NO115085B

NO115085B -

Info

Publication number: NO115085B
Application number: NO157179A
Authority: NO
Inventors: C Hoover
Original assignee: C Hoover
Priority date: 1964-03-13
Filing date: 1965-03-12
Publication date: 1968-07-22
Also published as: FR1425936A; GB1025375A; NL6410858A; DE1301411B; US3184405A; ES310456A1; BE651950A

Description

Pulskorrigeringskrets. Pulse correction circuit.

Oppfinnelsen angår pulskorrigeringskretser for pulser som kommer fra pulsfordelere som frembringer rekker med pulser av samme varighet og periode, men for-skjøvet i forhold til hverandre. The invention relates to pulse correction circuits for pulses coming from pulse distributors which produce rows of pulses of the same duration and period, but offset in relation to each other.

I belgiske patenter nr. 504545 og 511582 er det påpekt at gassrøranordninger og særlig tyratronrør er i stand til å redusere stigetiden og falletiden for pulser som påtrykkes kapasitive belastninger og at dette kan skje ved å tilføre tilleggseffekt til nevnte belastninger ved bestemte tidspunkter fra en hjelpekilde. For hver puls som skal korrigeres trenges det ett tyra-tronrør for korrigering av dens bakkant. Det første tyratronrør blir, når det er ledende, brukt som en seriekoblet liten opp-ladningsimpedans eller bryter for utgangs-kapasiteten, mens det andre, når det er ledende, blir brukt som en parallellkoblet liten utladningsimpedans eller bryter. In Belgian patents no. 504545 and 511582, it is pointed out that gas tube devices and especially thyratron tubes are able to reduce the rise time and fall time of pulses applied to capacitive loads and that this can be done by adding additional power to said loads at specific times from an auxiliary source. For each pulse to be corrected, one thyratron tube is needed to correct its trailing edge. The first thyratron tube, when conductive, is used as a series-connected small charge-up impedance or switch for the output capacitance, while the second, when conductive, is used as a parallel-connected small discharge impedance or switch.

Tyratronrørene blir utløst i rette øyeblikk av utløserpulser, og for en pulsfor-deler vil den utløserpuls som gjør ett tyra-tronrør ledende, slik at det virker som en parallellkoblet lavimpedans for én utgang, være den samme som den puls som gjør et annet tyratronrør ledende slik at dette virker som en seriekoblet lavimpedans for den neste utgang. The thyratron tubes are triggered at the right moment by trigger pulses, and for a pulse divider the trigger pulse that makes one thyratron tube conductive, so that it acts as a parallel-connected low impedance for one output, will be the same as the pulse that makes another thyratron tube conductive so that this acts as a series-connected low impedance for the next output.

Bruken av slike pulskorrigeringskret-sei for pulsfordelere er også beskrevet i belgisk patent nr. 512583. The use of such pulse correction circuits for pulse distributors is also described in Belgian patent no. 512583.

En hensikt med oppfinnelsen er å redusere det antall gassrørbrytere som er nødvendig for å korrigere flankene på pulser fra pulsfordelere. One purpose of the invention is to reduce the number of gas pipe switches that are necessary to correct the flanks of pulses from pulse distributors.

En annen hensikt med oppfinnelsen er å tilveiebringe en ring-teller med elektro- Another purpose of the invention is to provide a ring counter with electro-

niske brytere og frembringe pulser med steile flanker. low switches and produce pulses with steep flanks.

En annen hensikt med oppfinnelsen er å oppnå tilstrekkelig sikkerhetsmargin for en pulskorrigeringskrets og spesielt å forbinde to pulskorrigeringskretser på en slik måte at den ene trer istedenfor den andre uten at belastningene påvirkes når en feil inntrer. Another purpose of the invention is to achieve a sufficient safety margin for a pulse correction circuit and in particular to connect two pulse correction circuits in such a way that one takes the place of the other without the loads being affected when a fault occurs.

Ifølge et hovedtrekk ved oppfinnelsen er det tilveiebragt en pulskorrigeringskrets med flere trinn, som er innrettet til å korrigere rekker med pulser fra et antall pulskilder for å tilveiebringe en gjentatt pulssyklus med tilnærmet rektangulære pulser, omfattende et antall kondensatorer som hver har den ene klemme tilkoblet et fellespunkt med konstant potensial og den andre klemme tilkoblet en individuell bry-teanordning for overføring av ladning fra en kondensator til en etterfølgende kondensator. Det særegne ved oppfinnelsen er at en for hver kondensator individuell kilde for elektromotorisk kraft med sin ene klemme er tilkoblet forbindelsespunktet mellom vedkommende kondensator og den til kondensatoren hørende bryteranordning, at den annen klemme på den elektromotoriske kraftkilde i et trinn er koblet til den frie klemme på bryteranordningen i det etterfølgende trinn slik at trinnene danner en sluttet ringkrets med en av de nevnte pulskilder tilknyttet hvert trinn, og at pulskildene samtidig som de tilfører tilhørende trinn pulser, styrer vedkommende bryter slik at bryteranordningene i rekkefølge sluttes og umiddelbart deretter åpnes en av gangen og derved bevirker at hver kondensator i tur og orden utlades til den etterfølgende kondensator over den tilforordnede kilde for elektromotorisk kraft slik at ladningen på den sistnevnte kondensator bringes opp på et forutbestemt spenningsnivå. According to a main feature of the invention, there is provided a pulse correction circuit with several stages, which is arranged to correct trains of pulses from a number of pulse sources to provide a repeated pulse cycle of approximately rectangular pulses, comprising a number of capacitors each having one terminal connected to a common point with constant potential and the other terminal connected to an individual switching device for transferring charge from one capacitor to a subsequent capacitor. The peculiarity of the invention is that for each capacitor an individual source of electromotive force with its one terminal is connected to the connection point between the capacitor in question and the switching device belonging to the capacitor, that the other terminal of the electromotive force source is connected in one step to the free terminal of the switch device in the subsequent stage so that the stages form a closed ring circuit with one of the mentioned pulse sources associated with each stage, and that the pulse sources, while supplying pulses to the corresponding stage, control the relevant switch so that the switch devices are closed in sequence and immediately afterwards opened one at a time and thereby causing each capacitor in turn to discharge to the subsequent capacitor over the assigned source of electromotive force so that the charge on the latter capacitor is brought up to a predetermined voltage level.

Oppfinnelsen vil bli bedre forstått av den etterfølgende detaljerte beskrivelse med henvisninger til tegningene, hvor: Fig. 1 viser et antall kondensatorer sammenkoblet som en lukket ring med bryteanordninger og e.m.k.er. Fig. 2 viser et antall kondensatorer sammenkoblet som en lukket ring med bryteanordninger og hjelpekondensatorer. Fig. 3 viser to lukkede ringanordninger som er forutsatt å være felles for en gruppe kondensatorer, den ene i bruk og den andre som reserve. Fig. 4 viser to kondensatorgrupper og to lukkede ringtellere og anordninger for å omkoble forbindelsene mellom hver av de to lukkede ringer og hver av konden-satorgruppene. Fig. 5 viser to etterfølgende trinn av koblingen-i fig. 2 hvori bryteranordningene består av tyratonrør. Fig. 6 viser formen av pulsene fra anode og katode i to etterfølgende tyra-tronrør slik som nevnt i forbindelse med beskrivelsen av fig. 5. Fig. 7 viser formen av pulsene fra katoden i et tyratronrør med påtrykt katode-forspenning. Fig. 8 viser en kobling som gjør bruk av tyratronrørbrytere, idet hvert tyratronrør ved utladning forbereder det følgende tyra-tronrør, idet en felles inngangsledning blir brukt for alle elektroder som utløser tyra-tronrør ene. Fig. 9 viser en kobling som bruker tyra tronrørbrytere hvor pulser fra en fordeler også påtrykkes tyratronrørenes katode. Fig. 10 viser detaljene i en enhet av den normale ringteller som er vist i fig. 3 i en enhet av reserve ringtelleren som er vist i samme figur. Fig. 11 viser detaljene i en enhet som brukes for begge de lukkede ringtellere i fig. 4. The invention will be better understood from the following detailed description with reference to the drawings, where: Fig. 1 shows a number of capacitors interconnected as a closed ring with breaking devices and e.m.k.s. Fig. 2 shows a number of capacitors connected together as a closed ring with breaking devices and auxiliary capacitors. Fig. 3 shows two closed ring devices which are assumed to be common to a group of capacitors, one in use and the other as a reserve. Fig. 4 shows two capacitor groups and two closed ring counters and devices for switching the connections between each of the two closed rings and each of the capacitor groups. Fig. 5 shows two subsequent stages of the connection - in fig. 2 in which the switching devices consist of thyraton tubes. Fig. 6 shows the shape of the pulses from anode and cathode in two subsequent thyratron tubes as mentioned in connection with the description of fig. 5. Fig. 7 shows the shape of the pulses from the cathode in a thyratron tube with applied cathode bias. Fig. 8 shows a connection that makes use of thyratron tube switches, each thyratron tube upon discharge preparing the following thyratron tube, a common input line being used for all electrodes that trigger one thyratron tube. Fig. 9 shows a connection that uses thyratron tube switches where pulses from a distributor are also applied to the cathode of the thyratron tubes. Fig. 10 shows the details of a unit of the normal ring counter shown in fig. 3 in a unit of the reserve ring counter shown in the same figure. Fig. 11 shows the details of a unit used for both of the closed ring counters in fig. 4.

