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KR20040106310A - 라인 주파수 스위칭 레귤레이터 - Google Patents

라인 주파수 스위칭 레귤레이터 Download PDF

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KR20040106310A
KR20040106310A KR10-2004-7015634A KR20047015634A KR20040106310A KR 20040106310 A KR20040106310 A KR 20040106310A KR 20047015634 A KR20047015634 A KR 20047015634A KR 20040106310 A KR20040106310 A KR 20040106310A
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KR
South Korea
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transistor
supply voltage
voltage
mode power
switch mode
Prior art date
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KR10-2004-7015634A
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English (en)
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KR100995537B1 (ko
Inventor
맥스 워드 무터스포그
Original Assignee
톰슨 라이센싱 소시에떼 아노님
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Filing date
Publication date
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    • G05F1/10—Regulating voltage or current 
    • G05F1/12—Regulating voltage or current  wherein the variable actually regulated by the final control device is AC
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Abstract

스위치 모드 전력 공급기(SMPS)에 있어서, 간선 공급 전압 소스는 입력 공급 전압을 생성하기 위하여 정류기에 연결된다. 정류된 입력 공급 전압은 SMPS의 일 입력단에 미필터링된 상태로 연결된다. 제어가능 듀티 사이클을 가지는 스위칭 전력 트랜지스터는, 정류된 입력 공급 전압으로부터 레귤레이팅된 출력 공급 전압을 생성하기 위하여 듀티 사이클 조절된 신호에 의해 제어된다. 간선 공급 전압의 주기적인 파형은 듀티 사이클 조절된 신호의 타이밍을 확립하는데 사용된다. 각각의 사이클 동안, 트랜지스터가 이미 완전히 턴온되고 그 주 전류 도통 단자들 사이에 걸린 전압이 낮거나 0 볼트와 가까울 때, 전류 흐름이 트랜지스터 내에서 개시된다. 따라서, 전력 소모는, 유리하게, 적다. 출력 공급 전압이 요구되는 레벨에 도달될 때 트랜지스터는 턴오프된다. 트랜지스터가, 턴오프된 후, 동일 사이클 내에서 다시 턴온되는 것을 방지하기 위하여 히스테리시스가 제공된다.

Description

라인 주파수 스위칭 레귤레이터{LINE FREQUENCY SWITCHING REGULATOR}
통상적으로, 스위치 모드 전력 공급기(SMPS: switch mode power supply)는, 듀티 사이클 조절된 신호에 의해 제어되는 제어가능한 듀티 사이클을 가진 스위칭 전력 트랜지스터를 포함한다. 교류(AC) 간선 공급 전압원은, SMPS에 전력을 공급하기 위한 입력 공급 전압을 생성하는 정류기에 연결된다. 통상적으로, 정류기에서 생성된 정류된 입력 공급 전압으로부터 AC 성분을 필터링하기 위하여, SMPS의 입력단에 대용량 입력 필터 커패시터가 연결된다. 이 대용량 입력 필터 커패시터를 제거하는 것이 바람직할 수 있다.
본 발명은 통신 디바이스를 위한 스위치 모드 전력 공급기에 관한 것이다.
본 출원은 미국 가출원번호 60/370,072 (2002년 4월 4일에 출원됨)의 이익을 주장하는 정규 출원에 기초한다.
도 1은, 도 2의 회로의 동작을 설명하기 위하여 유용한 라인 주파수에서 간선 공급 전압으로부터 생성된, 미필터링된 전체-파 정류된 사인파 파형을 도시하는 개략도.
도 2는 본 발명의 특징을 채용하는, 스위치 모드 전력 공급기를 도시하는 개략도.
도 3의 (a), (b), (c)는 도 2의 전력 공급기의 동작을 설명하기 위하여 유용한 파형을 도시하는 개략도.
전형적인 SMPS는 듀티 사이클 조절 신호의 타이밍을 확립하기 위하여 주기적인 스위칭 신호의 생성을 요구한다. 듀티 사이클 조절 신호의 타이밍을 확립하기 위하여 간선 공급 전압의 주기적인 파형을 이용하는 것이 바람직할 수 있다. 따라서, SMPS 동작은 주기적인 스위칭 신호의 생성과 관련되어 추가되는 회로 복잡성없이 얻어질 수 있다.
