PT88485B - Dispositivo para processamento de sinal de televisao de definicao aumentada de ecran largo com subportadora alternativa - Google Patents

Description

presente invento refere-se a um dispositivo de televisão de definição aumentada (EDTV) de écran largo, compatível com o dispositivo americano de televisão a cores (NTSC) que compreende:

(1) um componente de sinal principal compatível com a formatação de padrão NTSC, (N) com informação de imagem de painel lateral de baixa frequência comprimida para as suas regiões sobreexploradas;

(2) um componente da informação de imagem da painel lateral de alta frequência (X) expandida no tempo; e (3) um componente da informação de imagem de lumiância horizontal de alta frequência aumentada (z). Os componentes (2) e (3) modulam uma subportadora alternativa (ASC) que apresenta uma frequência diferente da freqjj ência de uma subportadora de crominância dentro de uma banda de frequências ocupada pela informação de imagem de crominância.

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-3critos processos e dispositivos para codificar e descodificar um sinal video EDTV de écran largo compatível representando uma imagem de alta resolução com um alargamento maior do que o alargamen to padrão de 4:3 adequado para transmissão através de um canal de transmissão padrão único.

Numa concretização preferida descrita de um dispositivo EDTV de écran largo, um sinal de écran largo explorado progressivamente, de alta resolução original, é codificado para incluir quatro componentes derivados de um sinal compósito. Os quatro com ponentes são processados separadamente antes de serem recombinados num único canal de transmissão de sinal.

Um primeiro componente é um sinal entrelaçado de 2:1 principal com um alargamento de 4:3 padrão. Este componente compreen de uma porção central do sinal de écran largo que foi expandida no tempo para ocupar aproximadamente todo o tempo de linha activo de alargamento 4:3 e informação de baixa frequência horizontal de painel lateral nas regiões sobreexploradas de imagem horizontais esquerda e direita onde tal informação é ocultada da vista num v_i sor de receptor de televisão padrão.

Um segundo componente é um sinal entrelaçado 2:1 auxiliar compreendendo informação de alta frequência de painel lateral esquerdo e direito que foram cada expandidas no tempo para metade do tempo de linha activo. Assim, a informação de painel lateral expandida ocupa substancialmente todo o tempo de linha activo.

Um terceiro componente é um sinal entrelaçado 2:1 auxiliar, derivado da fonte de sinal de écran largo compreendendo informação de detalhe de luminância horizontal de alta frequência entre aproximadamente 5,0 MHz e 6,2 MHz.

De acordo com os princípios do presente invento, o segundo e terceiro componentes modulam uma subportadota alternativa que

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-4apresenta uma frequência diferente da frequência de uma subpo_r tadora de crominância dentro de uma banda de frequências ocupada pela informação de imagem de crominância.

Um quarto componente é um sinal de ajuda entrelaçado 2:1 auxiliar compreendendo informação de detalhe de luminância vertical-temporal (V-T) que de outro modo seria perdida na conversão da exploração progressiva para a formatação entrelaça da. Este componente de sinal ajuda a reconstruir a informação de imagem perdida e para reduzir ou eliminar a tremura não des.e jada e artifícios de movimento num receptor EDTV de écran largo.

Num receptor EDTV de écran largo, um sinal compósito cojn tendo os quatro componentes descritos é descodificado nos quatros componentes constituintes. Os componentes de codificados são processadas separadamente e utilizados para desenvolverem um sinal de écran largo representativo de imagem com resolução aumentada.

dispositivo EDTV de écran largo descrito oferece alguns aperfeiçoamentos significativos em relação a um dispositivo NTSC padrão. 0 alargamento maior, com o visível impacto da imagem de cinema é imediatamente evidente. A imagem de écran largo é mais calma, virtualmente livre da tremura interlinha tão comum nos visores de receptor NTSC padrão. A imagem é ta_m bém mais límpida, virtualmente livre de pontos de arrastamen to, pontos suspensos e efeitos de cor irisados perturbadores. A imagem écran largo tem uma resolução apreciavelmente aumentada em ambas as dimensões espaciais. A estrutura de linha não é visível devido à densidade de linha aumentada. Em porçães móveis da imagem estão ausentes batimentos perturbadores entre bordos horizontais móveis e a estrutura de exploração.

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A fig. 1 representa uma vista geral de um dispositivo codj_ ficador de écran largo EDTU de acordo com o presente invento;

a fig. la mostra um diagrama detalhado de blocos do codifi. cador para o dispositivo descrito;

as figs. lb-le incluem diagramas úteis para a compreensão do funcionamento do dispositivo descrito;

as figs. 2-5 representam formas de onda de sinal e diagramas úteis para a compreensão do funcionamento do dispositivo descrito;

a fig. 13 mostra um diagrama de blocos de uma parte de um receptor de écran largo EDTU incluindo o codificador de acordo com o presente invento; e as figs. 6-12 e 14-24 representam aspectos do dispositivo descrito em maior detalhe.

Um dispositivo destinado a transmitir imagens de grande alargamento, por exemplo 5:3 através de um canal de emissão padrão por exemplo NTSC deve conseguir uma imagem de alta qualidade exibida num receptor de écran largo, enquanto que praticamente elimina ou reduz degradaçães observáveis num visor de alargamento padrão 4:3. A utilização das técnicas de compressão de sinal nos painéis laterais de uma imagem, tira vantagem da região de sobreexploração horizontal de um visor de receptor de televisão padrão NTSC, mas pode sacrificar a resolução da imagem nas regiães de painel lateral de uma imagem de écran largo reconstruída.

Uma vez que a compressão no tempo resulta numa expansão nos domínios de frequência, apenas os componentes de baixa freqjj ência sobreviveriam no processamento num canal de televisão padrão, que exibe uma largura de banda, menor quando comparada com a requerida para um sinal de écran largo. Assim quando os painéis laterais comprimidos de um sinal de écran largo compatível são expandidos num receptor dB écran largo, resulta uma diferença apreciável entre a resolução ou conteúdo de alta frequência da porção central de uma imagem de écran largo exibida e os painéis laterais a não ser que se tenha feito algo para evitar este efeito. Esta diferença apreciável é devida ao facto de que a informa

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ção de painel lateral de baixa frequência seria recuperada, mas a informação de alta frequência seria perdida devido aos efeitos limitadores de banda do canal de vídeo.

No dispositivo da fig. 1 os elementos que são comuns ao dispositivo mais detalhado da fig. ia são identificados pelos me_s mos números de referência. Como se mostra na fig. 1 um sinal ori ginal de exploração progressiva de écran largo com informação de painel esquerdo, direito e central é processado de modo a desenvolver quatro componentes codificados separados. Estes quatro componentes foram descritos acima e estão representados genericamente na fig. 1 no contexto de um visor de imagem. 0 processamen to do primeiro componente (contendo informação da porção central expandida e informação de baixa frequência da porção lateral comprimida no tempo) é feito de modo que a largura de banda de luminância resultante não exceda a largura de banda de luminância NTSC de 4,2 MHz, neste exemplo. Este sinal é codificado em cor em formatação padrão NTSC e os componentes de luminância e crominância deste sinal são pré-filtrados de modo adequado (por exemplo usando filtros de campo combinado) para proporcionar a separação luminância e crominância aperfeiçoada de ambos os receptores de écran largo e padrão NTSC.

A expansão no tempo do segundo componente (informação de alta frequência de painel lateral) reduz a sua largura de banda horizontal a cerca de 1,1 MHz. Este componente não está espacia_l mente correlacionado com o sinal principal (o primeiro componente) e são tomadas percauçães especiais para ocultar a sua visibA lidade nos receptores padrão NTSC como será explicado.

conteúdo de informação de luminância de alta frequência prolongada de 5,0 a 6,2 MHz do terceiro componente é primeiro deslocada para baixo em frequência para uma gama de frequências de 0 a 1,2 MHz antes do processamento adicional. Este componente é conformado para a formatação padrão 4:3 que o correlaciona espacialmente com o sinal principal (o primeiro componente) para ocultar a sua visibilidade em receptores de padrão NTSC. A informação de painel lateral comprimida do terceiro componente apre senta uma largura de banda que ô um sexto da informação central

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C^k ponente) é uisto. 0 segundo e terceiro componentes podem criar um padrão de interferência de baixa amplitude que não é perceptí. vel em distâncias de visionamento normais e em posições de contro lo de imagem normais. 0 quarto componente é completamente remov_i doem receptores com detectores de vídeo síncronos. Em receptores com invólucros detectores o quarto componente é processado mas não é percebido, devido a estar correlacionado com o sinal principal .

A fig. 16 representa o espectro RF do dispositivo de écran largo FDTU descrito incluindo a informação auxiliar comparada com o espectro RF de um dispositivo NTSC padrão. No espectro do dispositivo descrito a informação de detalhe de luminância horizontal de alta e extra alta frequências de painel lateral, prolonga-se aproximadamente 1,1 MHz em cada lado da frequência de 3,108 MHz da subportadora alternativa (ASC). A informação de sinal de ajuda U-T (componente 4) prolonga-se 750 KHz em cada lado da frequência portadora de imagem de sinal principal.

Um receptor de exploração progressiva, de écran largo inclui dispositivos para reconstruírem o sinal de exploração progres. siva de écran largo. Comparado a um sinal padrão NTSC, o sinal de écran largo reconstruído tem painéis laterais esquerdo e direi, to com resolução de padrão NTSC e um painel central com um alarga mento 4:3 com detalhes de luminância horizontal e vertical particularmente em porções estacionárias de uma imagem.

Duas considerações básicas comandam a técnica de processamento de sinal associada com o desenvolvimento e processamento do primeiro, segundo, terceiro e quarto componentes de sinal. Estas considerações são a compatibilidade com receptores existentes e recuperabilidade no receptor.

A completa compatibilidade implica que o receptor e o trans missor sejam compatíveis de tal modo que os receptores padrão existentes possam receber os sinais de écran largo FDTU e produzam uma exibição padrão sem adaptadores especiais. A compatibil_i dade neste sentido requer por exemplo que a formatação de explora ção de imagem transmitida seja substancialmente a mesma que ou dentro das tolerâncias da formatação de exploração de imagem do

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receptor. A compatibilidade significa também que os componentes n3o padronizados extra devem ser física ou perceptuaimente ocultados no sinal principal quando exibidos em receptores padrão.

Para conseguir a compatibilidade de neste última sentido o dispositivo descrito utiliza as seguintes técnicas para ocultar os com ponentes auxiliares.

Como explicado os baixos de painel lateral são ocultados fisicamente na região sobreexplorada horizontal de um receptor p_a drão. 0 componente 2 que é um sinal de baixa energia comparado com o componente de baixos de painel lateral e o componente 3 que é normalmente um sinal de detalhe de alta frequência de baixa ener gia são comprimidos em amplitude e modulados em quadratura para uma subportadora alternativa a 3,108 MHz que é uma frequência entrelaçada (um múltiplo ímpar de metade da frequência de linha horizontal). A frequência, fase e amplitude da subportadora alternativa são escolhidas de modo que a visibilidade do sinal subportador alternativo modulado, é reduzida tanto quanto possível, por exemplo, através do controlo da fase da subportadora alternativa campo a campo de modo que ela alterna 1803 a partir de um campo para o seguinte apesar da fase da subportadora de crominância.

Apesar dos componentes subportadores alternativos modulados se encontrarem inteiramente dentro da passa banda de crominâ_n cia (2,0 - 4,2 Η z) os componentes subportadores alternativos modulados são ocultados perceptuaimente devido a serem exibidos como tremuras de cor complementares da frequência de campo que não são apercebidas pelo olho humano em níveis normais de saturação de crominância. Também, a compressão de amplitude não linear dos componentes de modulação anteriores à modulação de amplitude, reduz vantajosamente os sobredisparos de amplitude instantâneos para um nível baixo aceitável.

□ componente 3 é ocultado por expansão no tempo da informei ção de painel central, para coincidir com a formatação padrão 4:3 correlacionando espacialmente assim (e correlacionando temporalmente), o componente 3 com o componente 1. Isto é conseguido por meio de um codificador de formatação como será explicado. Essa correlação espacial ajuda a evitar que a informação do componente 3 interfira com a informação do componente 1 apús o componente 3 ser modulado em quadratura com o componente 2, na subportadora al

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-10ternatiua e combinado com o componente 1.

componente 4, é um sinal de ajuda, que também é oculta, do por expans2o no tempo da informação de painel central para coincidir com a formatação padrão 4:3, correlacionando espacialmente assim,o componente 4 com o sinal principal. 0 componente 4 é removido nos receptores padrão com detectores síncronos e é perceptualmente ocultado nos receptores padrão com detectores de invólucro devido a ser correlacionado espacial mente com o sinal principal.

