KR20100111629A

KR20100111629A - 컨버터 장치 및 대응 방법

Info

Publication number: KR20100111629A
Application number: KR1020100031735A
Authority: KR
Inventors: 니코 세코넬로; 파올로 데 안나
Original assignee: 오스람 게젤샤프트 미트 베쉬랭크터 하프퉁
Priority date: 2009-04-07
Filing date: 2010-04-07
Publication date: 2010-10-15
Anticipated expiration: 2030-04-07
Also published as: ATE523948T1; EP2239835B1; EP2239835A1; EP2239835A8; CN101861010B; US20100254167A1; CN101861010A; KR101083955B1

Abstract

버스 라인 상에 존재하는 안정화된 입력 전압(Vs)으로부터 시작하여 dc 출력 신호(OS)를 생성하기 위한 컨버터는 플라이백 인덕터(22)의 단자들을 구동하기 위한 각각의 중간 지점들(A, B)을 가진 제 1 분기(34, Q2) 및 제 2 분기(Q1, Q3)를 포함하는 브리지 구조로 구동된 플라이백 인덕터(22)를 포함한다. 상기 제 1 분기(34, Q2)는 상기 버스 라인과 상기 제 1 분기의 중간 지점(A) 사이에 설치된 다이오드(34) 및 상기 중간 지점(A)과 접지 사이에서 동작하는 제 1 전자 스위치(Q2)를 포함한다. 상기 제 2 분기(Q1, Q3)는 상기 버스 라인과 중간 지점(B) 사이에서 동작하는 제 2 전자 스위치(Q1) 및 상기 제 2 분기의 중간 지점(B)과 접지 사이에서 동작하는 제 3 전자 스위치(Q3)를 포함한다. 제어 유닛(1000)이 제공되고, 상기 제어 유닛(1000)은 순환적인 방식으로,
a) 상기 제 1 스위치(Q2) 및 상기 제 2 스위치(Q1)의 활성화 다음에 상기 플라이백 인덕터(22)의 자화 전류의 램프-형 증가를 생성하는 단계;
b) 상기 플라이백 인덕터(22)에서의 자화 전류가 미리 결정된 피크 값에 도달할 때, 상기 제 1 스위치(Q2) 및 상기 제 2 스위치(Q1)를 비-활성화시키는 단계;
c) 상기 제 3 스위치(Q3)를 활성화시켜, 상기 플라이백 인덕터(22)에서의 에너지 전달을 야기하는 단계; 및
d) 상기 제 1 전자 스위치(Q2) 상의 전압이 제로에 도달하였을 때 상기 제 1 스위치(Q2)를 활성화시키고 상기 제 3 스위치(Q3)를 비활성화시키는 단계;
를 포함하는 시퀀스를 수행한다.

Description

컨버터 장치 및 대응 방법{CONVERTER DEVICE AND CORRESPONDING METHOD}

본 발명은 d.c/d.c. 변환 기술들에 관한 것이다.

본 발명은 광원들로서 사용된 LED들을 구동하기 위한 유닛들에의 가능한 사용에 특히 주목하여 개발되었다. 본 발명의 가능한 응용예는 일정한 전압 또는 전류에서의 d.c. 입력 및 출력을 가진 절연 장벽(insulation barrier)을 구비한 중간-전력 LED들의 구동이다.

도 1은 선 전압(LV)(예를 들어, 50 Hz에서 공칭 그리드 전압(normal grid voltage))이 예를 들어, LED 모듈과 같은 광원에 의해 구성된 부하를 구동하기 위해 사용될 수 있는 출력 전류/전압(OS)으로 변환되는 전기 방식을 도시한다.

참조의 방법에 의해 여기에 도시된 예에서, 정류기(R)를 통과한 이후에, 선 전압(LV)은 2개의 단(10 및 20)을 통과하고, 그 결과 안정화된 출력 신호(OS)가 스스로 단(20)으로부터의 출력부에서 공급된다.

단(10)은 기본적으로 능동 역률 제어(active power-factor control; active PFC)의 기능을 갖고 그것의 출력부에서 100 Hz에서(즉, 그리드 주파수의 두 배인 주파수에서)의 리플(ripple)이 중첩된 400 Vdc 정도의 안정화된 전압(Vs)을 생성하는 한편, 그리드 전압과 동 위상(in phase)의 사인파 전류를 흡수한다.

도 1의 예에서, 단(10)은 다이오드(14)가 직렬접속(cascade)된 인덕터(12)를 포함한다. MOSFET(16)과 같은 전자 스위치는 일반적인 T 구성에 따라 인덕터(12)와 다이오드(14) 사이에 설치된다.

