[go: up one dir, main page]

KR20170064100A - 고역률 고효율 인터리브드 듀얼-벅 컨버터 및 제어방법 - Google Patents

고역률 고효율 인터리브드 듀얼-벅 컨버터 및 제어방법 Download PDF

Info

Publication number
KR20170064100A
KR20170064100A KR1020150168956A KR20150168956A KR20170064100A KR 20170064100 A KR20170064100 A KR 20170064100A KR 1020150168956 A KR1020150168956 A KR 1020150168956A KR 20150168956 A KR20150168956 A KR 20150168956A KR 20170064100 A KR20170064100 A KR 20170064100A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
voltage
inductor
current
switch
diode
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
KR1020150168956A
Other languages
English (en)
Other versions
KR101742231B1 (ko
Inventor
이영일
한정호
김주만
신용재
Original Assignee
서울과학기술대학교 산학협력단
주식회사 재신파워텍
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 서울과학기술대학교 산학협력단, 주식회사 재신파워텍 filed Critical 서울과학기술대학교 산학협력단
Priority to KR1020150168956A priority Critical patent/KR101742231B1/ko
Publication of KR20170064100A publication Critical patent/KR20170064100A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR101742231B1 publication Critical patent/KR101742231B1/ko
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/02—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC
    • H02M3/04—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters
    • H02M3/10—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H02M2003/1586—

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Rectifiers (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

용량 증대가 용이한 고역률 고효율 인터리브드 듀얼-벅 컨버터(Interleaved Dual-Buck Converter) 및 제어방법을 개시한다. 본 실시예에 따른 인터리브드 듀얼-벅 컨버터는 PFC 제어, 정류, 승압작용, 제1 캐패시터(C1) 및 제2 캐패시터(C2) 전압제어 불능구간 제거 및 인덕터 전류 분배 등의 효과가 있다. 또한, 듀얼-벅 하프-브리지 회로를 분배시켜 인터리브드 형태를 적용함으로써, 인덕터의 전류용량을 분배시켜 전체 브리지 회로의 효율 증진 및 용량 증대 효과가 있다.

