NL8400018A

NL8400018A - LOGARITHMIC SWITCHING WITH TEMPERATURE COMPENSATION.

Info

Publication number: NL8400018A
Application number: NL8400018A
Authority: NL
Original assignee: Analog Devices Inc
Priority date: 1983-01-03
Filing date: 1984-01-03
Publication date: 1984-08-01
Also published as: GB8333543D0; GB2133597B; FR2542891A1; JPS59136871A; CA1203628A; DE3347683A1; GB2133597A; JPH0670799B2

Description

* " N-0. 32207 1* "N-0.32207 1

Logaritmische schakeling met temperatuurcompensatie.Logarithmic circuit with temperature compensation.

De uitvinding heeft betrekking op een elektrische schakeling voor het opwekken van een uitgangssignaal volgens een logaritmische functie. Meer in het bijzonder heeft de uitvinding betrekking op een verbeterde schakeling voor het voortbrengen van een temperatuur-oaafhankelijk lo- * 5 garitmisch uitgangssignaal.The invention relates to an electrical circuit for generating an output signal according to a logarithmic function. More particularly, the invention relates to an improved circuit for producing a temperature-dependent logic output.

Diverse typen analoge logaritmische schakelingen worden sedert ja-ren op industriële schaal toegepast. Daaronder vallen log-versterker-(waaraan slechts ëén variabel ingangssignaal worden toegevoerd) en log-verhouding-schakelingen (waaraan twee variabele ingangssignalen worden 10 toegevoerd). In het algemeen wordt de logaritmische functie tot stand gebracht door een paar tegengesteld geschakelde P-N-overgangen waar doorheen de respectieve stromen Ij en l£ vloeien, waarbij de verschilspanning kT/q (In 1^/¾) als het basisuitgangssignaal wordt toegepast. Aangezien het uitgangssignaal evenredig is aan de absolute 15 temperatuur, is het duidelijk dat een of andere vorm van temperatuur-compensatie voor een dergelijke schakeling moet worden toegepast, die voor deze schakeling vereist is om bij variërende temperaturen nauwkeurig te kunnen functioneren.Various types of analog logarithmic circuits have been used on an industrial scale for many years. This includes log amplifier (to which only one variable input signal is applied) and log ratio circuits (to which two variable input signals are applied). Generally, the logarithmic function is accomplished by a pair of oppositely connected P-N transitions through which the respective currents Ij and l £ flow, using the differential voltage kT / q (In 1 ^ / ¾) as the basic output signal. Since the output signal is proportional to the absolute temperature, it is clear that some form of temperature compensation must be used for such a circuit, which is required for this circuit to function accurately at varying temperatures.

Er treedt een probleem op bij het vervaardigen van logaritmische 20 schakelingen met temperatuurcompensatie die geschikt zijn voor de fa-brikage in monolytische vorm, dat wil zeggen geïntegreerde schakeling-chips. Gewoonlijk wordt bij bekende schakelingen een weerstand met een grote temperatuurcoëfficiënt (TC) gebruikt om de gewenste temperatuur-compensatie te bereiken. Echter is het moeilijk om zulk een weerstand 25 monolithisch aan te brengen. Daarom wordt in het algemeen een uitwendige weerstand met een grote temperatuurcoëfficiënt toegepast. Dit is niet bevredigend omdat het produkt in moduulformaat moet worden vervaardigd in plaats van als een volledig monolithische uitvoering.A problem arises in manufacturing temperature compensated logarithmic circuits suitable for manufacture in monolithic form, ie integrated circuit chips. Usually, in known circuits, a high temperature coefficient (TC) resistor is used to achieve the desired temperature compensation. However, it is difficult to apply such a resistor monolithically. Therefore, an external resistance with a high temperature coefficient is generally used. This is not satisfactory because the product has to be manufactured in module format rather than as a completely monolithic version.

Volgens de uitvinding wordt voorzien in een logaritmische schake-30 ling (hetzij een log-versterker of log-verhoudingschakellng), waarbij de noodzaak van elke speciale component, zoals een temperatuurcompesa-tieweerstand wordt vermeden door de toepassing van een compensatiescha-keling die slechts gebaseerd is op het gedrag van de overgang.According to the invention, a logarithmic circuit (either a log amplifier or log ratio circuit) is provided, avoiding the need for any special component, such as a temperature compensation resistance, by using a compensation circuit based only is on the behavior of the transition.