A recuperação dos componentes 1, 2 e 3, num receptor de ex ploração progressiva de écran largo,á conseguida pela utilização de um processo de integração intraquadro no transmissor e receptor Este processo está associado com os elementos 38, 64 e 76 no dispositivo de transmissão das figs. 1 e la e com os elementos associados no receptor, como será explicado. A integração intraquadro é um tipo da técnica de condicionamento de sinal que prepara dois sinais altamente correlacionados visualmente para combinação mútua. Eles podem ser recuperados eficiente e precisamente depois, como por exemplo, por meio de um dispositivo de armazenamento de campo livre de cruzamento U-T (vertical-temporal) mesmo em presejn ça de movimento no caso de sinais representativos de imagem.

□ tipo de condicionamento de sinal utilizado para este fim envolve substancialmente,tornar os dois sinais idênticos numa base de campo, isto é, através da produção de duas amostras, com va lores idênticos, num campo diferente. A integração intraquadro é uma técnica conveniente para se conseguir este objectivo, mas outras técnicas podem ser também usadas. A integração intraquadro é basicamente um processo de pré-filtragem e pés-filtragem digital de tempo variável linear para assegurar a recuperação precisa de dois sinais combinados altamente correlacionados visualmente.

cruzamento horizontal é eliminado por limites de banda entre pré-filtros horizontais no codificador do transmissor e por filtros posteriores no descodificador do receptor.

□ processo de integração intraquadro no domínio de tempo, está representado genericamente pela fig. lc em que pares de campos são tornados idênticos pela integração de pixels (A, B e C, D)

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-11que estão afastados de 262H. 0 valor médio substitui os valores originais em cada par. A fig. Id representa o processo de integração intraquadro no contexto do dispositivo da fig. 1. Começan do com os componentes 2 e 3, pares de pixels (elementos de imagem) afastados de 262H, dentro de um quadro são integrados e o valor médio (por exemplo XI, X3 e Z1 , Z3) substitui os valores originais de pixel. Esta integração U-T ocorre dentro de um quadro e não atravessa os limites do quadro.

No caso do componente 1 a integração intraquadro é executa da apenas na informação acima de aproximadamente 1,5 MHz de modo a não afectar a informação de detalhe vertical de baixa frequência. No caso dos componentes 1 e 2 a integração intraquadro é executada num sinal compósito incluindo componentes de crominância (c) e luminância (y) atravós da banda de crominância. 0 componen te de crominância do sinal compósito sobrevive à integração intra quadro devido aos pixels afastados de 262H estarem em fase em relação à subportadora de crominância de cor. A fase da nova sub portadora alternativa é controlada de modo que fica exactamente fora de fase para pixels afastados de 262H e é, além disso, diferente da fase da subportadora de crominância que não se altera de um campo para o seguinte. Assim quando os componentes 2 e 3 (após modulação em quadratura) são adicionados ao componente 1 na unida^ de 40 os pixels afastados de 262H têm a forma (M + A) e (M - A) em que M é uma amostra do sinal compósito principal acima de 1,5 ISHz e A é uma amostra do si nal modulado auxiliar.

Com a integração intraquadro o cruzamento U-T é virtualmeri te eliminado, mesmo na presença de movimento. A este respeito o processo de integração intraquadro produz amostras idênticas afas. tadas de 262H.

No receptor é uma simples questão recuperar o conteúdo de informação, exactamente destas amostras, isto é, livres de cruza68 147

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-12mento por integração e diferenciação de amostras de pixel afasta das de 262H dentro de um quadro como será explicado, recuperando assim informação de sinal principal e auxiliar. Num descodifica, dor no receptor a informação original integrada intraquadro pode ser recuperada substancialmente intacta, através de um processo de integração e diferenciação intraquadro,uma vez que a informação altamente correlacionada visualmente original, tem de ser tornada substancialmente idêntica campo a campo.

Tambám no receptor o canal RF é desmodulado em quadratura utilizando um detector RF síncrono. 0 componente 4 é assim sepa rado dos outros três componentes. A integração e diferenciação intraquadro são utilizadas para separarem o componente 1 dos componentes 2 e 3 modulados e a desmodulação em quadratura é utiliz_a da para separar as componentes 2 e 3 como será explicado em relação à fig. 13.

Após os quatro componentes terem sido recuperados no receptor os sinais compósitos são descodificados em NTSC e separados em componentes de luminância e crominância. 0 traçado inverso é executado em todos os componentes para recuperar o alargamento de écran largo e os altos de painel lateral são combinados com os baixos para recuperação de toda a resolução de painel lateral. A informação de detalhe de luminância de alta frequência prolongada, é desviada da sua gama de frequência original e adicionada ao sinal de luminância que é convertido para a formatação de exploração progressiva, utilizando interpolação temporal e o sinal de ajuda. 0 sinal de crominância é convertido para a formatação de exploração progressiva utilizando interpolação temporal não assistida. Finalmente os sinais de exploração progressiva de Iij minância e crominância são convertidos para a formatação analógica e postos em matriz para produzirem sinais de imagem de cor RGB para exibição pelo dispositivo de visor de exploração progressiva de écran largo.

Antes de explicar o dispositivo de codificação de écran largo compatível da figura 1, é feita referência às formas de onda A e B de sinal da fig. 2. 0 sinal A é um sinal de écran largo de alargamento 5:3 que é para ser convertido num sinal compatível

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-1 3NTSC padrão com um alargamento de 4:3 como representado pelo sinal 8. 0 sinal de écran largo A inclui uma porção de painel central associada com informação de imagem primária ocupando um intervalo TC e porções de painel lateral esquerdo e direito associadas com informação de imagem secundária e ocupando intervalos TS. Neste exemplo, os painéis lateral esquerdo e direito apresen tara alargamentos substancialmente iguais, menores do que o do pai_ nel central que está centrado entre eles.

sinal de écran largo A é convertido no sinal NTSC B pela compressão de certa informação de painel lateral, completamente nas regiães sobreexploradas horizontais associadas com os interva los de tempo TO. 0 sinal NTSC padrão tem um intervalo de linha activo TA (com a duração de aproximadamente 52,5 micro-segundos) que abarcam intervalos de sobreexploração TO, um intervalo de teni po de exibição TD que contém a informação video para ser exibida e um intervalo de tempo de linha horizontal total TH com a duração de aproximadamente de 63,556 micro-segundos. Os intervalos TA e TH são os mesmos para os sinais tanto de écran largo como NTSC padrão.

Verificou-se que quase todos os receptoras de televisão de consumo têm um intervalo de sobreexploração que ocupa, pelo menos 4% do total de tempo de linha activo TA, isto é, 2% da sooreexplg ração nos lados esquerdo e direito. A uma frequência de amostragem entrelaçada de 4 x f (onde f é a frequência da subportado ra de cor), cada intervalo de linha horizontal contém 910 pixels (elementos de imagem) dos quais 754 constituem a informação de ima, gem de linha horizontal activa a ser exibida.

dispositivo CDTV de écran largo é mostrado em maior de ta lhe na fig. la. Referindo a fig. la, uma câmara de exploração progressiva de écran largo 10 de 60 campos/seg. e 252 linhas proporciona um sinal de cor de écran largo com componentes RGB e um amplo alargamento de 5:3 neste exemplo. Uma fonte de sinal entre laçado pode ser também utilizada, mas uma fonte de sinal da expl_o ração progressiva produz resultados superiores. Uma câmara de écran largo tem um alargamento maior e uma largura de banda video maior em comparação a uma câmara NTSC padrão. A largura de banda

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vídeo de uma câmara de écran largo é proporcional ao produto do seu alargamento com o número total de linhas por quadro, entre outros factores, Assumindo como constante a velocidade de exploração através da câmara de écran largo, um aumento no seu alargamento provoca um correspondente aumento na sua largura de banda vídeo assim como a compressão horizontal da informação de imagem quando o sinal é exibido por um receptor de televisão padrão com um alargamento de 4:3. Por estas razões, é necessário modificar o sinal de écran largo para a total compatibilidade FTSC.

sinal vídeo de cor processado pelo dispositivo codificador da fig. 1 contém componentes de sinal tanto de luminância como de crominância. Os sinais de luminância e crominância contêm informação tanto de baixa como de alta frequências que na explicjj ção seguinte será referida como baixos e altos, respec tivameri te.

Qs sinais vídeo de cor de exploração progressiva de écran largo de largura de banda grande a partir da câmara 10 são postos em forma de matriz numa unidade 12 para derivarem o componente de luminância Y e os componentes de sinal I e Q dos sinais de cor R,

G e B. Os sinais de exploração progressiva de banda larga Y, I,

Q, são amostrados a uma frequência de oito vezes a frequência da subportadora de crominância (8 x f_sc) ^{e s}^o convertidos da Forma analógica em digital (binária) individuai mente por conversores analógico/digital (ADC) numa unidade ADC 14. São depois Filtrados individual mente por Filtros passa baixo vertical-temporal separados numa unidade de' Filtro 16 para produzirem sinais Filtrados YF, IF e QF. Estes sinais são cada um deles da Forma indicada pela Forma de onda A na Fig. 2.

Os Filtros separados são Filtros lineares de tempo invariante 3X3 do tipo mostrado na Fig. lOd, como será explicado. Estes Filtros reduzem ligeiramente a resolução vertical-temporal, em particular a resolução V-T diagonal para evitarem artiFícios entrelaçados indesejados (como por exemplo tremura, bordas com interFerências e outros eFeitos erráticos relacionados) no sinal principal (componente 1 na Fig. l) após conversão de exploraÇ&o progressiva para entrelaçada. Os Filtros mantêm praticamente toda

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a resolução vertical em porções estacionárias da imagem.

factor de expansão de painel central (CEF) é uma função da diferença entre a largura de uma imagem exibida por um receptor padrão. A largura de imagem de um visor da écran largo com um alargamento de 5:3 é 1,25 vezes maior do que a largura de imja gem de um visor padrão com um alargamento de 4:3. Este factor de 1,25 é um factor de expansão de painel central preliminar que deve ser ajustado tendo em conta a região de sobreexploração de um receptor padrão e tendo em conta uma ligeira sobrexposição intencional das regiões limites entre os painéis central e lateral como será explicado. Estas considerações ditam um CEF de 1,19.

Os sinais de exploração progressiva da rede de filtro 16 apresentam uma largura de banda de 0-14,32 MHz e são respectivamente convertidos em sinais entrelaçados, de 2:1, de exploração progressiva (P) para entrelaçado (i), por meio de conversores 17a, 17b e 17c, cujos detalhes serão explicados em ligação com as figs. 22 e 23. Os sinais de saída IF', QF ¹ e YF ' das conversores 17a-17c apresentam uma largura de banda de 0-7,16 MHz uma vez que a frequência de exploração horizontal para sinais entrelaçados é rne tade da dos sinais de exploração progressiva. No processo de cori versão, o sinal explorado progressivamente é subamostrado, tomando metade das amostras de pixel disponíveis para produzir o sinal principal entrelaçado de 2:1. Especificamente, cada sinal de exploração progressiva é convertido na Formatação entrelaçada de 2:1 retendo tanto as linhas ímpares como as linhas pares em cada campo e lendo os pixels retidos a uma frequência de 4 x f (14,32 s c

MHz). Todo o processamento digital subsequente dos sinais entrelaçados ocorre à frequência de 4 x f .

A rede 17c inclui também uma rede de predição de erro. Uma saída da rede 17c, YF', é a versão de luminância subamostrada entrelaçada do componente de exploração progressiva pré-filtrado. Dutro sinal de saida (luminância) da rede 17c, YT, compreende informação vertical-temporal derivada da informação de diferença de campo de imagem e representa uma predição temporal ou interpolação temporal, o erro entre os valores efectivo e previsto das amostras de luminância em falta no receptor, como será explica6Ô 147

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do. A predição é baseada numa média da amplitude dos pixels de antes e de depois, que estão disponíveis no receptor.

sinal YT, um sinal de ajuda de luminância que auxilia a reconstruir o sinal de exploração progressiva no receptor, conta essencialmente para um erro que se espera que o receptor faça em relação aos sinais de imagem não estacionários e facilita a supres, são de tal erro no receptor. Nas porções estacionárias de uma imagem o erro é zero e é realizada a reconstrução perfeita no receptor. Verificou-se que o sinal de ajuda de crominância não é necessário na prática e que um sinal de ajuda de luminância é suficiente para produzir bons resultados, uma vez que o olho humano é menos sensível a uma falta de crominância vertical ou detalhe temporal. A fig. 2a representa o algoritmo utilizado para desenvolver o sinal de ajuda YT.

