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KR20000022270A - 이동국의 위치를 결정하기 위한 방법 - Google Patents

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KR20000022270A
KR20000022270A KR1019980710690A KR19980710690A KR20000022270A KR 20000022270 A KR20000022270 A KR 20000022270A KR 1019980710690 A KR1019980710690 A KR 1019980710690A KR 19980710690 A KR19980710690 A KR 19980710690A KR 20000022270 A KR20000022270 A KR 20000022270A
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Abstract

본 발명에 따른 방법은 제1기지국(212)이 이동국(216)으로부터 송신된 신호(215)를 수신하는 단계(404); 상기 제1기지국(212)이 상기 신호를 복조하여, 복조 신호를 형성하는 단계(406); 상기 복조 신호의 적어도 한 부분을 재변조하여, 기준 신호를 형성하는 단계(408); 상기 제1기지국(212) 및 제2기지국(210, 214)이 재송신 신호(217)를 수신하는 단계(412); 상기 제1기지국(212)이 상기 재송신 신호(217)를 상기 기준 신호와 비교하여, 제1지연을 결정하는 단계(414, 416); 상기 제2기지국(210, 214)이 상기 재송신 신호(217)를 상기 기준 신호와 비교하여, 제2지연을 결정하는 단계(414, 416); 및 상기 제1지연과 제2지연에 따라, 상기 이동국(216)의 위치를 결정하는 단계(420)를 포함한다.

Description

이동국의 위치를 결정하기 위한 방법
디지탈 무선 주파수(RF) 무선 전화 시스템과 같은 일반적인 무선 통신 시스템에 있어서는, 하나의 제어기와 다수의 송신기 및 수신기를 구비한 기지국이 이 기지국에 의해 서비스되는 구역내에서 동작하는 이동국과 통신한다.
대기와 같은 매체를 통하여 RF 채널로 통신 신호를 전송하게 되면, 원래 송신된 통신 신호와는 상당히 다른 통신 신호가 수신되게 된다. 도 1에 도시된 것과 같이, 송신된 통신 신호 S(T)(12)는 채널을 통해 전송되는 과정에서, 예를 들어 이동국으로부터 기지국으로 통신 신호가 전송될 때의 시간 지연을 나타내는 완만하게 변하는 채널 파라미터 D(14)에 의해 변경될 수도 있고, 또한 잡음 N(16)의 양을 나타내는 채널 변수에 의해 변질될 수도 있다. 따라서, 수신된 통신 신호 R(T)(18)는 R(T) = S(T-D) + N와 같은 식으로 표현될 수 있다.
삼변 측량 방법(trilateration method)에 의해 무선 통신 시스템내의 이동국의 위치를 결정할 수 있다는 것은 잘 알려져 있다. 삼변 측량 방법에 따르면, 이동국과 각 기지국사이를 진행하는 신호의 시간 지연 D(14)를 측정함으로써 상기 이동국과 3개의 기지국사이의 거리를 계산한다.
그러나, 하나 이상의 기지국이 상기 이동국으로부터 송신되는 신호를 신뢰성있게 수신하지 못하는 경우에는 상기 삼변 측량 방법은 효율적이지 않을 수 있다. 예를 들어, 코드 분할 다중 접속(CDMA) 시스템과 같은 확산 스펙트럼 시스템에서는, 이동국이 기지국에 근접하여 있을 때, 다른 기지국에 의해 수신되는 신호의 신호대 잡음비(SNR)가 감소될 수 있어, 종종 D(14)의 측정이 곤란하게 되고 부정확하게 된다. 따라서, CDMA 시스템내에서는, 이동국의 지리적 위치를 결정할 수 없는 영역(커버리지 홀(coverage holes)이라 불림)이 있을 수 있게 된다.
그러므로, 시간 지연 D(14)의 추정을 개선하고, 커버리지 홀을 줄일 수 있는 확산 스펙트럼 통신 시스템에서 이동국의 위치 결정 방법 및 장치가 필요하게 된다.
<발명의 요약>
본 발명의 한 양상에 따르면, 상기 요구 사항은, 다수의 송신 심볼들을 포함하는 제1신호를 제1기지국으로부터 이동국으로 송신하는 단계, 상기 제1신호에 응답하여 제1 다수의 수신 심볼들을 포함하는 제2신호를 상기 제1기지국이 상기 이동국으로부터 수신하는 단계, 상기 제1기지국이 상기 제2신호를 복조하여 복조 신호를 형성하는 단계, 상기 제1기지국이 상기 복조 신호의 적어도 한 부분을 재부호화(reencoding)하여 기준 신호를 생성하는 단계; 제2기지국이 상기 기준 신호를 수신하는 단계, 제2 다수의 수신 심볼들을 포함하는 재송신 제2신호(retransmitted second signal) - 상기 재송신 제2신호는 상기 이동국으로 향한 다수의 재송신 심볼을 포함한 재송신 제1신호에 응답한 신호임 - 를 상기 제1기지국 및 상기 제2기지국이 상기 이동국으로부터 수신하는 단계, 상기 제1기지국이 상기 재송신 제2신호를 상기 기준 신호와 제1시간 및 제2시간에서 비교하는 단계, 상기 제2기지국이 상기 재송신 제2신호를 상기 기준 신호와 상기 제1시간 및 상기 제2시간에서 비교하는 단계, 상기 제1기지국에서의 비교에 따라 상기 재송신 제2신호의 제1지연 - 상기 제1지연은 상기 이동국에서 상기 제1기지국까지의 상기 재송신 제2신호의 진행 시간을 나타냄 - 을 결정하는 단계, 상기 제2기지국에서의 비교에 따라 상기 재송신 제2신호의 제2지연 - 상기 제2지연은 상기 이동국에서 상기 제2기지국까지의 상기 재송신 제2신호의 진행 시간을 나타냄 - 을 결정하는 단계, 및 상기 제1지연 및 제2지연에 따라 상기 이동국의 위치를 결정하는 단계를 포함하는 확산 스펙트럼 통신 시스템에서의 이동국 위치를 결정하기 위한 방법에 의해 달성된다.
