NL8303754A

NL8303754A - DIRECT MIXING SYNCHRONOUS RECEIVER.

Info

Publication number: NL8303754A
Application number: NL8303754A
Authority: NL
Original assignee: Telefunken Electronic Gmbh
Priority date: 1982-11-03
Filing date: 1983-11-01
Publication date: 1984-06-01
Also published as: DE3240565C2; JPS5997233A; GB2130826A; GB8329429D0; DE3240565A1

Description

f NO 32018 1f NO 32018 1

Direkt mengende synchrone ontvangerDirectly mixing synchronous receiver

De uitvinding heeft betrekking op een direkt mengende synchrone ontvanger voor AM-ontvangst met instelbare ontvangfrequentie, die een PLL-kring voor het synchroniseren van de heterodyne trilling omvat, alsmede een mengschakeling voor de amplitudemodulatie.The invention relates to a direct mixing synchronous receiver for AM reception with adjustable receiving frequency, which comprises a PLL circuit for synchronizing the heterodyne vibration and a mixing circuit for the amplitude modulation.

5 Het klassieke concept van een tegenwoordige radio-ontvanger maakt gebruik van het superheterodyne principe. Bij dit principe wordt zoals bekend het ingangssignaal naar een middenfrequentsignaal omgezet, selectief versterkt en gedemoduleerd. De klassieke vorm van de analoge signaalverwerking vereist zeer selectieve bandfilters in het middenfre-, 10 quente deel. Als uitvoeringsvormen van dergelijke bandfilters worden ‘ behalve LC-filters ook keramische, kwarts- en oppervlaktegolffilters toegepast. Dergelijke filterconstructies staan echter de verdere integratie van het analoge signaalverwerkende deel en daarmee een rationele ontvangerfabricage in de weg. De genoemde filterconstructies zijn mo-15 menteel ook zeer kostbaar. Onder deze omstandigheden wordt de ontwikke-ling van nieuwe integreerbare ontvangerconstructies bijzonder belangrijk.5 The classic concept of today's radio receiver uses the superheterodyne principle. As is known, with this principle the input signal is converted to an intermediate frequency signal, selectively amplified and demodulated. The classic form of analog signal processing requires highly selective band filters in the mid-frequency, 10-second section. As embodiments of such band filters, besides LC filters, ceramic, quartz and surface wave filters are also used. Such filter constructions, however, hinder the further integration of the analog signal processing part and thus a rational receiver manufacture. The said filter constructions are currently also very expensive. Under these conditions, the development of new integrable receiver structures becomes particularly important.

Nieuwe mogelijkheden bieden de zogenaamde direkt mengende AM-ont-vangers, waarvan het principe bekend is en die op bekende wijze een 20 multiplicatieve mengschakeling, een laagfrequent versterker en een heterodyne oscillator bezit. Bij de bekende direkt mengende AM-ontvangers wordt geen middenfrequentie opgewekt, maar direkt het nuttige signaal gedemoduleerd, door de heterodyne oscillator op het te ontvangen nuttige signaal af te stemmen en met de draaggolf van het nuttige signaal 25 wat betreft de fase te synchroniseren. Onder deze voorwaarden worden door de mengschakeling de zijbanden van het nuttige signaal direkt naar de basisband, d.w.z. de laagfrequentband getransporteerd en daarmee de direkte demodulatie van het nuttige signaal teweeg gebracht. Het aldus verkregen signaal kan dan wat betreft zijn bandbreedte begrensd worden 30 versterkt en als informatiesignaal worden doorgegeven.The so-called direct mixing AM receivers offer new possibilities, the principle of which is known and which in known manner has a multiplicative mixing circuit, a low-frequency amplifier and a heterodyne oscillator. In the known direct mixing AM receivers, no center frequency is generated, but the useful signal is demodulated directly, by tuning the heterodyne oscillator to the useful signal to be received and synchronizing it with the carrier of the useful signal as regards the phase. Under these conditions, the mixing circuit sends the sidebands of the useful signal directly to the base band, i.e. the low frequency band, thereby causing the direct demodulation of the useful signal. The signal thus obtained can then be amplified with respect to its bandwidth and passed on as an information signal.

