принятых элементов сигнала непосредственно, чтобы вычислять матрицу A с помощью:
Figure 00000043
В противоположность, параметрическая форма работает вместо этого с импульсной характеристикой канала и мощностями обслуживающей базовой станции и белым Гауссовым шумом. Составляющие матрицы A для параметрической формы могут быть записаны как:
Figure 00000044
где
Figure 00000045
- задержка k-го ответвления эквалайзера элементов сигнала,
Figure 00000046
- мощность обслуживающей базовой станции, и
Figure 00000047
- мощность белого Гауссова шума. Подход прямой адаптации рассматривает проблему выравнивания как проблему адаптивной фильтрации. Она использует общеизвестный пилот-сигнал в качестве известной ссылки на цепочку ответвлений фильтра с использованием любого из общеизвестных алгоритмов адаптивного фильтра (LMS, RLS и т.д.).
Существующие параметрический и непараметрический подходы выравнивания имеют разные сильные и слабые стороны. Сильные и слабые стороны параметрического/непараметрического подходов G-многоотводного приемника описаны ниже. Допускают, что эти сильные стороны/слабые стороны также имеют силу для выравнивания элементов сигнала.
Сильной стороной параметрического подхода является то, что производительность (BER, BLER или пропускная способность) является относительно нечувствительной к скорости UE. Главной слабой стороной параметрического подхода является то, что он зависит от информации о канале, обнаруженной с помощью устройства поиска маршрута/устройства оценки задержки. Если эта информация является неправильной, тогда фактический цвет искажений не будет смоделирован, давая в результате ухудшение производительности.
Сильной стороной непараметрического подхода является то, что он является слепым методом. Не имеется специфичной модели для помех, таким образом, все помехи захватывают с помощью подхода оценки. Однако этот слепой подход также косвенно является слабой стороной. Слепые подходы обычно требуют значительного количества “обучающих” данных, чтобы хорошо выполняться. Пилот-канал имеет только 10 символов на интервал времени, таким образом, подход, основанный на пилот-сигнале, к оценке ковариации требует значительного сглаживания (фильтрации), чтобы работать хорошо. Сглаживание ограничивает эффективность подхода к низкой скорости. Подход неиспользованного кода является очень эффективным, если может быть идентифицирован набор неиспользованных кодов. Однако идентификация неиспользованных кодов в нисходящей линии связи является достаточно проблематичной.
Следует заметить, что имеется дополнительная слабая сторона, присущая существующим методам выравнивания. По-видимому, в них есть не уменьшаемый минимальный уровень ошибок (т.е. наименьший уровень производительности) для практических осуществлений приемника на основании существующего стандарта. Такое явление не имеет место для идеального приемника. Для того чтобы увеличить максимальные скорости данных, предложенные на практике, практический приемник должен более близко подражать производительности идеального приемника. Предполагают, что версия 9 WCDMA добавить больше пилот-символов, таким образом, чтобы приемники непараметрической и/или прямой адаптации выполнялись лучше. Настоящее изобретение предлагает альтернативу этому подходу, которая уменьшает максимальную пропускную способность только незначительно, но все же, выполняется близко к производительности идеального приемника.
В двухпроходном G-многоотводном приемнике согласно настоящему изобретению первый проход вычисляет набор “приближенных” или “грубых” весовых коэффициентов объединения. Эти весовые коэффициенты объединения используют, чтобы когерентно объединять символы из одного или более кодов трафика. Объединенные значения повторно масштабируют в некоторую целевую мощность совокупности и принимают жесткие решения символов (т.е. без участия декодера). Жесткие решения символов затем используют в качестве пилот-символов демодуляции, а матрицу ковариации искажений повторно вычисляют непараметрическим способом с использованием этих пилот-символов демодуляции. Из повторно вычисленной матрицы ковариации искажений вычисляют набор весовых коэффициентов объединения второго прохода. Эти весовые коэффициенты объединения используют, чтобы когерентно объединять все данные трафика. При использовании мягких пилот-символов работа приемника является такой же, за исключением того, что весовые коэффициенты объединения первого прохода применяют только к мягким пилот-символам.
Фиг.13 - блок-схема последовательности этапов, иллюстрирующая иллюстративный вариант осуществления способа обработки, выполняемого с помощью двухпроходного приемника G-многоотводного приемника настоящего изобретения. На этапе 31 создают весовые коэффициенты объединения первого прохода. На этапе 32а значения со снятым расширением для одного или более кодов когерентно объединяют с использованием весовых коэффициентов объединения первого прохода. В качестве альтернативы процесс может перейти на этап 32b, где значения со снятым расширением, соответствующие мягким пилот-символам, когерентно объединяют, чтобы создать оценки символов. На этапе 33 оценки символов повторно масштабируют в некоторую целевую мощность совокупности. На этапе 34 принимают жесткие решения символов относительно повторно масштабированных оценок символов с учетом совокупности, используемой для передачи. На этапе 35 жесткие решения символов используют, чтобы непараметрическим способом оценить матрицу ковариации искажений. На этапе 36 вычисляют весовые коэффициенты объединения второго прохода с использованием оцененной матрицы ковариации искажений. На этапе 37 объединяют все данные трафика с использованием весовых коэффициентов объединения второго прохода.
Этот процесс может быть реализован разными способами по сценарию. Для сценариев однопотоковой SISO/SIMO/MIMO имеются два варианта. Аналогично для сценария MIMO имеются, по меньшей мере, два варианта. Каждый вариант описан в альтернативном варианте осуществления ниже.
Сначала будет описан вариант осуществления уровня символов однопотоковой SISO/SIMO. Для первого прохода демодуляции весовые коэффициенты объединения вычисляют с помощью:
Figure 00000048
где
Figure 00000049
В вышеприведенном уравнении
Figure 00000050
представляет вектор значений со снятым расширением обычных пилот-сигналов, соответствующих m-му интервалу пилот-символа в течение n-го интервала времени,
