KR20110119816A

KR20110119816A - Ｍｉｍｏ 무선통신시스템에서 파일럿 전력에 대한 트래픽채널 전력의 비율을 추정하는 방법

Info

Publication number: KR20110119816A
Application number: KR1020117022033A
Authority: KR
Inventors: 안드레아스 세데르그렌; 엘리아스 욘손
Original assignee: 텔레폰악티에볼라겟엘엠에릭슨(펍)
Priority date: 2009-02-24
Filing date: 2010-02-23
Publication date: 2011-11-02
Anticipated expiration: 2030-02-23
Also published as: CA2753278C; KR101661376B1; CN102334298A; PL2401822T3; US20100215075A1; EP2401822B1; CN102334298B; EP2401822A1; US8411780B2; ES2421489T3; CA2753278A1; JP2012518930A; WO2010097380A1; JP5437396B2; ZA201105614B

Abstract

수신한 다중-스트림(MIMO) 신호를 처리하고, 특히 MIMO 신호에 대한 코드당 트래픽채널-대-파일럿 전력비를 추정하기 위한 방법들과 장치가 기술된다. 예시적인 방법은, 추정된 전파 채널 응답과 그리고 MIMO 신호를 생성하는데 사용하는 다수의 선행부호화 벡터들 중 적어도 하나를 기반으로, 제1전송 슬롯에서 수신한 다수의 역확산 트래픽 채널 심볼들로부터 평균 심볼 진폭 또는 평균 심볼 전력레벨의 계산과 또한 대응하는 파일럿 심볼 진폭 또는 파일럿 심볼 전력레벨의 추정을 포함한다. 제1전송 슬롯에 대한 코드당 트래픽채널-대-파일럿 전력비는 대응하는 파일럿 심볼 진폭 또는 파일럿 심볼 전력레벨을 평균 심볼 진폭 또는 평균 심볼 전력레벨을 나눔으로써 계산된다.

Description

ＭＩＭＯ 무선통신시스템에서 파일럿 전력에 대한 트래픽채널 전력의 비율을 추정하는 방법{Estimating the ratio of traffic channel power to pilot power in a MIMO wireless communication system}

본 발명은 무선 전기통신시스템에 관한 것으로서, 특히 이러한 시스템에서 다중-스트림 다중-입력 다중-출력 신호들을 처리하기 위한 방법과 장치에 관한 것이다.

3세대 무선표준화기구(3rd Generation Partnership Project:3GPP)에 의해 명시되는 3세대(3G) 광대역 코드-분할 다중 액세스(W-CDMA) 무선망은 다중-입력 다중-출력(multi-input multi-output:MIMO) 전송기술을 포함한다. (세부사항을 알기 위해, "3rd Generation Partnership Projcet; Techincal Specification Group Radio Access Network; Physical layer procedures(FDD)(Release 8), "3GPP TS 25.214를 참조, 이는 http://www.3gpp.or/ftp/Specs/html-info/25214.htm.에서 입수할 수 있다). 이들 표준에 따라 구축된 시스템에서, 2×2 MIMO 방법은 두 개의 별개의 공간적으로 다중화된(multiplexed) 데이터 스트림을 통해 두 개의 전송안테나에 의해 고속 하향 공유채널(HS-DSCH)를 전송하는데 사용할 수 있다. 이들 두 개의 스트림들은 동일한 채널화 코드(channelization code)들을 사용하지만, 그러나 직교 선행부호화 가중(orthogonal precoding weights)에 의해 서로 분리된다.

송신하는 기지국과 이동단말기 간의 무전 전파채널(propagation channel)에서 결함 때문에, 두 개의 스트림들은 서로 간섭하게 된다. 이 간섭은 코드거부간섭(code refuse interference)로 부른다. 최적의 실행을 위해서, MIMO 수신기는 이 간섭을 억제하거나 또는 상쇄할 필요가 있다. 코드거부간섭을 억제하는 것 이외에, MIMO 수신기는 기지국으로 피드백하는 정확한 채널품질 보고를 계산하기 위하여 코드거부간섭 전력의 추정을 필요로 한다. 만일 수신기가 파일럿 채널 심볼(예컨대, W-CDMA 공통파일럿채널, 또는 CPICH)을 기반으로 채널 추정을 계산한다면, 채널화 코드당 파일럿채널 전력에 대한 트래픽채널 전력(예컨대, W-CDMA 고속 물리하향 공유채널, 또는 HS-PDSCH)의 비율을 반드시 알아야 하거나 추정하여야만 한다. 코드거부항을 억제하거나 또는 상쇄할 때 코드당 트래픽채널-대-파일럿 전력비(per-code traffice-channel-to-pilot power ratio)(

)를 사용하고 또한 채널품질 보고를 위해 신호- 대- 간섭 및 잡음비(signal-to-interference-plus-noise ratio:SINR)의 추정을 계산하는데 사용할 수 있다.

일반화된 레이크(G-Rake) 수신기에서 코드거부간섭을 억제하는 한 해결책은 2008년 6월 26일 발간된 미국특허출원공보 제2008/015053호, "Method and Appartus for Determining Combining Weights for MIMO Receivers"에 기술되어 있고, 이 특허출원의 전체 내용을 여기서 참조로서 통합된다. 이 해결책으로, 교차-스트림(cross-stream) 간섭을 억제하는 결합 가중들(combining weights)을 계산하기 위하여 전송된 스트림 각각에 할당되는, 정규화된 코드당 에너지(normalized per-code energy)를 나타내는 스케일링 변수들(scaling parameters)을 사용한다. 이들 동일한 스케일링 변수들은 또한 채널품질 보고 준비를 위해 추정된 코드거부간섭 전력을 계산하는데 사용할 수 있다.

MIMO 시스템에서 코드당 트래픽채널-대-파일럿 전력비(

)를 추정하기 위한 기술들은, 미국특허출원 제12/036,425 및 제12/036,368호에 기술되어 있고, 이들 둘 다는 2008년 2월 25일자로 출원되었고, 그 제목은 "Code Power Estimation for MIMO Signals"이다. 이들 두 출원의 전체 내용을 여기서 참조로 사용된다. 그러나, 이들 또는 다른 공지 기술들은 몇몇 상황에서 불필요하게 복잡하게 되고, 또는

를 과도하게 추정하거나, 또는

에 대해 과도하게 잡음이 많은 추정을 낳게 될 수 있다.

본 발명의 다양한 실시예들은 MIMO 신호를 생성하는데 사용한 하나 이상의 선행부호화(precoding) 벡터들과 추정된 전파채널 응답으로부터 구한 대응하는 파일럿 심볼 진폭 또는 전력레벨로, 다수의 역확산(de-spread) 트래픽 채널 심볼들로부터 구한 평균 트래픽 채널 심볼 진폭 또는 전력레벨을 분할함으로써 수신한 다중-스트림 MIMO 신호에 대한 코드당 트래픽채널-대-파일럿 전력비(per-code traffice-channel-to-pilot power ratio)를 추정한다.

수신한 다중-스트림 MIMO 신호를 처리하도록 구성된 무선 수신기에서 구현하기 위한 예시적인 방법은, MIMO 신호를 생상하는데 사용한 다수의 선행부호화 벡터들 중 적어도 하나와 추정된 전파채널 응답을 기반으로, 대응하는 파일럿 심볼 진폭 또는 파일럿 심볼 전력레벨의 추정과 제1전송 슬롯에서 수신한 다수의 역확산 트래픽 채널 심볼들로부터 평균 심볼 진폭 또는 평균 심볼 전력레벨의 계산을 포함한다. 상기 제1전송 슬롯에 대한 코드당 트래픽채널-대-파일럿 전력비는 대응하는 파일럿 심볼 진폭 또는 파일럿 심볼 전력레벨로 평균 심볼 진폭 또는 평균 심볼 전력레벨을 나눔으로써 계산된다.

몇몇 실시예에서, 평균 심볼 진폭 또는 평균 심볼 전력레벨은, 다수의 시간 지연들(time delays)들 각각에서 수신한 신호의 역확산 샘플들과, 다수의 결합된 트래픽 채널 심볼들 각각을 구하기 위하여 MIMO 신호의 제1스트림에 대응하는 스트림-특정 결합 가중들(stream-specific combining weights)을 사용하여 역확산 샘플들을 결합하고 그리고 다수의 결합된 트래픽 채널 심볼들로부터 평균 심볼 진폭 또는 평균 심볼 전력레벨을 계산함으로써 계산된다. 이들 실시예들 중 몇몇에서, 스트림-특정 결합 가중들은, 추정된 전파채널 응답과, MIMO 신호를 생성하는데 사용한 선행부호화 벡터들과 그리고 선행 전송 슬롯에 대해 산출된, 미리 계산된 코드당 전력비(per-code power ratio)를 사용하여 먼저 계산된다. 이들 후자의 실시예들 중 몇몇에서, 상기 앞서 계산된 코드당 전력비는, 두 개 이상의 전력 슬롯들에 대해 계산된 코드당 전력비들의 가중된 평균으로서 산출된다. 다른 실시예들에서, 상기 스트림-특정 결합 가중들은 대신에, 추정된 전파채널 응답과, MIMO 신호를 생성하는데 사용한 선행부호화 벡터들과 그리고 기지국에 의해 무선 수신기로 신호전송된 전력비 변수로부터 추정된, 미리 계산된 코드당 전력비로부터 계산될 수 있다.