Det er kjent at når en ladet kondensator utlades over kondensator uten ladning og med samme kapasitet vil halvparten av ladningen i den første kondensator bli overført til den annen kondensator, mens halvparten av den elektrostatiske feltenergi går tapt ved ladningsoverføringen på grunn av utstråling og oppvarming. It is known that when a charged capacitor is discharged over an uncharged capacitor with the same capacity, half of the charge in the first capacitor will be transferred to the second capacitor, while half of the electrostatic field energy is lost during the charge transfer due to radiation and heating.

I koblingen i fig. 1 blir dette tap kom-pensert ved hjelp av en e.m.k. Fig. 1 viser In the connection in fig. 1, this loss is compensated by means of an e.m.k. Fig. 1 shows

en lukket ringkrets som omfatter n kondensatorer av samme type som Ci, n bryteranordninger av samme type som Si og n e.m.k.er av samme type som ei. Hver av kondensatorene (Ci) kan imidlertid for-bindes til neste kondensator ( C>) over en e. m.k. (ei) og en bryteranordning (S2), idet dette etterfølges av en lignende midlertidig forbindelse (mellom C2 og Cm) (ikke vist) o.s.v. a closed ring circuit comprising n capacitors of the same type as Ci, n switching devices of the same type as Si and n e.m.m.s of the same type as ei. However, each of the capacitors (Ci) can be connected to the next capacitor (C>) over an e. m.k. (ei) and a switching device (S2), this being followed by a similar temporary connection (between C2 and Cm) (not shown) and so on.

En av kondensatorene kan til å be-gynne med lades fra en likestrømskilde (vist positiv) over en impedans Z og ved midlertidig lukning av en bryterkontakt I, f. eks. bare Cn hvis alle bryteranordningene er åpne. Bryteren Si kan så midlertidig lukkes og etterfølges av en midlertidig lukning av de øvrige brytere i rekkefølge. Dette resulterer i at startladningen på CM, som ble oppladet ved en midlertidig lukning av kontakt I i rekkefølge og ubrutt kan overføres til Ci, d- ...... o.s.v. når kontaktene lukkes i rekkefølge og under forutsetning av e.m.k.er. One of the capacitors can initially be charged from a direct current source (shown positive) across an impedance Z and by temporarily closing a switch contact I, e.g. only Cn if all switching devices are open. The switch Si can then be temporarily closed and followed by a temporary closing of the other switches in sequence. This results in the initial charge on CM, which was charged by a temporary closing of contact I, can be successively and uninterruptedly transferred to Ci, d- ...... etc. when the contacts are closed in sequence and under the condition of e.m.c.

Det kan bevises at hvis Vi er spenningen over kondensator Cn før lukningen av Si, mens samtidig spenningen over Ci og den spenning som er tilveiebragt av en henholdsvis er Vu og Vm, vil etter lukning av bryteren spenningen over Ci bli It can be proved that if Vi is the voltage across capacitor Cn before the closing of Si, while at the same time the voltage across Ci and the voltage provided by a are respectively Vu and Vm, after closing the switch the voltage across Ci will be

mens spenningen over C„ vil bli while the voltage across C„ will be

Dette forutsetter at This assumes that

motstanden i strømkilden en sammen med motstanden i bryteren Si er meget liten, mens en's negative pol er forbundet til Cn. Hvis derfor kondensator Ci nå må ha en spenning Vi over sine plater, må V3=Vi-^-2, og spenningen over Cn vil da etter lukningen av bryteren Sn være V2, hvilket viser at de to kondensatorer har byttet om sine respektive spenninger. the resistance in the current source en together with the resistance in the switch Si is very small, while en's negative pole is connected to Cn. If therefore capacitor Ci must now have a voltage Vi across its plates, V3=Vi-^-2, and the voltage across Cn will then be V2 after closing the switch Sn, which shows that the two capacitors have exchanged their respective voltages.

Anordningen kan derfor brukes som en teller ved i rekkefølge å lukke de forskjellige brytere ved hjelp av anordninger som ikke er vist i fig. 1, idet man starter med den kondensator som følger umiddelbart etter den opprinnelig ladede kondensator. Dersom bare kondensatoren Cn har en spenning Vi over sine plater ved starten, vil den etter lukningen av bryteren Si ha null spenning, mens kondensatoren Ci vil ha ervervet en spenning Vi, idet en frembringer en spenning lik Vi. Dette forløp vil gjenta seg ved lukningen av bryteren Sv, og startladningen på kondensatoren CH vil derfor vandre langs den lukkede kjede så lenge kontaktene lukkes i rekke-følge. Dette kan lett oppnås ved å tilføre styrepulser med varighet T. Disse kan forårsake lukning av en hvilken som helst bryter dersom de tillates å passere en blok-keringsanordning som er spesielt innkoblet for bryteren. Dersom blokkeringen heves ved ladningen over den tilhørende kondensator, d.v.s. når kondensator Cn er ladet, idet den første styrepuls lukker bryteren Si og bare denne, mens den neste puls lukker bryteren S2 fordi kondensatoren Ci nå er ladet, o.s.v. Lukningen av kontaktene behøver ikke tilsvare tidsintervallet T og kan inntre i løpet av en meget liten brøkdel av denne siden overføringen av ladningen praktisk talt foregår øyeblikkelig på grunn av de små motstander i e.m.k. ene og bryterne. Pulser med gjen-tagelseesperiode nT og av varighet T frembringes over de forskjellige kondensatorer, og alle er forskjøvet i forhold til hverandre. The device can therefore be used as a counter by sequentially closing the various switches by means of devices not shown in fig. 1, starting with the capacitor that follows immediately after the initially charged capacitor. If only the capacitor Cn has a voltage Vi across its plates at the start, it will have zero voltage after the closing of the switch Si, while the capacitor Ci will have acquired a voltage Vi, as it produces a voltage equal to Vi. This process will repeat itself when the switch Sv is closed, and the initial charge on the capacitor CH will therefore travel along the closed chain as long as the contacts are closed in sequence. This can easily be achieved by supplying control pulses of duration T. These can cause the closing of any switch if they are allowed to pass a blocking device specially connected for the switch. If the blockage is raised by charging over the associated capacitor, i.e. when capacitor Cn is charged, the first control pulse closes switch Si and only this, while the next pulse closes switch S2 because capacitor Ci is now charged, etc. The closing of the contacts does not have to correspond to the time interval T and can occur during a very small fraction of this since the transfer of the charge takes place practically instantaneously due to the small resistances in the e.m.f. one and the switches. Pulses with a repetition period nT and of duration T are generated across the various capacitors, and all are shifted in relation to each other.

Istedenfor å gi en av kondensatorene en startladning over impedansen Z, kan rektangulære pulser tilføres i rekkefølge og i et syklisk forløp over kondensatorene til tidspunkter som tilsvarer lukningen av bryteranordningene. Instead of giving one of the capacitors an initial charge above the impedance Z, rectangular pulses can be applied in sequence and in a cyclic course across the capacitors at times corresponding to the closing of the switching devices.

De sykliske pulskilder med sine indre motstander er vist med strekede linjer på fig. 1, d.v.s. Ei mater Ci gjennom Ri. Når pulser fra en fordeler tilføres individuelle kondensatorbelastninger, vil flankene på pulsene over kondensatorene bli forvrengt i avhengighet av tidskonstanten (Ci.Ri). The cyclic pulse sources with their internal resistances are shown with dashed lines in fig. 1, i.e. Ei feeds Ci through Ri. When pulses from a distributor are applied to individual capacitor loads, the flanks of the pulses across the capacitors will be distorted depending on the time constant (Ci.Ri).

