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KR20040099283A - 무선 주파수 신호의 다운 컨버전을 위한 방법 및 장치 - Google Patents

무선 주파수 신호의 다운 컨버전을 위한 방법 및 장치 Download PDF

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Publication number
KR20040099283A
KR20040099283A KR10-2004-7013299A KR20047013299A KR20040099283A KR 20040099283 A KR20040099283 A KR 20040099283A KR 20047013299 A KR20047013299 A KR 20047013299A KR 20040099283 A KR20040099283 A KR 20040099283A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
signal
frequency
mixer
demodulator circuit
circuit
Prior art date
Application number
KR10-2004-7013299A
Other languages
English (en)
Inventor
타진더 만쿠
Original Assignee
시리픽 와이어레스 코퍼레이션
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 시리픽 와이어레스 코퍼레이션 filed Critical 시리픽 와이어레스 코퍼레이션
Publication of KR20040099283A publication Critical patent/KR20040099283A/ko

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Abstract

스퓨리어스(spurious) 잡음 신호를 억제하며, 저렴하고, 고성능이며, 전체 집적가능한(fully-integrable) 다중-표준 송수신기에 대한 요구가 있다. 본 발명은 발진기 신호 f1을 생성하는 제1신호 발생기, 및 모노톤 혼합 신호 Φ2를 생성하는 제2신호 발생기(여기에서, f1은 Φ2 주파수의 배수이다), 및 멀티톤 혼합 신호 Φ1을 생성하는 논리 회로를 사용하여 이러한 필요성을 만족하는 토폴로지를 제공한다. 여기에서, Φ1*Φ2는 에뮬레이션되는 상기 국부 발진기 신호의 주파수에서 유의한 전력을 가지며, 상기 cp1이나 Φ2 어느 것도 에뮬레이션되는 LO 신호 또는 상기 입력 신호 x(t)의 반송 주파수에서 유의한 전력을 갖지 않는다.

Description

무선 주파수 신호의 다운 컨버전을 위한 방법 및 장치 {Method and Apparatus for Down Conversion of Radio Frequency(RF) Signals}
많은 통신 시스템은 기저대역으로부터 전송용 고주파로 전자기 신호를 변조하고, 이후 상기 고주파가 수신기에 도달하는 경우, 이를 원래의 주파수 대역으로 되돌려서 복조한다. 원 신호(즉, 기저대역 신호)는 예를 들어, 데이터, 음성 또는 영상일 수 있다. 이러한 기저대역 신호는 트랜스듀서 예를 들어, 마이크로폰 또는 비디오 카메라에 의하여 생성되거나, 컴퓨터에 의하여 생성되거나, 전자적 저장 장치로부터 전송될 수 있다. 일반적으로, 고주파는 기저대역 신호보다 넓은 범위의 고용량 채널을 제공하며, 고주파 신호는 공기를 통하여 효과적으로 전파되기 때문에, 이들은 유선으로 설치되거나 망형태로 가이드된 채널 뿐만 아니라 무선 송신에 사용될 수 있다.
이들 신호 모두는 일반적으로 전자기 신호인 RF 신호라 칭한다; 즉, 일반적으로 전파(radio wave)의 전파(propagation)와 관련있고, 전자기 스펙트럼 내에서 전기적 및 자기적 특성을 갖는 파형이다.
상기 변조 및 복조 기술을 사용하는 유선 통신 시스템은 컴퓨터 통신 시스템 예를 들어, 구내정보통신망(LAN), 점대점 통신(point-to-point communication), 및 광역통신망(WAN), 예를 들어, 인터넷을 포함한다. 이러한 통신망은 일반적으로 전기적 도전성 또는 광섬유 채널을 통하여 데이터 신호를 통신한다. 변조 및 복조를 사용하는 무선 통신 시스템은 공공 방송 예를 들어, AM 및 FM 라디오, 및 UHF 및 VHF TV용 통신 시스템을 포함한다. 개인 통신 시스템은 셀룰러 전화망, 개인 호출기, 택시 서비스에서 사용되는 HF 라디오 시스템, 마이크로파 기간 통신망, 블루투스 표준 하에서 상호 연결된 가전, 및 위성 통신을 포함한다. RF 변조 및 복조를 사용하는 기타 유선 및 무선 시스템이 당업자에게 공지되어 있다.
대부분의 RF 수신기는 "수퍼-헤테로다인" 토폴로지를 사용하며, 이는 제한된 범위의 응용, 예를 들어, 공공 방송 FM 라디오 수신기에서 우수한 성능을 제공한다. 후술되는 바와 같이, 이러한 제한은 더욱 정교한 현대의 응용에서 그 사용을 비싸게 하고, 그의 성능을 저하시킨다.
수퍼 헤테로다인 수신기는 RF 신호를 기저대역 신호로 변환하기 위하여 2단계 주파수 변환 방법을 사용한다. 도 1은 전형적인 수퍼-헤테로다인 수신기(10)의 블록 구성도이다. RF 신호를 기저대역 또는 일부 중간 주파수(IF, intermediate frequency)로 변환하기 위하여 M1으로 표시한 혼합기(12) 및 M2로 표시한 혼합기(14)가 사용된다. 구성요소의 균형은 처리할 신호를 증폭시키고, 잡음을 이로부터필터링한다.
RF 대역 통과 필터(BFF1)(18)가 먼저 안테나(20)로부터 들어오는 신호를 필터링한다(상기 대역 통과 필터(18)는 또한 듀플렉서(duplexer)일 수 있다). 이후, 저잡음 증폭기(22)가 필터링된 안테나 신호를 증폭하여, RF 신호의 크기를 증가시키고, 수신기(10)의 잡음 지수를 감소시킨다. 이후, 신호는 통상적으로 영상 제거 필터(image rejection filter)로 확인되는 또다른 대역 통과 필터(BPF2)(24)에 의하여 필터링된다. 이후, 신호는 영상 제거 필터(24)의 신호와 국부 발진기(LO1)(26)에 의하여 생성되는 주기적 신호를 곱하는 혼합기 M1(12)으로 들어간다. 혼합기 M1(12)은 영상 제거 필터(24)로부터 신호를 수신하여, 이를 제1중간 주파수(IF1)로 알려져 있는 저주파로 변환한다.
일반적으로, 혼합기는 그의 입력으로서 두 가지 상이한 주파수를 받아들이고, 그의 출력에서:
(a) 입력 신호의 주파수의 합과 주파수가 동일한 신호;
(b) 입력 신호의 주파수 사이의 차이와 주파수가 동일한 신호; 및
(c) 원 입력 주파수
를 생성하는 회로 또는 장치이다.
혼합기의 전형적인 실시예는 전술한 것보다 더 유의하게 많은 톤을 생성할 수 있는 디지털 스위치이다.
이후, 전형적으로 IF1 주파수의 중심 부분에 위치하며, 채널 필터라 칭하는 대역 통과 필터(BPF3)(28)에 의하여 IF1 신호를 필터링하여, 제1혼합 처리의 목적하지 않는 생성신호(상기 신호 (b) 및 (c))를 제거한다. 이는 제2혼합 처리가 수행되는 경우, 상기 신호가 목적하는 신호와 간섭하는 것을 방지하기 위하여 필요하다.
이후, 신호는 중간 주파수 증폭기(IFA)(30)에 의하여 증폭되고, 혼합기 M2(14) 및 국부 발진기(LO2)(32)를 사용하여 제2국부 발진기 신호와 혼합된다. 제2국부 발진기 LO2(32)는 전형적으로 IF1 주파수로 튜닝된 주기적 신호를 생성한다. 따라서, M2(14)의 출력으로부터 온 신호는 기저 대역 즉, 신호가 원래 생성된 주파수에 존재하게 된다. 저역 통과 필터 LPF(38)를 사용하여 잡음을 목적하는 신호로부터 필터링하고, 신호는 몇 가지 제시된 방법, 처리 장치 또는 저장 장치로 통과된다. 예를 들어, 라디오 수신기의 경우 이는 오디오 증폭기일 수 있고, 컴퓨터 모뎀인 경우 이는 아날로그-디지탈 변환기일 수 있다.
임의의 전기적 신호를 하나의 주파수로부터 다른 주파수로 변조 또는 복주하기 위하여 동일한 처리가 사용될 수 있음을 주목하여야 한다.
수퍼-헤테로다인 설계의 주된 문제는 다음과 같다:
· 고가의 오프-칩(off-chip) 부품이 특히 대역 통과 필터(18, 24, 28) 및 저역 통과 필터(38)가 필요하고;
· 전력 소모를 증가시키고, 시스템 이득을 저하시키는 설계 트레이드 오프가 오프-칩 부품에 필요하며;
· 표적 집적 기술이 아니라, 오프-칩 부품에 의하여 영상 거절이 제한되고;
· 디지털 잡음으로부터의 분리가 문제될 수 있으며;
· 전체적으로 집적할 수 없다.
수퍼-헤테로다인 시스템에 사용되는 대역 통과 및 저역 통과 필터(18, 24, 28, 38)는 고품질의 장치이어야 하고, 따라서 전자적으로 튜닝가능한 필터는 사용될 수 없다. 또한, 다중-표준/다중-주파수 응용에 수퍼-헤테로다인 시스템을 사용하는 유일한 방법은 각각의 주파수 대역에 대한 오프-칩 필터의 분리된 세트를 을 사용하는 것이다.
직접-컨버전 송수신기는 하나의 혼합기 및 하나의 국부 발진기를 사용하여 단일한 단계에서 업 및 다운 컨버전을 수행하기 위한 것이다. 기저대역으로 다운 컨버전하는 경우, 입력 RF 신호의 주파수와 동일한 주파수의 국부 발진기(LO)가 필요하다. 직접 전환 수신기의 LO 신호가 신호 경로로 누설되는 경우, 이것도 입력 신호와 함께 기저대역으로 복조되어 간섭을 일으킬 것이다. 이러한 LO 누설 문제는 직접 전환 송수신기의 사용을 제한한다.