Description

고역률 고효율 인터리브드 듀얼-벅 컨버터 및 제어방법{High Power Factor And High Efficiency Interleaved Dual-Buck Converter And Method Therefor}
본 실시예는 용량 증대가 용이한 고역률 고효율 인터리브드 듀얼-벅 컨버터(Interleaved Dual-Buck Converter) 및 제어방법에 관한 것이다.
이하에 기술되는 내용은 단순히 본 실시예와 관련되는 배경 정보만을 제공할 뿐 종래기술을 구성하는 것이 아니다.
정류기는 AC를 DC로 변환하는 전력변환장치 중 하나로서 UPS, 배터리 충전기 등 응용분야가 다양하다. 정류기의 기능은 크게 AC를 DC로 변환하는 정류작용과 정류된 DC 전압의 크기를 상승시키는 승압작용으로 나누어진다. 이와 더불어 최근에는 효율증가를 위해 PFC(Power Factor Correction) 제어까지 요구된다. 이러한 역할을 수행하기 위하여, 정류기는 기본적으로 브리지 다이오드(Bridge Diode)와 부스트 컨버터(Boost Converter)가 결합된 회로가 사용되었다. 그러나 이러한 정류기는 브리지 다이오드의 손실 문제로 인하여 1 KW 이상 용량을 증대시키기 어렵고, 용량이 증가할수록 컨버터의 인덕터 크기가 커지는 문제점이 있다. 인덕터 크기가 커지는 문제는 부스트 컨버터를 인터리브드 형태로 설계함으로써 줄일 수 있다. 그러나 인터리브드형 정류기는 입력단에 브리지 다이오드가 여전히 존재하기 때문에 손실 문제를 피할 수 없다.
이러한 브리지 다이오드의 손실 문제를 해결하기 위하여, 브리지 다이오드가 없는 대칭적 브리지리스 부스트 정류기(SBBR: Symmetrical Bridgeless Boost Rectifier) 및 비대칭적 브리지리스 부스트 정류기(ABBR: Asymmetrical Bridgeless Boost Rectifier)의 연구가 진행되고 있다. SBBR 및 ABBR는 브리지 다이오드가 없어도 정류작용, 승압작용 및 PFC 제어 등이 가능하다. 이와 더불어 SBBR 및 ABBR는 레그(Leg)의 암쇼트(Arm-Short) 위험이 없으므로 스위칭 데드타임(Switching Deadtime)에 의한 손실도 줄일 수 있다. 그러나 SBBR 및 ABBR는 정류기로서 기능만 수행할 수 있기 때문에 배터리 충·방전 등의 응용분야에서 사용하기 위해서는 별도의 인버터 회로를 추가해야 하므로 전체 시스템의 비용 증가와 효율 감소를 야기한다. 이러한 이유로 한 개의 회로만으로 정류기와 인버터로서 역할을 수행할 수 있는 하프-브리지 컨버터(Half-Bridge Converter)나 풀-브리지 컨버터(Full-Bridge Converter) 형태가 연구되고 있다. 하프-브리지 컨버터나 풀-브리지 컨버터는 동작 특성상 레그의 암쇼트 위험이 있고, 이를 방지하기 위하여 스위칭 데드타임을 반드시 설정해야 한다.
듀얼-벅 하프-브리지(Dual-Buck Half-Bridge) 컨버터는 다양한 전력변환 회로 중에서 각 회로가 가진 장점을 두루 가지고 있다.
도 1은 종래기술에 따른 듀얼-벅 하프-브리지 컨버터의 회로도이다. 듀얼-벅 하프-브리지 컨버터는 각각 2 개의 스위칭 소자(S1, S2), 다이오드(D1, D2), 인덕터(L1, L2), 캐패시터(C1, C2) 및 제어부(120)를 포함한다. 전력은 AC부의 교류전압(Vac)에서 부하인 DC부로 전달되고, 정상상태에서 DC부 전압은 AC부 피크 값보다 크다.
듀얼-벅 하프-브리지 컨버터(100)는 정류기와 인버터의 역할을 수행할 수 있다. 레그부(Leg: 112, 114)는 각각 다이오드(D1, D2)와 스위칭 소자(S1, S2)로 구성된다. 제어부(120)는 다이오드와 스위칭 소자가 서로 반전되도록 제어하는 신호를 발생한다. 따라서 듀얼-벅 하프-브리지 컨버터(100)는 암-쇼트 위험이 없다. 또한, 듀얼-벅 하프-브리지 컨버터(100)는 정류기로 동작할 때 브리지 다이오드 없이 정류작용, 승압작용, PFC(Power Factor Correction) 제어가 가능하다. 듀얼-벅 하프-브리지 컨버터(100)는 인덕터(L1, L2)를 포함하고 있기 때문에 용량이 증대됨에 따라 인덕터(L1, L2)의 용량이 증가하게 된다. 인덕터 용량의 증대는 듀얼-벅 하프-브리지 컨버터(100)의 부피 및 비용 증가, 효율 감소 등의 문제 등을 가져올 수 있다. 또한, AC부(AC-side)의 교류전압(Vac) 반주기 동안 DC부(DC-side)의 제1 캐패시터(C1) 및 제2 캐패시터(C2) 전압 중 한 부분이 항상 방전하고 있는 문제가 있다.
본 실시예는, 듀얼-벅 하프-브리지 회로를 정류기로 사용할 때 인터리브드 형태를 적용하여 인덕터의 전류용량을 분배시켜 효율 증진 및 용량 증대 효과를 가져오는 데 그 목적이 있다. 또한, AC부 전압의 반주기 동안 DC부의 제1 캐패시터(C1) 및 제2 캐패시터(C2) 전압 중 한 부분이 항상 방전하고 있는 문제를 해결하는 제어방법을 제공하는 데 그 목적이 있다.
본 실시예의 일 측면에 의하면, 교류전압(Vac)을 인가받는 1차 권선, 상기 1차 권선으로부터 유도되어 제1 유도전압(vac1) 및 제2 유도전압(vac2)을 각각 생성하는 2차 권선 및 3차 권선을 포함하는 변압기; 상기 2차 권선 및 상기 3차 권선으로부터 전류를 입력받아 상기 전류에 따라 링크전압을 발생하는 인덕터그룹; 상기 링크전압을 입력받아 직류전압으로 변환하는 레그부; 상기 레그부로부터 상기 직류전압을 제공받아 충방전을 수행하는 캐패시터그룹; 및 상기 캐패시터그룹의 상기 충방전을 위하여 상기 레그부의 스위칭을 제어하는 제어신호를 생성하는 제어부를 포함하는 것을 특징으로 하는 인터리브드 듀얼-벅 컨버터를 제공한다.
본 실시에의 다른 측면에 의하면, 변압기에서 교류전압(Vac)을 인가받는 1차 권선으로부터 유도되어 2차 권선에 제1 유도전압(vac1) 및 3차 권선에 제2 유도전압(vac2)을 각각 생성하는 과정; 인덕터그룹에서 상기 2차 권선 및 상기 3차 권선으로부터 전류를 입력받아 상기 전류에 따라 링크전압을 발생하는 과정; 레그부에서 상기 링크전압을 입력받아 직류전압으로 변환하는 과정; 캐패시터그룹에서 상기 직류전압을 제공받아 충방전하는 과정; 및 상기 캐패시터그룹의 상기 충방전을 위하여 상기 레그부의 스위칭을 제어하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 인터리브드 듀얼-벅 컨버터 제어방법을 제공한다.
이상에서 설명한 바와 같이 본 실시예에 따른 인터리브드 듀얼-벅 컨버터는 PFC 제어, 정류, 승압작용, 제1 캐패시터(C1) 및 제2 캐패시터(C2) 전압제어 불능구간 제거 및 인덕터 전류 분배 등의 효과가 있다. 또한, 듀얼-벅 하프-브리지 회로를 분배시켜 인터리브드 형태를 적용함으로써, 인덕터의 전류용량을 분배시켜 전체 브리지 회로의 효율 증진 및 용량 증대 효과가 있다.
도 1은 종래기술에 따른 듀얼-벅 하프-브리지 컨버터의 회로도이다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 듀얼-벅 하프-브리지 컨버터의 동작 특성을 도시한다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 듀얼-벅 하프-브리지 컨버터의 제어부의 블럭도이다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 인터리브드 듀얼-벅 컨버터의 회로도이다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 인터리브드 듀얼-벅 컨버터의 동작 특성을 도시한다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 인터리브드 듀얼-벅 컨버터의 제어부의 블럭도이다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 시뮬레이션 파라미터를 도시한다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 듀얼-벅 하프-브리지 컨버터의 AC부 전압과 전류 및 L1과 L2의 전류 관계를 도시한다.
