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KR20170132778A - 펄스 제어 인버터 - Google Patents

펄스 제어 인버터 Download PDF

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KR20170132778A
KR20170132778A KR1020177027937A KR20177027937A KR20170132778A KR 20170132778 A KR20170132778 A KR 20170132778A KR 1020177027937 A KR1020177027937 A KR 1020177027937A KR 20177027937 A KR20177027937 A KR 20177027937A KR 20170132778 A KR20170132778 A KR 20170132778A
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South Korea
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low
input
floating
inductance
stray
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Withdrawn
Application number
KR1020177027937A
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English (en)
Inventor
데니스 부르게르
Original Assignee
로베르트 보쉬 게엠베하
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Publication date
Application filed by 로베르트 보쉬 게엠베하 filed Critical 로베르트 보쉬 게엠베하
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Abstract

본 발명은 펄스 제어 인버터(1)에 관한 것이며, 상기 펄스 제어 인버터(1)는 하이-측 입력부(2a)와 로우-측 입력부(2b) 사이에 입력 직류 전압(5)을 제공하도록 설계되며, 제 1 하이-측 부유 커패시턴스(21a), 제 1 로우-측 부유 커패시턴스(21b), 제 1 하이-측 부유 인덕턴스(22a, 22a') 및 제 1 로우-측 부유 인덕턴스(22b, 22b')를 갖는 입력 회로(2); 하이-측 입력부(2a)를 하이-측 접속부(4a)에 전기적으로 접속하고 로우-측 입력부(2b)를 로우-측 접속부(4b)에 전기적으로 접속하도록 설계되며, 제 2 부유 커패시턴스(31a, 31b) 및 제 2 부유 인덕턴스(32a, 32b)를 갖는 버스바 장치(3); 및 하이-측 접속부(4a) 및 로우-측 접속부(4b)에 전기적으로 결합되며 입력 직류 전압(5)을 n상 출력 교류 전압(6)으로 변환하도록 설계되고, 제 3 부유 커패시턴스(41a, 41b) 및 제 3 부유 인덕턴스(42a, 42b)를 갖는, n>1인, n상 인버터 모듈(4)을 포함하고, 상기 하이-측 부유 커패시턴스들(21a, 31a, 41a)의 합은 상기 로우-측 부유 커패시턴스들(21b, 31b, 41b)의 합과 동일하며 상기 하이-측 부유 인덕턴스들(22a, 22a', 32a, 42a)의 합은 로우-측 부유 인덕턴스들(22b, 22b', 32b, 42b)의 합과 동일하다.

Description

펄스 제어 인버터
본 발명은 최소화된 전자기 간섭 방출을 갖는 펄스 제어 인버터에 관한 것이다.
본 발명 및 본 발명의 과제는 펄스 제어 인버터를 갖는 전기 자동차에 의해 설명되지만, 본 발명은 클록형 파워 일렉트릭 인버터를 구비한 다른 모든 전기 구동 시스템에도 적용될 수 있다.
전기 자동차 또는 하이브리드 전기 자동차의 전기 구동 시스템에서, 전기 기계에 다상 전압을 공급하는 것은 보통 예컨대 펄스 제어 인버터 형태의 인버터에 의해 실행된다. 이를 위해, 고전압 배터리와 같은 에너지 저장 장치가 직류 전압 중간 회로에 에너지를 공급하고, 상기 직류 전압 중간 회로는 직류 전압을 공급하며, 상기 직류 전압은 전기 기계에 공급을 위해 다상 교류 전압, 예컨대 3상 교류 전압으로 변환될 수 있다.
종래의 펄스 제어 인버터(PWR)는 통상 적어도 3개의 기본 모듈을 포함한다. 입력 측에서, 중간 회로 커패시터는 직류 전압을 직류 전압 중간 회로 내로 결합하기 위해 사용된다. 중간 회로 커패시터는 예컨대 구리로 이루어진 2개의 버스바 형태의 저-유도성 전기 접속부를 통해 하나 이상의 파워 모듈에 접속된다. 이 경우, 직류 전압 중간 회로의 제 1 출력 접속부에 접속되는 버스바를 하이-측 버스바라고 하고, 직류 전압 중간 회로의 제 2 출력 접속부에 접속되는 버스바를 로우-측 버스바라고 한다. 파워 모듈은 3상 출력 전압을 생성하기 위해 통상 각각 2개의 반도체 스위치를 구비한 3개의 브리지 분기로 설계된다. 상응하게, 하이-측 버스바에 접속된 브리지 분기의 반도체 스위치들을 각각 하이-측 스위치들이라고 하고, 로우-측 버스바에 접속된 브리지 분기의 반도체 스위치들을 각각 로우-측 스위치들이라고 한다. 반도체 스위치들로서, 예컨대 역 병렬 접속된 다이오드들을 갖는 IGBT 모듈들(절연 게이트 전극을 갖는 바이폴라 트랜지스터) 또는 MOSFET들(금속 산화물 반도체 전계 효과 트랜지스터들) 등이 사용될 수 있다. 파워 모듈은 일반적으로 다상 출력 전압을 생성하기 위해 반도체 스위치들에 대한 펄스 폭 변조 제어 신호들로 작동된다.