여기서 이러한 구조는 순수하게 예시의 방식으로 상기되고, 당업자들은 사실 동일한 신호(즉, 전압(Vs))가 상이한 기술들로 획득될 수 있음을 알고 있다.

이제 단(20)을 참조하여, 상기 예에서, 도시된 상기 단(20)은 기본적으로, 전압(Vs)으로부터 시작하여 안정화된 출력 신호(OS), 즉, 전압(Vout) 및/또는 전류(Iout)를 생성하는 플라이-백(fly-back) 타입의 d.c.-d.c. 단으로서 구성된다.

여기 제시된 상기 예에서, 단(20)은 트랜스포머(즉, 상호 인덕터)(22)를 포함하고, 상기 트랜스포머(22)의 2차 권선(24)은 다이오드(26)를 통해 출력 커패시터(28)의 충전을 공급하며, 상기 출력 커패시터(28) 양단에 걸쳐 안정화된 출력 전압(Vout)이 존재한다. 트랜스포머(22)의 1차 권선(30)은 준-공진(quasi-resonant; QR) 모드로서 알려진 방식에 따라 전자 스위치(Q2)(전형적으로 MOSFET에 의해 구성됨)를 통해 구동된다.

도 1의 방식에서, 참조 번호 32는 양단에 걸쳐 전압(Vs)이 존재하는 단(20)의 입력 커패시터를 가리킨다. 그 다음 RCD 스너버(snubber), 즉, 스위치(Q2)의 영향을 받는 애노드 및 저항기(37) 및 커패시터(39)의 병렬에 의해 구성된 RC 그룹에 연결된 캐소드를 가진 다이오드(34)가 트랜스포머(22)의 1차 권선(30)을 통해 연결된다.

도 1에 나타난 토폴로지는 스스로 당업계에 알려져 있는 것으로 간주되어야 한다.

마찬가지로 대응하는 동작 원리가 알려져 있는데: 기본적으로, 스위치(Q2)는 따라서 스위칭-온 누설들을 감소시키는 상기 전압(Vs)(또한 "버스" 전압으로도 지칭됨)보다 더 낮은 전압들에 대하여 온(on)(즉, 도전성이 됨)이다. 준-공진(QR) 구동 전략은 전자기 간섭(EMI)의 방출을 감소시키는 가변-주파수 시스템을 가져온다. 상기 회로 내 전류들의 RMS 값들은 "불연속 도전 모드(discontinuous conduction mode; DCM)"로서 알려진 구동 전략이 채택된 경우에 일어나는 값들보다 더 낮다.

도 1에 도시된 방식은 입력부 및 출력부에서 다소 넓은 전압 및 전류 범위들의 "커버리지"를 가능하게 하는 한, 전체적으로 매우 다목적이다.

본 발명자들은 도 1의 방식이 특정 내재적 제한들을 겪고 있음을 알게 되었다.

우선, 스위치(Q2)는 실질적으로 버스 전압(Vs)의 값 더하기 출력 전압의 n배의 합에 의해 주어진 매우 높은 전압에 노출되고, 여기서, n은 상호 인덕터 또는 트랜스포머(22)의 변환비(권선비)이다.

이러한 동작 모드가 채택될 때 양호한 스위칭을 달성하기 위하여, 전술한 비율, 즉, 수 n은 곱 n·Vout이 버스 전압(Vs)의 값에 가능한 근접하도록 선택된다. 결과적으로, 이전에 언급된 대략 400 Vdc의 값을 고려하여, 스위치(Q2) 양단의 전압은 대략 800 V 정도의 값들에 도달할 수 있다. 이것은 900-1000 V의 전압들을 견딜 수 있는 컴포넌트, 즉, 다소 비싼 컴포넌트의 사용을 부과한다.

상기 시스템은 마찬가지로 버스 전압 상에 존재하는 가능한 과전압들에 다소 민감하다.

더욱이, 전자기 간섭(EMI)의 감소는 일정한 한계치 너머 포함될 수 없는데, 그 이유는 효과적인 제로-전압 스위칭(zero-voltage switching; ZVS)이 존재하지 않기 때문이다.

다시, 이전에 소개된 엘리먼트들(34, 36 및 38)에 의해 구성된 RCD 소산형 스너버(dissipative snubber)의 존재로 인하여 임의의 경우에 상호 인덕터 상에 전력 누설이 존재한다.

본 발명자들은 마찬가지로 앞서 요약된 제한들이 도 2에 나타난 단(20)의 방식에 의존함으로써 극복될 수 있음을 알게 되었고, 도 2에서는 도 1을 참조하여 이미 기술된 것과 동일하거나 균등한 부품들, 엘리먼트들 및 컴포넌트들은 동일한 참조 번호들에 의해 지정되었다.