Figure 00000051
представляет вектор значений со снятым расширением трафика, соответствующих k-му интервалу символа трафика в течение n-го кода для с-го кода,
Figure 00000052
- число обычных пилот-символов на интервал времени,
Figure 00000053
- число кодов трафика, используемое для оценки, и
Figure 00000054
- число символов данных на интервал времени.
Допускают, что один код трафика используют, чтобы создать оценки символов (замечание: нижеследующее может быть легко распространено на множество кодов трафика). Весовые коэффициенты первого прохода
Figure 00000055
применяют к коду f трафика, чтобы создать оценки символов с помощью:
Figure 00000056
Эти оценки символов преобразуют в жесткие решения символов с помощью нормализации энергии оценки символов в некоторую целевую мощность совокупности (например, единицу), а затем выбирают точку совокупности, самую близкую к каждой оценке символа. Эта процедура может быть описана математически как:
Figure 00000057
где k(j) - значение j-ой точки совокупности, взятой из набора точек S совокупности. Жесткие решения затем используют, чтобы составить более точную оценку матрицы ковариации искажений с помощью:
Figure 00000058
Более точную оценку матрицы ковариации искажений затем используют, чтобы вычислить весовые коэффициенты объединения второго прохода:
Figure 00000059
Figure 00000060
и весовые коэффициенты объединения второго прохода используют, чтобы когерентно объединить все данные трафика со снятым расширением.
Другой вариант осуществления является вариантом осуществления уровня элементов сигнала/уровня символов однопотоковой SISO/SIMO. Этот вариант осуществления является идентичным варианту осуществления уровня символов, за исключением того, что матрицу
Figure 00000061
, используемую для того, чтобы вычислить весовые коэффициенты объединения первого прохода
Figure 00000062
вычисляют из данных уровня элементов сигнала. Непараметрический способ для реализации этого описан выше в разделе предшествующего уровня техники. Конкретно, принимают способ уравнения (9), в котором столбцы матрицы R являются сдвинутыми во времени версиями принятого сигнала r уровня элементов сигнала. Выполняют установку
Figure 00000063
, а затем вычисляют весовые коэффициенты объединения первого прохода. Остальная часть варианта осуществления имеет место на уровне символов и является идентичной варианту осуществления уровня символов однопотоковой SISO/SIMO.
Другой вариант осуществления является вариантом осуществления уровня символов двухпотоковой MIMO. Это описание допускает, что используют схему передачи MIMO D-TxAA, стандартизированную в версии 7 WCDMA, хотя изобретение является достаточно обобщенным, чтобы охватывать другие схемы MIMO 2Ч2. Для первого прохода демодуляции весовые коэффициенты объединения вычисляют с помощью:
Figure 00000064
где
Figure 00000065
В вышеприведенном уравнении
Figure 00000066
представляет вектор значений со снятым расширением обычных пилот-сигналов, соответствующих m-му интервалу пилот-символа в течение n-го интервала времени,
Figure 00000067
представляет вектор значений трафика со снятым расширением, соответствующих k-му интервалу символа трафика в течение n-го кода для с-го кода,
Figure 00000068
- число обычных пилот-символов на интервал времени,
Figure 00000069
- число кодов трафика, используемое для оценки, и
Figure 00000070
- число символов данных на интервал времени,
Figure 00000071
- m-й пилот-символ, переданный из антенны 1,
Figure 00000072
- m-й пилот-символ, переданный из антенны 2, а b1 и b2 - столбцы матрицы B предварительного кодирования, используемой для передачи потоков 1 и 2 (т.е. B=[b1 b2]).
Заявители допускают, что один код трафика используют, чтобы создать оценки символов (замечание: нижеследующее может быть легко распространено на множество кодов трафика). Весовые коэффициенты объединения первого прохода
Figure 00000073
и
Figure 00000074
применяют к коду f трафика, чтобы создать оценки символов с помощью:
Figure 00000075
Эти оценки символов преобразуют в жесткие решения символов с помощью нормализации энергии оценки символов в некоторую целевую мощность совокупности, а затем выбирают точку совокупности, самую близкую к каждой оценке символа. Эта процедура может быть описана математически как:
Figure 00000076
где k(j) - значение j-й точки совокупности, взятой из набора точек S совокупности.
Затем жесткие решения используют, чтобы составить более точную оценку матрицы ковариации искажений с помощью
Figure 00000077
Более точную оценку матрицы ковариации искажений затем используют, чтобы вычислить весовые коэффициенты объединения второго прохода
Figure 00000078
и весовые коэффициенты объединения второго прохода используют, чтобы когерентно объединять все данные трафика со снятым расширением для обоих потоков.
Замечание: для первого прохода приемника
Figure 00000079
может быть получена с использованием параметрического представления G-многоотводного приемника. Для этого подхода имеется существенное преимущество, если используют модуляцию QAM.
Другой вариант осуществления является вариантом осуществления уровня элементов сигнала/уровня символов двухпотоковой MIMO. Этот вариант осуществления является идентичным варианту осуществления уровня символов, за исключением того, что матрицу
Figure 00000079
, используемую для того, чтобы вычислить весовые коэффициенты объединения первого прохода
Figure 00000080
вычисляют из данных уровня элементов сигнала. Непараметрический способ для реализации этого описан выше. Конкретно, принимают способ уравнения (9), в котором столбцы матрицы R являются сдвинутыми во времени версиями принятого сигнала r уровня элементов сигнала. Выполняют установку
Figure 00000081
, а затем вычисляют весовые коэффициенты объединения первого прохода. Остальная часть варианта осуществления имеет место на уровне символов и является идентичной варианту осуществления уровня символов двухпотоковой MIMO.
Как поймут специалисты в данной области техники, новые концепции, описанные в настоящей заявке, могут быть модифицированы и изменены относительно большого разнообразия применений. Таким образом, объем патентуемого объекта не должен быть ограничен каким-либо из конкретных иллюстративных походов, описанных выше, но вместо этого определяется нижеследующей формулой изобретения.