Bij een bij voorkeur toe te passen uitvoeringsvorm van de uitvin-35 ding worden aan een paar tegengesteld geschakelde P-N-overgangen in-gangsstromen 1} en l£ toegevoerd om de logaritmische basisrelatie te bereiken, let uiteindelijke log-verhoudingsignaal wordt toegevoerd aan de compensatieschakeling die een tweede paar P-N-overgangen bevat, 8400018 ' * Ji 2 waarvan de gemeenschappelijke emitters worden gevoed door een stroombron die een stroom levert die evenredig is aan de absolute temperatuur (hierna PTAT-stroom genoemd).In a preferred embodiment of the invention, a pair of oppositely connected PN transitions are supplied with input currents 1 and 1 to achieve the basic logarithmic relationship, the final log ratio signal being applied to the compensation circuit a second pair of PN junctions, 8400018 '* Ji 2 whose common emitters are powered by a current source that supplies a current proportional to the absolute temperature (hereinafter referred to as PTAT current).

De PTAT-stroom die over het tweede paar overgangen wordt verdeeld, 5 wordt gemoduleerd volgens de logaritmische verhouding (In I1/I2)> de door de temperatuur tot stand gebrachte variaties die door het eerste paar overgangen worden geïntroduceerd, worden gecompenseerd door gelijke en tegengesteld gerichte temperatuurvariaties die door de PTAT-stroombron worden ingevoerd. Een uiteindelijk uitgangssignaal wordt 10 evenredig aan de modulatiefactor van het tweede paar overgangen opgewekt en dit uitgangssignaal is onafhankelijk van de temperatuur.The PTAT current distributed over the second pair of transitions is modulated according to the logarithmic ratio (In I1 / I2)> the temperature-induced variations introduced by the first pair of transitions are compensated by equal and opposite Targeted temperature variations input from the PTAT power source. A final output signal is generated proportional to the modulation factor of the second pair of transitions and this output signal is independent of the temperature.

De uitvinding zal hierna nader worden toegelicht aan de hand van de tekeningen. In de tekeningen toont: figuur 1 een schakelschema van een betrekkelijk eenvoudige versie 15 van de basisschakeling, die de principes van de uitvinding illustreert ; figuur 2 een gewijzigde uitvoeringsvorm waarbij een balansschakeling wordt toegepast; en figuur 3 een meer gedetailleerde voorstelling van een schakeling 20 van het in figuur 2 getoonde type.The invention will be explained in more detail below with reference to the drawings. In the drawings: Figure 1 shows a circuit diagram of a relatively simple version 15 of the basic circuit illustrating the principles of the invention; figure 2 shows a modified embodiment in which a balance circuit is applied; and Figure 3 shows a more detailed representation of a circuit 20 of the type shown in Figure 2.

In figuur 1 is een betrekkelijk eenvoudige versie van een logaritmische schakeling getoond, die een paar naar gelijkheid geselecteerde transistoren Qj en Q2 in gemeenschappelijke emitteschakeling bevat om tegengesteld geschakelde P-N-overgangen tot stand te brengen. De ba-25 sis van is geaard en de collector daarvan is met een ingangsklem 10 verbonden om een variabele ingangsstroom Ij te ontvangen. Deze ingangsklem is eveneens met de ingang van een inverterende versterker 12 met een hoge versterkingsfactor verbonden, waarvan het uitgangssignaal de gemeenschappelijke emitterverbinding van en Q2 bestuurd, 30 waarbij een stroom Ij door Q.j_ wordt tot stand gebracht.In Figure 1, a relatively simple version of a logarithmic circuit is shown, which includes a pair of similarly selected transistors Qj and Q2 in common output circuit to effect oppositely switched P-N junctions. The base of is grounded and its collector is connected to an input terminal 10 to receive a variable input current Ij. This input terminal is also connected to the input of a high gain inverting amplifier 12, the output of which controls the common emitter connection of a Q2, whereby a current Ij is produced by Q.j_.