In het hiernavolgende wordt op de signaalomzetting bij een direkt mengende synchrone ontvanger nog nader ingegaan. Het aan de mengschakeling toegevoerde hoogfrequente signaalspectrum bezit bijvoorbeeld een relatief zwak nuttig signaal en een sterk storend signaal. De beide 35 signalen bevatten elk het draaggolfsignaal en de modulatiezijbanden. De frequentie van de heterodyne oscillator wordt op het nuttige signaal afgestemd en met de draaggolf hiervan gesynchroniseerd. Hierbij is de fase van het oscillatorsignaal gelijk of tegengesteld aan de fase van 8303754 r 2 het nuttige signaal in de mengschakeling.In the following, the signal conversion of a directly mixing synchronous receiver is discussed in more detail. For example, the high-frequency signal spectrum applied to the mixing circuit has a relatively weak useful signal and a strong disturbing signal. The two signals each contain the carrier wave signal and the modulation sidebands. The frequency of the heterodyne oscillator is tuned to the useful signal and synchronized with its carrier. The phase of the oscillator signal is equal to or opposite to the phase of 8303754 r 2, the useful signal in the mixing circuit.

In de uitgang van de mengschakeling ontstaat in dit geval een met de draaggolfamplitude van het nuttige signaal evenredige gelijkstroom-component en de som van de gedemoduleerde zijspectra van het nuttige 5 signaal en van het getransporteerde, maar niet gedemoduleerde storende signaalspectrum, welk laatste is verplaatst over de oorspronkelijke frequentieafstand. Op de uitgang van de wat betreft de band begrensde laagfrequentversterker verschijnt het gedemoduleerde nuttige signaal versterkt, terwijl het van het storende signaal afkomstige spectrum al 10 naar gelang de vorm van de laagdoorlaatkarakteristiek van de laagfrequent versterker wordt afgezwakt.In this case, a DC component proportional to the carrier amplitude of the useful signal and the sum of the demodulated side spectra of the useful signal and of the transported, but not demodulated, disturbing signal spectrum are generated in the output of the mixing circuit, the latter being displaced over the original frequency distance. The demodulated useful signal appears amplified at the output of the band-limited low-frequency amplifier, while the spectrum from the interfering signal is attenuated according to the shape of the low-pass characteristic of the low-frequency amplifier.

Het bekende ontvangersysteem heeft het voordeel, dat het een eigen selectiviteit bezit, omdat in het ideale geval uitsluitend (alleen) het signaal wordt gedemoduleerd, waarvan de draaggolffrequentie gelijk is 15 aan de frequentie van de heterodyne oscillator. Plaatsen met fluittonen, die bij superheterodyne ontvangers ontstaan door signaalspectra op de signaalfrequentie treden hier niet op.The known receiver system has the advantage that it has its own selectivity, because ideally only (only) the signal is demodulated, the carrier frequency of which is equal to the frequency of the heterodyne oscillator. Places with whistles created by signal spectra on the signal frequency in superheterodyne receivers do not occur here.