펄스 제어 인버터의 총 3가지 구성 요소, 즉 중간 회로 커패시터, 버스바들을 통한 전기 접속부 및 파워 모듈은 그들의 소정 전기적 특성들 외에, 바람직하지 않은 부유 변수들, 즉 부유 커패시턴스들 및 부유 인덕턴스들을 갖는다. 컨버터 내의 개별 하프-브리지들의 클록킹에 의해, 부유 변수로 인해 일시적인 전기적 간섭 변수들이 생성되고, 상기 간섭 변수들은 시스템 내에서 전파될 수 있다. 그 결과, 원하지 않는 상기 아웃커플링들에 의해, 특히 인버터의 공급 직류 전압 네트워크 내로 라인 결합된 간섭 방출이 나타날 수 있다. 그러나 시스템의 모든 부분 구성 요소들이 부유 변수와 관련하여 하이-측 및 로우-측 사이에서 대칭으로 설계됨으로써, 상기 파워 결합된 간섭 방출들이 가능한 작게 유지될 수 있다. 이 경우 특별한 도전은 파워 모듈을 그 부유 변수들과 관련해서 대칭으로 설계하는 것이다.
간행물 Domurat-Line A., Hoene E "파워 모듈들의 방사 EMI 분석 및 감소", 7차 국제 통합 파워 전자 시스템 회의(CIPS), 2012는 예컨대 파워 모듈들을 개시하며, 상기 파워 모듈들은 로우-측 스위치가 "오버 헤드" 납땜된 플립칩(flip-chip) 기술을 기반으로 설계되었다. 상기 플립칩 기술은 프로토타입에 대해 양호하게 실시될 수 있지만, 통상의 IGBT 모듈을 기반으로 대량 연속 생산은 어렵다.
그에 따라, 클록형 파워 일렉트릭 인버터들의 파워 결합된 간섭 방출들을 최소화하기 위한 더 간단한 대안적인 개념이 필요하다.
본 발명의 과제는 저렴한 비대칭 파워 모듈이 사용될 수 있는 펄스 제어 인버를 제공하는 것이다.
본 발명은 일 양태에 따라 펄스 제어 인버터를 제공한다. 펄스 제어 인버터는 하이-측 입력부와 로우-측 입력부 사이에 입력 직류 전압을 제공하도록 설계된 입력 회로를 포함한다. 입력 회로는 제 1 하이-측 부유 커패시턴스, 제 1 로우-측 부유 커패시턴스, 제 1 하이-측 부유 인덕턴스 및 제 1 로우-측 부유 인덕턴스를 갖는다. 펄스 제어 인버터는 하이-측 입력부를 하이-측 접속부에 전기적으로 접속하며 로우-측 입력부를 로우-측 접속부에 전기적으로 접속하도록 설계된 버스바 장치를 더 포함한다. 상기 버스바 장치는 제 2 하이-측 부유 커패시턴스, 제 2 로우-측 부유 커패시턴스, 제 2 하이-측 부유 인덕턴스 및 제 2 로우-측 부유 인덕턴스를 갖는다. 상기 펄스 제어 인버터는 하이-측 접속부 및 로우-측 접속부에 전기적으로 결합되며 입력 직류 전압을 n상 출력 교류 전압으로 변환하도록 설계된 n>1인, n상 인버터 모듈을 더 포함한다. 상기 펄스 제어 인버터는 제 3 하이-측 부유 커패시턴스, 제 3 로우-측 부유 커패시턴스, 제 3 하이-측 부유 인덕턴스 및 제 3 로우-측 부유 인덕턴스를 갖는다. 상기 제 1, 제 2 및 제 3 하이-측 부유 커패시턴스의 합은 상기 제 1, 제 2 및 제 3 로우-측 부유 커패시턴스의 합과 실질적으로 동일하다. 또한, 상기 제 1, 제 2 및 제 3 하이-측 부유 인덕턴스의 합은 상기 제 1, 제 2 및 제 3 로우-측 부유 인덕턴스의 합과 실질적으로 동일하다.
