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KR20160056155A - 전력변환부 - Google Patents

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KR20160056155A
KR20160056155A KR1020140156204A KR20140156204A KR20160056155A KR 20160056155 A KR20160056155 A KR 20160056155A KR 1020140156204 A KR1020140156204 A KR 1020140156204A KR 20140156204 A KR20140156204 A KR 20140156204A KR 20160056155 A KR20160056155 A KR 20160056155A
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voltage
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switch
turned
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최정환
허동영
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엘지이노텍 주식회사
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Abstract

본 발명의 실시예에 따른 전력변환부는, 트랜스; 스위치소자를 포함하고 상기 트랜스의 2차측에 연결되어 상기 스위치소자의 동작에 따라 상기 트랜스의 전류를 배가시키는 전류 배율기; 상기 스위치 소자에 연결된 전압 공진부;를 포함하고, 상기 전압 공진부는 서로 직렬 연결된 스위치소자와 커패시터를 포함하는 전력변환부를 제공할 수 있다.

Description

전력변환부 {POWER CONVERTER}
본 발명은 전력변환부에 관한 발명으로 구체적으로 직류-직류 컨버터에 관한 발명이다.
전자기기에 안정된 전원을 공급하는 전원장치의 용량은 지속적으로 증가하고 있으면서도 신뢰성은 더욱 높게 요구되고 있다. 이러한 전원장치는 시스템에서 필요한 전력을 안정적으로 공급하면서 필요한 공간을 최소화하는 것이 중요하다. 따라서 시스템에서 요구하는 공간을 최소화시키기 위해서는 전원장치를 소형, 경량, 박형화 시키면서 전력변환 효율을 높여서 방열판 등 불필요한 소자의 크기를 줄이는 것이다. 일반적으로 스위칭 전원장치는 스위치 손실이 존재하여 전력변환 효율이 낮아, 이를 개선하기 위한 다양한 전력변환 기술이 개발되고 있다.
일 예로 공진형 전력변환부는 스위칭 순간 스위치의 전압이나 전류가 영(Zero)이 되게 함으로써 스위칭 손실이 최소화되도록 하여 고주파에서도 높은 효율을 갖는 전력변환부이다. 공진형 전력변환부에서 공진 스위치는 스위치소자에 공진을 일으키는 인덕터와 커패시터를 추가하여 구성할 수 있다.
공진형 전력변환부는 초기에 소형, 경량을 요하는 항공, 우주분야의 직류 전원장치와 인버터 등에 적용되기 시작하여 최근에는 산업계에도 그 응용분야가 확대되고 있다. 이러한 공진형 전력변환부는 공진방식에 따라 직렬 공진형과 병렬 공진형 컨버터가 있으며, 소형 전원장치의 경우 스위치의 수가 적은 쿼지 공진형 컨버터와 멀티 공진형 컨버터가 사용되고 있다. 교류 전원 장치에는 공진 링크를 갖는 공진형 인버터가 연구되어 고주파를 요하는 전원 시스템에 적용이 가능하다. 한편, 스위칭시에만 영전압이나 영전류 스위칭을 하여 공진 에너지를 최소화한 PWM(Pluse width modulation) 컨버터 방식의 소프트 스위칭 컨버터에 대한 연구도 진행되고 있다.
이러한 전력변환부를 구성하는 스위치는 반도체소자로써의 스위치소자로써 스위치소자의 비상적인 특성에 기인하여 스위치소자의 턴온 및 턴오프 시 손실이 발생한다.
도 1은 스위치소자의 전력 손실을 보이는 파형도이다.
도 1을 참조하면, 스위치소자의 전력손실 PL은 스위치소자의 턴온시간(ton)과 턴오프시간(toff)이 길수록 증가하며, 스위칭 주파수에도 비례하여 증가한다. 그런데 전원장치의 소형, 경량화를 위해서 전력변환부의 스위치소자는 고주파로 스위칭되는 것이 일반적이다. 그러나 스위치소자의 고주파 스위칭은 스위칭으로 인한 손실을 증가시킨다. 이와 같은 스위칭손실은 전력 변환효율을 저하시키는 문제가 있다. 또한 신재생에너지, 전기자동차등 전력변환시스템에 있어서 양 방향의 전력변환이 필요로 하고 이 때 시스템의 간소화와 저렴화를 실현하기 위하여 하나의 파워 스테이지로 양방향 전력 제어를 실현한다. 그러나 양방향 전력변환시스템에 포함된 절연트랜스의 1차측권선과 2차측권선 사이의 누설 인덕턴스의 존재로 고주파스위칭을 진행할 때 스위칭 손실이 증가하고 서지(Surge) 전압이 발생하여 전력변환부에 있어서 전력변환손실과 스위치에 가해지는 전압 스트레스가 증가하는 문제가 있다.
본 발명에 따른 실시예는 양방향 전력 변환 진행 시 스위치소자의 전압 클램프(Clamp) 동작과 소프트 스위칭(Soft Switching) 동작을 실현함으로써 스위칭손실의 저감에 따른 전력 변환의 고효율과 저 노이즈를 실현한 전력변환부를 제공할 수 있다.
본 발명의 실시예에 따른 전력변환부는, 트랜스; 스위치소자를 포함하고 상기 트랜스의 2차측에 연결되어 상기 스위치소자의 동작에 따라 상기 트랜스의 전류를 배가시키는 전류 배율기; 상기 스위치 소자에 연결된 전압 공진부;를 포함하고, 상기 전압 공진부는 서로 직렬 연결된 스위치소자와 커패시터를 포함하는 전력변환부를 제공할 수 있다.
또한 본 발명의 다른 실시예에 따른 전력변환부에서, 상기 전류 배율기의 스위치소자는 제1 및 제2 스위치소자를 포함하고, 상기 전압 공진부는 상기 제1 스위치소자에 연결된 제1 전압 공진부 및 상기 제2 스위치소자에 연결된 제2 전압 공진부를 포함하고, 상기 제1 전압 공진부는 서로 직렬 연결된 제3 스위치소자 및 제1 커패시터를 포함하고, 상기 제2 전압 공진부는 서로 직렬 연결된 제4 스위치소자 및 제2 커패시터를 포함하는 전력변환부를 제공할 수도 있다.
또한 본 발명의 다른 실시예에 따른 전력변환부에서, 상기 제1 스위치소자 및 상기 제3 스위치소자는 데드 타임(Dead time)을 가지고 교번 동작하고, 상기 제2 스위치소자 및 상기 제3 스위치소자는 데드 타임을 가지고 교번 동작하는 전력변환부를 제공할 수도 있다.
또한 본 발명의 다른 실시예에 따른 전력변환부에서, 상기 트랜스의 1차측에 연결되어 입력 전압을 구형파 펄스 파형으로 변환하여 상기 트랜스의 1차측에 출력하는 인버터 정류형 컨버터;를 더 포함하는 전력변환부를 제공할 수도 있다.
또한 본 발명의 다른 실시예에 따른 전력변환부에서, 상기 전류 배율기 양단에 연결된 부하부;를 더 포함하고, 상기 인버터 정류형 컨버터로 입력된 직류 전압의 레벨을 낮추어 상기 부하부로부터 직류 전압을 출력하는 스텝 다운(Step down)동작 또는 상기 부하부로 입력된 직류 전압의 레벨을 높여 상기 인버터 정류형 컨버터로부터 직류 전압을 출력하는 스텝 업(Step up)동작을 하는 전력변환부를 제공할 수도 있다.
또한 본 발명의 다른 실시예에 따른 전력변환부에서, 상기 스텝 다운 또는 스텝 업 동작 시 상기 제3 및 제4 스위치소자 각각에 흐르는 전류는 공진하는 전력변환부를 제공할 수도 있다.