도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 듀얼-벅 하프-브리지 컨버터의 AC부 전압 및 DC부 전압 관계를 도시한다.
도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 인터리브드 듀얼-벅 컨버터의 AC부 전압과 전류 및 L1과 L2의 전류 관계를 도시한다.
도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 인터리브드 듀얼-벅 컨버터의 AC부 전압, 전류, vac2 전압, 전류, L3 및 L4의 전류 관계를 도시한다.
도 12는 본 발명의 일 실시예에 따른 인터리브드 듀얼-벅 컨버터의 AC부 전압 및 DC부 전압 관계를 도시한다.
이하, 본 실시예를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 듀얼-벅 하프-브리지 컨버터의 동작 특성을 도시한다. 도 1의 제어부(120)는 AC부의 교류전압(Vac) 한 주기를 반 주기로 나누어 전압값이 양의 값을 가질 때 S1, D1이 동작하도록 하되, S2, D2는 동작하지 않도록 한다. 반대로, 제어부(120)는 전압값이 음의 값을 가질 때 S2, D2이 동작하도록 하되, S1, D1는 동작하지 않도록 한다. 또한 제어부(120)는 각 레그의 다이오드(D1 또는 D2)와 해당하는 스위칭 소자(S1 또는 S2)가 서로 반전되도록 제어하는 신호를 발생한다. 여기서, 반전이란 다이오드와 스위치가 동시에 온 되지 않도록, 즉, 다이오드가 온 되면 스위칭 소자가 오프되고, 다이오드가 오프 되면 스위칭 소자가 온 되도록 제어하는 것을 말한다.
도 2의 (a)는 AC부 전압이 양의 값이고 S1이 온(On)인 상태를 나타낸다. 이 경우 D1은 오프(Off) 상태가 되고, iac는 AC부 전압으로부터 출력되는 방향으로 증가하며 흐른다. 한편, C1 및 C2는 모두 방전 상태가 된다. D1이 온 상태일 때는 도 2의 (b)와 같이 나타낼 수 있다. 즉, S1은 오프 상태이고, iac는 AC부 전압으로부터 출력되는 방향으로 감소하며 흐른다. 한편, C1은 충전 상태가 되고, C2는 방전 상태를 유지한다. 도 2의 (a), (b)에서 보듯이, AC부 전압이 양의 값을 가질 때 전류는 L1에만 흐른다. C1은 스위칭 동작에 의하여 충·방전을 반복하고, C2는 항상 방전하고 있는 것을 알 수 있다.
도 2의 (c)는 AC부 전압이 음의 값이고 S2가 온인 상태를 나타낸다. 이 경우 D2는 오프 상태가 되고, iac는 AC부 전압으로 입력되는 방향으로 증가하며 흐른다. C1, C2는 모두 방전 상태가 된다. 도 2의 (d)는 D2가 온인 상태를 나타낸다. 이때, S2는 오프 상태이고, iac는 AC부 전압으로 입력되는 방향으로 감소하며 흐른다. C2는 충전 상태로 변하고, C1은 방전 상태를 유지한다. 도 2의 (c), (d)에서 보듯이, AC부 전압이 음의 값을 가질 때 전류는 L2에만 흐른다. C2는 스위칭 동작에 의하여 충·방전을 반복하고, C1은 항상 방전하고 있는 것을 알 수 있다.
이상에서 설명하였듯이, 듀얼-벅 하프-브리지 컨버터(100)는 AC부 전압 반 주기 동안 C1 또는 C2 중 한 캐패시터의 전압을 제어할 수 있고, 나머지 캐패시터의 전압은 항상 방전하고 있음을 알 수 있다. 이러한 이유로 듀얼-벅 하프-브리지 컨버터(100)는 전체 DC부 전압제어의 신뢰성이 저하된다. 듀얼-벅 하프-브리지 컨버터(100)는 반 주기 동안 한 레그만 동작하기 때문에 그 주기 동안 입력 전류와 인덕터 전류의 크기가 같다. 따라서 듀얼-벅 하프-브리지 컨버터(100)는 회로의 용량을 증대해야 하는 경우, 이에 포함된 각 소자의 용량도 증가해야 하는 것을 알 수 있다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 듀얼-벅 하프-브리지 컨버터의 제어부(120)의 블럭도이다. 제어부(120)는 도 3과 같이 PLL(Phase Locked Loop: 310), 제1 감산기(Subtracter: 320), 제2 감산기(320), 전압제어기(330), 곱셈기(Multiplier: 340), 전류제어기(350), 제1 스위치(Switch: 360), 제2 스위치(360), 인버터(Inverter: 370), 제1 비교기(Comparator: 380) 및 제2 비교기(380)를 포함한다.
PLL(310)는 교류 AC부 전압(Vac)의 위상과 듀얼-벅 하프-브리지 컨버터(100)에 공급하는 교류 내부 전원(|Vac|sinωt)의 위상을 서로 일치시킨다. 즉, PLL(310)는 듀얼-벅 하프-브리지 컨버터(100) 내부에서 발생하는 지연으로 인한 AC부 전압(Vac)과의 위상차이를 보상하여 정확한 위상 제어를 할 수 있도록 한다. 제1 스위치(360) 및 제2 스위치(360)는 Vac의 값이 양인 경우 1 번 단자(VdcT)로 접속되고, 음인 경우 2 번 단자(VdcB)로 접속된다.
제1 감산기(320)는 양의 단자로 기준직류전압(Vdc *)이 입력되는데, 기준직류전압의 값은 Vdc의 절반에 해당하는 값으로 정한다. 제1 감산기(320)의 음의 단자는, AC부 전압이 양의 값인 경우는 제1 스위치(360)의 1 번 단자인 VdcT에 연결되고, AC부 전압이 음의 값인 경우는 제1 스위치(360)의 2 번 단자인 VdcB에 연결된다. 제1 감산기(320)는 Vdc *와 제1 스위치(360)에 연결된 값(VdcT 또는 VdcB)의 차를 계산하여 이를 전압제어기(330)에 전달한다.
전압제어기(330) 및 전류제어기(350)는 P 제어(Proportional Control), PI 제어(Proportional Integral Control), PD 제어(Proportional Differential Control), PID 제어(Proportional Integral Differential Control) 중 어느 하나의 제어를 수행할 수 있다.
전압제어기(330)는 PI 제어(Proportional-Integral Control)를 수행하며 제1 감산기(320)의 오차값의 크기에 비례하는 제어동작 및 제1 감산기(320)의 오차값의 적분에 비례하는 제어동작을 수행함으로써 정상상태(Steady-state) 오차를 줄여주는 작용을 한다. 제1 감산기(320)의 오차값에 비례하는 제어는 Kp로, 제1 감산기(320)의 오차값의 적분에 비례하는 제어는 Ki로 한다. 전압제어기(330)의 출력은 인덕터에 흐르는 전류의 피크치(Ipk *)가 된다.
곱셈기(340)는 전압제어기(330)의 출력(Ipk *)과 교류내부전원(sinωt)을 입력받아 이들을 곱하여 Iac *를 출력한다. Iac *는 AC부의 기준교류전류로서, 제2 감산기(320)에 전달된다.
제2 감산기(320)는 양의 단자로 iac *를 입력받고, 음의 단자로 iac를 입력받는다. iac *는 기준 AC 전류이고, iac는 AC부 전압에서 출력되는 전류이다. 제2 감산기(320)는 iac *와 iac의 차이를 계산하여 이를 전압제어기(330)에 전달한다.
전류제어기(350)는 전압제어기(330)와 마찬가지로 PI 제어를 수행하며 제2 감산기(320)의 오차값의 크기에 비례하는 제어동작 및 제2 감산기(320)의 오차값의 적분에 비례하는 제어동작을 수행함으로써 정상상태(Steady-state) 오차를 줄여주는 작용을 한다. 전류제어기(350)의 출력값은 -1과 1 사이의 유리수로, 듀티(Duty)를 제어하는 신호를 제2 스위치(360)를 거쳐서 제1 비교기(380) 또는 제2 비교기(380)에 전달된다.