Claims (16)

1. Способ обработки принятого радиосигнала в универсальном многоотводном (G-многоотводном) приемнике, который включает в себя последовательность переданных символов, причем упомянутый способ содержит этапы, на которых:
вычисляют набор приближенных весовых коэффициентов объединения в первом проходе,
идентифицируют набор мягких пилот-символов в последовательности, причем мягкие пилот-символы модулируют с помощью модуляции более низкого порядка, чем остальные символы в последовательности,
используют приближенные весовые коэффициенты объединения, чтобы когерентно объединить значения снятия расширения, соответствующие мягким пилот-символам, чтобы создать оценки символов,
принимают жесткие решения символов без использования декодера в оценке символов с учетом совокупности, использованной для передачи,
используют жесткие решения символов в качестве пилот-сигналов демодуляции, чтобы непараметрическим способом оценить матрицу ковариации искажений,
вычисляют набор уточненных весовых коэффициентов объединения во втором проходе с использованием оцененной матрицы ковариации искажений и
объединяют все данные трафика с использованием уточненных весовых коэффициентов объединения.
2. Двухпроходный универсальный многоотводный (G-многоотводный) приемник для обработки принятого радиосигнала, который включает в себя последовательность переданных символов, причем упомянутый приемник содержит:
средство для вычисления набора приближенных весовых коэффициентов объединения в первом проходе,
средство для идентификации набора мягких пилот-символов в последовательности, причем мягкие пилот-символы модулируют с помощью модуляции более низкого порядка, чем остальные символы в последовательности,
средство для использования приближенных весовых коэффициентов объединения, чтобы когерентно объединить значения снятия расширения, соответствующие мягким пилот-символам, чтобы создать оценки символов,
средство для принятия жестких решений символов без использования декодера в оценке символов с учетом совокупности, использованной для передачи,
средство для использования жестких решений символов в качестве пилот-сигналов демодуляции, чтобы непараметрическим способом оценить матрицу ковариации искажений,
средство для вычисления набора уточненных весовых коэффициентов объединения во втором проходе с использованием оцененной матрицы ковариации искажений, и
средство для объединения всех данных трафика с использованием уточненных весовых коэффициентов объединения.
RU2013139159A 2008-06-17 2009-06-15 Приемник и способ для обработки радиосигналов с использованием мягких пилот-символов RU2624101C2 (ru)

