CN101861010A - 转换器装置和对应的方法 - Google Patents

Abstract

提供了转换器装置和对应的方法。转换器用于从输入电压产生直流输出信号，包括由具有第一支路和第二支路的桥结构驱动的回扫电感器。第一和第二支路分别具有相应的中间点(A、B)。第一支路包括设置于母线和中间点(A)间的二极管及中间点(A)和地间的第一开关。第二支路包括母线和中间点(B)间的第二开关及中间点(B)和地间的第三开关。还包括控制单元，用于循环执行下述序列：在激励第一和第二开关后，在回扫电感器中产生磁化电流的斜坡状升高；当回扫电感器中的磁化电流达到给定峰值时，将第一和第二开关解除激励；激励第三开关，从而在回扫电感器中带来能量传送；及当第一开关上的电压已达到零时，激励第一开关并将第三开关解除激励。

Description

转换器装置和对应的方法

技术领域

本公开涉及直流到直流的转换技术。

本公开是通过特别关注其在用于驱动被用作光源的LED的单元中的可能应用而研发的。本公开的一种可能应用是利用直流输入和具有恒定电压或者电流的输出来驱动具有绝缘隔障的中等功率的LED。

背景技术

图1示出了一种电气方案，其中，将线电压LV(例如50Hz的通用电网电压)转换为可以用于驱动负载的输出电流/电压OS，所述负载例如由诸如LED模块等的光源构成。

在通过引用在此说明的示例中，在通过整流器R后，线电压LV通过两个级10和20，以便在级20本身的输出处提供稳定的输出信号OS。

级10一般具有有功功率因子控制(PFC)的功能，并且在其输出产生约为直流400V的、并且其上叠加100Hz的纹波(即电网频率的两倍的频率)的稳定电压Vs，同时吸收与电网电压同相的正弦电流。

在图1的示例中，级10包括电感器12，二极管14与电感器12串联。诸如MOSFET 16的电子开关根据一般的T配置而被设置在电感器12和二极管14之间。

在此纯粹是为了举例来说明这种结构的：本领域内的普通技术人员事实上知道，可以使用不同的技术来获得同一信号(即电压Vs)。

现在参考级20，在所述的示例中，所述级20基本上被配置为回扫型的直流到直流级，其产生从电压Vs开始的稳定的输出信号OS，即电压Vout和/或电流Iout。

在此处示出的示例中，级20包括变压器(即互感器)22，该变压器的次级绕组24通过二极管26来提供输出电容器28的电荷，在输出电容器28上有稳定的输出电压Vout。根据被称为准谐振(QR)模式的方案，经由电子开关Q2(通常由MOSFET构成)来驱动变压器22的初级绕组30。

在图1的方案中，附图标记32表示级20的输入电容器，该输入电容器上有电压Vs。然后通过变压器22的初级绕组30来连接RCD缓冲器(RCD Snubber)，即二极管34，该二极管的阳极归入开关Q2，而其阴极连接到由并联的电阻器37和电容器39构成的RC组。

在图1中示出的拓扑结构本身应视为本领域已知的。

同样已知的是对应的工作原理：一般来说，对于低于电压Vs(也被称为“母线”电压)的电压，开关Q2接通(即：使其导通)，从而降低接通泄露。准谐振(QR)驱动策略产生减少电磁干扰(EMI)的发射的可变频率的系统。所述电路中的电流的RMS值低于在采用被称为“不连续导通模式”(Discontinuous Conduction Mode，DCM)的驱动策略的情况下产生的电流的RMS值。

