CN1647400A

CN1647400A - 射频信号的降频变换方法及装置

Info

Publication number: CN1647400A
Application number: CNA038077035A
Authority: CN
Inventors: 塔因德·曼库
Original assignee: Sirific Wireless ULC
Current assignee: Icera Canada ULC
Priority date: 2002-02-25
Filing date: 2003-02-25
Publication date: 2005-07-27
Also published as: US20050180528A1; KR20040099283A; AU2003205476A1; EP1479171A1; US7343135B2; CA2477307A1; WO2003071696A1

Abstract

需要一种便宜的、高性能的、全集成的、多标准收发机，其抑制杂散噪声信号。本发明提供一种满足这种需要的拓扑，使用第一信号发生器，其产生振荡器信号f1，及第二信号发生器，其产生单声混频信号φ2，其中f1的频率是φ2的多倍；及逻辑电路，用于产生多声混频信号φ1，其中φ1＊φ2在被仿真的所述本机振荡器信号的频率处具有很大的功率，在输入信号x(t)或被仿真的所述LO信号的载波频率处φ1和φ2均不具有很大的功率。

Description

射频信号的降频变换方法及装置

本发明总体上涉及通信，特别是涉及对RF(射频)信号进行解调的方法和装置。本发明的优选实施例满足便宜、高性能、全集成、多标准接收机的需要。

背景技术

许多通信系统将来自基带的电磁信号调制到较高的频率以用于传输，并随后将那些高频率在它们到达接收机时解调回它们的原始频带。原始(或基带)信号可以是，例如：数据、声音或视频。这些基带信号可由传感器如传声器或视频摄像机产生，可以是计算机产生的，或可以是传输自电子存储设备。总之，高频率信号比基带信号提供更长的范围和更高的容量通道，且因为高频率信号可有效地通过空气传播，它们可用于无线传输及有线的或波导的通道。

所有这些信号通常被称为RF信号，其均为电磁信号；即，通常与无线电波传播关联的电磁光谱内的具有电和磁特性的波形。

采用调制和解调技术的有线通信系统包括计算机通信系统，如局域网(LAN)、点对点通信、及宽域网(WAN)如因特网。这些网络通常在电传导或光纤通道上通信数据信号。采用调制和解调技术的无线通信系统包括那些用于公共广播如AM和FM无线电及UHF和VHF电视的系统。私用通信系统可包括移动电话网络、个人传呼设备、由出租车服务使用的HF无线电系统、微波主干网络、蓝牙标准下的互连装置、及人造卫星通信。使用RF调制和解调的其他有线和无线系统对于本领域那些技术人员是公知的。

大多数RF接收机使用“超外差式”拓扑，其在有限范围的应用中提供良好的性能，如在公共广播FM无线电接收机中。正如将要所阐释的，这些局限使其在更复杂的现代应用中更为昂贵，但性能很差。

超外差式接收机使用两步频率变换方法将RF信号变换成基带信号。图1示出了典型的超外差式接收机10的框图。标记为M1 12和M2 14的混频器用于将RF信号译码为基带或一些中频(IF)信号。元件的平衡将被处理的信号放大并过滤其中的噪声。

RF带通滤波器(BPF1)18首先过滤来自天线20的信号(注意该带通滤波器18还可以是双工器)。低噪声放大器22接着将所过滤的天线信号放大，增加RF信号的强度并降低接收机10的噪声系数。信号接着由通常被看作镜像抑制滤波器的另一带通滤波器(BPF2)24过滤。信号接着进入混频器M1 12，其将来自镜像抑制滤波器24的信号与本机振荡器(LO1)26产生的周期信号相乘。混频器M1 12从镜像抑制滤波器24接收信号并将其转换为较低的频率，即大家所知的第一中频(IF1)。

通常，混频器是一电路或器件，其在其输入接受两个不同的频率，并在其输出呈现结果：

(a)信号频率等于输入信号频率的和；

(b)信号频率等于输入信号频率之间的差；及

(c)最初的输入频率。

混频器的典型实施例是数字开关，其可产生较上述更多的频声。

IF1信号接着由通常被叫作信道滤波器的带通滤波器(BPF3)28过滤，其被使得以IF1频率为中心，从而过滤掉不想要的第一混频过程的积；上面的信号(a)和(c)。这对于在执行第二混频过程时防止这些信号干涉所需要的信号是必要的。

信号接着被中频放大器(IFA)30放大，并通过使用混频器M2 14和本机振荡器(LO2)32使其与第二本机振荡器信号混频。第二本机振荡器LO2 32产生周期信号，其通常被变成IF1频率。因此，来自M2 14的输出的信号现在是在基带，即，信号被最初产生的频率。使用低通滤波器LPF38将噪声从所想要的信号中过滤掉，接着信号被传递给某些表达方式、处理或录制装置。例如，在无线电接收机的情况下，这可以是声频放大器，而在计算机调制解调器的情况下，这可以是对数字变换器的模拟。

注意，同样的过程可用于将任何电信号从一频率调制或解调到另一频率。

超外差式设计的主要问题是：

--其要求昂贵的离线(off-chip)元件，特别是带通滤波器18、24、28，及低通滤波器38；

--离线元件要求设计均衡，其增加了功率消耗并降低了系统增益；

--镜像抑制由离线元件限制，而不是由目标集成技术限制；

--数字噪声的隔离可能是一问题；及

--其不是全集成的。

用在超外差系统中的带通和低通滤波器18、24、28和38必须是高质量的器件，从而不可用电子可调的滤波器。同样，在多标准/多频率应用中使用超外差式系统的唯一方式是对每一频带使用分开的离线滤波器组。

直接变换收发机试图使用一个混频器和一个本机振荡器在一个步骤中执行升频和降频变换。在降频变换到基带的情况下，这要求本机振荡器(LO)的频率等于输入RF信号的频率。如果直接变换接收机的LO信号漏入信号通道，其将与输入信号一起被解调到基带，从而导致干扰。该LO漏泄问题限制了直接变换收发机的效用。

现有技术的当前问题之一是开发有效的接收机，其可适应于在器件使用期间由改变接收条件甚或改变标准引起的变化的要求。对于移动电话及类似的消费者项目，需要具有能够全集成在便宜、低功率集成电路(IC)上的接收机。