Applications Claiming Priority (5)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US7326408P 2008-06-17 2008-06-17
US61/073,264 2008-06-17
US12/239,889 US8750407B2 (en) 2008-06-17 2008-09-29 Transmitter and method for transmitting soft pilot symbols in a digital communication system
US12/239,918 2008-09-29
PCT/IB2009/005942 WO2010004388A2 (en) 2008-06-17 2009-06-15 Transmitter and method for transmitting soft pilot symbols in a digital communication system

Related Parent Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
RU2011101405/08A Division RU2519566C2 (ru) 2008-06-17 2009-06-15 Приемник и способ для обработки радиосигналов с использованием мягких пилот-символов

Publications (2)

Publication Number Publication Date
RU2013139159A RU2013139159A (ru) 2015-02-27
RU2624101C2 true RU2624101C2 (ru) 2017-06-30

Family

ID=41414771

Family Applications (3)

Application Number Title Priority Date Filing Date
RU2013139159A RU2624101C2 (ru) 2008-06-17 2009-06-15 Приемник и способ для обработки радиосигналов с использованием мягких пилот-символов
RU2011101441/08A RU2483458C2 (ru) 2008-06-17 2009-06-15 Передающее устройство и способ передачи нежестких пилотных символов в системе цифровой связи
RU2011101405/08A RU2519566C2 (ru) 2008-06-17 2009-06-15 Приемник и способ для обработки радиосигналов с использованием мягких пилот-символов

Family Applications After (2)

Application Number Title Priority Date Filing Date
RU2011101441/08A RU2483458C2 (ru) 2008-06-17 2009-06-15 Передающее устройство и способ передачи нежестких пилотных символов в системе цифровой связи
RU2011101405/08A RU2519566C2 (ru) 2008-06-17 2009-06-15 Приемник и способ для обработки радиосигналов с использованием мягких пилот-символов

Country Status (11)

Country Link
US (4) US8750407B2 (ru)
EP (5) EP2490387A3 (ru)
JP (3) JP2011526435A (ru)
KR (3) KR101631725B1 (ru)
CN (2) CN102067538B (ru)
CA (2) CA2728052C (ru)
HK (1) HK1157970A1 (ru)
IL (2) IL209570A (ru)
RU (3) RU2624101C2 (ru)
WO (2) WO2010004388A2 (ru)
ZA (1) ZA201008751B (ru)