특히, 제 1, 제 2 또는 제 3 하이-측 부유 커패시턴스 중 적어도 하나와 대응하는 로우-측 부유 커패시턴스 사이의 차는 제로가 아니며 및/또는 제 1, 제 2 또는 제 3 하이-측 부유 인덕턴스 중 적어도 하나와 대응하는 로우-측 부유 인덕턴스 사이의 차는 제로가 아니다.
본 발명은 다른 양태에 따라, 본 발명에 따른 펄스 제어 인버터를 포함하는, n > 1인, n상 전기 기계를 제공한다. 상기 n상 전기 기계는 펄스 제어 인버터의 n상 출력 교류 전압에 결합된다.
본 발명의 사상은 최소 (공통 모드) 간섭 방출을 갖는 펄스 제어 인버터를 제공하는 것이며, 상기 펄스 제어 인버터 내의 부분 구성 요소들은 각각 그들의 부유 변수들, 즉 부유 커패시턴스들 및 부유 인덕턴스들과 관련해서 대칭으로 설계되어서는 안 된다는 것이다. 이러한 맥락에서의 대칭은 하이-측 상의 부품들의 부유 변수가 로우-측 상의 부품들의 부유 변수와 실질적으로 일치하는 것, 즉 상기 부품들이 그들의 부유 변수와 관련해서 하이-측과 로우-측 사이에서 대칭인 것을 의미한다. 부분 구성 요소들 내의 비대칭은 일반적으로 공통 모드 간섭 방출을 증가시킨다. 그 이유는 시스템의 정류 회로 전류가 비대칭에 의해 "차동 모드/공통 모드 변환"되기 때문이다.
중간 회로 커패시터들 및 버스바들이 비교적 적은 비용으로 대칭으로 설계될 수 있다 하더라도, 인버터 파워 모듈의 대칭 설계는 특별한 도전이다. 본 발명에서는 이 문제가 확실히 피해진다. 본 발명은 부분 구성 요소들 내의 기존 비대칭이 시스템의 다른 부분 구성 요소들의 "역" 비대칭에 의해 보상될 수 있다는 사실에 기초한다. 이러한 의미에서, 상기 시스템은 부분 구성 요소들의 레벨에서는 비대칭이지만, 정류 회로 레벨에서는 대칭이 이루어진다. 즉, 고비용 수단으로만 피할 수 있는 인버터 파워 모듈에서의 비대칭은 입력 회로 또는 버스바 장치에서의 의도적으로 선택된 역 비대칭들에 의해 보상될 수 있다. 입력 회로 및/또는 버스바 장치는 파워 모듈의 구체적인 실시 예에 따라 구조적으로 조정되고 최적화될 수 있다.
간섭 방출은 부유 변수들이 중간 회로의 모든 부품들에 대해 누적되어 대칭화되는 한 성공적으로 억제될 수 있다. 구체적으로, 다음 식이 적어도 근사적으로 만족되어야 한다 :
Σ CHS = Σ CLS 및 Σ LHS = Σ LLS,
상기 식에서, HS는 하이-측이고, LS는 로우-측이며, Σ C는 개별 부유 커패시턴스들 모두에 대한 합이고, Σ L는 개별 부유 인덕턴스들 모두에 대한 합이다. 따라서, 하이-측 상의 개별 부유 커패시턴스들의 합은 로우-측 상의 개별 부유 커패시턴스들의 합과 실질적으로 동일해야 한다. 마찬가지로, 하이-측 상의 개별 부유 인덕턴스들의 합은 로우-측 상의 개별 부유 인덕턴스들의 합과 실질적으로 동일해야 한다.
본 발명에 따른 해결책은, 파워 결합된 간섭 방출이 크게 발생하지 않으면서, 특히 비용 효율적인 비대칭 파워 모듈이 펄스 제어 인버터에 사용될 수 있다는 큰 장점을 갖는다. 결과적으로, 전자기 적합성(EMV)에 대한 적절한 한계 값들을 충족시키기 위해, 필터링 등에 대한 비용이 줄어들게 된다. 따라서, 본 발명에 따른 시스템은 비용 효율적일 뿐만 아니라, 전력 손실이 최소로 유지될 수 있기 때문에, 고효율 및 더 양호한 에너지 균형을 나타낸다. 본 발명에 따른 펄스 제어 인버터는 전기 기계의 다양한 적용 분야에 사용될 수 있다. 본 발명에 따른 펄스 제어 인버터는 전기 자동차 및 하이브리드 전기 자동차 이외에, 예컨대 인버터 공급식(inverter-fed) 산업용 드라이브 등에도 사용될 수 있다.