Referindo a fig. 2a, os pixels A, X e B no sinal de explora, ção progressiva ocupam a mesma posição espacial numa imagem. Pixels pretos tais como A e B são transmitidos como o sinal principal e estão disponíveis no receptor. Um pixel branco tal como X não é transmitido e é previsto por uma média de quadro temporal (A + B)/2. Isto é, no codificador é feita uma predição para o p_i xel em falta X pela integração da amplitude dos pixels antes e depois A e B. □ valor previsto (A + B)/2 é subtraído do valor efectivo X para produzir um sinal de erro de predição correspondendo ao sinal de ajuda com uma amplitude de acordo com a expressão X—(A + B)/2. Esta expressão define a informação de diferença de campo temporal na adição em relação à informação média de quadro temporal.

□ sinal de ajuda é filtrado em passa baixo horizontalmente por meio de um filtro passa baixo de 750 KHz e conduzido como o sinal de ajuda YT. A limitação da banda do sinal de ajuda para 750 KHz é necessária para evitar que este sinal interfira com o canal RE mais baixo seguinte,após este sinal ser modulado para a portadora de imagem RF.

No receptor uma predição similar do pixel em falta X é fe_i ta utilizando uma média de amostras A e B e o erro de predição é adicionado à predição. Isto é, X é recuperado pela adição do erro

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previsto X —( Α + Β)/2 na média temporal (Α + Β)/2. Assim ο sinal de ajuda V-T facilita a conversão da formatação entrelaçada para a formatação de exploração progressiva.

sinal de ajuda produzido pelo algoritmo de predição temporal descrito é,vantajosamente, um sinal de baixa energia em comparação com um sinal de predição produzido por alguns outros alqo ritmos tais como os utilizados para proouzirem um sinal diferenc/ ai de linha como descrito por K. Tsinberg no artigo ENTSC Tmo-Channel Compatible HDTV System (Dispositivo HDTV compatível de dois canais CNTSC), IECC Transactions on Consumer Electronics, v_o lume CE-33, IMS. 3 de Agosto de 1987, págs. 146-153. Em zonas paradas de uma imagem a energia de erro é zero porque a predição é perfeita. Uma condição de energia baixa é manifestada por imagens paradas ou sensivelmente paradas (tais como imagens de notícias transmitidas mostrando um jornalista num fundo parado).

Foi verificado que o algoritmo descrito produzia as interferências menos notáveis, após a reconstrução da imagem no receptor, e o sinal de ajuda produzido pelo algoritmo descrito, retém a sua utilidade após ser limitado em banda (filtrado) para cerca de 750 KHz. 0 sinal de ajuda produzido pelo algoritmo descrito, apre senta de preferência energia zero na presença da informação de ima gem parada e, co ns equentemente, um sinal de ajuda associado com uma imagem parada, não é afectado pela filtragem.

Uma imagem de écran largo reconstruída aperfeiçoada,resulta mesmo se o sinal de ajuda não é transmitido. Em tal caso porções paradas da imagem serão muito mais finas do que uma imagem padrão NTSC, mas as partes móveis serão algo mais brandas e poderão apresentar interferências de batimento. Assim um emissor não necessita de transmitir inicialmente o sinal de ajuda, mas pode escolher para melhorar a transmissão RF, transmintindo-a num instante mais tarde.

□ dispositivo de predição temporal descrito,é útil,tanto para dispositivo de exploração progressiva como para a entrelaçado com frequências de linha mais altas do que as de linha padrão, mas funciona melhor com uma fonte de exploração progressiva tendo pixeis A, X e B ocupando a mesma posição espacial numa imagem que

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resulta numa predição perfeita para imagens paradas. A predição temporal será imperfeita mesmo em porções paradas ae uma imagem se a imagem de écran largo original vier de uma fonte de sinal eri trelaçado. Cm tal caso, o sinal de ajuda terá mais energia e introduzirá ligeiros artifícios nas porções paradas de uma imagem reconstruída. As experiências mostraram que a utilização de uma fonte de sinal entrelaçado conduz a resultados aceitáveis, sendo os artifícios notados apenas numa inspecção apertada, mas que uma fonte de sinal de exploração progressiva introduz menos artifícios e produz resultados preferidos.

Voltando à fig. la, os sinais de écran largo entrelaçados IF', QF ¹ e YF¹ dos conversores 17a-17c são filtrados respectivamente por filtros passa baixo horizontais 19a, 19b e 19c para pro duzirem um sinal IF com uma largura de banda de 0-600 KHz, um s_i nal QF com uma largura de banda de 0-600 KHz e um sinal YF com uma largura de banda de 0-5 MHz. Estes sinais são em seguida sujeitos a um processo de codificação de formatação que codifica ca da um destes sinais para uma formatação 4:3 por meio de um dispositivo codificador de formatação associado com uma unidade separa dora e processadora de sinal central e lateral 18.

Sumariamente a porção central de cada linha de écran largo é expandida no tempo e conformada para a exibida do tempo de linha activo com um alargamento de 4:3. A expansão no tempo provoca uma diminuição em largura de banda de modo que as frequências entrelaçadas originais de écran largo são tornadas compatíveis com a largura da banda padrão NTSC. Os painéis laterais são divi. didos em bandas de frequência horizontais de modo que o componente de altos de cor I e Q apresenta uma largura de banda de 83 KHz-600KHz (como mostrado para o sinal IH na fig. 7) e o componente de altos de luminSncia Y apresenta uma largura de banda de 700 KHz-5,0 HHz (como mostrado para o sinal YH na fig. ó). 0s baixos de painel lateral, isto é, os sinais Y0, 10 e Q0 desenvolvidos c_o mo mostrado nas figs. 6 e 7, incluem um componente DC e são comprj. midos no tempo e conformados para as regiões sobreexploradas de imagem horizontal esquerda e direita em cada linha. 0s altos de painel lateral são processados separadamente. Detalhes deste pro cesso de codificação de formatação são dados imediatamente abaixo.

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RCA Θ4,876Β ί .' . , «τ'— ·

No decurso de se considerarem os seguintes detalhes de codificação, será útil para também considerar a fig. le , que representa o processo de codificação dos componentes 1,2, 3 e 4 no contexto da informação de painel central e lateral exibida. Os sinais entrelaçados filtrados IF, QF e YF são processados pelo processador e separador de sinal de painel lateral e central 18 p_a ra produzirem 3 grupos de sinais de saída YF, IF e QF, YO, 10 e 80 e YH, IH e QH. Os primeiros dois grupos de sinais (YF, IF, QF e YO, 10, QO) são processados para desenvolverem um sinal contendo um componente de painel central de largura de banda total e baixos de luminãncia de painel lateral comprimidos em regiões de sobreexploração horizontal.

terceiro grupo de sinais (YH, IH, QH) é processado para desenvolver um sinal contendo altos de painel lateral. Quando es tes sinais são combinados,um sinal de écran largo compatível NTSC com um alargamento de 4 : 3, é produzioo. Os detalhes dos circuitos compreendendo a unidade 18 serão mostrados e explicadas em ligação com as figs. ó, 7 e 8.

0s sinais YF, IE e QE contêm a informação de painel central completa e apresentam a mesma formatação como indicado para o sinal YF na fig. 3. Resumidamente o sinal YF é derivado do sinal YF como se segue. 0 sinal de écran largo YF contém pixels 1-754 que ocorrem durante o intervalo de linha activo do sinal de écran largo contendo informação de painel lateral e central. A informa ção de painel centrai de banda larga (pixels 75-680) é extraída como o sinal de luminância de painel central YC através de um pro cesso de desmultipiexação no tempo. 0 sinal YC é expandido no tempo pelo factor de expansão de painel central de 1,19 (isto é, 5,0 FiHz : 4,2 MHz) para produzir o sinal de painel central compatível NTSC YF. 0 sinal YE apresenta uma largura de banda compat_í vel NTSC (0-4,2 MHz) devido à expansão no tempo pelo factor 1,19.

sinal IF ocupa o intervalo de exibição de imagem TD (fig. 2) e_n tre as regiões de sobreexploração T0. Os sinais IF e QF são desenvolvidos a partir de sinais IF e QF respectivamente e são processados de modo similar ao do sinal IF.

0s sinais Y0, 10 e Q0 proporcionam a informação de painel lateral de baixa frequência (baixos) que é inserida nas regiões

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RCA Θ4,Β76Β de sobreexploração horizontais esquerda e direita. Os sinais YO, 10 e 00 apresentam a mesma formatação que a indicada para o sinal Y0 na fig. 3. Sumariamente o sinal Y0 é derivado a partir do sinal YF como se segue. 0 sinal· de écran largo YF contém informa ção de painel esquerdo associado com pixels 1-84 e informação de painel direito associado com pixels 671-754. Como será explicado o sinal YF é filtrado em passa baixo para produzir um sinal de baixos de Iuminância com uma largura de banda de 0-700 KHz a partir do qual o sinal de baixos de painel lateral esquerdo e direito é extraído (sinal YL ' na fig. 3) através de um processo de de_s muitiplexação no tempo.

sinal de baixos de iuminância YL' é comprimido no tempo para produzir o sinal de baixos de painel lateral Y0 com informação de baixa frequência comprimida nas regiães de sobreexploração associadas com pexels 1-14 e 741-754. 0 sinal de baixos comprimi do apresenta uma largura de banda aumentada proporcional à quanti. dade da compressão no tempo. Os sinais 10 e Q0 são desenvolvidos a partir dos sinais IF e QF respectivamente e são processados de modo similar ao sinal 10.

Os sinais YF , IF, QF e Y0, 10, Q0 são combinados pelo combinador de sinal lateral e central 28, por exemplo um multiplexador no tempo para produzirem sinais YN, IN e QN com uma largura de banda compatível NTSC e um alargamento de 4:3. Estes sinais são de formato do sinal YN mostrado na fig. 3. 0 combinador 28 inclui também retardos de sinal apropriados para igualarem os tem pos de trânsito dos sinais a serem combinados. Tais retardos de sinais de igualação estão também incluídos algures no dispositivo quando forem requeridos para igualarem os tempos de trânsito dos sinais.

LJm modulador 30, um filtro passa banda 32, um filtro de atenuação de banda H-V-T 34 e um combinador 36 constituem um cod_i ficador de sinal NTSC aperfeiçoado. 0s sinais de crominância IN e QN são modulados em quadratura numa subportadora SC à frequência de subportadora de crominância NTSC nominalmente de 3,58 MHz pelo modulador 30 para produzir um sinal modulado CN. 0 modulador 30 é de desenho convencional e será descrito em ligação com

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RCA 84,8760

a fig. 9. 0 sinal modulado CN é filtrado em passa banda nas dimensões vertical V e temporal T por meio do filtre bidimensional V-T 32 que remove os artifícios de cruzamento no sinal de crominSncia entrelaçado, antes de ele ser aplicado a uma entrada de sinal de crominância do combinador 36, como um sinal CP.

sinal de luminSncia YN é filtrado em banda atenuada nas dimensões horizontal H, vertical V e temporal T por meio do filtro de atenuação de banda H-V-T de 3 dimensões 34 antes de ser aplicado como um sinal YP a uma entrada de luminSncia do combinador 36. 0 sinal de luminSncia filtrado YN e os sinais de difereri ça de cor de crominSncia IN e QN servem para assegurar que o cruzamento de luminSncia e crominSncia será significativamente reduzido após codificação subsequente NTSC. Os filtros multidimensi_o nais e espaciais-temporais tais como o filtro H-V-T 34 e o filtro V-T 32 na fig. 1, compreendem uma estrutura como a representada p_e la fig. 10 que será explicada subsequentemente. 0 filtro de atenuação de banda H-V-T 34 na fig. la,apresenta a configuração da fig. 10b e remove os componentes de frequência diagonais que se movem para cima do sinal de luminSncia YN. Estes componentes de frequência são similares, em aparência,aos componentes de subporta dora de crominSncia e são removidos para fazerem um vazio no espectro de frequências, no qual a crominSncia modulada será inserida. A remoção dos componentes de frequência diagonais que se movem para cima do sinal de luminSncia YN,não degrada a imagem exibida porque foi determinado que o olho humano é quase insensível a estes componentes dB frequência. □ filtro 34 apresenta uma fre. quência de corte de aproximadamente 1,5 MHz de modo a não deteri_o rar a informação de detalhe vertical de luminSncia.

filtro passa banda V—T 32 reduz a largura de banda de crominSncia de modo que a informação de painel lateral de crominSri cia, modulada, pode ser inserida no vazio criado no espectro de luminância pelo filtro 34. 0 filtro 32 reduz a resolução vertical e temporal da informação de crominSncia de modo que as bordas estáticas e móveis são ligeiramente manchadas, mas este efeito é de pequena ou nenhuma consequência devido à insensibilidade do olho humano para tal efeito.