전류제어기(350)는 iac *와 iac의 차이를 줄이는 제어를 수행한다. 여기서 iac *는 PLL(310)에 의하여 Vac와 동기화되어 있는 sinωt로부터 생성된 신호이다. 전류제어기(350)는 iac *와 iac의 차이를 줄이는 제어를 통하여 Vac와 iac *를 동기화한다. 따라서, 전류제어기(350)는 AC부 전압(Vac)과 교류 인력 전류(iac)의 위상을 서로 일치시키는 PFC 동작을 수행한다.
AC부 전압이 양의 값인 경우, 제1 비교기(380)는 양의 단자에는 제2 스위치(360)의 1 번 단자인 전류제어기(350)의 -1과 1 사이의 출력 전압을 입력받고, 음의 단자에는 -1과 1사이의 크기를 갖는 삼각파의 전압을 입력받는다. 제1 비교기(380)는 양의 단자의 전류제어기(350)의 출력 전압값과 음의 단자의 삼각파의 출력 전압값을 비교하고, 출력 전압을 도 1의 S1에 공급한다.
AC부 전압이 음의 값인 경우, 제2 비교기(380)는 양의 단자에는 제2 스위치(360)의 2 번 단자인 전류제어기(350)의 출력에 연결되고, 전류제어기(350)의 출력을 반전하는 인버터(370)의 출력을 입력받는다. 제2 비교기(380)는 음의 단자에 -1과 1사이의 크기를 갖는 삼각파의 전압을 입력받는다. 제2 비교기(380)는 양의 단자의 인버터(370)의 출력 전압값과 음의 단자의 삼각파의 출력 전압값을 비교하고, 출력 전압을 도 1의 S2에 공급한다.
도 1의 제어부(120)는 AC부 전압의 한 주기를 반 주기로 나누어, 전압값이 양의 값을 가질 때 S1, D1이 동작하도록 하고, S2, D2는 동작하지 않게 한다. 반대로, 전압값이 음의 값을 가질 때 S2, D2이 동작하도록 하고, S1, D1는 동작하지 않게 한다. 또한, 도 1의 제어부(120)는 각 레그의 스위칭 소자와 다이오드가 서로 반전 동작하므로 암-쇼트가 발생하지 않는다. 또한, 도 1의 제어부(120)는 정류기로 동작할 때 브리지 다이오드 없이도 정류작용, 승압작용 및 PFC 제어가 가능하다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 인터리브드 듀얼-벅 컨버터의 회로도이다. 인터리브드 듀얼-벅 컨버터(400)는 4개의 스위칭 소자(S1, S2, S3, S4), 4개의 다이오드(D1, D2, D3, D4), 4개의 인덕터(L1, L2, L3, L4), 2개의 캐패시터(C1, C2), 변압기(420) 및 제어부(450)를 포함한다. 인터리브드 듀얼-벅 컨버터(400)는 AC부에서 DC부로 전력이 전달되고, 정상상태에서 DC부 전압이 vac1, vac2 전압 피크값보다 크다. 변압기(420)는 1차측에는 1차 권선(426), 2차측은 2차 권선(426)과 3차 권선(428) 및 코어(424)를 포함한다. vac1 상은 2차 권선(426)에 유도되어 1차측과 같은 위상을 갖고, vac2 상은 3차 권선(428)에 유도되어 1차측과 반전된 위상을 갖는다. vac1 상은 L1, L2와 연결되어 S1, D1, S2, D2를 통해 DC부에 연결되고, vac2 상은 L3, L4와 연결되어 S3, D3, S4, D4를 통해 DC부에 연결된다. 또한, C1, C2의 중간점은 변압기 2차측 두 상의 (-) 단자와 연결된다.
인덕터그룹(L1, L2, L3, L4: 430)은 2차 권선(426) 및 3차 권선(428)으로부터 전류를 입력받아 전류의 변화에 따라 링크전압을 발생한다. 2차 권선의 일단은 제1 인덕터(L1, L2)을 포함하는 제1 인덕터그룹에 연결되고, 3차 권선의 일단은 제2 인덕터(L3, L4)을 포함하는 제2 인덕터그룹에 연결된다. 제1 레그(442)는 L1으로부터 출력을 입력받아 제1 컨버팅전압을 발생하는 제1 컨버터이다. 제2 레그(444)는 L2으로부터 출력을 입력받아 제2 컨버팅전압을 발생하는 제2 컨버터이다. 제3 레그(446)는 L3으로부터 출력을 입력받아 제3 컨버팅전압을 발생하는 제3 컨버터이다. 제4 레그(448)는 L4으로부터 출력을 입력받아 제4 컨버팅전압을 발생하는 제4 컨버터이다. 캐패시터그룹(C1, C2)은 레그부(440)로부터 직류전압을 제공받아 충방전을 수행한다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 인터리브드 듀얼-벅 컨버터의 동작 특성을 도시한다. 제어부(450)는 AC부 전압의 한 주기를 반 주기로 나누어 전압 값이 양의 값을 가질 때 S1, D1, S4, D4가 동작하도록 하고, S2, D2, S3, D3은 동작하지 않도록 한다. 반대로, 도 4의 제어부(450)는 AC부 전압이 음의 값을 가질 때 S2, D2, S3, D3이 동작하도록 하고, S1, D1, S4, D4은 동작하지 않도록 한다. 도 4의 제어부(450)는 각 레그(442, 444, 446, 448)의 스위칭 소자(S1, S2, S3, S4)와 다이오드(D1, D2, D3, D4)는 서로 반전 동작한다. 여기서, 반전 동작이란 다이오드와 스위칭 소자가 동시에 온 되지 않도록, 즉, 다이오드가 온 되면 스위칭 소자가 오프되고, 다이오드가 오프 되면 스위칭 소자가 온 되도록 동작하는 것을 말한다.
도 5의 (a)-(d)는 AC부(변압기 1차측) 전압이 양의 값이 되어, vac1의 값이 양의 값이고 vac2의 값이 음의 값인 상태에서, S1, D1, S4, D4의 온/오프 상태에 따른 동작 특성을 나타낸다. 도 5의 (a)는 S1, S4가 온 이고, D1, D4가 오프인 상태를 나타낸다. 이때, iac1은 vac1 전압으로부터 출력되는 방향으로 증가하며 흐르고, iac2는 vac2 전압으로 입력되는 방향으로 감소하며 흐른다. 한편, C1, C2는 모두 방전 상태가 된다. 도 5의 (b)는 D1, D4가 온 이고, S1, S4가 오프인 상태를 나타낸다. 이때, iac1은 vac1 전압으로부터 출력되는 방향으로 감소하고, iac2는 vac2 전압으로 입력되는 방향으로 감소한다. 한편, C1, C2는 모두 충전 상태가 된다. 도 5의 (c)는 S1, D4가 온 이고, D1, S4가 오프인 상태를 나타낸다. 이때, iac1은 vac1 전압으로부터 출력되는 방향으로 증가하고, iac2는 vac2 전압으로 입력되는 방향으로 감소한다. 한편, C1은 방전 상태가 되고, C2는 충전 상태가 된다. 도 5의 (d)는 D1, S4가 온 상태이고, S1, D4가 오프 상태를 나타낸다. 이때, iac1은 vac1 전압으로부터 출력되는 방향으로 감소하고, iac2는 vac2 전압으로 입력되는 방향으로 증가한다. 이때, iac1은 vac1 전압으로부터 출력되는 방향으로 감소하고, iac2는 vac 전압으로 입력되는 방향으로 증가한다. 한편, C1은 충전 상태가 되고, C2는 방전 상태가 된다.
AC부 전압이 양의 값일 때 인터리브드 듀얼-벅 컨버터의 동작을 정리하면, L1 전류는 vac1 전압으로부터 항상 출력되는 방향으로 흐르고, L4 전류는 vac2 전압에서 항상 입력되는 방향으로 흐르는 것을 알 수 있다. 또한, 도 5의 (a), (c)에서 S1이 온 상태이면, C1이 방전 상태가 된다. 도 5의 (b), (d)에서 S1이 오프 상태이면, C1이 충전 상태가 된다. 이러한 결과로부터 AC부 전압이 양의 값일 때 S1을 이용하여 C1 전압을 제어할 수 있고, S4를 이용하여 C2 전압을 제어할 수 있음을 알 수 있다. 따라서 듀얼-벅 하프-브리지 컨버터와 달리 인터리브드 듀얼-벅 컨버터는 양의 반 주기 동안 C1, C2 전압을 모두 제어할 수 있음을 보여주고 있다.
아래는 AC부 전압이 양의 값인 상태에서 S2, D2, S3, D3의 온/오프 상태에 따른 동작 특성을 나타낸다. 도 5의 (e)는 S2, S3가 온 이고, D2, D3가 오프인 상태를 나타낸다. 이때, iac1은 vac1 전압으로 입력되는 방향으로 증가하며 흐르고, iac2는 vac2 전압으로부터 출력되는 방향으로 증가하며 흐른다. 한편, C1, C2는 모두 방전 상태가 된다. 도 5의 (g)는 S2, D3가 온 상태이고, D2, S3가 오프 상태가 된다. 도 5의 (h)는 D2, S3가 온 이고, S2, D3가 오프인 상태를 나타낸다. 이때, iac1은 vac1 전압으로 입력되는 방향으로 감소하며 흐르고, iac2는 vac 전압으로부터 출력되는 방향으로 증가하며 흐른다. 한편, C1은 방전 상태가 되고, C2는 충전 상태가 된다.