본 발명의 여러 실시예에서, 상기 대응하는 파일럿 심볼 진폭 또는 파일럿 심볼 전력레벨은, 추정된 전파채널 응답과, MIMO 신호의 제1스트림에 대한 선행부호화 벡터와, 그리고 상기 MIMO 신호의 제1스트림에 대응하는 스트림-특정 결합 가중들의 함수로서 추정된다.

몇몇 실시예에서, 역확산 값들을 스트림-특정 결합 가중들과 결합하여 얻는 심볼 값들을 사용하기 보다는, 평균 심볼 진폭 또는 평균 심볼 전력레벨은, 다수의 신호처리 지연들로부터 가장 강한 신호 전파경로에 대응하는 신호처리 지연을 선택함으로써 제1전송 슬롯에서 수신한 다수의 역확산 트래픽 채널 심볼들과, 다수의 단일-지연(single-delay) 역확산 값들 각각을 얻기 위해 선택된 신호처리 지연에서 수신한 신호의 역확산 샘플들과, 그리고 상기 단일-지연 역확산 값들과, 상기 선택된 신호처리 지연에 대응하는 추정된 다중-안테나 채널 전파 응답과, MIMO 신호의 제1스트림에 대한 선행부호화 벡터로부터 MIMO 신호의 제1스트림에 대한 평균 심볼 진폭 또는 평균 심볼 전력레벨을 계산함으로써 계산된다. 이들 실시예들 중 몇몇에서, 상기 대응하는 파일럿 심볼 진폭 또는 파일럿 심볼 전력레벨은, MIMO 신호의 제1스트림에 대한 선행부호화 벡터와, 상기 선택된 신호처리 지연에 대응하는 상기 추정된 다중-안테나 채널 전파 응답의 함수로서 상기 추정된 파일럿 심볼 진폭 또는 파일럿 심볼 전력레벨을 계산함으로써 추정된다.

다른 실시예들에서, 평균 심볼 진폭 또는 평균 심볼 전력레벨은, 다수의 신호처리 지연들로부터 가장 강한 신호 전파경로에 대응하는 단일 신호처리 지연을 선택함으로써 제1전송 슬롯에서 수신한 다수의 단일-핑거(single-finger) 역확산 트래픽 채널 심볼들과, 다수의 단일-지연 역확산 값들 각각을 얻기 위해 선택된 신호처리 지연에서 수신한 신호의 역확산 샘플들과, 그리고 평균 심볼 전력레벨을 얻기 위해 다수의 단일-지연 역확산 값들의 평균 전력을 계산함으로써 추정될 수 있다.

상기에서 기술한 방법들 중 어느 것이라도, 제1전송 슬롯에 대한 코드당 트래픽채널-대-파일럿 전력비와 선행 전송 슬롯에 대해 계산된 하나 이상의 코드당 전력비의 가중된 평균을 계산함으로써 제1전송 슬롯에 대한 필터된 전력비를 계산하는 것을 포함할 수 있다. 상기 기술한 방법들 중 어느 것이라도, 제1전송 슬롯에 대한 코드당 트래픽채널-대-파일럿 전력비와, 추정된 전파채널 응답과 그리고 MIMO 신호를 생성하는데 사용한 선행부호화 벡터들의 함수로서 MIMO신호의 제1스트림에 대한 스트립-특정 결합 가중들의 계산, 및/또는 제1전송 슬롯에 대한 코드당 트래픽채널-대-파일럿 전력비와, 추정된 전파채널 응답과 그리고 MIMO 신호를 생성하는데 사용한 선행부호화 벡터들의 함수로서 MIMO 신호의 제1스트림에 대한 스트림-특정 신호품질 측정(metric)의 계산을 포함할 수 있다.

본 발명의 다른 실시예들은, 여기에서 설명한 하나 이상의 MIMO 신호 처리기술들을 수행하도록 구성되는 하나 이상의 처리회로들을 포함하는, (하나 이상의 무선표준들로 동작하도록 구성되는 무선 송수신기에서 실시될 수 있는) 무선 수신장치를 포함한다. 물론, 본 기술분야의 당업자라면, 본 발명은 상기에서 설명한 특징, 장점 및 문맥에 한정되지 않는다는 것을 이해하게 될 것이고, 또한 다음 상세한 설명을 읽고 또한 첨부도면들을 참조함으로써 추가적인 특징과 장점들을 이해하게 될 것이다.

수신한 다중-스트림(MIMO) 신호를 처리하고, 특히 MIMO 신호에 대한 코드당 트래픽채널-대-파일럿 전력비를 추정하기 위한 방법들과 장치가 기술된다. 예시적인 방법은, 추정된 전파 채널 응답과 그리고 MIMO 신호를 생성하는데 사용하는 다수의 선행부호화 벡터들 중 적어도 하나를 기반으로, 제1전송 슬롯에서 수신한 다수의 역확산 트래픽 채널 심볼들로부터 평균 심볼 진폭 또는 평균 심볼 전력레벨의 계산과 또한 대응하는 파일럿 심볼 진폭 또는 파일럿 심볼 전력레벨의 추정을 포함하여, 제1전송 슬롯에 대한 코드당 트래픽채널-대-파일럿 전력비는 대응하는 파일럿 심볼 진폭 또는 파일럿 심볼 전력레벨을 평균 심볼 진폭 또는 평균 심볼 전력레벨을 나눔으로써 계산할 수 있게 된다.

도 1은 무선통신시스템의 기능적 블록도.
도 2는 수신한 MIMO 신호들을 처리하도록 구성되는 예시적인 무선 수신기의 기능적 블록도.
도 3은 무선 수신기를 위한 예시적인 기저대역 프로세싱 회로를 보여주는 도면.
도 4는 수신한 MIMO 신호를 처리하기 위한 예시적인 방법을 설명하는 처리흐름도.
도 5는 본 발명의 몇몇 실시예들에 따른, 스트림 특정 트래픽-대채널 전력비들을 추정하기 위한 예시적인 방법을 설명하는 처리흐름도.
도 6은 본 발명의 몇몇 실시예들에 따른, 스트림 특정 트래픽-대채널 전력비들을 추정하기 위한 다른 예시적인 방법을 설명하는 처리흐름도.
도 7은 MIMO 신호에 대한 트래픽-대-파일럿 전력비를 추정하기 위한 예시적인 방법을 설명하는 다른 처리흐름도.

본 발명의 실시예들이 W-CDMA 표준에서 MIMO 동작에 대한 상세한 설명과 관련해 여기에서 기술되고, 상기 동작은 아래에서 보다 충분히 기술된다. 그러나, 본 발명은 여기에 제한되는 것이 아니고, 여기에서 기술되고 주장하는 본 발명의 개념은, 전송 다양성 시스템의 넓은 배열에 유리하게 적용될 수 있다. 게다가, 용어 "예시적인"의 사용은 여기서 "설명적인", 또는 "예로서 역할하는" 것을 의미하는데 사용되고, 특정 실시예가 다른 실시예보다 바람직하다거나 또는 특정 특징이 본 발명에 필수적인라는 것을 의미하는 것은 아니다. 마찬가지로, 용어 "제1" 및 "제2", 및 다른 유사한 용어는 한 항목 또는 특징의 예를 다른 것과 구별하는데 사용디고, 문맥이 명확하게 지시하지 않는다면 특정 순서 또는 배열을 나타내지 않는다.

도 1은 3GPP W-CDMA 명세에 따른, 다중-입력 다중-출력(MIMO) 전송을 사용하는 예시적인 무선통신시스템(100)을 나타낸다. 무선액세스망(RAN)(102) 내에서, 무선망 제어기(RNC)(104)는 노드 B들로 알려진, 다수의 기지 송수신국(BTS)(106)를 제어한다. 각 노드 B(106)는 도 1에 나타난 바와 같이, 섹터들로 분할될 수 있는, 셀이라고 부르는 지형적 영역 내에서 가입자 이동단말기(112)에 무선통신서비스를 제공한다. RNC(104)는 코어망(CN)(114)과 통신하고, 코어망은 공중교환 전화망(PSTN)과, 인터넷 등과 같은 하나 이상의 외부 망들(116)에 연결된다.

각 기지국(106)은 도 2에 도시된 바와 같이, (망(100) 구성에 따라서, 셀당 또는 섹터당) 적어도 1차 전송안테나(108)와 2차 전송안테나(110)를 포함한다. 기지국(106)은 두 안테나(108 및 110)를 사용하여 선행부호화 음성신호 또는 선행부호화 고속하향 패킷액세스(HSDPA) 데이터신호를 전송할 수 있다. 2차 안테나(110)를 통해 전송되는 신호는 1차 안테나(108)를 통해 전송되는 신호에 대해 가중되는데, 상기 전송 가중들은 위상 오프셋(phase offset)만을 포함할 수 있거나, 또는 보다 일반적으로는 위상과 진폭 둘 다를 가지는 복합량을 포함할 수 있다. 채용되는 위상변위(phase shift)는 이동단말기(112)로부터의 피드백에 의해 결정되므로, 폐회로 전송 다양성 시스템(closed-loop transmit diversity system)을 형성한다.