Een direkt mengende synchrone ontvanger bezit het verdere voordeel, dat de kanaalselectie op het laagfrequente vlak en daarmee in de 20 basisband kan worden uitgevoerd. Vanwege de eigen selectiviteit van het stelsel behoeven geen hoge eisen aan de filterkarakteristiek te worden gesteld, wat een belangrijke voorwaarde is voor een integratie van het stelsel. Direkt mengende synchrone ontvangers hebben ook geen principiële gelijkloopproblemen, omdat de parallelle gelijkloop tussen voor-25 selectie- en heterodyne ontvanger - in tegenstelling tot bij superheterodyne ontvangers - niet problematisch is. Bij direkt mengende synchrone ontvangers is echter ook de drempelwaardegevoeligheid beter dan bij superheterodyne ontvangers, die behalve door het ruisgetal van de in-gangstrap ook door de demodulatiebandbreedte wordt bepaald, die bij de 30 synchrone demodulatie slechts half zo groot is als bij tweezijband-AM met gebruikelijke demodulatie.A direct mixing synchronous receiver has the further advantage that the channel selection can be carried out on the low-frequency plane and thus in the baseband. Due to the inherent selectivity of the system, it is not necessary to place high demands on the filter characteristic, which is an important condition for integration of the system. Direct mixing synchronous receivers also have no principal synchronization problems, because the parallel synchronization between pre-selection and heterodyne receiver - unlike superheterodyne receivers - is not problematic. However, with directly mixing synchronous receivers, the threshold sensitivity is also better than with superheterodyne receivers, which, in addition to the noise figure of the input stage, is also determined by the demodulation bandwidth, which is only half as great with synchronous demodulation as with two-sideband AM with usual demodulation.

Direkt mengende synchrone ontvangers voor AM-ontvangst met een instelbare ontvangfrequentie bezitten bijvoorbeeld een PLL-keten voor het synchroniseren van de heterodynetrilling en een mengschakeling voor de 35 amplitudemodulatie. Bij een dergelijke ontvanger moeten signalen worden opgewekt, die onderling 90° zijn verschoven. Het ene van deze signalen stuurt de mengschakeling van de demodulatietrap en het andere signaal de mengschakeling van de PLL-keten.For example, direct mixing synchronous receivers for AM reception with an adjustable reception frequency have a PLL circuit for synchronizing the heterodynet vibration and a mixing circuit for the amplitude modulation. Such a receiver must generate signals which are offset by 90 °. One of these signals controls the demodulation stage mix circuit and the other signals the PLL circuit mix circuit.

De opwekking van signalen, die 90° in fase zijn verschoven, stoot 40 op moeilijkheden als over een relatief groot frequentiegebied moet wor- 8303754 3 den afgestemd, wat bij radio-ontvangers bet geval is> Tot nu toe werden hiervoor kostbare totaalbandfilters of signaalkoppelaars (hybriden) toegepast, die niet kunnen worden geïntegreerd.The generation of signals shifted in phase by 90 ° encounters difficulties when tuning over a relatively large frequency range, which is the case with radio receivers.> Previously, expensive total band filters or signal couplers ( hybrids), which cannot be integrated.

De uitvinding beoogt thans voor een direkt mengende synchrone ont-5 vanger een oplossing voor het opwekken van de onderling over 90° in fase verschoven signalen te verschaffen, die integreerbaar is en leidt tot een eenvoudiger bouw van een direkt mengende synchrone ontvanger. Dit wordt bij een direkt mengende synchrone ontvanger van de in de aanhef genoemde soort volgens de uitvinding aldus bereikt, dat een stuur-10 bare oscillator aanwezig is, die een frequentiesignaal opwekt waarvan de frequentie een veelvoud is van de ontvangfrequentie, en dat voor het opwekken van onderling 90° verschoven signalen, waarvan het ene de mengschakeling van de demodulatietrap en het andere de mengschakeling van de PLL-kring stuurt, frequentiedelers aanwezig zijn.The present invention aims to provide a solution for generating a mutually 90 ° phase shifted signal for a direct mixing synchronous receiver, which is integratable and leads to a simpler construction of a direct mixing synchronous receiver. In the case of a direct mixing synchronous receiver of the type mentioned in the preamble according to the invention, this is achieved in that a controllable oscillator is provided, which generates a frequency signal whose frequency is a multiple of the receiving frequency, and which for generating frequency dividers are provided of signals shifted by 90 °, one of which controls the mixing circuit of the demodulation stage and the other the mixing circuit of the PLL circuit.