实现低成本、高功率效率的收发机的持续要求导致集中研究高集成度设计的使用；便携系统的日益重要的方面，包括移动电话手持机。这已证明是特别有挑战性的，因为所感兴趣的无线电信行业(特别是低功率移动/微移动声音/数据个人通信系统)的频率已上升到先前使用的频率(大约900MHz)之上，达到1GHz以上的频谱。

有试图提供射频集成电路(RFIC)中的灵活的设计—即为公知的单片微波集成电路(MMIC)--其虑及了多个标准并改变已取得有限成功的接收的条件。这些设计通常借助于多个独立的信号通道提供该功能—一个信号通道和一组元件用于每一频率标准和/或一组工作条件。这是一种昂贵的和物理体积很大的方法，其遭受上述的所有性能问题。

因此，需要一种致力于上述问题的调制和解调方法和装置。所希望的是，该设计是全集成的、便宜的并具有高性能的。同样，需要该设计很容易应用到多标准/多频率应用中。

发明内容

因此，本发明的目标在于提供调制和解调的新方法和系统，其消除或减轻现有技术中的至少一个缺点。

本发明的一个方面被定义为解调器电路，用于仿真输入信号与本机振荡器(LO)信号的降频变换，解调器电路包括：第一混频器，用于接收输入信号x(t)并将输入信号x(t)与多声混频信号φ1混频，以产生输出信号φ1x(t)；第二混频器，用于接收作为输入的信号φ1x(t)并将信号φ1x(t)与单声混频信号φ2混频，以产生输出信号φ1φ2x(t)；用于产生振荡器信号f1的第一信号发生器；用于产生单声混频信号φ2的第二信号发生器，其中f1的频率是φ2的频率的多倍；及逻辑电路，其用于接收振荡器信号f1和单声混频信号φ2，并产生多声混频信号φ1，其中φ1*φ2在被仿真的本机振荡器信号的频率处具有很大的功率，在输入信号x(t)或被仿真的LO信号的载波频率处φ1和φ2均不具有很大的功率。

本发明的另一方面被定义为仿真输入信号x(t)解调到输入信号与本机振荡器(LO)信号的积的方法，该方法包括步骤：产生振荡器信号f1；产生混频信号φ2，其中f1的频率是φ2的频率的多倍；产生非周期性的混频信号φ1作为输入，其使用逻辑电路接收振荡器信号f1和第二混频信号φ2，其中φ1*φ2在被仿真的本机振荡器信号的频率处具有很大的功率，且在输入信号x(t)、被仿真的LO信号或输出信号φ1φ2x(t)的频率处φ1和φ2均不具有很大的功率；将输入信号x(t)与非周期性的混频信号φ1进行混频，以产生输出信号φ1x(t)；并将信号φ1x(t)与第二混频信号φ2混频，以产生输出信号φ1φ2x(t)。

附图说明

本发明的这些及其他特征从下面的参考附图的详细描述将变得更加明显，其中：

图1为现有技术中的超外差式系统的框图；

图2为本发明的显著实施例的解调器拓扑的框图；

图3为本发明的显著实施例中的一组混频信号的定时图表；

图4为本发明的一实施例的差分解调器拓扑的框图；

图5为示出可能的噪声问题的频谱分析；

图6为本发明的一实施例中的、按振幅对时间绘出的一组差分混频信号的定时图；

图7为本发明的一实施例中的再生分频器的框图；

图8A、8B和8C为本发明的不同实施例中的、用于产生混频信号φ1P和φ1N的多种电路的逻辑图；

图9为本发明的一实施例中的、用于产生多声混频信号的滤波器和逻辑电路的示意图；

图10为本发明的一实施例中的核心混频器和高通滤波器的示意图；

图11为本发明的一实施例中的有源混频器的框图。

具体实施方式

图2的框图呈现了致力于上面略述的多个目标的电路。该图表示了解调器拓扑50，其中，输入信号x(t)通过将其与两个混频信号φ1和φ2混频而被降频变换。如将要描述的，这两个混频信号φ1和φ2非常不同于用在通常的两步变换拓扑(如超外差式拓扑)中的混频信号。与直接变换方法的主要区别在于，本发明的两个混频信号被用于仿真单一混频信号，且它们进行该项任务并不存在直接变换常有的缺点，如自混频。

如图2所示，输入信号x(t)与多声混频信号φ1混频，其使用第一混频器52(多声的，或非多声的，涉及具有一个以上的基频声的信号。单声信号具有一个基频声并可具有其他与基声和声的频声)。所得到的信号，φ1x(t)，接着借助于第二混频器54与单声混频信号φ2混频，产生输出信号φ1φ2x(t)。这些混频信号φ1和φ2在此通常被称作“虚拟本机振荡器”(VLO)信号，因为它们仿真本机振荡器信号；φ1*φ2的积在本机振荡器信号的频率正被仿真时具有很大的功率。然而，在输入信号x(t)、被仿真的LO信号或输出信号φ1φ2x(t)的频率处φ1和φ2均不具有大功率。具有这些特征的混频信号大大解决了自混频的问题，因为VLO信号在频率处不具有大的功率，其将干扰输出信号。

这些VLO信号将在下文中进行详述，但一对示例性的φ1和φ2混频信号出现在图3中，以振幅对时间的方式绘出。振荡器信号f1用于产生φ1，在这种情况下，f1在四倍于φ2的频率下工作。很显然，φ1可通过简单的逻辑运算φ2 XOR f1而产生。同样，这两个混频信号的积，φ1*φ2，很明显等于所需要的LO信号。因而，输出φ1φ2x(t)将等于假定的LO*x(t)降频变换的输出。

然而，应重点注意的是，在电路的工作中，没有实际的“φ1*φ2”信号曾被产生，如果有，也仅是产生了可以忽略的量。混频器52、54接收分开的φ1和φ2信号，并使用不同的物理元件将它们与输入信号x(t)混频。因此，没有LO信号漏泻入电路。