AC부 전압이 음의 값일 때 인터리브드 듀얼-벅 컨버터의 동작을 정리하면 L2 전류는 vac1 전압으로 항상 입력되는 방향으로 흐르고, L3 전류는 vac2 전압으로부터 항상 출력되는 방향으로 흐르는 것을 알 수 있다. 또한, 도 5의 (e), (g)에서 S2가 온 이면 C2가 방전 상태가 되고, 도 5의 (f), (h)에서 S2가 오프인 상태이면 C1이 방전 상태가 된다. 이와 유사하게, 도 5의 (e), (h)에서 S3이 온 이면 C1이 방전인 상태가 되고, 도 5의 (f), (g)에서 S3이 오프인 상태이면 C1이 충전 상태가 된다. 이러한 결과로부터 AC부 전압이 음의 값일 때 S2에 의하여 C2 전압을 제어할 수 있고, S3에 의하여 C1 전압을 제어할 수 있음을 알 수 있다. 따라서 인터리브드 듀얼-벅 컨버터(400)의 음의 반 주기 동안 C1, C2 전압을 모두 제어할 수 있음을 보여주고 있다.
도 5의 동작 특성 해석으로부터 인터리브드 듀얼-벅 컨버터(400)는 AC부 전압 한 주기 동안 C1, C2 전압을 모두 제어할 수 있음을 알 수 있다. 또한 변압기의 1차 권선, 2차 권선 및 3차 권선의 권선비(Turn Ratio)는 1:1:1이면, 변압기 2차측 두 상의 전류는 변압기 1차측 전류와 같으므로 한 상의 용량을 반으로 줄일 수 있는 것을 알 수 있다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 인터리브드 듀얼-벅 컨버터의 제어부의 블럭도이다. 제어부(450)는 PLL(610), 제1 감산기(620), 제2 감산기(620), 제3 감산기(620), 제4 감산기(620), 제1 전압제어기(630), 제2 전압제어기(630), 제1 곱셈기(640), 제2 곱셈기(640), 제1 전류제어기(650), 제2 전류제어기(650), 제1 스위치(660), 제2 스위치(660), 제3 스위치(660), 제1 인버터(670), 제2 인버터(670), 제3 인버터(670), 제4 인버터(670), 제1 비교기(680) 제2 비교기(680), 제3 비교기(680) 및 제4 비교기(680)를 포함한다.
PLL(610)는 AC부 전압(Vac)의 위상과 인터리브드 듀얼-벅 컨버터(400)에 공급하는 교류 내부 전원(|Vac|sinωt)의 위상을 서로 일치시킨다. 즉, PLL(610)는 인터리브드 듀얼-벅 컨버터(400) 내부에서 발생하는 지연으로 인한 AC부 전압(Vac)과의 위상차이를 보상하여 정확한 위상 제어를 할 수 있도록 한다. 제1 스위치(660), 제2 스위치(660) 및 제3 스위치(660)는 Vac의 값이 양인 경우 1 번 단자로 연결되고, 음인 경우 2의 단자로 연결된다.
제1 감산기(620)는 양의 단자로 기준 직류 전압(VdcT *)이 입력되는데, 기준 직류 전압값은 Vdc의 절반에 해당하는 값으로 정한다. 제1 감산기(620)의 음의 단자는 VdcT에 연결된다. 제1 감산기(620)는 VdcT *와 VdcT의 차이를 계산하여 결과값을 제1 전압제어기(630)에 전달한다.
제2 감산기(620)는 양의 단자로 기준 직류 전압(VdcB *)이 입력되는데, 기준 직류 전압값은 Vdc의 절반에 해당하는 값으로 정한다. 제2 감산기(620)는 음의 단자로 VdcB에 연결된다. 제2 감산기(620)는 VdcB *와 VdcB의 차이를 제2 전압제어기(630)에 전달한다.
제1 전압제어기(630)는 PI 제어(Proportional-Integral Control)를 수행하며, 제1 전압제어기(630)의 오차값의 크기에 비례하는 제어작용 및 제1 전압제어기(630)의 오차값의 적분에 비례하는 제어작용을 함으로써 정상상태(Steady-state) 오차를 줄여주는 작용을 한다. 제1 전압제어기(630)의 출력은 인덕터에 흐르는 전류의 피크치(IpkT *)가 된다.
제2 전압제어기(630)는 PI 제어를 수행하며 제1 전압제어기(630)의 오차값의 크기에 비례하는 제어작용 및 제1 전압제어기(630)의 오차값의 적분에 비례하는 제어작용을 함으로써 정상상태(Steady-state) 오차를 줄여주는 작용을 한다. 제1 전압제어기(630)의 출력은 인덕터에 흐르는 전류의 피크치(IpkB *)가 된다.
제1 곱셈기(640)는 제1 전압제어기(630)의 출력(IpkT *)과 교류 내부 전원(sinωt)을 입력받아 곱한다. 즉, 제1 곱셈기(640)는 IpkT *에 sinωt를 곱하여 IacT *를 출력한다. IacT *는 2차 권선에서 유도되는 vac1의 기준 전류이고, 제1 스위치(660)를 거쳐 제3 감산기(620)에 전달된다.
제2 곱셈기(640)는 제2 전압제어기(630)의 출력(IpkB *)과 교류 내부 전원(sinωt)을 입력받아 곱한다. 즉, 제2 곱셈기(640)는 IpkB *에 sinωt를 곱하여 IacB *를 출력한다. IacB *는 3차 권선에서 유도되는 vac2의 기준 전류이고, 제1 스위치(660)를 거쳐 제4 감산기(620)에 전달된다.
제3 감산기(620)는, Vac가 양인 경우, 양의 단자가 제1 스위치(660)의 1 번 단자에 연결되어 iacT *를 입력받는다. 반면에 Vac가 음인 경우 제1 스위치(660)의 2 번 단자에 연결되어 iacB *를 입력받는다. 제3 감산기(620)는 음의 단자로 iac1를 입력받는다. 제3 감산기(620)는 iacT * 또는 iacB * 와 iac1의 차이를 전류제어기(650)에 전달한다.
제4 감산기(620)는, Vac가 양인 경우, 양의 단자가 제1 스위치(660)의 1 번 단자에 연결되어 iacB * 를 입력받고 제2 인버터(670)를 거쳐 반전된 신호가 입력된다. 반면에 Vac가 음인 경우 제1 스위치(660)의 2 번 단자에 연결되어 iacT * 를 입력받고 제1 인버터(670)를 거쳐 반전된 신호를 입력받는다. 제4 감산기(620)는 음의 단자로 iac2를 입력받는다. 제4 감산기(620)는 iacT * 또는 iacB * 와 iac2의 차이를 전류제어기(650)에 전달한다.
제1 전류제어기(650)는 제3 감산기(620)의 오차값의 크기에 비례하는 제어작용 및 제3 감산기(620)의 오차값의 적분에 비례하는 제어작용을 함으로써 정상상태 오차를 줄여주는 작용을 한다. 제1 전류제어기(650)의 출력값은 -1과 1 사이의 유리수로 듀티를 제어하는 신호를 제2 스위치(660)를 거쳐서 제1 비교기(680) 또는 제2 비교기(680)에 전달한다.
제1 전류제어기(650)는 iacT * 또는 iacB *와 iac1의 차이를 줄이는 제어를 수행한다. 여기서 iacT * 또는 iacB *는 PLL(610)에 의하여 Vac와 동기화되어 있는 sinωt로부터 생성된 신호이다. 제1 전류제어기(650)는 iacT * 또는 iacB *와 iac1의 차이를 줄이는 제어를 통하여 Vac와 iac1 *를 동기화한다. 따라서 제1 전류제어기(650)는 PFC 동작을 수행하는 것이다.
제2 전류제어기(650)는 iacT *를 입력받아 제1 인버터(660)를 거쳐 반전된 전류 또는 iacB *를 입력받아 제2 인버터(660를 거쳐 반전된 전류와 iac2의 차이를 줄이는 제어를 수행한다. 여기서 iacT * 또는 iacB *는 Vac와 동기화되어 있는 sinωt로부터 PLL(610)가 생성한 신호이다. 제2 전류제어기(650)는 iacT *를 입력받아 제1 인버터(660)를 거쳐 반전된 전류 또는 iacB *를 입력받아 제2 인버터(660)를 거쳐 반전된 전류와 iac2의 차이를 줄이는 제어를 통하여 Vac와 iac2 *를 동기화한다. 따라서 제2 전류제어기(650)는 PFC 동작을 수행한다.