15 De uitvinding biedt niet alleen de mogelijkheid van een gemakke lijker integratie en een eenvoudiger bouw, maar zij heeft ook het voordeel, dat de oscillator geen eigen storing in het ontvangstelsel veroorzaakt. Ook daardoor wordt een eenvoudiger bouw van de synchrone ontvanger mogelijk.The invention not only offers the possibility of easier integration and simpler construction, but it also has the advantage that the oscillator does not cause its own interference in the receiver system. This also makes it easier to build the synchronous receiver.

20 Volgens een uitvoeringsvorm van de uitvinding is de frequentie van de stuurbare oscillator gelijk aan het tweevoudige van de ontvangfrequentie, terwijl het uitgangssignaal wordt omgezet in twee signalen met tegengestelde fase, waarvan het ene aan een eerste frequentiedeler en het andere aan een tweede frequentiedeler wordt toegevoerd.According to an embodiment of the invention, the frequency of the controllable oscillator is equal to twice the receiving frequency, while the output signal is converted into two signals with opposite phase, one of which is applied to a first frequency divider and the other to a second frequency divider. .

25 Bij een andere uitvoeringsvorm van de uitvinding stuurt de stuur bare oscillator een fasedraaier en de eerste frequentiedeler, waarbij de tweede frequentiedeler achter de fasedraaier is geschakeld. Ook bestaat echter de mogelijkheid dat de stuurbare oscillator de beide signalen met tegengestelde fase zelf levert.In another embodiment of the invention, the controllable oscillator controls a phase shifter and the first frequency divider, the second frequency divider being connected behind the phase shifter. However, there is also the possibility that the controllable oscillator supplies both signals with the opposite phase itself.

30 Een verdere uitvoeringsvorm van de uitvinding bestaat daarin, dat de stuurbare frequentiedeler een derde frequentiedeler stuurt, die twee signalen met tegengestelde fase met de tweevoudige ontvangfrequentie levert, waarvan het ene de eerste frequentiedeler en het andere de tweede frequentiedeler stuurt. De stuurbare oscillator levert in dit 35 geval de viervoudige ontvangfrequentie.A further embodiment of the invention consists in that the controllable frequency divider controls a third frequency divider, which supplies two opposite phase signals with the dual receive frequency, one of which controls the first frequency divider and the other the second frequency divider. The controllable oscillator in this case provides the quadruple receive frequency.

De uitvinding zal thans aan de hand van uitvoeringsvoorbeelden nader worden toegelicht.The invention will now be further elucidated on the basis of exemplary embodiments.

Zoals figuur 1 toont, wordt bij een direkt mengende synchrone ontvanger het antennesignaal toegevoerd aan een afstembare selectieve 40 versterker 1, die het ontvangsignaal met voorkeur versterkt. Het uit- 3303754 4 * gangssignaal van de selectieve versterker 1 wordt toegevoerd aan de beide multiplicatieve mengschakelingen 2 en 3. Als multiplicatieve mengschakelingen worden bijvoorbeeld passieve ringmengschakelingen of actieve schakelingen zoals bijvoorbeeld de geïntegreerde schakelingen 5 TDA 1062 of MC 1595 toegepast. De mengschakelling 3 vormt deel van een PLL-kring, die aan de ene ingang van de mengschakeling 2 een signaal levert met de frequentie van het ontvangsignaal. De PLL-kring bevat buiten de mengschakeling 3 een lusfliter 4, een versterker 5 en een eenheid 6, die twee onderling 90° verschoven signalen met de frequentie 10 van het ontvangsignaal levert. Wordt het door de eenheid 6 en daarmee door de PLL-kring geleverde signaal met de frequentie van het ontvangsignaal samen met het ontvangsignaal aan de mengschakeling 2 in dezelfde fase of met. tegengestelde fase toegevoerd, dan ontstaat in de uitgang van de mengschakeling 2 een laagfrequentsignaal, dat direkt de ge-15 wenste informatie bevat. De mengschakeling 2 wordt gevolgd door een laagfrequentversterker 7, die het gedemoduleerde signaal versterkt.As shown in Figure 1, in a direct mixing synchronous receiver, the antenna signal is supplied to a tunable selective amplifier 1, which preferably amplifies the receive signal. The output 3303754 4 * signal from the selective amplifier 1 is applied to both multiplicative mixing circuits 2 and 3. As multiplicative mixing circuits, passive ring mixing circuits or active circuits such as, for example, integrated circuits 5 TDA 1062 or MC 1595 are used. The mixing circuit 3 forms part of a PLL circuit, which supplies a signal with the frequency of the receiving signal at one input of the mixing circuit 2. The PLL circuit contains, outside the mixing circuit 3, a loop fliter 4, an amplifier 5 and a unit 6, which supplies two mutually 90 ° shifted signals with the frequency 10 of the receiving signal. The signal supplied by the unit 6 and thus by the PLL circuit with the frequency of the receiving signal together with the receiving signal at the mixing circuit 2 is in the same phase or with. supplied in the opposite phase, a low-frequency signal, which directly contains the desired information, is produced in the output of the mixing circuit 2. The mixing circuit 2 is followed by a low-frequency amplifier 7, which amplifies the demodulated signal.