그 전체 내용이 여기에서 통합되는, 출원 계류중인 미국특허출원 제12/036,323호, "Receiver Parametric Covariance Estimation for Precoded MIMO Transmissions"에서, MIMO에 대해 가장 일반적인 G-Rake 공식을 기반으로 하는 MIMO G-Rake 수신기가 기술된다. 예컨대 2×2 시나리오에 대해, 이 수신기는 다음과 같은 이중-스트림 선행부호화 신호의 제1 및 제2스트림들에 대응하는 불완전성 공분산행렬(impairment covariance matrices)를 계산한다:

및

여기서, R 은 코드-재사용 간섭(code-reuse interference)를 포함하지 않는 불완전성 공분산의 부분이다. 즉 달리 말하면, R 은 심볼간 간섭(inter-symbol interference:ISI)과, 다중 액세스 간섭(MAI)와 그리고 잡음으로부터 발생하는 불완전성 공분산을 포착한다. 각 식에서 두 번째 항은 코드-재사용 간섭항이다.

식 (1)과 (2)에서, 코드-재사용 간섭항은 간섭하는 스트림에 대응하는 유효 실 응답(effective net response)의 함수이다. 예컨대, 스트림 0에 대해, 간섭하는 스트림은 스트림 1이고, 코드-재사용 항은

의 함수이고; 스트림 1에 대해서, 간섭하는 스트림은 스트림 0이고, 코드-재사용 항은

의 함수이다. 벡터 b ₀ 및 b ₁ 들은 스트림 1과 1에 각각 적용되는 선행부호화 벡터들이다.

특히, 만일 n 이 데이터 스트림들을 색인화 한다면, n ^th 스트림에 대응하는 유효 실 응답 벡터는 다음과 같이 주어진다:

여기서,

는 n ^th 스트림에 적용되는 선행부호화 벡터이다. 벡터 h _m 은 m ^th 전송 안테나(m=1 또는 2)와 관련되는 실 채널응답(net channel response)이고,

과

은, 제1 및 제2전송 안테나에 각각 할당된 전체 파일럿 전력의 함수를 나타낸다. 실 응답벡터 h _m 의 각 요소는 주어진 레이크 핑커(Rake finger)에 대응한다. 예컨대, (지연 d _f 와 수신 안테나 l와 관련된) 핑거 f에 대해, 상기 대응하는 실 채널 응답 벡터요소는 다음과 같이 주어진다:

여기서 P 는 경로들의 숫자이고,

는 전송 안테나 m과, 수신 안테나 l과 지연경로

과 관련된 채널 추정(중간 응답)이고, 그리고

는 전송 및 수신 펄스 정형 필터들(pulse shaping filters)의 콘볼루션(convolution)을 나타낸다.

식 (1)과 (2)에서, 코드-재사용 항은 간섭하는 스트림 n에 할당된 코드당 에너지를 나타내는 스케일링 인자

를 포함한다. 채널화 코드들에 걸쳐 균일한 전력 분포가 있다고 가정하면, n ^th 스트림에 대한 코드당 에너지는 다음과 같이 주어진다:

여기서 K 는 각 데이트 스트림에 대해 사용되는 채널화 코드들의 숫자이고(그리고 각 스트림에 대해 동일),

는 (W-CDMA, 공통 파일럿 채널, 또는 CPICH에서) 파일럿 채널들에 할당되는 전체 전력에 대한 (W-CDMA 명세, 고속하향 공유채널, 또는 HS-DSCH에서) 데이터 채널에 할당되는 전력의 비이다. 양

는 n ^th 데이터 스트림에 할당되는 전체 데이터전력의 함수를 나타내고, 그리고

는 제1전송 안테나에 할당되는 전체 파일럿 전력의 함수를 나타낸다. 양 N _s 및 N _p 는 데이터 채널(전형적으로 16)과 파일럿 채널(전형적으로 256)에 사용되는 확산 인자들을 각각 나타낸다.

선행 구성이 주어지면, 스트림-특정 공분산 행렬

과

를 계산하기 위하여 수신기에는 코드당 에너지

및

가 필요하다. 전형적으로 식 (5)에서 모든 양들은 수신기에 대해 알려지지만, 데이터-대-파일럿 전력비

의 가능한 제외가 있을 수 있다. 3GPP W-CDMA 명세에, 데이터-대-전력비의 명시적 시그날링(explicit signaling)에 대해 조항이 존재한다. 이 경우에, 이동국은 단순히 하향 제어채널을 통해

에 대한 값을 획득하고, 그리고 식 (5)를 사용하여 코드당 에너지

를 직접 계산한다.

에 대한 값이 시그날링을 통해 얻을 수 없는 다른 가능한 해결책은,

에 대해 선-규정된 액면값(nominal value)을 단순히 사용하는 것이다. 그러나, 이들 두 해결책들은 정확도에 어려움이 있다. 첫 번째 경우에 있어서, 명세들은 현재

시그날링을 덜 빈번히 필요로 하기 때문에, 명시적 시그날링에 의해 획득한

에 대한 값은 급속히 구식이 되게 된다. 두 번째 경우에 있어서, 실제 데이터-대-파일럿 비가 명목상 "추정"값(nominal "assumed" value)으로부터 상당히 벗어나면,

에 대해 계산된 값들은 상당히 부정확하게 될 수 있다. 그러므로, 코드당 에너지들의 계산을 용이하게 하기 위하여 코드당 에너지

를 추정하거나, 또는 다르게는

에 대한 값을 추정하기 위한 방법들이 필요하다.

한 해결책에서, 코드당 트래픽-대-파일럿 전력비는 매개변수 GRAKE(parametric GRAKE)를 사용하여 계산된다. 매개변수 GRAKE는 다음과 같이 나타내는 공분산 행렬로서 불완전성을 모델화한다:

여기서 공분산 행렬은 두 개의 가중된 행렬들의 합으로 구성된다. 한 행렬

은 심볼간 간섭(ISI)을 모델화하고 그리고 다른 행렬

은 백색잡음과 그리고 모델화되지 않은 다른 간섭을 모델화한다.

변수는 노드 B에서 전송된 전체 전력에 대응한다. 만일 모든 전송된 전력이 CPICH를 제외하고 HS-PDSCH에 대해 사용되는 근사치가 만들어지고 또한 전송된 전력이 두 스트림들에서 동일하다면, 코드당 트래픽-대-파일럿 전력비

는 다음과 같이 근사될 수 있다:

여기서 K 는 채널화 코드들의 숫자이고, 또한 N _s 및 N _p 는 다시 데이터 채널(전형적으로 16)과 파일럿 채널(전형적으로 256)에 대해 사용되는 확산 인자들을 나타낸다.

이 해결책은, 코드당 트래픽-대-파일럿 전력비를 과도하게 추정하는 경향이 있다. 또한, 상기 추정은 과도하게 잡음을 포함할 수 있다. 여기서 더 자세히 설명하는 다른 해결책은 연성값 생성 프로세스(soft value generation process)에서 전형적으로 계산되는 복조 결정 경계(demodulation decision boundary)를 재사용하는 것이다. 상기 결정경계는 수신한 트래픽 데이터 심볼들을 기반으로 계산되고, 또한 복조를 위한 연성 비트값들을 얻기 위하여 16QAM 또는 64QAM과 같은 보다 높은 차수의 복조 컨스털레이션(constellation)으로부터 수신한 심볼들을 디매핑(de-map)하는데 사용된다. 본 발명의 몇몇 실시예들에서, 아래에서 설명하는 바와 같이, 결정경계가 계산되고, 상기 결정경계는 수신한 복합값 데이터 심볼들의 진폭 또는 전력의 추정을 나타낸다. 수신한 CPICH 심볼들에 대해 대응하는 계산이 수행된다. 마지막으로,

의 추정은, 트래픽 채널 데이터와 그리고 CPICH의 진폭 또는 전력에 대한 결정경계 추정들의 비율을 형성함으로써 찾을 수 있다. 아래에서 알 수 있듯이, 이러한 일반적인 해결책의 여러 변형들이 가능하다.

도 2는 여기에서 기술되는 하나 이상의 기술들에 따라 수신한 MIMO 신호들을 처리하도록 구성되는 무선 수신기의 개요를 제공하는 블록도이다. 일반적으로 말하면, 두 개(또는 그 이상)의 안테나를 통해 수신한 신호들은 W-CDMA에 대한 3GPP 표준들과 같은 하나 이상의 무선통신 표준들에 따라 포맷된 무선 신호들을 수신하도록 구성되는, 무선회로(210)에 의해 조정되고, 하향 변환되고 또한 디지털적으로 샘플된다. 그러므로, 무선회로9210)는 기지국(106)에서 안테나(108 및 110)으로부터 전송되는 정보신호를 포함하는 수신 신호로부터 칩 샘플(chip samples)들을 생성하고, 또한 상기 칩 샘플들을 복조, 검출 및 다른 프로세싱을 위해 기저대역 프로세싱 회로(220)로 제공한다.