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RCA 84,876B

Um sinal de saída de baixos central/lateral C/SL a partir do combinador 36, contém informação compatível NTSC para ser exib_i da como derivada do painel central do sinal de écran largo, assim como, baixos de painel lateral comprimidos (tanto em luminãncia como em crominSncia) derivados dos painéis laterais do sinal de écran largo e situados nas regiões de sobreexploração horizontais esquerda e direita,não visíveis por um espectador de um visor de receptor NTSC.

□s baixos de painel lateral comprimidos na região de sobre exploração, representam uma parte constituinte da informação de pa_i nel lateral para um visor de écran largo. A outra parte constitjj tiva, os altos de painel lateral, é desenvolvida pelo processador 18 como será explicado abaixo.

Os sinais de altos de painel lateral YH (altos de luminância) IH (altos I) e QH (altos d) estão representados na fig. 4.

As figs. 6, 7,e 8 representam dispositivos para desenvolverem estes sinais como será explicado. Na fig. 4 os sinais YH, IH e QH contêm informação de alta frequência de painel esquerdo associada com pixels de painel esquerdo 1-84 e informação de alta frequência de painel direito associada com pixels de painel direito 671-754.

□ sinal C/SL é processado por um integrador intraquadro 38, para produzir um sinal N que é aplicado à entrada de um adicionado r 40. 0 sinal integrado intraquadro N é quase idêntico ao sinal

C/SL devido à alta correlação visual da informação de imagem intra quadro de sinal C/SL. 0 integrador 38 integra o sinal C/SL abaixo de aproximadamente 1,5 MHz e auxilia a reduzir ou eliminar o cruzamento vertical e temporal entre os sinais principal e auxiliar.

A gama de frequências de passa alto de 1,5 MHz e abaixo da qual o integrador intraquadro funciona,foram escolhidas para assegurar que a integração total intraquadro é conseguida para informação a 2 MHz ou abaixo para impedir a informação de detalhe vertical de luminãncia de ser degradada pelo processo de integração intraquadro. 0 cruzamento horizontal é eliminado por meio de um limitador de banda de 200 KHz, entre um filtro associado ao integrador intra quadro 38 no codificador 31 e um filtro associado a uma unidade integradora-diferenciadora intraquadro no descodificador da fig. 13. As figs. 11a e 11b mostram detalhes do integrador intraquadro

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RCA 84,876B — ζ .Ί — de altos 38. As figs. 11a, 11b e 13 serão subsequentemente expli. cadas.

□s sinais IH, QH e YH são colocados na formatação NTSC por meio de um codificador NTSC 60 que é similar ao codificador 31. Especificamente o codificador 60 inclui dispositivos do tipo mostrado na fig. 9 assim como dispositivos para modularem em quadratura a informação de altos de crominância de painel lateral para informação de altos de crominSncia de painel lateral em 3,58 h.Hz, para produzir o sinal NTSCH, a informação de altos de painel late ral na formatação NTSC. Este sinal está representado na fig. 5.

A utilização de filtragem em passa banda multidimensional, em codificadores NTSC 31 e 60 permite, com vantagem, que os comp_q nentes de luminância e crominSncia sejam separados,virtualmente livres de cruzamentos, no receptor, quando o receptor inclui filtragem multidimensional complementar para separar a informação de luminância e crominSncia. A utilização de filtros complementares para codificação e descodificação de luminância e crominSncia é chamado processamento cooperativo e é explicado em detalhe num a_r tigo de C. H. Strolle intitulado Cooperative Processing for Impro ved Crominance/Luminance Separation (Processamento cooperativo p_a ra a separação de luminância e crominância) publicado no Journal SMPTE , volume 95, nS. 8 de Agosto de 1986 , a páginas 782-789. Mes. mo em receptores padrão utilizando filtros convencionais de entalhe e linhas combinados beneficiarão da utilização de tal pré-fil_ tragam multidimensional no codificador pela apresentação de cruza mento de crominância e luminância reduzido.

sinal NTSCH é expandido no tampo por uma unidade 62 para produzir um sinal de altos lateral expandido ESH. Especificamente como mostrado na fig. 5 a expansão é conseguida por um processo de conformação que conforma os pixels de painel lateral esquerdo 1-84 do sinal NTSCH para posiçães de pixel 1-377 do sinal ESH, is to é, os altos lateral esquerdo do sinal NTSCH são expandidos para ocuparem metade do tempo de linha do sinal ESH. A porção de painel lateral (pixels 671-754) do sinal NTSCH é processado de mo do similar. 0 processo de expansão no tempo reduz a largura de banda horizontal da informação que compreende o sinal ESH (compa68 147

RCA 84,8768 »

/ζ / / rada com a do sinal NTSCH) por um factor de 377/84.

processo de conformação pelo qual a expansão no tempo é conseguida pode ser realizado pelo aparelho do tipo mostrado e a ser explicado em ligação com as figs. 12-12d. 0 sinal ESH é integrado intraquadro por uma rede 64 do tipo mostrado na fig. 116 para produzir um sinal X como representado na fig. 5. 0 sinal iri tegrado intraquadro X é sensivelmente idêntico ao sinal ESH devido à alta correlação visual da informação de imagem intraquadro do sinal ESH. 0 sinal X é aplicado a urna entrada de sinal de um modulador de quadratura 80.

sinal YE ' é também filtrado por um filtro passa banda no rizontal 70 com uma passa banda de 5 MHz-6,2 MHz. 0 sinal de sa_í da do filtro 70, altos de luminância horizontal é aplicado a um modulador de amplitude 52 onde ele modula um sinal portador de 5 MHz f . 0 modulador 72 inclui um filtro passa baixo de saída com uma frequência de corte de aproximadamente de 1,2 MHz para obter um sinal com uma passa banda de 0-1,2 MHz na saída do modulador 72.

A banda lateral superior (errática) (5,0-6,2 MHz) produzida pelo processo de modulação é removida pelo filtro passa baixo de 1,2 MHz. Efectivamente as altas frequências de luminância horizontal na gama de 5,0 MHz-6,2 MHz foram mudadas para gama de 0-1,2 MHz com resultaao do processo de modulação em amplitude e subsequente filtragem em passa baixo. A amplitude portadora deve rá ser suficientemente larga de modo que as amplitudes de sinal original sejam retidas após filtragem pelo filtro passa baixo de 1,2 MHz. Isto é, a mudança de frequência sem afectar a amplitude é p roduzida.

sinal de altos de luminância horizontal mudado em frequência a partir da unidade 72 é codificado por meio de um codifica^ dor de formatação 74 para correlacionar espacialmente este sinal com o sinal principal C/SL. 0 codificador 74 á similar às redes de codificação de formatação associadas com as unidades 18 e 28 para expandirem a informação de painel central e comprimirem a i_n formação de baixos de painel lateral para a região de sobreexploração horizontal. Isto é, o codificador 74 codifica os altos de luminância horizontal deslocados em frequência para uma formatação

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RCA 84,8760 o P_. O

padrão 4:3 utilizando técnicas que serão explicadas em ligação com as figs. 6-8.

Quando a porção central do sinal de entrada para o codificador 74 é expandida no tempo a sua largura de banda cai para apro ximadamente 1,0 MHz de 1,2 MHz e o sinal de saída do codificador 74 torna -se correlacionado espacial mente com o sinal principal.

A informação de painel lateral ó filtrada em passa baixo dentro da unidade 72 para 170 KHz antes de ser comprimida no tempo pelo codificador 74. 0 sinal do codificador 74 é integrado intraquadro através do dispositivo 76 similar ao representado na fig. 11b antes de ser aplicado □ unidade 80 como o sinal Z. 0 sinal integrado intraquadro Z é quase idêntico ao sinal do codificador 74 porque a alta correlação visual da informação de imagem intraquadro do sinal do codificador 74. 0 sinal de modulação X, um sinal compósito contendo informação de luminância e crominância e o sinal de modulação Z apresentam sensivelmente a mesma largura de banda, aproximadamente 0-1,1 MHz.

Como será explicado em ligação com a fig. 24, a unidade 80 executa uma compressão de amplitude de função gama não linear em grandes desvios de amplitude dos dois sinais auxiliares X e Z,antes destes sinais modularem em quadratura um sinal subportador a.1 ternativo ASC. A gama de 0,7 é utilizada, pelo que o valor absoluto de cada amostra é aumentado à potência de 0,7 e multiplicado pelo sinal do valor de amostra original. A compressão gama reduz a visibilidade da interferência potencial de grandes desvios de amplitude dos sinais modulados nos receptores existentes e permite a recuperação previsível no receptor de écran largo, uma vez que o inverso da função gama utilizada no codificador é previsível e pode ser facilmente implementado no descodificador do receptor.

0s sinais comprimidos em amplitude são então modulados em quadratura numa subportadora alternativa de fase controlada ASC de 3,1075 MHz que é um múltiplo ímpar de metade da frequência de linha horizontal (395 x H/2). A fase da subportadora alternativa é obrigada a alternar 1802 de um campo para o seguinte, de modo diferente a fase da subportadora de crominância não alterna de um campo para o seguinte. 0 campo de fase alternante da subporta

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RCA 84,8766

-26dora alternativa permite que a informação de modulação auxiliar dos sinais X e Z se sobreponha à informação de crominância. Ele produz componentes de informação auxiliar em fase complementar A ^_A1 ^{6 A}3’ ^-A 3 ^o S-'-⁰³·'- ^auxiii^ar modulado. Isto facilita a s_e paração da informação auxiliar utilizando um dispositivo de armazenagem de campo simples no receptor. 0 sinal modulado em quadra tura M é adicionado ao sinal N no adicionador 40. D sinal resultante NTSCE é um sinal compatível NTSC de 4,2 MHz.

A função gama não linear descrita, utilizada no codificaz dor, serve para grande compressão de amplitude. E uma parte constituinte de um dispositivo de compressão e expansão não linear que inclui também uma função gama complementar no descodificador de um receptor de écran largo, para expandir em amplitude, como s_e rã explicado subsequentemente. Verificou-se que o dispositivo de compressão e expansão não linear descrito reduz significativamente o impacto da informação auxiliar não padronizada sobre a info_r mação de imagem padrão, sem causar degradação visível de uma imagem devido aos efeitos de ruído.

dispositivo de compressão e expansão,utiliza uma função gama não linear para comprimir instantaneamente grandes desvios de amplitude de informação de alta frequência de écran largo não padronizada auxiliar no codifica dor,com uma função não linear a ser utilizada para, em correspondência, expandir tal informação de al_ ta frequência no descodificador. 0 resultado á uma redução na quantidade de interferência com a informação vídeo padrão existen te originada por informação de alta frequência auxiliar de grande amplitude,no dispositivo de écran largo compatível descrito, em que a informação de écran largo auxiliar não padronizada é divid_i da em porçães de baixa e alta frequências sujeitas à expansão e compressão.

No descodificador, a expansão de amplitude não linear da informação de alta frequência comprimida não resulta em ruído pe_r ceptível excessivo. Isto ó, a informação de alta frequência de grande amplitude está associada tipicamente com bordos de imagem de alto contraste e o olho humano é insensível ao ruído nesses bordos. 0 processo de compressão e expansão descrito reduz também

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RCA 84,8768

x*.

η p.

vantajosamente os produtos de modulação cruzada entre a subportadora alternativa e a subportadora de crominância com a redução as. sociada em produtos de batimento visíveis.

D sinal de detalhe de luminância YT da figura la apresenta uma largura de banda de 7,16 MHz e é codificado para a formatação 4:3 (da mesma maneira que a conseguida pelo codificador 74), por meio de um codificador de formatação 78 e é filtrado em passa ba.i xo horizontalmente para 750 KHz por um filtro 79,para produzir um sinal YTN. As porções laterais são filtradas em passa baixo para 125 KHz antes da compressão no tempo por meio de um filtro passa baixo de entrada do codificador de formatação 78 correspondente ao filtro de entrada 610 do dispositivo mostrado em parte na fig. 6, mas com uma frequência de corte de 125 KHz. Os altos de porção lateral são descarregados. Este sinal YTN é correlacionado espacialmente com o sinal principal C/SL.