본 발명의 특징을 채용하는 SMPS에 있어서, 간선 공급 전압 소스는 입력 공급 전압을 생성하기 위한 정류기에 연결된다. 정류된 입력 공급 전압은 SMPS의 입력단에 미필터링된 상태로 연결된다. 제어가능 듀티 사이클을 갖는 스위칭 전력 트랜지스터는, 정류된 입력 공급 전압으로부터 레귤레이팅된 출력 공급 전압을 생성하기 위하여 듀티 사이클 조절 신호에 의해 제어된다. 간선 공급 전압의 주기적인 파형은 듀티 사이클 조절 신호의 타이밍을 확립하기 위하여 사용된다.
본 발명의 특징을 구현하는데 있어, 각각의 사이클 동안에, 트랜지스터는 이미 완전히 턴온되어 있지만 그 주 전류 도통 단자들 사이에 걸리는 전압은 낮게 또는 0(제로) 볼트에 가까울 때, 트랜지스터 내에서 전류 흐름이 개시된다. 따라서, 전력 소모는 유리하게 작다. 출력 공급 전압이 문턱 레벨에 도달하면 트랜지스터는 턴오프된다.
본 발명의 다른 특징을 구현하는데 있어, 트랜지스터가 턴오프된 이후에, 해당 동일 사이클 동안에 다시 턴온되는 것을 방지하기 위하여 히스테리시스가 제공된다. 따라서, 유리하게, 트랜지스터의 주 전류 도통 단자들 사이에 걸리는 전압이 더이상 0 볼트에 가깝지 않을 때, 트랜지스터는 해당 동일 사이클 동안 다시 턴온되는 것이 방지된다. 결과적으로, 전력 소모의 증가는, 유리하게, 방지된다.
본 발명의 특징을 채용하는 스위치 모드 전력 공급기는, 주기적인 입력 공급 전압의 소스 및 필터 커패시터를 포함한다. 전력 스위칭 반도체가 상기 반도체 내에 주기적인 정류된 공급 전류 펄스를 생성하기 위하여 상기 소스 및 상기 커패시터에 연결되며, 상기 전류 펄스는 상기 커패시터 내에 출력 공급 전압이 걸리도록 하기 위하여 상기 입력 공급 전압의 주파수에 관련되는 주파수에서 제 1 방향으로의 제 1 천이와 제 2 방향으로의 제 2 천이를 가진다. 상기 제 1 천이 동안, 상기 반도체 내에 0 전압 스위칭을 제공하는 방식으로 상기 제 1 천이에 상기 반도체를 도통 상태로 되도록 하기 위하여, 제 1 스위치 제어 신호의 소스가 제공된다. 비교기는 출력 공급 전압을 지시하는 신호 및 상기 반도체를 위한 제 2 스위치 제어 신호를 생성하기 위한 기준 레벨의 신호에 응답하여, 상기 출력 공급 전압과 상기 기준 레벨 신호 사이의 차이에 따라, 조절된 전류 펄스의 제 2 천이를 생성한다. 비교기는 상기 출력 공급 전압에 대하여 히스테리시스를 공급하는 포지티브 피드백 신호 경로를 가진다.
도 2는 본 발명의 특징을 채용하는 스위치 모드 레귤레이터(100)를 포함하는스위치 모드 전력 공급기를 도시한다. 간선 공급 전압(VM)은 라인 트랜스포머(T1)를 경유하여 브릿지 정류기(101)에 인가된다. 정류기(101)의 단자(102a 또는 102b)에 걸리는 전압(Vin)은, 레귤레이터, 즉 직렬 통과 스위칭 트랜지스터(Q1)의 에미터에 단자(102a 또는 102b)를 경유하여 연결된다. 트랜지스터(Q1)는 정류기 또는 다이오드(D2)에 직렬로 연결되어 스위칭 반도체를 형성한다. 트랜지스터(Q1)의 콜렉터는 다이오드(D2)를 경유하여, 커패시터(C1) 내에서 레귤레이팅된 출력 공급 전압(Vout)을 생성하는 필터 커패시터(C1)에 연결된다.