또한 본 발명의 다른 실시예에 따른 전력변환부에서, 상기 스텝 다운 동작 시 상기 제1 및 제2 전압 공진부 양단 각각에 걸리는 전압은 사인파(Sine)가 되는 전력변환부를 제공할 수도 있다.
또한 본 발명의 다른 실시예에 따른 전력변환부에서, 상기 전류 배율기는 일 단자가 서로 연결된 제1 및 제2 인덕터를 포함하고, 상기 제1 인덕터의 타 단자는 상기 트랜스의 2차측의 일 단자에 연결되고, 상기 제2 인덕터의 타 단자는 상기 트랜스의 2차측의 타 단자에 연결되며, 상기 스텝 다운 또는 스텝 업 동작 시 상기 제1 및 제2 인덕터 각각에 흐르는 전류와 상기 제3 스위치소자에 흐르는 공진 전류는 상기 제2 스위치소자에 흐르는 전력변환부를 제공할 수도 있다.
또한 본 발명의 다른 실시예에 따른 전력변환부에서, 상기 스텝 다운 또는 스텝 업 동작 시 상기 제2 및 제3 스위치소자는 도통하고, 상기 제1 및 제4 스위치소자는 차단되어 상기 제1 및 제2 인덕터 각각에 흐르는 전류와 상기 제3 스위치소자에 흐르는 공진 전류는 상기 제2 스위치소자에 흐르는 전력변환부를 제공할 수도 있다.
또한 본 발명의 다른 실시예에 따른 전력변환부에서, 상기 전류 배율기는 일 단자가 서로 연결된 제1 및 제2 인덕터를 포함하고, 상기 제1 인덕터의 타 단자는 상기 트랜스의 2차측의 일 단자에 연결되고, 상기 제2 인덕터의 타 단자는 상기 트랜스의 2차측의 타 단자에 연결되며, 상기 스텝 다운 또는 스텝 업 동작 시 상기 제1 및 제2 인덕터 각각에 흐르는 전류와 상기 제4 스위치소자에 흐르는 공진 전류는 상기 제1 스위치소자에 흐르는 전력변환부를 제공할 수도 있다.
또한 본 발명의 다른 실시예에 따른 전력변환부에서, 상기 스텝 다운 또는 스텝 업 동작 시 상기 제1 및 제4 스위치소자는 도통하고, 상기 제2 및 제3 스위치소자는 차단되어 상기 제1 및 제2 인덕터 각각에 흐르는 전류와 상기 제4 스위치소자에 흐르는 공진 전류는 상기 제1 스위치소자에 흐르는 전력변환부를 제공할 수도 있다.
또한 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 전력변환부는, 절연형트랜스; 상기 절연형트랜스의 2차측의 일 단자와 제1 노드 사이에 연결된 제5 및 제7 스위치소자; 상기 절연형트랜스의 2차측의 일 단자와 제2 노드 사이에 연결된 제1 인덕터; 상기 절연형트랜스의 2차측의 타 단자와 상기 제2 노드 사이에 연결된 제2 인덕터; 상기 제5 스위치소자와 병렬로 연결되고 제6 스위치소자 및 제1 커패시터를 포함하는 제1 공진부; 및 상기 제7 스위치소자와 병렬로 연결되고 제8 스위치소자 및 제2 커패시터를 포함하는 제2 공진부;를 포함하는 전력변환부를 제공할 수도 있다.
또한 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 전력변환부에서, 상기 제6 스위치소자와 상기 제1 커패시터는 직렬 연결되고, 상기 8 스위치소자와 상기 제2 커패시터는 직렬 연결된 전력변환부를 제공할 수도 있다.
또한 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 전력변환부에서, 상기 절연형트랜스의 1차측에 연결되고 입력 전압을 구형파 펄스 파형으로 변환하여 상기 트랜스의 1차측에 출력하는 인버터 정류형 컨버터;를 더 포함하는 전력변환부를 제공할 수도 있다.
또한 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 전력변환부에서, 상기 인버터 정류형 컨버터는 제1 내지 제4 스위치소자를 포함하는 풀브릿지(Full Bridge)회로인 전력변환부를 제공할 수도 있다.
또한 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 전력변환부에서, 상기 제1 및 제2 노드 사이에 연결된 부하커패시터;를 더 포함하는 전력변환부를 제공할 수도 있다.
또한 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 전력변환부에서, 상기 인버터 정류형 컨버터로 입력된 직류 전압의 레벨을 낮추어 상기 부하커패시터로부터 직류 전압을 출력하는 스텝 다운(Step down)동작 또는 상기 부하부로 입력된 직류 전압의 레벨을 높여 상기 인버터 정류형 컨버터로부터 직류 전압을 출력하는 스텝 업(Step up)동작을 하는 전력변환부를 제공할 수도 있다.
또한 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 전력변환부에서, 상기 절연형트랜스의 1차측에 연결된 1차측 인덕터를 더 포함하는 전력변환부를 제공할 수도 있다.
또한 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 전력변환부에서, 상기 제5 내지 제8 스위치소자 각각은 내부다이오드 및 내부커패시터를 포함하는 전력변환부를 제공할 수도 있다.
또한 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 전력변환부에서, 상기 제5 내지 제8 스위치소자는 모스펫(MOSFET) 트랜지스터로 이루어지고, 상기 제5 및 제7 스위치소자의 드레인 단자와 상기 제6 및 제8 스위치소자의 소스 단자는 공통으로 상기 절연형트랜스의 일 단자에 연결된 전력변환부를 제공할 수도 있다.
본 발명에 따른 실시예는 양방향 전력 변환 진행 시 스위치소자의 전압 클램프(Clamp) 동작과 소프트 스위칭 동작을 실현함으로써 스위칭손실의 저감에 따른 전력 변환의 고효율과 저 노이즈를 실현할 수 있다.
도 1은 스위치소자의 전력 손실을 보이는 파형도.
도 2a 및 도 2b는 본 발명의 실시예에 따른 전력변환부.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 전력변환부의 벅 모드 동작 파형도.
도 4는 도 3의 점선 A를 확대한 파형도.
도 5는 도 3의 점선 B를 확대한 파형도.
도 6은 도 3의 점선 C를 확대한 파형도.
도 7은 제3 시구간(State 3)에서 전력변환부의 등가회로를 나타낸 도면.
도 8은 도 3의 점선 F를 확대한 도면.
도 9는 본 발명의 실시예에 따른 전력변환부의 주파수에 따른 입력 임피던스를 나타낸 도면.
도 10은 본 발명의 실시예에 따른 전력변환부의 부스트 모드 동작 파형도.
도 11은 제1 시구간(State1)에서의 등가모델.
도 12는 제2 시구간(State2)에서의 등가모델.
도 13은 제3 시구간(State3)에서의 등가모델.
도 14는 제4 시구간(State4)에서의 등가모델.
도 15는 제5 시구간(State5)에서의 등가모델.
도 16은 제6 시구간(State6)에서의 등가모델.
도 17은 도 10의 파형도에서 J 영역을 확대한 도면.
도 18은 도10의 파형도에서 K 점선을 영역을 확대한 도면.
도 19는 도 10의 파형도에서 L 점선 부분을 확대한 도면.
도 20은 도 10의 파형도에서 M 점선 부분을 확대한 도면.
도 21은 본 발명의 실시예에 따른 전력변환부의 주파수에 따른 출력 임피던스를 나타낸 도면.