从图3看这些混频信号的一个周期，φ1*φ2信号的产生是清楚的：

φ2

f1

φ1＝φ2XORf1

φ1*φ2

LO	LO	LO	LO
LO	LO	LO	LO	LO	HI	HI	HI
LO	LO	LO	LO	LO	HI	HI	HI
LO	LO	LO	LO	LO	HI	HI	HI
HI	LO	HI	LO	LO	HI	HI	HI
HI	LO	HI	LO	HI	HI	LO	HI
HI	LO	HI	LO	HI	HI	LO	HI
HI	LO	HI	LO	HI	HI	LO	HI

很显然，图3中的两个混频信号φ1和φ2满足有效VLO信号的标准。

该实施例的唯一问题是，f1在被仿真的LO信号的频率处具有功率，因而必须当心将其隔离并使可能导致的任何自混频最小。这可以通过使用标准模拟设计和布局技术完成，如现有技术中公知的。这些技术可包括，例如：

1.将振荡器置于芯片上。如果振荡器不在芯片上，集成电路引脚和印刷电路板的电痕可用作辐射振荡器信号的天线；或

2.使用在高于f1的频率下工作的振荡器，并使用分频器将其降频变换。在下文描述的优选实施例中，使用了再生分频器，其特别有效。

同样如图2所示，其示出了用于产生两个混频信号φ1和φ2的高度有效的方式。采用了两个信号发生器：第一信号发生器56用于产生振荡器信号f1，第二信号发生器58用于产生单声混频信号φ2。为产生多声混频信号φ1，两个信号f1和φ2被反馈给逻辑电路60，其产生满足VLO标准的多声混频信号φ1。

逻辑电路60可被实施成许多不同的形式，改变以所需要的信号φ1和φ2的准确的图案。为产生上面表中及图3中所示的φ1和φ2对，例如，可使用简单的逻辑异或(XOR)门。其他逻辑电路和设计原则将在下文中详细描述。

当该电路包含许多类似于通常使用的解调拓扑的元件时，其以唯一的方式使用它们。因而，该电路：

1.允许输入信号x(t)被降频变换，其使用完全集成的电路；

2.不使用在正被仿真的本机振荡器信号的频率处包含很大的功率的混频信号。因而，频率变换还是被影响，但自混频及不想要的混频积均被避免；及

3.当应用于多标准/多频率装置的开发时其是特别方便的，因为不要求过滤器，还因为混频信号可容易地产生和改变。这个优点从下面的描述中将变得更加清楚。

从下文描述的本发明的其他实施例，本发明的其他优点同样将变得清晰的。

应注意的是，两个混频器52和56的特殊的设计参数对于本领域技术人员而言应是清楚的，具有关联的噪声系数、线性响应及变换增益的典型性质。这些混频器的选择和设计应符合现有技术中已知的标准。

尽管图2暗示各种元件被实施为模拟形式，它们也可被实施为数字形式。混频信号在此通常按照二进位1和0进行呈现，然而，也可使用双极波形，±1。双极波形通常用在零散光谱应用中，因为它们使用换向混频器，其周期性地倒转它们的输入以与本机控制信号一致(该倒转过程不同于将信号与本机振荡器直接混频)。

本发明的大量其他实施例将被描述。

本发明的优选实施例的描述

本发明的优选实施例被呈现为图4的框图。在中心，该拓扑包括经高通滤波器(HPF)86连接在一起的两个差分混频器82、84。在两混频器82、84的LO端口，差分混频信号φ1P、φ1N、φ2P和φ2N被施加，使得引入的RF信号，x(t)，与在x(t)的RF载波频率处具有大功率的信号相乘，从而将其降频变换到基带。

差分信号是相对地具有正和负位势的信号，而不是相对地的单一位势。差分体系结构的使用导致更强的输出信号，相比于图2和3中的体系结构，其更能避免共模噪声。例如，如果环境噪声强加一噪声信号在图3的输入RFin上，则该噪声信号将通过电路传播。然而，如果该环境噪声同样强加在差分电路的φ1P和φ1N输入上，则净效应将是零。

在该电路非常有效的同时，将有功率在基带产生，其源于不想要的RF信号和由φ1*φ2产生的杂散频声。φ1*φ2的频谱将在图5的频谱测试数据中看到。不想要的功率的量可经时延和信号φ2的频率进行控制。不想要的功率将降频变换位于“不想要的功率频率”处的信号。例如，如果在2100MHz有不想要的功率，且在2100MHz有频带RF信号的输出，该RF信号将在想要的信号的上面被降频变换。然而，该降频变换后的功率将被“想要的功率”减“不想要的功率”所得的差(对于图5，这是～37dB)削弱。我们将该差在此称为WmU(想要的减不想要的)。

如果RFwanted表示想要的RF功率，在基带的功率的总量大约为：

BBpower＝RFwanted+10^(-WmU/10)*RFunwanted (1)

有三种办法减少该不想要的信号：

1.增加WmU的值；

2.调节φ2的频率，使得RFunwanted频声不会落在基带的想要的信号的上面；和/或

3.跳频φ2，使得RFunwanted频声落在想要的信号的上面的可能性大大减少。

参考图4-11描述的本发明的实施例呈现了多种实现该功能的办法。

如上面所提及的，图4中的拓扑的中心包括用于接收输入信号x(t)的第一混频器82，其后是HPF86，及产生差分输出φ1φ2x(t)的第二混频器。第一混频器82最好是有源混频器，第二混频器84最好是无源混频器。有源混频器在以下几方面不同于无源混频器：

1.它们均提供变换增益；因而，有源混频器可替代低噪声放大器和无源混频器的结合；

2.由于有源元件的阻抗，有源混频器在输入和输出端口之间提供更好的隔离；及

3.有源混频器允许使用较低功率的混频信号，以降低产生混频信号时所导致的噪声。

尽管具有这些优点，在调制和解调拓扑中应用有源混频器还是有问题的。因为有源混频器是非线性器件，它们产生更多的“1/f”噪声并产生二阶失真(second-order distortion)。该噪声被叫作1/f噪声，因为其功率谱通常与频率成反比，换言之，噪声信号的功率越大，越接近DC(直流)。

在本发明的拓扑中，该二阶失真通过使用高通滤波器(HPF)86而被消除。因为第二混频器84是无源混频器，且其在相对较低的频率工作，其不会在信号中引入大量的二阶失真。因而，该拓扑提供了有源混频的优点，不会将二阶失真引入输出信号。