일 개선 예에 따르면, 입력 회로는 중간 회로 캐패시터를 포함할 수 있다. 중간 회로 커패시터는 하이-측 입력부와 로우-측 입력부 사이에 입력 직류 전압을 제공할 수 있다. 특히 간단한 개선 예에서, 입력 회로는, 입력 전압을 예컨대 고전압 배터리와 같은 에너지 저장 장치로부터 수신하여 인버터를 위해 제공하는 중간 회로 커패시터로만 구성될 수 있다.
중간 회로 커패시터는 필름 커패시터로서 설계될 수 있다. 이 경우, 상기 커패시터는 유전체로서 매우 얇은 절연 플라스틱 필름들을 포함하며, 이 플라스틱 필름들은 금속화되거나 또는 금속 호일로 덮여 있으며 매우 긴밀하게 감겨져 있거나 또는 서로 적층되어 있다.
버스바 장치는 또한 공간 절약 방식으로 중간 회로 커패시터 내에 통합될 수 있다.
일 개선 예에 따르면, 상기 버스바 장치는 하이-측 버스바 및 로우-측 버스바를 포함할 수 있다. 하이-측 버스바는 하이-측 입력부를 하이-측 접속부에 전기적으로 접속할 수 있다. 로우-측 버스바는 로우-측 입력부를 로우-측 접속부에 전기적으로 접속할 수 있다. 따라서, 특히 간단한 실시 예에서, 2개의 버스바, 예컨대 구리 또는 이와 유사한 재료로 이루어진 2개의 버스바들이 입력 회로를 인버터 모듈에 접속한다.
일 개선 예에 따르면, n상 인버터 모듈은 각각의 상에 대해 브리지 분기를 포함할 수 있으며, 상기 브리지 분기는 각각 하이-측 파워 반도체 스위치 및 로우-측 파워 반도체 스위치를 포함한다. 이 개선 예는 가능한 단순하고 제어하기 쉬운 형태의 인버터 모듈 구성이다.
파워 반도체 스위치들은 각각 MOSFET 스위치 또는 IGBT 스위치 등을 포함할 수 있다. 따라서, 파워 반도체 스위치는 바람직하게 단일 반도체 기판 내에 다수의 소형화된 형태로 집적될 수 있는 바와 같은, 액티브 스위칭 가능한 하나 이상의 반도체 구성 요소들을 포함한다. 이것은 MOSFET(금속 산화물 반도체 전계 효과 트랜지스터) 및/또는 IGBT(절연 게이트 전극을 갖는 바이폴라 트랜지스터) 또는 다른 적절한 반도체 스위치일 수 있다.
일 개선 예에 따르면, 제 1 하이-측 부유 커패시턴스와 제 1 로우-측 부유 커패시턴스 사이의 차 및/또는 제 2 하이-측 부유 커패시턴스와 제 2 로우-측 부유 커패시턴스 사이의 차는 제 3 하이-측 부유 커패시턴스와 제 3 로우-측 부유 커패시턴스 사이의 차와 반대 부호를 가질 수 있다. 즉, 이 개선 예에서, 인버터 모듈의 비대칭성은 입력 회로 및/또는 버스바 장치가 상응하게 역비대칭으로 구성됨으로써 보상된다.
일 개선 예에 따르면, 제 1 하이-측 부유 인덕턴스와 제 1 로우-측 부유 인덕턴스 사이의 차 및/또는 제 2 하이-측 부유 인덕턴스와 제 2 로우-측 부유 인덕턴스 사이의 차는 제 3 하이-측 부유 인덕턴스와 제 3 로우-측 부유 인덕턴스 사이의 차와 반대의 부호를 가질 수 있다. 이로부터, 상기한 설명에 따른 장점들이 얻어진다.
본 발명의 다른 특징들 및 장점들은 도면을 참조한 하기의 실시 예 설명에 제시된다.
도 1은 본 발명의 일 실시 예에 따른 펄스 제어 인버터를 구비한 전기 기계를 나타낸 개략도.
도 2는 본 발명의 다른 실시 예에 따른 펄스 제어 인버터의 집적된 버스바를 갖는 중간 회로 커패시터를 나타낸 개략적인 상세도.
도면들에서, 동일한 도면 부호는 동일하거나 기능상 동일한 요소들을 나타낸다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 펄스 제어 인버터를 구비한 전기 기계의 개략도이다.