이하, 본 발명의 실시예에 의한 전력변환부의 도면을 참고하여 상세하게 설명한다. 다음에 소개되는 실시 예들은 당업자에게 본 발명의 사상이 충분히 전달될 수 있도록 하기 위해 예로서 제공되는 것이다. 따라서, 본 발명은 이하 설명되는 실시 예들에 한정되지 않고 다른 형태로 구체화될 수도 있다. 그리고, 도면들에 있어서, 장치의 크기 및 두께 등은 편의를 위하여 과장되어 표현될 수도 있다. 명세서 전체에 걸쳐서 동일한 참조 번호들은 동일한 구성요소들을 나타낸다.
도 2a 및 도 2b는 본 발명의 실시예에 따른 전력변환부이다.
<전력변환부>
도 2a를 참조하면, 본 발명의 실시예에 따른 전력변환부(100)는 직류 전압을 직류 전압으로 변환할 수 있는 양방향 전력변환부로써, 절연형트랜스(101)와 상기 절연형트랜스(101)의 1차측에 연결된 인버터 정류형 컨버터(102), 상기 절연형트랜스(101)의 2차측에 연결된 전류배율기(Current doubler; 103), 상기 전류배율기(103)에 연결된 부하부(104) 그리고 상기 전류배율기(103)에 연결된 제1 및 제2 전압공진부(105a, 105b)를 포함할 수 있다.
상기 절연형트랜스(101)의 1차측에는 상기 절연형트랜스(101)의 누설인덕턴스(lp)가 등가적으로 연결될 수 있고, 상기 누설인덕턴스(lp)와는 별도의 1차측 인덕터(Lp)가 연결될 수 있다. 그리고 2차측에는 상기 절연형트랜스(101)의 누설인덕턴스(ls)가 등가적으로 연결될 수 있다.
상기 인버터 정류형 컨버터(102)는 하프브릿지회로(Half bridge), 풀브릿지회로(Full bridge) 및 푸쉬-풀(Push-pull)회로 방식이 될 수 있다. 그리고 상기 인버터 정류형 컨버터(102)는 상기 절연형트랜스(101)의 1차측에 연결되어 입력 전압을 구형파 펄스 파형으로 변환하여 상기 절연형트랜스(101)의 1차측에 출력할 수 있다. 상기 인버터 정류형 컨버터(102)의 일예로 풀브릿지회로를 중심으로 설명하면, 인버터 정류형 컨버터인 풀브릿지부(102)는 전압이 공급되는 제1 전원(VH)과 상기 절연형트랜스(101)의 1차측인 a-b 단자 사이에 연결되고, 제1 내지 제4 스위치소자(Q1, Q2, Q3, Q4)를 포함할 수 있고, 상기 제1 내지 제4 스위치소자(Q1, Q2, Q3, Q4)의 스위칭 동작에 따라 직류 전원인 상기 제1 전원(VH)을 구형파 펄스 파형으로 변환할 수 있다. 또한 상기 풀브릿지부(102)는 위상천이(Phase shift) 풀브릿지회로가 될 수 있다.
상기 전류배율기(103)는 상기 절연형트랜스(101)의 2차측인 d-c단자와 상기 부하부(104) 사이에 연결될 수 있고, 제1 및 제2 인덕터(L1, L2) 그리고 제5 및 제7 스위치소자(Qa, Qb)를 포함할 수 있다. 상기 전류배율기(103)는 상기 제5 및 제7 스위치소자(Qa, Qb) 동작에 따라 상기 절연형트랜스(101)의 전류를 배가시키는 기능을 할 수 있다.
상기 제1 전압공진부(105a)는 상기 전류배율기(103)의 제5 스위치소자(Qa) 양단에 연결될 수 있고, 제6 스위치소자(Qaa)와 상기 제6 스위치소자(Qaa)에 직렬 연결된 제1 공진커패시터(Ck)를 포함할 수 있다. 또한 상기 제2 전압공진부(105b)는 제7 스위치소자(Qb) 양단에 연결될 수 있고, 제8 스위치소자(Qbb)와 상기 제8 스위치소자(Qbb)에 직렬 연결된 제2 공진커패시터(Cj)를 포함할 수 있다. 그리고 상기 제5 스위치소자(Qa) 및 상기 제6 스위치소자(Qaa)는 데드 타임(Dead time)을 가지고 교번 동작할 수 있고, 상기 제7 스위치소자(Qb) 및 상기 제8 스위치소자(Qbb)는 데드 타임을 가지고 교번 동작할 수 있다.
상기 부하부(104)는 상기 전류배율기(103)에 연결되고, 서로 병렬 연결된 부하커패시터(CL) 및 부하저항(RL)을 포함할 수 있고, 상기 부하저항(RL) 양단의 전압은 제2 전압(VL)이 될 수 있다.
상기 전력변환부(100)는 직류 전압인 제1 전압(VH)의 레벨을 변환하여 직류 전압인 제2 전압(VL)으로 출력할 수 있다. 이 때 제1 전압(VH)의 레벨을 낮추어 제2 전압(VL)으로 출력하는 스텝 다운(Step down)동작을 할 수 있다. 그리고 상기 전력변환부(100)는 직류 전압인 제2 전압(VL)의 레벨을 변환하여 직류 전압인 제1 전압(VH)으로 출력할 수 있다. 이 때 제2 전압(VL)의 레벨을 높여 제1 전압(VH)으로 출력하는 스텝 업(Step up)동작을 할 수 있다.
또한 상기 제1 및 제2 전압공진부(105a, 105b)는 전압 공진에 따라 전류배율기(103)의 제5 및 제7 스위치소자(Qa, Qb)가 영전압 스위칭동작을 하도록 하여 스위칭 손실을 최소화할 수 있고, 상기 제1 및 제2 전압공진부(105a, 105b)과 상기 전류배율기(103)의 제1 및 제2 인덕터(L1, L2) 그리고 2차측 트랜스의 누설인덕터(ls)를 이용한 전류 공진에 따라 전류배율기(103)의 제5 및 제7 스위치소자(Qa, Qb)가 영전류 스위칭동작을 하도록 하여 전력변환부(100) 전체의 스위칭 손실을 최소화하고 그에 따라 전력변환 효율을 높일 수 있다.
이하 도 2b를 참조하면, 본 발명의 실시예에 따른 전력변환부(100)를 구체적으로 설명한다.
도 2b를 참조하면, 본 발명의 실시예에 따른 전력변환부(100)는 1차측 변환부(110)와 2차측 변환부(120)를 포함할 수 있다. 상기 전력변환부(100)는 직류 입력 전압이 스위치소자의 온, 오프 동작에 의해 구형파 펄스 파형으로 변환되고 트랜스를 거쳐 정류 및 평활하여 직류 출력 전압을 얻는 방식의 컨버터로써 인덕터에 축적된 에너지를 이용할 수 있다. 또한 상기 전력변환부(100)는 입력과 출력 사이에 전기적으로 절연되도록 절연형 트랜스를 포함할 수 있다.
상기 1차측 변환부(110)는 풀브릿지회로(111)와 1차측트랜스(112)를 포함할 수 있다. 상기 풀브릿지회로(111)는 제1 내지 제4 스위치소자(Q1, Q2, Q3, Q4)를 포함할 수 있다. 상기 제1 내지 제4 스위치소자(Q1, Q2, Q3, Q4) 각각은 내부에 내부다이오드(D1, D2, D3, D4) 그리고 내부커패시터(C1, C2, C3, C4)를 포함할 수 있다. 상기 1차측트랜스(112)는 직렬로 기생인덕턴스(lp)를 포함할 수 있고, 상기 1차측트랜스(112)는 직렬로 별도의 1차측인덕터(Lp)를 포함할 수 있다.