Het lusfilter 4 bestaat volgens figuur 2 bijvoorbeeld uit een weerstand 8 in de langs tak, een condensator 9 in een dwarstak en een weerstand 10 alsmede een condensator 11 in de andere dwarstak. Lusfil-20 ters kunnen echter ook in actieve vorm binnen de versterker 5 zijn aangebracht .The loop filter 4 according to Figure 2 consists, for example, of a resistor 8 in the longitudinal branch, a capacitor 9 in a cross branch and a resistor 10 as well as a capacitor 11 in the other cross branch. Loop filters, however, may also be arranged in active form within the amplifier 5.

De, twee over 90° onderling verschoven signalen leverende eenheid 6 bezit volgens figuur 3 bijvoorbeeld een spanning gestuurde oscillator 12, die de fasedraaier 13 alsmede de eerste frequentiedeler 14 25 stuurt. De fasedraaier 13 is achter de tweede frequentiedeler 15 geschakeld. De oscillator levert een signaal, waarvan de frequentie gelijk is aan de dubbele frequentie van het ontvangsignaal. Dit signaal wordt door de beide frequentiedelers 14 en 15 in de verhouding 2 : 1 onderverdeeld, zodat op de beide uitgangen 16 en 17 van de in figuur 3 30 weergegeven eenheid signalen ontstaan, waarvan de frequentie gelijk is aan de ontvangfrequentie. De fasedraaier 13 brengt een faseverschuiving van 190° teweeg, terwijl op de uitgangen 16 en 17 ten gevolge van de frequentiedeling over 90° onderling verschoven signalen ontstaan.According to Figure 3, the unit 6, which supplies two signals displaced by 90 °, has a voltage-controlled oscillator 12, which controls the phase shifter 13 and the first frequency divider 14. The phase shifter 13 is connected behind the second frequency divider 15. The oscillator supplies a signal whose frequency is equal to the double frequency of the receive signal. This signal is subdivided by the two frequency dividers 14 and 15 in the ratio 2: 1, so that at the two outputs 16 and 17 of the unit shown in Figure 3, signals are generated whose frequency is equal to the receiving frequency. The phase shifter 13 produces a phase shift of 190 °, while the outputs 16 and 17 produce mutually shifted signals as a result of the frequency division over 90 °.

Figuur 4 toont een andere uitvoeringsvorm van de eenheid 6 in fi-35 guur 1. Volgens figuur 4 levert de spanning gestuurde oscillator 12 zelf twee over 180° fase verschoven signalen, waarvan er een aan de eerste frequentiedeler 14 en het andere aan de tweede frequentiedeler 15 wordt toegevoerd. Door de frequentiedeling verschijnen in de uitgang (18, 19) van de schakeling van figuur 4 twee onderling over 90° 40 in fase verschoven signalen.Figure 4 shows another embodiment of the unit 6 in Figure 1. According to Figure 4, the voltage controlled oscillator 12 itself provides two 180 ° phase shifted signals, one to the first frequency divider 14 and the other to the second frequency divider 15 is supplied. Due to the frequency division, two signals shifted in phase by 90 ° 40 appear in the output (18, 19) of the circuit of figure 4.