图1中示出的方案总的来说在下述方面很通用：其使得能够在输入和输出二者处“覆盖”相当宽的电压和电流范围。

本申请的发明人已经注意到图1的方案具有某些的固有局限性。

首先，开关Q2被暴露于很高的电压，该电压大致为母线电压Vs的值加上输出电压的n倍的和，其中，n是互感器或者变压器22的变压比(匝数比)。

为了在采用这种工作模式时获得良好的切换，以下述方式来选择上述比率即数量n：使得乘积n·Vout尽可能接近母线电压Vs的值。因此，考虑前述的约为直流400V的值，开关Q2上的电压可以达到约为800V的值。这使得必须使用能够承受900-1000V的电压的部件，即必须使用成本很高的部件。

所述系统还在一定程度上对存在于母线电压上的可能的过压敏感。

而且，由于没有有效的零电压切换(ZVS)，因此在一定的极限之外，不能包含对电磁干扰(EMI)的降低。

另外，由于存在由前述元件34、36和38构成的RCD耗散缓冲器，因此，互感器上在任何情况下均存在功率泄露。

本申请的发明人还注意到可以通过采取图2中示出的级20的方案来克服如上所述的局限性，在图2中，以相同的附图标记来表示与已经参考图1所述的相同或者等同的部分、元件和部件。

在图2的方案中，经由一种桥配置来驱动互感器22的初级绕组30，所述桥配置包括两个支路，所述两个支路(根据一般的并联连接)均归于母线Vs，即：

-包括二极管34的支路，二极管34的阴极直接地连接到母线Vs(实际上消除了图1电路中的缓冲器的RC部件37和39)，并且开关Q2与二极管34串联；以及

-第二支路，该第二支路包括：第二电子开关Q1，第二电子开关Q1实质上类似于开关Q2(例如同样为MOSFET)，并且连接到线Vs；以及二极管35，二极管35被设置在开关Q1和地之间。

互感器22的初级绕组30的两个端子事实上分别连接到在开关Q1与二极管35的阴极之间的中间点B以及在二极管34的阳极与开关Q2之间的中间点A。

这种方案一般来说是具有两个开关(由Q2和Q3构成)的回扫转换器，其中，Q2和Q3之上的电压总是小于或者等于母线电压Vs。

可以用下述方式来选择互感器22的匝数比：使得能够以很低的电压来实现向接通状况的切换。

另外，通过二极管34和35在母线中恢复在电感器22的分散电感(Dispersed Inductance)中存储的能量。

本申请的发明人已经注意到这种解决方案也不是没有缺点。

例如，开关Q1是浮动的，并且具体地，在为MOSFET的实施例中，为了能够驱动栅电极，还需要浮动电源。

由于开关Q1的源极在切换时段期间不必然为0，不可能采取自举技术来产生浮动电压。

同样，不可能实现零电压切换(Zero-Voltage Switching，ZVS)的有效条件。

发明内容

本发明的一个目的是提供能够克服上述解决方案的缺点的解决方案。

根据本发明，通过具有所附的权利要求中所述的特征的转换器装置来实现所述目的。本发明还涉及对应的方法。

权利要求形成与本发明相关的在此提供的本公开的构成部分。

附图说明

现在通过参考附图、纯粹以非限定性的示例方式来说明本发明，在附图中：

-图1和2已经在上文中描述；

-图3是在此所述的转换器的电路图；以及

-图4示出用于表示在此所述的转换器中的一些信号的曲线的各个图。

具体实施方式

在下面的说明中，说明了各种具体细节，以便深入了解实施例。在没有其中的一个或多个具体细节的情况下也可以获得所述实施例，或者还可以使用其他方法、部件、材料等来获得所述实施例。在其他情况下，为了不混淆所述实施例的各个方面，未详细说明或描述已知的结构、材料或者操作。

在本说明书的框架中提及“实施例”或者“一个实施例”旨在表示在至少一个实施例中包括与关于所述实施例而描述的具体配置、结构或者特征。因此，可能在本说明书的不同位置中提及的诸如“在实施例中”或者“在一个实施例中”的表述并不必然表示一个和同一实施例。而且，可以在一个或多个实施例中以任何适当的方式来组合具体构造、结构或特性。