Forutsatt at alle pulskilder slik som Ei har samme hvilespenning og arbeidsspen-ning henholdsvis V og V + v, vil i det øyeblikk spenningen En synker til V, og spenningen Ei stiger til V + v, anordningen i fig. 1 tillate spenningen over Cn å forandres øyeblikkelig til V og spenningen over Ci til V + v, forutsatt at en er lik v med den negative pol forbundet til Cn, og at bryteren Si midlertidig er lukket i dette øyeblikk. Assuming that all pulse sources such as Ei have the same resting voltage and working voltage respectively V and V + v, at the moment the voltage En drops to V, and the voltage Ei rises to V + v, the device in fig. 1 allow the voltage across Cn to change instantaneously to V and the voltage across Ci to V + v, provided that a is equal to v with the negative pole connected to Cn, and that the switch Si is temporarily closed at this moment.

En teoretisk analyse av den krets som omfatter En, Rn, Cn, Ei, Ri og Ci viser at spenningen over kondensator Ci er gitt ved A theoretical analysis of the circuit comprising En, Rn, Cn, Ei, Ri and Ci shows that the voltage across capacitor Ci is given by

hvor t er tiden regnet fra det øyeblikk bryteren Si lukkes, Vi og Va er begynnelses-spenningene over henholdsvis kondensator CK og Ci, V:< spenningen på e.m.k., r er den samlede motstand av e.m.k. i serie med bryteren og R er motstanden i alle strøm-kildene slik som Ei (normalt er r meget mindre enn R). where t is the time counted from the moment the switch Si is closed, Vi and Va are the initial voltages across capacitor CK and Ci respectively, V:< the voltage on the e.m.m., r is the total resistance of the e.m.m. in series with the switch and R, the resistance in all current sources is as Ei (normally r is much smaller than R).

Hvis R er meget liten er det mulig allerede en meget kort tid etter lukningen av bryteren Si å neglisjere det andre ek-sponensialleddet og hvis Vi, den opprinnelige spenning over Cn, er V +v mens V2, den opprinnelige spenning over Ci, er V, er det klart at hvis Va gjøres lik v, vil spenningen over Ci øyeblikkelig bli V +v som ønsket. If R is very small, it is possible already a very short time after the closing of the switch Si to neglect the second exponential term and if Vi, the original voltage across Cn, is V +v while V2, the original voltage across Ci, is V , it is clear that if Va is made equal to v, the voltage across Ci will instantly become V +v as desired.

Ved å betrakte (1) vil det bemerkes at hvis V = v = 0, tilsvarer anordningen den anordning som er vist med fullt opptrukne linjer i fig. 1, men med den forskjell at det er koblet en motstand parallelt med hver kondensator, og dersom det andre ekspo-nensialuttrykket neglisjeres en meget kort tid etter lukningen av bryteren Si på grunn av at motstanden r er meget liten, vil spenningen over Ci være gitt ved By considering (1), it will be noted that if V = v = 0, the device corresponds to the device shown in solid lines in FIG. 1, but with the difference that a resistance is connected in parallel with each capacitor, and if the second exponential expression is neglected a very short time after the closing of the switch Si due to the fact that the resistance r is very small, the voltage across Ci will be given by

Hvis man videre gjør V» lik differan-sen mellom de opprinnelige spenninger over Cn og Ci, d.v.s. Vi -h Va, er den lik Vi umiddelbart etterat bryteren lukkes og av-tar deretter til If one further makes V» equal to the difference between the original voltages across Cn and Ci, i.e. Vi -h Va, it is equal to Vi immediately after the switch closes and then decreases

hvis bryteren Si if the switch Si

forblir lukket lenge nok, eller til null hvis den bir åpnet, hver gang i overensstem-melse med verdien av tidskonstanten Ci Ri. remains closed long enough, or to zero if it is opened, each time in accordance with the value of the time constant Ci Ri.

En annen løsning består i å sørge for kompensasjon for energitapet under over-føringen ved hjelp av ladede kondensatorer istedenfor e.m.k.er. Another solution consists in providing compensation for the energy loss during the transmission by means of charged capacitors instead of emfs.

Det kan bevises at hvis e.m.k.'ene (en) blir erstattet av hjelpekondensatorer med kapasiteter a ganger større enn hoved-kondensatorenes og ladet til en spenning Vs før lukkingen av den følgende bryter slik som Si, vil, når dette inntrer, Ci oppnå en spenning It can be proved that if the em.f.s (a) are replaced by auxiliary capacitors with capacities a times greater than those of the main capacitors and charged to a voltage Vs before the closing of the following switch such as Si, when this occurs, Ci will obtain a voltage

steden-for Va, mens Cn vil oppnå en spenning istedenfor Vi, idet man igjen forutsetter at motstanden i bryteren er meget liten. Hvis kondensator Ci må ha en spenning Vi over sine plater etter at bryteren er lukket, vil instead of Va, while Cn will achieve a voltage instead of Vi, assuming again that the resistance in the switch is very small. If capacitor Ci must have a voltage Vi across its plates after the switch is closed, will

og spenningen over and the voltage above

Cn etter lukking av bryteren være V-, hvilket viser at bruken av hjelpekondensatorer med passende startladning også tillater de følgende kondensatorer å bytte om sine respektive spenninger. Cn after closing the switch be V-, which shows that the use of auxiliary capacitors with suitable initial charge also allows the following capacitors to exchange their respective voltages.

En kobling som gjør bruk av slike hjelpekondensatorer istedenfor e.m.k.er er vist i fig. 2 og representerer en annen lukket ringekrets for n kondensatorer, slik som Cu, n bryteranordninger slik som Si og som omfatter n hjelpekondensatorer slik som C21. Bryteranordningene lukkes i rekkefølge i et syklisk forløp som forklart i forbindelse med fig. 1 og når bryteranordningen Si lukkes, mister kondensator Cln over hjelpekondensatoren C2|1 en ladning som tilføres kondensator Cu. A connection that makes use of such auxiliary capacitors instead of e.m.c. is shown in fig. 2 and represents another closed ring circuit for n capacitors such as Cu, n switching devices such as Si and comprising n auxiliary capacitors such as C21. The switch devices are closed in sequence in a cyclic sequence as explained in connection with fig. 1 and when the switching device Si is closed, capacitor Cln above the auxiliary capacitor C2|1 loses a charge which is supplied to capacitor Cu.

E.m.k. beholder sin spenning Vs etter overføringen av ladningen, men det gjør ikke hjelpekondensatoren og etter lukking E.m.k. retains its voltage Vs after the transfer of the charge, but the auxiliary capacitor does not and after closing

av Sn er dens spenning lik of Sn its voltage is equal to

Vi og Va, d.v.s. Vi and Va, i.e.

'(1+1) (V,-Va), '(1+1) (V,-Va),

a a

Hjelpe- Help-

kondensatoren har derfor mistet en ladning som må erstattes hvis en syklisk arbeidende krets skal tilveiebringes. the capacitor has therefore lost a charge which must be replaced if a cyclically operating circuit is to be provided.

I denne hensikt er en positiv strøm-kilde forbundet til alle trinn over individuelle motstander slik som Rai som vist. I løpet av intervallene mellom kontakt-lukningene, vil hjelpekondensatorene slik som C, være i stand til å gjenvinne sin To this end, a positive current source is connected to all stages across individual resistors such as Rai as shown. During the intervals between contact closures, the auxiliary capacitors such as C will be able to recover their