본 발명의 다른 양상에 따르면, 확산 스펙트럼 통신 시스템에서 이동국 위치를 결정하기 위한 방법은 제1기지국이 상기 이동국으로부터 송신된 신호를 수신하는 단계, 상기 제1기지국이 상기 신호를 복조하여 복조 신호를 형성하는 단계, 상기 복조 신호의 적어도 한 부분을 재변조하여 기준 신호를 형성하는 단계, 상기 제1기지국 및 제2기지국이 재송신 신호를 수신하는 단계, 상기 제1기지국이 상기 재송신 신호를 상기 기준 신호와 비교하여 제1지연을 결정하는 단계, 상기 제2기지국이 상기 재송신 신호를 상기 기준 신호와 비교하여 제2지연을 결정하는 단계, 상기 제1지연 및 상기 제2지연에 따라 상기 이동국의 위치를 결정하는 단계를 포함한다.
본 발명의 또다른 양상에 따르면, 확산 스펙트럼 통신 시스템에서 이동국 위치를 결정하기 위한 장치는 상기 이동국에 응답하는 제1기지국을 포함한다. 상기 제1기지국은 상기 이동국으로 제1신호를 송신하는 제1안테나를 포함한다. 상기 제1안테나는 상기 제1신호에 응답하여 상기 이동국으로부터 제2신호를 수신한다. 제1복조기는 상기 제2신호에 응답하여 복조 신호를 생성한다. 재부호화기(reencoder)는 상기 복조 신호에 응답하여 기준 신호를 형성한다. 제1상관기(correlator)는 상기 기준 신호와 상기 제1안테나에 의해 수신된 재송신 제2신호를 비교하여, 상기 이동국으로부터 상기 제1기지국까지의 상기 재송신 제2신호의 진행 시간을 나타내는 제1지연을 결정한다. 제2기지국도 또한 상기 이동국과 상기 기준 신호에 응답한다. 상기 제2기지국은 상기 이동국으로부터 상기 재송신 제2신호를 수신하는 제2안테나를 포함하고, 상기 기준 신호를 수신한다. 제2상관기는 상기 기준 신호와 상기 재송신 제2신호를 비교하여, 상기 이동국으로부터 상기 제2기지국까지의 상기 재송신 제2신호의 진행 시간을 나타내는 제2지연을 결정한다. 제어기는 상기 제1 및 상기 제2기지국에 응답한다. 상기 제어기는 상기 제1 및 제2지연에 따라 상기 이동국의 위치를 결정한다.
본 발명의 또다른 양상에 따르면, 확산 스펙트럼 통신 시스템에서 이동국 위치를 결정하기 위한 방법은 제1기지국이 상기 이동국에 의해 송신된 신호 - 상기 신호는 다수의 수신 심볼들을 갖는 수신 프레임을 포함함 - 를 수신하는 단계, 상기 제1기지국이 상기 신호를 제1메모리내에 저장하는 단계, 제2기지국이 상기 신호를 수신하는 단계, 상기 제2기지국이 상기 신호를 제2메모리내에 저장하는 단계, 상기 제1기지국이 상기 수신 프레임을 복조하여 복조 프레임을 형성하는 단계, 상기 제2기지국이 상기 복조 프레임을 수신하는 단계, 상기 제1기지국에서 상기 복조 프레임을 재부호화하여 다수의 부호화된 심볼들을 갖는 재부호화 프레임을 형성하는 단계, 상기 제2기지국에서 상기 복조 프레임을 재부호화하여 상기 재부호화 프레임을 형성하는 단계, 상기 제1기지국에서 상기 제1메모리내의 상기 다수의 수신 심볼들 각각을 상기 다수의 재부호화된 심볼들 각각과 제1 다수의 시간에서 비교하는 단계, 상기 제1 다수의 시간에서의 상기 비교에 따라 상기 이동국으로부터 상기 제1기지국까지 상기 신호의 진행 시간을 나타내는 제1지연을 결정하는 단계, 상기 제2기지국에서 상기 제2메모리내의 상기 다수의 수신 심볼들 각각을 상기 다수의 재부호화된 심볼들 각각과 제2 다수의 시간에서 비교하는 단계, 상기 제2 다수의 시간에서의 상기 비교에 따라 상기 이동국으로부터 상기 제2기지국까지 상기 신호의 진행 시간을 나타내는 제2지연을 결정하는 단계, 및 상기 제1 및 제2지연에 따라 상기 이동국의 위치를 결정하는 단계를 포함한다.