도 2의 방식에서, 상호 인덕터(22)의 1차 권선(30)은 2개의 분기들을 포함하는 한 종류의 브리지 구성을 통해 구동되고, 상기 2개의 분기들, 즉:

- (실제로 도 1의 회로의 스너버의 RC 컴포넌트들(37 및 39)의 제거와 함께) 캐소드로 버스 라인(Vs)에 직접 접속된 다이오드(34)를 포함하고 다이오드(34)에 직렬로 접속된 스위치(Q2)를 갖는 분기; 및

- 스위치(Q2)(예를 들어, 다시 한 번 MOSFET)와 실질적으로 유사하고 라인(Vs)에 연결된 제 2 전자 스위치(Q1), 및 상기 스위치(Q1)과 접지 사이에 설치된 다이오드(35)를 포함하는 제 2 분기;

는 모두 버스 라인(Vs)의 지배를 받는다(일반적인 병렬 접속에 따라).

상호 인덕터(22)의 1차 권선(30)의 2 단자들은 사실 각각 스위치(Q1)와 다이오드(35)의 캐소드 사이의 중간 지점(B), 및 다이오드(34)의 애노드와 스위치(Q2) 사이의 중간 지점(A)에 접속된다.

이러한 방식은 기본적으로 2개의 스위치들(Q2 및 Q3에 의해 구성됨)을 가진 플라이-백 컨버터이고, 여기서 Q2 및 Q3 양단의 전압은 항상 버스 전압(Vs)보다 작거나 버스 전압(Vs)과 동일하다.

매우 낮은 전압에서 온 조건으로의 스위칭을 달성하기 위한 방식으로 상호 인덕터(22)의 권선비를 선택하는 것이 가능하다.

부가하여, 인덕터(22)의 분산된 인덕턴스에 저장된 에너지는 다이오드들(34 및 35)을 통해 버스에서 회복된다.

본 발명자들은 이러한 해결책 또한 결점들로부터 자유롭지 않다는 점을 알게 되었다.

예를 들어, 스위치(Q1)는 부동형(floating)이고, 특히 MOSFET으로서의 실시예에서, 그것은 게이트 전극을 구동할 수 있도록 하기 위하여 부동 공급(floating supply)을 요구한다.

상기 부동 전압을 생성하기 위하여, 스위치(Q1)의 소스가 스위칭 주기 동안에 반드시 제로로 가지 않는 한, 부트스트랩(bootstrap) 기술에 의존하는 것은 가능하지 않다.

다시 한 번, 제로-전압 스위칭(ZVS)의 효과적인 조건을 달성하는 것은 가능하지 않다.

본 발명의 목적은 이전에 열거된 해결책들의 결점들을 극복할 수 있는 해결책을 제공하는 것이다.

본 발명에 따라, 상기 목적은 잇따른 청구항들에 기술된 특징들을 갖는 컨버터 장치 덕분에 달성된다. 본 발명은 또한 대응하는 방법에 관한 것이다.

청구범위는 본 발명에 관하여 본 명세서에 제공된 개시물의 일체 부분을 형성한다.

본 발명은 이제 순수하게 비제한적인 예의 방식으로 첨부된 도면들을 참고하여 기술될 것이다:
- 도 1 및 도 2는 이미 전술하였다.
- 도 3은 본 명세서에서 기술되는 바와 같은 컨버터의 회로 다이어그램이다.
- 도 4는 본 명세서에서 기술되는 바와 같은 소정 신호들의 플롯들을 나타내는 여러 다이어그램들을 재현한다.

잇따른 설명에서, 여러 다양한 특정 세부사항들이 실시예들에 대한 면밀한 이해를 제공할 목적으로 예시된다. 상기 실시예들은 하나 이상의 특정 세부사항들 없이 달성될 수 있거나, 다른 방법들, 컴포넌트들, 재료들 등으로 달성될 수 있다. 다른 경우들에, 공지된 구조들, 재료들 또는 동작들은 실시예들의 여러 양상들을 불분명하게 하지 않게 하기 위하여 상세히 예시되거나 기술되지 않는다.

이러한 설명의 틀에서 "실시예" 또는 "일 실시예"라는 언급은 그 실시예에 관련하여 기술된 특정 구성, 구조 또는 특성이 적어도 하나의 실시예에 포함됨을 나타낼 것을 목적으로 한다. 그리하여, 본 설명의 상이한 지점들에 존재할 수 있는 "실시예에서" 또는 "일 실시예에서"와 같은 문구들은 반드시 하나의 그리고 동일한 실시예를 지칭하는 것은 아니다. 부가하여, 특정 형태들, 구조들 또는 특성들은 하나 이상의 실시예들에서 임의의 적합한 방식으로 조합될 수 있다.