opprinnelige spenning original voltage

Dette er imidlertid i uoverensstemmelse med betingelsen at spenningen over Cin, som er blitt V2 umiddelbart etter lukningen av Si, fremdeles skulle ha denne verdi når S„ er i ferd med å lukkes. Dette er nød-vendig for å ha de samme betingelser ved lukningen av Sn som ved lukningen av Si når man betrakter henholdsvis kondensator Cln og Cu. For å tillate kondensatoren slik som Cln å ha et potensial Va over sine flater når Sn er i ferd med å lukkes mens samtidig hjelpekondensatorene tillates å gjenvinne sin opprinnelige spenning Vs = må motstanden over kondensatorene slik som Cu tas i betraktning. Disse er vist som motstander slik som Rei over Cu i fig. 2. De eksponentielle variasjoner mellom bryternes slutninger kan fastslås ved å betrakte løsningen av kretsene slik som Ra2, C21, Cu, Rei og det vil være mulig å bestemme konstantene for kontinuerlig operasjon. Fire ligninger for de eksponentielle variasjoner kan settes opp og løses: 1) Hvis spenningen over Cu varierer fra Vi til en annen verdi Vi i løpet av tiden T mellom gjenåpningen av Si og lukningen av S2. 2) Hvis denne spenning varierer fra Vi (Vi -f- Va) umiddelbart etter lukningen og gjenåpningen av Sa til Vi når Si igjen er i ferd med å lukkes og dette skjer i løpet av tiden (n -7- 1)T. 3) Hvis spenningen over Can i serie med Cln varierer fra Vi til en annen verdi Va i løpet av en tid (n -r 1)T mellom gjenåpningen av Si og lukningen av Sn. 4) Hvis denne spenning varierer fra Vn + Vi -f- V2 umiddelbart etter lukningen og gjenåpningen av Sn til V+ (1 + —) ( Vi -r-Va) However, this is inconsistent with the condition that the voltage across Cin, which has become V2 immediately after the closing of Si, should still have this value when S„ is about to close. This is necessary in order to have the same conditions for the closure of Sn as for the closure of Si when considering capacitor Cln and Cu respectively. To allow the capacitor such as Cln to have a potential Va across its faces when Sn is about to close while simultaneously allowing the auxiliary capacitors to recover their original voltage Vs = the resistance across the capacitors such as Cu must be taken into account. These are shown as resistors such as Rei over Cu in fig. 2. The exponential variations between the switches' closures can be determined by considering the solution of the circuits such as Ra2, C21, Cu, Rei and it will be possible to determine the constants for continuous operation. Four equations for the exponential variations can be set up and solved: 1) If the voltage across Cu varies from Vi to another value Vi during the time T between the reopening of Si and the closing of S2. 2) If this voltage varies from Vi (Vi -f- Va) immediately after the closing and reopening of Sa to Vi when Si is again about to close and this happens during the time (n -7- 1)T. 3) If the voltage across Can in series with Cln varies from Vi to another value Va during a time (n -r 1)T between the reopening of Si and the closing of Sn. 4) If this voltage varies from Vn + Vi -f- V2 immediately after the closing and reopening of Sn to V+ (1 + —) ( Vi -r-Va)

a a

når Si igjen er i ferd med å lukkes og dette skjer i løpet av en tid T. when Si is again about to close and this happens during a time T.

Hvis motstandene slik som Rai og Rei er tilstrekkelig store sammenlignet med motstanden i bryterne slik som Si, og hvis disse lukker i løpet av en tid som er liten i forhold til T, spiller motstandene ingen rolle i de praktisk talt øyeblikkelige spen-ningsforandringer som inntrer når bryterne lukkes, og som er forklart tidligere. Ved koblingen i fig. 2 kan pulser også tilføres suksessivt og på en syklisk måte over kondensatorene slik som Cu, som vist med strekede linjer. Hvis potensialet til strømkildene slik som Ei forandres fra V i tiden (n-r-l)T til V+v i tiden T ved at hjelpekondensatorene forsynes med en spenning If the resistances such as Rai and Rei are sufficiently large compared to the resistance in the switches such as Si, and if these close during a time that is small compared to T, the resistances play no role in the practically instantaneous voltage changes that occur when the switches are closed, and which has been explained earlier. At the connection in fig. 2, pulses can also be applied successively and in a cyclical manner across the capacitors such as Cu, as shown by dashed lines. If the potential of the current sources such as Ei changes from V in time (n-r-l)T to V+v in time T by supplying the auxiliary capacitors with a voltage

når den følgende bryter when the following breaks

er i ferd med å lukkes, vil man oppnå pulser med skarpe kanter over kondensatorene slik som Cn, idet deres arbeids- og hvilespenning er bestemt til V + v og V ved den tilførte puls. is about to close, one will obtain pulses with sharp edges across the capacitors such as Cn, as their working and resting voltages are determined to be V + v and V at the applied pulse.

Påvirkningene av bryterne i rekke-følge vil nå bli beskrevet i forbindelse med fremstillingen av et sett på n pulsserier med pulsgjentagelsesperiode nT og pulsva-righet T over kapasitive ladninger hvor pulsene ikke overlapper og hvor de har skarpe kanter, idet man forutsetter å ha til rådighet n pulskilder som leverer ut-løsepulser med gjentagelsesperiode nT og faseforskjøvet i forhold til hverandre med et multiplum av T. The effects of the switches in sequence will now be described in connection with the production of a set of n pulse series with pulse repetition period nT and pulse duration T over capacitive charges where the pulses do not overlap and where they have sharp edges, assuming that you have available n pulse sources that deliver trigger pulses with repetition period nT and phase-shifted relative to each other by a multiple of T.

I den koblingen som er vist delvis i fig. 5, består bryteranordningene av tyra-tronrør. Bare to av ringens tyratronrør: Thi og Thi+1 er vist, da dette er tilstrekkelig for å forstå den sykliske virkemåte. In the connection which is partially shown in fig. 5, the switching devices consist of thyratron tubes. Only two of the ring's thyratron tubes: Thi and Thi+1 are shown, as this is sufficient to understand the cyclic operation.

Anoden på tyratronrøret Thi er forbundet til forbindelsespunktet mellom dens anodemotstand Rai og hjelpekondensatoren C2i-=-l mens dens katode er forbundet til forbindelsespunktet mellom kondensatoren Cli og hjelpekondensatoren C2i. Anodemotstanden Rai utgjør også en del av ladekretsen for hjelpekondensatoren C2i-=-l. Kondensatorer slik som Cli representerer den kapasitive belastning over hvilken pulsene frembringes. Utløserpul-sene tilføres utløserelektrodene på de respektive tyratronrør som er bundet til å utlades så og si øyeblikkelig og i løpet av et meget kort tidsrom akkurat tilstrekkelig til å muliggjøre at ladningen på kondensator Cli—1 blir overført til kondensator Cli over tyratronrøret. Dette forløp vil gjentas fra en kondensator til den neste i over-ensstemmelse med utløserpulser som an-kommer i rekkefølge til gitterne i etter-følgende tyratronrør. The anode of the thyratron tube Thi is connected to the connection point between its anode resistor Rai and the auxiliary capacitor C2i-=-1 while its cathode is connected to the connection point between the capacitor C1 and the auxiliary capacitor C2i. The anode resistor Rai also forms part of the charging circuit for the auxiliary capacitor C2i-=-l. Capacitors such as Cli represent the capacitive load across which the pulses are generated. The trigger pulses are supplied to the trigger electrodes on the respective thyratron tubes which are bound to discharge so to speak instantaneously and within a very short period of time just sufficient to enable the charge on capacitor Cli-1 to be transferred to capacitor Cli via the thyratron tube. This process will be repeated from one capacitor to the next in accordance with trigger pulses arriving in sequence to the grids in subsequent thyratron tubes.

Formen av pulsene fra katodene og anodene i tyratronrørene er vist i fig. 6. The shape of the pulses from the cathodes and anodes in the thyratron tubes is shown in fig. 6.

Det fremgår at når et tyratronrør tennes overstiger anodespenningen (c) dets katodespenning (F). Dette skyldes den for-delte induktans i kretsen. Katodespenningen heves også umiddelbart, hvilket betyr at gitterkatodeforspenningen synker raskt hvorved gitteret vil beholde kontrol-len av utladningen, og denne er bundet til å avsluttes samtidig med utløserpulsen. Når utladningen begynner vil anodespenningen ha en tilbøyelighet til å stige på grunn av ladningen gjennom Ra mens katodespenningen har en tilbøyelighet til å avta på grunn av utladningen gjennom Rc, men denne effekt vil være liten og vil ikke forebygge en rask avionisering hvis tidskonstanten er tilstrekkelig stor. Så snart som et tyratronrør tenner, vil det derfor slukke nesten umiddelbart og være avskåret fra å påvirkes igjen før dets git-ter mottar neste puls etter utløpet av en gjentagelsesperiode nT. It appears that when a thyratron tube is ignited, the anode voltage (c) exceeds its cathode voltage (F). This is due to the distributed inductance in the circuit. The cathode voltage is also raised immediately, which means that the grid cathode bias drops rapidly, whereby the grid will retain control of the discharge, and this is bound to end at the same time as the trigger pulse. When the discharge begins, the anode voltage will tend to rise due to the charge through Ra while the cathode voltage will tend to decrease due to the discharge through Rc, but this effect will be small and will not prevent a rapid ionization if the time constant is sufficiently large . As soon as a thyratron tube ignites, it will therefore extinguish almost immediately and be cut off from being affected again until its gate receives the next pulse after the expiration of a repetition period nT.

Dette arrangement har den fordel at det gir en sikkerhetsmargin på nesten en tidsenhet for avionoseringsperioden (falletiden for tyratronstrømmen). This arrangement has the advantage that it provides a safety margin of almost one time unit for the deionization period (the fall time of the thyratron current).