본 발명의 이점들은 본 발명의 실시예에 대한 이하의 설명을 참조함으로써 당업자에게 명백해 질 것이다. 본 발명은 이 이외의 다른 실시예들로 구현될 수 있으며, 세부 사항은 다양하게 변형될 수 있다. 따라서, 본 명세서의 도면 및 상세한 설명들은 본 발명을 설명하기 위함이지 한정하는 것으로 생각되어서는 안된다.
본 발명은 일반적으로 무선 통신 시스템에 관한 것이다. 특히, 확산 스펙트럼 통신 시스템에서 이동국의 위치를 결정하기 위한 방법 및 장치에 관한 것이다.
도 1은 전송 과정에서 송신 통신 신호 S(T)가 시간 지연 D 및 잡음 N에 의해 변경되어 수신 통신 신호 R(T)로 되는 예를 도시한 도면.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 셀룰라 통신 시스템을 도시한 도면.
도 3은 통신 신호 파형을 생성하기 위한 이동국 송신기의 블록도.
도 4는 초당 9600비트의 속도로 송신되는 역방향 링크 채널의 다이어그램.
도 5는 도 3의 송신기에 의해 생성된 디지탈 부호화되고 인터리빙된 프레임의 다이어그램.
도 6은 본 발명의 실시예에 따라 도 3에 도시된 송신기에 의해 생성된 통신 신호 파형을 수신하는 수신기를 포함하는 기지국의 부분 블록도.
도 7은 도 6에 도시된 수신기에서의 수신 프레임을 도시한 다이어그램.
도 8은 도 6에 도시된 수신기에서의 복조 프레임을 도시한 다이어그램.
도 9는 본 발명의 실시예에 따라 확산 스펙트럼 통신 시스템에서 이동국의 위치를 결정하기 위한 방법의 흐름도.
이제 유사한 구성 요소들은 유사한 참조 번호로 나타낸 도면들을 참조하면, 도 2는 코드 분할 다중 접속(CDMA) 디지탈 무선 전화 시스템등의 무선 통신 시스템(200)을 도시한 것이다. 기지국(210, 212, 214)들이 기지국(212)에 의해 서비스되는 구역(220)내에서 동작하고 있는 이동국(216)과 통신한다. 구역(222 및 224)는 각각 기지국(214 및 210)에 의해 서비스되고 있다. 기지국(210, 212, 214)는 프로세서(252)와 메모리(254)를 포함하고 있는 기지국 제어기(250)에 연결되어 있고, 이는 다시 프로세서(262)와 메모리(264)를 포함하고 있는 이동 교환국(260)에 연결된다.
음성, 데이타 및 영상등의 디지탈 통신 신호들이 송신되는 물리적 경로를 제공하는 무선 주파수(RF) 채널을 통하여 기지국(210, 212, 214)과 이동국(216)사이의 다중 접속 무선 통신이 이루어 진다. 기지국에서 이동국으로의 통신은 순방향 링크 채널상에서 이루어 진다라고 말하며, 반면에 이동국에서 기지국으로의 통신은 역방향 링크 채널상에서 이루어 진다라고 말한다. CDMA 채널화를 사용하는 통신 시스템은 TIA/EIA 잠정표준인 IS-95A, "듀얼 모드(dual-mode) 광대역 확산 스펙트럼 셀룰라 시스템을 위한 이동국-기지국 호환 표준, 통신 산업 협회, 워싱턴 D.C. , 1993년 6월" 과 "TIA 통신 시스템 고시: 14.4 kbps 데이타 속도를 위한 지원 및 광대역 확산 스펙트럼 셀룰라 시스템에 대한 PCS 상호작용", 1996년 2월[고시]에 상세히 설명되어 있고, 본 명세서는 IS-95A와 상기 고시 모두를 참조하고 있다.
도 2에 도시된 바와 같이, 통신 신호(213)은 페이징(Paging) 채널이나 트래픽(traffic) 채널과 같은 순방향 링크 채널상에서 기지국(212)에서부터 이동국(216)으로 송신된다. 통신 신호(215)는 기지국(212)으로부터의 통신 신호(213)에 응답하여 엑세스(Access) 채널이나 트래픽 채널등의 IS-95 역방향 링크 채널을 통해 이동국(216)으로부터 송신된다. 통신 신호(217)는 실질적으로는 통신 신호(215)와 유사하다. 즉, 통신 신호(215)가 통신 신호(217)로서 이동국에 의해 재송신된다.