본 명세서에서 사용된 참조들은 단지 편의상 채택되고, 그리하여 보호의 범위 또는 실시에들의 범위를 정의하지 않는다.

다시 한 번, 도 3의 방식에서, 도 1 또는 도 2를 참조하여 이미 기술된 부품들, 엘리먼트들, 또는 컴포넌트들과 동일하거나 균등한 컴포넌트 부품들 또는 엘리먼트들은 동일한 참조 번호들에 의해 지정되고, 예시의 단순성을 위하여 본 명세서에서 다시 설명되지 않을 것이다.

기본적으로, 도 2의 방식과 비교하여, 도 3의 해결책은 스위치(Q1)와 직렬로 접속된 다이오드(35)를 추가 스위치(Q3)로 대체하는 것을 구상한다. 부가하여, 이하의 사항으로부터 보다 명확히 드러날 이유들 때문에, 도 3의 방식에서 2개의 스위치들(Q2 및 Q3)과 연관된 2개의 커패시턴스들(C1 및 C2)이 또한 예시되었다.

커패시턴스들(C1 및 C2)은 2개의 스위치들(Q2 및 Q3)의 기생 커패시턴스들에 의해 (적어도 부분적으로) 구성될 수 있거나, 그렇지 않으면 상기 회로에 부가된 커패시턴스들일 수 있다. 일 실시예에서, 제로-전압 스위칭들(ZVS)을 촉진하기 위하여, C1 > C2이고, 이러한 조건을 만족시키기 위하여 외부 커패시턴스(C1)의 사용이 요구될 수 있다.

도 3의 방식은 스위치(Q1)에 대한 부동 공급을 생성하기 위하여 추가 스위치(Q3)를 사용하고, 마찬가지로 모든 3개의 스위치들(Q1, Q2 및 Q3)에 대한 제로-전압 스위칭(ZVS)의 사용을 가능하게 한다.

도 3에 나타난 해결책은 2개의 제 1 스위치들(주 스위치들)(Q1 및 Q2)을 구성하는 2개의 MOSFET들보다 더 작은 치수들의 MOSFET의 스위치(Q3)로서의 사용을 가능하게 한다. 스위치(Q3)는 사실 제로-전압 스위칭을 가능하게 하기 위하여 감소된 양의 역 자화 전류를 갖고 누설 에너지를 재순환시키는 주 기능을 갖는다.

참조 번호들(100, 200 및 300)은 각각 스위치(Q1), 스위치(Q2) 및 스위치(Q3)를 구동하기 위한 라인들을 지시한다. 상기 라인들은 제어 또는 명령 회로 또는 유닛(예를 들어, 마이크로컨트롤러)(1000)의 지배를 받는다.

예시된 실시예에서, 상기 유닛(1000)은 마찬가지로 이하에 민감하게 된다:

- 인덕터(22) 자체의 탈자화의 순간을 결정하기 위하여 예를 들어, 트랜스포머(22)의 2차 측 상에 존재하는 보조 권선을 경유하여 검출된, 상호 인덕터 또는 트랜스포머(22) 양단의 전압; 및

- 예를 들어, Q2의 소스와 접지 사이에 접속된 전류 측정 저항기(38)를 경유하여 검출된, 스위치(Q2)에서의 전류.

도 3에 표현된 회로의 동작의 기준들의 예시를 단순화하기 위하여, 여기서 이하가 간주된다:

- 라인(200)은 제어 유닛(1000)이 발(issue)한 구동 펄스들을 직접 수신하기 위하여 제어 유닛(1000)에 직접 연결된다;

- Q1에 대한 스위칭-온에서의 지연 생성을 위한 시스템이 라인(100)에서, 상기 유닛(1000)과 스위치(Q1)의 게이트 사이에 존재하고, 도 3의 예에서, 상기 지연은 2개의 입력부들을 갖는 AND 게이트(102) 및 지연 블록(104)(지연 블록은 예를 들어, 1 ㎲의 지연을 도입하고, 라인(100) 상에 도입된 신호가 상기 2개의 입력부들에 직접 도달하는 방식으로 AND 게이트의 2 입력부들 중 하나에 연결되고 엘리먼트(104)에 의해 설정된 지연을 가지며, 전체 결과로서, 상기 유닛(1000)이 발한 구동 펄스들(포지티브)은 스위치(Q2)의 게이트를 구동하기 위하여 펄스들에 대하여 대응하는 지연을 가지면서 스위치(Q1)의 게이트에 인가될 것이고: 그리하여 지연은 단지 상승 에지 상에서만 생성되고 하강 에지 상에서는 생성되지 않음)을 사용하여 달성되었다;