Families Citing this family (33)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8750407B2 (en) 2008-06-17 2014-06-10 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Transmitter and method for transmitting soft pilot symbols in a digital communication system
US8737319B2 (en) * 2008-12-15 2014-05-27 Samsung Electronics Co., Ltd. Method and apparatus for reducing map overhead in a broadand wireless communication system
US9264097B2 (en) * 2009-06-04 2016-02-16 Qualcomm Incorporated Interference mitigation for downlink in a wireless communication system
US20130336193A1 (en) 2012-06-19 2013-12-19 Qualcomm Incorporated Network information for assisting user equipment
US8699553B2 (en) * 2010-02-19 2014-04-15 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Data-aided SIR estimation
WO2011130873A1 (en) 2010-04-20 2011-10-27 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Method and arrangement of increasing impairment co-variance matrix estimation accuracy
US8582624B2 (en) 2010-10-01 2013-11-12 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method and apparatus for enhancing the accuracy of the estimated covariance matrix in wideband-CDMA systems
US8982866B1 (en) 2010-10-08 2015-03-17 Marvell International Ltd. Data channel noise estimation using control channel
US8737247B1 (en) * 2010-10-08 2014-05-27 Marvell International Ltd. Data channel noise estimation using pilot channel
EP2751111B1 (en) 2011-10-14 2017-04-26 MedImmune Limited Asymmetrical bis-(5H-Pyrrolo[2,1-c][1,4]benzodiazepin-5-one) derivatives for the treatment of proliferative or autoimmune diseases
US8780838B2 (en) 2011-11-18 2014-07-15 Vixs Systems, Inc. Carrier tracking without pilots
JP6093378B2 (ja) * 2012-01-30 2017-03-08 テレフオンアクチーボラゲット エルエム エリクソン（パブル） マルチアンテナ無線通信において共通パイロット信号及び復調パイロット信号を使用する方法、装置及びシステム
EP2634945B1 (en) * 2012-02-29 2014-12-24 Mitsubishi Electric R&D Centre Europe B.V. Method and a device for increasing the amount of information bits comprised in a symbol
WO2013138395A1 (en) * 2012-03-12 2013-09-19 Aviat Networks, Inc. Carrier recovery aided by pilot symbols carrying information
US9313059B2 (en) * 2012-12-21 2016-04-12 Qualcomm Incorporated Data-modulated pilots for phase and gain detectors
EP2840750B1 (en) * 2013-08-22 2020-05-27 Alcatel Lucent Non-deterministic pilot symbol scheme
US9831910B2 (en) 2013-09-16 2017-11-28 Marvell International Ltd. Noise estimation based on control messages destined for other mobile terminals
JP6213181B2 (ja) 2013-11-20 2017-10-18 ヤマハ株式会社 同期再生システム及び同期再生方法
JP2016039381A (ja) 2014-08-05 2016-03-22 富士通株式会社 受信装置、受信方法、及び、無線通信システム
US9844072B2 (en) 2014-09-26 2017-12-12 Qualcomm Incorporated Ultra-low latency LTE uplink frame structure
US9955462B2 (en) 2014-09-26 2018-04-24 Qualcomm Incorporated Ultra-low latency LTE control data communication
US9980257B2 (en) 2014-09-26 2018-05-22 Qualcomm Incorporated Ultra-low latency LTE reference signal transmission
US9992001B2 (en) * 2015-02-11 2018-06-05 Marvell World Trade Ltd. Interference measurement pilot tones
US10383024B2 (en) * 2015-03-10 2019-08-13 Analog Devices, Inc. System and method for efficient fronthaul communication for wireless communication
CN106571867B (zh) * 2015-10-12 2019-02-22 富士通株式会社 光信噪比的监测装置以及接收机
CN107800474A (zh) * 2016-09-07 2018-03-13 富士通株式会社 噪声强度的检测装置、方法以及相干光接收机
CN110870242B (zh) * 2017-06-23 2022-05-31 诺基亚技术有限公司 用于相位跟踪参考信号设计的方法和装置
CN113906704B (zh) * 2019-05-30 2025-01-03 诺基亚技术有限公司 通信系统中的学习
CN110401519B (zh) * 2019-07-10 2021-12-07 中国联合网络通信集团有限公司 一种导频分配方法及装置
CN114070335A (zh) * 2020-08-06 2022-02-18 索尼公司 电子设备、通信方法和存储介质
EP4233222A1 (en) 2020-10-26 2023-08-30 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) Symbol interleaving for parameter estimation
CN115801186B (zh) * 2022-10-27 2024-04-30 天津津航计算技术研究所 一种基于反馈迭代的突发通信Turbo译码方法
WO2024176462A1 (ja) * 2023-02-24 2024-08-29 日本電信電話株式会社 無線通信システム、送信装置、受信装置、無線通信方法、及び無線通信プログラム