在此使用的引用仅仅是为了描述方便，而并不限定实施例的保护范围或范围。

同样，在图3的方案中，用相同的附图标记来表示与已参考图1或图2所描述的部分、元件或者部件相同或者等同的部件、部分或者元件，并且为了简化说明，这里不再重复对其的说明。

一般来说，与图2的方案相比，图3的解决方案设想使用另一开关Q3来替换与开关Q1串联的二极管35。另外，如根据下面的内容而能很清楚地理解的那样，在图3的方案中示出了与两个开关Q2和Q3相关联的两个电容C1和C2。

电容C1和C2可以由两个开关Q2和Q3的寄生电容(至少部分地)构成，或者可以是添加到所述电路的电容。在一个实施例中，为了便于零电压切换(ZVS)，C1＞C2，并且为了满足这个条件，可能需要使用外部电容C1。

图3的方案使用另一开关Q3来产生用于开关Q1的浮动电源，同样使得能够对所有三个开关Q1、Q2和Q3来使用零电压切换(ZVS)。

图3中示出的解决方案使得能够使用MOSFET作为开关Q3，该MOSFET的尺寸小于构成所述两个第一开关(主开关)Q1和Q2的两个MOSFET的尺寸。开关Q3事实上具有下述主要功能：再循环泄露能量以及量降低的反向磁化电流，以实现零电压切换。

附图标记100、200和300表示用于分别驱动开关Q1、开关Q2和开关Q3的线路。所述线路归于控制或命令电路或单元(例如微控制器)1000。

在所示出的实施例中，使得单元1000同样对于下述各项敏感：

-互感器或变压器22上的电压，例如经由存在于变压器22的次级上的辅助绕组来检测所述电压，以便确定电感器22本身的去磁时刻；以及

-开关Q2中的电流，例如经由连接在Q2的源极和地之间的电流测量电阻器38来检测所述电流。

为了简化对图3中所示电路的工作准则的描述，在此假定：

-线路200直接地连接到控制单元1000，以便直接地接收由所述单元发出的驱动脉冲；

-存在于线路100中、在单元1000和开关Q1的栅极之间的为用于产生Q1的接通中的延迟的系统；在图3的示例中，已经通过具有两个输入的与(AND)门102和延迟块104(该延迟块引入例如1微秒的延迟，并且以下述方式连接到所述与门的两个输入之一：线100上引入的信号直接地达到所述两个输入，并且使用由元件104设置的延迟，整体结果是由单元1000发出的驱动脉冲(正的)将被施加到开关Q1的栅极，并且所述脉冲相对于用于驱动开关Q2的栅极的脉冲具有对应的延迟，可以注意到，因此仅在上升沿而不是在下降沿产生所述延迟)获得所述延迟；并且

-在执行对开关Q3的栅极的驱动功能的线路300中存在逻辑反相器202(例如该反相器使得由单元1000产生的“高”逻辑电平变为“低”逻辑电平，并且反之亦然)以及实质上与前面描述的类似的、包括与门204和延迟元件206的布局，即具有对于开关Q3的接通延迟(同样，再次仅当接通时有延迟，而当关断时没有延迟)；所述延迟例如可以具有0.5微秒的值，因此，该延迟小于通过线路104设置的延迟值，并且最好等于通过线路104设置的延迟值的一半。

另一方面，本领域内的普通技术人员应理解，在此所示的驱动方案对应于可以容易地被说明的解决方案：可以使用完全不同的电路解决方案来实现总的来说与可以利用所述电路配置来实现的的工作准则类似的工作准则。