AC부 전압이 양의 값인 경우, 제1 비교기(680)의 양의 단자는 제2 스위치(360)의 1번 단자인 제1 전류제어기(650)의 -1과 1 사이의 출력 전압을 입력받고, 음의 단자는 -1과 1사이의 크기를 갖는 삼각파의 전압을 입력받는다. 제1 비교기(680)는 제1 전류제어기(650)의 출력 전압값과 삼각파의 출력 전압값을 비교하고, 출력 전압을 도 4의 S1에 공급한다.
AC부 전압이 음의 값인 경우, 제2 비교기(680)의 양의 단자는 제2 스위치(660)의 2 번 단자인 제1 전류제어기(650)의 출력에 연결되어, 제1 전류제어기(650)의 출력을 반전하는 제3 인버터(670)의 출력을 입력받는다. 제2 비교기(680)의 음의 단자는 -1과 1사이의 크기를 갖는 삼각파의 전압을 입력받는다. 제2 비교기(680)의 제3 인버터(670)의 출력 전압값과 삼각파의 출력 전압값을 비교하고, 출력 전압을 도 4의 S2에 공급한다.
AC부 전압이 음의 값인 경우, 제3 비교기(680)의 양의 단자는 제3 스위치(360)의 2 번 단자인 제2 전류제어기(650)의 -1과 1 사이의 출력 전압을 입력받고, 음의 단자는 -1과 1사이의 크기를 갖는 삼각파의 전압을 입력받는다. 제3 비교기(680)의 제2 전류제어기(650)의 출력 전압값과 삼각파의 출력 전압값을 비교하고, 출력 전압을 도 4의 S3에 공급한다.
AC부 전압이 양의 값인 경우, 제4 비교기(680)의 양의 단자는 제3 스위치(660)의 1번 단자인 제2 전류제어기(650)의 출력에 연결되어, 제2 전류제어기(650)의 출력을 반전하는 제4 인버터(670)의 출력을 입력받는다. 제4 비교기(680)의 음의 단자는 -1과 1사이의 크기를 갖는 삼각파의 전압을 입력받는다. 제4 비교기(680)는 제4 인버터(670)의 출력 전압값과 삼각파의 출력 전압값을 비교하고, 출력 전압을 도 4의 S4에 공급한다.
도 1 및 도 4의 회로의 동작 특성 해석을 위하여 시뮬레이션을 수행하였다. 시뮬레이션에는 PSIM 툴(Tool)을 이용하고, 회로 제어로는 도 3 및 도 6에 나타나 있는 제어부(120, 450)를 이용한다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 시뮬레이션 파라미터를 도시한다. 인터리브드 듀얼-벅 컨버터(400)는 AC부의 전압이 220 Vrms이고, DC부의 전압이 700 V이다. 용량은 4.9 kW이다. L1, L2, L3 및 L4 값이 각각 1 mH이고, C1, C2 값이 5000 μF이다. 변압기의 1차 권선, 2차 권선 및 3차 권선의 권선비(Turn Ratio)는 1:1:1이고, 스위칭 주파수는 50 kHz이다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 듀얼-벅 하프-브리지 컨버터의 AC부 전압과 전류 및 L1과 L2의 전류 관계를 도시한다. 듀얼-벅 하프-브리지 컨버터(100)는 vac 전압이 양의 값일 때 S1 온/오프 동작으로 인하여 L1에 전류가 증감하며 흐르게 되고, vac 전압이 음의 값일 때 S2 온/오프 동작으로 인하여 L2에 전류가 증감하며 흐르게 된다. 이때, iac는 L1, L2 전류의 한 주기 동안의 합이 되고, L1, L2의 전류 피크값은 iac와 같은 것을 알 수 있다.
도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 듀얼-벅 하프-브리지 컨버터의 AC부 전압 및 DC부 전압 관계를 도시한다. 듀얼-벅 하프-브리지 컨버터(100)는 vac 전압이 양의 값일 때, S1 온/오프 동작으로 인하여 C1 전압(VdcT)을 제어하고, C2 전압(VdcB)은 계속 방전하는 것을 알 수 있다. 반대로, 듀얼-벅 하프-브리지 컨버터(100)는 vac 전압이 음의 값일 때, S2 온/오프 동작으로 인하여 C2 전압을 제어하고, C1 전압은 계속 방전하는 것을 알 수 있다. 이때, DC부(Vdc)는 C1 전압과 C2 전압의 합으로 나타난다.
도 8 및 도 9로부터 듀얼-벅 하프-브리지 컨버터(100)는 PFC 제어와 AC부로부터 DC부 전압으로 정류, 승압을 할 수 있지만 AC부 전류가 반주기 동안의 L1, L2 전류와 같고, C1, C2 전압 중 한 가지 전압만 제어 가능하다는 것을 알 수 있다.
도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 인터리브드 듀얼-벅 컨버터의 AC부 전압과 전류 및 L1과 L2의 전류 관계를 도시한다. 인터리브드 듀얼-벅 컨버터(400)는 vac 전압이 양의 값일 때 vac1 전압 또한 양의 값인 것을 알 수 있고, S1의 온/오프 동작으로 인하여 L1에 전류가 증감하며 흐르게 된다. 인터리브드 듀얼-벅 컨버터(400)는 vac 전압이 음의 값일 때 vac1 전압도 음의 값이고, S2의 온/오프 동작으로 인하여 L2에 전류가 증감하며 흐르게 된다. 이때, iac1은 L1, L2 전류의 한 주기 동안의 합이 되고, L1, L2의 전류 피크값은 iac의 반인 것을 알 수 있다. 그 이유는 AC부 전압과 반전되어 있는 vac2에서 iac는 반으로 흐르고 있기 때문이다.
도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 인터리브드 듀얼-벅 하프-브리지 컨버터의 AC부 전압, 전류, vac2 전압, 전류, L3 및 L4의 전류 관계를 도시한다. 인터리브드 듀얼-벅 컨버터(400)는 vac 전압이 양의 값일 때 vac2 전압은 음의 값인 것을 알 수 있다. S4의 온/오프 동작으로 인하여 L4에 전류가 흐르게 되고, vac 전압이 음의 값일 때 vac 전압은 양의 값이 S3의 온/오프 동작으로 인하여 L3에 전류가 흐르게 된다. 이때, iac2는 L3, L4 전류의 한 주기 동안의 합이 되고, L3, L4의 전류 피크값은 iac의 반인 것을 알 수 있다. 그 이유는 AC부 전압과 동상인 vac1에서 iac의 반이 흐르고 있기 때문이다.
도 12는 본 발명의 일 실시예에 따른 인터리브드 듀얼-벅 하프-브리지 컨버터의 AC부 전압 및 DC부 전압 관계를 도시한다. 인터리브드 듀얼-벅 컨버터(400)는 vac 전압이 양의 값일 때 S1, S4는 온/오프 동작으로 인하여 각각 C1 전압, C2 전압을 제어한다. 반대로, vac 전압이 음의 값일 때 S2, S3은 온/오프 동작으로 인하여 각각 C2 전압, C1 전압을 제어한다. DC부 전압은 C1 전압과 C2 전압의 합이다. 도 9에서 나타난 C1 전압과 C2 전압과 다르게 한 주기 동안 항상 방전하는 구간이 없이 모든 구간에서 제어되고 있음을 알 수 있다.
도 10, 도 11 및 도 12로부터, 본 실시예에 따른 인터리브드 듀얼-벅 컨버터(400)는 PFC 제어와 AC부 전압에서 DC부 전압으로 정류 및 승압은 물론이고, L1, L2, L3 및 L4 전류가 AC부 전류의 반으로 흐르기 때문에 용량 증대에 용이한 것을 알 수 있다. 뿐만 아니라, 전 구간에서 C1 및 C2의 전압을 제어할 수 있는 장점을 갖는다.
이상의 설명은 본 실시예의 기술 사상을 예시적으로 설명한 것에 불과한 것으로서, 본 실시예가 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 본 실시예의 본질적인 특성에서 벗어나지 않는 범위에서 다양한 수정 및 변형이 가능할 것이다. 따라서, 본 실시예들은 본 실시예의 기술 사상을 한정하기 위한 것이 아니라 설명하기 위한 것이고, 이러한 실시예에 의하여 본 실시예의 기술 사상의 범위가 한정되는 것은 아니다. 본 실시예의 보호 범위는 아래의 청구범위에 의하여 해석되어야 하며, 그와 동등한 범위 내에 있는 모든 기술 사상은 본 실시예의 권리범위에 포함되는 것으로 해석되어야 할 것이다.
120, 450: 제어부 110, 440: 레그부
310, 610: PLL 320: 감산기
330: 전압제어기 340: 곱셈기
350: 전류제어기 360: 스위치
370: 인버터 380: 비교기
420: 변압기 422: 1차 권선
424: 변압기 코어 426: 2차 권선
428: 3차 권선