8303754 58303754 5

Figuur 5 toont een uitvoeringsvorm van een spanning gestuurde oscillator 12 van figuur 4, die twee over 180° in fase verschoven signalen levert. Volgens figuur 5 bezit een dergelijke oscillator een tril-lingskring met een varaktordiode 20 in dubbele uitvoering en een tril-5 lingskringspoel 21. Op deze trillingskring is een kruiselings gekoppelde verschilversterker met de beide transistoren 22 en 23 transformato-risch aangesloten, van de uitgangen waarvan de over 180° in fase verschoven signalen kunnen worden afgenomen. De ene uitgangs is met de basis van de transistor 23 en de andere uitgang met de basis van de 10 transistor 22 verbonden. Zoals figuur 5 verder toont is de collector van elke transistor met de basis van de andere transistor verbonden. De oscillator wordt gevoed door de bedrijfsspanningsbron 24.Figure 5 shows an embodiment of a voltage controlled oscillator 12 of Figure 4 which provides two phase shifted signals 180 °. According to FIG. 5, such an oscillator has a oscillating circuit with a varnish diode 20 in a double embodiment and a oscillating circuit coil 21. A differential amplifier is connected to this oscillating circuit with the two transistors 22 and 23 transformatively connected, the outputs of which the signals shifted in phase by 180 ° can be taken. One output is connected to the base of transistor 23 and the other output to the base of transistor 22. As Figure 5 further shows, the collector of each transistor is connected to the base of the other transistor. The oscillator is powered by the operating voltage source 24.

Figuur 6 toont nog een verdere uitvoeringsvorm van de eenheid 6 in figuur 1. Terwijl de oscillator van de figuren 3 en 4 een signaal le-15 vert, waarvan de frequentie gelijk is aan de tweevoudige ontvangfre-quentie, levert de oscillator 12 van figuur 6 een signaal, waarvan de frequentie gelijk is aan de viervoudige ontvangfrequentie. Dit signaal wordt toegevoerd aan de derde frequentiedeler 25, die twee over 180° in fase verschoven signalen levert, waarvan de frequentie op grond van de 20 frequentiedeling in de verhouding 2 : 1 nog slechts overeenkomt met de tweevoudige ontvangfrequentie. Het ene signaal wordt aan de eerste frequentiedeler 14 en het andere signaal aan de tweede frequentiedeler 15 toegevoerd. Ten gevolge van de verdere frequentiedeling in de verhouding 2:1 ontstaan over de beide uitgangen (26, 27) twee over 90° in 25 fase verschoven signalen, waarvan de frequentie gelijk is aan de ontvangfrequentie .Figure 6 shows a still further embodiment of the unit 6 in Figure 1. While the oscillator of Figures 3 and 4 provides a signal 15 whose frequency is equal to the dual receive frequency, the oscillator 12 of Figure 6 provides a signal whose frequency is equal to the quadruple receive frequency. This signal is applied to the third frequency divider 25, which produces two phase-shifted signals of 180 °, the frequency of which, due to the frequency division in the ratio 2: 1, still only corresponds to the two-fold receiving frequency. One signal is applied to the first frequency divider 14 and the other signal to the second frequency divider 15. As a result of the further frequency division in the ratio 2: 1, two signals are shifted through 90 ° in phase over the two outputs (26, 27), the frequency of which is equal to the receiving frequency.