도 2의 블록도에서, 기저대역 프로세싱 회로(220)의 세부들은 기능 블록으로 설명되는데, 이는 상관기(225)와, 지연 추정회로(230)와, 채널 추정 및 가중 계산회로(235)와, 결합기(240)와, 코드당 전력비 추정회로(245)와, 연성(soft) 비트 추정회로(25)와, 그리고 HARQ 버퍼(255)를 포함한다. 물론, 도 2의 기능 블록도는 단순회되어 있지만, 본 기술분야의 당업자라면 본 발명의 완벽한 이해에 필요치 않은 다수의 특징과 요소들이 생략되었다는 것을 알 것이다. 또한 본 기술분야의 당업자라면, 도 2에서 설명한 기능들은 다양한 프로그램 가능한 장치, 디지털 하드웨어, 또는 이들의 조합에서 구현될 수 있다는 것을 이해할 것이다. 도 3은 기저대역 프로세싱 회로(220)의 예시적인 구현을 설명하는데, 상기 프로세싱 회로(220)는 마이크로프로세서 회로(310)와, 디지털-신호처리(DSP) 회로(320)와, 그리고 다른 디지털 하드웨어(330)를 포함하고, 이들 각각은 메모리(340)에 액세스한다. 메모리(340)는 적어도 마이크로프로세서 회로(320)에 의해 실행되는, 저장된 프로그램 코브(345)를 포함한다.

도 2와 마찬가지로, 도 3의 개략도는 단순화되었고; 본 기술분야의 당업자라면, 본 발명의 완벽한 이해에 필요치 않은 다수의 특징과 요소들이 생략된다는 것을 알 것이다. 그러므로, 본 기술분야의 당업자라면, 다양한 실시예에서 상기 기저대역 프로세싱 회로(220)는 하나 이상의 마이크로프로세서와, 마이크로컨트롤러와, 디지털신호 프로세서 등을 포함하고, 이들 각각은 적절한 소프트웨어 및/또는 펌웨어를 사용하여 도 2에서 설명한 다양한 기능들 전체 또는 일부를 수행하도록 구성될 수 있고, 또한 상기 기저대역 프로세싱 회로는 이들 다양한 신호처리임무의 전체 또는 일부를 수행하도록 구성되는 다양한 디지털 하드웨어 블록들을 더 포함할 수 있다. 기저대역 프로세싱 회로(220)는 하나 이상의 응용-특정 집적회로(ASICs)들과, 규격품(off-the-shelf) 디지털 및 아날로그 하드웨어 부품들, 또는 이들의 조합으로 구현될 수 있다. 메모리(340)는 플래쉬, 판독전용 메모리(ROM), 랜덤 액세스 메로리(RAM), 캐쉬 메모리 등을 포함하는 여러 상이한 형태를 포함할 수 있지만 이에 국한되지 않으며, 또한 하나 이상의 온-보드 ASICs 들에서, 또는 기저대역 프로세싱 회로(220)의 잔여 회로들과는 별도인 메모리 장치들을 사용하여, 또는 이들 해결책들의 몇몇 조합들로 완벽하게 또는 부분적으로 구현될 수 있다.

도 2를 다시 참조하여 보면, 무선회로(210)에 의해 생성되는 과-샘플링된(over-sampled) 칩 샘플들이 간섭억제와, 복조와 검출을 위해 기저대역 프로세싱 회로(220)에 제공된다. 특히, 칩 샘플들은 전형적으로 핑거(finger)라고 부르는 상관기(225)의 배열에 공급되는데, 여기서 각 수신 심볼에 대한 역확산 값들

의 벡터를 생성하기 위한 여러 지연들 각각에서 채널화 코드들과 상관되거나, 또는 "역확산"된다. 상관기(225)가 사용하는 특정 지연들은, 지연추정회로(230)에 의해 결정되고, 또한 전형적으로 수신 신호에서 가장 강한 다중경로 "선들(rays)"에 대응하는 지연들을 포함한다. 전송 안테나와 수신 안테나 간의 전파채널의 특성들은, 핑거 지연들과 수신한 파일럿 심볼들을 기반으로, 채널 추정 및 가중 계산회로(235)에 의해 측정된다. 채널 추정 및 가중 계산회로(235)는 또한, 결합기(240)에서 전송된 심볼값들의 "연성값"

, 즉 추정들을 생성하기 위해 결합기(240)에서의 역확산 값

을 결합하는데 사용되는, 간섭-억제 결합 가중(interference-suppressing combining weights) w를 계산한다.

도 2에서 상관기(225)에 의해 출력되는 역확산 HS-PDSCH 심볼들은 다음과 같이 표현할 수 있다:

여기서

는 2×1 코드당 가중 벡터이고, H는 N×2 채널 응답 행렬이되 N은 지연들/핑거들의 숫자이고,

는 스트림 i에 대한 지연 심볼이고, U는 모든 다른 간섭이다. 몇몇 실시예에서, 가중 계산회로(235)는 중간 가중, 즉 다음에 따라 코드 재사용 간섭을 처리하는(account for) 한 단계 업데이트(rank-one update)된 가중들을 계산한다:

여기서 R은 모든 N 핑거들에 대해 추정된 불완전성 공분산 행렬이다.

다음에,N×1 결합 가중 벡터들의 한 단계 업데이트는 가중 계산기(235)에 의해 계산되어, 다음에 따른 코드 재사용 간섭을 처리하는 스트림-특정 결합 가중 벡터들을 얻을 수 있다:

여기서 스트림-특정 트래픽-대-채널 전력비 (스트림 0과 1에 각각 대응하는)

및

는 채널을 추정하기 위해 파일 심볼들을 사용하는 것을 보상하고 또한 아래에서 보다 상세히 설명하는 기술들 중 하나에 따라서 코드당 전력비 추정회로(245)에 의해 계산된다. 도 2의 수신기의 결합기(240)에서 계산된, 수신된 결합 심볼은 다음과 같이 적을 수 있다:

결합된 심볼값 추정

및

들은 연성 비트추정 회로(soft bit estimation circuit)에 공급되고, 상기 회로는 전송된 신호들과 결정 경계 추정

을 생성하는데 사용하는 복조 컨스털레이션에 따라 심볼값들을 연성 비트값들로 디-맵핑한다. 수신한 트래픽채널 심볼들의 진폭을 기반으로 하는 결정 경계 추정은 몇몇 실시예에서, 아래에서 보다 상세히 논의되는 바와 같이 트래픽-대-전력비 추정 프로세스의 일부로서 코드당 전력비 추정회로(245)에서 계산될 수 있다. 소정의 이벤트에서, 연성 비트 추정회로(250)에 의해 생성되는 연성 비트값은 검출과 복호를 위해 HARQ 버퍼회로에 공급된다.

몇몇 실시예들에서, CPICH 신호- 대- 간섭 및 잡음비는 채널-품질-지표(channel-quality-indicator:CQI) 보고를 위해 계산되어야 하기 때문에, 채널 추정 및 가중 계산회로(235)는 다음 식에 따른 스트림-특정 SINR들을 계산하도록 구성될 수 있다:

이 계산은 스트림-특정 트래픽-대-파일럿 전력비에 또한 의존한다.

몇몇 실시예들에서, 노드 B에서 이동단말기로 전송되는, HS-PDSCH 대 CPICH 전력비 변수

는 CQI 보고를 위한 SINR를 계산하기 위해 이동단말기가 사용할 수 있다. 코드당 트래픽-대-파일럿 전력비는 전력비 변수

로부터 직접 추정할 수 있다:

이는, 3GPP 표준(3GPP TS 25.214)이, CQI 보고를 위해 15개의 코드들이 추정되어야만 한다고 명시하기 때문이다. 동일한

또한 결합 가중들을 계산하는데 사용할 수 있지만, 그러나 상기에서 설명했듯이, 노드 B가 실제로 하나 이상의 전송-시간-간격(transmission-time-intervals:TTIs)에 대해 상이한 전력비를 사용할 위험이 있다.

따라서, 본 발명의 몇몇 실시예들에서, 결합 가중들을 계산하는데 사용하는 코드당 트래픽-대-파일럿 전력비는 수신한 트래픽 데이터를 복조하는데 사용하는 결정 경계 추정으로부터 유도되고, 상기 트래픽 데이터는 변조된 직교 편이 위상변조(Quadrature Phase-shift Keying:QPSK), 16-레벨 직교 진폭 변조(16QAM), 또는 64-레벨 직교 진폭 변소(64QAM)이다. 몇몇 실시예들에서, 결정 경계 추정은 결합된 HS-PDSCH 심볼들의 절대 평균(대표)값(mean value)을 평균화함으로써(averaging)으로 얻는다. 그러므로, 스트림 0에 대해, 결정 경계 추정은 다음과 같이 계산할 수 있다:

여기서 N은 추정에 사용되는 HS-PDSH 심볼들의 숫자이다. 몇몇 실시예들에서, 상기 추정은 주어진 슬롯에서 모든 심볼들을 사용하여 계산할 수 있다.

결정 경계 추정

를 구하기만 하면,

는 파일럿 심볼 진폭의 대응하는 추정과, 스케일링과 그리고 제곱(squaring)으로 상기 결정 경계 추정을 나눔으로서 추정할 수 있다:

여기서 스케일링 인자 m은 트래픽 데이터에 대해 사용되는 복조에 의존한다. QPSK 복조에 대해서, m=1 이고, 16QAM에 대해서는

이고, 64QAM에 대해서는

이다. 인자 m은, 트래픽-대-파일럿 전력비를 계산하기 위해 전력 추정들 대신에 절대값들이 사용된다는 사실을 보상한다. 스트림 1에 대응하는

에 대한 추정을 계산하는데 동일한 방정식을 사용할 수 있다. 대신에, 몇몇 실시예들 및/또는 몇몇 상황 하에서,

와

는 동일하다고 가정할 수 있다.