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5265128A (en) * 1988-04-07 1993-11-23 Ascom Zelcom Ag Method and device for the digital transmission of information in short-wave radio networks
RU2174743C2 (ru) * 1999-12-31 2001-10-10 Гармонов Александр Васильевич Способ квазикогерентного приема сигнала
US20030072395A1 (en) * 2001-10-17 2003-04-17 Ming Jia Method and apparatus for channel quality measurements
RU2271068C2 (ru) * 1999-05-12 2006-02-27 Квэлкомм Инкорпорейтед Способ оценки амплитуды и фазы в беспроводной системе связи
WO2007112489A1 (en) * 2006-04-03 2007-10-11 National Ict Australia Limited Channel estimation for rapid dispersive fading channels
US20080139237A1 (en) * 2006-12-08 2008-06-12 Aris Papasakellariou Wideband Reference Signal Transmission In SC-FDMA Communication Systems

Family Cites Families (52)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4535352A (en) * 1984-04-16 1985-08-13 At&T Bell Laboratories Technique for generating semi-compatible high definition television signals for transmission over two cable TV channels
JP2934185B2 (ja) * 1996-03-15 1999-08-16 松下電器産業株式会社 Ｃｄｍａセルラ無線基地局装置および移動局装置および送信方法
AU6388699A (en) * 1999-09-13 2001-04-17 Sony Electronics Inc. Method and apparatus for decoding trellis coded direct sequence spread spectrum communication signals
US7079585B1 (en) * 1999-11-23 2006-07-18 Thomson Licensing Gray encoding for hierarchical QAM transmission systems
US7173972B2 (en) * 2000-03-24 2007-02-06 Atheros Communications, Inc. Decoding system and method for digital communications
AU2001277130A1 (en) * 2000-07-21 2002-02-05 Catena Networks, Inc. Method and system for turbo encoding in adsl
US7079574B2 (en) 2001-01-17 2006-07-18 Radiant Networks Plc Carrier phase recovery system for adaptive burst modems and link hopping radio networks
US6904097B2 (en) * 2001-06-01 2005-06-07 Motorola, Inc. Method and apparatus for adaptive signaling in a QAM communication system
JP2003046588A (ja) * 2001-07-27 2003-02-14 Fujitsu General Ltd 多値ｑａｍ復調方法および装置
US7230975B2 (en) * 2001-08-07 2007-06-12 Qualcomm Incorporated Adaptive pilot filter for a wireless communication system
US7248559B2 (en) * 2001-10-17 2007-07-24 Nortel Networks Limited Scattered pilot pattern and channel estimation method for MIMO-OFDM systems
US7000173B2 (en) * 2002-02-11 2006-02-14 Motorola, Inc. Turbo code based incremental redundancy
US7450604B2 (en) * 2002-04-20 2008-11-11 Conexant Systems, Inc. Method and apparatus for establishing circuit connections over local area networks with frequency selective impairments
US6987797B2 (en) * 2002-07-26 2006-01-17 Qualcomm Incorporated Non-parametric matched filter receiver for wireless communication systems
US6909761B2 (en) 2002-12-19 2005-06-21 Motorola, Inc. Digital communication system having improved pilot encoding
JP2004207995A (ja) 2002-12-25 2004-07-22 Matsushita Electric Ind Co Ltd 通信装置および無線通信システム
US7145862B2 (en) 2003-04-08 2006-12-05 Motorola, Inc. Method and apparatus for transmission and reception of data
KR100617843B1 (ko) 2003-07-26 2006-08-28 삼성전자주식회사 적응 안테나 어레이 방식을 사용하는 이동 통신 시스템에서 신호 송수신 시스템 및 방법
US7269205B2 (en) * 2003-09-26 2007-09-11 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method and apparatus for signal demodulation
KR100510551B1 (ko) * 2003-10-10 2005-08-26 삼성전자주식회사 Ｏｆｄｍ 신호 심볼의 공통 위상 에러(ｃｐｅ)를 제거하는ｏｆｄｍ 디모듈레이터 및 그 ｃｐｅ 제거 방법
US7499696B2 (en) * 2003-11-26 2009-03-03 Delphi Technologies, Inc. Method to optimize hierarchical modulation for a diversity system
WO2005081480A1 (en) * 2004-02-19 2005-09-01 Ntt Docomo, Inc. Apparatus and method for estimating an effective channel and apparatus and method for providing pilot sequences
US7673213B2 (en) * 2004-02-19 2010-03-02 Trellisware Technologies, Inc. Method and apparatus for communications using improved turbo like codes
US7339980B2 (en) * 2004-03-05 2008-03-04 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Successive interference cancellation in a generalized RAKE receiver architecture