如上面所提及的，输入信号x(t)通过使用两个混频器82、84和差分混频信号φ1P、φ1N、φ2P和φ2N而被降频变换到基带。因为采用的差分混频信号，用于φ1和φ2的正和负对必须被产生。每一正和负信号分量对是相互的补充，使得这些信号的图案逻辑地遵循图3中的振幅对时间的曲线图。然而，为了完全性，这些信号的开发被表示在图6的振幅对时间图中。简言之：

1.每一“P”信号是其对应的“N”信号的补充；

2.φ1P＝φ2P XOR f1P；

3.φ1N＝φ2N XOR f1N；及

4.当然，当补充的混频信号被混合在一起时，它们仿真LO信号：

a.φ1P*φ2P＝LO；及

b.φ1N*φ2N＝LO。

如图4所示，φ2P和φ2N最好使用频率控制器88、方波发生器90和除2元件92产生。

方波发生器90和除2元件92均为现有技术中公知的简单元件。方波发生器90仅从频率控制器88接收控制信号，并在频率控制器88指示的频率处产生差分单声信号。除2元件92仅划分接收自方波发生器90的方波。除2元件用于确保输出信号φ2P和φ2N具有的～50％工作循环，以增加第二混频器84的二阶输入截止点(IIP2)。

然而，频率控制器88可采取许多形式。在一简单的实施中，其可以是静态元件，和用于在本发明使用的器件的多个工作频率之间手工选择。其还可在自动化的方式下工作，可认识到在给定时间点器件应在哪一频带下工作。这应该是多标准器件的典型实施方式。其他功能可很容易地建立到频率控制器88中，包括：

1.使混频信号φ2P和φ2N从一频率跳频到另一频率的功能。这降低了φ2P*φ2N在不想要的频率处具有功率的可能性。通常，跳频率应至少大于数据的数据/符号比率；

2.从接收机获得反馈的功能，允许频率控制器88调节混频信号φ2P和φ2N的频率以避免已被检测到的某些干扰和噪声；

3.从用户接收手工输入的功能，以调节混频信号φ2P和φ2N的频率，从而避免某些干扰和噪声；及

4.从方波发生器90接收输出的功能，从而频率控制器88在锁相环方式下工作，因而改善稳定性。

混频信号φ1P和φ1N最好使用φ2P和φ2N信号及图4中所示的压控振荡器94、再生分频器96、高通滤波器98及逻辑门100产生。

压控振荡器(VCO)94是现有技术中公知的标准VCO，其产生由接收机80的工作范围规定的范围内的差分单声信号。如上面所提及的，希望这些单声VCO信号避开被仿真的LO的频率及输入信号x(t)的载波频率，以使自混频最小。来自VCO94的输出信号可由再生分频器96划分。

VCO94可被实施为离线元件，或可以是集成于芯片上的。VCO94的频率输出可被保持为常数，或可按与频率控制器88同等的方式进行改变，以减少噪声或实现多标准工作，或切换到不同的频带或信道。

如所提及的，VCO94的输出被反馈给再生分频器96，其将频率向下划分(当然，频率乘法器也可被使用，在这种情况下，VCO94的输出应被升频变换。另外，也可使用标准除/乘N元件)。再生分频器是现有技术中已知的电子电路设计，但在电信中应用不是很多。

图7的框图中示出了再生除2元件96的基本电路。该电路包括两个基本元件，混频器112和带通滤波器114，串联连接。输入信号f_IN与输出信号f_OUT混频。且混频器112的输出被带通滤波器114滤波。该电路的简单分析如下。

如上面所提及的，来自混频器的所关注的两个主要输出是两个输入的和及差。因而，在这种情况下，所感兴趣的两个输出为：

f_OUT＝f_IN+f_OUT (2)

f_OUT＝f_IN-f_OUT (3)

方程(3)可被简化为：

2_fOUT＝f_IN

f_OUT＝f_IN/2 (4)

在本发明的情况下，带通滤波器114被使用，以仅允许f_IN/2信号通过。因而，方程(3)可被忽略。

混频器的两个输入现在为f_IN和f_OUT＝f_IN/2。将此代入方程(2)：

f_OUT＝f_IN+f_IN/2

f_OUT＝3/2f_IN (5)

因此，混频器112的输出为：

f_OUT＝3/2f_IN+f_IN/2 (6)

在本发明的该实施例中，只使用信f_IN/2号。如果对于某些目的，3/2f_IN信号被要求，其可很容易地从混频器112的滤波器侧获得，并可被从f_IN/2信号滤波。

如上面所提及的，在引入的信号的频率处具有离线本机振荡器(LO)可允许自混频发生，因为印刷电路板(PCB)的电痕及集成电路的引脚用作LO信号辐射的天线。在不同于引入信号x(t)的频率处使用VCO 94，并将再生分频器96置于芯片上，使得自混频的可能性最小。

来自再生混频器96的输出信号接着用HPF98滤波，并传递给逻辑门100。逻辑门100可被实施成多种方式，其取决于所产生的混频信号的图案。假如下述方程和它们的逻辑等价式被实现，则参考图6描述的混频信号可被产生。

1.按图8A，使用两个XOR门120、122，其中：

a.φ1P＝φ2P XOR f1N；及

b.φ1N＝φ2N XOR f1P；

2.按图8B，使用两个XNOR门124、126，其中：

a.φ1P＝φ2P XNOR f1P；及

b.φ1N＝φ2N XNOR F1N；或

3.按图8C，使用AND 128、130、132、134和OR门136、138，其中：

a.φ1P＝(φ2P AND f1P)OR(φ2N AND f1N)；及

b.φ1N＝(φ2P AND f1N)OR(φ2N AND f1P)。

因为P和N信号对相互补充，可对这些逻辑门100进行许多变化。同样，当然，如果使用不同的φ1和φ2信号对，逻辑门100的设计可以非常不同。在参考图9描述的实施例中，采用了图8C的逻辑设计。该安排之所以被使用是因为其与无源混频器84的设计非常类似——这两个电路的对称有助于增加WmU的值。

示例性的差分实施方式

本发明的示例性的实施方式被表现在图9-11的示意图中。图9示出了HPF98和逻辑门100的细节。有源混频器82、高通滤波器86和无源混频器84的细节参考图10和11进行描述。元件的均衡如上所述。