Os sinais YTN e NTSCF são convertidos da forma digital (b_i nária) para a forma analógica por meio de unidades DAC 53 e 54 respectivamente, antes destes sinais serem aplicados a um modulador de quadratura RF 57, para modularem um sinal portador RF de TV. 0 sinal modulado RF ê, em seguida, aplicado a um transmissor 55 para ser emitido através de uma antena 56.

A subportadora alternativa ASC associada com o modulador 80 é sincronizada horizontalmente e tem uma frequência escolhida para assegurar a separação adequada (por exemplo 20-30 db) de informação lateral e central e para ter impacto insignificante numa imagem exibida por um receptor NTSC padrão. A frequência ASC, de preferência, seria uma frequência entrelaçada num múltiplo ímpar de uma metade da frequência de linha horizontal de modo a não pro duzir interferência que comprometeria a qualidade da imagem exib.i da.

A modulação em quadratura tal como a proporcionada pela unidade 80 permite, com vantagem, dois sinais de largura de banda estreita serem transmitidos simultaneamente. A expansão no tempo do sinal de altos de modulação resulta numa redução de largura de banda coerente com os requesitos de banda estreita da modulação em quadratura. Quanto mais a largura de banda é reduzida, menor

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RCA 84,8768

é 2 probabilidade que a interferência entre a portadora e os sinais de modulação aconteça. Além disso a alta energia típica do componente DC da informação de painel lateral é comprimida para a região sobreexplorada,em vez de ser utilizada como um sinal de mo dulação. Assim a energia do sinal de modulação e por isso a interferência potencial do sinal de modulação são grandemente reduzidas .

sinal de écran largo compatível NTSC codificado, emitido peia antena 56, destina-se a ser recebido tanto por receptores NTSC como por receptores de écran largo como representado na fig. 13.

Na fig. 13, um sinal de televisão entrelaçado EDTV de écran largo compatível emitido é recebido por uma antena 1310 e aplicado a uma entrada de antena de um receptor NTSC 1312. 0 receptor

1312 processa o sinal de écran largo compatível de maneira normal para produzir uma imagem exibida com um alargamento de 4:3 com a informação de painel lateral de écran largo a ser em parte compri mida (isto é, os baixos) para as regiães sobreexploradas horizontais fora da vista do espectador e sendo em parte (isto é os altas) contida no sinal subportador alternativo modulado, que não interfere com o funcionamento do receptor padrão.

sinal EDTV de écran largo compatível, recebido pela antena 1310 é também aplicado a um receptor de exploração progressiva de écran largo 1320 capaz de exibir uma imagem vídeo com um alargamento grande de, por exemplo, 5:3. 0 sinal de écran largo rece bido é processado por uma unidade de entrada 1322 incluindo um sintonizador de radiofrequência (RF) e circuitos amplificadores, um desmodulador vídeo síncrono (desmodulador de quadratura) que produz um sinal vídeo de banda base e circuitos conversores analógicos/dígitais (ADC) para produzirem um sinal de vídeo de banda base (NTSCF) em forma binária. Os circuitos ADC funcionam a uma frequência de amostragem de quatro vezes a frequência da subporta dora de crominância (4 x f ).

S 0 sinal NTSCF é aplicado a uma unidade integradora e diferenciadora intraquadro 1324 que integra (combina aditivamente) e diferencia (combina subtractivamente) as linhas de imagem afastadas de 262H dentro dos quadros acima de 1,7 MHz, para recuperar o

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RCA Θ4,Β76Β //

sinal principal N e o sinal modulado em quadratura M substancialz mente livres de cruzamentos U-T. E proporcionado um limite de banda de cruzamento horizontal de 20Q KHz entre a frequência de funcionamento de limite inferior de 1,7 MHz da unidade 1324 e a frequência de funcionamento de limite inferior de 1,5 MHz da unidade 38 no codificador da fig. la. 0 sinal recuperado N contém informação que é, sensivelmente, igual visualmente à informação de imagem do sinal principal C/SL devido à alta correlação visual da imagem intraquadro do sinal principal original C/5L quando ponderado intraquadro no codificador da fig. la.

sinal M é acoplado a uma unidade desmoduladora de quadra tura e expansora em amplitude 1326 para desmodular os sinais auxj. liares X e Z em resposta à subportadora alternativa ASC com uma fase alternante de campo similar ao sinal ASC, explicada em ligação com a fig. la. Os sinais desrnodulados X e Z contêm informação que é sensivelmente idêntica visualmente à informação de imagem do sinal ESH e ao sinal de saída da unidade 74 da fig. la devido à alta correlação visual da imagem intraquadro destes sinais quando integrados intraquadro pelo codificador da fig. la.

A unidade 1326 inclui também um filt,ro passa baixo de 1,5 MHz para remover os produtos de desmodulação de alta frequência indesejados a duas vezes a frequência da subportadora alternativa e um expansor de amplitude para expandir os sinais desrnodulados (previamente comprimidos) utilizando uma função gama inversa (gama = l/0,7 = 1,429), isto é, o inverso da função de compressão não linear executada pela unidade BO da fig. la.

A unidade 1328 comprime no tempo os altos de painel lateral codificados de cor de modo a que eles ocupem os seus intervalos de tempo originais recuperando assim o sinal NTSCH. A unidade 132B comprime no tempo o sinal NTSCH na mesma proporção que a unidade 62 da fig. 1 expande no tempo o sinal NTSCH.

Um descodificador de altos de luminância (Y) 1330, descodifica o sinal da altos horizontal de luminância Z para a formata ção de écran largo. Os lados são expandidas no tempo (na mesma proporção que a compressão no tempo dos lados no codificador da fig. la) e o centro é comprimido no tempo (na mesma proporção que

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RCA Θ4,876Β

a expansão no tempo dos lados no codificador da fig. la). Os painéis são reunidos conjuntamente na região de sobreposição de 10 pixels como será explicado subsequentemente, em ligação com a fig. 14. A unidade 1330 está disposta como mostraoo na fig. 17.

modulador 1332 modula em amplitude o sinal do descodificador 1330 numa portadora de 5,0 MHz f . A amplitude do sinal mo dulado é depois filtrada em passa alto por um filtro 1334 com uma frequência de corte de 5,0 MHz para remover a banda lateral inferior. No sinal de saída do filtro 1334, as frequências de 5,0 a 6,0 MHz do painel central são recuperadas e as frequências de 5,0 a 5,2 Κι Hz do painel lateral são recuperadas. 0 sinal do filtro 1334 é aplicado a um adicionador 1336.

sinal NTSCH do compressor 1328 é aplicado a uma unidade 1340 para separação dos altos de luminância, dos altos de crominância e para produzir sinais YH, IH e OH. Isto pode ser conseguido pelo arranjo da fig. 18.

sinal N da unidade 1324 é separado nos seus componentes constituintes de luminância e crominância YN, IN e ON por meio de um separador de luminância e crominância 1342 que pode ser similar ao separador 1340 e que pode utilizar o dispositivo do tipo mostrado na fig. 1B.

Os sinais YH, IH, QH e YN, IN, QN são fornecidos como entradas a um descodificador de formatação Y-I-Q 1344 que descodif_i ca os componentes de luminância e crominância para a formatação de ácran largo. 0s baixos de painel lateral são expandidos no tempo, o painel central 6 comprimido no tempo, os altos de painel lateral são adicionados aos baixos de painel lateral e os painéis laterais são reunidos ao painel central numa região de sobreposj. ção de 10 pixels utilizando os princípios da fig. 14. 0s detalhes do descodificador 1344 são mostrados na fig. 19.

sinal YF¹ é acoplado ao adicionador 1336 onde ele é soma do ao sinal do filtro 1334. Através deste processo a informação de detalhe de luminância horizontal de alta frequência aumentada e recuperada,é adicionada ao sinal de luminância descodificado YF'.

Os sinais YF', IF' e QF' são convertidos da formatação en68 147

RCA 84,876B _ 7 Ί _

i. f trelaçada para exploração progressiva por meio dos conversores 1350, 1352 e 1354, respectivamente. 0 conversor de exploração progressiva de luminância 1350 também responde ao sinal de luminância de ajuda YT de um descodificador de formatação 1360 que descodifica o sinal de ajuda codificado YTN. 0 descodificador

1360,descodifica o sinal YTN para a formatação de écran largo e exibe uma conformação similar à da fig. 17.

Os conversores I e Q 1352 e 1354 convertem os sinais entre laçadas para exploração progressiva integrando no tempo linhas afastadas de um quadro para produzirem a informação de linha de exploração progressiva em falta. Isto pode ser conseguido pelo dispositivo do tipo mostrado na fig. 20.

A unidade conversora de exploração progressiva de luminância 1350, é similar à mostrada na fig. 20 excepto no que o sinal YT é adicionado como mostrado pelo arranjo da fig. 21. Nesta unidade uma amostra de sinal de ajuda YT é adicionada a uma média temporal para auxiliar a reconstrução de uma amostra de pixel de exploração progressiva em falta. 0 detalhe temporal completo é recuperado dentro da banda de frequências horizontais contida no s_i nal de diferença de linha codificado (750 KHz após codificação). Acima desta banda do sinal de frequências horizontais, YT é zero. De modo que a amostra em falta é reconstruída por integração temporal .

Os sinais de exploração progressiva de écran largo YF, IF e QF são convertidos para a forma analógica por meio de um conve_r sor digital/analógico 1362, antes de serem aplicados a uma unidade de processamento de sinal vídeo e amplificadora de matriz 1362. 0 componente processador de sinal vídeo da unidade 1364, inclui am plificação de sinal, mudança de nível DC, controlo de brilho, con trolo de contraste e outros circuitos de processamento de sinal vídeo convencionais. 0 amplificador de matriz 1364 combina o sinal de luminância YF com sinais de diferença de cor IF e QF para produzir sinais vídeo representativos de imagem de cor R, G e B. Estes sinais de cor são amplificados por amplificadores de excita ção de visor na unidade 1364, para um nível adequado,para comandarem directamente um dispositivo de visor de imagem de cor de écran largo 1370, por exemplo, um cinescópio de écran largo.

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RCA 84,876B

A fig. 6 representa o dispositivo incluído no processador 18 da fig. la para desenvolver sinais YE , YO e YH a partir do sinal de écran largo de banda larga YF. 0 sinal YF é filtrado em passa baixo, horizontalmente, por um filtro de entrada 610 com uma frequência de corte de 700 KHz para produzir o sinal de luminância de baixa frequência YL que é aplicado a uma entrada de um combinador subtractivo 612. 0 sinal YF é aplicado a outra entra da do combinador 612 e ao dispositivo desmultiplexador en tempo 616 após ser retardado por uma unidade 614 para compensação do r_e tardo de processamento de sinal do filtro 610. Combinando o sinal retardado YF e o sinal filtrado YL produz-se o sinal de luminância de alta frequência YH na saída do combina dor 612.

sinal retardado YF e os sinais YH e YL são aplicados a entradas separadas do aparelho desmui tipiexador 616 que inclui unidades desmui tipiexadoras (DEMUX) 618, 620 e 621, para processa rem respectivamente os sinais YF, YH e TL. 0s detalhes do dispci sitivo desmultiplexador 616 serão explicados em ligação com a fig. 8. As unidades desmultiplexadoras 618, 620, 621, derivam respectivamente o sinal de painel central de largura de banda completa YC, o sinal de altos de painel lateral YH e o sinal de baixos de painel lateral YL ' , como representado nas figs. 3 e 4.

sinal YC é expandido no tempo por um expansor em tempo 622 para produzir o sinal YE. 0 sinal YC é expandido no tempo com um factor de expansão central suficiente para deixar espaço para as regiães de sobreexploração horizontais esquerda e direita. 0 factor de expansão central (l,19) é a relação da largura preten dida do sinal YE (pixels 15-740) com a largura do sinal YC (pixels 75-630) como mostrado na fig. 3.

sinal YL ¹ é comprimido com um factor de compressão lateral por um compressor em tempo 628, para produzir o sinal Y0. 0 factor de compressão lateral (6,0) é a relação entre a largura da porção correspondente do sinal YL ' (por exemplo pixels esquerdos 1-84) com a largura pretendida do sinal Y0 (por exemplo os pixels esquerdos 1-14) como mostrado na fig. 3. Os expansores em tempo 622, 624 e 626 e o compressor em tempo 628 podem ser do tipo mostrado na fig. 12 como será explicado.

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RCA Θ4,876Β

a¹

-33—

Os sinais ΙΕ , IH, IO e QE, OH, QO são respectivamente desenvolvidos a partir de sinais IF e QF ae uma maneira similar à que os sinais YE, YH e YO são desenvolvidos pelo dispositivo da fig. 6. A este respeito é feita referência à fig. 7 que represeri ta o dispositivo para desenvolver os sinais IE, IH, 10 a partir do sinal YF. Os sinais QE, QH e QO são desenvolvidos a partir do sinal QF de uma maneira similar.