당업계의 현재 문제 중 하나는, 수신 조건의 변화 및 장치 사용 중 표준의 변화에 의해서도 야기되는 다양한 요구에 적응시킬 수 있는 효과적인 수신기를 개발하는 것이다. 셀룰러 전화 및 유사한 소비자 품목을 위하여, 저렴한 저전력 집적 회로(IC)에 전체적으로 집적되는 수신기를 갖는 것이 바람직하다.
저비용의 전력효율적인 수신기를 구현하기 위한 지속적인 요구는 셀룰러 전화 핸드세트를 포함하는 휴대용 시스템에 대하여 중요성이 증가되는 측면이 있는 고집적 설계의 사용에 대한 강도 높은 연구를 이끌었다. 이는 특히 무선 전화통신 산업에서 관심있는 주파수에 대한 도전이, 이전에 사용되던 주파수(약 900MHz) 이상으로 1GHz 이상의 스펙터럼으로 일어남을 입증한다.
수신의 다중 표준 및 다양한 조건을 가능하게 하는, 무선 집적 회로(RFIC, Radio Frequency Integrated Circuit, 이는 또한 모놀리딕 마이크로파 집적 회로(MMIC, Monolithic Microwave Integrated Circuit)로도 알려져 있다)에서 유연한 설계를 제공하기 위한 시도는 제한적으로 성공하였다. 이러한 설계는 통상적으로 다중의 독립적인 신호 경로 수단-각각의 주파수 표준에 대한 하나의 신호 경로 및 구성성분 세트 및/또는 동작 조건 세트)에 의하여 이러한 기능성을 제공한다. 이는 상기 모든 성능 문제로부터 겪게되는 고가의 물리적으로 벌크한 접근이다.
따라서, 상기 문제를 처리할 변조 및 복조 방법 및 장치에 대한 요구가 있다. 이러한 설계는 전체적으로 집적가능하고, 저렴하며, 고성능인 것이 바람직하다. 또한, 이러한 설계는 다중-표준/다중-주파수 응용에 용이하게 적용될 수 있는 것이 바람직하다.
본 발명은 일반적으로 통신에 관한 것이고, 더욱 구체적으로 RF(무선 주파수, radio frequency) 신호를 복조하는 방법 및 장치에 관한 것이다. 본 발명의 바람직한 실시예는 저렴하고, 고성능이며, 전체 집적가능한(fully-integrable) 다중-표준 수신기에 대한 요구를 만족한다.
본 발명의 상기 특징 및 다른 특징은 첨부된 도면에 대한 하기 설명으로부터 더욱 명백해질 것이다.
도 1은 종래 기술에서 공지된 수퍼-헤테로다인의 블록 구성도.
도 2는 본 발명의 포괄적인 실시예에서 복조 토폴로지의 블록 구성도.
도 3은 본 발명의 포괄적인 실시예에서 혼합 신호 세트의 타이밍도.
도 4는 본 발명의 실시예에서 차동 복조 토폴로지의 블록 구성도.
도 5는 가능한 잡음 문제를 보여주는 주파수 스펙트럼 분석.
도 6은 본 발명의 실시예에서 시간에 대한 진폭으로 도시된 차동 혼합 신호 세트의 타이밍도.
도 7은 본 발명의 실시예에서 재생성 디바이더(divider)의 블록 구성도.
도 8A, 도 8B 및 도 8C는 본 발명의 다른 실시예에서 혼합 신호 φ1P 및 φ1N을 생성하는 다양한 회로의 논리도.
도 9는 본 발명의 실시예에서 멀티-톤 혼합 신호를 생성하는 필터 및 논리 회로의 배선도.
도 10은 본 발명의 실시예에서 핵심 혼합기 및 고역 통과 필터의 배선도.
도 11은 본 발명의 실시예에서 능동 혼합기의 블록 구성도.
따라서, 본 발명의 목적은 종래 기술의 하나 이상의 문제점을 방지하고 억제하기 위한 신규의 변조 및 복조 방법 및 시스템을 제공하기 위한 것이다.
본 발명의 하나의 측면은 입력 신호 x(t)를 국부 발진기(LO) 신호로 다운 컨버전하는 것을 에뮬레이션하기 위한 복조기 회로로 정의되며, 상기 복조기 회로는,
입력 신호 x(t)를 수신하고, 상기 입력 신호 x(t)를 멀티-톤 혼합 신호 φ1으로 혼합하여, 출력 신호 φ1x(t)를 생성하는 제1혼합기;
신호 φ1x(t)를 입력으로서 수신하고, 신호 φ1x(t)를 모노-톤 혼합 신호 φ2와 혼합하여, 출력 신호 φ1φ2x(t)를 생성하는 제2혼합기;
발진기 신호 f1을 생성하는 제1신호 발생기;
모노-톤 혼합 신호 φ2를 생성하는 제2신호 발생기(여기에서, 상기 f1의 주파수는 φ2 주파수의 배수이다); 및
발진기 신호 f1 및 모노-톤 혼합 신호 φ2를 수신하고, 멀티-톤 혼합 신호 φ1을 생성하는 논리 회로를 포함하며,
상기 φ1*φ2는 에뮬레이션되는 상기 국부 발진기 신호의 주파수에서 유의한 전력을 갖고, 상기 φ1이나 Φ2 어느 것도 에뮬레이션되는 LO 신호 또는 상기 입력 신호 x(t)의 반송 주파수에서 유의한 전력을 갖지 않는다.
본 발명의 또다른 측면은 입력 신호 x(t)를 입력 신호와 국부 발진기(LO) 신호의 곱으로 복조 에뮬레이션하는 방법으로 정의되며, 상기 방법은,
발진기 신호 f1을 생성하는 단계;
혼합 신호 φ2를 생성하는 단계(여기에서, f1의 주파수는 φ2 주파수의 배수이다);
발진기 신호 f1 및 제2혼합 신호 φ2를 입력으로서 수신하는 논리 회로를 사용하여 비주기적 혼합 신호 φ1을 생성하는 단계(여기에서, 상기 φ1*φ2는 에뮬레이션되는 상기 국부 발진기 신호의 주파수에서 유의한 전력을 갖고, 상기 φ1이나 Φ2 어느 것도 상기 입력 신호 x(t), 에뮬레이션되는 LO 신호, 또는 출력 신호 φ1φ2x(t)의 주파수에서 유의한 전력을 갖지 않는다);
입력 신호 x(t)를 비주기적 혼합 신호 φ1과 혼합하여, 출력 신호 φ1x(t)를생성하는 단계; 및
신호 φ1x(t)를 제2혼합 신호 φ2와 혼합하여, 출력 신호 φ1φ2x(t)를 생성하는 단계를 포함한다.
상기 약술한 수많은 목적을 처리하는 회로를 도 2에 블록 구성도로 도시하였다. 상기 도면은 입력 신호 x(t)를 두 개의 혼합 신호 φ1 및 φ2로 혼합하여 다운 컨버젼시키는 복조기 토폴로지(50)를 도시한 것이다. 후술하는 바와 같이, 이들 두 개의 혼합 신호는 φ1 및 φ2이고, 통상의 2-단계 컨버전 토폴로지(예를 들어, 수퍼헤테로다인 토폴로지)에 사용되는 혼합 신호와 매우 상이하다. 직접-컨버전 접근과의 주된 차이점은 본 발명의 두 개의 혼합 신호가 사용되고, 단일 혼합 신호를 에뮬레이션하고, 이들이 예를 들어, 자기 혼합(self-mixing)과 같은 직접-컨버전의 통상적인 단점없이 이를 수행한다는 것이다.
도 2에 도시되어 있는 바와 같이, 입력 신호 x(t)는 제1혼합기(52)를 사용하여 멀티-톤 혼합 신호 φ1과 혼합된다(멀티-톤, 또는 비-모노-톤은 하나를 초과하는 기본 주파수 톤을 갖는 신호를 칭한다. 모노-톤 신호는 하나의 기본 주파수 톤을 가지며, 상기 기본 톤과 고조파 관계인 다른 톤을 가질 수 있다). 이후, 생성된 신호 φ1x(t)는 제2혼합기(54)에 의하여 모노-톤 신호 φ2와 혼합되어, 출력 신호 φ1φ2x(t)를 생성한다. 생성신호 φ1*φ2가 에뮬레이션되는 국부 발진기 신호의 주파수에서의 유의한 전력을 갖고, 이들 혼합 신호 φ1 및 φ2는 국부 발진기 신호를 에뮬레이션하므로, 혼합 신호 φ1 및 φ2를 본 명세서에서 일반적으로 "가상 국부 발진기" (VLO) 신호라 칭한다. 그러나, φ1이나 Φ2 어느 것도 상기 입력 신호 x(t), 에뮬레이션되는 LO 신호, 또는 출력 신호 φ1φ2x(t)의 주파수에서 유의한 전력을 갖지 않는다. 상기 VLO 신호는 출력 신호와 간섭하게 될 주파수에서 단지 유의한 전력을 갖지 않기 때문에, 상기 특성을 갖는 혼합 신호는 자기 혼합 문제를 크게 해소한다.
이러한 VLO 신호는 이후에 더욱 상세하게 설명되지만, φ1 및 φ2 혼합 신호의 전형적인 쌍은 도 3에서 시간에 대한 진폭으로 도시되어 있다. φ1을 생성하기 위하여 발진기 신호 f1이 사용되고, 이러한 경우, f1은 φ2 주파수의 4배 주파수에서 동작한다. 명백히, φ1은 φ2 XOR f1의 단순한 논리 동작으로부터 생성될 수 있다. 또한, 이들 두 개의 혼합 신호의 곱 φ1*φ2는 명백히 목적하는 LO 신호와 동일하다. 따라서, 출력 φ1φ2x(t)는 가정한 LO*x(t) 다운 컨버전의 출력과 동일할 것이다.
그러나, 회로 동작 중 어느 점에서도 실제 "φ1*φ2" 신호가 생성되지 아니하며, 그러한 신호가 생성되는 경우 단지 무시할만한 양이 생성됨에 주목하는 것이 중요하다. 혼합기(52, 54)는 분리된 φ1 및 φ2 신호를 수신하고, 상이한 물리적 구성요소를 사용하여 이들을 입력 신호 x(t)와 혼합한다. 따라서, 회로로 누설될 수 있는 LO 신호는 존재하지 않는다.