在图9中，差分高通滤波器98从再生分频器96接收差分对的单声信号，并用一对高通滤波器过滤它们，每一个包括电容器150、152和两个电阻器154、156、158和160。电阻器154、156、158和160在分压器的结构中的使用跨正和负电压源(V_DD为正，V_SS为负)，并为下一阶段设定共模电压。

下一阶段示出了图8C的逻辑电路的实现，其使用四个半导体开关162、164、166和168。当这些半导体开关162、164、166和168的门由它们各自的φ2P和φ2N输入供电时，它们变成可传导的。因而，该电路实现了逻辑计算：

φ1P＝(φ2P AND f1P)OR((φ2N AND f1N)及(7)

φ1N＝(φ2P AND f1N)OR(φ2N AND f1P) (8)

有源混频器82、高通滤波器86和无源混频器84的示例性实施方式现在将参考图10和11进行描述。开始：

1.有源混频器82是一单平衡有源混频器，其接收单端RF输入，x(t)。同样，其具有电子可调节的增益和差分输出；

2.高通滤波器86是差分的，且同样包括一分压器用于设定共模输出，及抑制共模噪声及二阶失真；及

3.无源混频器84是差分无源混频器。

电路的输入是简单的、标记为x(t)的单端RF信号(单端意味着只有相对地的单一位势)，输出是差分RF和基带信号，标记为φ1Nφ2Nx(t)和φ1Pφ2Px(t)。根据混频信号的参数，x(t)信号的频率被向下解调为差分输出信号，φ1Nφ2Nx(t)和φ1Pφ2Px(t)。

在图10的实施例中，在两个阶段中使用了四个混频信号。第一阶段将输入信号与一对非周期性信号φ1P和φ1N进行混频，其中φ1P和φ1N相互倒相，即：φ1P＝-(φ1N)。类似地，第二阶段将所接收的信号与非周期性信号φ2P和φ2N进行混频，其中φ2P和φ2N相互倒相，即：φ2P＝-(φ2N)。同样，这些混频信号对展现了上述的协合作用，即混频信号对φ1P和φ2P可仿真本机振荡器。

同样，图10中的电路由正电压源(V_DD)和负电压源(V_SS)供电。

因为有源混频器82是单平衡混频器，其相比于双平衡混频器将产生较少的噪声。这是很简单地，因为在单平衡设计中只有很少的噪声贡献者。然而，单平衡混频器很难避开外部噪声，特别是共模噪声。

有源混频器82的结构还被呈现在图11的框图中，其中元件被分成三组：混频器模块220、增益控制模块222、即电流源模块224。

简要地，增益控制模块222是提供增益的阶段，其包括多个输入晶体管，在图10中示为晶体管176和178。每一输入晶体管被反馈以相同的输入信号x(t)，且它们的输出被反馈给混频器模块220，作为放大的信号。在特定时间将使用的输入晶体管的选择可使用开关G₁、G₂...G_n完成。

增益控制模块222的工作条件因而性能还是可通过电流源模块224进行改变的，其提供变化量的偏置电流给增益控制模块222。偏置电流的量通过应用电流控制输入C₁、C₂....C_n的各种条件而进行控制。

图10中仅示出了两个输入晶体管176和178，每一个具有不同的偏置及其他电性能特征，对于本领域技术人员而言，很显然该数量可被改变以适应特定应用的设计考虑。对本领域技术人员而言，适合该变化数量的电路的变化是很清楚的。

在不大量增加电路的大小和复杂性的情况下，使用多输入晶体管可增加将被选择的可用条件和性能的可能组合的数量。

图11还示出了增益控制模块222与电流源模块224的关系。电流源模块224提供控制反馈给增益控制模块222的电流量的手段，使得该电流不会被全部从混频器模块230引走。

电流源模块224包括多个可控电流源。在图10中，只示出了一个电流源180，但可使用多个源及电子开关。控制被限于使能或禁用特定电流源的能力，其使用电流控制输入C₁、C₂...C_n实现。

如果使用两个电流源，选择两个电流源是可能的，从而它们的合成电流被传递给增益控制模块222，从而提供高达3个不同的电流电平。类似地，具有三个电流源将允许高达7个不同的电流电平被选择。

电流源180被准备来提供RF放大器晶体管176、178所要求的电流，从而要求有源混频器开关182、184仅提供一小部分增益控制模块222所需要的电流。正如本领域那些技术人员将意识到的，经有源混频器开关182、184减少的电流对增益控制模块222的影响，将导致较少的噪声与RF放大器晶体管176和178的输入有关，且有源混频器电路170的电阻性负载产生较少的噪声，使得整体上改善了噪声性能。同时，流经RF放大器晶体管176、178的总电流可被保持在足以确保它们在所要求的增益和线性工作的水平。

有源混频器170的线性还通过输入放大器和混频器开关晶体管186和188之间的电流注入而得以改善，因为流经输入放大器(增益控制模块222)的电流可实质上独立于流经混频器开关晶体管186和188的电流。该独立意味着在不损害输入放大器阶段(增益控制模块222)的噪声和增益性能的情况下，开关可被有选择地偏置。

平衡的混频器模块220可由分开的晶体管和电阻器对实现，其从增益控制模块222接收放大的RF信号。放大的RF信号被传递给开关晶体管182和184的栅极，晶体管182和184的漏极连接到负载电阻器186和188。通过对开关晶体管182和184的栅极反馈以补充的混频信号φ1P和φ1N，即φ1P＝-(φ1N)，差分输出信号被接收。负载电阻器186和188的值被选择以对混频器晶体管提供最好的偏置条件。

关于有源混频器82的设计和实施的其他细节在未决的加拿大专利申请2,375,438中有所描述，其题为“高线性Gilbert I Q双混频器的改进”。

也可使用其他有源混频器，如现有技术中所公知的，或上面使用的混频器的变体。例如，增益控制模块222中的RF放大器晶体管176、178可被阻抗负反馈(degeneration)，以改善其线性。电抗性的负反馈通常比电阻性的负反馈具有更好的噪声性能，电感性的负反馈较电阻性及电容性负反馈具有更大的电流效应。然而，使用电容性的负反馈，负电阻可导致振荡。