Na fig. 7 o sinal de écran largo de banda larga IF após ser exibido por uma unidade 714 é acoplado ao dispositivo desmultiplexador 716 e é também combinado subtractivamente com o sinal de baixa frequência IL de um filtro passa baixo 710 num combinador subtractivo 712, para produzir o sinal de alta frequência IH.

sinal retardado IF e os sinais IH e IL são respectivamente desmultiplexados por desmultiplexadores 718, 720 e 721 associados ao dispositivo desmultiplexador 716 para produzirem sinais IC, IH e IL ¹ . 0 sinal IC é expandido no tempo por um expansor 722 para produzir o sinal IE e um sinal IL' é comprimido no tempo por um compressor 728 para produzir o sinal 10. 0 sinal IC é expandido com um factor de expansão similar ao utilizado para o sinal YC como explicado e o sinal IL ’ é comprimido com um factor de compres, são lateral similar ao utilizado para o sinal YL' também como explicado.

A fig. 8 representa um dispositivo desmultiplexador 816 tal como pode ser utilizado para o dispositivo 616 da fig. 6 e 716 da fig. 7. 0 dispositivo da fig. 8 está representado no contexto do desmultiplexador da fig. 6. 0 sinal de entrada YF contém 754 pixels definindo a informação de imagem. Os pixels 1-84 definem o painel esquerdo, os pixels 671-754 definem o painel direito e os pixels 75-680 definem o painel central que se sobrepõe ligeiramente aos painéis esquerdo e direito. Os sinais IF e QF apresentam sobreposição semelhante. Como será explicado verificou-se que essa sobreposição de painel facilita a combinação (rejj nião) aos painéis central e laterais no receptor para eliminar substancialmente os artifícios de fronteira.

dispositivo desmultiplexador 816 inclui primeira, segunda e terceira unidades desmultiplexadoras (DEMUX) 810, 812 e 814 respectivamente associadas com informação de painel esquerdo, cejn

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RCA 84,8768

-34tral e deireito. Cada unidade desmultiplexadora tem uma entrada A na qual os sinais YH, YF e YL são respectivamente aplicados e uma entrada B na qual um sinal em branco (BLK) é aplicado. 0 sinal em branco pode ser, por exemplo, um nível lógico zero ou a massa.

A unidade 810 extrai o sinal de saída YH contendo altos es querdo e direito do sinal de entrada YH durante o período que uma entrada seieccionada de sinal (SFL) da unidade 810 recebe um primeiro sinal de controlo de um comparador de contagem 817 indicando a presença de elementos de pixel de painel esquerdo 1-84 e elq mentos de pixel de painel direito 671-754. Em outros períodos um segundo sinal de controlo do comparador de contagem 817 provoca o sinal BLK na entrada B em vez do sinal YH na entrada A para ser acoplado à saída da unidade 810.

A unidade B14 e o comparador de contagem 820 operam de modo similar para derivarem o sinal de baixos de painel lateral YL ' do sinal YL. A unidade 812 faz o acoplamento do sinal IF da sua entrada A à sua saída para produzir o sinal de painel central YC apenas quando um sinal de controlo de um comparador de contagem 818 indica a presença de pixels de painel central 75-680.

0s comparadores de contagem 817, 818 e 820 são sincronizados em relação ao sinal vídeo YF, por meio de um sinal de saída de impulso de um contador 822 que reage a um sinal de relógio com quatro vezes a frequência da subportadora de crominância (4 x f_sc) e a um sinal de sincronismo de linha horizontal H,derivado do sinal de video YF. Cada impulso de saída do contador 822,corresponde a uma posição de pixel ao longo da linha horizontal. 0 cori tador 822 apresenta um desfasamento inicial de —100 de contagem, correspondendo aos 100 pixels do início de um impulso de sincronismo horizontal, para regiães negativas no instante Tapara o f/ nal do intervalo em branco horizontal no qual o pixel de tempo 1 aparece no início do intervalo de exibição de linha horizontal. Este contador 822 apresenta uma contagem de 1 no início do intervalo de exibição de linha. Cutros arranjos de contadores podem ser também desenvolvidos. Cs princípios utilizados pelo disposit/ vo desmultiplexador 816,podem também ser aplicados ao dispositivo

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RCA 84,876B multiplexador para executar uma operação de combinação de sinal de conversão, tal como é executada pelo combinador de painel central e lateral 28 da fig. la.

A fig. 9 mostra detalhes do modulador 30 nos codificadores 31 e 60 da fig. la. Na fig. 9 os sinais IN e QN aparecem a quatro vezes a frequência da subportadora de crominância (4 x f_g ) e são aplicados às entradas de sinal de trincos 910 e 912, respectivamente. os trincos 910 e 912 recebem também sinais de relógio de 4 x f para transferirem nos sinais IN e QN e um sinal de cose mutação de 2 x f que é aplicado a uma entrada de sinal de comutação invertida do trinco 910 e a' uma entrada de sinal de comutação não invertida do trinco 912.

As saídas de sinal dos trincos 910 e 912 são combinadas nu ma única linha de salda na qual os sinais I e 0 aparecem alternadamente e são aplicados às entradas de sinal de um trinco não inversor 914 e a um trinco inversor 916. Estes trincos são sincronizados a uma frequência de 4 x f e recebem um sinal de comutação à frequência da subportadora de crominância f e nas entradas s c inversora e não inversora, respectivamente. 0 trinco não inversor

914 produz uma sequência alternativa de saída dos sinais de polarg dade positiva I e Q e o trinco inversor 916 produz uma sequência alternativa de salda de sinais I e Q de polaridade negativa, isto é -I e -Q.

As saídas de trincos 914 e 916 são combinadas numa única linha de saída na qual aparece uma sequência alternante de sinais I e Q emparelhados,de pares de polaridade mutuamente opostos, isto é, I, Q, -I, -Q ... etc., constituindo α sinal CN. Este sinal é filtrado pelo filtro 32, antes de ser combinado na unidade 36 com uma versão filtrada da sinal de luminância YN,para produzir o sinal codificado NTSC C/SL da forma Y+I, Y+Q, Y-I, Y-Q, Y+I, Y+Q e assim por diante.

A fig. 10 representa um filtro vertical-temporal (V-T) que pode apresentar configuraçães passa banda L/-T, de banda atenuada V-T ou passa baixo U-T para ajustamento de coeficientes de ponderação a^-a_g. A tabela da fig. 10a representa os coeficientes de ponderação associados com as configurações de filtro passa banda

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RCA 84,8768

ΤΑ e da atenuação de banda V-T que são utilizadas no dispositivo explicado. Um filtro de atenuação de banda H-V-T tal como o filtro 34 da fig. la e os filtros passa banda H-V-T como os que estão incluídos no dispositivo descodificador da fig. 13 compreendem respectivamente a combinação de um filtro passa baixo horizontal 1020 e um filtro de atenuação da banda V-T 1021 como mostrado na fig. 10 e a combinação de um filtro passa banda horizontal 1030 e um filtro passa banda V-T 1031 como mostrado na fig. 100.

No filtro de atenuação de banda H-V-T da fig. 10b o filtro passa baixo horizontal 1020 apresenta uma frequência de corte dada e proporciona um componente de sinal de baixa frequência filtra, do. Este sinal é combinado subtractivamente num combinador 1023 com uma versão retardada do sinal de entrada de uma unidade de rje tardo 1022 para produzir o componente de sinal de alta frequência. 0 componente de baixa frequência é sujeito a um retardo de quadro através de uma rede 1024 antes de ser aplicado a um combinador aditivo 1025 para proporcionar um sinal de saída filtrado de banda atenuada H-V-T. 0 filtro V-T 1021 apresenta os coeficientes de filtro de atenuação de banda V-T mostrados na Eig. 10a. Um filtro passa banda H-V-T tal como o incluído no descodificador da fig. 13 é mostrado na fig. 10C como compreendendo um filtro passa banda horizontal 1030 tendo uma frequência de corte dada, em casca, ta com o filtro passa banda V-T 1031 tendo coeficientes de filtro passa banda V-T como indicados pela tabela da fig. 10a.

filtro da fig. 10 inclui uma pluralidade de unidades de memória em cascata (N) 1010a-10l0h_?para proporcionarem retardos de sinal sucessivos nos respectivos terminais t^-t^ e para propo_r cionarem um retardo geral no filtro. 0s sinais conduzidos pelos terminais são respectivamente aplicados a uma entrada dos multipM cadores 1012a-10l2i. Outra entrada de cada um dos multiplicadores recebe respectivamente uma ponderação prescrita a^-a^ dependendo da natureza do processo de filtragem a ser executado. A natureza do processo de filtragem dita também os retardos divididos pelas unidades de memória lOlOa-lOlOh.

Os filtros de dimensão horizontal utilizam elementos de me. mória de armazenagem de pixel de modo que o retardo geral de filtro é menor do que o intervalo de tempo de uma linha de imagem ho

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RCA 84,8768

rizontal (lH). Os filtros de dimensão vertical utilizam elementos de memória de armazenagem de linha e os filtros de dimensão temporal utilizam elementos de memória de armazenagem de quadro exclusivamente. Assim um filtro 3-D H-V-T compreende uma combinação dos elementos de armazenagem de pixel (<1H), de linha (lH) e de quadro ( >1H) enquanto que um filtro V-T compreende apenas os dois últimos tipos dos elementos de memória. Os sinais extra/ dos ponderados (mutuamente retardados) dos elementos 1012a-l0l2i são combinados num adicionador 1015 para produzirem um sinal de saída filtrado.

Tais filtros são filtros não recursivos, de resposta de im pulso finito (FIR). A natureza do retardo proporcionado pelos elementos de memória depende do tipo de sinal a ser filtrado e da quantidade de cruzamento que pode ser tolerado entre os sinais de luminância, de crominância e de painel lateral. A finura das características de corte do filtro é aumentada pelo aumento do núme ro de elementos de memória em cascata.

A fig. lOd representa um dos filtros separados da rede 16 da fig. la e inclui unidades de memória (retardo) em cascata 1040a-1040b, multiplicadores associados 1042a-1042e com os factores de ponderação respectivos indicados a^-a^, para receberem sinais dos terminais de sinais t^-t^. Também está incluído um combinador de sinal 1045 que soma os sinais de saída ponderados a partir dos multiplicadores a^-a^ para produzirem uma saída de sinal.

As figs. 11a e 11b mostram detalhes do integrador intraqua^ dro de altos 38 da fig. la. 0 integrador de altos 38 inclui um filtro passa baixo horizontal de entrada 1110,com uma frequência de corte de aproximadamente 1,5 MHz que recebe o sinal C/SL. Um componente de baixa frequência do sinal de entrada C/SL, é produz/ do na saída do filtro 1110 e um componente de alta frequência do sinal de entrada C/SL,é produzido na saida de um combinador subtractivo 1112 disposto como mostrado. 0 componente de baixa frequência é submetido a um retardo de 262H por uma unidade 114 antes de ser aplicado a um adicionador 1120. 0 componente de alta frequência do sinal C/SL é processado por um filtro V-T 1116 antes de ser aplicado ao adicionador 1120 para produzir o sinal l\l.

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RCA 84,876B

-úc filtro 1116 é mostrado na fig. 11b como incluindo um par de elementos de retardo de 262H, 1122 e 1124 e multiplicadores as sociados 1125, 1126 e 1127, com coeficientes de ponderação associa dos a^ , a^ e a^. As saídas do multiplicador são aplicadas a um adicionador 1130 para produzirem um sinal ponderado no tempo de altos C/SL. 0 coeficiente de ponderação a^ permanece constante, mas os coeficientes a^ e a^ alternam entre l/2 e 0 de um campo pa. ra o seguinte. 0 coeficiente a^ apresenta valores de l/2 e 0, quando coeficiente a^ apresenta valores de 0 e l/2.

A fig. 12 representa o aparelho de conformação de retículo que pode ser utilizado para os expansores e compressoras no tempo das figs. 6 e 7. A este respeito é feita referência às formas de onda da fig. 12a que representa o processo de conformação. A fig. 12a representa a forma de onda do sinal de entrada S com uma porção central entre os pixels 84 e 670 que se destina a ser conformai da para as localizações de pixel 1-754 de uma forma de onda de saí. da W através de um processo de expansão no tempo. Os pixels da ponto de extremidade 1 e 670 da forma de onda 5 são conformados directamente nos pixels de ponto de extremidade 1 e 754 da forma de onda W.