도 3으로부터 이들 혼합 신호의 1 주기를 보면, φ1*φ2 신호의 발생이 명백하다:
[표]
명백히, 도 3에서 두 개의 혼합 신호 φ1 및 φ2는 효과적인 VLO 신호의 기준을 만족한다.
상기 실시예의 유일한 문제는 f1이 에뮬레이션되는 LO 신호의 주파수에서 전력을 갖지 않는다는 것이며, 따라서, 이를 분리하고, 야기될 수 있는 임의의 자기 혼합을 최소화하기 위하여 주의하여야 한다. 당업계에 공지된 표준 아날로그 설계 및 레이아웃 기술을 사용하여 이를 수행할 수 있다. 이들 기술은 예를 들어, 다음을 포함한다:
1. 발진기 온-칩을 놓는다. 발진기가 오프-칩인 경우, 인쇄 회로 기판의 집적 회로 핀 및 트랙은 발진 신호를 방사하는 안테나 역할을 수행할 수 있다; 또는
2. f1보다 높은 주파수에서 동작하는 발진기를 사용하고, 디바이더(divider)를 사용하여 이를 다운 컨버전한다. 이후 기술되는 실시예에서, 재생성 디바이더가 사용되며, 이는 특히 효과적이다.
도 2에 도시되어 있는 바와 같이, 두 개의 혼합 신호 φ1 및 φ2를 생성하는 매우 효과적인 방법이다. 두 개의 신호 발생기를 사용한다: 발진 신호 f1을 생성하는 제1신호 발생기(56), 및 모노-톤 혼합 신호 φ2를 생성하는 제2신호 발생기(58). 이후, 멀티-톤 φ1 혼합 신호를 생성하기 위하여, 두 개의 신호 f1 및 φ2를 논리 회로(60)로 공급하며, 상기 논리 회로는 VLO 기준을 만족하는 멀티-톤 혼합 신호 φ1을 생성한다.
이러한 논리 회로(60)는 많은 상이한 형태로, 목적하는 신호 φ1 및 φ2의 정확한 패턴으로 다양하게 구현될 수 있다. 상기 표 및 도 3에 나타낸 φ1 및 φ2의 쌍을 생성하기 위하여, 예를 들어, 단순한 논리 배타적-OR(XOR) 게이트를 사용할 수 있다. 다른 논리 회로 및 설계 원리를 이후 상세하게 기술한다.
이러한 회로는 통상적으로 사용되는 복조 토폴로지와 유사한 많은 구성요소를 포함하며, 이들을 특별한 방식으로 사용한다. 따라서, 상기 회로는,
1. 완전하게 집적될 수 있는 회로를 사용하여 입력 신호 x(t)를 다운 컨버전하는 것을 가능하게 한다;
2. 에뮬레이션되는 국부 발진기 신호의 주파수에서 유의한 전력을 포함하는 혼합 신호를 사용하지 않는다. 따라서, 주파수 변환은 여전히 유효하지만, 자기 혼합 및 목적하지 않는 혼합 생성신호를 피할 수 있다; 그리고,
3. 필터가 필요하지 않고, 혼합 신호가 생성될 수 있고, 매우 용이하게 변화될 수 있기 때문에, 다중-표준/다중-주파수 장치의 개발에 적용하는 경우에 특히유용하다. 이러한 장점은 이후의 설명으로부터 더욱 명백해질 것이다.
본 발명의 다른 장점도 이후 기술되는 본 발명의 다른 실시예로부터 명백해질 것이다.
특히 두 개의 혼합기(52, 56)에 대한 설계 파라미터는 당업자에게 명백하며, 관련 잡음 지수, 선형 응답 및 컨버전 이득의 전형적인 특성을 갖는다는 것에 주목하여야 한다. 이들 혼합기의 선택 및 설계는 당업계에 공지된 기준을 따를 것이다.
다양한 구성요소가 아날로그 형태로 구현됨을 도 2가 함축하지만, 이들은 또한 디지털 형태로 구현될 수 있다. 혼합 신호는 전형적으로 본 명세서에서 2진수 1 및 0으로 표현되지만, 양극(bipolar) 파형, ±1도 또한 사용될 수 있다. 양극 파형은 국부 제어 신호와 일치하여 그의 입력을 주기적으로 반전(inversion)하는 정류 혼합기를 사용하기 때문에, 대역 확산 응용에 전형적으로 사용된다(이러한 반전 처리는 신호를 국부 발진기와 직접 혼합하는 것과 구별된다).
수많은 다른 실시예가 기술될 것이다.
본 발명의 바람직한 실시예
본 발명의 바람직한 실시예가 도 4에 블록 구성도로 도시되어 있다. 근본적으로, 이러한 토폴로지는 고역 통과 필터(HPF)(86)를 통하여 함께 연결되는 두 개의 상이한 혼합기(82, 84)로 구성된다. 두 개의 혼합기(82, 84)의 LO 포트에서, 차동 혼합 신호 φ1P, φ1N, φ2P 및 φ2N을 적용하여, 들어오는 RF 신호 x(t)를 x(t)의 RF 반송 주파수에서 유의한 전력을 갖는 신호로 곱하여, 이를 기저대역으로 다운 컨버전한다.
차동 신호는 그라운드에 대하여 단일 전위를 갖는다기 보다는, 그라운드에대하여 양 전위 및 음 전위를 갖는 신호이다. 차동 구조의 사용은 도 2 및 도 3에 도시된 구조보다 공통 모드 잡음에 대하여 더욱 영향을 받지 않는 더 강력한 출력 신호를 생성한다. 예를 들어, 환경 잡음이 잡음 신호를 도 3의 입력 RFin 상에 가하는 경우, 이러한 잡음 신호는 회로를 통하여 전파될 것이다. 그러나, 차동 회로에서 이러한 환경 잡음이 동일하게 φ1P 및 φ1N 입력 상에 가해지는 경우, 순수한 효과는 없다.
이러한 회로는 매우 효과적이지만, 목적하지 않는 RF 신호로부터 나타나는 기저대역에서 생성되는 전력 및 φ1*φ2에 의하여 생성되는 스퓨리어스 톤이 존재할 것이다. φ1*φ2의 주파수 스펙트럼을 도 5의 주파수 스펙트럼 테스트 데이터에서 볼 수 있다. 목적하지 않는 전력의 양은 시간 지연 및 신호 φ2의 주파수를 통하여 제어될 수 있다. 목적하지 않는 전력은 "목적하지 않는(unwanted) 전력 주파수"에 위치하는 다운 컨버전 신호가 될 것이다. 예를 들어, 2100MHz에 목적하지 않는 전력이 존재하고, 2100MHz에서 대역 외 RF 신호가 존재하는 경우, 이러한 RF 신호는 목적하는 신호의 상단(top)에서 다운 컨버전될 것이다. 그러나, 이러한 다운 컨버전된 전력은 "목적하는 전력" 마이너스(-) "목적하지 않는 전력" 사이의 차이에 의하여 감소될 것이다(도 5에서 ~37dB이다). 본 발명자들은 본 명세서에서 이러한 차이를 WmU(Wanted minus Unwanted)라고 칭한다.
RFwanted가 목적하는 RF 전력을 나타내는 경우, 기저대역에서의 전력의 총량은 다음과 같이 근사된다:
[수학식 1]
BBpower= RFwanted+ 10^(-WmU/10)*RFunwanted
상기 목적하지 않는 신호를 감소시키기 위한 3가지 방법이 존재한다:
1. WmU 값의 증가;
2. RFunwanted톤이 기저대역의 목적하는 신호의 상단에 떨어지지 않도록 φ2 주파수 조정; 및/또는
3. RFunwanted톤이 목적하는 신호의 상단에 떨어질 확률을 유의하게 감소시키도록 φ2를 주파수 호핑(hopping).
도 4 내지 도 11에 대하여 기술된 본 발명의 실시예는 이러한 기능을 수행하는 수많은 방법을 제공한다.
전술한 바와 같이, 도 4의 토폴로지의 핵심은 뒤에 HPF(86)가 수반되는, 입력 신호 x(t)를 수신하는 제1혼합기(82), 및 차동 출력 φ1φ2x(t)를 생성하는 제2혼합기(84)로 구성된다. 상기 제1혼합기(82)는 바람직하게는 능동 혼합기이고, 제2혼합기(84)는 수동 혼합기이다. 능동 혼합기는 다음과 같은 수많은 점에서 수동 혼합기와 구별된다:
1. 이들은 컨버전 이득을 제공한다; 따라서, 능동 혼합기는 저잡음 증폭기 및 수동 혼합기의 조합을 대체할 수 있다;
2. 능동 구성요소의 임피던스로 인하여, 능동 혼합기는 입력 및 출력 포트 사이에서 더 우수한 분리를 제공한다; 그리고,
3. 능동 혼합기는 저전력 혼합 신호를 사용할 수 있게 하고, 혼합 신호가 생성되는 경우 발생되는 잡음을 감소시킨다.
이러한 장점에도 불구하고, 변조 및 복조 토폴로지에서 능동 혼합기를 적용하는 것은 여전히 문제가 있다. 능동 혼합기는 비-선형 소자이기 때문에, 이들은 "1/f" 잡음을 더 생성하고, 2차 왜곡을 생성한다. 전력 스펙트럼이 일반적으로 주파수에 반비례하기 때문에, 즉, 잡음 신호의 전력이 더 크고, DC(직류)에 가깝기 때문에, 이러한 잡음을 1/f 잡음이라 칭한다.
본 발명의 토폴로지에서, 이러한 2차 왜곡은 고역 통과 필터(HPF)(86)을 사용하여 제거한다. 제2혼합기(84)는 수동 혼합기이고, 이는 상대적으로 낮은 주파수에서 동작하므로, 이는 유의할만한 양의 2차 왜곡이 신호에 혼입되지 않는다. 따라서, 이러한 토폴로지는 2차 왜곡이 출력 신호에 혼입됨이 없이 능동 혼합의 장점을 제공한다.