도 1에서, 도면 부호 1은 펄스 제어 인버터이다. 펄스 제어 인버터(1)는 전기 기계(10)에 접속되고, 상기 전기 기계(10)에 3상 교류 전압(출력 교류 전압(6))을 공급하도록 설계된다. 예컨대, 전기 기계(10)는 전기 자동차 또는 하이브리드 전기 자동차와 같은 전기적으로 작동되는 차량의 동기 또는 비동기 기계일 수 있다. 그러나 도 1의 전기 기계(10)를 고정 시스템들, 예컨대 산업용 드라이브, 발전소, 전기 에너지 생성 시스템, 에너지 저장 시스템 등에 사용하는 것도 가능하다. 도 1의 전기 기계(10)는 일반적인 승용차 또는 상용차, 예컨대 선박 등에도 사용될 수 있다. 전기 기계(10)뿐만 아니라 펄스 제어 인버터(1)의 3상 구성은 순수하게 예시적으로만 도시된 것이다. 본 발명은 일반적으로 n상 시스템에 적용될 수 있으며, 여기서 n은 양의 정수이다.
도 1은 펄스 제어 인버터(1)의 정류 회로의 등가 회로도를 개략적으로 도시한다. 펄스 제어 인버터(1)는 입력 회로(2), 버스바 장치(3) 및 3상(또는 일반적으로 n상) 인버터 모듈(4)로 분할될 수 있다.
입력 회로(2)는 하이-측 입력부(2a)과 로우-측 입력부(2b) 사이에 입력 직류 전압(5)을 제공하도록 설계된다. 예컨대, 두 입력부들은 고전압 배터리, 트랙션 배터리 또는 직류 전압원에 의해 공급될 수 있다. 이 경우, 이 실시 예는 특정 전압 레벨들로 제한되지 않는다. 이 간단한 실시 예에서, 입력 회로(2)는 하나의 중간 회로 커패시터(7)로만 효율적으로 이루어진다. 이 중간 회로 커패시터는 예컨대 필름 커패시터 등으로 형성될 수 있다. 중간 회로 커패시터(7)의 예시적인 실시예가 도 2에 도시되며 이하에서 보다 상세하게 설명될 것이다.
버스바 장치(3)는 하이-측 입력부(2a)를 하이-측 접속부(4a)에 전기적으로 접속하고 상응하게 로우-측 입력부(2b)를 로우-측 접속부(4b)에 전기적으로 접속하도록 설계된다. 이 실시 예에서, 버스바 장치(3)는 구리 또는 알루미늄 등으로 제조된 2개의 버스바, 즉 하이-측 버스바(8a) 및 로우-측 버스바(8b)를 포함한다. 하이-측 버스바(8a)는 하이-측 입력부(2a)를 하이-측 접속부(4a)에 직접 접속한다. 상응하게, 로우-측 버스바(8b)는 로우-측 입력부(2b)를 로우-측 접속부(4b)에 직접 접속한다.
인버터 모듈(4)은 하이-측 접속부(4a) 및 로우-측 접속부(4b)에 전기적으로 결합된다. 따라서, 인버터 모듈(4)은 상기 접속부들에서 입력 직류 전압(5)을 수신한다. 인버터 모듈(4)은 입력 직류 전압(5)을 3상 출력 직류 전압(6)으로 변환하도록 설계되고, 상기 3상 출력 직류 전압(6)은 전기 기계(10)에 공급된다. 인버터 모듈(4)은 각각 2개의 파워 반도체 스위치(10a, 10a', 10a", 10b, 10b', 10b")를 가진 3개의 브리지 분기(9, 9', 9")를 포함한다. 제 1 브리지 분기(9)는 예컨대 반도체 스위치(10a) 및 (10b)를 포함하고, 제 2 브리지 분기(9')는 예컨대 반도체 스위치(10a') 및 (10b')를 포함하며, 제 3 브리지 분기는 예컨대 반도체 스위치(10a", 10b")를 포함한다. 이 경우, 하나의 브리지 측의 반도체 스위치(10a, 10a', 10a")는 하이-측 스위치라고 하고, 다른 브리지 측의 반도체 스위치(10b, 10b', 10b")는 로우-측 스위치라고 한다. 인버터 모듈(4)의 임의의 다른 수의 브리지 분기들 또는 상들이 가능하고, 하이-측 스위치 및 로우-측 스위치로서의 반도체 스위치들(10a 내지 10b")의 명칭은 단지 예시적으로만 선택됨은 명백하다.