상기의 해결책으로, 결합된 심볼

은 결정 경계 추정을 얻어야 할 필요가 있기 때문에, 전력비 추정

는 한 슬롯으로 지연되거나 또는 제1스트림의 복조를 위해 적어도 지연되게 된다. W-CDMA TTI에서 2개의 마지막 슬롯들에 대해, TTI 동안에

일정하게 남아 있기 때문에, 이전 슬롯에서 계산된

를 사용할 수 있다. TTI에서 세 번째와 마지막 슬롯에 대해, 몇몇 실시예들에서 추정에서의 잡음을 감소시키기 위하여 두 개의 이전

값들은 평균화될 수 있다. 그러나, 실제 코드당 트래픽-대-파일럿 전력비는 TTI 마다 변할 수 있기 때문에, 제1슬롯에서 사용을 위한

의 추정은 다른 실시예들에서는 상이하게 수행될 수 있다. 한 해결책은, 예컨대 상기 식 (13)에 따라 TTI의 제1슬롯에 대한

를 추정하기 위해, 노드 B에 의해 이동단말기로 신호 전송된 HS-PDSCH 대 CPICH 전력비 변수

를 사용하는 것이다.

다른 해결책은,

가 TTI 마다 상당히 일정하여 이전 TTI에서부터

가 이어진다는 것을 상정하는 것이다. 이 해결책에 따른 몇몇 실시예들에서, 코드당 트래픽-대-파일럿 번력비는 예컨대 다음 식에 따라 필터된다:

여기서 지수 n은 TTI를 나타내고 그리고 TTI n에서 제1슬롯이 처리된 후에 필터링된 값이 업데이트된다.

는 스무딩 오퍼레이션(smoothing operation)에 대한 시간상수를 설정하는 필터 인자이고;

는 예컨대 0.5에 설정될 수 있거나, 또는 시뮬레이션, 시험 등에 의해 결정되는 것과 같은 다른 적절한 값에 설정될 수 있다.

에 대한 초기값(예컨대, 첫 번째로 TTI 프로세스된 것에 대한)은 예컨대 식 (15)에 따라, 신호전송된 전력비 변수

로부터 계산될 수 있다.

TTI에서 제1슬롯에 대한

값을 얻기 위한 다른 방식은 식 (7)을 사용하는 것이다. 먼저, 식 (7)에서

에 대한 모든 슬롯에 대해 그리고 결과

라 부른다. 즉, 다음과 같이 계산한다:

여기서

는 가장 최근에 추정된

값이다.

는 필터링된 값

를 구하기 위해 여러 슬롯들에 대해 평균화되건 또는 필터링된다. 여기서

는 상당히 일정하게 유지되어야 하는 전송된 셀 전력의 양이다.

를

로 대체하고, 현재 슬롯에 대해 사용하는

에 대한 값을 얻기 위하여 식 (7)을 사용할 수 있다. 본 기술분야의 당업자라면, 식 (7)에서

에 대한 해법은, 모든 코드들이 사용자들에 걸쳐 동일한 전력으로 전송된다는 근사치를 수반하는데, 이는 항상 옳은 것은 아니지만 많은 상황에 있어서 타당한 근사치일 수 있다는 것을 알 수 있을 것이다.

상기에서 설명하였듯이, 레이크(Rake)-결합된 심볼 값들로부터 계산된 결정 경계 추정을 기반으로 트래픽 채널-대 파일럿 전력비를 추정하는 선행 해결책은 한 슬롯 지연되는

에 대한 추정 값을 산출한다. 다른 해결책은

를 추정하기 위하여 TTI의 제1슬롯과 같은 주어진 슬롯에 대해 "드라이 런(dry run)"을 하고, 그런 다음에 추정된

를 사용하여 계산된 결합 가중들로 상기 슬롯을 재프로세싱하는 것이다. 따라서, (이전 슬롯에 대하 결합 가중, 또는

의 가장 최근 추정에 따라 계산된 결합 가중들과 같은) 잠정적인 결합 가중들이 슬롯 데이터의 제1단계(a first pass)에서 사용되어

의 추정을 구한다. 그런 다음, 결합 가중들은 수신 신호를 검출하는데 사용되는 연성 값들과 연성 비트들을 생성하기 위하여, 업데이트된

를 사용하여 재계산될 수 있다.

물론 본 기술분야의 당업자라면, 이 다른 해결책은 결정 경계 추정, 결합 가중 계산 및 계산들 중 몇몇 또는 모두를 두 차례 구동시키는 것을 필요로 한다는 것을 알 것이다. 이는, 몇몇 응용에 대해 너무 복잡한 해결책이 되는 것으로 판명될 수 있다. 그러므로, 덜 복잡한 여러 대안들이 단일 레이크 핑거만을 사용하는 것을 기반으로 하여, 수신한 트래픽 데이터 심볼들의 진폭 또는 전력레벨을 추정한다. 일반적으로 이는, 예컨대 도 2의 지연 결정회로에 의해 결정되는 것과 같은 가장 강한 전파경로에 대응하는 핑거가 되어야 한다.

만일 단일 프로세싱 지연(예컨대, 레이크 핑거)가 사용된다면, 이 지연에 대응하는 채널 추정

은 가중으로서 사용할 수 있다. (본 기술분야의 당업자라면,

는 두 개의 전송 안테나와 두 개의 수신 안테나 각각 간의 전파채널들에 대응하는 네 개의 엔트리를 가지는, 2×2 MIMO 시스템에서 2×2 행렬이라는 것을 알 것이다.) MIMO 신호를 생성하는데 사용되는 선행부호화 벡터들과 함께, 채널 추정

는 코드당 트래픽채널-대 파일럿 전력비

를 계산하는데 사용할 수 있다:

여기서,

는 가장 강한 핑거 f에 대한 역확산 HS-PDSCH 심볼이고,

는 핑거 f에 대한 채널 추정이다. 식 (15)로, 스케일링 인자 m 은, 전력비를 계산하기 위해 전력 추정들 대신에 절대값들이 사용되고 또한 변조에 따라 다르다는 것을 보상한다. QPSK에 대해서, m=1 이고, 16QAM에 대해서는

이고, 64QAM에 대해서는

이다.

본 기술분야의 당업자라면, 비록 단일 핑커로부터 획득되는 연성 값 추정들로부터 계산된다고 하더라도, 식 (18)의 몫의 분자는 수신한 평균 트래픽 심볼 진폭의 추정이라는 것을 알 것이다. 분모는 동일 핑거를 기반으로 하는, CPICH 파일럿 심볼 진폭의 대응하는 추정이다. 그러므로, 식 (18)의 계산은 식 (15)의 계산과 비슷하지만, 다수의 레이크 핑거들을 결합 가중들과 결합함으로써 얻는 심볼 추정보다는, 단일 레이크 핑거로부터 획득한 심볼 추정을 사용한다. 이 대안 해결책으로, 한 슬롯 지연되지 않은

에 대한 추정을 쉽게 얻을 수 있다.

다른 대안 해결책은, 단일의, 가장 강한 레이크 핑거로부터 획득한 역확산 데이터의 사용을 기반으로 한다. 앞서와 같이, 도 2의 지연 추정회로(235)는 가장 강한 핑거 f 를 식별할 수 있다. 이 핑거로부터의 역확산 HS-PDSCH 심볼 추정은 N 심볼들의 절대 평균값을 계산하는데 사용할 수 있다:

여기서,

는 핑거 f 에 대한 역확한 HS-PDSCH 심볼 n 이다.

핑거 f 에 대한 채널 추정

을 사용하여, 대응하는 파일럿 심볼 진폭을 계산할 수 있다:

여기서

는 스트림 s에 대한 컨스털레이션 포인트들의 숫자이다. 예컨대 16QAM에 대해서는 16이거나, 또는 64QAM에 대해서는 64이고, 그리고

는 스트림 s에 대한 컨스털레이션 포인트 i의 복합값(complex value)이다. 컨스털레이션 포인트들은 단위 평균 전력을 가지도록 정규화된다.

는 핑커 f에 대한 채널 추정이다.

그런 다음 전력비

를 다음과 같이 추정할 수 있다:

본 기술분야의 당업자라면, 식 (20)에서 합은 64QAM과 같은 큰 변조 컨스털레이션을 계산하기에 상당히 복잡할 수 있다. 그러나, 식 (20)은 다음과 같이 다시 쓸 수 있다:

여기서 상수

, i=1,2,3, 는 상이한 변조 대안들(QPSK, 16QAM, 64QAM)에 대해 미리 계산될 수 있다. 예컨대, 64QAM에 대해서는, 식 (22)를 다음과 같이 간략화할 수 있다:

코드당 트래픽-대-파일럿 전력비를 추정하기 위한 상기 대안적인 기술들을 명심하면, 본 기술분야의 당업자라면, 도 4는 다중-스트림 MIMO 신호에 대한 코드당 트래픽-대-파일럿 전력비를 추정하고, 이 전력비를 스트림-특정 결합 가중들과 스트림-특정 신호 행렬들의 계산에 적용하는 예시적인 방법이라는 것을 알 것이다. 도 4에서 설명한 방법은 상기에서 설명한 것과 같이 도 2의 무선 수신기에서 구현되거나, 또는 다중-스트림 MIMO 신호를 수신하여 처리하도록 구성되는 다른 무선 수신기에서 구현될 수 있다.