전술한 바와 같이, 입력 신호 x(t)는 두 개의 혼합기(82, 84), 및 차동 혼합 신호 φ1P, φ1N, φ2P 및 φ2N을 사용하여 기저대역으로 다운 컨버전된다. 차동 혼합 신호가 사용되기 때문에, φ1 및 φ2 각각에 대하여 양 및 음의 쌍이 생성되어야 한다. 각각의 양 및 음의 신호 성분 쌍은 단지 서로 상보적이며, 따라서, 이들 신호의 패턴은 도 3의 진폭 대 시간 그래프를 논리적으로 따른다. 그러나, 완성을 위하여, 이들 신호의 개발을 도 6의 진폭 대 시간 그래프에 도시하였다. 요약하면,
1. 각각의 "P" 신호는 그의 대응하는 "N" 신호의 상보(complement)이고;
2. φ1P = φ2P XOR f1P;
3. φ1N = φ2N XOR f1N; 및
4. 물론, 상보적 혼합 신호는 함께 혼합되고, 이들은 LO 신호를 에뮬레이션한다:
a. φ1P*φ2P = LO; 및
b. φ1N*φ2N = LO.
도 4에 도시되어 있는 바와 같이, φ2P 및 φ2N은 바람직하게는 주파수 제어기(88), 구형파 발생기(90), 및 2-디바이드(divide-by-2)(92)를 사용하여 생성된다.
구형파 발생기(90) 및 2-디바이드(92)는 당업계에 공지된 단순한 구성요소이다. 구형파 발생기(90)는 단순히 주파수 제어기(88)로부터 제어 신호를 수신하고, 주파수 제어기(88)에 의하여 지시되는 주파수에서 차동 모노-톤 신호를 생성한다. 2-디바이드(92)는 단순히 구형파 발생기(90)로부터 수신한 구형파를 분할한다. 2-디바이드 구성요소는 출력 신호 φ2P 및 φ2N의 출력이 ~50% 듀티 사이클을 갖는 것을 보장하고, 제2혼합기(84)의 2차 입력 인터셉트 포인트(IIP2, second order input intercept point)를 증가시키기 위하여 사용된다.
그러나, 주파수 제어기(88)는 많은 형태를 취한다. 단순한 구현에서, 이는 정적(static) 성분이거나, 본 발명이 사용되는 소자에 대한 수많은 동작 주파수 사이에서 수동으로 선택하기 위하여 사용될 수 있다. 또한, 자동화된 방법으로 동작하여, 주어진 시점에서 어느 주파수 대역에서 소자가 작동되어야 하는지를 인식할수 있다. 이는 다중-표준 소자의 전형적인 구현이다. 주파수 제어기(88)에 용이하게 구현할 수 있는 다른 기능은 다음을 포함한다:
1. 혼합된 신호 φ2P 및 φ2N을 어느 하나의 주파수로부터 다른 주파수로 호핑시키는 기능. 이는 목적하지 않는 주파수에서 전력을 갖는 φ2P*φ2N의 확률을 감소시킨다. 전형적으로, 호핑 속도(rate)는 적어도 데이터의 데이터/심볼 속도보다 커야 한다;
2. 수신기로부터 귀환을 얻어, 주파수 제어기(88)가 검출된 어떤 간섭 또는 잡음을 피하도록 혼합 신호 φ2P 및 φ2N의 주파수를 조정하게 하는 기능;
3. 어떤 간섭 또는 잡음을 피하도록 혼합 신호 φ2P 및 φ2N의 주파수를 조정하기 위하여 사용자로부터 수동 입력을 수신하는 기능; 및
4. 주파수 제어기(88)가 위상 고정 루프(phase-locked loop) 방식으로 동작하여 안정성을 향상시키도록 구형파 발생기(90)로부터 출력을 수신하는 기능.
혼합 신호 φ1P 및 φ1N은 바람직하게는 도 4에 도시되어 있는 바와 같이, φ2P 및 φ2N 신호 뿐만 아니라, 전압 제어 발진기(94), 재생성 디바이더(96), 고역 통과 필터(98), 및 논리 게이트(100)를 사용하여 생성된다.
전압 제어 발진기(VCO)(94)는 당업계에 공지된 표준 VCO이고, 차동 모노-톤 신호를 수신기(80)의 동작 범위에 의하여 지시되는 범위 내에서 생성한다. 전술한 바와 같이, 이러한 모노-톤 VCO 신호는 자기 혼합을 최소화하기 위하여 에뮬레이션되는 LO 주파수 및 입력 신호 x(t)의 반송 주파수를 피하는 것이 바람직하다. VCO(94)의 출력 신호는 재생성 디바이더(96)에 의하여 하향(down) 분할될 것이다.
VCO(94)는 오프-칩 성분으로 구현되거나, 온-칩으로 구현될 수 있다. VCO(94)에 의하여 출력되는 주파수는 일정하게 유지되거나, 잡음을 감소시키거나, 다중-표준 동작을 이루거나, 상이한 주파수의 대역 또는 채널로 스위칭하기 위하여 주파수 제어기(88)와 조화된 방식으로 변화할 수 있다.
전술한 바와 같이, VCO(94)의 출력은 주파수를 하향 분할하는 재생성 디바이더(96)로 공급된다(물론, VCO(94)의 출력을 주파수에서 업 컨버전하는 경우, 주파수 체배기도 사용될 수 있다. 대신, 표준 N 체배기/디바이드 요소도 사용할 수 있다). 재생성 디바이더는 전자 회로 설계 분야에 공지되어 있으나, 전화통신에 널리 적용되어 있지는 않다.
재생성 2-디바이더(96)의 기본 회로를 도 7의 블록 구성도로 도시하였다. 이 회로는 직렬로 배열되는 두 개의 기본 성분인 혼합기(112) 및 대역 통과 필터(114)로 구성된다. 입력 신호 fIN은 출력 신호 fOUT과 혼합되고, 혼합기(112)의 출력은 대역 통과 필터(114)에 의하여 필터링된다. 이 회로에 대한 간단한 분석은 다음과 같다:
전술한 바와 같이, 혼합기로부터 생성되는 관련있는 두 개의 주된 출력은 두 개의 입력 신호의 합 및 차이다. 따라서, 이러한 경우 관심있는 두 개의 출력은 다음과 같다:
[수학식 2]
fOUT= fIN+ fOUT
[수학식 3]
fOUT= fIN- fOUT
상기 수학식 3은 다음과 같이 단순화할 수 있다:
[수학식 4]
2fOUT= fIN
fOUT= fIN/2
본 발명의 경우, 단지 fIN/2 신호가 통과되도록 대역 통과 필터(114)가 사용된다. 따라서, 수학식 3은 무시할 수 있다.
혼합기(112)에 대한 두 개의 입력은 fIN및 fOUT= fIN/2이다. 이를 수학식 2에 대입하면 다음과 같다:
[수학식 5]
fOUT= fIN+ fIN/2
fOUT= 3/2 fIN
따라서, 혼합기 (112)의 출력은 다음과 같다:
[수학식 6]
fOUT= 3/2 fIN+ fIN/2
본 발명의 실시예에서, 단지 fIN/2 신호만이 사용된다. 일부 목적으로3/2fIN신호가 필요한 경우, 혼합기(112)의 필터 측으로부터 용이하게 픽업하여, fIN/2 신호로부터 필터링할 수 있다.
전술한 바와 같이, 인쇄 회로 기판(PCB)의 트랙 및 집적 회로의 핀은 LO 신호에 대하여 안테나로서 작용하여 방사하기 때문에, 들어오는 신호의 주파수에서 오프-칩 국부 발진기(LO)를 갖는 것은 자기 혼합이 발생하게 할 수 있다. 들어오는 신호 x(t)와는 상이한 주파수에서 VCO(94)를 사용하고, 재생성 디바이더(96)를 칩 상에 구비하여, 자기 혼합의 가능성을 최소화할 수 있다.
이후, 재생성 디바이더(96)의 출력 신호는 HPF(98)로 필터링되고, 논리 게이트(100)를 통과한다. 논리 게이트(100)은 생성되는 혼합 신호의 패턴에 따라 많은 방식으로 구현될 수 있다. 도 6에 대하여 기술된 혼합 신호는 다음과 같은 방정식 또는 논리 등가물을 실현한다는 조건하에서 생성될 수 있다:
1. 도 8A에 따라 두 개의 XOR 게이트(120, 122)를 사용한다. 여기에서,
a. φ1P = φ2P XOR f1N; 및
b. φ1N = φ2N XOR f1P;
2. 도 8B에 따라 두 개의 XNOR 게이트(124, 126)를 사용한다. 여기에서,
a. φ1P = φ2P XNOR f1P; 및
b. φ1N = φ2N XNOR f1N;
3. 도 8C에 따라 AND(128, 130, 132, 134), 및 OR 게이트(136, 138)을 사용한다. 여기에서,
a. φ1P = (φ2P AND f1P) OR (φ2N AND f1N); 및
b. φ1N = (φ2P AND f1N) OR (φ2N AND f1P).
P 및 N 신호 쌍은 서로 상보이기 때문에, 이러한 논리 게이트(100)를 다양하게 변형시킬 수 있다. 또한, 물론, 상이한 φ1 및 φ2 신호 쌍을 사용하는 경우, 논리 게이트(100)의 설계도 상당히 상이해질 수 있다. 도 9에 대하여 기술된 실시예에서, 도 8C의 논리 설계가 사용된다. 수동 혼합기(84)의 설계와 매우 유사하기 때문에 이러한 배열이 사용된다(이들 두 개의 회로의 대칭성은 WmU 값을 상승시킨다).