도 1에서, 반도체 스위치들(10a 내지 10b")은 명확성을 위해 스위칭 심볼들로 도시되지 않고, 단순한 박스들만으로 도시되어 있다. 도 1에 도시된 반도체 스위치들(10a 내지 10b")은 예컨대 전계 효과 트랜지스터들(FET)을 포함할 수 있다. 가능한 실시 예에서, 반도체 스위치들은 각각 IGBT(절연 게이트 전극을 갖는 바이폴라 트랜지스터)이지만, 상응하는 형태의, 예컨대 JFET(장벽 층 전계 효과 트랜지스터) 형태의 또는 MOSFET(금속 산화물 반도체 전계 효과 트랜지스터) 형태의 다른 반도체 스위치들을 제공하는 것도 가능하다. 반도체 스위치(10a 내지 10b")가 IGBT 스위치를 포함한다면, 명확성을 위해 도 1에 도시되지 않은 다이오드가 각각의 IGBT 스위치에 대해 역 병렬(anti-parallel)로 접속될 수 있다. 상응하는 반도체 스위치들(10a 내지 10b")이 접속되는 구체적인 방식은 당업자에게는 명백한 것이다.
원칙적으로 펄스 제어 인버터(1)는 제어 조절부(여기에는 도시되지 않음)를 포함할 수 있고, 상기 제어 조절부는 반도체 스위치의 스위칭을 인코딩하는 스위칭 신호를 생성하도록 설계될 수 있다. 스위칭 신호는, 예컨대, 반도체 스위치가 개방될 때 논리 로우 레벨을 가질 수 있고, 반도체 스위치가 폐쇄될 때 논리 하이 레벨을 가질 수 있다. 이러한 제어 조절에 의해, 반도체 스위치들(10a 내지 10b")은 인버터 모듈(4)이 입력 직류 전압(5)을 3상 출력 교류 전압(6)으로 변환하도록 클록 방식으로 스위치 온 및 오프될 수 있다. 이를 위해 사용되는 방법은 종래 기술로서 알려져 있으므로 여기에서 자세하게 설명되지 않는다.
펄스 제어 인버터(1)의 모든 도시된 구성 요소들, 즉 입력 회로(2), 버스바 장치(3) 및 인버터 모듈(4)은 그들의 소정 전기적 특성과 더불어, 부유 값들, 특히 부유 커패시턴스 및 부유 인덕턴스를 갖는다. 따라서, 도 1에서, 입력 회로(2)는 제 1 하이-측 부유 커패시턴스(21a), 제 1 로우-측 부유 커패시턴스(21b), 제 1 하이-측 부유 인덕턴스(22a, 22a') 및 제 1 로우-측 부유 인덕턴스(22b, 22b')를 포함한다. 도 1에서, 제 1 하이-측 부유 인덕턴스(22a, 22a') 및 제 1 로우-측 부유 인덕턴스(22b, 22b')에 대해 별도로 중간 회로 커패시터(7)의 등가 직렬 인덕턴스(22a', 22b') 및 라인들의 부유 인덕턴스(22a, 22b)가 도시된다. 버스바 장치(3)는 제 2 하이-측 부유 커패시턴스(31a), 제 2 로우-측 부유 커패시턴스(31b), 제 2 하이-측 부유 인덕턴스(32a) 및 제 2 로우-측 부유 인덕턴스(32b)를 포함한다. 인버터 모듈(4)은 제 3 하이-측 부유 캐패시턴스(41a), 제 3 로우-측 부유 캐패시턴스(41b), 제 3 하이-측 부유 인덕턴스(42a) 및 제 3 로우-측 부유 인덕턴스(42b)를 포함한다.
인버터 모듈(4)은 예컨대 하이-측 및 로우-측의 부유 변수들 사이에 비대칭을 가질 수 있으며, 예를 들어, 제 3 하이-측 부유 캐패시턴스(41a)는 제 3 로우-측 부유 캐패시턴스(41b)와 상이할 수 있고 및/또는 제 3 하이-측 부유 인덕턴스(42a)는 제 3 로우-측 부유 인덕턴스(42b)와 상이할 수 있다. 비대칭의 정확한 형태는 예컨대 측정으로부터 얻어질 수 있고 및/또는 구성에 의해 결정되거나 예를 들어 시뮬레이션 등으로부터 알려질 수 있다. 부유 변수들에 대한 인버터 모듈(4)의 비대칭은 입력 회로(2) 및 버스바 장치(3)의 특정 구성 및 그 각각의 부유 변수들에 의해 보상될 수 있다. 이는 인버터 모듈(4)에서의 비대칭이 입력 회로(2) 및/또는 버스바 장치(3)에서의 의도된 "역-비대칭"에 의해 상쇄된다는 것을 의미한다. 그 결과, 펄스 제어 인버터(1)는 전체 시스템으로서 부유 변수들에 대해 대칭으로 설계되며, 개별 구성 요소들은 대칭으로 되지 않는다. 이하, 구체적인 실시 예를 도 2를 참조하여 설명한다.