블록(410)에 도시된 바와 같이, 프로세스는, W-CDMA HS-DSCH 신호의 단일 슬롯과 같은, 적어도 제1전송 슬롯에서 다수의 역확산 트래픽 채널 심볼들로부터 평균 심볼 진폭의 계산으로 시작한다. 몇몇 실시예들에서, 비록 대안 방정식들이 다른 실시예들에서 사용할 수 있다 하더라도, 평균 심볼은 식 (14)에 따라 계산된다. 몇몇 실시예들에서, 역확산 트래픽 채널 심볼들로부터 진폭보다는 전력레벨을 계산할 수 있다.

블록(420)에 도시된 바와 같이, 대응하는 파일럿 심볼 진폭(또는 파일럿 심볼 전력레벨)이, 추정된 전파채널 응답과 그리고 MIMO 신호를 생성하는데 사용되는 다수의 선행부호화 벡터들 중 적어도 하나를 기반으로 계산된다. 몇몇 실시예들에서, 비록 대안 방정식들을 사용할 수 있다 하더라도, 이 계산은 식 (15)의 몫의 분모에 따라 이루어질 수 있다.

블록(430)에 도시된 바와 같이, 코드당 트래픽-대-파일럿 비가, 블록(420)에서 얻은 대응하는 파일럿 심볼 진폭(또는 전력)으로 블록(410)에서 얻은 평균 심볼 진폭(또는 전력)을 나눔으로써 제1전송 슬롯에 대해 계산될 수 있다. 식 (15)에서 알 수 잇듯이, 이 계산은 또한 변조 포맷에 특정한 스케일링 인자 m을 포함할 수 있고, 또한 진폭 양으로부터의 결과를 전력, 또는 에너지 양으로 변환하기 위해 분모의 제곱을 필요로 할 수 있다.

블록(440)에 도시된 바와 같이, 코드당 트래픽-대-파일럿 전력비는, 예컨대 식 (9)와 (10)에 따라 스트림-특정 결합 가중들을 계산하는데 사용할 수 있다. 비슷하게, 블록(450)에 도시된 바와 같이, 코드당 트래픽-대-파일럿 전력비는, 예컨대 식 (12)에 따라 SINR과 같은 스트림-특정 신호품질 측정을 계산하는데 사용할 수 있다.

도 5, 6 및 7은 MIMO 신호에 대한 코드당 트래픽-대-파일럿 전력비를 추정하기 위해 도 4에서 설명한 일반적인 기술들의 다양한 변형들의 세부를 설명한다. 다시 한번, 이들 기술들 각각은 도 2의 무선 수신기, 또는 다중-스트림 MIMO 신호를 수신하여 처리하도록 구성되는 다른 무선 수신기에서 구현될 수 있다.

도 5에서 설명한 기술은, 다수의 역확산 샘플들을 스트림-특정 결합 가중들과 결합함으로써 구한 트래픽 채널 심볼 추정들에 대한 평균 심볼 진폭 계산을 기반으로 한다. 그러므로, 프로세스 흐름도는 블록(510)에서, 이전에 구한 코드당 전력비 값을 기반으로 스트림-특정 결합 가중들의 계산으로 시작한다. 상기에서 설명하였듯이, 상기의 이전에 구한 코드당 전력비 값은 몇몇 실시예들에서 및/또는 몇몇 상황에서 이전 슬롯으로부터 구할 수 있거나, 또는 몇몇 실시예들에서는 이전 TTI로부터 또는 이전에 구한 여러 전력비들의 가중된 평균으로서 유도할 수 있거나, 또는 기지국으로부터 획득한, 신호전송된 트래픽 채널-대-파일럿 채녈변수를 기반으로 추정할 수 있다. 여전히 다른 실시예들에서, 상기의 이전에 구한 전력비는 상기에서 설명한 전력비 추정 절차들 중 하나를 통해 현재 슬롯 심볼들의 "드라이 런"을 기반으로 구할 수 있다.

소정의 이벤트에서, 블록(520)에 도시된 바와 같이, 설명한 방법은 역확산 값들을 얻기 위하여 다수의 시간 지연들(예컨대, 레이크 핑커들)에서 수신한 신호의 역확산으로 계속하고, 또한 블록(530)에서 스트림-특정 결합 가중들과 역확산 값들의 결합으로 계속한다. 블록(540)에서, 결합된 최종 트래픽 채널 심볼들은, 예컨대 식 (11)의 방정식을 사용하여 스트림-특정 평균 심볼 진폭을 계산하는데 사용된다. 이 계산은, 필요하다면 각 스트림에 대한 스트림-특정 평균 심볼 진폭들을 얻기 위하여 식 (14)의 적절히 수정된 버전을 사용하여 두 번째(또는 후속 스트림)에 대해 반복될 수 있다.

블록(550)에서, 스트림-특정 파일럿 심볼 레벨을, 예컨대 식 (15)의 몫의 분모에 따라서, MIMO 신호를 생성하는데 사용되는 선행부호화 벡터들과 스트림-특정 결합 가중들을 사용하여 계산할 수 있다. 다시, 이 계산은 대응하는 선행부호화 벡터와 스트림-특정 결합 가중들을 사용하여 하나 이상의 추가적인 스트림들에 대해 반복될 수 있다. 그러나, 이 스트림-특정 파일럿 심볼 진폭레벨들은 몇몇 실시예들에서 동일한 것으로 가정할 수 있다. 마지막으로, 블록(560)에 도시된 바와 같이, 스트림-특정 코드당 트래픽-대-파일럿 비는, 예컨대 식 (15)에 따라서 평균 트래픽 심볼 진폭과 추정된 파일럿 심볼 진폭으로부터 계산할 수 있다.

단일 프로세싱 지연(예컨대, 레이크 핑거)를 기반으로 한 두 개의 예시적인 코드당 트래픽-대-파일럿 전력비 추정 기술들을 설명하는 프로세스 흐름도가 도 6과 7에서 설명된다. 본 기술분야의 당업자라면, 도 6에서 설명하는 첫 번째 기술은 스트림-특정 트래픽-대-파일럿 전력비들의 추정이 이루어지게 하는 한편, 도 7에서 설명하는 두 번째 기술은 이중-스트림 신호의 양 스트림들에 대해 적용할 수 있는 단일 코드당 트래픽-대-파일럿 비가 된다는 것을 알 것이다.

두 기술은 도 6과 도 7의 블록(610 및 710)들에 각각 도시된 바와 같이, 가장 강한 전파경로에 대응하는 프로세싱 지연의 식별과 선택으로 시작한다. 마찬가지로, 두 기술들은, 도 6가 도 7의 블록(620 및 620)들에 각각 도시된 바와 같이, 다수의 수신 트래픽 채널 심볼들 각각에 대한 단일-지연 역확산 값을 구하기 위해, 선택된 지연에서, 수신한 MIMO 신호의 역확산을 계속한다.

블록(630)에 도시된 바와 같이, 도 6에 설명된 프로세스는 역확산 값들과 적절한 MIMO 선행부호화 벡터로부터 스트림-특정 평균 심볼 진폭(또는 전력)의 계산을 지속한다. 다른 등가적인 공식을 사용할 수 있다 하더라도, 상기 계산은 몇몇 실시예들에서, 식 (18)의 몫의 분자 형태를 취할 수 있다. 블록(640)에 도시된 바와 같이, 식 6의 스트림-특정 전력비 추정 절차는, 예컨대 식 (18)의 몫의 분모에 따라서 선행부호화 벡터와 단일-지연 전파채널 응답 추정을 기반으로, 스트림-특정 파일럿 심볼 진폭의 추정을 계속한다. 마지막으로, 스트림-특정 코드당 트래픽-대-파일럿 비를, 예컨대 식 (18)에 따라서 평균 심볼 진폭과 추정된 파일럿 심볼 진폭으로부터 계산한다.

도 7의 코드당 전력비 프로세스는 블록(730)에서 시작하는 도 6의 코드당 전력비 프로세스에서 분기하는데, 이는, 블록(720)에서 얻은 단일-핑거 역확산 값들이 예컨대 식 (19)에 따라서 역확산 값들의 절대 평균전력을 기반으로 한, 추정된 평균 트래픽 심볼 전력을 계산하는데 사용된다. 블록(740)에서, 대응하는 파일럿 전력 추정이, 예컨대 식 (20, (22) 또는 (23)을 사용하여 선행부호화 벡터들과 단일-지연 채널 응답을 기반으로 하여 계산된다. 마지막으로, 블록(750)에 도시된 바와 같이, 예컨대 식 (23)을 사용하여, 추정된 평균 트래픽 심볼 전력과 추정된 파일럿 전력으로부터 코드당 트래픽-대-파일럿 비를 계산한다.