이동국(216)의 위치를 결정하는 것과 같은 여러 응용들에 있어서, 이동국(216)에서 기지국(210, 212 또는 214)으로 송신되는 통신 신호들(215, 217)과 같은 주어진 신호 S(t) (12)(도 1에 도시됨)에 대한 시간 지연 D(14)(역시 도 1에 도시됨)을 추정하는 것이 바람직하다.
예를 들어, 이동국(216)에서 기지국(212)로 송신되는 제2신호(215) 또는 재송신 제2신호(217)의 시간 지연 D(14)가 추정될 수 있다. 제1단계로, 기지국(212)은 이동국(216)으로 제1신호(213)을 송신한다. 상기 제1신호는 예를 들어, 페이징 채널을 통해 송신되는 상태 요구 메시지등의 요구 메시지이거나, 트래픽 채널을 통해 송신되는 다른 유형의 메시지일 수 있다. 제1신호(213)은 이동국(216)의 전자 일련 번호(ESN)와 전력 등급등과 같은 고정 속성에 대해서 기지국(213)이 이동국(216)에 문의할 수 있는 매개 수단을 제공한다. 다음으로, 이동국(216)은 제2신호를 통해서 상기 제1신호에 응답함으로써 기지국(212)는 이동국(216)으로부터의 알려진 데이타 송신을 도출해 낼수 있게 되는데, 이러한 제2신호는 엑세스 채널을 통해 송신되는 상태 응답 메시지이거나 트래픽 채널을 통해 송신되는 다른 메시지일 수 있다.
도 3은 이동국(215)와 같은 이동국에서 사용되는 제2신호를 생성하기 위한 송신기(10)의 블럭도이다. 데이타 비트 스트림(17)은 여러 전송 데이타 속도를 갖는 일련의 송신 채널 프레임(이하에서 더 상세히 설명됨)을 포함하는 신호(20)를 생성하는 가변-속도 부호화기(19)에 입력된다. 각 프레임의 데이타 송신 속도는 데이타 비트 스트림(17)의 특성에 따라 결정된다.
도 4는 초당 9600 비트(9600 bps)의 속도(달리 언급이 없으면, 이하의 모든 IS-95 역방향 링크 채널의 예들은 9600 bps의 송신 속도에 해당함)로 송신하기 위해 부호화기(19)에 의해 생성되는 송신 데이타 프레임(20)의 다이어그램이다. 프레임(20)은 172 개의 정보 비트를 갖고 있는 정보 부분(22), IS-95(IS-95의 sec. 6. 1. 3. 3. 2. 1)에서 설명된 다항식에 따라 정보 부분(22)으로부터 계산되는 프레임 품질 지시 부분(24), 및 8개의 부화화기 꼬리(tail) 비트(26)를 포함한다.
도 3을 참조하면, 부호화 블록(28)은 길쌈 부호화기(convolutional encoder; 30)와 인터리버(interleaver; 32)를 포함한다. 길쌈 부호화기(30)에서, 각 프레임(20)은 프레임(20)의 복호화를 용이하게 하는 길쌈 부호화 알고리즘등의 공지의 알고리즘을 사용하는 레이트(rate) 1/3 부호화기로 부호화될 수 있다. 인터리버(20)는 블록 인터리빙 기술과 같은 공지의 기술을 사용하여 프레임(20)의 내용을 섞도록 동작한다.
도 5에 도시된 바와 같이, 디지탈로 부호화되고 인터리빙된 비트들의 각 프레임(34)은 6개의 부호화 비트들로 구성된 96개의 그룹을 포함하여, 총 576 비트가 된다. 6개의 부호화 비트들의 각 그룹은 왈쉬 코드(Walsh codes)와 같은 64 개의 심볼들중 하나로의 인덱스(index) (35)를 나타낸다. 하나의 왈쉬 코드는 2의 멱(power)의 차원을 갖는 비트들의 정방 행렬인 64 x 64 하다마드(Hadamard) 행렬에서 하나의 행 또는 열에 해당한다. 일반적으로, 하나의 왈쉬 코드를 포함하는 비트들을 왈쉬 칩이라 부른다.
다시 도 3을 참조하면, 프레임(34)내의 96 개의 왈쉬 코드 인덱스들(35) 각각은 M진 직교 변조기(36)로 입력되는데, 이는 64진 직교 변조기인 것이 바람직하다. 각각의 입력 왈쉬 코드 인덱스(35)에 대해서, M진 직교 변조기(36)은 해당 64 비트 왈쉬 코드 W(39)를 출력으로 생성한다. 따라서, M진 직교 변조기(36)에 입력된 각 프레임(34)에 대해서 일련의 96개의 왈쉬 코드 W(39)가 생성된다.
스크램블러(scrambler)/스프레더(spreader) 블록(40)은 공지의 스크램블링 기술을 사용하여 일련의 왈쉬 코드 W(39)들에 의사 잡음(PN) 시퀀스를 인가한다. 블록(42)에서, 스크램블된 일련의 왈쉬 코드 W(39)는 오프셋 2진 위상 천이 키잉(BPSK) 변조 또는 다른 변조 과정을 사용하여 위상 변조되고, 상향-변환(up-converted)되어 통신 신호 S(T)(12)로 안테나(46)으로부터 송신된다.