- 로직 인버터(202)(상기 유닛(1000)에 의해 생성된 "하이(high)" 로직 레벨이 "로우(low)" 로직 레벨이 되게 하거나 그 반대로 되게 함) 및 AND 게이트(204) 및 지연 엘리먼트(206)를 포함하는, 즉, 스위치(Q3)의 스위칭-온 지연(또한 여기서 지연은 단지 스위칭 온 될 때만이고 스위칭 오프 될 때는 아님)을 가진 이전에 살펴본 것과 거의 유사한 레이아웃이 스위치(Q3)의 게이트 구동 기능을 수행하는 라인(300)에 존재하고; 상기 지연은 예를 들어, 0.5 ㎲의 값, 그리하여 지연 블록(104)에 의해 설정된 지연 값보다 작은, 그리고 바람직하게 라인(106)에 의해 설정된 지연 값의 절반과 같은 값을 가질 수 있다.

반면 당업자들은 본 명세서에서 표현된 구동 방식은 쉽게 예시될 수 있는 해결책에 대응하고: 상기 회로 구성으로 달성될 수 있는 동작 기준들과 유사한 모든 동작 기준들이 모든 상이한 회로 해결책들로 달성될 수 있음을 이해한다.

일반적으로, 스위치들(Q1, Q2 및 Q3)을 구동하기 위한 해결책들은 아날로그 접근법(보통의 PWM 구동 회로들을 사용)을 적용하거나 디지털 접근법(마이크로프로세서들이나 그렇지 않으면 DSP 회로들을 사용)을 적용하여 획득될 수 있다.

예를 들어, 스위치(Q2)의 게이트를 구동하기 위한 기능은 ON Semiconductor에 의해 제조된 PWM 전류-모드-제어기 회로 NCP 1207을 통해 수행될 수 있다.

그러한 회로는 또한 상호 인덕터(22)의 탈자화 상태 및 이전에 기술된 스위치(Q2) 상의 전류의 검출 기능들을 수행할 수 있다. 특히, 이것은 저항기(36)에 연결된 PIN 1(ZV 감지) 및 저항기(38)에 연결된 PIN 3(전류 감지)을 통해 일어날 수 있다.

그리하여 회로 NCP 1207에 의해 생성된(핀 5 - 게이트 드라이버를 통해) 스위치(Q2)를 구동하기 위한 신호는 각각의 출력부들 HVG(핀 7) 및 LVG(핀 5) 상에서 스위치(Q1) 및 스위치(Q3)를 구동하기 위한 신호들을 획득하기 위하여 예를 들어, STMicroelectronics에 의해 제조된 집적 회로 L6384와 같은 회로의 입력 IN(핀 1)에 이를 수 있다.

도 3에 예시된 예시의 경우에, 상기 유닛(1000)을 통해 설정된 회로의 구동 시퀀스는 각각 Q2, Q3 및 Q1에 의해 지정된 도 4의 3가지 다이어그램들에 도시된 것이다. 상기 다이어그램들은 공통의 시간 스케일을 참조하고, 각각의 다이어그램에서 "하이" 레벨(ON)은 스위치가 온이거나 활성, 즉, 도전성임을 나타내고; "로우" 레벨(OFF)은 대신에 스위치가 오프이거나 비활성, 즉, 비-도전성임을 나타낸다.

시간(t1)에서, 스위치(Q2)는 제로 전압(ZVS)에서 도전성이 되고, 즉, 턴 온 되고, 스위치(Q3)는 턴 오프, 즉, 비-도전성이 된다. 인버터(202)의 존재 때문에, 스위치(Q2)를 도전 상태로 보내는 "하이" 펄스들은 사실 인버터(202)로부터의 출력부에서 로우 레벨을 취하고, 그것은 AND 게이트를 통해 즉시 전파되어 스위치(Q3)를 턴 오프 시킨다.

스위치(Q2)의 턴-온 및 스위치(Q3)의 턴-오프 효과는 상호 인덕터(22)의 자화 전류가 버스 전압(Vs)에서 스위치(Q3) 양단의 커패시턴스(C2)를 충전시키게 한다.

스위치(Q2)의 활성화 및 스위치(Q3)의 턴-오프를 생성한 상기 유닛(1000)의 출력 펄스는 지연 엘리먼트(104)에 의해 설정된 지연(DT1)을 가지면서 AND 게이트(102)로부터의 출력부로 전파되고, 스위치(Q1)에 도달하며, 그리하여 스위치(Q1)를 (제로 전압에서) 스위칭 온 시킨다.

그리하여 플라이백 상호 인덕터 상의 자화 전류는 램프(ramp)에 따라 증가하기 시작한다.