De collector van Q2 ontvangt een stroom uit een bron I2 die een constante stroombron is in het geval van een log-versterkertoepas-sing, of een variabele stroom voor een log-verhoudingtoepassing. De versterker 12 levert de stroom I2 op aanvraag.· 35 De basis van Q2 is via een weerstand R met aarde en met de col lector van een transistor Q3 verbonden. De basis van Q3 is geaard en de emitter daarvan is met de emitter van een op gelijkheid met Q3 geselecteerde transistor Q4 verbonden, waarvan de collector is geaard. De gemeenschappelijke emitters van Q3 en Q4 zijn met een 40 stroombron Ij verbonden, die een PTAT-stroom levert (dat wil zeggen 8400018 * ** 3 een stroom evenredig aan de absolute temperatuur). O3 neemt een fractie van de PTAT-stroom xIT op, terwijl Q4 de resterende stroom (1-x) Ιχ opneemt.The collector of Q2 receives a current from a source I2 which is a constant current source in the case of a log amplifier application, or a variable current for a log ratio application. The amplifier 12 supplies the current I2 on request. The base of Q2 is connected to earth via a resistor R and to the collector of a transistor Q3. The base of Q3 is grounded and its emitter is connected to the emitter of a transistor Q4 selected equal to Q3, the collector of which is grounded. The common emitters of Q3 and Q4 are connected to a 40 current source Ij, which provides a PTAT current (i.e. 8400018 * ** 3 a current proportional to the absolute temperature). O3 absorbs a fraction of the PTAT current xIT, while Q4 absorbs the remaining current (1-x) Ιχ.

Het blijkt, dat de collectorstroom van Q3 ook door de weerstand 5 R vloeit. De spanning aan het bovenste uiteinde van de weerstand zal dus -xLpR ten opzichte van aarde zijn. Daarom kan de ketenvergelijking vanaf de geaarde basis van worden geschreven als: M ln ii - JË. ln + xLR (1) q Is q Is 10 waarbij Is de verzadigingsstroom van de overgang is.It appears that the collector current of Q3 also flows through the resistor 5 R. So the voltage at the top end of the resistor will be -xLpR to ground. Therefore, the chain equation from the grounded base of can be written as: M ln ii - JË. ln + xLR (1) q Is q Is 10 where Is is the saturation current of the transition.

Teneinde de analyse louter om illustratiedoeleinden te vereenvoudigen, zal worden aangenomen dat het produkt I<jR is ingesteld op de waarde kT/q. Door substitutie in de vergelijking (1) geldt: JSiuil.Sta + (2) 15 *s * h *In order to simplify the analysis for illustrative purposes only, it will be assumed that the product I <jR is set to the value kT / q. By substitution in equation (1) holds: JSiuil.Sta + (2) 15 * s * h *

Door het combineren van termen en delen door kT/q ontstaat: I, 1« ln _i - ln _ x (3) *8 *8 20 χ of x - ln — (4) I2Combining terms and dividing by kT / q results in: I, 1 «ln _i - ln _ x (3) * 8 * 8 20 χ or x - ln - (4) I2

De modulatiefactor "x" is dus recht evenredig met de gewenste logaritmische verhouding en is vrij van temperatuureffecten. Om een daar-25 mee overeenkomend uitgangssignaal te verkrijgen, is het slechts nodig om een uitgangssignaal overeenkomstig "x" op te wekken.Thus, the modulation factor "x" is directly proportional to the desired logarithmic ratio and is free from temperature effects. To obtain a corresponding output signal, it is only necessary to generate an output signal corresponding to "x".

Zoals in figuur 1 is geïllustreerd kan dit worden bereikt door het toepassen van een derde paar op gelijkheid geselecteerde P-N-overgangen Q5 en Qg, dat met de basis van Q4 is gekoppeld en als stroomspie-30 gelschakeling is geschakeld. Een constante stroombron Ir is met de gemeenschappelijke emitters van O5 en (¾ verbonden. Het blijkt dat de stroom door Qg gelijk is aan xIr en dus als uitgangsstroom lout dient· 0® een daarmee overeenkomende uitgangsspanning op te wekken kan de collector van Qg met een inverterende versterker 20 met 35 een hoge versterkingsfactor worden toegepast, die voorzien is van een terugkoppelweerstand Rg. Voor de uitgangsspanning zal dan gelden: I, E * I R ln _i (5) OUT R s 19 40 1 8400018 •o 4As illustrated in Figure 1, this can be accomplished by using a third pair of similarly selected P-N junctions Q5 and Qg coupled to the base of Q4 and connected as a current mirror circuit. A constant current source Ir is connected to the common emitters of O5 and (¾. It appears that the current through Qg is equal to xIr and thus serves as output current lout · 0® to generate a corresponding output voltage with the collector of Qg with a inverting amplifier 20 with a high amplification factor 35, which is provided with a feedback resistor Rg. The output voltage will then be: I, E * IR ln _i (5) OUT R s 19 40 1 8400018 • o 4