전형적인 차동 실시예
본 발명의 전형적인 차동 실시예를 도 9 내지 도 11의 배선도에 도시하였다. 도 9는 HPF(98) 및 논리 게이트(100)의 상세도이다. 능동 혼합기(82), 고역 통과 필터(86), 및 수동(84)의 상세한 설명은 도 10 및 도 11에 대하여 기술된다. 성분의 균형은 전술한 바와 같다:
도 9에서, 차동 고역 통과 필터(98)은 재생성 디바이더(96)로부터 모노-톤 신호의 차동 쌍을 수신하고, 이를 고역 통과 필터 쌍으로 필터링하며, 이들 각각은 커패시터(150, 152), 및 두 개의 저항(154, 156, 158, 160)으로 구성된다. 양 및 음 전압원(VDD는 양이고, VSS는 음이다)에 걸친 전압 분할기(voltage divider)의 배치에서 저항(154, 156, 158, 160)을 사용하고, 다음 단계를 위하여 공통 모드 전압을 세팅한다.
다음 단계는 4개의 반도체 스위치(162, 164, 166, 168)를 사용하는 도 8C의 논리 회로의 구현을 나타낸다. 이들 반도체 스위치(162, 164, 166, 168) 게이트가 이들 각각의 φ2P 및 φ2N 입력에 의하여 전원을 공급받는 경우, 이들은 도전성이다. 따라서, 이러한 회로 구현은 다음과 같은 논리 계산이다:
[수학식 7]
φ1P = (φ2P AND f1P) OR (φ2N AND f1N)
[수학식 8]
φ1N = (φ2P AND f1N) OR (φ2N AND f1P)
능동 혼합기(82), 고역 통과 필터(86), 및 수동(84)의 전형적인 실시예를 도 10 및 도 11에 대하여 설명한다. 우선,
1. 능동 혼합기(82)는 단일단(single-ended) RF 입력 x(t)를 수신하는 단일-균형 능동 혼합기이다. 또한, 이는 전자적으로 조정가능한 이득 및 차동 출력을 갖는다;
2. 고역 통과 필터(86)는 차동이고, 또한 공통 모드 출력을 세팅하기 위한 전압 분할기를 포함하며, 공통 모드 잡음 및 2차 왜곡항을 제거한다; 그리고,
3. 수동 혼합기(84)는 차동 수동 혼합기이다.
상기 회로의 입력는 단순하며, 단일단 RF 신호 표지된 x(t)이고(단일단은 그라운드에 대하여 단일 전위가 존재함을 의미한다), 출력은 차동 RF 또는 기저대역 신호 표지된 φ1Nφ2Nx(t) 및 φ1Pφ2Px(t)이다. x(t) 신호의 주파수는 혼합 신호의 파라미터와 일치하여 차동 출력 신호 φ1Nφ2Nx(t) 및 φ1Pφ2Px(t)로 다운 복조된다.
도 10의 실시예에서, 두 개의 단계에서 4개의 혼합 신호가 사용된다. 제1단계는 입력 신호를 비주기적 신호 φ1P 및 φ1N 쌍과 혼합하며, 여기에서, φ1P 및 φ1N은 서로 반전(inverse) 관계이다. 즉, φ1P = - (φ1N). 유사하게, 제2혼합 단계에는 수신된 신호를 비주기 신호 φ2P 및 φ2N과 혼합하며, 여기에서 마찬가지로, φ2P 및 φ2N은 서로 인버스 관계이다: φ2P = -(φ2N). 또한, 혼합 신호의 이들 쌍은 전술한 상승작용 즉, 혼합 신호 φ1P 및 φ2P 쌍이 국부 발진기를 에뮬레이션함을 나타낸다.
또한, 도 10의 회로는 양의 전압원(VDD) 및 음의 전압원(VSS)에 의하여 전력이 공급된다.
능동 혼합기(82)는 단일-균형 혼합기이므로, 이는 이중-균형 혼합기보다 적은 잡음을 생성할 것이다. 이는 단지 단일-균형 설계에서 더 적은 잡음 분포가 존재하기 때문이다. 그러나, 단일-균형 혼합기는 외부 잡음 특히, 공통 모드 잡음에 대하여 더 많은 영향을 받는다.
능동 혼합기(82)의 구조가 또한 도 11의 블록 구성도로 도시되며, 여기에서 구성요소는 3개의 그룹으로 모아진다: 혼합기 블록(220), 이득 제어 블록(222), 및 전류원 블록(224).
요약하면, 이득 제어 블록(222)은 도 10에 트랜지스터(176, 178)로 도시되어있는 수많은 입력 트랜지스터로 구성되는 이득 제공 단계이다. 각각의 입력 트랜지스터는 동일한 입력 신호 x(t)와 함께 공급되고, 이들의 출력은 증폭된 신호로서 혼합기 블록(220)으로 공급된다. 특정 시간에 사용할 입력 트랜지스터의 선택은 스위치(G1, G2, ..., Gn)을 사용하여 달성된다.
이득 제어 블록(222)의 동작 조건 및 그에 따른 성능은 이득 제어 블록(222)에 다양한 양의 바이어스 전류를 제공하는 전류원 블록(224)를 통하여 더 변경될 수 있다. 바이어스 전류의 양은 전류 제어 입력(C1, C2, ..., Cn)에 대한 다양한 조건의 적용에 의하여 제어된다.
단지 두 개의 입력 트랜지스터(176, 178)를 도 10에 도시하였고, 각각은 상이한 바이어스 및 다른 전기적 성능 특성을 갖는 반면, 당업자에게 이러한 개수는 특정 응용에서 설계 고려를 적용함에 따라 변화될 수 있음이 명백하다. 이러한 변화된 개수를 조정하기 위한 회로 변경은 당업자에게 명백하다.
다중 입력 트랜지스터를 사용하는 것은, 회로의 크기 및 복잡도를 유의하게 증가시키지 않으면서, 선택될 수 있는 이용가능한 조건 및 성능의 가능한 조합의 개수를 증가시키는 효과를 갖는다.
도 11은 또한 이득 제어 블록(222)의 전류원 블록(224)에 대한 관계를 제공한다. 전류원 블록(224)은 전류가 혼합기 블록(230)으로부터 완전히 흘러나가지 않도록 이득 제어 블록(222)에 공급되는 전류 양의 제어 수단을 제공한다.
전류원 블록(224)은 수많은 제어가능한 전류원을 포함한다. 도 10에서, 단지 하나의 전류원(180)을 도시하였으나, 복수의 전류원 및 전자적 스위치를 사용할 수 있다. 제어는 특정 전류원을 인에이블 또는 디스에이블하는 능력을 제한하며, 이는 전류 제어 입력(C1, C2, ..., Cn)을 사용하여 이루어진다.
두 개의 상이한 전류원을 사용하는 경우, 조합된 전류가 이득 제어 블록(22)을 통과하고, 이에 의하여 3개까지의 상이한 전류 레벨을 제공하도록 두 전류원을 선택하는 것이 가능하다. 유사하게, 3개의 전류원은 선택될 수 있는 7개까지의 상이한 전류 레벨을 가능하게 한다.
RF 증폭기 트랜지스터(176, 178)에 필요한 전류를 제공하기 위하여 전류원(180)을 배치하며, 이에 의하여 이득 제어 블록(222)에 필요한 소량의 전류를 제공하기 위한 능동 혼합기 스위치(182, 184)를 필요로 한다. 당업자가 인식할 수 있는 바와 같이, 능동 혼합기 스위치(182, 184)를 통한 이득 제어 블록(222)에 대한 전류의 감소된 분포는 RF 증폭기 트랜지스터(176, 178)의 입력과 관련된 더 적은 잡음 및 능동 혼합기 회로(170)의 저항성 부하에 의하여 생성되는 더 적은 잡음을 야기하며, 전체적으로 개선된 잡음 성능을 나타낸다. 동시에, RF 증폭기 트랜지스터(176, 178)를 흐르는 전체 전류는 이들이 필요한 이득 및 선형성에서 동작하는 것을 보장하는데 충분한 수준에서 유지될 수 있다.
입력 증폭기(이득 제어 블록(222))를 흐르는 전류는 혼합기 스위치 트랜지스터(186, 188)를 흐르는 전류로부터 실질적으로 독립적이기 때문에, 능동 혼합기(170)의 선형성은 또한 입력 증폭기 및 혼합기 스위칭 트랜지스터(186, 188) 사이의 전류 주입에 의하여 개선된다. 이러한 독립성은 입력 증폭 단계(이득 제어 블록(222))의 잡음 및 이득 성능에 대한 손해없이 스위치가 최적화되어 바이어스될 수 있음을 의미한다.
균형된 혼합기 블록(220)은 이득 제어 블록(222)으로부터 증폭된 RF 신호를 수신하는 두 개의 분리된 트랜지스터 및 저항 쌍에 의하여 달성된다. 증폭된 RF 신호는 스위칭 트랜지스터(182, 184)의 전원으로 통과되고, 트랜지스터(182, 184)의 드레인은 부하 저항(186, 188)에 연결된다. 스위칭 트랜지스터(182, 184)의 게이트에 상보적 보완 혼합 신호 φ1P 및 φ1N(즉, φ1P = -(φ1N))을 공급함으로써, 차동 출력 신호가 수신된다. 부하 저항(186, 188)의 값은 혼합기 트랜지스터에 최선의 바이어스 조건을 제공하기 위하여 선택된다.
능동 혼합기(82)의 설계 및 구현에 대한 추가의 상세한 설명은 카나다 특허 출원 제2,375,438호, 발명의 명칭 "높은 선형성의 길버트 I Q 듀얼 혼합기에 대한 개선(Improvement to a High Linearity Gilber I Q Dual Mixer)로 출원되어, 계속중인 출원에 주어져 있다.
당업계에 공지되어 있는 바와 같이, 다른 능동 혼합기 설계 또는 상기 사용된 것을 변형하여 또한 사용할 수 있다. 예를 들어, 이득 제어 블록(222) 내의 RF 증폭기 트랜지스터(176, 178)는 그의 선형성을 개선하기 위하여 임피던스에 의하여 변형될 수 있다. 리액턴스성 변형(reactive degeneration)은 일반적으로 저항성 변형(resistive degeneration)보다 우수한 잡음 성능을 가지며, 유도성 변형(inductive degeneration)은 저항성 및 용량성 변형보다 전류 효과가 우수하다.그러나, 용량성 변형으로 인하여, 음의 저항이 발진을 일으킬 수 있다.