(고려된 상기 예에서, 저항기(38)에 의해 공급된 신호 덕분에) 상기 유닛(1000)이 트랜스포머(22)의 전류가 미리 결정된 피크 값에 도달하였음을 검출한 때, 상기 유닛(1000) 그 자체가 ― 도 4의 순간(t2)에서 ― 스위치(Q1) 및 스위치(Q2) 양자 모두의 턴-오프(즉, 비-도전 조건들로 이동)를 지배한다.

다시 한 번, 턴-오프 명령("로우" 로직 레벨)이 AND 로직 게이트(102)로부터의 출력부에서 지연들 없이 전파되고 그리하여 스위치(Q1)까지 전파됨이 이해될 것이다.

이러한 조건들에서, 트랜스포머의 누설 에너지는 미리-설정된 시간 간격(DTleak)(예시의 단순성을 위하여 도 3의 간격(DT2)과 동일하게 가정될 수 있고, 실제, 관계 DT2 = DTleak가 통상 적용됨) 동안 버스에서 회복된다.

스위치들(Q1 및 Q2)의 턴-오프를 결정하는 상기 유닛(1000)의 출력 신호의 제로 레벨 또는 "로우" 레벨은 로직 인버터(202)로부터의 출력부에서 "하이" 로직 레벨의 신호가 되고, 이러한 신호는 지연 라인(206)에 의해 설정된 지연(DT2)을 가지면서 AND 로직 게이트(204)로부터의 출력부에서 전파되어, 스위치(Q3)의 스위칭-온(여기서 또한 제로 전압에서)을 결정한다.

자화 에너지는 결과적으로 상호 인덕터(22)의 2차 측 상의 부하로 전달된다.

그 다음의 순간(t3)에서, 플라이백 인덕터는 탈자화된 것으로 발견되고, 플라이백 인덕터의 자화 인덕턴스는 커패시턴스들(C1 및 C2)과 공진하여(C1 및 C2가 반드시 기생 커패시턴스들일 필요는 없고 상기 회로에 부가된 커패시턴스들일 수도 있음을 다시 상기시킴), 부호가 변화하는 자화 전류와 함께 스위치(Q2) 양단의 전압이 발진을 가지면서 제로로 가게 한다.

다음 순간(t4)에서, 상기 유닛은 ― 인덕터(22)의 보조 권선을 통해 ― Q2 양단의 전압이 제로로 떨어졌음을 검출한다.

이러한 시점에, 상기 시퀀스는 순간(t1)에서 시작하여, 즉, 스위치(Q2)가 제로 전압에서 다시 스위칭 온 되면서 스위치(Q3)가 동시에 비-활성화되어 이전에 설명된 바와 같이 반복된다.

본 발명의 원리에 대한 편견 없이, 구성 및 실시예들의 세부사항들은 순수하게 본 명세서의 비-제한적인 예의 방식으로 예시된 것과 관련하여 첨부된 청구항들에 의해 정의되는 본 발명의 범위를 벗어나지 않으면서 변화할 수 있고, 심지어 상당히 변화할 수 있다. 예를 들어, 전자 스위치들(Q2, Q1 및 Q3)을 포함하는 브리지 구조의 중간 지점들(A 및 B)의 연결 모드는 본 명세서에 예시된 것에 대해 역전될 수 있다. 마찬가지로, 본 명세서에 n-채널 MOSFET의 형태로 제공된 당해 스위치에는 관련된 컴포넌트들의 구동 신호들의 극성들을 따라서 적응시키면서 상이한 속성의, 예를 들어, p-채널 MOSFET들을 가진 전자 스위치들이 제공될 수 있다.

더욱이, 전술한 설명은 예시의 단순화를 위하여 스위치들(Q1 및 Q2)이 (도 4의 다이어그램의 순간(t2)에서) 동시에 비-활성화되어 스위치(Q3)의 제로-전압 스위칭(ZVS)을 달성하기 위한 에너지가 단독으로 누설 에너지가 되도록 하는 실시예에 관한 것이다. 여러 실시예들에서, Q1의 턴-오프가 적어도 약간 Q2의 턴-오프에 선행하여(즉, Q2의 턴-오프가 Q1의 턴-오프를 따라가게 하여), 자화 전류가 Q3의 벌크(bulk) 다이오드를 통해 그리고 Q2(도전성으로 유지됨)를 통해 재순환되어, 감소된 부하의 조건들에서조차 Q3의 제로-전압 스위칭을 촉진하는 것이 구상 가능하다.