상기 풀브릿지회로(111)를 구성하는 소자들의 연결관계를 살펴보면, 상기 풀브릿지회로(111)는 제1 전원(Vh) 포트(port)에 연결된다. 그리고 제1 스위치(Q1)는 상기 제1 전원(Vh)의 일 단자와 a 노드 사이에 연결되고, 제2 스위치(Q2)는 상기 a노드와 제1 전원(Vh)의 타 단자 사이에 연결되고, 제4 스위치(Q4)는 상기 제1 전원(Vh)의 일 단자와 b 노드 사이에 연결되며, 제3 스위치(Q3)는 제1 전원(Vh)의 타 단자와 b 노드 사이에 연결된다.
상기 1차측트랜스(112)의 연결관계를 살펴보면, 상기 1차측트랜스(112)는 직렬로 기생인덕턴스(lp) 또는 상기 1차측트랜스(112)는 직렬로 기생인덕턴스(lp) 및 1차측 인덕터(Lp)를 포함할 수 있고, a 및 b 노드 사이에 연결될 수 있다. 그리고 1차측트랜스(112)의 전압을 vp로 표기하였고, a 및 b노드 사이의 전압을 vab로 표기하였다. 또한 1차측트랜스(112)에 흐르는 전류를 ip로 표기하였다.
상기 2차측 변환부(120)는 2차측 트랜스(121), 2차측 공진부(122), 부하부(123) 및 인덕터부(124)를 포함할 수 있다.
상기 2차측 트랜스(121)는 상기 1차측 트랜스(112)와 자기적으로 결합될 수 있고, 상기 1차측 트랜스(112)의 권수비가 1일 때 상기 2차측 트랜스(121)의 권수비는 n이 될 수 있다. 따라서 전력변환부(100)는 1:n의 비율의 권수비를 가진 트랜스(T)를 포함할 수 있다. 또한 상기 2차측 트랜스(121)는 직렬로 기생인덕턴스(ls)를 포함할 수 있다. 상기 2차측 트랜스(121)는 c 및 d 노드 사이에 연결될 수 있다.
상기 2차측공진부(122)는 제1 공진부(122a)와 제2 공진부(122b)를 포함할 수 있다.
상기 제1 공진부(122a)는 c 및 h 노드 사이에 연결될 수 있고, 상기 제1 공진부(112a)는 제5 스위치(Qa)와 제6 스위치(Qaa) 그리고 제9 커패시터(Ck)를 포함할 수 있다. 상기 제5 스위치(Qa)는 바디다이오드(Da)와 바디커패시터(Ca)를 포함할 수 있고, c 및 h 노드 사이에 연결될 수 있다. 그리고 상기 제6 스위치(Qaa)는 바디다이오드(Daa)와 바디커패시터(Caa)를 포함할 수 있고, c 및 j 노드 사이에 연결될 수 있다. 그리고 상기 제9 커패시터(Ck)는 j 및 h 노드 사이에 연결되어 상기 제6 스위치(Qaa)와 직렬 연결될 수 있다.
상기 제2 공진부(122b)는 f 및 h 노드 사이에 연결될 수 있고, 상기 제2 공진부(122b)는 제7 스위치(Qb)와 제8 스위치(Qbb) 그리고 제10 커패시터(Cj)를 포함할 수 있다. 상기 제7 스위치(Qb)는 바디다이오드(Db)와 바디커패시터(Cb)를 포함할 수 있고, f 및 h 노드 사이에 연결될 수 있다. 그리고 상기 제8 스위치(Qbb)는 바디다이오드(Dbb)와 바디커패시터(Cbb)를 포함할 수 있고, f 및 k 노드 사이에 연결될 수 있다. 그리고 상기 제10 커패시터(Cj)는 k 및 h 노드 사이에 연결되어 상기 제8 스위치(Qbb)와 직렬 연결될 수 있다.
상기 인덕터부(124)는 상기 2차측 공진부(122)와 함께 공진을 형성하는 기능을 할 수 있고, 상기 인덕터부(124)는 c 및 g 노드 사이에 연결된 제1 인덕터(L1)와 d 및 g 노드 사이에 연결된 제2 인덕터(L2)를 포함할 수 있다. 따라서 상기 제1 인덕터(L1)의 일 단자는 2차측트랜스(121)의 일 단자에 연결되고 타 단자는 상기 제2 인덕터(L2)에 연결될 수 있다. 그리고 상기 제2 인덕터(L2)의 일 단자는 상기 제1 인덕터(L1)에 연결되고 타 단자는 상기 2차측트랜스(121의 타 단자에 연결될 수 있다.
상기 부하부(123)는 서로 병렬 연결된 부하커패시터(CL)와 부하저항(RL)을 포함할 수 있고, 상기 부하부(123)는 g 및 h 노드 사이에 연결될 수 있고, 상기 부하부(123) 양단의 전압은 제2 전압(VL)이 된다.
상기 제1 내지 제8 스위치소자(Q1, Q2, Q3, Q4, Qa, Qaa, Qb, Qbb)는 모스펫(MOSFET) 트랜지스터가 될 수 있고, 상기 제1 스위치소자(Q1)의 소스 단자와 상기 제2 스위치소자(Q2)의 드레인단자는 공통으로 a 노드에 연결되고, 제4 스위치소자(Q4)의 소스 단자와 제3 스위치소자(Q3)의 드레인 단자는 공통으로 b 노드에 연결되고, 제5 스위치소자(Qa)의 소스 단자는 h 노드에 연결되고, 제6 스위치소자(Qaa)의 소스 단자는 c 노드에 연결되고, 제7 스위치소자(Qb)의 소스 단자는 h 노드에 연결되고, 제8 스위치소자(Qbb)의 소스 단자는 f 단자에 연결될 수 있다. 그리고 상기 제1 내지 제8 스위치소자(Q1, Q2, Q3, Q4, Qa, Qaa, Qb, Qbb) 각각에는 연결된 내부다이오드(D1, D2, D3, D4, Da, Daa, Db, Dbb)의 캐소드 단자는 드레인 단자에 연결되고, 애노드 단자는 소스 단자에 연결될 수 있다. 그리고 상기 제1 내지 제8 스위치소자(Q1, Q2, Q3, Q4, Qa, Qaa, Qb, Qbb) 각각의 소스 및 드레인 단자 사이에 내부커패시터(C1, C2, C3, C4, Ca, Caa, Cb, Cbb)가 연결될 수 있다.
<전력변환부의 정방향 동작: 벅 모드 동작>
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 전력변환부의 벅 모드 동작 파형도이다.
상기 파형도에서 Qbb, Qb, Qaa, Qa, Q4, Q3, Q2, Q1은 스위치소자를 구동하기 위한 드라이브 신호이고 이하의 신호는 스위치소자의 구동에 따른 각 소자의 전압 및 전류 파형도이다.
도 3을 참조하면, 본 발명의 실시예에 따른 전력변환부(100)는 입력 전압인 제1 전압(VH)을 이 보다 낮은 직류 출력 전압인 제2 전압(V2)으로 변환하는 벅(Buck) 모드 동작을 할 수 있다.
이 때 부하부(123)와 인덕터부(124)는 교류 성분을 차단하는 필터로써 동작할 수 있고, 이들을 하나의 저역필터로 지칭할 수 있다.
벅 모드 동작 시 전력변환부(100)의 동작을 제1 내지 제8 시구간(State 1~State 8)으로 구분할 수 있고, 제1 내지 제8 시구간(State 1~State 8)의 각 스위치소자의 동작 관계를 살펴보면, 제1 내지 제4 스위치(Q1, Q2, Q3, Q4) 중 제1 및 제2 스위치(Q1, Q2)는 서로 교대로 동작하고, 상기 제3 및 제4 스위치(Q3, Q4)는 서로 교대로 동작할 수 있으며, 이들간의 소정의 데드 타임(Dead time)을 가지고 동작할 수 있다. 또한 제5 및 제6 스위치소자(Qa, Qaa)는 서로 교대로 동작 가능하고, 제7 및 제8 스위치소자(Qb, Qbb)는 서로 교대로 동작 가능하며, 이들간의 일정한 데드 타임을 가지고 동작할 수 있다.