전압(Vout)은, 예컨대 동일한 값을 가지는 저항(R7)과 저항(R6)을 포함하는 전압 분할기를 경유하여, LM324 타입의 비교기 또는 연산증폭기(U1)의 반전 입력 단자 즉, 핀 2에 연결된다. 기준 전압(Vref)은, 조정가능 전압 분할기 저항(R10)과 저항(R5)을 경유하여, 증폭기(U1)의 비-반전 입력 단자, 즉 핀 3에 연결되어, 증폭기(U1)의 비-반전 입력 단자, 즉 핀 3에서 기준 전압(Vref1)을 확립시킨다. 증폭기(U1)의 출력 단자, 즉 핀 1은, 저항(R2)과 저항(R3)에 의해 형성된 전압 분할기를 경유하여, 스위칭 트랜지스터(Q2)의 베이스에 연결된다. 트랜지스터(Q2)의 콜렉터는, 전류 제한 저항(R1)을 경유하여, 트랜지스터(Q1)의 베이스에 연결된다.
도 1과 도 3의 (a), (b), (c)는 도 2의 스위칭 레귤레이터(100)의 동작을 설명하는데 유용한 파형을 도시한다. 도 1, 도 2 및 도 3의 (a), (b), (c)에서 유사한 기호와 숫자는 유사한 부분 또는 기능을 지시한다.
도 2의 브릿지 정류기(101)의 단자(102a)는 트랜지스터(Q1)의 에미터 단자(102b)와, 문자 "x" 형태의 점선으로 도시된 바와 같이, 분리되어 있다고 가정하자. 또한 저항 부하(미도시됨)가 단자(102a)에 인가되어 있다고 가정하자. 그러한 경우에, 도 2의 단자(102a)에서 입력 공급 전압(Vin)의 파형은, 도 1에 도시된 바와 같은, 예컨대 60 Hz의 라인 주파수를 가지는 간선 공급 전압(VM)의, 미필터링된 전체-파 정류된 사인파 파형일 것이다. 아래의 설명에 있어서, 도 2에 도시된 바와 같이 단자들(102a 및 102b)은 서로 연결되어 있고 동일 전위라고 가정한다.
도 3의 (b)의 전압(Vin)의 각각의 주기(9) 동안, 도 3의 (a)의 전압(Vout)이 도 2의 증폭기(U1)의 비-반전 입력 단자, 즉 핀 3에서의 전압의 2배보다 더 낮은 한, 증폭기(U1)의 출력 전압은, 출력 핀 1에서, HIGH 레벨 즉 증폭기(U1)의 20 볼트 공급 전압(미도시됨)과 대체로 동일한 레벨이다. 결과적으로, 트랜지스터(Q2)가 턴온되고 이에 따라 트랜지스터(Q1)이 포화 상태에서 턴온된다. 따라서, 유리하게, 트랜지스터(Q1)은 도 3의 (c)의 전류(Ieq1)가 트랜지스터(Q1)에 흐르기 전에 도통 상태로 된다.
도 1에서 점선 윗부분인 전압(Vin) 부분에 의해 나타난 바와 같이, 전압(Vin)이 순방향 바이어스 다이오드(D2)에 대해 충분히 크게 되었을 때, 도 2의 트랜지스터(Q1)의 콜렉터-에미터 전압(미도시됨)은 극성을 바꾼다. 결과적으로, 도 3의 (c)의 정류된 공급 전류(Ieq1)는, 도 2의 트랜지스터(Q1)의 에미터-콜렉터 전류 경로와, 다이오드(D2) 및 필터 커패시터(C1)를 포함하는 전류 경로를 따라 흐르기 시작하여, 커패시터(C1)를 충전시키고, 전압(Vout)을 생성시킨다. 도 3의 (b)의 간격(t1) 동안, 전압(Vout)은 전압(Vin)의 순간값과 함께 변화한다. 도 3의 (c)는, 도 2의 전압(Vout)이 예컨대 11 오옴의 부하(미도시됨)에 연결된 경우, 간격(t1)동안에, 도 2의 트랜지스터(Q1)에서 에미터 전류(Ieq1)의 파형을 도시하고 있다.