Het is dus duidelijk dat de uitgangsspanning onafhankelijk van de temperatuur is en wordt opgewekt zonder dat speciale componenten, zoals weerstanden met een grote temperatuurcoëfficiënt nodig zijn. Als gevolg hiervan kan zulk een schakeling gemakkelijk volledig in monolithische 5 vorm worden uitgevoerd.Thus, it is clear that the output voltage is independent of the temperature and is generated without the need for special components, such as resistors with a large temperature coefficient. As a result, such a circuit can easily be fully monolithic in form.

Bij de toepassing als logaritmische versterker, waarbij I2 vast is, is de foutspanning in het knooppunt N niet erg belangrijk, aangezien voor dit knooppunt een stroomsturing kan worden toegepast; de lage basisstromen van Q4 en Q5 kunnen verwaarloosbaar klein zijn. Ιχ 10 kan gemakkelijk worden opgewekt door een Eg0-schakeling, bijvoorbeeld van het algemene type dat in figuur 2 van het Amerikaanse oc-trooischrift 3.940.760 is gexllustreeerd. Opgemerkt wordt dat indien en Ιχ nagenoeg gelijk zijn, voor de schakeling zelfs niet een goede logaritmische overeenkomst van Q3 tot Qg vereist is, aange-15 zien hun ohmsche afwijkingen gelijk zijn.When used as a logarithmic amplifier, where I2 is fixed, the error voltage in node N is not very important, since current control can be used for this node; the low base currents of Q4 and Q5 can be negligibly small. 10 can be easily generated by an EgO circuit, for example, of the general type illustrated in Figure 2 of U.S. Pat. No. 3,940,760. It is noted that if and Ιχ are substantially equal, the circuit does not even require a good logarithmic match from Q3 to Qg, since their ohmic deviations are equal.

Teneinde een goede virtuele aarde in het knooppunt N tot stand te brengen om bijvoorbeeld een zeer nauwkeurige logaritmische verhoudings-schakeling te verkrijgen, kan een niet-inverterende versterker met een lage versterkingsfactor in het schakelingspunt A van figuur 1 worden 20 opgenomen. Figuur 2 toont een andere schakeling, waarbij het knooppunt N voor !]_ - I2 nabij aardpotentiaal ligt. Analyse van deze balansschakeling is ongecompliceerd en toont aan dat: (2x-l) = ln —i (6) I2 25 2In order to establish a good virtual ground in the node N to obtain, for example, a very accurate logarithmic ratio circuit, a non-inverting amplifier with a low gain factor can be included in the circuit point A of Figure 1. Figure 2 shows another circuit, in which the node N for!] - - I2 is near earth potential. Analysis of this balance circuit is straightforward and shows that: (2x-l) = ln —i (6) I2 25 2

Bij wijze van voorbeeld toont figuur 3 op welke wijze de details van een praktische schakeling die op figuur 2 is gebaseerd, zou kunnen worden uitgevoerd. De werking van de schakeling is in de meeste aspecten ongecompliceerd. Q7 en Qg hebben een dubbele functie, doordat 30 deze de basisstromen van de transistoren Q4 tot en met Qg reduceren en enige ruimte voor de collectoren van de vier transistoren leveren.By way of example, Figure 3 shows how the details of a practical circuit based on Figure 2 could be performed. The operation of the circuit is straightforward in most aspects. Q7 and Qg have a dual function in that they reduce the base currents of the transistors Q4 through Qg and provide some space for the collectors of the four transistors.

Ιχ en Ir worden op betrekkelijk hoge waarden ingesteld. Hierdoor wordt gewaarborgd dat de weerstand R voldoende klein kan zijn, zodat basisstroomfouten van Qj^ bij hoge waarden van het signaalbereik een 35 verwaarloosbare afwijking in het uitgangssignaal veroorzaken.Ιχ and Ir are set at relatively high values. This ensures that the resistance R can be sufficiently small, so that base current errors of Qj at high values of the signal range cause a negligible deviation in the output signal.