도 6은 본 발명의 실시예에 따라 구성된 수신기(60)를 포함하는 기지국(212)(도 2에 도시됨)의 부분 블록도이다. 기지국(210 및 214)도 유사하게 구성된다. 수신기(60)은 이동국(216)으로부터 기지국(212)으로 진행하는 제2신호(215)와 같은 통신 신호 R(T)(14)를 검출한다. 도면에는 하나의 핑거(finger)만이 도시되어 있지만, 수신기(60)는 4개의 핑거를 갖는 레이크(RAKE) 수신기가 바람직하다. 수신기(60)는 동기(coherent), 비동기(non-coherent) 또는 준동기(quasi-coherent)일 수 있다.
안테나(62)는 많은 수신 프레임들(이하에서 더 상세히 설명됨)을 포함하는 통신 신호 R(T)(18)을 수신한다. 통신 신호 R(T)(18)의 필터링, 주파수 하향 변환, 위상 복조등의 전단(front-end) 처리가 블록(64)에서 공지된 방법 및 회로들에 의해 수행된다.
검색 입력(300)이 선택되는 경우, 수신기(60)는 검색기(searcher)로 동작하는데, 검색기의 동작 및 구성은 일반적으로 R(T)(18)의 수신 시간에 근접한 시간에서 수신 신호 R(T)(18)를 고정시키는(lock onto) 것으로 잘 알려져 있다. 수신기(60)는 다수의 시간 오프셋에서 신호 R(T)(18)를 검색한다. 수신기(60)가 R(T)(18)의 실제 수신 시간에 접근한 시간 오프셋에서 신호 R(T)(18)를 한번 고정시키면, 수신기(60)는 복조 입력(301)을 활성화시키고, 신호 R(T)(18)의 수신 시간에 대한 최적의 추정에 따라 레이크(RAKE) 핑거를 재할당한다.
디스크램블러(de-scrambler)/디스프레더(despreader) 블록(66)은 스크램블러 블록(44)(도 3에 도시됨)에 의해 일련의 왈쉬 코드 W(39)(역시 도 3에 도시됨)에 인가된 PN 코드를 제거한다. IS-95 역방향 링크 채널에 있어서, 수신 신호(18)의 수신된 프레임(이하에서 더 상세히 설명됨)은 각각이 64 비트 길이를 갖는 96개의 수신 심볼 또는 왈쉬 코드를 포함한다.
도 7은 디스크램블러/디스프레더 블록(66)에서 빠져나오는 수신 프레임(45)를 나타내는 다이어그램이다. 수신 프레임(45)은 64 수신 신호 샘플들의 96개의 그룹을 포함하며, 각 수신 신호 샘플들의 그룹 RS(68)은 송신된 왈쉬 코드에 해당한다. 수신 샘플들의 각 그룹은 예를 들면, 시간 지연 D(14)(도 1에 도시됨)등의 천천히 변하는 채널 파라미터와 N(16)(역시 도 1에 도시됨)등의 채널 변수에 의해 오염된다.
다시 도 6을 참조하면, 수신 신호 샘플들의 각 수신 그룹 RS(68)은 디스크램블러/디스프레더 블록(66)에서 빠져나온 이후, 패스트 하다마드 변환(Fast Hadamard Transform; FHT)등의 직교 복조기(70)로 입력된다. FHT(70)는 그 크기에 따라 가산기 배열이나 다중 가산기(multiplexed adder)등의 상용 하드웨어를 사용하여 구현될 수 있다. 대안적으로, FHT(70)는 모토로라 DSP 부품 번호 56166 등의 종래 디지탈 신호 프로세서(DSP)나 응용 주문형 집적회로(ASIC)을 사용하여 구현될 수도 있다.
FHT(70)는 수신 신호 샘플들의 그룹 RS(68)을 수신하여, 많은 출력 신호(72)를 생성한다. IS-95 역방향 링크 채널에서 신호 샘플 그룹 RS(68)마다 64개의 출력 신호(72)들이 생성된다. 각 출력 신호(72)는 M진 직교 변조기(36)(도 3에 도시됨)에 의해 생성된 64 개의 가능한 왈쉬 코드 W(39)중 하나를 참조하는 인덱스를 갖는다. 따라서, IS-95 역방향 링크 채널에서, 하나의 수신 신호 샘플 그룹 RS(68)이 FHT(70)에 입력될 때, 64 개의 가능한 송신된 왈쉬 코드들(39)과 상관된 64 개의 출력 신호(72)가 생성된다. 각 출력 신호(72)는 인덱스를 갖는 이외에도 관련된 복소수 C 또한 갖는다는 것을 이해해야만 한다. 간단히 하기 위해, 인덱스와 복소수를 합하여 출력 신호(72)라고 부르기로 한다.