De vertikale deler av pulsformen fra katoden, vist i fig. 6, er alle like ved betraktning av en veksling i spenningene mellom en katodekondensator og den neste, og man har oppnådd kontinuerlig drift. I løpet av en eksponentiell del av denne pulsformen vil en katodekondensator vinne eller tape en spenning i løpet av den neste eksponentielle del da dette vil forårsake en syklisk drift med periode nT. Slike stigende og fallende eksponentielle variasjoner er tillatelige for en krets som Rei, Cli, C2i, Rai+1. The vertical parts of the pulse form from the cathode, shown in fig. 6, are all equal when considering an alternation in the voltages between one cathode capacitor and the next, and continuous operation has been achieved. During an exponential part of this pulse shape, a cathode capacitor will gain or lose a voltage during the next exponential part as this will cause a cyclic operation with period nT. Such rising and falling exponential variations are permissible for a circuit such as Rei, Cli, C2i, Rai+1.

Ved å gjøre visse antagelser kan kretsen i fig. 2 når den brukes til å frembringe skarpe, rektangulære pulser og når bryterne består av tyratronrør, som vist i fig. 5, analyseres under hensyntagen til det faktum at anodespenningen synker under katodespenningen: 1) a antas å være tilstrekkelig stor til at spenningen over hjelpekondensatoren ikke varierer vesentlig når det tyratron-rør, hvis anode er forbundet til denne, utlades. Det betyr også at anodeflanken B-C som er lik praktisk talt er lik Vi Va som igjen er lik den gjen-værende anodeflanke A-D og lik de to katodeflanker I-F og G-H. 2) Tidskonstanten for anodemotstanden sammen med hjelpekondensatoren er gjort stor i forhold til nT, og det vil si at spenningen over hjelpekondensatoren heller ikke vil variere i løpet av tidsrommet mellom tyratronutladningene, d.v.s. A-B og C-D. Dette sammen med den første an-tagelse, betyr at tyratronrørets anodespenning følger det foregående tyratronrørs katodespenning. 3) Tidskonstanten for katodemotstanden sammen med hovedkondensatoren er også gjort stor i forhold til nT, og dette betyr at variasjonene slik som F-G og H-I kan betraktes som lineære. By making certain assumptions, the circuit in fig. 2 when used to produce sharp, rectangular pulses and when the switches consist of thyratron tubes, as shown in fig. 5, is analyzed taking into account the fact that the anode voltage drops below the cathode voltage: 1) a is assumed to be sufficiently large that the voltage across the auxiliary capacitor does not vary significantly when the thyratron tube, whose anode is connected to it, is discharged. It also means that the anode flank B-C which is equal practically is equal to Vi Va which in turn is equal to the remaining anode flank A-D and equal to the two cathode flanks I-F and G-H. 2) The time constant for the anode resistance together with the auxiliary capacitor is made large in relation to nT, which means that the voltage across the auxiliary capacitor will also not vary during the time between the thyratron discharges, i.e. A-B and C-D. This, together with the first assumption, means that the anode voltage of the thyratron tube follows the cathode voltage of the preceding thyratron tube. 3) The time constant for the cathode resistor together with the main capacitor is also made large in relation to nT, and this means that the variations such as F-G and H-I can be considered linear.

I forbindelse med de foregående antagelser betyr det også at variasjonene slik som A-B og CD er linære. Da er formen av pulsene fra anode og katode identiske og de ukjente størrelser er høyden av de fire flanker d.v.s. Vi -:- Va = Vh, høyden av de fire linære trinn, d.v.s. Vs (A-B, D-C, F-G, I-H) og et referansenivå Vi (F) for toppen av pulsen fra katoden. In connection with the previous assumptions, it also means that the variations such as A-B and CD are linear. Then the shape of the pulses from anode and cathode are identical and the unknown quantities are the height of the four flanks, i.e. Vi -:- Va = Vh, the height of the four linear steps, i.e. Vs (A-B, D-C, F-G, I-H) and a reference level Vi (F) for the peak of the pulse from the cathode.

Når et tyratronrør tennes, synker dets anodespenning under dets katodespenning, som nevnt tidligere. Størrelsen av denne spenningsreduksjon e0 (F-C), antas å være uavhengig av kretsens konstanter Ra, Rc, Ci, C2 og kan bestemmes eksperimentelt. When a thyratron tube is ignited, its anode voltage drops below its cathode voltage, as mentioned earlier. The magnitude of this voltage reduction e0 (F-C) is assumed to be independent of the circuit's constants Ra, Rc, Ci, C2 and can be determined experimentally.

De ukjente VB, Vh og Vi kan finnes ved å sette opp tre ligninger. The unknown VB, Vh and Vi can be found by setting up three equations.

Den første oppnås ved å slå fast at middelstrømmen i katodemotstanden er lik middelstrømmen gj ennom anodemotstanden. Dette er berettiget på grunn av at kondensatorene ikke mister noen energi i gjennomsnitt. Da middelanodespennin- The first is achieved by establishing that the mean current in the cathode resistor is equal to the mean current through the anode resistor. This is justified because the capacitors do not lose any energy on average. Then the mean anode voltage

gen er Vi — e() - gene is Vi — e() -

og middelkato-despenningen er kan det ved hjelp av de tidligere tre antagelser direkte settes opp i en ligning med ' and the mean cathode voltage is, using the previous three assumptions, it can be directly set up in an equation with '

Den andre oppnås ved å slå fast at den ladning som tapes av hjelpekondensatoren under utladningen av det tyratronrør hvis anode er forbundet til denne, og som er lik kapasiteten av hovedkondensatoren multi-plisert med Vh, må erstattes av middel-strømmen gjennom anodemotstanden integrert over tidsintervallet nT. Da den tilsvarende middelanodespenning er gitt ovenfor, kan det ytterligere settes opp en ligning. The second is achieved by stating that the charge lost by the auxiliary capacitor during the discharge of the thyratron tube whose anode is connected to it, and which is equal to the capacity of the main capacitor multiplied by Vh, must be replaced by the mean current through the anode resistance integrated over the time interval nT. Since the corresponding mean anode voltage is given above, an equation can be further set up.

Den tredje oppnås ved å betrakte for-andringen av hovedkondensatorens ladning i løpet av en tid T mellom de stigende og synkende spenningsflanker. Denne er gitt ved produktet av kapasiteten av hovedkondensatoren og Vs og den er lik dif-feransen mellom strømmen gjennom katodemotstanden og strømmen gjennom anodemotstanden integrert over en tid T. Da de midlere katode- og anodespenninger i dette tidsintervall ved hjelp av de tre antagelser er gitt ved henholdsvis The third is achieved by considering the change in the charge of the main capacitor during a time T between the rising and falling voltage edges. This is given by the product of the capacity of the main capacitor and Vs and it is equal to the difference between the current through the cathode resistor and the current through the anode resistor integrated over a time T. Since the average cathode and anode voltages in this time interval are given by means of the three assumptions at respectively

kan en tredje ligning settes opp. a third equation can be set up.

Løsningen av disse tre ligninger gir verdiene V3, Vh og Vi. The solution of these three equations gives the values V3, Vh and Vi.

For å unngå det variable nivå mellom H og I i katodepulsformen kan en passende fast forspenning overlagres på tyratron-rørenes katode. Den tilsvarende pulsform på katoden er vist i fig. 7. To avoid the variable level between H and I in the cathode pulse shape, a suitable fixed bias can be superimposed on the thyratron tubes' cathode. The corresponding pulse shape on the cathode is shown in fig. 7.

Den forenklede teori som nettopp er nevnt forblir gyldig for koblingen vist i fig. 8 i hvilken anordningen er brukt som en teller som produserer serier av dek-tangulære pulser av varighet T og gjentagelsesperiode nT og med skarpe flanker, idet den starter fra en enkel kilde av ut-løserpulser med gjentagelsesperiode T. Disse pulser alene er imidlertid utilstrek-kelige til å forårsake utladningen av tyra-tronrør ene. The simplified theory just mentioned remains valid for the connection shown in fig. 8 in which the device is used as a counter which produces series of dectangular pulses of duration T and repetition period nT and with sharp edges, starting from a single source of trigger pulses of repetition period T. However, these pulses alone are insufficient capable of causing the discharge of thyratron tubes.

Når et tyratronrør slik som Thi utlades, stiger spenningen ved forbindelsespunktet til motstanden Reii. Rc2i er over et motstandskondensatornettverk som består av motstandene R3i, R4i og kondensatoren C3i forbundet til utløserelektroden på det neste tyratronrør. When a thyratron tube such as Thi is discharged, the voltage at the junction of the resistor Reii rises. Rc2i is across a resistor-capacitor network consisting of resistors R3i, R4i and capacitor C3i connected to the trigger electrode of the next thyratron tube.