바람직한 실시예에서도, 전계 효과 트랜지스터(FET)가 도 10에 도시되어 있는 바와 같이 사용될 수 있다. FET는 일반적으로 충분한 선형성을 가지므로, 변형이 불필요하다.
이후, 능동 혼합기(82) 내에서 두 개의 스위칭 트랜지스터(184, 182)의 출력은 고역 통과 필터(86) 쌍을 통하여 통과되며, 각각은 커패시터(190, 192), 및 두 개의 저항(194, 196, 198, 200)으로 구성된다. 도 9에 대하여 기술된 HPF(98)와 유사하게, 전압 분할기의 배치에서 저항(194, 196, 198, 200)의 사용은 고역 통과 필터의 커패시터(190, 192)를 드레인할 뿐만 아니라, 다음 혼합 단계를 위하여 공통 모드 전압을 세팅한다(이들 저항(194, 196, 198, 200)은 능동 저항일 수 있음을 주목하여야 한다).
또한, 고역 통과 필터(86)의 차단 주파수는 매우 낮을 수 있음을 주목하여야 한다(반송 주파수에 대하여 낮거나, DC에 근접할 수 있으며, 응용 및 기대되는 신호에 따른다). 결과로서, 전압 분할기 방식으로 거의 완전하게 기능하는 것으로 고려된다. 또한, 고역 통과 필터(86)의 쌍은 다른 방식, 예를 들어, '능동 저항' 망의 형태로 달성될 수 있다.
이후, 고역 통과 필터(86)의 쌍의 출력은 각각의 절반의 차동 수동 혼합기(84)의 입력으로 통과되며, 수동 혼합기(84)의 다른 입력은 능동 혼합기(82)에서 사용되는 신호와 혼합되는 φ1P 및 φ1N과 일치하여 동작하는 비주기적 신호 φ2P 및 φ2N이다. 도 10에서, 수동 혼합기(84)는 4개의 트랜지스터(202, 204, 206,208)를 갖는 공지된 설계를 포함한다. 다른 구조도 또한 사용될 수 있다.
전술한 바와 같이, 상기 제2혼합 단계는 국부 발진 혼합의 에뮬레이션, 및 입력 RFin 신호를 목적하는 출력 신호 φ1Nφ2Nx(t) 및 φ1Pφ2Px(t)로 주파수 변환하는 것을 완성한다. 이러한 회로가 신호를 기저대역으로 다운 복조하는데 사용되는 경우, 라디오 수신기의 경우에서와 같이, 수동 혼합기(84)의 출력을 저역 통과 필터를 통하여 통과시켜, 임의의 유의한 대역외 신호를 제거하는 것이 바람직하다.
본 설계의 추가 장점 중 하나는 능동 혼합기의 바이어스 전압을 고정하기 위한 단순한 저항성 요소의 사용이다. 이는 제2수동 혼합기에 대한 최적 성능 파라미터의 선택을 돕는다.
능동 혼합기의 선형성은 트랜지스터의 바이어스 전압에 의존한다. 능동 혼합기(82)에는 적어도 2개의 비-선형성 전원이 존재한다: RF 증폭기 트랜지스터의 비-선형성 및 스위칭 트랜지스터의 비-선형성. 최적의 바이어스는 시뮬레이션 및 다른 기술을 통하여 발견되어야 한다. 이에 따라, 능동 혼합기 스위치 각각의 드레인에 적용되는 바이어스 전압이 설계 시 최적의 선형성에 필요한 정도로 선택되고, 고정된다.
가상 국부 발진기 신호
VLO 신호의 전형적인 셋을 이상에서 설명하였다. 임의의 개수의 VLO 신호가 생성될 수 있고, 본 발명이 구현할 수 있으며, 상기 선택의 목적은 더욱 일반적인 방식으로 VLO 신호를 제공하기 위한 것이다.
비주기적 또는 시간 변화 혼합 신호는 이전에 사용되던 모노-톤 발진기 신호에 대하여 장점을 제공한다. 이들 가상 국부 발진기(VLO) 신호 φ1 및 φ2의 주어진 쌍은 다음과 같은 특성을 갖는다:
1. 이들의 생성신호는 입력 신호 x(t)를 목적하는 출력 주파수로 변환하는데 필요한 주파수에서 유의한 전력을 갖는 국부 발진(LO) 신호를 에뮬레이션한다. 예를 들어, 입력 신호 x(t)를 기저대역으로 변환하기 위하여, φ1(t)*φ2(t)가 x(t)의 반송 주파수에서 주파수 성분을 가져야 한다.
2. φ1 및 φ2 중 어느 하나는 혼합기 쌍 출력 φ1(t)*φ2(t)*x(t)의 주파수 부근에서 최소 전력을 갖는 반면, 다른 것은 입력 신호 x(t)의 중심 주파수 fRF부근에서 최소 전력을 갖는다. "최소 전력"은 전력이 특정 적용의 환경에서 RF 체인의 성능을 심각하게 떨어뜨리지 않을 정도로 충분히 낮아야 함을 의미한다.
예를 들어, 혼합기 쌍이 입력 신호 x(t)를 기저대역으로 복조하는 경우, φ1 및 φ2 중 어느 하나는 DC 근방에서 최소 전력을 갖는 것이 바람직하다.
결과로서, 목적하는 복조에 영향을 미치지만, 신호 경로로 누설되고, 출력에 나타나는 LO 신호는 거의 또는 전혀 없다.
전술한 바와 같이, 두 개의 신호를 함께 혼합하는 것은 다음과 같은 출력을 생성한다:
(a) 입력 신호의 주파수의 합과 주파수가 동일한 신호;
(b) 입력 신호의 주파수 사이의 차이와 주파수가 동일한 신호; 및
(c) 원 입력 주파수.
따라서, 당업계에 공지된 직접 컨버전 수신기는 입력 신호 x(t)의 반송 주파수에서 입력 신호 x(t)를 LO 신호와 혼합한다. 직접 컨버전 수신기의 LO 신호가 신호 경로로 누설되는 경우, 입력 신호 x(t)를 따라 기저대역으로 복조되어 간섭을 일으킬 것이다. 본 발명은 LO 신호를 사용하지 않으므로, 누설이 기저대역 출력 φ1(t)*φ2(t)*x(t)에서 신호를 생성하지 않는다.
혼합 신호 φ1 및 φ2 중 어느 하나에서, 입력 신호 x(t) 또는 출력 신호 φ1(t)*φ2(t)*x(t)의 주파수에서의 임의의 신호 성분은 다른 혼합 신호에 의하여 억제되거나 제거된다. 예를 들어, 혼합 신호 φ2가 업 컨버전된 RF (출력) 신호의 대역 내에 소정량의 전력을 갖는 경우, 이는 신호 경로로 누설되고, 업-컨버전된 RF (출력) 신호의 대역에서 최소 전력을 갖는 φ1 혼합 신호에 의하여 억제될 것이다. 이러한 상보적 혼합은 혼합 신호 φ1 및 φ2로부터의 간섭을 억제한다.
전술한 바와 같이, 현재 수신기 및 송신기 기술은 몇 가지 문제점을 갖는다. 예를 들어, 직접-컨버전 송수신기는 그의 성능을 제한하는 LO 누설 및 1/f 잡음 문제를 겪는 반면, 헤테로다인 송수신기는 고수준의 성능을 갖는 온-칩 구현이 어려운 영상-제거 기술을 필요로 한다.
고도로 집적된 송수신기에서 영상-제거의 문제, LO 누설 및 1/f 잡음은 상보적 VLO 신호를 사용함으로써 극복할 수 있다. 이들 신호는 φ1 및 φ2 신호 중 어느 하나가 출력 신호 y(t)의 주파수 근방에서(컨버전이 기저대역에 관한 것이라면DC 근방에서) 최소 전력을 갖고, 다른 하나는 입력 신호 x(t)의 중심 주파수 fRF근방에서 최소 전력을 갖는다는 점에서 상보적이다.
이들 신호 φ1 및 φ2는 일반적으로 다음과 같다:
1. 랜덤 또는 유사-랜덤의 시간 주기 함수이고;
2. 아날로그 또는 디지털 파형이며;
3. 통상적인 또는 비통상적인 양극성 파형을 사용하여 구성되고;
4. 평균은 0에 가까워지며;
5. 진폭 변조되고;
6. 다음을 포함하는 수많은 방법으로 생성된다:
a. 메모리에 저장되고, 클럭 아웃되거나;
b. 디지털 블록을 사용하여 생성되거나;
c. 잡음 형성(noise shaping) 요소(예를 들어, 델타-시그마 요소)를 사용하여 생성되거나;
d. 상기 조건에 부합되도록 삽입된 추가 비트와 함께 PN 시퀀스를 사용하여 구성된다.
어느 정도 본 발명의 장점을 제공하는 가상 LO 신호가 생성될 수 있다는 것은 당업자에게 명백하다. 거의 전혀 LO 누설을 갖지 않는 것이 어떤 환경에서 가능한 반면, 여전히 어느 정도의 LO 누설이 있는 가상 LO 신호를 혼합하는 것을 다른 환경에서 허용할 수 있다.
가상 국부 발진기 신호를 상이한 형태로, 예를 들어, 상기 보여준 2개의 혼합 신호보다는 3개 이상의 상보적 신호를 사용하여 생성할 수 있다. 이들 및 다른 변형이 하기 계속중인 출원에 개시되어 있다:
1. 2000. 9. 1.자로 출원되고, 발명의 명칭이 "무선(RF) 신호의 업-컨버전을 위한 개선된 방법 및 장치(Improved Method and Apparatus for Up-conversion of Radio(RF) Signals)"인 PCT 국제출원 제PCT/CA00/00995호;
2. 2000. 9. 1.자로 출원되고, 발명의 명칭이 "무선(RF) 신호의 다운-컨버전을 위한 개선된 방법 및 장치(Improved Method and Apparatus for Down-conversion of Radio(RF) Signals)"인 PCT 국제출원 제PCT/CA00/00994호; 및
3. 2000. 9. 1.자로 출원되고, 발명의 명칭이 "무선(RF) 신호의 업-및-다운-컨버전을 위한 개선된 방법 및 장치(Improved Method and Apparatus for Up-and-down-conversion of Radio(RF) Signals)인 PCT 국제출원 제PCT/CA00/00996호.