본 발명의 특징을 구현하는데 있어, 도 3의 (b)의 전압(Vin)이 도 3의 (a)의 전압(Vout)에 대략적으로 동일하거나 또는 도 2의 트랜지스터(Q1)의 콜렉터-에미터 전압(미도시됨)이 작을 때, 도 3의 (a)의 출력 전압(Vout)은 도 2의 트랜지스터(Q1)에서 도 3의 (c)의 전류(Ieq1)의 흐름을 개시함으로써 전력 효율적인 방식으로 레귤레이팅된다. 도 3의 (c)의 전류(Ieq1)는 트랜지스터(Q1)가 이미 도통 상태로 된 후 도 2의 트랜지스터(Q1)에서 흐르기 시작한다. 따라서, 유리하게, 트랜지스터(Q1)가 턴온된 때 0 볼트 스위칭이 제공된다. 그 결과는 트랜지스터(Q1)에서, 도 3의 (c)의 에미터 전류(Ieq1)의 개시에 앞서, 도 2의 트랜지스터(Q1)의 에미터와 콜렉터 사이에 상당한 전압차가 걸리는 경우보다 더 적은 전력이 소모된다는 것이다.
도 3의 (a)의 전압(Vout)이 도 2의 증폭기(U1)의 비-반적 입력 단자, 즉 핀 2에서의 전압의 2배와 동일한 문턱 레벨에 도달할 때, 핀 1에서의 증폭기(U1)의 출력은 LOW 레벨에 이르며, 이는 트랜지스터(Q2) 및 트랜지스터(Q1)으로 하여금 턴오프되도록 한다. 전압(Vout)은 증폭기(U1)의 비-반전 입력 단자, 즉 핀 3에서의 전압의 2배 이상으로 크게 증가하지 않는다. 따라서, 천이 간격 동안(미도시됨)에, 이때 트랜지스터(Q1)가 턴오프되어 있어, 트랜지스터(Q1)의 전력 소모도 역시, 유리하게, 작다. 부하 회로(미도시됨)에 의해 제거되는 커패시터(C1) 상의 전화를 보충하는 프로세스는, 도 3의 (b)의 전압(Vin)의 각 주기(T) 동안 반복된다.
도 2의 포지티브 피드백 저항(R4)은, 본 발명의 특징을 채용하여,증폭기(U1)의 출력 단자, 즉 핀 1에서 증폭기(U1)의 비-반전 입력 단자, 즉 핀 3에 연결되어 히스테리시스를 제공한다. 포지티브 피드백 저항(R4)은 증폭기(U1)의 반전 입력 단자, 즉 핀 2에서의 전압과 비-반전 입력 단자, 즉 핀 3에서의 전압 사이의 전압차가 더 증가되도록 한다.
따라서, 히스테리시스는 증폭기(U1)가 다시 트랜지스터(Q1)를 턴온시키는 것을 방지하여, 전압(Vin)의 아래로 떨어지는(down-ramping) 부분(Vindr) 동안에, 도 3의 (c)의 전류 펄스(Ieq1)의 다중 발생을 회피하도록 한다. 히스테리시스가 없다면, 도 2의 증폭기(U1)는 트랜지스터(Q1)를 턴온시킬 수 있어, 도 3의 (b)의 동일한 주기(T) 동안, 도 2의 트랜지스터(Q1)의 에미터와 콜렉터 사이의 전압차는 0보다 상당히 더 큰 때에, 트랜지스터(Q1)와 다이오드(D2) 내에 제 2 전류 펄스(Ieq1)를 생성하게 할 수 있다. 따라서, 히스테리시스는 0 전압 스위칭을 보존함으로써 트랜지스터(Q1) 내의 전력 소모 증가를 방지한다.
풀-다운 다이오드(D3)는, 본 발명의 특징을 채용하여, 트랜지스터(Q1)의 에미터와 증폭기(U1)의 반전 입력 단자, 즉 핀 2 사이에 연결된다. 풀-다운 다이오드(D3)는 증폭기(U1)의 반전 입력 단자, 즉 핀 2에 전압(Vin)을 연결시킨다. 전압(Vin)을 감소시키는 것은, 도 3의 (b)의 전압(Vin)의 아래로 떨어지는 부분(Vindr) 동안, 증폭기(U1)의 출력 단자, 즉 핀 1에서의 전압이 다시 HIGH 레벨에 이르도록 한다. 결과적으로, 유리하게, 트랜지스터(Q1)는 다음 사이클을 위한 준비 상태인 도통 상태로 된다.