Spenningsstigning på utløserelektro-den til det neste tyratronrør er ikke alene tilstrekkelig til å tenne røret, men ved den samtidige forekomst av en tilført puls på fellsledningen, som er forbundet til alle kondensatorene slik som C3i, vil tenning finne sted. Voltage rise on the trigger electrode of the next thyratron tube is not alone sufficient to ignite the tube, but upon the simultaneous occurrence of an applied pulse on the trap wire, which is connected to all the capacitors such as C3i, ignition will take place.

Anordningen virker derfor som en blo-keringsanordning i forbindelse med anven-delsen av de tilførte pulser. The device therefore acts as a blocking device in connection with the use of the supplied pulses.

De skarpkantede pulser som vist i fig. 6, er, selvom de er tilfredsstillende med hensyn til undertrykkelsen av stige- og falletiden, ikke skikket for anvendelse hvor det kreves fullstendig rektangulære puls-former over de kapasitive belastninger. The sharp-edged pulses as shown in fig. 6, although satisfactory with regard to the suppression of the rise and fall time, are not suitable for applications where completely rectangular pulse shapes across the capacitive loads are required.

I fig. 9 er vist en kobling hvori de rektangulære utgangspulser fra pulsgeneratoren D er delt i to grener, en for kon-troll av lukningen av tyratronbryterne for korreksjon av kantene, den andre for å bruke generatorpulsene direkte over de kapasitive ladninger f.eks. Cli for å skaffe til veie utgangspulsenes arbeids- og hvilespenning som forklart i forbindelse med fig. 1 og 2. På denne måten blir den vesent-lige del av pulseffekten over de kapasitive belastninger tatt fra pulsgeneratoren. In fig. 9 shows a connection in which the rectangular output pulses from the pulse generator D are divided into two branches, one for controlling the closing of the thyratron switches for correction of the edges, the other for using the generator pulses directly across the capacitive charges e.g. Cli to obtain the working and resting voltage of the output pulses as explained in connection with fig. 1 and 2. In this way, the essential part of the pulse effect over the capacitive loads is taken from the pulse generator.

Delingen i to grener som vist ved ek-sempelet oppnås ved hjelp av en dobbel-triode Bi som danner to katodefølgere i kaskade for å skaffe til veie et buffertrinn som beskrevet i patent nr. 91 958. Kretsen C3i-R3i er en differensiator for å sørge for utløserpulsene til tyratronrøret. The division into two branches as shown by the example is achieved by means of a double-triode Bi which forms two cathode followers in cascade to provide a buffer stage as described in patent no. 91 958. The circuit C3i-R3i is a differentiator to provide the trigger pulses for the thyratron tube.

Fig. 3 viser en kobling som også brukes som pulsoppretter, men hvor to ringer av bryteranordninger, f.eks. fire i hver, er brukt med det samme antall kapasitive belastninger Ci/4 idet ringen til venstre som omfatter de fire trinn Tu/u, blir brukt for normal tjeneste, mens ringen til høyre som omfatter de fire trinn Tai/21 står i reserve. Fig. 3 shows a connection which is also used as a pulse generator, but where two rings of switch devices, e.g. four in each, are used with the same number of capacitive loads Ci/4 as the ring on the left comprising the four stages Tu/u is used for normal service, while the ring on the right comprising the four stages Tai/21 is in reserve.

Anordningen blir forsynt med to identiske fordelere som ikke er vist, men som hver har fire uttakspunkter Pu/m og P21/24 som tilhører utløserpulsene over avkoblingslikerettere til de to ringene, som vist. Alle disse pulser har den samme gjentagelsesperiode nT. Pulsene ved Pr_> og P22 er faseforskjøvet et tidsintervall T i forhold til pulsene-ved Pu og Pm som er i fase, pulsene ved Pis og Pax er faseforskjøvet med et tidsintervall 2T og pulsene ved Ph og P24 er faseforskjøvet et tidsintervall 3T. Derfor vil, i tilfele av feil i én kilde, den tilsvarende kilde fortsette å levere utløser-pulsene. Pulsene ved P'n/14 og P'21/21 tilsvarer pulsene ved Pu/m og P21/24. To og to pulser tilføres de respektive kondensatorer C1/.1, for å sørge for den ønskede arbeids- og hvilespenning og likeretterne tillater at en feil kan inntre på den ene siden uten at dette har uheldig virkning. The device is provided with two identical distributors which are not shown, but which each have four tap points Pu/m and P21/24 belonging to the trigger pulses over decoupling rectifiers of the two rings, as shown. All these pulses have the same repetition period nT. The pulses at Pr_> and P22 are phase-shifted by a time interval T in relation to the pulses at Pu and Pm which are in phase, the pulses at Pis and Pax are phase-shifted by a time interval 2T and the pulses at Ph and P24 are phase-shifted by a time interval 3T. Therefore, in the event of failure of one source, the corresponding source will continue to supply the trigger pulses. The pulses at P'n/14 and P'21/21 correspond to the pulses at Pu/m and P21/24. Two and two pulses are supplied to the respective capacitors C1/.1, to ensure the desired working and resting voltage and the rectifiers allow an error to occur on one side without this having an adverse effect.

Når en bryteranordning slik som Tu er defekt, blir den automatisk erstattet av den tilsvarende bryteranordning T21 i reserve-ringen eller omvendt. When a switch device such as Tu is defective, it is automatically replaced by the corresponding switch device T21 in the reserve ring or vice versa.

En bryteranordning som består av ty-ratronrør, f.eks. Tu, er i detalj vist til venstre på fig. 10, og en enhet, f.eks. T21, er vist til høyre på fig. 10. A switch device consisting of tyratron tubes, e.g. Tu, is shown in detail on the left of fig. 10, and a unit, e.g. T21, is shown on the right in fig. 10.

Normalt har et tyratronrør i enheten Tu i den arbeidende ring prioritet til å påvirkes da dets utløserelektrode er forspent med en høyere spenning enn ut-løserelektroden i det tilsvarende reserve-tyratronrør i T21. Utløserpulsene påtrykkes klemme b. Normally, a thyratron tube in unit Tu in the working ring has priority to be affected as its trigger electrode is biased with a higher voltage than the trigger electrode in the corresponding spare thyratron tube in T21. The trigger pulses are applied to clamp b.

Normalt er releene ReN og ReS ikke energisert da de ikke påvirkes av korte strømpulser. Rele ReC er i ikke-energisert tilstand så lenge t yratronrøret i T21 ikke blir tent. Normally, the relays ReN and ReS are not energized as they are not affected by short current pulses. Relay ReC is in the de-energized state as long as the t yratron tube in T21 is not lit.

Hvis det arbeidende tyratronrør i Tu ikke tenner, tenner reservetyratronrøret i T21 på grunn av speningsstigningen over kondensatorene Cl (fig. 3) som danner den felles katodebelastning, rele ReC magnetiseres mens rele ReS forblir avmagnetisert. På den måten arbeider rele ReN over sine to ytre hvilekontakter, arbeidskontakten på rele ReC og hvilekontakten på rele ReS. Det låses over sin arbeidskontakt, setter det tilhørende tyratronrør ut av funksjon, og dets påvirkning kan brukes til å sette igang en alarm. If the working thyratron tube in Tu does not ignite, the reserve thyratron tube in T21 ignites due to the voltage rise across the capacitors Cl (fig. 3) which form the common cathode load, relay ReC is magnetized while relay ReS remains demagnetized. In this way, relay ReN works over its two outer rest contacts, the work contact on relay ReC and the rest contact on relay ReS. It latches over its working contact, puts the associated thyratron tube out of action, and its influence can be used to set off an alarm.

Hvis det arbeidende tyratronrør i Tu ikke slukker ved slutten av utladningspul-sen, vil rele ReN påvirkes direkte over sin venstre hvilekontakt med det samme re-sultat som ovenfor, og den neste utløser-puls ved b vil tenne reservetyratronrøret i T21. Hvis reservetyratronrøret i T21 utlades under normal varighet av en puls, kan rele ReC påvirkes uten konsekvenser, men ikke rele ReS. If the working thyratron tube in Tu does not go out at the end of the discharge pulse, relay ReN will be actuated directly across its left rest contact with the same result as above, and the next trigger pulse at b will ignite the reserve thyratron tube in T21. If the reserve thyratron tube in T21 discharges during the normal duration of a pulse, relay ReC can be affected without consequences, but not relay ReS.

Hvis av en eller annen grunn både tyratronrøret i Tm og i T!2 tenner samtidig, og det siste forblir permanent ionisert, vil begge releene ReS og ReC energiseres i serie, og på den måten åpne anodekretsen for tyratronrøret i T21 som blir satt ut av funksjon. If for some reason both the thyratron tube in Tm and in T!2 fire at the same time, and the latter remains permanently ionized, both relays ReS and ReC will be energized in series, thus opening the anode circuit for the thyratron tube in T21 which is put out by function.