본 기술분야의 당업자라면, 특정 시스템 또는 응용의 요구에 따라서, 및/또는 무선 수신기 구조 또는 디자인에 의해 부과되는 디자인 제약에 따라서 상기에서 기술한 기술들로부터 특정 기술을 선택하거나 및/또는 조정할 수 있다는 것을 알게 될 것이다. 본 기술분야의 당업자라면 또한, 몇몇 실시예들에서 상세히 설명한 두 개 이상의 기술들 또는 이들의 변형들을 결합할 수 있다는 것을 알게 될 것이다. 예컨대, 몇몇 실시예들에서, 도 5에서 설명한 기술들은 W-CDMA TTI의 제2 및 제3슬롯드에 적용을 위해 가장 적합하고, 도 7 및 도 8의 단일-핑거 기술들과 같은 다른 기술은 제1슬롯에 적용한다. 비슷하게, 상기에서 논의한 필터링 기술들은 상기 추정 기술들 중 소정의 것으로부터 획득한 코드당 전력비들에 적용할 수 있고, 또한 몇몇 실시예들에서는, 어느 기술이 주어진 슬롯에 사용되느냐에 따라서 선택적으로 적용도리 수 있다.

다양한 변형들과 예들을 명심하고서, 본 기술분야의 당업자라면, 수신한 다중-스트림 MIMO 신호를 처리하기 위한 방법들과 장치의 다양한 실셰들에 대한 선행 설명들은 설명의 목적과 예로서 주어진다는 것을 알 것이다. 상기에서 제안하였듯이, 도 4 - 7에서 설명한 흐름도를 포함한, 상기에서 논의한 하나 이상의 특정 프로세스들을, 몇몇 실시예들에서 하나 이상의 응용-특정 집적회로(ASIC)에서 실시될 수 있는 하나 이상의 적절히 구성된 프로세싱 회로들을 포함하는 무선 수신기에서 구현될 수 있다. 몇몇 실시예들에서, 이들 프로세싱 회로들은 하나 이상의 마이크로프로세서들과, 마이크로컨트롤러들과, 및/또는 상기에서 설명한 하나 이상의 프로세스들 또는 이들의 변형을 수행하기 위한 적절한 소프트웨어 및/또는 펌웨어로 프로그램된 디지털신호 프로세서를 포함할 수 있다. 몇몇 실시예들에서, 이들 프로세싱 회로들은 상기에서 기술한 하나 이상의 기능들을 수행하기 위한 맞춤형 하드웨어를 포함할 수 있다. 본 발명의 다른 실시예들은, 적절한 프로세싱 장치에 의해 실행되면, 통신 수신기에서 수신기 주파수 오프셋을 추정하기 위한, 여기에서 설명한 하나 이상의 기술들을 프로세싱 장치가 수행하도록 하는 컴퓨터 프로그램 명령들이 부호화되어 있는, 프로그램 가능한 플래쉬 메모리, 광학적 또는 자기 데이터 저장장치 등과 같은 컴퓨터 판독형 장치들을 포함할 수 있다. 물론, 본 기술분야의 당업자라면, 본 발명은 본 발명의 필수적 특징들을 이탈하는 일이 없이, 여기에서 주어진 것 이외의 다른 방식들로 수행될 수 있다는 것을 이해할 것이다. 그러므로, 본 발명의 실시예들은 설명적이고 또한 비제한적인 것으로 간주되어야 하고, 첨부 청구항들의 의미와 등가 범위 내에 들어가는 모든 변형들은 청구범위에 포함되는 것으로 간주된다.