US8045638B2 (en) * 2004-03-05 2011-10-25 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method and apparatus for impairment correlation estimation in a wireless communication receiver
US7539240B2 (en) 2004-03-12 2009-05-26 Telefonaftiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method and apparatus for parameter estimation in a generalized rake receiver
US7848389B2 (en) * 2004-03-12 2010-12-07 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method and apparatus for scaling parameter estimation in parametric generalized rake receivers
US7536158B2 (en) * 2004-03-29 2009-05-19 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Impairment correlation estimation in a spread spectrum system
KR100932486B1 (ko) * 2004-05-04 2009-12-17 엘지전자 주식회사 무선 이동통신 시스템에서 채널화 코드 할당 방법
EP1605600B1 (en) * 2004-06-08 2014-04-23 Freescale Semiconductors, Inc. Wireless communication unit and method of processing a code division multiple access signal
WO2006004383A1 (en) * 2004-07-07 2006-01-12 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatus and method for transmitting pilot signal in a bwa communication system using transmit antennas
US7907671B2 (en) * 2004-12-03 2011-03-15 Motorola Mobility, Inc. Method and system for scaling a multi-channel signal
US8279953B2 (en) * 2005-01-20 2012-10-02 Panasonic Corporation Transmitting apparatus, receiving apparatus, and wireless communication method
US7668226B2 (en) * 2005-02-23 2010-02-23 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method and apparatus for estimating gain offsets for amplitude-modulated communication signals
CN101151866B (zh) * 2005-03-29 2011-11-09 松下电器产业株式会社 带有非导频码元的自适应调制方法和装置
CN105451266B (zh) 2005-04-26 2021-06-01 康文森无线许可有限公司 用于voip的固定hs-dsch或者e-dch分配
US7574214B2 (en) * 2005-05-25 2009-08-11 Intel Corporation Device, system and method of multiple access transmission
US7684473B2 (en) * 2005-06-01 2010-03-23 Qualcomm Incorporated Receiver for wireless communication network with extended range
JP4082460B2 (ja) * 2005-06-22 2008-04-30 独立行政法人海洋研究開発機構 フレーム同期装置及びフレーム同期方法
DE602005019283D1 (de) 2005-07-27 2010-03-25 Ntt Docomo Inc Vorrichtung, Verfahren und Computerprogram zur iterativen Kanalschätzung für ein OFDM Übertragungssystem
US8391411B2 (en) 2005-08-05 2013-03-05 Panasonic Corporation Wireless communication apparatus and wireless communication method
US7609754B2 (en) * 2005-08-30 2009-10-27 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method and apparatus for received communication signal processing
US7706455B2 (en) * 2005-09-26 2010-04-27 Intel Corporation Multicarrier transmitter for multiple-input multiple-output communication systems and methods for puncturing bits for pilot tones
KR101221706B1 (ko) * 2006-01-25 2013-01-11 삼성전자주식회사 고속 패킷 데이터 시스템의 순방향 링크에서 다중 입력 다중 출력 기술을 지원하는 송수신 장치 및 방법
JP4777440B2 (ja) * 2006-02-01 2011-09-21 エルジー エレクトロニクス インコーポレイティド 無線通信システムにおける重畳変調を用いたデータ送受信方法
JP4774306B2 (ja) * 2006-02-02 2011-09-14 富士通株式会社 干渉低減受信装置及びその方法
US7912115B2 (en) * 2006-04-28 2011-03-22 Mitsubishi Electric Research Laboratories, Inc Method and system for processing reference signals in OFDM systems using transmission time interval groupings
US20070291853A1 (en) * 2006-06-19 2007-12-20 Samsung Electronics Co., Ltd. Method and apparatus for transmitting/receiving uncompressed data
JP2008011462A (ja) * 2006-06-30 2008-01-17 Fujitsu Ltd 復調装置
WO2008051128A1 (en) * 2006-10-27 2008-05-02 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) A mehtod for simplifying the calculatinos for pre-whitening in a g-rake receiver,
US8327245B2 (en) * 2007-11-21 2012-12-04 Micron Technology, Inc. Memory controller supporting rate-compatible punctured codes
US8750407B2 (en) 2008-06-17 2014-06-10 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Transmitter and method for transmitting soft pilot symbols in a digital communication system