또한 각 출력 신호(72)는 통상 출력 신호(72)와 관련된 상기 복소수 C의 크기를 제곱함으로써 계산되는 에너지 값 C2을 갖는다. 에너지 값 C2은 일반적으로 출력 신호(72)가 FHT(70)에 입력된 수신 신호 샘플의 각 그룹 RS(68)에 해당하는 왈쉬 코드 W(39)를 인덱스하는데 있어서의 신뢰도 또는 그 가능성을 측정한 값에 해당한다. 그러나, 약 20%의 경우에, 최고의 신뢰도를 나타내는 에너지 값 C2은 잘못된 값이다. 즉, 가장 높은 에너지 값 C2에 관련된 출력 신호(72)는 실제로는 송신된 왈쉬 코드 W(39)를 인덱스하지 않는다.
디인터리버(de-interleaver; 78)와 길쌈 복호화기(convolutional decoder; 80)를 포함하는 복호기 블록(76)은 수신 신호 R(T)(18), 즉 일련의 채널 프레임을 포함하고 송신된 신호 S(T)(12)(도 3에 도시됨)를 추정하는 제2신호(215)를 더 복조하여, 일련의 복조 프레임(이하에서 더 상세히 설명함)을 형성한다. 복호기 블록(76)은 다양한 방법으로 구현될 수 있다. 예를 들어, 공지의 방법에 따른 하드웨어 또는 소프트웨어로 구현된 최대 가능성 복호기(maximum likelihood decoder)가 복호기 블록(76)내에서 사용될 수 있다.
도 8은 복호기 블록(76)의 출력(81)에 나타나는 복조 프레임(85)를 도시한다. 복조 프레임(85)은 복조된 정보 부분(86), 복조 프레임 품질 지시자(88)를 포함하고, 복조 꼬리(tail) 비트 부분(89)도 또한 포함할 수 있다.
다시 도 6 및 필요에 따라서 다른 도면을 참조하면, 디멀티플렉서(de-multiplexer; 90)는 프레임(85)의 복조된 정보 부분(86)과 복조 프레임 품질 지시자(88)를 분리한다. 프레임 품질 지시자 회로(92)는 복조된 부분(86)을 사용하여 재계산된 프레임 품질 지시자(93)를 산출한다. 이후 재계산된 프레임 품질 지시자(93)는 비교기(94)에서 복조 프레임 품질 지시자(88)와 비교되어, 특정 복조 프레임(85)이 부호화기(19)에 의해 생성된 특정 채널 프레임(20)과 일치하는 지를 결정한다.
복조 프레임(85)이 채널 프레임(20)과 일치하지 않는 경우, 이는 스위치(96)이 위치(97)로 스위칭됨으로써 버려진다.
복조 프레임(85)이 송신 채널 프레임(20)과 일치하는 경우, 복조 프레임(85)은 통과된다. 도 6은 복조 프레임(85)이 통과되는 것을 도시한다. 복조된 정보 부분(86)은 스위치(96)이 위치(91)로 스위칭함으로써 실질적으로 도 3의 부호화기 블록(28)과 유사한 재부호화기 블록(98)로 통과된다. 따라서, 재부호화기 블록(98)에서 출력되는 부호화된 프레임(34)는 도 5에 도시된 프레임(34)를 재생산한 것일 수밖에 없는데, 이를 기준 프레임 또는 기준 신호라고도 한다. 도 5에서 설명한 것처럼, 부호화된 프레임(34)은 6개 부호화 비트들의 최대 96개의 그룹을 포함하고, 각 6 부호화 비트 그룹은 64개의 왈쉬 코드들 중 하나에 대한 인덱스(35)를 나타낸다.
복조 프레임(85)이 성공적으로 복호화되어, 통신 신호 S(T)(12)가 회수된다면, 기지국(212)은 이동국(216)과 기지국(212)사이의 거리를 결정할 수 있는 시간 지연 D(14)등의 채널 파라미터 정보에 대하여 양호한 추정을 얻을 수 있을 것이다. 그러나, 삼변 측량 방법을 사용하여 이동국(216)의 위치를 정확하게 결정하기 위해서는, 이동국(216)과 기지국(210 및 214)와 같은 적어도 2개의 다른 기지국들사이의 거리를 아는 것이 바람직하다. 이들 거리는 이동국(216)에서 기지국(210 및 214)으로 송신되는 신호(215 또는 217)등의 통신 신호의 시간 지연으로부터 결정될 수 있다.
이동국(216)에서 모든 3개의 기지국(210, 212 및 214)으로 송신되는 통신 신호의 시간 지연을 결정하기 위해서, 본 발명의 한 실시예에 따르면, 기지국(212)은 제1신호(213)를 이동국(216)에 다시 송신하고, 그 응답으로 처음 송신된 제2신호(215)와 실질적으로 동일하게 재송신되는 제2신호를 수신한다. 기지국(212)은 복호기 블록(76)의 출력(81)에 존재하는 처음 송신된 제2신호 또는 대안적으로 블록(98)에서 재부호화된 프레임(34)으로 출력되는 기준 신호를 기지국(210 및 214)에 전달한다. 기지국(210 및 214) 또한 재송신된 신호(217)를 수신한다. 따라서, 모든 3 기지국의 수신기(60)는 이동국(216)과 기지국(210, 212 및 214)간의 통신 신호(217)의 시간 지연을 정확하게 결정하기 위한 검색기(searcher)로서 동작할 수 있다.