0s pixels intermédios não são directamente conformados numa base de 1:1 devido à expansão no tempo e em muitos casos não são conformados numa base inteira. 0 último caso está representa do quando, por exemplo, a localização de pixel 85,33 da forma de onda de entrada S corresponde à localização de pixel inteira 3 da forma de onda de saída W. Assim, a localização de pixel 85,33 do sinal S contém uma parte inteira (85) e uma parta fraccionária DX (0,33) e a localização de pixel 3 da forma de onda tí contém uma parte inteira (3) e uma parte fraccionária (θ).

Na fig. 12 um contador de pixels 1210 funcionando a uma frequência 4 x f proporciona um sinal de WRITE ADRESS (escrita de endereço) de saída M, representativo das localizações de pixel (l. .. 754) num retículo da saída. 0 sinal M é aplicado à PROM (me mória apenas de leitura, programável) 1212 que inclui uma tabela de consulta contendo valores, programados dependendo da natureza da conformação de retículo a ser executada, por exemplo compres68 147

RCA 84,8766

são ou expansão. Na resposta ao sinal M a PROM 1212 proporciona um sinal de READ ADRESS (ler endereço) de salda N representando um número inteiro e um sinal de saída DX representando um número fraccionário igual ou maior do que zero,mas inferior à unidade.

No caso de um sinal de 6 bits DX (2 = 64), o sinal DX apresenta partes fraccionárias 0, l/64, 2/64, 3/64...63/64.

A PROM 1212 permite a expansão ou compressão de um sinal de entrada vídeo S, como uma função de valores armazenados do sinal N. Assim um valor programado do sinal READ ADRESS N e um valor programado do sinal de parte fraccionária DX são fornecidos em resposta aos valores inteiros do sinal de localização de pixel M. Para conseguir a expansão de sinal por exemplo a PROM 1212 es tá disposta para produzir o sinal N a uma frequência mais baixa do que a do sinal M. Contrariamente para se conseguir a compressão de sinal, a PROM 1212 proporciona o sinal N a uma frequência maior do que a do sinal M.

sinal de entrada de video S é retardado por elementos de retardo de pixel em cascata 1214a, 1214b e 1214c para produzir sinais vídeo S(N+2), S(N+l) e S(N) que são versões mutuamente retardadas do sinal vídeo de entrada. Estes sinais são aplicados às entradas de sinal vídeo das memórias de acesso duplo respectivamente 1216a-1216d como são conhecidas. 0 sinal M é aplicado a uma entrada de endereço de escrita de cada uma das memórias 1216a-1216d e o sinal N é aplicado à entrada de endereço de leitura de cada uma das memórias 1216a-1216d.

sinal M determina onde a informação de sinal video entrando será escrita nas memórias e o sinal N determina quais os valores que serão lidos das memórias. As memórias podem escrever para um endereço enquanto que lêem simultaneamente de outro endereço. Os sinais de saída S(N-l), S(n), S(N+l) e S(N+2) das memórias 1216a-1216d apresentam uma formatação expandida no tempo ou comprimida no tempo dependendo da operação de 1 ei tura/escri ta das memórias 1216a-1216d, que é uma função de como a PROM 1212 é programada.

Os sinais S(N-l), S(n), S(N+l) θ S(N+2) das memórias 1216a-1216d são processados por um interpolador linear de quatro pontos

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RCA 84,8768

incluindo filtros de pico 1220 e 1222, uma PROM 1225 e um interpçj lador linear de dois pontos 1230, detalhes do qual estão reprssen tados nas figs. 12b e 12c.

Os filtros de pico 12220 e 1222 recebem três sinais do gru po de sinais, incluindo sinais 5(N-l), 5(l\l), S(N+l) e S(f\!+2), como mostrado, assim como recebendo um sinal de pico PX. 0 valor do sinal de pico PX varia de zero à unidade como uma função de um valor de sinal DX como mostrado na fig. 12d e é fornecido pela PROM 1225 em resposta ao sinal DX. A PROM 1225 inclui uma tabela de consulta e está programada para produzir um dado valor de PX em resposta a um dado valor de DX. Os filtros de pico 1220 e 1222 fornecem respectivamente sinais video mutuamente retardados de pico S'(n) e S'(N+l) ao interpolador linear de dois pontos 1230 que recebe também o sinal DX. 0 interpolador 1230 fornece um sinal de saída vídeo W (comprimido ou expandido) em que o sinal de salda W é definido pela expressão

W = S'(N) + DX /~S»(N+l)-S'(N)_7 interpolador de quatro pontos e a função de pico aproxima com vantagem uma função de interpolação (sen X)/X com boa reso lução de detalhe de alta frequência.

A fig. 12b mostra detalhes dos filtros de pico 1220 e 1222 e do interpolador 1230. Na fig. 12b, os sinais S(N-l), 5(n) e S(N+l) são aplicados a um circuito de ponderação 1240 no filtro de pico 1220 onde estes sinais são ponderados respectivamente pelos coeficientes de pico -l/4, l/2 e -l/4. Como mostrado na fig. 12c, o circuito de ponderação 1240 compreende multiplicadores 1241a-1241c para multiplicarem respectivamente os sinais S(N-l), S(N) e S(N+l) com coeficientes de pico -l/4, l/2 e -l/4.

Os sinais de saída dos multiplicadores 1241a-1241c são somados num adicionador 1242 para produzir um sinal de pico P(n) que é multiplicado pelo sinal PX no multiplicador 1243 para produzir um sinal de pico que é somado com o sinal S(n) no adicionador 1244 para produzir o sinal de pico S'(N). 0 filtro de pico 1222 apresenta estrutura e operação similar.

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RCA 84,876B

-11í\lo interpolador de dois pontos 1230, o sinal S'(n) é subtraído do sinal 5'(N+l) num subtractor 1232 para produzir um sinal de diferença que é multiplicado pelo sinal DX num multiplicador 1234. □ sinal de saída do multiplicador 1234 é somado com o sinal S'(n) num adicionador 1236 para produzir o sinal de saída W.

□s detalhes da unidade integradora-diferenciadora 1324 são mostradas na fig. 15. 0 sinal NTSCF é filtrado em passa baixo p_e la unidade 1510 para produzir um componente de baixos que é com binado subtractivamente com o sinal NTSCF numa unidade 1512 para produzir o componente de altos do sinal NTSCF. Este componente é integrado (combinado aditivamente) e diferenciado (combinado subtractivamente) por uma unidade 1513 para produzir um componente de altos integrado NH numa salda de integraç3o ( + ) e o sinal M numa saída de diferenciação (-). 0 componente NH é somado num adicionador 1514 com um sinal de salda retardado 262H do filtro 1510 para produzir o sinal N.

A fig. 16 mostra detalhes da unidade 1513 na fig. 15. A fig. 16 é similar ao arranjo da fig. 11b anteriormente explicada excepto que os inversores 1610 e 1612 e um adicionador 1614, foram adicionados como se mostra.

Na fig. 17, que mostra detalhes da unidade 1330 da fig. 13, o sinal Z é aplicado a um separador lateral e central (desmultiplexador) 1710 que proporciona sinais de altos do luminância late rais e central separados YHO e YHE, respectivamente, que foram comprimidos e expandidos no codificador da fig. la. Estes sinais são expandidos no tempo e comprimidos no tempo pelas unidades 1712 e 1714 utilizando técnicas de conformação já explicadas, para produzirem sinais de altos de luminância laterais e central YHS e YHC que são reunidos por uma unidade 1716 (por exemplo, como pode ser conseguido pelo dispositivo da fig. 14) antes de ser aplicado ao modulador em amplitude 1332.

Na fig. 18, como notado anteriormente, são mostrados os d_e talhes do separador de luminância e crominSncia 1340 para o NTSCH e 1342 para N. Nesta figura, um filtro passa banda H-V-T 1810, que tem a configuração da fig. 10c e uma passa banda de 3,58+_0,5 MHz passa o sinal NTSCH para um combinador subtractivo 1814 que também recebe o sinal NTSCH após ser passado através de um retar68 147

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1^-

da igualadar de tempo de trânsito 1812. 0 sinal de altos de lumi nância separado YH aparece na saída do combinador 1814. 0 sinal

NTSCH filtrado do filtro 1810 ê desmodulado em quadratura por um desmodulador 1816 em resposta a um sinal subportador de crominância SC para produzir altos de crominância IH e QH.

Na fig. 19, que mostra detalhes do descodificador 1344, os sinais YN, IN e QN são separados nos baixos de painel lateral com primidos Y0, 10 e QQ e nos sinais de painel central expandidos YE , IE, QE por meio de um separador de painel lateral e central (desmul tiplexador no tempo) 1940. 0 desmultiplexador 1940 pode empre gar os princípios do desmultiplexador 816 da fig. 8, explicado anteriormente.

Os sinais Y0, 10 e Q0 são expandidos no tempo por um factor de expansão lateral (correspondente ao factor de compressão lateral no codificador da fig. la) por meio de um expansor em tempo 1942 para restaurar a relação espacial original aos baixos de pai. nel lateral, no sinal de écran largo, como representado pelos sinais de baixos de painel lateral restaurados YL, IL e QL . De modo similar para arranjar espaço para os sinais de painéis laterais, de painel central, YC, IC e QC por meio de um ligador 1960 para formar um sinal de luminância de écran largo completamente recons truído e sinais de diferença de cor de écran largo totalmente reconstruídos IF' e QF '. A reunião dos componentes de sinal de pai. nel lateral e central é conseguida de uma maneira que elimina vir tualmente uma costura visível nos limites entre os painéis central e lateral como será visto da explicação subsequente do ligador 1960 mostrado na fig. 14.

Na fig. 20 são mostrados detalhes dos conversores 1352 e 1354. Os sinais entrelaçados IF' (ou QF') são retardados de 263H por um elemento 2010,antes de serem aplicados a uma entrada de uma memória de acesso duplo 2020. Este sinal retardado é sujeito a um retardo de 262H adicional, por um elemento 2012 antes de ser adicionado com o sinal de entrada no adicionador 2014. 0 sinal de saída do adicionador 2014 é acoplado a uma rede de divisão por dois,antes de ser aplicado numa entrada de uma memória de acesso duplo 2018. As memórias 2020 e 2010 lêem os dados a uma frequên68 147

RCA 84,8768

cia de 8 x f e escrevem os dados a uma frequência de 4 x f

SC SC

As saídas das memórias 2018 e 2020 são aplicadas a um multiplexador (MUX) 2022 para produzirem sinais de exploração progressiva de salda IF (QF). São também mostradas formas de onda representativas do sinal de entrada entrelaçado (duas linhas, com amostras de pixel C e X indicadas) e o sinal de saída de exploração progressiva compreendendo amostras de pixel C e X.

A fig. 21 representa o dispositivo adequado para utilização como conversor 1350,para o sinal YF¹ na fig. 13. 0 sinal entrelaçado YF' é retardado pelos elementos 2110 e 2112 antes de ser combinado num adicionador 2114 como mostrado. 0 sinal retar dado do elemento 2110 é aplicado a uma memória de acesso duplo 2120. Um sinal de saída do adicionador 2114 é acoplado a uma rede de divisão por dois 2116, a saída da qual é adicionada ao sinal YT no adicionador 2118. A saída do adicionador 2118 é aplicada a uma memória de acesso duplo 2122. As memórias 2120 e 2122 escrevem a uma frequência de 4 x f_gc e lêem a uma frequência de 3 x f e fornecem sinais de saída a um mui tipiexador 2124 que desenvolve o sinal de exploração progressiva YF.

A fig. 14 representa o dispositivo de reunião de painel la teral-painel central para utilização como ligador 1960 na fig. 19, por exemplo. Na fig. 14, o ligador é mostrado como compreendendo uma rede 1410 para produzir o sinal de luminância de largura de banda completa YF¹ do componente de sinal de luminância de painel lateral YS β o componente de sinal de luminância de painel central YC, assim como um ligador de sinal I 1420 e um ligador de sinal Q 1430 que são similares em estrutura e funcionamento â rede 1410.

painel central e os painéis laterais são sobrepostos propositadamente por diversos pixels, por exemplo dez pixels. Assim os si. nais de painel central e lateral compartilham vários pixels reduri dantes através do processo de codificação β transmissão de sinal antes da reunião.