Det er imidlertid sørget for at rele ReS påvirkes før rele ReC for å forebygge at Rele ReN magnetiseres over arbeidskontakten på rele ReC og en hvilekontakt på rele ReS. Dette kan oppnås ved et passende valg av releene ReC, ReS og ReN og ved å bruke passende kapasitive shunter over disse releer slik at påvirkning av det føl-somme rele ReC vil bli tilstrekkelig for-sinket til å tillate at rele ReS trekker til først og derved forhindrer ReC i å energi-sere ReN. It has, however, been ensured that relay ReS is affected before relay ReC to prevent Relay ReN from being magnetized over the working contact on relay ReC and a rest contact on relay ReS. This can be achieved by a suitable selection of the relays ReC, ReS and ReN and by using suitable capacitive shunts across these relays so that the action of the sensitive relay ReC will be sufficiently delayed to allow the relay ReS to trigger first and thereby preventing ReC from energizing ReN.

Fig. 4 viser en annen kobling som brukes som pulsoppretter og som også har to ringer med trinnene Ti 1/14 og T21/24. Fig. 4 shows another link which is used as a pulse generator and which also has two rings with steps Ti 1/14 and T21/24.

De kapasitive belastninger Cn/u er forbundet til den normalt arbeidende ring av trinnene Tu/14 over brytekontaktene 1/4 på rele Nr, mens de kapasitive reserve-belastninger C21/24 er forbundet til reserve-ringen T21/24 over brytekontaktene 1/4 på rele Dr. The capacitive loads Cn/u are connected to the normally working ring of stages Tu/14 over the break contacts 1/4 on relay Nr, while the capacitive reserve loads C21/24 are connected to the reserve ring T21/24 over the break contacts 1/4 on relay Dr.

Hvis noen bryteranordning i den normalt arbeidende ring er defekt, d.v.s. unnlater å slutte eller unnlater å åpne igjen, blir feilen oppdaget av kontrollkretsen Ei som bevirker at rele Ar magnetiseres fra + 150V over en nøkkelkontakt ki. Rele Cr magnetiseres i sin tur over kontaktene as og ds. Deretter magnetiseres rele Nr over kontaktene C2, k» (nøkkelkontakt) og b» og som følge av dette magnetiseres rele Dr over kontakt nn. Magnetisering av rele Ar forårsaker at jord blir tilført klemmen NUA over kontakt aa for å starte en mindre viktig alarm. Magnetiseringen av releene Nr og Dr forårsaker at reserve-ringen Tai'a4 blir forbundet til de kapasitive belastninger Cu/14 og at den normalt arbeidende ring Th/h blir forbundet til de kapasitive reser-vebelastninger C21/24 og at rele Cr faller. If any switching device in the normally working ring is defective, i.e. fails to close or fails to open again, the fault is detected by control circuit Ei which causes relay Ar to be magnetized from + 150V across a key contact ki. Relay Cr is in turn magnetized across contacts as and ds. Relay Nr is then magnetised over contacts C2, k» (key contact) and b» and as a result relay Dr is magnetised over contact nn. Magnetization of relay Ar causes ground to be applied to terminal NUA above contact aa to initiate a minor alarm. The magnetization of the relays Nr and Dr causes the reserve ring Tai'a4 to be connected to the capacitive loads Cu/14 and the normally working ring Th/h to be connected to the capacitive reserve loads C21/24 and for the relay Cr to drop.

En kontrollkrets Ea er også tilkoblet reserve-ringen for å oppdage defekte bryteranordninger i denne ring. Hvis en feil blir oppdaget, vil rele Br magnetiseres fra + 150V over nøkkelkontakt ki. Magnetiseringen av rele Br resulterer i energisering av rele Cr over kontaktene b4 og ds. Hvis det antas at feilen i Tu/u i mellomtiden er blitt rettet eventuelt ved å sette inn en reserve-ring (ikke vist) i dens sted, vil rele Ar bli utløst av vedlikeholdspersonalet som retter feilen, ved å åpne nøkkelkontakten ki, slik at hvis det nå i Tai/24 opptrer en feil som forårsaker magnetisering av rele Br, vil rele Nr holdes over kontaktene C2 og dr,. Hvis derfor rele Cr magnetiseres, vil rele Nr falle og også forårsake at rele Dr, som tidligere ble holdt over kontakt ns, faller. Releenes Nr og Dr avmagnetisering forårsaker gjenopprettelse av de viste forbindelser. A control circuit Ea is also connected to the reserve ring to detect defective switching devices in this ring. If a fault is detected, relay Br will be magnetized from + 150V across key contact ki. The magnetization of relay Br results in energization of relay Cr across contacts b4 and ds. If it is assumed that the fault in Tu/u has been rectified in the meantime, possibly by inserting a spare ring (not shown) in its place, relay Ar will be tripped by the maintenance personnel correcting the fault, by opening the key contact ki, so that if now in Tai/24 a fault occurs which causes magnetization of relay Br, relay Nr will be held over contacts C2 and dr,. If, therefore, relay Cr is magnetized, relay Nr will drop and also cause relay Dr, which was previously held across contact ns, to drop. Demagnetization of relays Nr and Dr causes restoration of the connections shown.

Hvis Br magnetiseres når Dr og Nr er falt, vil det ikke finne sted noen over-føring, men en mindre viktig alarm blir gitt ved at jord tilføres over kontakt ba, da Cr ikke kan påvirkes. Hvis Ar magnetiseres når Dr og Nr er energisert, blir det heller ingen overføring da Cr ikke kan magnetiseres og en mindre viktig alarm blir også da gitt, ved å tilføre jord over kontakt & 2. If Br is magnetized when Dr and Nr are dropped, no transfer will take place, but a less important alarm is given by earth being supplied across contact ba, as Cr cannot be affected. If Ar is magnetized when Dr and Nr are energized, there is also no transfer as Cr cannot be magnetized and a less important alarm is also then given, by adding earth across contact & 2.

Hvis rele Ar såvel som releene Nr og Dr er magnetisert når rele Br energiseres, vil releene Nr og Dr forbli låst og det blir ingen overføring til normale forbindelser da det nå er feil i begge ringer. I dette tilfelle blir det gitt en viktig alarm ved å til-føre jord til klemme UA over kontaktene ai og bi i serie. En lignende situasjon vil' inntre hvis rele Ar magnetiseres etter at Rele Br allerede er energisert og releene Nr og Dr har falt. Da kan rele Nr ikke påvirkes fordi rele Cr ved å magnetiseres over kontaktene as og d;-, og sammen med rele Br forhindrer dets magnetisering. En viktig alarm vil bli gitt også i dette tilfelle. If relay Ar as well as relays Nr and Dr are magnetized when relay Br is energized, relays Nr and Dr will remain locked and there will be no transfer to normal connections as there is now a fault in both rings. In this case, an important alarm is given by applying earth to terminal UA across contacts ai and bi in series. A similar situation will occur if relay Ar is magnetized after relay Br has already been energized and relays Nr and Dr have dropped. Then relay Nr cannot be affected because relay Cr is magnetized across the contacts as and d;-, and together with relay Br prevents its magnetization. An important alarm will also be given in this case.

Hver gang rele Cr magnetiseres, leg-ger det jord til kretsene Ei og E2 over kontaktene Ci og cs for å sette ut av funksjon rørene slik som VAa, som ellers kunne tenne under overføringen. Each time relay Cr is magnetized, it grounds circuits Ei and E2 above contacts Ci and cs to disable tubes such as VAa, which might otherwise ignite during transmission.

Hvis bryteranordningene Tu/u og T21/24If the switching devices Tu/u and T21/24

består av tyratronrør, er det benyttet en tyratronenhet for hver av de arbeidende ringer og reserve-ringene som vist i fig. 11. Disse samarbeider som vist med kontroll- consists of thyratron tubes, a thyratron unit is used for each of the working rings and the reserve rings as shown in fig. 11. As shown, these cooperate with control

kretsene Ei og E2 som er identiske og inn-befatter et par koldkatoderør VAi og VA2. the circuits Ei and E2 which are identical and include a pair of cold cathode tubes VAi and VA2.

Koldkatoderørets (VAi) utløserelek-trode er forbundet til anodene på. alle rørene i reserve-ringen over likerettere. Spenningen som blir tilført utløserelek-troden på koldkatoderøret VAi er derfor lik det høyeste anodepotensial i ringen. The trigger electrode of the cold cathode tube (VAi) is connected to the anodes on. all pipes in the reserve ring above rectifiers. The voltage that is supplied to the trigger electrode on the cold cathode tube VAi is therefore equal to the highest anode potential in the ring.