在优选实施例中，如图10中所示，尽管使用了场效应晶体管(FET)。FET通常具有足够的线性，因而负反馈是不必要的。

来自有源混频器82中的两个开关晶体管182、184的输出接着被传递通过一对高通滤波器86，每一个包括电容器190、192和两个电阻器194、196、198和200。类似于参考图9描述的HPF98，电阻器194、196、198和200在分压器的结构中的使用不仅用于耗用高通滤波器的电容器190、192，还为下一混频阶段设定共模电压(注意，这些电阻器194、196、198和200可以是有源电阻器(activeresistor))。

同样，高通滤波器对86的截除频率可以非常低(或相对于载波频率低或接近于DC，取决于应用和期望的信号)。因此，其可被考虑几乎整个用作分压器的方式。同样，高通滤波器对86可以其他方式实现，例如，“有源电阻器”网络的形式。

高通滤波器对86的输出接着被传递给各自的半差分无源混频器84的输入，其的其他输入为非周期性的信号φ2P和φ2N，其与有源混频器82中使用的φ1P和φ1N混频信号相呼应而工作。在图10中，无源混频器84包括具有四个晶体管202、204、206和208的已知设计。也可使用其他体系结构。

如上面所提及的，该第二混频阶段完成本机振荡器混频的仿真，频率转化输入RFin信号为所需要的输出信号φ1Nφ2Nx(t)和φ1Pφ2Px(t)。如果该电路被用于将信号向下解调到基带，如无线电接收机的情况，其可能接着需要将无源混频器84的输出传递通过低通滤波器以消除任何频带外信号。

该设计的另一优点是简单的电阻性元件的使用，以固定有源混频器偏置电压。这有助于第二无源混频器的可选性能参数的选择。

有源混频器的线性取决于晶体管的偏置电压。在有源混频器中至少有两个非线性源：RF放大器晶体管的非线性及开关晶体管的非线性。最适宜的偏置必须通过模拟和其他技术发现。从而，施加到有源混频器开关的每一漏极的偏置电压可被选择和固定为设计期间最佳线性所必须的值。

虚拟本机振荡器信号

示例性的VLO信号集已在上文中描述。本部分的目的在于以更一般的方式呈现VLO信号，因为任何数量的VLO信号均可被产生，本发明可使用这些信号实施。

非周期的或随时间变化的混频信号比先前使用的单声振荡器信号具有更多的优点。这些虚拟本机振荡器(VLO)信号φ1和φ2的给定对具有特性：

1.它们的积仿真本机振荡器(LO)信号，该信号在频率处具有很大的功率，这对于将输入信号x(t)转换为所需要的输出频率是必要的。例如，将输入信号x(t)转换为基带，φ1*φ2必须具有在x(t)的载波频率的频率元件；及

2.φ1和φ2之一在混频器对输出φ1(t)*φ2(t)*x(t)周围具有最小的功率，而另一个在输入信号x(t)的中心频率fRF周围具有最小的功率。“最小功率”意为功率应足够低，其在特定应用的环境中不会严重降级RF链的性能。

例如，如果混频器正解调输入信号x(t)到基带，最好φ1和φ2之一在DC周围具有最小功率。

因此，所需要的解调被影响，但很少或没有LO信号漏泻入信号通道并出现在输出中。

如上面所提及的，将两信号混频在一起产生输出：

(a)信号频率等于输入信号频率的和；

(b)信号频率等于输入信号频率之间的差；及

(c)最初的输入频率。

因而，现有技术中已知的直接变换接收机必须在输入信号x(t)的载波频率处将输入信号x(t)与LO信号混频。如果直接变换接收机的LO信号漏泄入信号通道，其将与输入信号x(t)一起被解调到基带，从而导致干扰。本发明不使用LO信号，因而漏泄不会在基带输出φ1(t)*φ2(t)*x(t)中产生信号。

在输入信号x(t)或输出φ1(t)*φ2(t)*x(t)的频率的任何信号元件，在混频信号φ1和φ2之一中，将由其他混频信号抑制或消除。例如，如果混频信号φ2在升频变换的RF(输出)信号的带宽内具有一些功率量，且其漏泄入信号通道，则其将被混频信号φ1抑制，混频信号φ1在升频变换的RF(输出)信号的带宽内具有最小功率。该补充的混频抑制了来自混频信号φ1和φ2的干扰。

如上面所提及的，目前的接收机和发射机技术存在一些问题。例如，直接变换收发机遭受LO漏泄及1/f噪声问题，器限制了他们的容量，而外差式收发机要求镜像抑制技术，其很难以高级别的性能实现在芯片上。

通过使用补充的VLO信号，高度集成的收发机中的镜像抑制、LO漏泄及1/f噪声问题可被克服。这些信号是补充的，因为φ1和φ2信号之一在输出信号y(t)的频率周围具有最小功率(如果变换是到基带，其在DC周围)，而另一信号在输入信号x(t)的中心频率f_RF周围具有最小频率。

总之，信号φ1和φ2可以是：

1.任意的或拟任意的，周期性的时间函数；

2.模拟或数字波形；

3.使用传统或非传统双极波建立的；

4.平均为零；

5.振幅调制的；及

6.以多种方式产生，包括：

a.被保存在存储器中或退出；

b.使用数字模块产生；

c.通过使用噪声修整元件(如，delta-sigma元件)产生；或

d.使用具有额外位插入的PN序列建立，使得它们符合上述条件。

对本领域技术人员应该清楚的是，虚拟LO信号可被产生，其更大程度或较小程度地提供本发明的好处。在某些情况下其几乎没有LO漏泄，在其他情况下组合虚拟LO信号是可接受的，因为该信号还允许一定程度的LO漏泄。