一般而言，可以通过应用模拟手段(使用常用的PWM驱动电路)或者应用数字手段(使用微处理器或者DSP电路)来获得用于驱动开关Q1、Q2和Q3的解决方案。

例如，可以通过由安森美半导体公司(ON Semiconductor)制造的PMW电流模式控制器电路NCP 1207来执行驱动开关Q2的栅极的功能。

这样的电路还能够执行对互感器22的去磁状态(经由辅助绕组)进行检测和对前述开关Q2上的电流的状态进行检测的功能。具体地，这可以经由连接到电阻器36的引脚PIN 1(ZV感测)和连接到电阻器38的引脚PIN 3(电流感测)而发生。

如此由电路NCP 1207产生的用于驱动开关Q2的信号(通过引脚5-栅极驱动器)可被带到诸如由意法半导体公司(STMicroelectronics)制造的集成电路L6384的电路的输入IN(引脚1)，然后，在相应的输出HVG(引脚7)和LVG(引脚5)上获得用于驱动开关Q1和开关Q3的信号。

在图3中示出的示例的情况下，经由单元1000设置的所述电路的驱动序列为在图4的分别由Q2、Q3和Q1表示的三个图中示出的序列。这些图引用共同的时标；在每个图中，“高”电平(ON，接通)表示开关为接通或者激活的，即为导通的；“低”电平(OFF，关断)相反地表示开关为关断的或者被解除激活的，即不导通的。

在时间t1，使得开关Q2在零电压(ZVS)导通，即接通，并且开关Q3被关断，即不导通。因为存在反相器202，因此将开关Q2置于导通状态的“高”脉冲事实上采取来自反相器202的输出处的低电平，该低电平立即传播通过与门(AND Gate)，从而使得开关Q3关断。

开关Q2接通和开关Q3关断的效果使得互感器22的磁化电流以母线电压Vs对开关Q3上的电容C2充电。

单元1000的已导致开关Q2被激励和开关Q3被关断的输出脉冲以由延迟元件104建立的延迟DT1、在来自与门102的输出传播，并且达到开关Q1，从而将Q1接通(在零电压)。

回扫互感器上的磁化电流因此开始以斜坡状升高。

当(在所考虑的示例中，由于由电阻器38提供的信号)单元1000检测到变压器22的电流已经达到预定的峰值时，单元1000本身(在图4的时刻t2)控制开关Q1和开关Q2两者关断(即进入不导通的状态)。

另外，应理解，关断命令(“低”逻辑电平)在来自与(AND)逻辑门102的输出没有延迟地传播，并且因此达到开关Q1。

在这些情况下，在预设的时间间隔DTleak(为了简化说明，可以假定该时间间隔等于图4的间隔DT2；事实上，关系式DT2＝Dtleak通常成立)期间，变压器的泄露能量在母线恢复。

单元1000的输出信号的、确定开关Q1和Q2的关断的零电平或“低”电平在来自逻辑反相器202的输出处变为“高”逻辑电平的信号，该高”逻辑电平的信号以由延迟线206设置的延迟DT2而在来自与逻辑门204的输出处传播，从而确定开关Q3的接通(此处也在零电压)。

磁化能量因此被传送到在互感器22的次级上的负载。

在随后的时刻t3，发现回扫电感器被去磁，并且回扫电感器的磁化电感与电容C1和C2谐振(再次说明的是，C1和C2并不必然是寄生电容，而可以是被添加到所述电路的电容)，从而使得开关Q2上的电压振荡地变为0，其中磁化电流改变符号。

在下一时刻t4，所述单元经由电感器22的辅助绕组检测到Q2上的电压已经降低到0。

在这一点，所述序列如上所述地从时刻t1开始重复(即开关Q2在零电压再次导通并且同时开关Q3被解除激励)。

在不损害本发明的原理的情况下，相对于在此纯粹是以非限定性示例的方式说明的内容，所述实施例和结构的细节可以有所改变，甚至有较大的改变，而不偏离由所附的权利要求限定的本发明的范围。例如，包括电子开关Q2、Q1和Q3的桥结构的中间点A和B的连接模式可以与在此说明的模式相反。同样，在此以n沟道MOSFET的形式提供的所涉及的开关可以为不同特性的电子开关，例如可以是p沟道MOSFET，相应地所涉及的部件的驱动信号的极性也会与此相适应。