Figuur 7 toont als voorbeeld kromme vormen van de in de schakeling volgens figuur 3 tijdens bedrijf optredende signalen. Figuur 7a toont het uitgangssignaal van de oscillator 12, waaruit met behulp van de 30 frequentiedeler 14 het signaal van figuur 7b wordt opgewekt, dat ten gevolge van de frequentiedeling in de verhouding 2 : 1 de halve frequentie van het signaal van figuur 7a bezit. De rechthoekvorm van het signaal van figuur 7b ontstaat door toepassing van de flip-flop in de frequentiedeler 15.Figure 7 shows, by way of example, curves of the signals occurring during operation in the circuit of Figure 3. Figure 7a shows the output signal of the oscillator 12, from which the signal of figure 7b is generated with the aid of the frequency divider 14, which, due to the frequency division in the ratio 2: 1, has half the frequency of the signal of figure 7a. The rectangular shape of the signal of figure 7b is created by using the flip-flop in the frequency divider 15.

35 Het signaal van figuur 7c is het uitgangssignaal van de fase- draaier 13 van figuur 3, dat over 180° is verschoven ten opzichte van het uitgangssignaal van de oscillator 12. Het signaal van figuur 7d is het uitgangssignaal van de tweede frequentiedeler, dat ten gevolge van de verdere deling in een verhouding 2 : 1 nog slechts de halve frequen-40 tie van het signaal van figuur 7c en daarmee de frequentie van het ont- 8303754 to 6The signal of Figure 7c is the output signal of the phase shifter 13 of Figure 3, which is shifted by 180 ° relative to the output signal of the oscillator 12. The signal of Figure 7d is the output signal of the second frequency divider, which as a result of the further division in a ratio of 2: 1, only half the frequency of the signal of Figure 7c and thus the frequency of the decomposition 8303754 to 6

VV

vangsignaal bezit* De rechthoekvorm van het signaal van figuur 7d is eveneens tot flip-flops in de frequentiedeler terug te voeren.capture signal * The rectangular shape of the signal of Figure 7d can also be traced back to flip-flops in the frequency divider.

Als de signalen van de figuren 7b en 7d met elkaar worden vergeleken, blijkt dat deze beide signalen, waarvan het ene (figuur 7b) in de 5 uitgang 16 en het andere (figuur 7d) in de uitgang 17 van de schakeling volgens figuur 3 optreedt, zoals gewenst een faseverschuiving van onderling 90° vertonen.If the signals of figures 7b and 7d are compared with each other, it appears that these two signals, one of which (figure 7b) occurs in the output 16 and the other (figure 7d) in the output 17 of the circuit according to figure 3 , as desired, exhibit a phase shift of 90 ° from each other.

83 0 3 7 5 h83 0 3 7 5 h

Claims

1. Direct-mixing synchronous receiver for AM reception with adjustable receiving frequency, which has a PLL circuit for synchronizing the heterodynet vibration and a mixing circuit for the amplitude demodulation, characterized in that a controllable oscillator is provided, which contains a signal frequency whose frequency is a multiple of the receiving frequency, and that for generating mutually offset 90 ° signals, one of which is applied to the mixing circuit of the demodulator and the other to the mixing circuit of the PLL circuit, frequency dividers present.

2. Synchronous receiver according to claim 1, characterized in that the frequency of the controllable oscillator is equal to twice the receiving frequency and that the output signal is converted into two signals with mutually opposite phase, one of which is connected to a first frequency divider and the other is fed to a second frequency divider.

3. Synchronous receiver according to claim 2, characterized in that the controllable oscillator controls a phase shifter and the first frequency divider and that the phase shifter is switched behind the second frequency divider.

Synchronous receiver according to claim 2, characterized in that the controllable oscillator is designed to supply the two signals with opposite phase.

Synchronous receiver according to claim 2, characterized in that the controllable oscillator is designed to supply a signal with the quadruple receive frequency and to send a third frequency divider, which supplies two signals of opposite phase with the dual receive frequency, one of which controls the first frequency divider and the other the second frequency divider.

Synchronous receiver according to one of Claims 1 to 5, characterized in that the controllable oscillator for generating the signals with the opposite phase is of symmetrical design.

Synchronous receiver according to any one of claims 1 to 6, characterized in that the mixing circuit and the frequency divider are integrated in a common semiconductor body. 8303754