虚拟本机振荡器信号还可以不同的形式产生，如使用三个或更多个补充信号，而不是上述的两个混频信号。这些和其他变化在下述的未决专利申请中有所描述：

1.在2000年9月1日申请的PCT国际申请PCT/CA00/00995，题为“用于射频(RF)信号的升频变换的改进的方法和装置”；

2.在2000年9月1日申请的PCT国际申请PCT/CA00/00994，题为“用于射频(RF)信号的降频变换的改进的方法和装置”；及

3.在2000年9月1日申请的PCT国际申请PCT/CA00/00996，题为“用于射频(RF)信号的升频及降频变换的改进的方法和装置”。

差分应用

本发明还可被实施，输入信号可用作差分信号(即具有相对地的正和负位势)。该电路与图10的电路基本一样。该实施例的有源混频器提供与图10的单平衡有源混频器一样的功能(即，电子可调节的增益和线性控制)，除可接收差分RF输入的双平衡混频器外，其接收差分电压x(t)+、x(t)-作为射频(RF)输入信号。

事实上，双平衡混频器只包括两个具有一样结构的单平衡混频器，其与参考上面的图10描述的单平衡混频器82一样。单平衡混频器82中的每一元件被镜像在双平衡混频器的第二半(half)中。

这样的电路在未决的2002年3月8日申请的美国专利申请10/096,118中有所描述，其题为“集成电路可调节的RF混频器”。

差分输入体系结构的使用导致更强的输出信号，其相比于图10的单端输入体系结构，更能避开共模噪声。例如，如果环境噪声强加一噪声信号在图10的输入x(t)上，则该噪声信号将传播通过电路。然而，如果该环境噪声被同样强加到差分电路的x(t)+和x(t)-输入上，则净效应为零。

多频带/多标准应用

适于作为多频带/多标准接收机的部分的混频器拓扑在2002年8月28日申请的PCT国际申请PCT/CA02/01316中有详细描述，其题为“改进的降频变换的装置及方法”。

在该未决申请中示出和描述的拓扑与图10的几乎一样。区别仅在于其提供接收一个以上RF输入的额外功能，其可被电子地选择。这可以借助于连接到多个RF输入(RFin1，RFin2…RFinn)的电子开关(S₁，S₂...S_n)而简单地实现，开关用于控制哪一信号将被施加到混频晶体管176、178。

同相及正交信号

在许多调制方案中，必须同时调制或解调输入信号的同相(I)和正交(Q)分量。

在这种情况下，不得不产生四个调制函数：φ1I，其与φ1Q呈90度异相；及φ2I，其与φ2Q呈90度异相。信号φ1I和φ2I对必须满足上面列出的函数选择标准，φ1Q和φ2Q的信号对同样如此。

根据在此的描述，对于本领域技术人员，产生这样的信号的分量的设计应是清楚的。同样，产生这样的信号的另外的细节可从未决的PCT国际专利申请PCT/CA00/00994、PCT/CA00/00995和PCT/CA00/00996中获得。

本发明的优点

本发明具有许多优于现有技术中的降频变换器的优点。首先，其具有：

1.最小的1/f噪声；

2.最小的镜像问题；

3.本机振动器(LO)信号最少漏泄入RF输出频带；

4.消除具有超外差式电路所要求的第二LO及多个(通常为外部的)滤波器的必要性；及

5.具有更高级的集成，因为其要求的元件可很容易地放置在集成电路上。例如，不要求大的电容器或复杂的滤波器。

高级别的集成导致减少的IC(集成电路)引脚数、减少的信号功率损失、减少的IC功率要求、改善的SNR(信噪比)、改善的NF(噪声因素)、及减少的制造成本及复杂性。

本发明还致力于解决杂散信号问题，通过：

1.降低WmU；

2.提供电路，其中混频信号可被调节从而杂散信号被从想要的信号中移去；及

3.提供允许混频信号跳频的电路，从而杂散信号干扰所需要的信号的可能性大大减少。

本发明在当其实施在单芯片设计内时优势最明显，消除了使半导体集成电路器件互相连接在一起的额外成本、降低了它们所需要的物理空间、并降低了总功率消耗。自最初的集成电路以来，逐渐增加的集成度已推动低成本、高容量、高可靠性及低功耗电子的发展。本发明将使通信器件能够追随其他消费电子产品已从其受益的同样的集成路线。

选择和供选方案

可对图4-11所示的拓扑进行多种变化，包括：

1.电路可使用双极技术、CMOS技术、BiCMOS技术、和其他半导体技术实施；

2.再生电路96可用除N元件替代；

3.在现有技术中描述的任何其他混频器均可替代第一混频器82；或

4.多相(poly-phase)滤波器可被放回再生电路96和逻辑门100之间或被吸收入再生电路96。

结论

对本领域技术人员很显然的是，本发明可被扩展到应付两个或三个标准，且虑及更多的偏置条件，而不仅是上面描述的。

本发明的电路可通过模拟语言形式的计算机软件代码或用于制造集成电路的硬件开发语言进行描述。该计算机软件代码可被保存为各种格式，并保存在各种电子存储介质上，包括计算机磁盘、CD-ROM、随机存取存储器(RAM)、及只读存储器(ROM)。同样，表示该计算机软件代码的电子信号也可经通信网络传输。

很明显，该计算机软件代码也可与其他程序的代码一起集成，实施为由外部程序调用或其他已知技术使用的核心或子例程。

本发明的实施例可被实施在各种集成电路技术上，其使用数字信号处理器(DSP)、微控制器、微处理器、现场可编程门阵列(FPGA)或分立元件。该实施对本领域技术人员而言是很清楚的。

在本文中的各种实施均按照场效应晶体管进行描述。当使用其他技术时，包括但不限于CMOS或双极结晶体管，这些实施是同样有优势的。类似地，不同于硅(Si)的适当的制造技术也可被使用，包括但不限于硅/锗(SiGe)、锗(Ge)、砷化镓(GaAs)、或蓝宝石上的硅(SOS)。发明人意于保护所有这些实施。

本发明可应用于各种通信协议和格式，包括：振幅调制(AM)、频率调制(FM)、移频调制(FSK)、相位移调制(PSK)、移动电话系统包括模拟和数字系统如码分多址接入(CDMA)、时分多址接入(TDMA)和频分多址接入(FDMA)。

本发明可应用于这样的应用，如有线通信系统包括计算机通信系统，如局域网(LAN)、点对点信令、及宽域网(WAN)如因特网，其通过使用电或光纤线缆系统实现。同样，无线通信系统可包括那些用于公共广播的系统如AM和FM无线电、及UHF和VHF电视；或那些用于私人通信的系统如移动电话、个人传呼装置、无线本地回路、通过水电公司的家庭监控、无绳电话包括数字无绳欧洲电信(DECT)标准、移动无线电系统、GSM和AMPS移动电话，微波主干网络、蓝牙标准下的互连的设备、及卫星通信。