도 2는 본 발명의 다른 실시 예에 따른 펄스 제어 인버터(1)의 집적된 버스바(8a, 8b)를 갖는 중간 회로 커패시터(7)의 개략도이다. 이 실시 예의 등가 회로도는 원칙적으로 도 1과 동일하게 될 수 있다.
도 2에 도시된 중간 회로 커패시터(7)는 필름 커패시터 권선일 수 있다. 다수의 개별 커패시터는 와인딩에 의해 효과적으로 병렬로 접속된다. 도 2의 좌우에 있는 커패시터(7)의 단부 면들에는 대응하는 전극들(플러스 또는 마이너스 부호로 표시됨)이 접촉을 위해 배치되며, 상기 전극들은 각각 관련 버스바(8a, 8b)에 접속된다. 따라서, 이 실시 예에서 버스바 장치(3)는 중간 회로 커패시터(7) 내에 집적된다. 또한, 도 2에는 접지(11)에 대한 중간 회로 커패시터(7)의 절연체(12)가 도시되어 있다.
예컨대, 상기 중간 회로 커패시터(7)에 접속된 인버터 모듈(4)은 부유 커패시턴스에 대해 비대칭을 갖는다. 이 경우, 인버터 모듈(4)의 비대칭이 보상되도록 중간 회로 커패시터(7)를 구성하기 위한 다양한 가능성이 존재한다. 부유 캐패시턴스의 대칭화를 위해 다음 식이 근사적으로 만족되어야 한다:
C21a + C31a + C41a= C21b + C31b + C41b
반면에 부유 인덕턴스의 대칭화를 위해 다음 식이 근사적으로 만족되어야 한다:
L22a + L22a ' + L32a + L42a = L22b + L22b ' + L32b + L42b .
중간 회로 커패시터(7)의 극성은 중간 회로 커패시터(7)의 비대칭이 인버터 모듈(4)의 비대칭에 반대로 작용하여, 즉 감쇄되어 증폭되지 않도록, 대칭화와 관련하여 바람직하게 선택될 수 있다. 또한, 중간 회로 커패시터(7)의 기하학적 설계는, 부유 커패시턴스의 미세 조정을 위해 적절하게 변경될 수 있다. 예컨대, 절연 층에 의해 접지면에 대해 분리된, 버스바의 부유 커패시턴스에 대해 다음 식이 대충 성립된다:
C = ε0 * εr * A/d
상기 식에서, d는 절연 층의 두께, A는 버스바의 접촉 면적, ε0 는 전계 상수, εr는 유전 상수이다. 따라서, 두께(d)의 증가는 더 작은 부유 커패시턴스를 야기한다. 반면에, 유전 상수의 증가는 더 큰 부유 커패시턴스를 초래한다. 또한, 부유 커패시턴스는 버스바의 기하학적 구조에 의해 영향을 받을 수 있다. 예를 들어 버스바 내에 구멍 등을 제공함으로써, A가 감소하면, 부유 커패시턴스가 감소한다. 일반적으로, 인버터 모듈(4)의 부유 커패시턴스 또는 부유 인덕턴스의 비대칭은 중간 회로 커패시터(7)의 내부 구성 또는 버스바 장치(3)의 기하학적 구조의 조정에 의해 보상될 수 있다. 부품들의 부유 인덕턴스(고유 인덕턴스)에는 실질적으로 라인 길이/버스바 길이와 그들의 기하학적 구성이 결정적이다. 이들은 의도적으로 변경될 수 있다. 물론, 정확한 대칭화는 일반적으로 복잡하고 어렵게 형성될 수 있다. 따라서, 측정 등에 의한 경험적 조치 외에도, 응용에 따라 예컨대 시뮬레이션이 사용될 수 있다.