<제1 시구간(State 1)>
제1 시구간(State 1) 동안에는 제1 스위치소자(Q1)는 턴온되어 있고, 제2 스위치소자(Q2)는 턴오프되어 있고, 제3 스위치소자(Q3)는 턴오프되어 있으며, 제4 스위치소자(Q4)는 제1 시구간(State 1)의 시작 시점에 턴오프될 수 있다. 그리고 제5 스위치소자(Qa)는 턴오프되어 있고, 제6 스위치소자(Qaa)는 제1 시구간(State 1)의 시작 시점에 턴오프되고, 제7 스위치소자(Qb)는 턴온되어 있으며, 제8 스위치소자(Qbb)는 턴오프될 수 있다.
<제2 시구간(State 2)>
제2 시구간(State 2) 동안에는 제1 스위치소자(Q1)는 턴온되어 있고, 제2 스위치소자(Q2)는 턴오프되어 있고, 제3 스위치소자(Q3)는 턴오프되어 있다가 턴온될 수 있으며, 제4 스위치소자(Q4)는 턴오프되어 있고, 제5 스위치소자(Qa)는 턴오프되어 있다가 턴온될 수 있고, 제6 스위치소자(Qaa)는 턴오프되어 있고, 제7 스위치소자(Qb)는 턴온되어 있다가 턴오프되고, 제8 스위치소자(Qbb)는 턴오프되어 있다가 턴온될 수 있다.
<제3 시구간(State 3)>
제3 시구간(State 3) 동안에는 제1 스위치소자(Q1)는 턴온되어 있고, 제2 스위치소자(Q2)는 턴오프되어 있고, 제3 스위치소자(Q3)는 턴온되어 있고, 제4 스위치소자(Q4)는 턴오프되어 있고, 제5 스위치소자(Qa)는 턴온되어 있고, 제6 스위치소자(Qaa)는 턴오프되어 있고, 제7 스위치소자(Qb)는 턴오프되어 있고, 제8 스위치소자(Qbb)는 턴온되어 있다.
<제4 시구간(State 4)>
제4 시구간(State 4) 동안에는 제1 스위치소자(Q1)는 제4 시구간(State 4)의 시작 시점에 턴오프되고, 제2 스위치소자(Q2)는 턴오프되어 있다가 턴온되고, 제3 스위치소자(Q3)는 턴온되어 있고, 제4 스위치소자(Q4)는 턴오프되어 있고, 제5 스위치소자(Qa)는 턴온되어 있고, 제6 스위치소자(Qaa)는 턴오프되어 있고, 제7 스위치소자(Qb)는 턴오프되어 있고, 제8 스위치소자(Qbb)는 턴온되어 있다.
<제5 시구간(State 5)>
제5 시구간(State 5) 동안에는 제1 스위치소자(Q1)는 턴오프되어 있고, 제2 스위치소자(Q2)는 턴온되어 있고, 제3 스위치소자(Q3)는 턴온되어 있다가 제5 시구간(State 5)의 종료 시점에 턴오프되고, 제4 스위치소자(Q4)는 턴오프되어 있고, 제5 스위치소자(Qa)는 턴온되어 있고, 제6 스위치소자(Qaa)는 턴오프되어 있고, 제7 스위치소자(Qb)는 턴오프되어 있고, 제8 스위치소자(Qbb)는 턴온되어 있다가 제5 시구간(State 5)의 종료 시점에 턴오프되어 있다
<제6 시구간(State 6)>
제6 시구간(State 6) 동안에는 제1 스위치소자(Q1)는 턴오프되어 있고, 제2 스위치소자(Q2)는 턴온되어 있고, 제3 스위치소자(Q3)는 턴오프되고, 제4 스위치소자(Q4)는 턴오프되어 있다가 턴온되고, 제5 스위치소자(Qa)는 턴온되어 있다가 턴오프되고, 제6 스위치소자(Qaa)는 턴오프되어 있다가 턴온되고, 제7 스위치소자(Qb)는 턴오프되어 있다가 턴온되고, 제8 스위치소자(Qbb)는 턴오프되어 있다
<제7 시구간(State 7)>
제7 시구간(State 7) 동안에는 제1 스위치소자(Q1)는 턴오프되어 있다가 제7 시구간(State 7)의 종료 시점에 턴온되고, 제2 스위치소자(Q2)는 턴온되어 있다가 턴오프되고, 제3 스위치소자(Q3)는 턴오프되어 있고, 제4 스위치소자(Q4)는 턴온되어 있고, 제5 스위치소자(Qa)는 턴오프되어 있고, 제6 스위치소자(Qaa)는 턴온되어 있고, 제7 스위치소자(Qb)는 턴온되어 있고, 제8 스위치소자(Qbb)는 턴오프되어 있다
<제8 시구간(State 8)>
제8 시구간(State 8) 동안에는 턴온되어 있고, 제2 스위치소자(Q2)는 턴오프되어 있고, 제3 스위치소자(Q3)는 턴오프되어 있고, 제4 스위치소자(Q4)는 턴온되어 있다가 제8 시구간(State 8)의 종료 시점에 턴오프되고, 제5 스위치소자(Qa)는 턴오프되어 있고, 제6 스위치소자(Qaa)는 턴온되어 있다가 제8 시구간(State 8)의 종료 시점에 턴오프되고, 제7 스위치소자(Qb)는 턴온되어 있고, 제8 스위치소자(Qbb)는 턴오프되어 있다
전술한 제1 내지 제8 시구간(State1~State8)은 주기를 가지고 반복될 수 있다.
도 4는 도 3의 점선 A를 확대한 파형도이고, 도 5는 도 3의 점선 B를 확대한 파형도이다.
도 4 및 도 5는 영전압 스위칭을 나타내는 파형도이다.
본 발명의 실시예에 따른 전력변환부(100)를 전술한 제1 내지 제8 시구간(State1~State8)의 드라이브 신호에 따라 제1 내지 제8 스위치소자(Q1, Q2, Q3, Q4, Qa, Qaa, Qb, Qbb)를 구동하면 도 4의 점선에 표시된 바와 같이 제3 스위치소자(Q3)의 턴온시점에 영전압 스위칭이 가능함을 알 수 있다. 또한 도 5의 점선에서 표시된 바와 같이 제2 스위치소자(Q2)의 턴온시점에 영전압 스위칭이 가능함을 알 수 있다.
도 6은 도 3의 점선 C를 확대한 파형도이다. 그리고 도 7은 제3 시구간(State 3)에서 전력변환부의 등가회로를 나타낸 도면이다. 그리고 도 8은 도 3의 점선 F를 확대한 도면이다.
도 6은 제7 스위치소자(Qb)에 흐르는 전류 ib와 상기 제7 스위치소자(Qb) 양단에 걸리는 전압 Vb 및 상기 제7 스위치소자(Qb)의 드라이브 신호 Qb의 파형도를 확대한 도면이지만, 도 6은 제5 스위치소자(Qa)에 흐르는 전류 ia와 상기 제5 스위치소자(Qa) 양단에 걸리는 전압 Va 및 상기 제5 스위치소자(Qa)의 드라이브 신호 Qa의 파형도에도 동일하게 적용될 수 있다.