Met verwijzing naar figuur 2 zal het duidelijk zijn dat een eindige stroomversterking β van de "kera"-transistoren Qi en Q2 een nadelig effect tot gevolg zal hebben. Hoewel de basisstromen van en Q2 de spanning over de weerstanden R niet zullen veranderen 40 (aangezien deze door de toegepaste terugkoppeling steeds wordt bepaald 8400018 •if im 5 op een waarde Vt In (Ι]./ΐ2))> wijzigen deze stromen meer in het bij zonder de waarde van de modulatie-index x die nodig is om deze spanning op te bouwen en introduceren dus een afwijking in het uiteindelijke uitgangssignaal. Figuur 4 toont een aanvullende variant 5 van het kerngedeelte van figuur 2, waarmee het genoemde probleem op de volgende wijze wordt vermeden. Qj4 wskt een basisstroom op die gelijk is aan de som van de basisstromen van Qj en Q£· Q}2 eu Qj3 vormen een emitter-gekoppeld paar en maken deze stroom op dezelfde wijze als Qj en Q£ evenredig aan de totale emitterstroom 10 Ij + l£· Als gevolg van de kruislingse verbindingen en onder de veronderstelling dat de basisstroom-foutfactor S (s 1/0) klein is, is de collectorstroom van Qj2 nagenoeg gelijk aan de basisstroom van Q2· Eveneens is de collectorstroom van (^3 nagenoeg gelijk aan de baisstroom van Qj. De basisstroom door elke weerstand is dus δ (Ij 15 + I2) en de netto differentiële fout is nul.With reference to Figure 2, it will be understood that a finite current gain β of the "kera" transistors Qi and Q2 will result in an adverse effect. Although the base currents of and Q2 will not change the voltage across the resistors R 40 (since this is always determined by the applied feedback 8400018 • if im 5 on a value Vt In (Ι] ./ ΐ2))> these currents change more to in particular the value of the modulation index x needed to build up this voltage and thus introduce a deviation in the final output signal. Figure 4 shows an additional variant 5 of the core portion of Figure 2, which avoids the said problem in the following manner. Qj4 generates a base current equal to the sum of the base currents of Qj and Q £ · Q} 2 eu Qj3 forms an emitter-coupled pair and makes this current proportional to the total emitter current 10 IJ in the same manner as Qj and Q £ + l £ · Due to the cross connections and assuming that the base current error factor S (s 1/0) is small, the collector current of Qj2 is virtually equal to the base current of Q2 · Also, the collector current of (^ 3 almost equal to the base current of Qj. The base current through each resistor is therefore δ (Ij 15 + I2) and the net differential error is zero.

Hoewel verscheidene bij voorkeur toe te passen uitvoeringsvormen van de uitvinding in bijzonderheden zijn beschreven, is het duidelijk dat binnen het kader van de uitvinding diverse varianten mogelijk zijn.Although several preferred embodiments of the invention have been described in detail, it is clear that various variants are possible within the scope of the invention.

84 0 0 0 1 884 0 0 0 1 8

Claims

1 · Logarithmic circuit for generating an output signal proportional to the logarithm of an input signal and free from temperature variations, characterized by: 5 an input circuit responsive to the input signal and comprising means for generating a first signal proportional to the product of (1) the logarithm of the input signal and (2) the absolute temperature; a circuit containing a PTAT source, which supplies a second signal and is coupled to the input circuit, the circuit further comprising means for modulating the magnitude of the second signal according to the logarithm, while of the associated temperature factors of the two signals are eliminated; and an output circuit for generating an output signal corresponding to the modulation of the second signal.

2. A circuit according to claim 1, characterized in that the input circuit comprises differential means responsive to the input signal and to a reference signal to generate the first signal proportional to the logarithm of the relationship between the input signal and the reference signal.

Circuit according to claim 2, characterized in that the differential means comprise first and second transistors in common emitter circuit and the input and reference signals comprise currents flowing through the respective transistors.

Circuit according to claim 3, characterized in that the modulation circuit includes resistors connected to the base of the second transistor and a coupling circuit is provided connecting the PTAT source to the resistors to provide a PTAT current therethrough. to establish.