No receptor de écran largo, os painéis central e lateral são reconstruídos a partir dos seus respectivos sinais, mas por causa da expansão no tempo, compressão no tempo e filtragem execjj tada nos sinais de painel, vários pixels, nos limites de painel

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RCA Θ4,076Β

lateral e central são corrompidos ou destorcidos. As regiões de sobreposição (OL) e pixels corrompidos (CP, ligeiramente exagera dos para clareza) são indicados pelas formas de onda associadas com sinais YS e YC na fig. 14. Se os painéis não tiverem região de sobreposição, os pixels corrompidos seriam encostados uns aos outros e uma costura seria visível. Uma região de sobreposição de dez pixels de largura verificou-se ser suficientemente larga para compensar de três a cinco pixels de limite corrompidos.

Os pixels redundantes permitem, com vantagem a mistura dos painéis lateral e central na região de sobreposição. Um multipl_i cador 1411 multiplica o sinal de painel lateral YS por uma função de ponderação W nas regiões de sobreposição, como representado pe. la forma de onda associada, sendo antes o sinal YS aplicado a um combinador de sinal 1415. De modo similar um multiplicador 1412 multiplica o sinal de painel central YC por uma função de ponderja ção complementar (l-W) nas regiões de sobreposição, como represejn tado pela forma de onda associada, sendo antes o sinal YC aplicado ao combinador 1415. Estas funções de ponderação apresentam uma característica linear de tipo rampa nas regiões de sobreposição e contém valores entre 0 e 1. Após ponderação, os pixels de painel lateral e central são somados pelo combinador 1415 de modo que cada pixel reconstruído é uma combinação linear dos pixels de painel lateral e central.

As funções de ponderação de preferência deviam aproximar-se da unidade perto dos limites mais interiores da região de sobrepo sição e deviam aproximar-se de zero no limite mais exterior. Isto assegurará que os pixels corrompidos tenham uma influência relativamente pequena no limite de painel reconstruído. A função de ponderação linear de tipo rampa representada satisfaz este requesito e uma função de ponderação não linear com porções extremas curvilíneas ou arredondadas, isto é, na vizinhança dos pontos po_n derados 1 e 0, pode também ser utilizada. Uma tal função de ponderação pode facilmente ser obtida pela filtragem de uma função de ponderação de rampa linear do tipo representado.

As funções de ponderação W e l-W podem ser facilmente gera das por uma rede incluindo uma tabela de consulta que reage a um sinal de entrada representativo de posições de pixel e um combina

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dor subtractivo. As localizações de sobreposição de pixels lateral e central são conhecidas e a tabela de consulta é programada em consequência para fornecer valores de saída de ú a 1 correspondendo à função de ponderação W, em resposta ao sinal de entrada. 0 sinal de entrada pode ser desenvolvido numa variedade de maneiras, tais como por um contador sincronizado por cada impulso de sincronismo de linha horizontal. Complementarmente a função de ponderação 1-W pode ser produzida por subtracção da função de ponderação W da unidade.

A fig. 22 mostra o dispositivo adequado para utilização c_o mo conversor de exploração progressiva para entrelaçado 17c para o sinal YF da fig. la. A fig. 22 mostra também um diagrama de uma porção do sinal de entrada de exploração progressiva YF com amostras A, B, C e X num plano vertical (V) e temporal (T) indic_a do, como também mostrado na fig. 2a. 0 sinal de exploração progres_ siva YF é submetido a um retardo de 525H através de cada um dos elementos 2210 e 2212 para produzir amostras retardadas relativamente X e A da amostra B. As amostras B e A são somadas num adicionador 2214 antes de serem aplicadas a uma rede de divisão por dois 2216.

Um sinal de saída da rede 2216 é combinado subtractivamente numa rede 2218 com a amostra X para produzir o sinal YT. Fste sinal é aplicado a uma entrada do comutador 2220 que funciona ao dobro da frequência de exploração de linha horizontal entrelaçada.

Outra entrada do comutador 2220 recebe o sinal retardado YF da saída de retardo 2210. A saída do comutador 2220 é aplicada à me méria de acesso duplo 2222 que lê numa frequência de 4 x f e es.

s c creve a uma frequência de B x 4 Ρθθ» para produzir sinais YF¹ e YT da forma entrelaçada numa saída.

A fig. 23 mostra o dispositivo adequado para utilização c£ mo os conversores 17a e 17b da fig. la. Na fig. 23 o sinal de ex ploração progressiva IF (ou QF) é aplicado a um elemento de retar do 2310 antes de ser aplicado a uma memória de acesso duplo 2312, que lê a uma frequência de 4 x f e escreve a uma frequência de 8 x f para produzir o sinal de saída entrelaçado IF' (ou QF').

São também mostradas formas de onda representativas do sinal de

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entrada de exploração progressiva com as primeira e segunda linhas associadas com amostras C e X, e o sinal de saida entrelaçado (a primeira linha com amostra C esticada a uma frequência H/2). A memória de acesso duplo 2312 da saída apenas à primeira amostra de linha (C) de sinal de entrada na forma esticada.

A fig. 24 mostra detalhes da unidade 80 da fig. la. Os sinais X e Z são aplicados para endereçarem entradas de conipresso res de amplitude não lineares 2410 e 2412 respectivamente. Os compressores 2410 e 2412 são dispositivos de memória de apenas le_i tura, programáveis (PROM) incluindo cada um uma tabela de consulta contendo os valores programados correspondendo à função de compres, são gama não linear desejada. Esta função é representada pela e_n trada instantânea versus a resposta de saída adjacente à unidade 2412. ·

Os sinais comprimidos X e Z das saídas de dados das unidades 2410 e 2412,são aplicados às entradas de sinal dos multiplica dores de sinal 2414 e 2416 respectivamente. As entradas de referência dos multiplicadores 2411 e 2416 recebem os respectivos sinais subportadores alternativos ASC nas relaçães mútuamente em quadratura de fase, isto é, os sinais ASC estão na forma de seno e coseno. Os sinais dos multiplicadores 2414 e 2416 são adiciona^ dos num combinador 2420, para produzirem o sinal modulado em quadra^ tura M. No arranjo descodificador da fig. 13 os sinais comprimidos X e Z são recuperados através de uma técnica de desmodulação em quadratura convencional e a expansão complementar não linear em amplitude destes sinais é executada por PROM associadas com ta belas de consulta programadas com valores complementares aos valo res da PROM 2410 e da PROM 2412.

Claims (13)

1. REIUINDICAÇÕES

   1 - Dispositivo para processamento de um sinal de tipo televisão incluindo informação de imagem padrão, informação de imagem auxiliar e uma subportadora de crominância modulada com info.r mação de imagem de crominância, caracterizado por compreender:

   meios para proporcionarem uma subportadora alternativa (ASC); e meios (80) para modularem a dita subportadora alternativa com a dita informação de imagem auxiliar (X, Z) apresentando a d_i ta subportadora alternativa uma frequência diferente da frequência (f_sc) da dita subportadora de crominância dentro de uma banda de frequências ocupada pela dita informação de imagem de crominân cia.
2. 2 - Dispositivo para processamento de um sinal de tipo televisão representativo de uma imagem de écran largo tendo informa ção de imagem de porção não lateral dominante e informação não p.a dronizada incluindo informação de imagem de porção lateral, um alargamento de imagem maior do que o de uma imagem de televisão padrão, informação de alta frequência adicional para produzir resolução de imagem aumentada em relação a uma imagem de televisão padrão e uma subportadora de crominância modulada com informação de imagem de crominância, caracterizado por compreender:

   meios para proporcionarem uma subportadora alternativa (ASC); e meios (80) para modularem a dita subportadora alternativa com, pelo menos, a dita informação não padronizada (x) ou a dita informação de imagem de alta frequência adicional (z) apresentando a dita subportadora alternativa (ASC) uma frequência diferente da frequência (f_g ) da dita subportadora de crominância dentro de uma banda de frequências ocupada pela dita informação de imagem de crominância.
3. 3 - Dispositivo de acordo com a reivindicação 2, caracterí zado por a informação não padronizada (x) e a dita informação de imagem de alta frequência adicional (z) modularem em quadratura a dita subportadora alternativa (ASC).

   A - Dispositivo de acordo com a reivindicação 2 ou 3, ca-

   63 147

   RCA 84,8768 racterizado por a dita informação de modulação não padronizada (X) ser informação de imagem de porção lateral.
4. 5 - Dispositivo de acordo com a reivindicação 3, caracteri. zado por a dita informação de modulação não padronizada (X) ser informação de imagem de porção lateral de aita frequência substan cialmente exclusiva de informação de baixa frequência.
5. 6 - Dispositivo de acordo com a reivindicação 2, caracterj. zado por a dita subportadora alternativa (ASC) apresentar uma fase alternativa diferente da fase da dita subportadora de crominân cia.
6. 7 - Dispositivo para recepção de um sinal de tipo televisão incluindo informação de imagem padrão, informação de imagem auxiliar que modula uma subportadora alternativa e uma subportadora de crominância modulada com informação de imagem de crominância, caracterizado por compreender:

   meios de desmodulação (1326) para receberem o dito sinal de televisão e uma subportadora, para desmodularem a dita subportadora alternativa para recuperarem a dita informação de imagem auxiliar de modulação (X, Z), apresentando a dita subportadora alternativa (ASC) uma frequência diferente da frequência da dita subportadora de crominância dentro de uma banda de frequências de crominância ocupada pela informação de imagem de crominância; e meios de processamento de sinal vídeo (1328-1364) que reagem à dita informação de imagem auxiliar recuperada para produzirem um sinal representativo de imagem para aplicação a um disposi. tivo de visor de imagem.
7. 8 - Dispositivo para recepção de um sinal de tipo televisão representativo de uma imagem de écran largo, tendo informação de imagem de porção não lateral dominante e informação não padronizada incluindo informação de imagem de porção lateral, um alargamento de imagem maior do que o de uma imagem de televisão padrão, informação de imagem de alta frequência adicionai para produzir re solução de imagem aumentada em relação a uma imagem de televisão padrão, uma subportadora de crominância modulada com informação de imagem de crominância e uma subportadora alternativa diferente da dita subportadora de crominância, modulada por, pelo menos uma das

   6Β 147

   RCA 84,876B ditas informação não padronizada ou informação de imagem de alta frequência adicional, sendo o dito dispositivo caracterizado por compreender:

   meios de desmodulação (1326) para receberem o dito sinal de televisão e uma subportadora alternativa, para desmodularem a dita subportadora alternativa modulada, para recuperarem a dita informação de modulação (X, Z), apresentando a dita subportadora alternativa uma frequência diferente da frequência da dita subpo£ tadora de crominância dentro de uma banda de frequências ocupada pela informação de imagem de crominância; e meios de processamento de sinal video (1328-1364) que reagem a dita informação de modulação recuperada para produzirem um sinal representativo de imagem para aplicação a um dispositivo de visor de imagem.
8. 9 - Dispositivo de acordo com a reivindicação 2 ou 8, caracterizado por a dita informação de modulação da subportadora al. ternativa (ASC) ser informação de alta frequência (Z) substancial mente exclusiva de informação de baixa frequência.
9. 10 - Dispositivo de acordo com a reivindicação 8, caracterizado por a dita informação não padronizada (X) e a dita informa ção de imagem de alta frequência adicional (Z) modularem em quadratura a dita subportadora alternativa, os ditos meios de desmodulação (1326) serem um desmodulador de quadratura, para recupera rem a dita informação não padronizada e a dita informação de alta frequência adicional, os primeiros meios de processamento de sinal video (1328, 1340) receberem a dita informação não padronizada recuperada (x) para produzirem um primeiro sinal de imagem prç> cessado, os segundos meios de processamento de sinal video (1330, 1332) receberem a dita informação de imagem de alta frequência adicional recuperada (z) para produzirem um segundo sinal de imagem processado e os meios de combinação (1344, 1336) receberem os ditos primeiro e segundo sinais de imagem processados para produzirem um sinal combinado para aplicação a um dispositivo de visor de imagem.
10. 11 - Dispositivo de acordo com a reivindicação 10, caracte rizado por a dita informação de modulação não padronizada (X) ser

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    -50informação de imagem de porção lateral.
11. 12 - Dispositivo de acordo com a reivindicação 11, caracte rizado por a dita informação de modulação não padronizada (X) ser informação de imagem de porção lateral de alta frequência substari cialmente exclusiva de informação de baixa frequência.
12. 13 - Dispositivo de acordo com a reivindicação 8, caracterizado por a dita subportadora alternativa (ASC) recebida pelos ditos meios de desmodulação (1326) apresentar uma fase alternativa diferente da da dita subportadora de crominância.
13. 14 - Dispositivo de acordo com a reivindicação 8, caracterizado por a dita frequência da dita subportadora alternativa (ASC) ser substancialmente igual a um múltiplo ímpar de uma metade de uma frequência de exploração de linha horizontal.