도 6 내지 도 8을 참조하면, 도 6의 점선 부분 D에서와 같이 제5 스위치소자(Qa) 및 제7 스위치소자(Qb)는 영전압 스위칭을 할 수 있고, 점선 부분 E에서와 같이 상기 제5 스위치소자(Qa) 및 제7 스위치소자(Qb) 영전류 스위칭을 할 수 있음을 알 수 있다. 이러한 영전압 스위칭 및 영전류 스위칭은 도 7에서와 같이 제8 스위치소자(Qbb)에 흐르는 전류 ibb가 도 8에서와 같이 공진하여 정현파형을 그리고 제2 공진부(122b)의 양단의 전압 즉, Vdc 전압은 사인파(Sine)가 형성됨으로써 가능함을 알 수 있다. 그리고 제8 스위치소자(Qbb)의 드라이브 신호가 오프되기 전 공전 전류 ibb는 영(Zero)가 됨을 알 수 있다. 또한 제5 제7 스위치소자(Qa)에 흐르는 전류 ia는 제1 인덕터(L1)에 흐르는 전류 i1과 제2 인덕터(L2)에 흐르는 전류 i2 그리고 공진 전류 ibb의 합 전류가 되어 도 6에서와 같이 영전류 스위칭이 가능하게 된다. 또한 제7 스위치소자(Qb)에 흐르는 전류 ib는 제1 인덕터(L1)에 흐르는 전류 i1과 제2 인덕터(L2)에 흐르는 전류 i2 그리고 공진 전류 iaa의 합 전류가 되어 도 6에서와 같이 영전류 스위칭이 가능하게 된다.
이와 같은 본 발명의 실시예에 따른 전력변환부(100)가 영전압 스위칭 및 영전류 스위칭을 가능하여 소프트 스위칭 동작에 따른 스위칭 손실을 저감하고 전압 스트렌스를 저감하여 전력변환효율을 높이고 저 노이즈를 실현할 수 있다.
또한 트랜스(T)의 기생인덕턴스들은 공진 전류를 형성하는 전력변환부(100)의 공진 회로 상의 제1 및 제2 인덕터(L1, L2)에 흡수되어 버리고, 기생 커패시턴스들 또한 공진 회로 상의 제9 및 제10 커패시터(Ck, Cj) 상에 흡수되어 버리므로 기생 인덕턴스들 및 기생 커패시턴스들에 의한 턴온 전류 서지 및 턴오프 전압 서지가 저감될 수 있다.
도 9는 본 발명의 실시예에 따른 전력변환부의 주파수에 따른 입력 임피던스를 나타낸 도면이다.
도 9를 참조하면, 1차측 트랜스(112)에서 2차측 변환부(120)를 바라본 임피던스를 입력 임피던스 Zin이라고 하면 주파수에 따른 입력 임피던스(Zin)에서 점선 G에서와 같이 전류 공진 주파수(fc1)와 점선 H에서와 같이 전압 공진 주파수(fc2)가 나타남을 알 수 있다. 상기 전류 공진 주파수(fc1)는 전류 공진 시 입력 임피던스(Zin)에 있어서 2차측 변환부(120)의 제1 및 제2 인덕터(L1, L2)와 제9 및 제10 커패시터(Ck, Cj)에 의한 공진 주파수로써 입력 임피던스(Zin)가 최소가 될 수 있다. 그리고 상기 전압 공진 주파수(fc2)는 전압 공진 시 입력 임피던스(Zin)에 있어서 2차측 변환부(120)의 제1 및 제2 인덕터(L1, L2)와 제9 및 제10 커패시터(Ck, Cj)에 의한 공진 주파수로써 입력 임피던스(Zin)가 최대가 될 수 있다. 따라서 전류 및 전압 공진 주파수(fc1, fc2)를 결정하고, 전력변환부(100)의 스위치소자(Q1, Q2, Q3, Q4, Qa, Qaa, Qb, Qbb)가 상기 전류 및 전압 공진 주파수(fc1, fc2)보다 낮은 주파수에서 동작하도록 하는 것이 바람직하다. 즉 스위칭 주파수 fsw는 fsw<fc2<fc1의 관계가 성립하도록 하는 것이 바람직하다.
또한 도 9에서 점선 I 부분은 2차측 변환부(120)의 제1 및 제2 인덕터(L1, L2) 그리고 부하커패시터(CL)에 의한 공진 주파수(fc3)에 의한 임피던스로써, 상기 스위칭 주파수 fsw는 fc3보다 크도록 하는 것이 바람직하므로 상기 스위칭 주파수 fsw는 fc3<fsw<fc2<fc1의 관계가 성립하도록 하는 것이 바람직하다.
<전력변환부의 역방향 동작: 부스트 모드 동작>
도 10은 본 발명의 실시예에 따른 전력변환부의 부스트 모드 동작 파형도이다.
도 10을 참조하면, 본 발명의 실시예에 따른 전력변환부(100)는 입력 전압인 제2 전압(VL)을 이 보다 높은 직류 출력 전압인 제1 전압(VH)으로 변환하는 부스트(Boost) 모드 동작을 할 수 있다.
부스트 모드 동작 시 전력변환부(100)의 동작을 제1 내지 제6 시구간(State1~State6)으로 구분할 수 있다.
<제1 시구간(State1)>
도 11은 제1 시구간(State1)에서의 등가모델이다.
도 11을 참조하면, 제1 시구간(State1)에서 제8 스위치소자(Qbb)는 턴오프되어 있고, 제7 스위치소자(Qb)는 턴온되기 시작한다. 그리고 제6 스위치소자(Qaa)는 턴오프되어 있고, 제6 스위치소자(Qa)는 턴온되어 있다. 또한 제1 스위치소자(Q1)는 턴온되어 있고, 제2 스위치소자(Q2)는 턴오프되어 있다. 그리고 제3 스위치소자(Q3)는 턴온되어 있고, 제4 스위치소자(Q4)는 턴오프되어 있다.
<제2 시구간(State2)>
도 12는 제2 시구간(State2)에서의 등가모델이다.
도 12를 참조하면, 제2 시구간(State2)에서 제8 스위치소자(Qbb)는 턴오프되어 있고, 제7 스위치소자(Qb)는 턴온된다. 그리고 제6 스위치소자(Qaa)는 턴오프되어 있고, 제6 스위치소자(Qa)는 턴온되어 있다가 제2 시구간(State2) 종료 시점에 턴오프된다. 또한 제1 스위치소자(Q1)는 턴온되어 있다가 제2 시구간(State2) 종료 시점에 턴오프되고, 제2 스위치소자(Q2)는 턴오프되어 있다.
<제3 시구간(State3)>
도 13은 제3 시구간(State3)에서의 등가모델이다.
도 13을 참조하면, 제3 시구간(State3)에서 제8 스위치소자(Qbb)는 턴오프되어 있고, 제7 스위치소자(Qb)는 턴온되어 있다. 그리고 제6 스위치소자(Qaa)는 턴오프되어 있다가 제3 시구간(State3)의 종료 시점에서 턴온되고, 제6 스위치소자(Qa)는 턴오프된다. 또한 제1 스위치소자(Q1)는 턴오프되고, 제2 스위치소자(Q2)는 턴오프되어 있다가 제3 시구간(State3)의 종료 시점에서 턴온된다.
<제4 시구간(State4)>
도 14는 제4 시구간(State4)에서의 등가모델이다.
도 14를 참조하면, 제4 시구간(State4)에서 제8 스위치소자(Qbb)는 턴오프되어 있고, 제7 스위치소자(Qb)는 턴온되어 있다. 그리고 제6 스위치소자(Qaa)는 턴온되어 있다가 제3 시구간(State3)의 후반부에서 턴오프되고, 제6 스위치소자(Qa)는 턴오프되어 있다가 제3 시구간(State3)의 후반부에서 턴온되기 시작한다. 또한 제1 스위치소자(Q1)는 턴오프되고, 제2 스위치소자(Q2)는 턴온되어 있다.
<제5 시구간(State5)>
도 15는 제5 시구간(State5)에서의 등가모델이다.