다이오드(D2)는 트랜지스터(Q1)가 도통 상태로 된 이후 즉시 다시 바이어싱된다. 따라서, 도통 상태인 트랜지스터(Q1) 내에서의 전류 흐름은, 도통 상태가 아니라면 커패시터(C1)를 방전시켰을 것인데, 도 3의 (c)의 다음 도통 간격(t1a)까지 차단된다. 도 3의 (b)의 전압(Vin)이 다시 도 3의 (a)의 전압(Vout)에 대략적으로 동일한 레벨에 도달한 때에만, 다이오드(D2)는 전술된 바와 같이 다시 도 3의 (c)의 전류(Ieq)를 도통시키기 시작한다.
전압(Vout)의 레벨은, 유리하게, 입력 전압(Vin)의 진폭에 있어서의 변동에도 불구하고 도 3의 (b)의 각 주기(T) 동안 실질적으로 동일하게 유지된다. 출력 부하 전류에서의 변동은 도 3의 (a)에서의 피크-대-피크 리플 전압(VRIPPLE)을 변화시킬 수 있다. 그러나, DC 출력 전압(Vout)의 평균값은 유지된다. 리플 전압(VRIPPLE)은, 잘 알려져 있는 바와 같이, 부하에 대하여 커패시터(C1)의 값을 적절하게 선택함으로써 제어될 수 있다. 이렇게 하여, 입력 전압 변동들 및 부하 변동들에 대하여 레귤레이션이 성취된다.
도 2의 다이오드(D1), 커패시터(C2), 및 저항(R8)은 천이 억압기(transient suppresser)를 형성한다. 트랜지스터(Q1)가 턴오프된 때, 트랜스포머(T1) 내의 누설 인덕턴스는 높은 전압 스파이크(미도시됨)를 생성하는 전류 흐름을 유지하려는 경향이 있으며, 이는 트랜지스터(Q1)를 손상시키거나 및/또는 레귤레이팅된 출력 내에 노이즈를 생성시킬 수 있다. 다이오드(D1) 및 커패시터(C2)는 이 스파이크를 도통시키며, 저항(R8)은 생성된 전압에 대한 누설 경로를 제공한다. 저항(R8), 커패시터(C2) 및 다이오드(D1) 캐소드의 정션 단자(106)도 또한, 증폭기(U1) 또는 다른 회로에 공급하기 위해 필요로 되는 바와 같은, 보조 공급 전압을 제공하기 위하여 사용될 수 있다. 도 2의 배열에서, 정션 단자(106)는 기준 전압(Vref)를 도출하기 위하여 사용된다.
본 발명은 통신 디바이스를 위한 스위치 모드 전력 공급기 등에 이용가능하다.

Claims (13)

  1. 스위치 모드 전력 공급기로서,
    주기적인 입력 공급 전압의 소스와;
    필터 커패시터와;
    전력 스위칭 반도체로서, 상기 커패시터 내에 출력 공급 전압을 생성시키기 위한 상기 입력 공급 전압의 주파수와 관련된 주파수에서 제 1 방향으로의 제 1 천이와 반대 방향으로의 제 2 천이를 가지는 상기 반도체 내에 주기적인 정류된 공급 전류 펄스를 생성하기 위하여 상기 소스와 상기 커패시터에 연결된, 전력 스위칭 반도체와;
    상기 제 1 천이 동안, 상기 반도체 내에 0(제로) 전압 스위칭을 제공하는 방식으로 상기 제 1 천이 이전에 상기 반도체를 도통 상태로 만들기 위한 제 1 스위치 제어 신호의 소스; 및
    상기 출력 공급 전압을 지시하는 신호 및 상기 반도체를 위한 제 2 스위치 제어 신호를 생성하기 위한 기준 레벨의 신호에 응답하여, 상기 출력 공급 전압과 상기 기준 레벨 신호 사이의 차이에 따라, 조절된 전류 펄스의 제 2 천이를 생성하는 비교기로서, 상기 비교기는 상기 출력 공급 전압에 대하여 히스테리시스를 공급하는 포지티브 피드백 신호 경로를 가지는, 비교기를
    포함하는, 스위치 모드 전력 공급기.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 입력 공급 전압의 순간 레벨과 상기 출력 공급 전압 사이의 제 1 차이에 도달되면, 상기 제 1 천이가 발생하는, 스위치 모드 전력 공급기.