차동 응용
본 발명은 또한 차동 신호(즉, 그라운드에 대하여 양 및 음의 전위를 갖는 신호)로서 이용가능한 입력 신호와 함께 구현될 수 있다. 이러한 회로는 도 10의 회로와 매우 동일하다. 본 실시예의 능동 혼합기는 무선 주파수(RF) 입력 신호로서 차동 전압 x(t)+, x(t)-를 수신하는 차동 RF 입력을 수신할 수 있는 이중-균형 혼합기를 제외하고는, 도 10의 단일-균형 능동 혼합기(82)로서 동일한 기능을 제공한다(즉, 전자적으로 조정가능한 이득 및 선형성 제어).
사실, 이중-균형 혼합기는 상기 도 10에 대하여 기대된 단일-균형 혼합기(82)와 동일한 구조로서, 단순히 두 개의 단일-균형 혼합기를 포함한다. 단일-균형 혼합기(82)의 각각의 성분은 이중-균형 혼합기의 두 번째 절반이 반영된 것이다.
이러한 회로를 미국에 2002. 3. 8.자로 출원되고, 출원번호가 제10/096,118호이며, 발명의 명칭이 "조정가능한 RF 혼합기의 집적 회로(Integrated Circuit Adjustable RF Mixer)"인, 계속 중인 출원에 기재하였다.
차동 입력 구조의 사용은 공통 모드 잡음에 대하여 도 10의 단일단 입력 구조보다 더 영향을 받지 않는 더 강력한 출력 신호를 생성한다. 예를 들어, 환경 잡음이 잡음 신호를 도 10의 입력 x(t)에 가하는 경우, 상기 잡음 신호는 회로를 통하여 전파될 것이다. 그러나, 이러한 환경 잡음이 차동 회로의 x(t)+ 및 x(t)- 입력에 동일하게 가해지는 경우, 순수한 효과는 없다.
다중-대역/다중-표준 응용
다중-대역/다중-표준 수신기의 부분으로서 적합한 혼합기 토폴로지가, 특허협력조약 하에 2002. 8. 28.자로 출원번호 제PCT/CA02/01316호로, 발명의 명칭이 "다운 컨저전을 위한 개선된 장치 및 방법(Improvement Apparatus and Method for Down Conversion)"인, 계속 중인 출원에 상세하게 기재되어 있다.
상기 계속중인 출원에 개시되고 기재된 토폴로지는 도 10의 토폴로지와 거의 동일하다. 차이점은 단지 그것은 하나를 초과하는 RF 입력을 수신하는 부가된 기능을 제공하고, 이는 전자적으로 선택될 수 있다는 점이다. 이는 단순히 RF 입력(RFin1, RFin2, ..., RFinn)과 연결된 전자적 스위치 수단(S1, S2, ..., Sn)에 의하여 달성될 수 있으며, 상기 스위치는 혼합 트랜지스터(176, 178)에 적용하기 위하여 RF 신호를 제어하기 위하여 사용된다.
정위상(in-phase) 및 직교(quadrature) 신호
많은 변조 구조에서, 입력 신호의 정위상(I) 및 직교(Q) 성분을 모두 변조 또는 복조할 필요가 있다.
그러한 경우, 4개의 변조 함수를 생성하여야 한다: φ1Q에 대하여 90도 위상차가 있는 φ1I; 및 φ2Q에 대하여 90도 위상차가 있는 φ2I. 신호 φ1I 및 φ2I의 쌍은 φ1Q 및 φ2Q의 신호쌍이 그러하듯이, 상기 함수 선택 기준을 만족하여야 한다.
상기 신호를 생성하기 위한 성분 설계는 본 명세서의 기재로부터 당업자에게 명백하다. 또한, 그러한 신호의 생성에 관한 추가 상세한 설명은 PCT 국제출원 제PCT/CA00/00994, PCT/CA/00995 및 PCT/CA00/00996 하에 출원되고, 계속 중인 출원에서 이용가능하다.
본 발명의 장점
본 발명은 당업계에 공지된 다른 다운 컨버터에 대하여 많은 장점을 제공한다. 우선, 본 발명은 다음을 제공한다:
1. 최소의 1/f 잡음;
2. 최소의 영상 문제;
3. 국부 발진기(LO) 신호가 RF 출력 대역으로 누설되는 것을 최소화;
4. 수퍼-헤테로다인 회로에 필요한 제2LO 및 다양한(때로는 외부의) 필터를 가져야 할 필요성을 제거함; 및
5. 필요한 성분을 용이하게 집적 회로에 놓을 수 있는 정도로 고수준의 집적도를 갖는다. 예를 들어, 대용량의 커패시터 또는 복잡한 필터가 요구되지 않는다.
고수준의 집적도는 감소된 IC(집적 회로) 핀 카운트, 감소된 신호 전력 손실, 감소된 IC 전력 요구, 개선된 SNR(신호 대 잡음 비), 개선된 NF(잡음 계수, noise factor), 및 감소된 제조 비용 및 복잡도를 제공한다.
본 발명은 또한 다음에 의하여 스퓨리어스 문제를 처리한다:
1. 감소된 WmU;
2. 혼합 신호가 조정되어, 스퓨리어스가 목적하는 신호로부터 천이될 수 있는 회로를 제공한다.
3. 혼합 신호가 주파수 호핑하여, 목적하는 신호와의 스퓨리어스 간섭 확률을 감소시키는 회로를 제공한다.
본 발명의 설계는 또한 저렴한 다중-표준/다중-주파수 통신 송신기 및 수신기의 제조를 실현한다.
본 발명의 장점은 단일-칩 설계 내에 구현되고, 반도체 집적 회로 소자 연결 추가 비용을 제거하며, 필요한 물리적 공간을 감소시키고, 전체 전력 소모를 감소시키는 경우에 가장 명백하다. 집적도의 증가 수준은 집적 회로의 개시 이래로, 더 낮은 비용, 더 큰 부피, 더 높은 신뢰성 및 더 낮은 전력 소모 일렉트로닉스에 대한 구동력이다. 본 발명은 통신 장치가, 다른 소비자 전자 제품이 이익을 얻는 것과 동일한 집적 루트를 따르게 할 수 있다.
선택사항 및 대안
도 4-11의 토폴로지에 대하여 다음을 포함하는 수많은 변형이 이루어질 수 있다:
1. 양극성 기술, CMOS 기술, BiCMOS 기술, 또는 다른 반도체 기술을 사용하여 회로를 구현할 수 있거나;
2. 재생성 회로(96)가 N-디바이드 요소에 의하여 대체될 수 있거나;
3. 당업계에 개시된 임의의 다른 혼합기가 제1혼합기(82)를 대체할 수 있거나;
4. 다상(poly-phase) 필터가 재생성 회로(96) 및 논리 게이트(100) 사이에 대체되거나 재생성 회로(96)에 흡수될 수 있다.
결론
본 발명이 2개 또는 3개의 표준 이상을 다루고, 상기 기재한 사항보다 더 나은 바이어스 조건을 만들기 위하여 확장될 수 있음은 당업자에게 명백하다.
본 발명의 전기적 회로를 집적 회로 제조에 사용되는 시뮬레이션 언어 또는 하드웨어 개발 언어로 컴퓨터 소프트웨어 코드에 의하여 기재할 수 있다. 이러한 컴퓨터 소프트웨어 코드는 컴퓨터 디스켓, CD-ROM, 랜덤 액세스 메모리(RAM), 및 리드 온리 메모리(ROM)를 포함하는 다양한 전자적 저장 매체에 다양한 포맷으로 저장될 수 있다. 또한, 상기 컴퓨터 소프트웨어 코드를 나타내는 전자적 신호를 또한 통신망을 통하여 송신할 수 있다.
명백히, 그러한 컴퓨터 소프트웨어 코드는 다른 프로그램 코드에 핵심으로서 또는 외부 프로그램 콜 또는 당업계에 공지된 다른 기술에 의한 서브루틴으로서 혼합되고, 구현될 수 있다.
본 발명의 실시예는 디지털 신호 처리기(DSP), 마이크로제어기, 마이크로프로세서, 필드 프로그래머블 게이트 어레이(FPGA), 또는 개별 부품을 사용하여 다양한 계통의 집적 회로 기술에 구현될 수 있다. 그러한 구현은 당업자에게 명백하다.
본 명세서에서 다양한 바람직한 구현을 전계 효과 트랜지스터에 의하여 기술하였다. 예를 들어, CMOS 또는 양극 접합 트랜지스터를 포함하며, 이들로 한정되지 않는 다른 기술을 사용하는 경우, 구현은 동등하게 유리하다. 유사하게, 실리콘(Si) 이외의 적합한 제조 기술이 사용될 수 있으며, 실리콘/게르마늄(SiGe), 게르마늄(Ge), 갈륨 아세나이드(GaAs), 및 실리콘 온 사파이어(SOS)를 포함하지만, 이들로 한정되는 것은 아니다. 그러한 모든 구현을 보호받고자 하는 것이 본 발명자들의 의도이다.
본 발명은 다양한 통신 프로토콜 및 포맷, 예를 들어, 진폭 변조(AM), 주파수 변조(FM), 주파수 천이 방식(FSK), 위상 천이 방식(PSK), 셀룰러 전화 시스템, 예를 들어, 아날로그 및 디지털 시스템, 예를 들어, 코드분할다중접속(CDMA), 시분할다중접속(TDMA), 및 주파수분할다중접속(FDMA)에 적용될 수 있다.