Circuit according to claim 4, characterized in that the coupling circuit consists of third and fourth transistors in common emitter circuit, that the resistors are connected between the collector and base of the third transistor and that the PTAT source with the emitters of the third and fourth transistors are connected.

Circuit according to claim 5, characterized in that the base of the first transistor is connected to a reference potential, the base of the second transistor is connected to the collector of the third transistor and the base of the third transistor is connected to a reference potential is connected,

Circuit according to claim 3, characterized in that the base 8400018 ..7. of the first transistor to a reference potential, that the modulation circuit comprises a resistor connected between the base of the second transistor and a reference potential and that the PTAT source is connected to the resistor to transmit a PTAT current therethrough. to flow in order to generate the second signal.

Circuit according to claim 7, characterized by a high-gain amplifier, the output of which is connected to the common emitters of the first and second transistors and the input of which is connected to the collector of the first transistor, wherein the input of the amplifier is also connected to the input terminal which takes the input current and forces it through the first transistor.

Circuit according to claim 8, characterized in that the reference signal is a current source connected to the collector 15 of the second transistor.

10. A circuit according to claim 7, characterized in that the modulation circuit further comprises third and fourth transistors in common emitter circuit, that the third transistor is coupled to the resistor to take up the current thereof and that the modulation circuit current from the PTAT source divides between the third and fourth transistors, the portion of the current through the third transistor serving as a modulation factor depending on the ratio of the currents.

Circuit according to claim 10, characterized by fifth and sixth transistors in common emitter circuit, wherein the fifth and sixth transistors are connected to the third and fourth transistors, the output circuit comprising means for simulating a current modulation in the sixth transistor corresponding to with that of the third transistor, and wherein the output circuit further includes means responsive to current through the sixth transistor to generate an output signal.

12. Balanced logarithmic ratio circuit, characterized by; a first pair of similarly selected transistors in common emitter circuit, wherein the collectors of said transistors are connected to respective input terminals for recording input currents; an amplifier whose input is connected to one of the input terminals and whose output is coupled to the common emitters, a pair of resistors each connected at one end to an associated 8400018 * r 'C base of said pair of transistors, the other ends of the resistors are jointly connected to a reference potential, a second pair of equally selected transistors, the collectors of which are respectively connected to the bases of the first pair of transistors and whose emitters are interconnected; a PTAT power source connected to the second pair of emitters to generate a current therethrough and through the respective resistors modulated according to the logarithm of the ratio of the 10 input currents; and an output circuit to generate an output signal according to the modulation of the PTAT current.

Circuit according to claim 12, characterized in that the output circuit consists of a third pair of transistors selected for equality with the second pair, that the emitters of the third pair are jointly connected to a constant current source, that the third pair transistors connected to the second pair to modulate the current through the third pair according to the modulation of the current through the second pair; 20 an output circuit containing means responsive to the current through one of the transistors of the third pair.

Circuit according to claim 13, characterized by a current-mirror circuit connected to the collectors of the third pair of transistors and the output circuit connected to the collector of one of the third pair of transistors.

Method for generating a temperature-independent signal corresponding to the logarithm of an input signal, characterized by: generating a first signal that is the product of (1) the Lo-30 rhythm of the input signal and (2) the represents absolute temperature; generating a second signal from a PTAT power source; combining the first and second signals; adjusting the magnitude of the second signal to eliminate the temperature dependent factors of the two signals; modulating the magnitude of the second signal according to the logarithm of the relationship between the input signal and a reference signal; and generating an output signal according to the modulation of the second signal. 8400018 '* jf'

Circuit according to claim 15, characterized in that the first signal is generated by a pair of oppositely switched P-N transitions, one of which has a first current corresponding to the input signal and the other of which has a second current flowing.

Circuit according to claim 16, characterized in that the modulation of the second signal is performed by a second pair of oppositely switched F-N junctions.

18. Circuitry according to claim 12, characterized by means for avoiding the effects of a finite β in the first pair of transistors and comprising: a third pair of emitter coupled transistors, the collectors of which are respectively connected to the base of the first pair transistors, the collector of each transistor of the third pair connected to the base of the other transistor of the pair; and an additional transistor whose collector is connected to the emitters of the first pair of transistors and whose base is connected to the emitter of the transistor of the third pair. ********* 8400018