  3. 제 1 항에 있어서, 상기 히스테리시스는, 0 전압 스위칭을 유지하는 방식으로 상기 입력 공급 전압의 하나의 주어진 주기 동안 상기 반도체가 다중 전류 펄스를 생성하는 것을 방지하는, 스위치 모드 전력 공급기.
  4. 제 1 항에 있어서, 상기 스위칭 반도체는 직렬 통과 트랜지스터를 포함하는, 스위치 모드 전력 공급기.
  5. 제 4 항에 있어서, 상기 직렬 통과 트랜지스터는, 상기 정류된 공급 전류 펄스 밖으로, 상기 커패시터가 상기 트랜지스터를 통해 방전되는 것을 방지하기 위하여 정류기와 직렬로 연결되는, 스위치 모드 전력 공급기.
  6. 제 4 항에 있어서, 상기 트랜지스터의 한 쌍의 주 전류 도통 단자들 사이에 걸려있는 전압이 극성을 바꿀 때, 상기 제 1 천이가 발생하는, 스위치 모드 전력 공급기.
  7. 제 4 항에 있어서, 상기 입력 공급 전압은, 상기 트랜지스터 내의 하나의 주전류 도통 경로를 바이패스하여 상기 트랜지스터의 상기 제어 단자에서 상기 제 1 스위치 제어 신호를 생성하기 위한 신호 경로를 경유하여, 상기 트랜지스터의 제어 단자에 연결되는, 스위치 모드 전력 공급기.
  8. 제 1 항에 있어서, 간선 공급 전압을 정류하여 사인-파 정류된 파형을 가지는 상기 입력 공급 전압을 생성시키기 위한 정류기를 더 포함하는, 스위치 모드 전력 공급기.
  9. 스위치 모드 전력 공급기로서,
    주기적인 입력 공급 전압의 소스와;
    필터 커패시터와;
    전력 스위칭 트랜지스터로서, 상기 커패시터 내에 출력 공급 전압을 생성시키기 위한 상기 입력 공급 전압의 주파수와 관련된 주파수에서 제 1 방향으로의 제 1 천이와 반대 방향으로의 제 2 천이를 가지는 상기 트랜지스터 내에 주기적인 정류된 공급 전류 펄스를 생성하기 위하여 상기 소스와 상기 커패시터에 연결된, 전력 스위칭 트랜지스터와;
    상기 입력 공급 전압은, 상기 제 1 천이 동안, 상기 트랜지스터 내에 0 전압 스위칭을 제공하는 방식으로 상기 제 1 천이 이전에 상기 트랜지스터를 도통 상태로 만들기 위하여, 상기 트랜지스터의 제어 단자에, 상기 트랜지스터 내의 하나의 주 전류 도통 경로를 바이패스하여 상기 트랜지스터의 상기 제어 단자에서 제 1 스위치 제어 신호를 생성하기 위한 신호 경로를 경유하여 연결되는,
    상기 출력 공급 전압을 지시하는 신호 및 상기 트랜지스터를 위한 제 2 스위치 제어 신호를 생성하기 위한 기준 레벨의 신호에 응답하여, 상기 출력 공급 전압과 상기 기준 레벨 신호 사이의 차이에 따라, 조절된 전류 펄스의 제 2 천이를 생성하는 비교기를
    을 포함하는, 스위치 모드 전력 공급기.
  10. 제 9 항에 있어서, 상기 스위칭 트랜지스터는 직렬 통과 트랜지스터를 포함하는, 스위치 모드 전력 공급기.
  11. 제 10 항에 있어서, 상기 직렬 통과 트랜지스터는, 상기 정류된 공급 전류 펄스 밖으로, 상기 커패시터가 상기 트랜지스터를 통해 방전되는 것을 방지하기 위하여 정류기와 직렬로 연결되는, 스위치 모드 전력 공급기.
  12. 제 9 항에 있어서, 상기 주 전류 도통 경로를 바이패스하는 상기 신호 경로는 상기 비교기를 포함하는, 스위치 모드 전력 공급기.
  13. 제 9 항에 있어서, 상기 트랜지스터의 한 쌍의 주 전류 도통 단자들 사이에 걸려있는 전압이 극성을 바꿀 때, 상기 제 1 천이가 발생하는, 스위치 모드 전력 공급기.
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