유사한 고려사항들이 스위치(Q2)의 턴-온 및 스위치(Q3)의 턴-오프(도 4의 다이어그램의 순간들(t1 및 t4))에 관하여 적용된다. 전술한 설명이 예시의 단순화를 위하여 상기 이벤트들이 동시에 개입하는 실시예를 참조하는 반면, 여러 실시예들에서, 스위치(Q3)의 비-활성화가 스위치(Q2)의 활성화를 따라가게 함으로써 스위치(Q2) 상의 전압이 제로에 도달한 때 스위치(Q2)를 활성화시키고 스위치(Q3)를 비-활성화시키는 것(앞서 고려된 동일한 형식들에 따라 진행하는 동작 시퀀스를 가지면서)이 가능하다. 이러한 동작 모드는 제로-전압 스위칭의 특성들을 위태롭게 하지 않으면서, 컨버터의 동작 주파수의 가능한 감소를 가능케 한다.

Q2의 턴-오프 및 Q1의 턴-오프 사이의 시간 오프셋, 그렇지 않으면 스위치(Q3)의 활성화 및 스위치(Q2)의 활성화 사이의 시간 오프셋을 유도하기 위한 것과 같은 전술한 실시예들은 컨버터의 동작 및 제로-전압(ZV) 전이들에 악영향을 주지 않으면서 변환의 효율성을 최적화시키고 동작 주파수를 조절하기 위하여 개별적으로 그리고 조합하여 사용될 수 있다.