Claims (13)

  1. 교류전압(Vac)을 인가받는 1차 권선, 상기 1차 권선으로부터 유도되어 제1 유도전압(vac1) 및 제2 유도전압(vac2)을 각각 생성하는 2차 권선 및 3차 권선을 포함하는 변압기;
    상기 2차 권선 및 상기 3차 권선으로부터 전류를 입력받아 상기 전류에 따라 링크전압을 발생하는 인덕터그룹;
    상기 링크전압을 입력받아 직류전압으로 변환하는 레그부;
    상기 레그부로부터 상기 직류전압을 제공받아 충방전을 수행하는 캐패시터그룹; 및
    상기 캐패시터그룹의 상기 충방전을 위하여 상기 레그부의 스위칭을 제어하는 제어신호를 생성하는 제어부
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 인터리브드 듀얼-벅 컨버터.
  2. 제1 항에 있어서, 상기 변압기는,
    상기 1차 권선에 상기 교류전압이 인가되고, 상기 2차 권선에 상기 교류전압과 같은 위상을 갖는 상기 제1 유도전압이 유도되고, 상기 3차 권선에는 상기 제1 유도전압의 위상과 반대되는 위상을 갖는 상기 제2 유도전압이 유도되도록 구성된 것을 특징으로 하는 인터리브드 듀얼-벅 컨버터.
  3. 제2 항에 있어서,
    상기 변압기는, 상기 교류전압 한 주기 동안 상기 1차 권선에 흐르는 전류와 같은 크기의 전류를 상기 2차 권선 및 상기 3차 권선에 흐르도록 상기 1차 권선, 상기 2차 권선 및 상기 3차 권선의 권선비는 1:1:1인 것을 특징으로 하는 인터리브드 듀얼-벅 컨버터.
  4. 제1 항에 있어서, 상기 인덕터그룹은,
    상기 2차 권선의 일단에, 일단이 병렬 연결된 제1 인덕터(L1) 및 제2 인덕터(L2)를 포함하는 제1 인덕터그룹; 및
    상기 3차 권선의 일단에, 일단이 병렬 연결된 제3 인덕터(L3) 및 제4 인덕터(L4)를 포함하는 제2 인덕터그룹
    을 포함하는 것을 특징으로 하는 인터리브드 듀얼-벅 컨버터.
  5. 제4 항에 있어서,
    상기 2차 권선 및 상기 3차 권선은, 상기 제1 인덕터그룹으로 흐르는 전류와 상기 제2 인덕터그룹에 흐르는 전류의 위상이 서로 반대가 되도록 권선방향을 갖고, 상기 2차 권선의 타단과 상기 3차 권선의 타단이 서로 연결된 것을 특징으로 하는 인터리브드 듀얼-벅 컨버터.
  6. 제5 항에 있어서,
    상기 캐패시터그룹은 상기 레그부의 양 단자 사이에 직렬연결된 제1 캐패시터(C1) 및 제2 캐패시터(C2)를 포함하되, 상기 제1 캐패시터와 상기 제2 캐패시터의 연결단은 상기 2차 권선의 타단과 및 상기 3차 권선 타단이 각각 연결되는 것을 특징으로 하는 인터리브드 듀얼-벅 컨버터.
  7. 제4 항에 있어서, 상기 레그부는,
    상기 제1 인덕터의 타단으로부터 출력을 입력받아 제1 컨버팅전압을 발생하는 제1 컨버터;
    상기 제2 인덕터의 타단으로부터 출력을 입력받아 제2 컨버팅전압을 발생하는 제2 컨버터;
    상기 제3 인덕터의 타단으로부터 출력을 입력받아 제3 컨버팅전압을 발생하는 제3 컨버터; 및
    상기 제4 인덕터의 타단으로부터 출력을 입력받아 제4 컨버팅전압을 발생하는 제4 컨버터
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 인터리브드 듀얼-벅 컨버터.
  8. 제7 항에 있어서,
    상기 제1 컨버터는,
    상기 제1 인덕터의 일측이 애노드에 연결되는 제1 다이오드(D1); 및 일단에 상기 제1 다이오드의 애노드가 연결되는 제1 스위치(S1)를 포함하고, 상기 제1 다이오드의 캐소드는 부하의 양의 단자에 연결되고 상기 제1 스위치의 타단은 부하의 음의 단자에 연결되고,
    상기 제2 컨버터는,
    상기 제2 인덕터의 일측이 캐소드에 연결되는 제2 다이오드(D2); 및 일단에 상기 제2 다이오드의 캐소드가 연결되는 제2 스위치(S2)를 포함하고, 상기 제2 다이오드의 애노드는 부하의 음의 단자에 연결되고 상기 제2 스위치의 타단은 부하의 양의 단자에 연결되고,
    상기 제3 컨버터는,
    상기 제3 인덕터의 일측이 애노드에 연결되는 제3 다이오드(D3); 및 일단에 상기 제3 다이오드의 애노드가 연결되는 제3 스위치(S3)를 포함하고, 상기 제3 다이오드의 애노드는 부하의 양의 단자에 연결되고 상기 제3 스위치의 타단은 부하의 음의 단자에 연결되고,
    상기 제4 컨버터는,
    상기 제4 인덕터의 일측이 캐소드와 연결되는 제4 다이오드(D4); 및 일단에 상기 제4 다이오드의 캐소드가 연결되는 제4 스위치(S4)를 포함하고, 상기 제4 다이오드의 애노드는 부하의 음의 단자에 연결되고 상기 제4 스위치의 타단은 부하의 양의 단자에 연결되는 것을 특징으로 하는 인터리브드 듀얼-벅 컨버터.
  9. 제8 항에 있어서, 상기 제어부는,
    상기 제1 다이오드가 온(On) 되면 상기 제1 스위치가 오프(Off) 되고, 상기 제1 다이오드가 오프 되면 상기 제1 스위치가 온 되고, 상기 제2 다이오드가 온 되면 상기 제2 스위치가 오프 되고, 상기 제2 다이오드가 오프 되면 상기 제2 스위치가 온 되고, 상기 제3 다이오드가 온 되면 상기 제3 스위치가 오프 되고, 상기 제3 다이오드가 오프 되면 상기 제3 스위치가 온 되고, 상기 제4 다이오드가 온 되면 상기 제4 스위치가 오프 되고, 상기 제4 다이오드가 오프 되면 상기 제4 스위치가 온 되도록 동작하는 것을 특징으로 하는 인터리브드 듀얼-벅 컨버터.
  10. 제7 항에 있어서, 상기 제어부는,
    상기 교류전압이 양의 값일 때 상기 제1 스위치를 이용하여 상기 제1 캐패시터 전압을 제어하고, 상기 제4 스위치를 이용하여 상기 제2 캐패시터 전압을 제어하고, 상기 교류전압이 음의 값일 때 상기 제2 스위치를 이용하여 상기 제2 캐패시터 전압을 제어하고, 상기 제3 스위치를 이용하여 상기 제1 캐패시터 전압을 제어하여 한 주기 동안 상기 제1 캐패시터 및 상기 제2 캐패시터의 충방전을 제어하는 것을 특징으로 하는 인터리브드 듀얼-벅 컨버터.
  11. 제4 항에 있어서,
    상기 교류전압이 양의 값인 경우, 상기 제1 인덕터의 전류는 상기 2차 권선으로부터 출력되는 방향으로 흐르고, 상기 제4 인덕터의 전류는 상기 3차 권선으로 입력되는 방향으로 흐르고,
    상기 교류전압이 음의 값인 경우, 상기 제2 인덕터전류는 상기 2차 권선으로부터 출력되는 방향으로 흐르고, 상기 제3 인덕터의 전류는 상기 3차 권선으로 입력되는 방향으로 흐르도록 동작하는 것을 특징으로 하는 인터리브드 듀얼-벅 컨버터.
  12. 제10 항에 있어서,
    상기 제1 인덕터의 전류, 상기 제2 인덕터의 전류, 상기 제3 인덕터의 전류 및 상기 제4 인덕터의 전류가 상기 교류전압의 전류의 반으로 흐르도록 상기 제1 인덕터 내지 제4 인덕터의 용량이 서로 동일한 것을 특징으로 하는 인터리브드 듀얼-벅 컨버터.
  13. 변압기에서 교류전압(Vac)을 인가받는 1차 권선으로부터 유도되어 2차 권선에 제1 유도전압(vac1) 및 3차 권선에 제2 유도전압(vac2)을 각각 생성하는 과정;
    인덕터그룹에서 상기 2차 권선 및 상기 3차 권선으로부터 전류를 입력받아 상기 전류에 따라 링크전압을 발생하는 과정;
    레그부에서 상기 링크전압을 입력받아 직류전압으로 변환하는 과정;
    캐패시터그룹에서 상기 직류전압을 제공받아 충방전하는 과정; 및
    상기 캐패시터그룹의 상기 충방전을 위하여 상기 레그부의 스위칭을 제어하는 과정
    을 포함하는 것을 특징으로 하는 인터리브드 듀얼-벅 컨버터 제어방법.
KR1020150168956A 2015-11-30 2015-11-30 고역률 고효율 인터리브드 듀얼-벅 컨버터 및 제어방법 Active KR101742231B1 (ko)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020150168956A KR101742231B1 (ko) 2015-11-30 2015-11-30 고역률 고효율 인터리브드 듀얼-벅 컨버터 및 제어방법