기준 신호가 기지국(210 및 214)로 공급된다고 가정하면, 수신기(60)는 재부호화된 프레임(34)내의 96 개 왈쉬 코드 인덱스들(35) 각각을 다시 M진 직교 변조할 것이다. 각 입력 왈쉬 코드 인덱스(35)에 대해서, 64 비트 신호 샘플 그룹 또는 왈쉬 코드가 생성된다. 따라서, 일련의 96 개의 왈쉬 코드들이 각 프레임(34)에 대해 생성된다. 선택적으로, M진 직교 변조된 신호는 공지의 스크램블링 기술을 사용하여 PN 시퀀스를 일련의 왈쉬 코드에 인가함으로써 재스크램블되거나 재확산될 수도 있다. 재변조 및 재스램블링/확산 과정은 도 3과 관련하여 설명한 이동국(216)의 송신기(10)에서의 해당 과정과 실질적으로 유사한 것이 바람직하다.
재변조된 인덱스들(35)는 이후에 다수의 시간 오프셋에서 통신 신호(217)와 관련된 수신 신호 샘플 RS(68)과 상관(correlate)된다. 재송신된 제2신호(217)와 처음 송신된 제2신호로서 재부호화된 신호(215)가 높은 상관도를 갖는 시간 오프셋이 라인(131)에서 상관기(correlator; 100)로부터 출력된다.
대안적으로, 상관기(100)은, 다수의 시간 오프셋에서, 재부호화기 블록(98)으로부터 수신된 특정 프레임(34)의 특정 부호화된 인덱스(35)(도 5에 도시됨)와 부호화된 인덱스(35)에 대응하는 특정 인덱스의 해당 출력 신호(72)가 FHT(70)를 빠져 나오는 위치에서 재송신된 제2신호(217)를 비교할 수도 있다. 재송신된 제2신호(217)의 프레임과 처음 송신된 제2신호로서 재부호화된 신호(215)의 프레임이 높은 상관도를 갖는 시간 오프셋이 라인(131)에서 상관기(100)로부터 출력된다.
시간 지연 D(14) 및 이동국(216)과 각 기지국(210, 212 및 214)간의 거리는 블록(130)에서 높은 상관도가 발생하는 시간 오프셋과 중앙 시간원(140)을 비교함으로써 결정된다.
낮은 신호 대 잡음비(SNR)하에서 정확한 지연 추정을 얻기 위해서는, 상관되는 신호들이 채널 동기 시간보다 훨씬 긴 시간에 걸쳐 있고, 특수 검색(search) 과정이 두 단게로 실현될 수 있다. 재변조된 인덱스들(35)이 통신 신호(217)와 관련된 수신 신호 샘플 RS(68)과 상관되는 경우, 먼저 수신 신호 샘플(68)과 재변조된 인덱스(35)는 각각 다수의 세그먼트들 - 바람직하게는 동일한 길이를 가지고 각각이 채널 동기 시간보다 짧은 시간에 걸친 세그먼트들 - 로 분할되고, 상관은 각 세그먼트들의 쌍에 대해 수행된다. 다음으로, 상관 결과(복소수)들은 그 크기를 제곱하여 함께 더함으로써 최종 검색 결과를 형성한다. 상기 두 번째 과정을 비동기 결합(non-coherent combining)이라 한다.
상관기(100)가 재부호화기 블록(98)으로부터의 특정 부호화된 인덱스(35)를 부호화된 인덱스(35)에 대응하는 특정 인덱스의 해당 출력 신호(72)가 FHT(70)를 빠져 나오는 위치에서 재송신된 제2신호(217)와 비교하는 경우에는, 상기 특수 검색 과정은 FHT(70)를 사용하여 수행될 수 있다. 디스크램블러/디스프레더 블록(66)을 빠져 나오는 수신 신호 샘플 그룹들은 각각이 채널 동기 시간보다 짧은 시간에 걸쳐 있는 다수의 세그멘트들로 분할된다. 수신 신호 샘플의 각 그룹은 FHT(70)에 의해 처리되어, 해당 재부호화된 6-비트 그룹과 동일한 인덱스를 갖는 복소수 출력 C가 선택된다. 한 세그먼트내에서, 이 선택된 FHT출력들은 서로 더해져 하나의 결합 복소 FHT 출력을 형성한다. 상기 결합 복소 FHT 출력은 그 크기를 제곱하고 다른 세그먼트들로부터의 크기-제곱된 결합 복소 FHT 출력들과 더해져서 최종 검색 결과를 형성한다.