而且，为了描述上的简化，上述说明考虑了一个实施例的示例，其中，开关Q1和Q2(在图4的图中的时刻t2)同时被解除激励，使得用于实现开关Q3的零电压切换(ZVS)的能量仅仅为泄露能量。在各个实施例中，可以设想Q1的关断将至少略在Q2的关断之前(即Q2的关断在Q1的关断之后)，以使磁化电流通过Q3的体效应二极管(Bulk diode)并通过Q2(保持导通)再循环，从而甚至在负载减小的情况下也有利于Q3的零电压切换。

类似的考虑也适用于开关Q2的接通和开关Q3的关断(图4的图中的时刻t1和t4)。上述的说明为了描述上的简化而引用了其中所述事件同时发生的实施例的示例，但是，在各个实施例中，通过在开关Q2的激励之后将开关Q3解除激励(利用根据上述相同的形式来进行的操作序列)，可以在开关Q2上的电压已经达到零时激励开关Q2并将开关Q3解除激励。这种操作模式使得有可能降低转换器的工作频率，而无损于零电压切换特性。

上述实施例例如导致在Q2的关断和Q1的关断之间的时间偏移或者导致在开关Q3的解除激励和开关Q2的激励之间的时间偏移，这些实施例既可单独使用，也可以组合地使用，以优化转换效率，并且调节工作频率，而不会对转换器的操作和零电压(ZV)转换有不利影响。

Claims (10)

1.一种转换器电路，所述转换器电路从稳定的输入电压(Vs)产生直流输出信号(OS)，所述转换器电路包括回扫电感器(22)和用于驱动所述回扫电感器(22)的驱动装置，所述驱动装置包括桥结构，所述桥结构具有从母线供电、以接收所述输入电压(Vs)的第一支路(34，Q2)和第二支路(Q1，Q3)，并且所述第一支路(34，Q2)和所述第二支路(Q1，Q3)具有用于驱动所述回扫电感器(22)的各端子的相应的中间点(A，B)，其中：

-所述第一支路(34，Q2)包括插入于所述母线和所述第一支路的中间点(A)之间的二极管(34)以及在所述第一支路的中间点(A)和地之间发生作用的第一电子开关(Q2)，

-所述第二支路(Q1，Q3)包括第二电子开关(Q1)，所述第二电子开关(Q1)在所述母线和所述第二支路的中间点(B)之间发生作用，

特征在于：

-所述第二支路包括第三电子开关(Q3)，所述第三电子开关(Q3)在所述第二支路的中间点(B)和地之间发生作用，并且

-提供了控制单元(1000)，所述控制单元对于所述回扫电感器(22)的去磁敏感(36，38)，所述控制单元(1000)被配置为作用于(100，200，300)所述第一开关(Q2)、所述第二开关(Q1)和所述第三开关(Q3)，以便以循环的方式执行下述序列，所述序列包括：

-a)在激励所述第一开关(Q2)和所述第二开关(Q1)后，在所述回扫电感器(22)中产生磁化电流的斜坡状升高，

-b)当所述回扫电感器(22)中的磁化电流达到预定的峰值时，将所述第一开关(Q2)和第二开关(Q1)解除激励，以及

-c)激励所述第三开关(Q3)，从而在所述回扫电感器(22)中产生能量传送，以及

-d)当所述第一电子开关(Q2)上的电压已经达到零时，激励所述第一开关(Q2)并将所述第三开关(Q3)解除激励。

2.根据权利要求1的转换器，其中，所述控制单元(1000)被配置为：相对于所述第一开关(Q2)的激励，以给定的延迟(DT1)来激励所述第二开关(Q1)。

3.根据权利要求1或2中的任一项的转换器，其中，所述控制单元(1000)被配置为：相对于所述第一开关(Q2)和所述第二开关(Q1)的解除激励，以相应的给定的延迟(DT2)来激励所述第三开关(Q3)。