도 15를 참조하면, 제5 시구간(State5)에서 제8 스위치소자(Qbb)는 턴오프되어 있고, 제7 스위치소자(Qb)는 턴온되어 있다. 그리고 제6 스위치소자(Qaa)는 턴오프되어 있고, 제6 스위치소자(Qa)는 턴온되기 시작한다. 또한 제1 스위치소자(Q1)는 턴오프되어 있고, 제2 스위치소자(Q2)는 턴온되어 있다.
<제6 시구간(State6)>
도 16은 제6 시구간(State6)에서의 등가모델이다.
도 16을 참조하면, 제6 시구간(State6)에서 제8 스위치소자(Qbb)는 턴오프되어 있고, 제7 스위치소자(Qb)는 턴온되어 있다가 제6 시구간(State6)의 종료 시점에서 턴오프된다. 그리고 제6 스위치소자(Qaa)는 턴오프되어 있고, 제6 스위치소자(Qa)는 턴온된다. 또한 제1 스위치소자(Q1)는 턴오프되어 있고, 제2 스위치소자(Q2)는 턴온되어 있다가 제6 시구간(State6)의 종료 시점에서 턴오프된다.
도 17은 도 10의 파형도에서 J 영역을 확대한 도면이다.
도 17을 참조하면, 제7 스위치소자(Qb)가 턴온되거나, 제5 스위치소자(Qa)가 턴온되는 경우, 영전압 및 영전류 스위칭을 할 수 있다. 즉, 제7 스위치소자(Qb) 또는 제5 스위치소자(Qa)가 턴온 및 턴오프되는 시점에서 영전압 및 영전류가 되는 것을 확인할 수 있는바 영전류 및 영전압 스위칭(ZVS, ZCS)가 가능함으로 알 수 있고, 도 17의 시뮬레이션 파형에서와 같이 제7 스위치소자(Qb) 또는 제5 스위치소자(Qa) 양단의 전압(Vb or Va) 및 상기 제7 스위치소자(Qb) 또는 제5 스위치소자(Qa)에 흐르는 전류(ib or ia)는 거의 제로(Zero) 값을 가져 스위칭 손실이 나타나지 않는 것을 알 수 있다. 또한 상기 제7 스위치소자(Qb)의 턴온 시점은 제1 시구간(State1)에서 이루어질 수 있고, 이 때 영전압 및 영전류 스위칭을 통해 제1 시구간(State1)의 등가 회로도(도11)에서 제2 시구간(State2)의 등가 회로도(도12)로 변환될 수 있다. 그리고 상기 제5 스위치소자(Qa)의 턴온 시점은 제5 시구간(State5)에서 이루어질 수 있고, 이 때 영전압 및 영전류 스위칭을 통해 제5 시구간(State5)의 등가 회로도(도15)에서 제6 시구간(State6)의 등가 회로도(도16)로 변환될 수 있다.
도 18은 도10의 파형도에서 K 점선을 영역을 확대한 도면이다.
도 18을 참조하면, 제1 및 제2 공진부(122a, 122b)에 의하여 제8 또는 제6 스위치소자(Qbb, Qaa)에는 공진 전류(ibb 또는 iaa)가 흐를 수 있다. 즉, 도면 18에 도시된 바와 같이 제4 시구간(State4)에서 제6 스위치소자(Qaa)에 흐르는 전류(iaa)가 정현파형을 그리는바 공진 전류가 되는 것을 알 수 있고, 이는 제8 스위치소자(Qbb)에 흐르는 공진 전류(ibb)에도 동일하게 설명 가능하다. 그리고 제7 스위치소자(Qb)에 흐르는 전류(ib)는 제1 인덕터(L1)와 제2 인덕터(L2) 각각에 흐르는 전류 i1과 i2 그리고 제6 스위치소자(Qaa)에 흐르는 공진 전류 iaa의 합 전류가 된다. 그리하여 화살표 방향을 따라 제7 스위치소자(Qb)에 흐르는 전류(ib)를 해석하면 제1 인덕터(L1)와 제2 인덕터(L2) 각각에 흐르는 전류 i1과 i2의 합과 공진 전류 iaa의 반전된 ?aa의 합으로 제7 스위치소자(Qb)에 흐르는 전류(ib)가 표현되므로 상기 제7 스위치소자(Qb)에 흐르는 전류(ib)는 공진 전류(iaa)에 의한 약간의 리플을 가지고, i1 및 i2의 합 전류만큼 레벨이 상승하는 것을 알 수 있다.
도 19는 도 10의 파형도에서 L 점선 부분을 확대한 도면이고, 도 20은 도 10의 파형도에서 M 점선 부분을 확대한 도면이다.
도 19 및 도 20을 참조하면, 제3 시구간(State3) 및 제6 시구간(State6)에서 제2 및 제3 스위치소자(Q2, Q3)는 영전압 스위칭을 하는 것을 알 수 있고, 이는 제1 및 제4 스위치소자(Q1, Q4)에서도 동일하게 적용될 수 있다.
이와 같은 본 발명의 실시예에 따른 전력변환부(100)가 영전압 스위칭 및 영전류 스위칭을 가능하여 소프트 스위칭 동작에 따른 스위칭 손실을 저감하고 전압 스트렌스를 저감하여 전력변환효율을 높이고 저 노이즈를 실현할 수 있다.
또한 트랜스(T)의 기생인덕턴스들은 공진 전류를 형성하는 전력변환부(100)의 공진 회로 상의 제1 및 제2 인덕터(L1, L2)에 흡수되어 버리고, 기생 커패시턴스들 또한 공진 회로 상의 제9 및 제10 커패시터(Ck, Cj) 상에 흡수되어 버리므로 기생 인덕턴스들 및 기생 커패시턴스들에 의한 턴온 전류 서지 및 턴오프 전압 서지가 저감될 수 있다.
도 21은 본 발명의 실시예에 따른 전력변환부의 주파수에 따른 출력 임피던스를 나타낸 도면이다.
출력 임피던스(Zout)는 2차측 변환부(120)의 부하부(123)를 끊고 1차측 변환부(110)를 바라본 임피던스로 정의한다.
도 21을 참조하면, 점선 O는 전류 공진 주파수(fc1)에 해당하고 fc1 공진 주파수는 제1 및 제2 인덕터(L1, L2) 그리고 제9 및 제10 커패시터(Ck, Cj) 그리고 1차측 인덕터(Lp)에 의하여 결정될 수 있다. 그리고 점선 P는 전압 공진 주파수(fc2)에 해당하고 fc2 공진 주파수 또한 제1 및 제2 인덕터(L1, L2) 그리고 제9 및 제10 커패시터(Ck, Cj) 그리고 1차측 인덕터(Lp)에 의하여 결정될 수 있다. 상기 전류 공진 주파수 fc1에서 임피던스는 최소가 되고, 전압 공진 주파수 fc2에서는 임피던스가 최대가 될 수 있다. 그리고 전력변환부(100)의 스위치소자(Q1, Q2, Q3, Q4, Qa, Qaa, Qb, Qbb)가 상기 전류 및 전압 공진 주파수(fc1, fc2)보다 낮은 주파수에서 동작하도록 하는 것이 바람직하다. 즉 스위칭 주파수 fsw는 fsw<fc2<fc1의 관계가 성립하도록 하는 것이 바람직하다.
이상에서 설명한 본 발명의 상세한 설명에서는 본 발명의 바람직한 실시 예를 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 숙련된 당업자 또는 해당 기술분야에 통상의 지식을 갖는 자라면 후술할 특허청구범위에 기재된 본 발명의 사상 및 기술 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 따라서, 본 발명의 기술적 범위는 명세서의 상세한 설명에 기재된 내용으로 한정되는 것이 아니라 특허청구범위에 의해 정하여져야만 할 것이다.