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5265128A (en) * 1988-04-07 1993-11-23 Ascom Zelcom Ag Method and device for the digital transmission of information in short-wave radio networks
RU2271068C2 (ru) * 1999-05-12 2006-02-27 Квэлкомм Инкорпорейтед Способ оценки амплитуды и фазы в беспроводной системе связи
RU2174743C2 (ru) * 1999-12-31 2001-10-10 Гармонов Александр Васильевич Способ квазикогерентного приема сигнала
US20030072395A1 (en) * 2001-10-17 2003-04-17 Ming Jia Method and apparatus for channel quality measurements
WO2007112489A1 (en) * 2006-04-03 2007-10-11 National Ict Australia Limited Channel estimation for rapid dispersive fading channels
US20080139237A1 (en) * 2006-12-08 2008-06-12 Aris Papasakellariou Wideband Reference Signal Transmission In SC-FDMA Communication Systems

Also Published As

Publication number Publication date
JP2011526434A (ja) 2011-10-06
CN102124706A (zh) 2011-07-13
CA2728052C (en) 2016-10-25
ZA201008751B (en) 2012-02-29
US20090310715A1 (en) 2009-12-17
US20120155574A1 (en) 2012-06-21
EP2490386B1 (en) 2015-08-26
WO2010004389A3 (en) 2010-11-25
HK1157970A1 (en) 2012-07-06
US20090310708A1 (en) 2009-12-17
KR20110027783A (ko) 2011-03-16
WO2010004388A2 (en) 2010-01-14
RU2013139159A (ru) 2015-02-27
JP5607615B2 (ja) 2014-10-15
EP2291964A2 (en) 2011-03-09
US20090310707A1 (en) 2009-12-17
US8750407B2 (en) 2014-06-10
KR101631725B1 (ko) 2016-06-17
CA2728052A1 (en) 2010-01-14
KR20110017931A (ko) 2011-02-22
IL234990B (en) 2019-07-31
RU2011101441A (ru) 2012-07-27
JP2011526435A (ja) 2011-10-06
US8908781B2 (en) 2014-12-09
WO2010004388A3 (en) 2010-12-02
IL209570A0 (en) 2011-01-31
KR101631428B1 (ko) 2016-06-16
CA2728051A1 (en) 2010-01-14
CN102067538B (zh) 2015-06-24
JP5662528B2 (ja) 2015-01-28
IL209570A (en) 2015-01-29
RU2011101405A (ru) 2012-07-27
RU2519566C2 (ru) 2014-06-10
US8149929B2 (en) 2012-04-03
EP2490386A1 (en) 2012-08-22
EP2490387A3 (en) 2012-09-26
RU2483458C2 (ru) 2013-05-27
CN102067538A (zh) 2011-05-18
EP3349406A1 (en) 2018-07-18
EP2490387A2 (en) 2012-08-22
JP2013240102A (ja) 2013-11-28
EP2289211A2 (en) 2011-03-02
WO2010004389A2 (en) 2010-01-14
CN102124706B (zh) 2015-06-03
IL234990A0 (en) 2014-11-30
KR20150092357A (ko) 2015-08-12

Similar Documents

Publication Publication Date Title
RU2624101C2 (ru) Приемник и способ для обработки радиосигналов с использованием мягких пилот-символов
CN101958764B (zh) 发送装置、信号生成装置及发送方法
CN1585397B (zh) 估计在移动通信系统中码元单元的判定边界的设备和方法
EP2153540B1 (en) Reduced lattice demodulation method and apparatus
CN100539571C (zh) 一种正交振幅调制方式下的信噪比估计方法
EP2460329B1 (en) Soft bit value generation in a sequence estimator
CN101808052B (zh) 时分同步码分多址中的信噪比估计方法及其设备
CN1115006C (zh) 移动通信系统中多普勒频移的补偿
CN101827046A (zh) 一种校准mmse接收机输出数据的装置及方法

Legal Events

Date Code Title Description
MM4A The patent is invalid due to non-payment of fees

Effective date: 20190616