4.根据前述权利要求中的任一项的转换器，其中，所述第一开关(Q2)和第三开关(Q3)具有相关联的电容(C1，C2)，并且其中，所述控制单元(1000)被配置为：在所述第三开关(Q3)的激励和解除激励之间使得所述回扫电感器(22)的磁化电感与所述电容(C1，C2)谐振，从而使所述第一开关(Q2)上的电压回扫到零，同时使所述回扫电感器(22)中的所述磁化电流改变符号。

5.根据权利要求4的转换器，其中，与所述第一开关(Q2)相关联的电容(C1)大于与所述第三开关(Q3)相关联的电容(C2)。

6.根据前述权利要求中的任一项的转换器，包括下述传感器中的至少一个：

-第一传感器(36)，该第一传感器耦接到所述回扫电感器(22)，以检测所述回扫电感器(22)的去磁，

-第二传感器(38)，该第二传感器耦接到所述第一电子开关(Q2)，以检测所述第一电子开关(Q2)上的电流。

7.根据前述权利要求中的任一项的转换器，该转换器与诸如LED模块的光源耦接，所述光源用所述直流输出信号(OS)来供电。

8.根据前述权利要求中的任一项的转换器，其中，所述控制单元(1000)被配置为：当所述回扫电感器(22)中的磁化电流达到预定的峰值时，通过将所述第一开关(Q2)和所述第二开关(Q1)同时解除激励，或者通过在将所述第二开关(Q1)解除激励后将所述第一开关(Q2)解除激励，来将所述第一开关(Q2)和所述第二开关(Q1)解除激励。

9.根据前述权利要求中的任一项的转换器，其中，所述控制单元(1000)被配置为：当所述第一电子开关(Q2)上的电压已经达到零时，通过同时激励所述第一开关(Q2)并将所述第三开关(Q3)解除激励，或者通过在激励所述第一开关(Q2)后将所述第三开关(Q3)解除激励，来激励所述第一开关(Q2)并将所述第三开关(Q3)解除激励。

10.一种用于经由回扫电感器(22)从稳定的输入电压(Vs)产生直流输出信号(OS)的方法，所述回扫电感器(22)由桥结构来驱动，所述桥结构具有用所述输入电压(Vs)供电的第一支路(34，Q2)和第二支路(Q1，Q3)，并且所述第一支路(34，Q2)和第二支路(Q1，Q3)具有用于驱动所述回扫电感器(22)的各端子的相应的中间点(A，B)，其中：

-所述第一支路(34，Q2)包括插入于所述输入电压(Vs)和所述第一支路的中间点(A)之间的二极管(34)以及在所述第一支路的中间点(A)和地之间发生作用的第一电子开关(Q2)，

-所述第二支路(Q1，Q3)包括第二电子开关(Q1)，所述第二电子开关(Q1)在所述输入电压(Vs)和所述第二支路的中间点(B)之间发生作用，

特征在于，所述方法包括：

-提供第三电子开关(Q3)，所述第三电子开关(Q3)在所述第二支路的中间点(B)和地之间发生作用，以及

-以循环的方式执行下述序列，所述序列包括：

-a)在激励所述第一开关(Q2)和所述第二开关(Q1)后，在所述回扫电感器(22)中产生磁化电流的斜坡状升高，

-b)当所述回扫电感器(22)中的磁化电流达到预定的峰值时，将所述第一开关(Q2)和第二开关(Q1)解除激励，

-c)激励所述第三开关(Q3)，从而在所述回扫电感器(22)中产生能量传送，以及

-d)当所述第一电子开关(Q2)上的电压已经达到零时，激励所述第一开关(Q2)并将所述第三开关(Q3)解除激励。

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