1: 펄스 제어 인버터 2: 입력 회로
3: 버스바 장치 4: 인버터 모듈
5: 입력 직류 전압 6: 출력 교류 전압
7: 중간 회로 커패시터 10: 전기 기계

Claims (10)

  1. 펄스 제어 인버터(1)로서,
    하이-측 입력부(2a)와 로우-측 입력부(2b) 사이에 입력 직류 전압(5)을 제공하도록 설계되며, 제 1 하이-측 부유 커패시턴스(21a), 제 1 로우-측 부유 커패시턴스(21b), 제 1 하이-측 부유 인덕턴스(22a, 22a') 및 제 1 로우-측 부유 인덕턴스(22b, 22b')를 갖는 입력 회로(2);
    하이-측 입력부(2a)를 하이-측 접속부(4a)에 전기적으로 접속하고 로우-측 입력부(2b)를 로우-측 접속부(4b)에 전기적으로 접속하도록 설계되며, 제 2 하이-측 부유 커패시턴스(31a), 제 2 로우-측 부유 커패시턴스(31b), 제 2 하이-측 부유 인덕턴스(32a) 및 제 2 로우-측 부유 인덕턴스(32b)를 갖는 버스바 장치(3); 및
    하이-측 접속부(4a) 및 로우-측 접속부(4b)에 전기적으로 결합되며 입력 직류 전압(5)을 n상 출력 교류 전압(6)으로 변환하도록 설계되고, 제 3 하이-측 부유 커패시턴스(41a), 제 3 로우-측 부유 커패시턴스(41b), 제 3 하이-측 부유 인덕턴스(42a) 및 제 3 로우-측 부유 인덕턴스(42b)를 갖는, n>1인, n상 인버터 모듈(4)을 포함하는, 상기 펄스 제어 인버터(1)에 있어서,
    상기 제 1, 제 2 및 제 3 하이-측 부유 커패시턴스들(21a, 31a, 41a)의 합은 상기 제 1, 제 2 및 제 3 로우-측 부유 커패시턴스들(21b, 31b, 41b)의 합과 실질적으로 동일하며, 상기 제 1, 제 2 및 제 3 하이-측 부유 인덕턴스들(22a, 22a', 32a, 42a)의 합은 상기 제 1, 제 2 및 제 3 로우-측 부유 인덕턴스들(22b, 22b', 32b, 42b)의 합과 실질적으로 동일한, 펄스 제어 인버터.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 입력 회로(2)는 상기 하이-측 입력부(2a)와 상기 로우-측 입력부(2b) 사이에 상기 입력 직류 전압(5)을 제공하는 중간 회로 커패시터(7)를 포함하는, 펄스 제어 인버터.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 중간 회로 커패시터(7)는 필름 커패시터로서 설계되는, 펄스 제어 인버터.
  4. 제 2 항 또는 제 3 항에 있어서,
    상기 버스바 장치(3)는 상기 중간 회로 커패시터(7) 내에 집적되는, 펄스 제어 인버터.
  5. 제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 버스바 장치(3)는 하이-측 버스바(8a) 및 로우-측 버스바(8b)를 포함하고, 상기 하이-측 버스바(8a)는 상기 하이-측 입력부(2a)를 상기 하이-측 접속부(4a)에 전기적으로 접속하며, 상기 로우-측 버스바(8b)는 상기 로우-측 입력부(2b)를 상기 로우-측 접속부(4b)에 전기적으로 접속하는, 펄스 제어 인버터.
  6. 제 1 항 내지 제 5 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 n상 인버터 모듈(4)은 각각의 상에 대해 브리지 분기(9, 9', 9")를 포함하고, 상기 브리지 분기(9, 9', 9")는 각각 하이-측 파워 반도체 스위치(10a, 10a', 10a") 및 로우-측 파워 반도체 스위치(10b, 10b', 10b")를 포함하는, 펄스 제어 인버터.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 파워 반도체 스위치들(10a, 10a', 10a", 10b, 10b', 10b")은 각각 MOSFET 스위치 또는 IGBT 스위치를 포함하는, 펄스 제어 인버터.
  8. 제 1 항 내지 제 7 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제 1 하이-측 부유 커패시턴스(21a)와 상기 제 1 로우-측 부유 커패시턴스(21b)의 차 및/또는 상기 제 2 하이-측 부유 커패시턴스(31a)와 상기 제 2 로우-측 부유 커패시턴스(31b)의 차는 상기 제 3 하이-측 부유 커패시턴스(41a)와 상기 제 3 로우-측 부유 커패시턴스(41b)의 차에 대해 반대 부호를 갖는, 펄스 제어 인버터.
  9. 제 1 항 내지 제 8 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제 1 하이-측 부유 인덕턴스(22a, 22a')와 상기 제 1 로우-측 부유 인덕턴스(22b, 22b')의 차 및/또는 상기 제 2 하이-측 부유 인덕턴스(32a)와 상기 제 2 로우-측 부유 인덕턴스(32b)의 차는 상기 제 3 하이-측 부유 인덕턴스(42a)와 상기 제 3 로우-측 부유 인덕턴스(42b)의 차에 대해 반대 부호를 갖는, 펄스 제어 인버터.
  10. 제 1 항 내지 제 9 항 중 어느 한 항에 따른 펄스 제어 인버터(1)를 포함하는, n > 1인, n상 전기 기계(10)로서,
    상기 n상 전기 기계는 상기 펄스 제어 인버터(1)의 n상 출력 교류 전압(6)에 결합되는, n상 전기 기계.
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