Koldkatoderørets (VA2) utløserelek-trode er forbundet til anodene på alle rørene i reserve-ringen over likerettere. Spenningen som tilføres utløserelektroden på koldkatoderøret VA2 er derfor lik det laveste anodepotensial av tyratronrørene i ringen. The trigger electrode of the cold cathode tube (VA2) is connected to the anodes of all the tubes in the reserve ring above the rectifiers. The voltage supplied to the trigger electrode on the cold cathode tube VA2 is therefore equal to the lowest anode potential of the thyratron tubes in the ring.

Katodeforspenningen på VAi og VAa er valgt slik at hverken VAi eller VAa tennes når den arbeidende ring er i normal drift. The cathode bias voltage on VAi and VAa is chosen so that neither VAi nor VAa is ignited when the working ring is in normal operation.

Hvis ett av tyratronrørene i ringen If one of the thyratron tubes in the ring

unnlater å utlades, vil VA, bli utløst. fails to discharge, VA will be triggered.

Hvis ett av tyratronrørene i ringen unnlater å utlades, vil VAi bli utløst, If one of the thyratron tubes in the ring fails to discharge, VAi will be triggered,

bli utløst. be triggered.

I begge tilfeller vil rele Ar magnetiseres over hovedgnistgapet på enten VAi eller VAa. In both cases, relay Ar will be magnetized across the main spark gap of either VAi or VAa.

Kontrollkretsen Ea forbundet med re-serveringen er identisk med kontrollkretsen Ei og forårsaker at rele Br magnetiseres under lignende betingelser i reserve-ringen Tåi/24. The control circuit Ea connected to the reserve is identical to the control circuit Ei and causes relay Br to be magnetized under similar conditions in the reserve ring Tåi/24.

Pulsene over de arbeidende belastninger Cu/u vil være rektangulære, da rektangulære pulser fra to identiske fordelere påtrykkes fra klemmene PiVu og P'21/24 over avkoblingslikerettere til de tilsvarende kondensatorbelastninger Cu/ u. Sta-biliseringslikerettere forspent med -=-150V er også forbundet til hver av disse kondensatorer for å fastlegge hvilespenningen på de utgående pulser idet individuelle motstander i parallellkobling over de respektive kondensatorer blir forbundet til —150V og tjener det formål som allerede er forklart i forbindelse med fig. 2. The pulses across the working loads Cu/u will be rectangular, as rectangular pulses from two identical distributors are applied from terminals PiVu and P'21/24 over decoupling rectifiers to the corresponding capacitor loads Cu/u. Stabilizing rectifiers biased with -=-150V are also connected to each of these capacitors to determine the quiescent voltage of the output pulses, individual resistors in parallel across the respective capacitors being connected to -150V and serving the purpose already explained in connection with fig. 2.

Pulsene over reserveladningene Cai/ai har ikke bestemt arbeids- og hvilespenning da dette ikke er nødvendig på grunn av at de ikke brukes utenfor kretsen i fig. 4, men individuelle motstander er forbundet i parallell med de respektive kondensatorer C21/24 slik at alle tyratronrørene kan arbeide under de samme betingelser. Disse motstander er forbundet til —150V over en variabel motstand for å tillate alle tyra-tronrørene å arbeide med den samme midlere spenning. The pulses over the reserve charges Cai/ai do not have a determined working and resting voltage as this is not necessary due to the fact that they are not used outside the circuit in fig. 4, but individual resistors are connected in parallel with the respective capacitors C21/24 so that all the thyratron tubes can work under the same conditions. These resistors are connected to -150V across a variable resistor to allow all thyratron tubes to operate at the same average voltage.

En motstand, fig. 11, av passende størrelse (ikke vist) innskytes mellom anoden på tyratronrøret og hjelpeover-føringskondensatoren. Dette er nyttig for å begrense strømtoppene gjennom tyra-tronrørene og derved øke deres levetid. Dette vil naturligvis minske steilheten av pulsenes flanker og dette er derfor en kom-promissak. A resistor, fig. 11, of suitable size (not shown) is inserted between the anode of the thyratron tube and the auxiliary transfer capacitor. This is useful for limiting current peaks through the thyratron tubes and thereby increasing their lifetime. This will naturally reduce the steepness of the flanks of the pulses and this is therefore a matter of compromise.

Claims

1. Multi-stage pulse rectifier circuit adapted to correct trains of pulses from a plurality of pulse sources (El-En) to provide a repeating pulse cycle of approximately rectangular pulses, comprising a plurality of capacitors (Cl-Cn, Fig. 1) each having the one terminal connected to a common point with constant potential and the other terminal connected to an individual switch device (Sl-Sn) for transferring charge from one capacitor to a subsequent capacitor, characterized in that for each capacitor an individual source of electromotive force (e.g. e.g. li) with its one terminal connected to the connection point between the relevant capacitor (e.g. Cl) and the switching device belonging to the capacitor (e.g. Sl), that the other terminal to the electromotive power source (e.g. el) in a stage is connected to the free terminal of the switching device (e.g. S2) in the subsequent stage so that the stages form a closed ring circuit with one of the mentioned pulse sources associated with each stage, and that the pulse sources, at the same time as they supply pulses to the associated stages, control the switch in question so that the switch devices are closed in sequence and immediately thereafter opened one at a time, thereby causing each capacitor to be discharged in turn to the subsequent capacitor via the assigned source of electromotive force so that the charge on the latter capacitor is brought up to a predetermined voltage value.

2. Pulse correction circuit according to claim 1, characterized in that each source of electromotive force (el-en, fig. 1) is replaced by an auxiliary capacitor (C21-C2n, fig. 2) provided with a charging circuit (Ral-Ran) from a current source while each auxiliary capacitor is thus charged to such a value that the charge on any capacitor (Cll-Cln) at the moment when the switching device connecting the capacitor to the next capacitor is about to be closed is the same for all capacitors.

3. Pulse correction circuit according to claim 1 or 2, characterized in that several circuits (T12-P12 and T22-P22) are arranged between each pair of successive load capacitors (e.g. C1-C2, Fig. 3) for the transfer of charge from one capacitor to another, and that auxiliary switching devices are provided to switch off faulty circuits and switch on reserve circuits, so that only one circuit is in use at a time in each stage of the closed ring.

4. Pulse correction circuit according to claim 1 or 2, characterized in that the circuit comprises two closed ring circuits (Fig. 4) comprising a first number of capacitors (e.g. C11-C14) which constitute normally working loads and are connected to a first closed ring of sources of electromotive forces or auxiliary capacitors and switching devices, and which act as a normal generating circuit for the pulses above the normally working loads, and another number of capacitors (e.g. C21-C24) which constitute reserve loads and are connected to the other closed ring of sources of electromotive forces or auxiliary capacitors and switching devices, and which act as reserve generator circuit which normally rectify the pulses over the reserve loads and that auxiliary switching arrangements are provided to connect the second closed ring with the normally working loads and the first closed ring with the reserve loads when the first closed ring is defective.

5. Pulse correction circuit according to one of claims 2-4, characterized in that the switch device which connects two consecutive capacitors consists of a thyratron tube whose anode is connected to an outlet on the auxiliary capacitor whose second outlet is connected to the first of the consecutive capacitors while the cathode of the thyratron tube is connected to the connection point between the second of the successive capacitors and the next auxiliary capacitor, that a pulse is simultaneously supplied to the thyratron tube's trigger electrode and its cathode so that a current pulse of very short duration passes through the thyratron tube for a short time to close the connection between the first and second successive capacitors and to ensure that the thyratron tube is completely deionized before applying the following pulse to the trigger electrode of the next thyratron tube.

6. Pulse correction circuit according to claim 5, characterized in that each thyratron circuit comprises an anode resistor which forms part of the charging circuit for the auxiliary capacitor which is connected to the cathode of the preceding thyratron tube.

7. Pulse correction circuit according to claim 5, in which all the trigger electrodes of the thyratron tubes are connected to a common wire which is supplied with pulses in sequence, characterized in that each thyratron tube has a cathode resistor connected in parallel to the cathode capacitor and that a network of resistors and capacities is connected between two consecutive thyratron tubes and that this network comprises two series resistors and a parallel-connected capacity, the capacity being connected to lom the connection point for the series resistors and the common line and the first of the series resistors is connected to an intermediate point on the cathode resistor and the second of the series resistors is connected to the trigger electrode of the following thyratron tube whereby the deionization of a thyratron tube upon the occurrence of the corresponding applied pulse on the common line prepares the following thyratron tube.