在本发明的特定实施例已被展示和描述的同时，很显然的是，可对这些实施例进行不脱离本发明的真实范围和实质的变化和修改。

Claims

1、一种用于仿真输入信号x(t)与本机振荡器(LO)信号的降频变换的解调器电路，所述解调器电路包括：

第一混频器，用于接收所述输入信号x(t)，并将所述输入信号x(t)与多声混频信号φ1进行混频，以产生输出信号φ1x(t)；

第二混频器，用于接收作为输入的所述信号φ1x(t)，并将所述信号φ1x(t)与单声混频信号φ2混频，以产生输出信号φ1φ2x(t)；

用于产生振荡器信号f1的第一信号发生器；

用于产生所示单声混频信号φ2的第二信号发生器，其中f1的频率是φ2的频率的多倍；及

逻辑电路，用于接收所述振荡器信号f1和所述单声混频信号φ2，并产生所述多声混频信号φ1，其中φ1*φ2在被仿真的所述本机振荡器信号的频率处具有很大的功率，在输入信号x(t)或被仿真的所述LO信号的载波频率处φ1和φ2均不具有很大的功率。

2、根据权利要求1所述的电路，其中所述逻辑电路包括异或门(XOR)，及φ1＝f1 XOR φ2。

3、根据权利要求1所述的电路，其中在基带的不想要的功率被最小化，其通过调节所述φ2信号的频率使得不想要的RF频声不会落在基带的所述输入信号x(t)的上面。

4、根据权利要求1所述的电路，其中在基带的不想要的功率被最小化，其通过跳频所述φ2信号使得不想要的RF频声落在φ1*φ2x(t)的上面的可能性大大减少。

5、根据权利要求1所述的电路，其中所述第一信号发生器包括：

振荡器，用于产生振荡器信号；及

再生分频器，用于接收所述振荡器信号并将所述振荡器信号转换为所述f1信号。

6、根据权利要求5所述的电路，其中所述振荡器为压控振荡器。

7、根据权利要求6所述的电路，其中所述振荡器被调谐为所述输入信号x(t)的载波频率的多倍，且所述再生分频器包括除N元件。

8、根据权利要求6所述的电路，其中所述振荡器还包括高通滤波器。

9、根据权利要求1所述的电路，其中所述第一信号发生器包括一振荡器，其被调谐为所述输入信号x(t)和乘N元件的载波频率的除数。

10、根据权利要求1所述的电路，其中所述第二信号发生器包括：

频率控制器；及

方波发生器。

11、根据权利要求10所述的电路，其中所述第二信号发生器还包括：

除2元件，以确保提供50％工作循环。

12、根据权利要求10所述的电路，其中所述频率控制器用于将所述φ2信号从一频率跳频到另一频率，从而减少所述电路的输出在不想要的频率处具有功率的可能性。

13、根据权利要求10所述的电路，其中所述频率控制器通过调节φ2的频率而响应于所述输出信号φ1φ2x(t)中的噪声。

14、根据权利要求10所述的电路，其中所述第一混频器包括有源混频器。

15、根据权利要求14所述的电路，其中所述第一混频器包括具有可调节性能的有源混频器。

16、根据权利要求15所述的电路，其中所述有源混频器具有可调节的增益。

17、根据权利要求15所述的电路，其中所述有源混频器具有可调节的线性。

18、根据权利要求15所述的电路，其中所述有源混频器包括电流源，其参数可被调节以控制所述有源混频器的增益和线性。

19、根据权利要求15所述的电路，其中所述有源混频器包括多个驱动器元件，每一个均用于在多标准无线电中接收不同的输入信号。

20、根据权利要求14所述的电路，还包括电连接在所述第一混频器和所述第二混频器之间的高通滤波器。

21、根据权利要求20所述的电路，其中所述第二混频器包括无源混频器。

22、根据权利要求21所述的电路，其中所述有源混频器、所述高通滤波器和所述无源混频器中的每一个均为差分器件。

23、根据权利要求22所述的电路，其中所述高通滤波器包括用于设定共模电压输出的电阻器分频网络。

24、根据权利要求5所述的电路，其中所述振荡器、所述再生分频器及所述逻辑电路均是差分的。

25、根据权利要求24所述的电路，其中所述逻辑电路包括两个异或(XOR)门。

26、根据权利要求24所述的电路，其中所述逻辑电路包括两个异或非(XNOR)门。

27、根据权利要求24所述的电路，其中所述逻辑电路包括四个AND门和两个OR门，其被安排成产生：

φ1P＝(φ2P AND f1P)OR(φ2N AND f1N)；及

φ1N＝(φ2P AND f1N)OR(φ2N AND f1P)。

28、根据权利要求24所述的电路，其中所述逻辑电路包括四个半导体开关，其被安排成产生：

φ1P＝(φ2P AND f1P)OR(φ2N AND f1N)；及

φ1N＝(φ2P AND f1N)OR(φ2N AND f1P)。

29、一种仿真输入信号x(t)解调到所述输入信号与本机振荡器(LO)信号的积的方法，该方法包括步骤：

产生振荡器信号f1；

产生混频信号φ2，其中f1的频率是φ2的频率的四倍；

产生非周期性的混频信号φ1作为输入，其使用逻辑电路接收所述振荡器信号f1和所述第二混频信号φ2，其中φ1*φ2在被仿真的本机振荡器信号的频率处具有很大的功率，且在所述输入信号x(t)、被仿真的所述LO信号或所述输出信号φ1φ2x(t)的频率处φ1和φ2均不具有很大的功率；

将所述输入信号x(t)与所述非周期性的混频信号φ1进行混频，以产生输出信号φ1x(t)；及

将所述信号φ1x(t)与第二混频信号φ2混频，以产生输出信号φ1φ2x(t)。

30、一种计算机可读存储介质，用于存储可执行的执行权利要求29的方法步骤的软件代码。

31、一种计算机可读存储介质，用于存储制造权利要求1-28任一所述的装置的硬件开发代码。