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020150168956A KR101742231B1 (ko) 2015-11-30 2015-11-30 고역률 고효율 인터리브드 듀얼-벅 컨버터 및 제어방법

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20170064100A true KR20170064100A (ko) 2017-06-09
KR101742231B1 KR101742231B1 (ko) 2017-06-19

Family

ID=59219934

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020150168956A Active KR101742231B1 (ko) 2015-11-30 2015-11-30 고역률 고효율 인터리브드 듀얼-벅 컨버터 및 제어방법

Country Status (1)

Country Link
KR (1) KR101742231B1 (ko)

Cited By (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN107834882A (zh) * 2017-11-20 2018-03-23 西安许继电力电子技术有限公司 一种双buck低漏电流单相逆变器及其工作方法
KR20200008439A (ko) * 2018-07-16 2020-01-28 현대자동차주식회사 전기 자동차 및 전기 자동차의 충전 장치
KR20210021586A (ko) * 2018-06-28 2021-02-26 비테스코 테크놀로지스 게엠베하 차량측 충전 회로
CN115483823A (zh) * 2022-09-21 2022-12-16 钰泰半导体股份有限公司 开关功率因数校正器和ac/dc转换器
US20220416549A1 (en) * 2019-03-21 2022-12-29 Hefei Gotion High-Tech Power Energy Co., Ltd. Active equalization circuit, battery management system, power source system, and electronic device
KR20230059588A (ko) * 2021-10-26 2023-05-03 김상호 스위칭 손실 절감형 고승압 부스터 컨버터
KR102532877B1 (ko) 2021-11-16 2023-05-15 고려대학교 산학협력단 연속적 입출력 전류 및 단일 모드를 이용한 이중 위상 이중 경로 벅-부스트 dc-dc 컨버터

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7215560B2 (en) 2004-12-14 2007-05-08 International Rectifier Corporation EMI noise reduction circuit and method for bridgeless PFC circuit
JP5210331B2 (ja) 2010-01-06 2013-06-12 力銘科技股▲分▼有限公司 インタリーブ・ブリッジレス・パワー・ファクター修正器およびその制御方法
US9252656B2 (en) * 2013-03-12 2016-02-02 XP Power Limited Bridgeless interleaved power factor correction circuit using a PFC inductor with quad-winding on a single core

Cited By (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN107834882A (zh) * 2017-11-20 2018-03-23 西安许继电力电子技术有限公司 一种双buck低漏电流单相逆变器及其工作方法
KR20210021586A (ko) * 2018-06-28 2021-02-26 비테스코 테크놀로지스 게엠베하 차량측 충전 회로
KR20200008439A (ko) * 2018-07-16 2020-01-28 현대자동차주식회사 전기 자동차 및 전기 자동차의 충전 장치
US20220416549A1 (en) * 2019-03-21 2022-12-29 Hefei Gotion High-Tech Power Energy Co., Ltd. Active equalization circuit, battery management system, power source system, and electronic device
KR20230059588A (ko) * 2021-10-26 2023-05-03 김상호 스위칭 손실 절감형 고승압 부스터 컨버터
KR102532877B1 (ko) 2021-11-16 2023-05-15 고려대학교 산학협력단 연속적 입출력 전류 및 단일 모드를 이용한 이중 위상 이중 경로 벅-부스트 dc-dc 컨버터
CN115483823A (zh) * 2022-09-21 2022-12-16 钰泰半导体股份有限公司 开关功率因数校正器和ac/dc转换器
CN115483823B (zh) * 2022-09-21 2024-01-19 钰泰半导体股份有限公司 开关功率因数校正器和ac/dc转换器

Also Published As

Publication number Publication date
KR101742231B1 (ko) 2017-06-19

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR101742231B1 (ko) 고역률 고효율 인터리브드 듀얼-벅 컨버터 및 제어방법
JP6569839B1 (ja) 電力変換装置
US11056979B2 (en) Power conversion apparatus
US10044278B2 (en) Power conversion device
JP2013504295A (ja) 電気エネルギ変換回路装置
CN112436741B (zh) 基于双开关电力电子移相变压器的精简型多脉波整流器
CN112088482A (zh) 直流变电系统
EP2975753B1 (en) A three-level converter
JP2012085465A (ja) 電源装置
US20230074022A1 (en) Power converter topologies with power factor correction circuits controlled using adjustable deadtime
KR20190115364A (ko) 단상 및 3상 겸용 충전기
EP4113813A1 (en) Power electronic apparatus for converting input ac into dc
Sayed et al. New PWM technique for grid-tie isolated bidirectional DC-AC inverter based high frequency transformer
Li et al. Optimal synergetic control of a three-phase two-stage ultra-wide output voltage range EV battery charger employing a novel hybrid quantum series resonant DC/DC converter
TWI551024B (zh) 交流－直流電力轉換裝置及其控制方法
Sayed et al. Modeling and control of bidirectional isolated battery charging and discharging converter based high-frequency link transformer
US10862401B2 (en) Tandem DC/DC converter for a vehicle battery charger
Ohnuma et al. A control method for a single-to-three-phase power converter with an active buffer and a charge circuit
US20230071003A1 (en) Power factor correction circuits controlled using adjustable deadtime
WO2019213673A1 (en) Buck matrix-type rectifier with boost switch, and operation thereof during one-phase loss
Takahashi et al. Power decoupling method for isolated DC to single-phase AC converter using matrix converter
US20230076369A1 (en) Unidirectional power converters with power factor correction circuits controlled using adjustable deadtime
US12246609B2 (en) Charging device and method for operating the charging device
JP5748804B2 (ja) 電力変換装置
Chand et al. Power Quality Enhanced EV Charger Using Cuk Converter

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
PA0109 Patent application

Patent event code: PA01091R01D

Comment text: Patent Application

Patent event date: 20151130

PA0201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
PE0902 Notice of grounds for rejection

Comment text: Notification of reason for refusal

Patent event date: 20161214

Patent event code: PE09021S01D

AMND Amendment
E601 Decision to refuse application
PE0601 Decision on rejection of patent

Patent event date: 20170223

Comment text: Decision to Refuse Application

Patent event code: PE06012S01D

Patent event date: 20161214

Comment text: Notification of reason for refusal

Patent event code: PE06011S01I

AMND Amendment
PX0901 Re-examination

Patent event code: PX09011S01I

Patent event date: 20170223

Comment text: Decision to Refuse Application

Patent event code: PX09012R01I

Patent event date: 20170111

Comment text: Amendment to Specification, etc.

E90F Notification of reason for final refusal
PE0902 Notice of grounds for rejection

Comment text: Final Notice of Reason for Refusal

Patent event date: 20170314

Patent event code: PE09021S02D

AMND Amendment
PX0701 Decision of registration after re-examination

Patent event date: 20170405

Comment text: Decision to Grant Registration

Patent event code: PX07013S01D

Patent event date: 20170316

Comment text: Amendment to Specification, etc.

Patent event code: PX07012R01I

Patent event date: 20170306

Comment text: Amendment to Specification, etc.

Patent event code: PX07012R01I

Patent event date: 20170223

Comment text: Decision to Refuse Application

Patent event code: PX07011S01I

Patent event date: 20170111

Comment text: Amendment to Specification, etc.

Patent event code: PX07012R01I

X701 Decision to grant (after re-examination)
GRNT Written decision to grant
PR0701 Registration of establishment

Comment text: Registration of Establishment

Patent event date: 20170525

Patent event code: PR07011E01D

PR1002 Payment of registration fee

Payment date: 20170525

End annual number: 3

Start annual number: 1

PG1501 Laying open of application
PG1601 Publication of registration
PR1001 Payment of annual fee

Payment date: 20210525

Start annual number: 5

End annual number: 7

PR1001 Payment of annual fee

Payment date: 20240527

Start annual number: 8

End annual number: 10