Claims

수신한 다중-스트림 다중-입력 다중-출력(MIMO)신호를 처리하기 위한 무선 수신기에서의 방법은:
제1전송 슬롯에서 수신한 다수의 역확산 트래픽 채널 심볼들로부터 평균 심솔 진폭 또는 평균 심볼 전력레벨을 계산하는 단계와;
MIMO 신호를 생성하는데 사용되는 다수의 선행부호화 벡터들 중 적어도 하나와 추정된 전파채널 응답을 기반으로, 대응하는 파일럿 심볼 진폭 또는 파일롯 심볼 전력레벨을 추정하는 단계와;
상기 대응하는 파일롯 심볼 진폭 또는 파일럿 심볼 전력레벨로 상기 평균 심볼 진폭 도는 평균 심볼 전력레벨을 나눔으로써 상기 제1전송 슬롯에 대한 코드당 트래픽채널-대-파일럿 전력비를 계산하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제1항에 있어서, 제1전송 슬롯에서 수신한 다수의 역확산 트래픽 채널 심볼들로부터 평균 심볼 진폭 또는 평균 심볼 전력레벨을 계산하는 단계는:
다수의 시간 지연들 각각에서 수신 신호의 샘플들을 역확산하고 또한 다수의 결합된 트래픽 채널 심볼들 각각을 구하기 위하여, MIMO 신호의 제1스트림에 대응하는 스트림-특정 결합 가중들을 사용하여 역확산된 샘플들을 결합하는 단계와;
다수의 결합된 트래픽 채널 심볼들로부터 평균 심볼 진폭 또는 평균 심볼 전력레벨을 계산하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제2항에 있어서, 이전 전송슬롯에 대해 계산된 이전 계산된 코드당 전력비와, 추정된 전파채널 응답과, 그리고 MIMO 신호를 생성하는데 사용한 선행부호화 벡터들로부터 스트림-특정 결합 가중들을 먼저 계산하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제3항에 있어서, 상기 이전 계산된 코드당 전력비는, 두 개 이상의 선행 슬롯들에 대해 계산된 코드당 전력비들의 가중된 평균으로서 계산되는 것을 특징으로 하는 방법.
제2항에 있어서, 추정된 전파채널 응답과, MIMO 신호를 생성하는데 사용한 선행부호화 벡터들과, 그리고 기지국에 의해 무선 수신기로 신호전송된 전력비 변수로부터 추정되는 이전 계산된 코드당 전력비로부터 스트림-특정 결합 가중들을 먼저 계산하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제1항에 있어서, 대응하는 파일럿 심볼 진폭 또는 파일럿 심볼 전력레벨을 추정하는 단계는, 추정된 전파채널 응답과, MIMO 신호의 제1스트림에 대한 선행부호화 벡터와, 그리고 MIMO 신호의 제1스트림에 대응하는 스트림-특정 결합 가중들의 함수로서 추정된 파일럿 심볼 진폭 또는 파일럿 심볼 전력레벨을 계산하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제1항에 있어서, 제1전송 슬롯에서 수신한 다수의 역확산 트래픽 채널 심볼들로부터 평규 심볼 진폭 또는 평균 심볼 전력레벨을 계산하는 단계는:
다수의 신호처리 지연들에로부터 가장 강한 신호 전파경로에 대응하는 신호 처리지연을 선택하는 단계와;
다수의 단일-지연 역확산 값들 각각을 구하기 위하여 선택된 신호 처리지연에서 수신한 신호의 샘플들을 역확산하는 단계와;
단일-지연 역확산 갑슬과, 선택된 신호처리 지연에 대응하는 추정된 다중-안테나 채널 전파 응답과, 그리고 MIMO 신호의 제1스트림에 대한 선행부호화 벡터로부터 MIMO 신호의 제1스트림에 대한 평균 심볼 진폭 또는 평균 심볼 전력레벨을 계산하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제7항에 있어서, 대응하는 파일럿 심볼 진폭 또는 파일럿 심볼 전력레벨을 추정하는 단계는, MIMO 신호의 제1스트림에 대한 선행부호화 벡터와 그리고 선택된 신호처리 지연에 대응하는 추정된 다중-안테나 채널 전파 응답의 함수로서 추정딘 파일럿 심볼 진폭 또는 파일럿 심볼 전력레벨을 계산하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제1항에 있어서, 제1전송 슬롯에서 수신한 다수의 역확산 트래픽 채널 심볼들로부터 평균 심볼 진폭 또는 평균 심볼 전력레벨을 계산하는 단계는:
다수의 신호처리 지연들로부터 가장 강한 신호 전파경로에 대응하는 신호처리 지연을 선택하는 단계와;
다수의 단일-지연 역확산 값들 각각을 구하기 위하여 선택된 신호처리 지연에서 수신한 신호의 샘플들을 역확산하는 단계와;
평균 심볼 전력레벨을 구하기 위하여 다수의 단일-지연 역확산 값들의 평균전력을 계산하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제9항에 있어서, 대응하는 파일럿 심볼 진폭 또는 파일럿 심볼 전력레벨을 추정하는 단계는, 선택된 신호처리 지연에 대응하는 추정된 다중-안테나 채널 전파 응답과, MIMO 신호를 생성하는데 사용하는 선행부호화 벡터들과, 그리고 수신한 트래픽 채널 심볼들에 대한 변조 컨스털레이션에 따라서 선택된 하나 이상의 스케일링 변수들의 함수로서 추정된 파일럿 심볼 진폭 또는 파일럿 심볼 전력레벨을 계산하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제1항에 있어서, 제1전송 슬롯에 대한 코드당 트래픽채널-대-파일럿 전력비와 이전 전송 슬롯에 대한 하나 이상의 코드당 전력비들의 가중된 평균을 계산함으로써 제1전송 슬롯에 대한 필터링된 전력비를 계산하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제1항에 있어서, 제1전송 슬롯에 대하 코드당 트래픽채널-대-파일럿 전력비와, 추정된 전파 채널 응답과, 그리고 MIMO 신호를 생성하는데 사용하는 선행부호화 벡터들의 함수로서 MIMO 신호의 제1스트림에 대한 스트림-특정 결합 가중들을 계산하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제1항에 있어서, 제1전송 슬롯에 대한 코드당 트래픽채널-대-파일럿 전력비와, 추정된 전파 채널 응답과, 그리고 MIMO 신호의 제1스트림에 대한 선행부호화 벡터의 함수로서 MIMO 신호의 제1스트림에 대한 스트림-특정 신호품질 측정을 계산하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
수신한 다중-스트림 다중-입력 다중-출력(MIMO) 신호를 처리하도록 구성된 기저대역 프로세싱 회로들과 무선 회로들을 포함하는 무선 수신기에 있어서, 상기 기저대역 프로세싱 회로들은:
제1전송 슬롯에서 수신한 다수의 역확산 트리팩 채널 심볼들로부터 평균 심볼 진폭 또는 평균 심볼 전력레벨을 계산하고;
추정된 전파 채널 응답과 그리고 MIMO 신호를 생성하는데 사용하는 다수의 선행부호화 벡터들을 중 적어도 하나를 기반으로, 대응하는 파일럿 심볼 진폭 또는 파일럿 심볼 전력레벨을 추정하고; 그리고
대응하는 파일럿 심볼 진폭 또는 파일럿 심볼 전력레벨로 평균 심볼 진폭 또는 평균 심볼 전력레벨을 나눔으로써 제1전송 슬롯에 대한 코드당 트래픽채널-대-파일럿 전력비를 계산하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 무선 수신기.
제14항에 있어서, 상기 기저대역 프로세싱 회로들은:
다수의 시간지연들 각각에서 수신한 신호의 샘플들을 역확산하고 또한 다수의 결합된 트래팩 채널 심볼들 각각을 구하기 위해 MIMO 신호의 제1스트림에 대응하는 스트림-특정 결합 가중들을 사용하여 역확산 샘플들을 결합하고;
다수의 결합된 트래픽 채널 심볼들로부터 평균 심볼 진폭 또는 평균 심볼 전력레벨을 계산함으로써, 제1전송 슬롯에서 수신한 다수의 역확산 트래픽 채널 심볼들로부터 평균 심볼 진폭 또는 평균 심볼 전력레벨을 계산하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 무선 수신기.
제15항에 있어서, 상기 기저대역 프로세싱 회로들은, 이전 전송 슬롯에 대해 이전에 계산된 코드당 전력비와, 추정된 전파 채널 응답과, 그리고 MIMO 신호를 생성하는데 사용하는 선행부호화 벡터들로부터 스트림-특정 결합 가중들을 먼저 계산하도록 더 구성되는 것을 특징으로 하는 무선 수신기.
제16항에 있어서, 상기 기저대역 프로세싱 회로들은, 두 개 이상의 선행 전송 슬롯들에 대해 계산된 코드당 전력비들의 가중된 평균으로서 상기 이전에 계산된 코드당 비를 계산하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 무선 수신기.
제15항에 있어서, 상기 기저대역 프로세싱 회로들은, 상기 추정된 전파 채널 응답과, MIMO 신호를 생성하는데 사용하는 상기 선행부호화 벡터들과, 그리고 기지국에 의해 무선 수신기로 신호전송된 전력비 변수들로부터 추정되는 이전 계산된 코드당 전력비로부터 스트림-특정 결합 가중들을 먼저 계산하도록 더 구성되는 것을 특징으로 하는 무선 수신기.
제14항에 있어서, 상기 기저대역 프로세싱 회로들은, 상기 추정된 전파 채널 응답과, MIMO 신호의 제1스트림에 대한 상기 선행부호화 벡터와, 그리고 MIMO 신호의 제1스트림에 대응하는 스트림-특정 결합 가중들의 함수로서 상기 추정된 파일럿 심볼 진폭 또는 파일럿 심볼 전력레벨을 계산함으로써 상기 대응하는 파일럿 심볼 진폭 또는 파일럿 심볼 전력레벨을 추정하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 무선 수신기.
제14항에 있어서, 상기 기저대역 프로세싱 회로들은:
다수의 신호처리 지연들로부터 가장 강한 신호 전파경로에 대응하는 신호처리 지연을 선택하고;
다수의 단일-지연 역확한 값들 각각을 구하기 위하여 선택된 신호처리 지연에서 수신한 신호의 샘플들을 역확산하고;
단일-지연 역확산 값들과, 선택된 신호처리 지연에 대응하는 추정된 다중-안타네 채널 전파 응답과, 그리고 MIMO 신호의 제1스트림에 대한 선행부호화 벡터로부터 MIMO 신호의 제1스트림에 대한 평균 심볼 진폭 또는 평균 심볼 전력레벨을 계산함으로써, 제1전송 슬롯에서 수신한 다수의 역확산 트래픽 채널 심볼들로부터 평균 심볼 진폭 또는 평균 심볼 전력레벨을 계산하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 무선 수신기.
제20항에 있어서, 상기 기저대역 프로세싱 회로들은, MIMO 신호의 제1스트림에 대한 선행부호화 벡터와 그리고 선택되 신호처리 지연에 대응하는 추정된 다중-안테나 채널 전파 응답의 함수로서 추정된 파일럿 심볼 진폭 또는 파일럿 심볼 전력레벨을 계산함으로써 대응하는 파일럿 심볼 진폭 또는 파일럿 심볼 전력레벨을 추정하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 무선 수신기.
제14항에 있어서, 상기 기저대역 프로세싱 회로들은:
다수의 신호처리 지연들로부터 가장 강한 신호 전파경로에 대응하는 신호처리 지연을 선택하고;
다수의 단일-지연 역확산 값들 각각을 구하기 위하여 선택된 신호처리 지연에서 수신한 신호의 샘플들을 역확산하고;
평균 심볼 전력레벨을 구하기 위하여 다수의 단일-지연 역확산 값들의 평균전력을 계산함으로써, 제1전송 슬롯에서 수신한 다수의 역확산 트래픽 채널 심볼들로부터 평균 심볼 진폭 또는 평균 심볼 전력레벨을 계산하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 무선 수신기.
제22항에 있어서, 상기 기저대역 프로세싱 회로들은, 선택된 신호처리 지연에 대응하는 추정된 다중-안테나 채널 전파 응답과, MIMO 신호를 생성하는데 사용하는 선행부호화 벡터들과, 그리고 수신한 트래픽 채널 심볼들에 대한 변조 컨스털레이션에 따라 선택되는 하나 이상의 스케일링 변수들의 함수로서 추정된 파일럿 심볼 진폭 또는 파일럿 심볼 전력레벨을 계산함으로써 대응하는 파일럿 심볼 진폭 또는 파일럿 심볼 전력레벨을 추정하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 무선 수신기.
제14항에 있어서, 상기 기저대역 프로세싱 회로들은, 제1전송 슬롯에 대한 코드당 트래픽채널-대-파일럿 전력비와 선행 전송 슬롯들에 대한 하나 이상의 코드당 전력비들의 가중된 평균을 계산함으로써 제1전송 슬롯에 대한 필터링된 전력비를 계산하도록 더 구성되는 것을 특징으로 하는 무선 수신기.
제14항에 있어서, 상기 기저대역 프로세싱 회로들은, 제1전송 슬롯에 대한 코드당 트래픽채널-대-파일럿 전력비와, 추정된 전파 채널 응답과, 그리고 MIMO 신호를 생성하는데 사용하는 선행부호화 벡터들의 함수로서 MIMO 신호의 제1스트림에 대한 스트림-특정 결합 가중들을 계산하도록 더 구성되는 것을 특징으로 하는 무선 수신기.
제14항에 있어서, 상기 기저대역 프로세싱 회로들은, 제1전송 슬롯에 대한 코드당 트래픽채널-대-파일럿 전력비와, 추정된 전파 채널 응답과, 그리고 MIMO 신호의 제1스트림에 대한 선행부호화 코드의 함수로서 MIMO 신호의 제1스트림에 대한 스트림-특정 신호품질 측정을 계산하도록 더 구성되는 것을 특징으로 하는 무선 수신기.
무선 수신기에서 사용하기 위해 수정되는 코드당 전력비 추정회로는:
수신한 다중-스트림 다중-입력 다중-출력(MIMO) 신호의 제1전송 슬롯에서 수신한 다수의 역확산 트래픽 채널 심볼들로부터 평균 심볼 진폭 또는 평균 심볼 전력레벨을 계산하고;
추정된 전파 채널 응답과 그리고 MIMO 신호를 생성하는데 사용하는 다수의 선행부호화 벡터들 중 적어도 하나를 기반으로, 대응하는 파일럿 심볼 진폭 또는 파일럿 심볼 전력레벨을 추정하고;
대응하는 파일럿 심볼 진폭 또는 파일럿 심볼 전력레벨로 평균 심볼 진폭 또는 평균 심볼 전력레벨을 나눔으로써 제1전송 슬롯에 대한 코드당 트래픽채널-대-파일럿 전력비를 계산하도록 구성되는 것을 특징으로 하는, 무선 수신기에서 사용하기 위해 수정되는 코드당 전력비 추정회로.