본 발명은 그러한 응용에 유선 통신 시스템, 예를 들어, 컴퓨터 통신 시스템, 예를 들어, 구내정보통신망(LAN), 점대점 신호, 및 광역 통신망(WAN), 예를 들어, 인터넷으로서 전기적 또는 광섬유 케이블 시스템을 사용하여 적용될 수 있다. 또한, 무선 통신 시스템은 공공 방송, 예를 들어, AM 및 FM 라디오, 및 UHF 및 VHF TV; 또는 개인 통신 예를 들어, 셀룰러 전화, 개인 호출기, 무선 로컬 루프, 유틸리티 회사에 의한 홈 모니터링, 무선 전화 예를 들어, 디지털 무선 유럽 전화통신(DECT) 표준, 모바일 라디오 시스템, GSM 및 AMPS 셀룰러 전화, 마이크로파 기간 통신망, 블루투스 표준 하에서 상호 연결된 가전, 및 위성 통신을 포함할 수 있다.
본 발명의 특정 실시예를 나타내고, 기술하였으나, 본 발명의 진정한 범위 및 사상을 벗어남이 없이 상기 실시예를 변화 및 변경할 수 있음이 명백하다.

Claims (31)

  1. 입력 신호 x(t)를 국부 발진기(LO) 신호로 다운 컨버전하는 것을 에뮬레이션하기 위한 복조기 회로로서,
    입력 신호 x(t)를 수신하고, 상기 입력 신호 x(t)를 멀티-톤 혼합 신호 φ1으로 혼합하여, 출력 신호 φ1x(t)를 생성하는 제1혼합기;
    신호 φ1x(t)를 입력으로서 수신하고, 신호 φ1x(t)를 모노-톤 혼합 신호 φ2와 혼합하여, 출력 신호 φ1φ2x(t)를 생성하는 제2혼합기;
    발진기 신호 f1을 생성하는 제1신호 발생기;
    모노-톤 혼합 신호 φ2를 생성하는 제2신호 발생기(여기에서, 상기 f1의 주파수는 φ2 주파수의 배수이다); 및
    발진기 신호 f1 및 모노-톤 혼합 신호 φ2를 수신하고, 멀티-톤 혼합 신호 φ1을 생성하는 논리 회로를 포함하며,
    여기에서, 상기 φ1*φ2는 에뮬레이션되는 상기 국부 발진기 신호의 주파수에서 유의한 전력을 갖고, 상기 φ1이나 Φ2 어느 것도 에뮬레이션되는 LO 신호 또는 상기 입력 신호 x(t)의 반송 주파수에서 유의한 전력을 갖지 않는 것을 특징으로 하는 복조기 회로.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 논리 회로는 배타적-OR 게이트(XOR)를 포함하고, φ1=f1 XOR φ2인 것을 특징으로 하는 복조기 회로.
  3. 제 1 항에 있어서, 기저대역에 존재하는 목적하지 않는 전력이, 상기 목적하지 않는 RF 톤이 기저대역에서 입력 신호 x(t)의 상단에 떨어지지 않도록 상기 φ2 신호의 주파수를 조정함으로써 최소화되는 것을 특징으로 하는 복조기 회로.
  4. 제 1 항에 있어서, 기저대역에 존재하는 목적하지 않는 전력이, 상기 목적하지 않는 RF 톤이 φ1*φ2x(t)의 상단에 떨어지는 확률을 유의하게 감소시키도록 상기 φ2 신호를 주파수 호핑함으로써 최소화되는 것을 특징으로 하는 복조기 회로.
  5. 제 1 항에 있어서, 상기 신호 발생기는
    발진기 신호를 생성하기 위한 발진기; 및
    상기 발진기 신호를 수신하고, 상기 발진기 신호를 상기 f1 신호로 변환하기 위한 재생성 디바이더(divider)를
    포함하는 것을 특징으로 하는 복조기 회로.
  6. 제 5 항에 있어서, 상기 발진기는 전압-제어 발진기인 것을 특징으로 하는 복조기 회로.
  7. 제 6 항에 있어서, 입력 신호 x(t)의 반송 주파수의 배수로 튜닝되는 상기 발진기 및 재생성 디바이더는 n-디바이드 요소를 포함하는 것을 특징으로 하는 복조기 회로.
  8. 제 6 항에 있어서, 상기 발진기는 고역 통과 필터를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 복조기 회로.
  9. 제 1 항에 있어서, 상기 제1신호 발생기는 상기 입력 신호 x(t)의 반송 주파수의 제수(divisor)로 튜닝되는 발진기 및 n-체배기 요소를 포함하는 것을 특징으로 하는 복조기 회로.
  10. 제 1 항에 있어서, 상기 제2신호 발생기는 주파수 제어기; 및 구형파 발생기를 포함하는 것을 특징으로 하는 복조기 회로.
  11. 제 10 항에 있어서, 상기 제2신호 발생기는 50%의 듀티 사이클을 제공함을 보장하기 위하여 2-디바이드 요소를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 복조기 회로.
  12. 제 10 항에 있어서, 상기 주파수 제어기는 상기 φ2 신호를 하나의 주파수로부터 다른 주파수로 호핑시켜서, 목적하지 않는 주파수에 전력을 갖는 상기 회로의 대역외 확률을 감소시킬 수 있는 것을 특징으로 하는 복조기 회로.
  13. 제 10 항에 있어서, 상기 주파수 제어기는 φ2의 주파수를 조정함으로써 상기 출력 신호 φ1φ2x(t) 내의 잡음에 응답하는 것을 특징으로 하는 복조기 회로.
  14. 제 10 항에 있어서, 상기 제1혼합기는 능동 혼합기를 포함하는 것을 특징으로 하는 복조기 회로.
  15. 제 14 항에 있어서, 상기 제1혼합기는 조정가능 성능을 갖는 능동 혼합기를 포함하는 것을 특징으로 하는 복조기 회로.
  16. 제 15 항에 있어서, 상기 능동 혼합기는 조정가능한 이득을 갖는 것을 특징으로 하는 복조기 회로.
  17. 제 15 항에 있어서, 상기 능동 회로는 조정가능한 선형성을 갖는 것을 특징으로 하는 복조기 회로.
  18. 제 15 항에 있어서, 상기 능동 혼합기는 상기 능동 혼합기의 이득 및 선형성을 제어하기 위하여 파라미터를 조정할 수 있는 전류원을 포함하는 것을 특징으로 하는 복조기 회로.
  19. 제 15 항에 있어서, 상기 능동 혼합기는 다중 구동 성분을 포함하며, 각각은 다중-표준 무선통신에서 상이한 입력 신호를 수신하는 것을 특징으로 하는 복조기회로.
  20. 제 14 항에 있어서, 상기 제1혼합기 및 제2혼합기 사이에 전기적으로 연결되는 고역 통과 필터를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 복조기 회로.
  21. 제 20 항에 있어서, 상기 제2혼합기는 수동 혼합기를 포함하는 것을 특징으로 하는 복조기 회로.
  22. 제 21 항에 있어서, 각각의 능동 혼합기, 고역 통과 필터, 및 수동 혼합기는 상이한 소자인 것을 특징으로 하는 복조기 회로.
  23. 제 22 항에 있어서, 상기 고역 통과 필터는 공통 모드 전압 출력을 세팅하기 위하여 네트워크를 분할하는 저항을 포함하는 것을 특징으로 하는 복조기 회로.
  24. 제 5 항에 있어서, 상기 발진기, 상기 재생성 디바이더, 및 상기 논리 회로는 차동인 것을 특징으로 하는 복조기 회로.
  25. 제 24 항에 있어서, 상기 논리 회로는 2개의 배타적-OR(XOR) 게이트를 포함하는 것을 특징으로 하는 복조기 회로.
  26. 제 24 항에 있어서, 상기 논리 회로는 2개의 배타적-NOR(XNOR) 게이트를 포함하는 것을 특징으로 하는 복조기 회로.
  27. 제 24 항에 있어서, 상기 논리 회로는
    φ1P = (φ2P AND f1P) OR (φ2N AND f1N); 및
    φ1N = (φ2P AND f1N) OR (φ2N AND f1P)
    를 생성하기 위하여 배치된 4개의 AND 게이트 및 2개의 OR 게이트를 포함하는 것을 특징으로 하는 복조기 회로.
  28. 제 24 항에 있어서, 상기 논리 회로는
    φ1P = (φ2P AND f1P) OR (φ2N AND f1N); 및
    φ1N = (φ2P AND f1N) OR (φ2N AND f1P)
    를 생성하기 위하여 배치된 4개의 반도체 스위치를 포함하는 것을 특징으로 하는 복조기 회로.
  29. 입력 신호 x(t)를 입력 신호와 국부 발진기(LO) 신호의 생성신호로 복조하는 것을 에뮬레이션하는 방법으로서,
    발진기 신호 f1을 생성하는 단계;
    혼합 신호 φ2를 생성하는 단계(여기에서, f1의 주파수는 φ2 주파수의 배수이다);
    발진기 신호 f1 및 제2혼합 신호 φ2를 입력으로서 수신하는 논리 회로를 사용하여 비주기적 혼합 신호 φ1을 생성하는 단계(여기에서, 상기 φ1*φ2는 에뮬레이션되는 상기 국부 발진기 신호의 주파수에서 유의한 전력을 갖고, 상기 φ1이나 Φ2 어느 것도 상기 입력 신호 x(t), 에뮬레이션되는 LO 신호, 또는 출력 신호 φ1φ2x(t)의 주파수에서 유의한 전력을 갖지 않는다);
    입력 신호 x(t)를 비주기적 혼합 신호 φ1과 혼합하여, 출력 신호 φ1x(t)를 생성하는 단계; 및
    신호 φ1x(t)를 제2혼합 신호 φ2와 혼합하여, 출력 신호 φ1φ2x(t)를 생성하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  30. 제 29 항에 따른 방법의 단계를 수행하기 위하여 실행가능한 소프트웨어 코드를 저장한 컴퓨터 판독가능한 저장 매체.
  31. 제 1 항 내지 제 28 항 중 어느 한 항에 따른 소자를 제조하기 위한 하드웨어 개발 코드를 저장한 컴퓨터 판독가능한 저장 매체.
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