Claims

안정화된 입력 전압(Vs)으로부터 dc 출력 신호(OS)를 생성하는 컨버터로서,
플라이백 인덕터(flyback inductor)(22) 및 상기 플라이백 인덕터(22)를 구동하기 위해 구동 어레인지먼트를 포함하고,
상기 구동 어레인지먼트는 상기 입력 전압(Vs)을 수신하기 위해 버스 라인으로부터 공급된 제 1 분기(34, Q2) 및 제 2 분기(Q1, Q3)를 가진 브리지 구조를 포함하고 상기 플라이백 인덕터(22)의 단자들을 구동하기 위하여 각각의 중간 지점들(A, B)을 갖고,
상기 제 1 분기(34, Q2)는 상기 버스 라인과 상기 제 1 분기의 중간 지점(A) 사이에 개입된 다이오드(34) 및 상기 제 1 분기의 중간 지점(A)과 접지 사이에서 동작하는 제 1 전자 스위치(Q2)를 포함하고,
상기 제 2 분기(Q1, Q3)는 상기 버스 라인과 상기 제 2 분기의 중간 지점(B) 사이에서 동작하는 제 2 전자 스위치(Q1)를 포함하고,
상기 제 2 분기는 상기 제 2 분기의 중간 지점(B)과 접지 사이에서 동작하는 제 3 전자 스위치(Q3)를 포함하고,
상기 플라이백 인덕터(22)의 탈자화에 민감한(36, 38) 제어 유닛(1000)이 제공되고, 상기 제어 유닛(1000)은 순환적인 방식으로,
a) 상기 제 1 스위치(Q2) 및 상기 제 2 스위치(Q1)의 활성화 다음에 상기 플라이백 인덕터(22)의 자화 전류의 램프-형 증가를 생성하는 단계;
b) 상기 플라이백 인덕터(22)에서의 자화 전류가 미리 결정된 피크 값에 도달할 때, 상기 제 1 스위치(Q2) 및 상기 제 2 스위치(Q1)를 비-활성화시키는 단계;
c) 상기 제 3 스위치(Q3)를 활성화시켜, 상기 플라이백 인덕터(22)에서의 에너지 전달을 생성하는 단계; 및
d) 상기 제 1 전자 스위치(Q2) 상의 전압이 제로에 도달하였을 때 상기 제 1 스위치(Q2)를 활성화시키고 상기 제 3 스위치(Q3)를 비활성화시키는 단계;
를 포함하는 시퀀스를 달성하기 위하여 상기 제 1 스위치(Q2), 상기 제 2 스위치(Q1) 및 상기 제 3 스위치(Q3) 상에 작용(100, 200, 300)하도록 구성되는,
컨버터.
제1항에 있어서,
상기 제어 유닛(1000)은 상기 제 1 스위치(Q2)의 활성화에 대하여 주어진 지연(DT1)을 가지면서 상기 제 2 스위치(Q1)를 활성화시키도록 구성되는,
컨버터.
제1항 또는 제2항에 있어서,
상기 제어 유닛(1000)은 상기 제 1 스위치(Q2) 및 상기 제 2 스위치(Q1)의 비-활성화에 대하여 각각의 주어진 지연(DT2)을 가지면서 상기 제 3 스위치(Q3)를 활성화시키도록 구성되는,
컨버터.
제1항 또는 제2항에 있어서,
상기 제 1 스위치(Q2) 및 상기 제 3 스위치(Q3)는 연관된 커패시턴스들(C1, C2)을 갖고, 상기 제어 유닛(1000)은 상기 제 3 스위치(Q3)의 활성화 및 비-활성화 사이에서 상기 플라이백 인덕터(22)의 자화 인덕턴스가 상기 커패시턴스들(C1, C2)과 함께 공진하게 하도록 구성되며, 그에 의해 상기 플라이백 인덕터(22)에서의 상기 자화 전류가 부호를 변화시키는 동안 상기 제 1 스위치(Q2) 상의 전압은 제로로 다시 되돌아가는,
컨버터.
제4항에 있어서,
상기 제 1 스위치(Q2)와 연관된 커패시턴스(C1)가 상기 제 3 스위치(Q3)와 연관된 커패시턴스(C2)보다 더 큰,
컨버터.
제1항 또는 제2항에 있어서,
상기 플라이백 인덕터(22)의 탈자화를 검출하기 위하여 상기 플라이백 인덕터(22)에 결합된 제 1 센서(36), 및
상기 제 1 전자 스위치(Q2) 상의 전류를 검출하기 위하여 상기 제 1 전자 스위치(Q2)에 결합된 제 2 센서(38)
중 적어도 하나를 포함하는,
컨버터.
제1항 또는 제2항에 있어서,
상기 dc 출력 신호(OS)를 공급받는 광원에 결합되는,
컨버터.
제1항 또는 제2항에 있어서,
상기 제어 유닛(1000)은 동시 비-활성화에 의해 또는 상기 제 2 스위치(Q1)의 비-활성화 다음의 상기 제 1 스위치(Q2)의 비-활성화로, 상기 플라이백 인덕터(22)의 자화 전류가 미리 결정된 피크 값에 도달할 때 상기 제 1 스위치(Q2) 및 상기 제 2 스위치(Q1)를 비-활성화시키도록 구성되는,
컨버터.
제1항 또는 제2항에 있어서,
상기 제어 유닛(1000)은 동시 활성화/비-활성화에 의해 또는 상기 제 1 스위치(Q2)의 활성화 다음의 상기 제 3 스위치(Q3)의 비-활성화로 상기 제 1 전자 스위치(Q2) 상의 전압이 제로에 도달하였을 때, 상기 제 1 스위치(Q2)를 활성화시키고 상기 제 3 스위치(Q3)를 비-활성화시키도록 구성되는,
컨버터.
안정화된 입력 전압(Vs)이 공급된 제 1 분기(34, Q2) 및 제 2 분기(Q1, Q3)를 갖고 플라이백 인덕터(22)의 단자들을 구동하기 위하여 각각의 중간 지점들(A, B)을 가진 브리지 구조에 의해 구동된 상기 플라이백 인덕터(22)를 통해 상기 안정화된 입력 전압(Vs)으로부터 dc 출력 신호(OS)를 생성하는 방법으로서,
상기 제 1 분기(34, Q2)는 상기 입력 전압(Vs)과 상기 제 1 분기의 중간 지점(A) 사이에 개입된 다이오드(34) 및 상기 제 1 분기의 중간 지점(A)과 접지 사이에서 동작하는 제 1 전자 스위치(Q2)를 포함하고,
상기 제 2 분기(Q1, Q3)는 상기 입력 전압(Vs)과 상기 제 2 분기의 중간 지점(B) 사이에서 동작하는 제 2 전자 스위치(Q1)를 포함하고,
상기 방법은:
상기 제 2 분기의 중간 지점(B)과 접지 사이에서 동작하는 제 3 전자 스위치(Q3)를 제공하는 단계; 및
순환적인 방식으로,
a) 상기 제 1 스위치(Q2) 및 상기 제 2 스위치(Q1)의 활성화 다음에 상기 플라이백 인덕터(22)의 자화 전류의 램프-형 증가를 생성하는 단계;
b) 상기 플라이백 인덕터(22)에서의 자화 전류가 미리 결정된 피크 값에 도달할 때, 상기 제 1 스위치(Q2) 및 상기 제 2 스위치(Q1)를 비-활성화시키는 단계;
c) 상기 제 3 스위치(Q3)를 활성화시켜, 상기 플라이백 인덕터(22)에서의 에너지 전달을 생성하는 단계; 및
d) 상기 제 1 전자 스위치(Q2) 상의 전압이 제로에 도달하였을 때 상기 제 1 스위치(Q2)를 활성화시키고 상기 제 3 스위치(Q3)를 비활성화시키는 단계;
를 포함하는 시퀀스를 달성하는 단계;
를 포함하는,
안정화된 입력 전압(Vs)으로부터 dc 출력 신호(OS)를 생성하는 방법.
제7항에 있어서,
상기 광원은 LED 모듈인,
컨버터.