100 전력변환부
101 절연형 트랜스
102 풀브릿지부
103 전류 배율기
104 부하부
105a 제1 전압공진부
105b 제2 전압공진부
110 1차측 변환부
111 풀브릿지회로
112 1차측트랜스
121 2차측트랜스
120 2차측 변환부
122 2차측공진부
122a 제1 공진부
122b 제2 공진부
123 부하부
124 인덕터부

Claims (20)

  1. 트랜스;
    스위치소자를 포함하고 상기 트랜스의 2차측에 연결되어 상기 스위치소자의 동작에 따라 상기 트랜스의 전류를 배가시키는 전류 배율기;
    상기 스위치 소자에 연결된 전압 공진부;를 포함하고,
    상기 전압 공진부는 서로 직렬 연결된 스위치소자와 커패시터를 포함하는 전력변환부.
  2. 상기 전류 배율기의 스위치소자는 제1 및 제2 스위치소자를 포함하고,
    상기 전압 공진부는 상기 제1 스위치소자에 연결된 제1 전압 공진부 및 상기 제2 스위치소자에 연결된 제2 전압 공진부를 포함하고,
    상기 제1 전압 공진부는 서로 직렬 연결된 제3 스위치소자 및 제1 커패시터를 포함하고,
    상기 제2 전압 공진부는 서로 직렬 연결된 제4 스위치소자 및 제2 커패시터를 포함하는 전력변환부.
  3. 제2 항에 있어서,
    상기 제1 스위치소자 및 상기 제3 스위치소자는 데드 타임(Dead time)을 가지고 교번 동작하고,
    상기 제2 스위치소자 및 상기 제3 스위치소자는 데드 타임을 가지고 교번 동작하는 전력변환부.
  4. 제3 항에 있어서,
    상기 트랜스의 1차측에 연결되어 입력 전압을 구형파 펄스 파형으로 변환하여 상기 트랜스의 1차측에 출력하는 인버터 정류형 컨버터;를 더 포함하는 전력변환부.
  5. 제4 항에 있어서,
    상기 전류 배율기 양단에 연결된 부하부;를 더 포함하고,
    상기 인버터 정류형 컨버터로 입력된 직류 전압의 레벨을 낮추어 상기 부하부로부터 직류 전압을 출력하는 스텝 다운(Step down)동작 또는 상기 부하부로 입력된 직류 전압의 레벨을 높여 상기 인버터 정류형 컨버터로부터 직류 전압을 출력하는 스텝 업(Step up)동작을 하는 전력변환부.
  6. 제5 항에 있어서,
    상기 스텝 다운 또는 스텝 업 동작 시 상기 제3 및 제4 스위치소자 각각에 흐르는 전류는 공진하는 전력변환부.
  7. 제5 항에 있어서,
    상기 스텝 다운 동작 시 상기 제1 및 제2 전압 공진부 양단 각각에 걸리는 전압은 사인파(Sine)가 되는 전력변환부.
  8. 제5 항에 있어서,
    상기 전류 배율기는 일 단자가 서로 연결된 제1 및 제2 인덕터를 포함하고,
    상기 제1 인덕터의 타 단자는 상기 트랜스의 2차측의 일 단자에 연결되고,
    상기 제2 인덕터의 타 단자는 상기 트랜스의 2차측의 타 단자에 연결되며,
    상기 스텝 다운 또는 스텝 업 동작 시 상기 제1 및 제2 인덕터 각각에 흐르는 전류와 상기 제3 스위치소자에 흐르는 공진 전류는 상기 제2 스위치소자에 흐르는 전력변환부.
  9. 제8 항에 있어서,
    상기 스텝 다운 또는 스텝 업 동작 시 상기 제2 및 제3 스위치소자는 도통하고, 상기 제1 및 제4 스위치소자는 차단되어 상기 제1 및 제2 인덕터 각각에 흐르는 전류와 상기 제3 스위치소자에 흐르는 공진 전류는 상기 제2 스위치소자에 흐르는 전력변환부.
  10. 제5 항에 있어서,
    상기 전류 배율기는 일 단자가 서로 연결된 제1 및 제2 인덕터를 포함하고,
    상기 제1 인덕터의 타 단자는 상기 트랜스의 2차측의 일 단자에 연결되고,
    상기 제2 인덕터의 타 단자는 상기 트랜스의 2차측의 타 단자에 연결되며,
    상기 스텝 다운 또는 스텝 업 동작 시 상기 제1 및 제2 인덕터 각각에 흐르는 전류와 상기 제4 스위치소자에 흐르는 공진 전류는 상기 제1 스위치소자에 흐르는 전력변환부.
  11. 제10 항에 있어서,
    상기 스텝 다운 또는 스텝 업 동작 시 상기 제1 및 제4 스위치소자는 도통하고, 상기 제2 및 제3 스위치소자는 차단되어 상기 제1 및 제2 인덕터 각각에 흐르는 전류와 상기 제4 스위치소자에 흐르는 공진 전류는 상기 제1 스위치소자에 흐르는 전력변환부.
  12. 절연형트랜스;
    상기 절연형트랜스의 2차측의 일 단자와 제1 노드 사이에 연결된 제5 및 제7 스위치소자;
    상기 절연형트랜스의 2차측의 일 단자와 제2 노드 사이에 연결된 제1 인덕터;
    상기 절연형트랜스의 2차측의 타 단자와 상기 제2 노드 사이에 연결된 제2 인덕터;
    상기 제5 스위치소자와 병렬로 연결되고 제6 스위치소자 및 제1 커패시터를 포함하는 제1 공진부; 및
    상기 제7 스위치소자와 병렬로 연결되고 제8 스위치소자 및 제2 커패시터를 포함하는 제2 공진부;를 포함하는 전력변환부.
  13. 제11 항에 있어서,
    상기 제6 스위치소자와 상기 제1 커패시터는 직렬 연결되고,
    상기 8 스위치소자와 상기 제2 커패시터는 직렬 연결된 전력변환부.
  14. 제13 항에 있어서,
    상기 절연형트랜스의 1차측에 연결되고 입력 전압을 구형파 펄스 파형으로 변환하여 상기 트랜스의 1차측에 출력하는 인버터 정류형 컨버터;를 더 포함하는 전력변환부.
  15. 제14 항에 있어서,
    상기 인버터 정류형 컨버터는 제1 내지 제4 스위치소자를 포함하는 풀브릿지(Full Bridge)회로인 전력변환부.
  16. 제15 항에 있어서,
    상기 제1 및 제2 노드 사이에 연결된 부하커패시터;를 더 포함하는 전력변환부.
  17. 제16 항에 있어서,
    상기 인버터 정류형 컨버터로 입력된 직류 전압의 레벨을 낮추어 상기 부하커패시터로부터 직류 전압을 출력하는 스텝 다운(Step down)동작 또는 상기 부하부로 입력된 직류 전압의 레벨을 높여 상기 인버터 정류형 컨버터로부터 직류 전압을 출력하는 스텝 업(Step up)동작을 하는 전력변환부.
  18. 제14 항에 있어서,
    상기 절연형트랜스의 1차측에 연결된 1차측 인덕터를 더 포함하는 전력변환부.
  19. 제12 항에 있어서,
    상기 제5 내지 제8 스위치소자 각각은 내부다이오드 및 내부커패시터를 포함하는 전력변환부.
  20. 제12 항에 있어서,
    상기 제5 내지 제8 스위치소자는 모스펫(MOSFET) 트랜지스터로 이루어지고,
    상기 제5 및 제7 스위치소자의 드레인 단자와 상기 제6 및 제8 스위치소자의 소스 단자는 공통으로 상기 절연형트랜스의 일 단자에 연결된 전력변환부.
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