본 발명의 다른 실시예에 따르면, 이동국(216)은 신호(217)를 송신하지 않는다. 상용의 컴퓨터-판독가능한 랜덤 액세스 메모리등의 메모리(110)가 예를 들어 기지국(210, 212 및 214)의 수신기(60)내에 위치하여 수신한 제2신호를 저장할 수도 있다. 메모리(110)는 그것이 비록 다른 수신 구성요소들에 응답할 수도 있지만, 도 6에 도시된 것처럼 전단 처리 블록(64), 디스크램블러/디스프레더 블록(66) 및 복조기(70)에 응답한다. 그러면, 시간 지연이나 이동국(216)과 기지국(210, 212 및 214)간의 거리들을 결정하기 위해 상술한 것과 같은 검색(search) 과정이 기지국들내에 포획된 제2신호에 대해서 수행된다. 저장되는 샘플의 수가 왈쉬 칩비율의 2배일 경우, 추정 메모리 크기는 0.1 초의 샘플들당 0.5 Mbytes이다.
제2신호(215)는 기지국(212)에서 제1신호(213)를 먼저 송신하지 않은 채, 이동국(216)에 의해 송신되는 임의의 트래픽 신호일 수도 있음을 또한 생각할 수 있다. 이 경우에는, 기지국들(210, 212 및 214)은 공통된 소정의 시간에서 신호(215)를 저장하는 것이 바람직할 것이다. 그러나, 예를 들어 신호(215)가 풀-레이트(full-rate) 프레임을 포함하도록 하기 위해 블랭크-앤-버스트(blank-and-burst) 또는 딤-앤-버스트(dim-and-burst) 신호를 이동국(216)이 송신하도록 요구하는 제1신호(213)을 송신함으로써, 이동국(216)으로 하여금 풀-레이트로 송신하도록 하게 하는 것이 바람직하다.
이동국(216)과 기지국(212)사이를 진행하는 제2신호(215 또는 217)로 인한 시간 지연 D(14)를 결정하는 방법은 다음과 같이 요약할 수 있다. FHT(70)의 출력에서 많은 저장된 출력 신호(72)로 나타나는 지연된 신호 R(T)(18)는 (1) 이동국(216)에 의해 제2신호(217)로 재송신된 것, 또는 (2) 신호(215)로 이동국(216)에 의해 송신되어 메모리(110)내에 포획된 것으로 알 수 있다. R(T)(18)에 대응하는 S(T)(12)의 값은 재부호화 블록(98)을 빠져 나오는 부호화된 프레임(34)의 인덱스들(35)에 의해 주어진다. 상관기(100)는 수신 신호와 재변조된 신호 및/ 또는 재확산 및 재스크램블된 신호를 상관시키고, 또는 경우에 따라서, 출력 신호(72)와 일치하는 해당 인덱스(35)사이의 차이를 결정하고, R(T)(18)의 프레임과 S(T)(12)의 프레임간의 상관도가 높은 시간 오프셋을 라인(131)을 통해 지연 추정기(130)로 보낸다. 일반적으로 특정 프레임에 대해 계산한 정확한 시간 오프셋 값은 잡음 N(16)의 양에 의해서만 틀려진다. 잡음 N(16)으로부터의 에너지를 줄이기 위하여, 시간 오프셋은 일정 주기, 예를 들어 수 프레임동안에 걸쳐 계산될 수 있다.
그리고 나서, 지연 추정 블록(130)에서는, 라인(131)에서 선택된 시간 오프셋이 기지국(212)에서 이용가능한 IS-95 시스템 시간의 20밀리초(millisecond) 정수배와 같은 중앙 시간원(140)과 비교되어, 이동국(216)으로부터 기지국(210, 212 및 214)으로의 제2신호(215 또는 217)의 시간 지연 D(14)을 추정한다.
이동국(216)의 위치를 결정하고자 하는 경우에는, 기지국 제어기(250) 또는 이동국 제어기(260)등의 제어기가 기지국(210, 212 및 214)과 같은 하나 이상의 기지국들에게 이동국(216)에서 기지국(210, 212 및 214)으로 진행하는 신호(215 또는 217)의 시간 지연 D(14)를 상술한 바와 같이 결정하도록 하는 명령을 개시할 수 있다. 그리고 나서, 각 기지국에 의해 산출된 시간 지연 D(14)은 기지국 식별 정보와 함께 기지국 제어기(250) 또는 이동 교환국(260)등의 중앙 위치로 보내진다. 이동국(216)의 위치는 수신 기지국들의 2차원 또는 3차원 지리 좌표와 함께 각 기지국에 대한 시간 지연 D(14)를 고려하여, 기지국들과 이동국간의 신호 전파 경로들이 교차하는 한 점(또는 최고 확률의 소영역)을 계산함으로써 결정될 수 있다. 예를 들어, 이동국(216)의 지리 좌표를 결정하기 위한 적절한 계산 방법은 본 명세서가 참조하고 있는 고쉬(Ghosh)등의 미국 특허 번호 제5,508,708호에 개시되어 있다.
확산 스펙트럼 통신 시스템에서 이동국의 위치를 결정하기 위한 한가지 바람직한 방법을 도 9의 흐름도에서 개략적으로 설명하고 있다. 상기 방법은 블록(400)에서 시작하고, 계속하여 제1기지국이 이동국으로 제1신호를 송신하는 블록(402)로 진행한다. 블록(404)에서, 상기 제1기지국은 상기 제1신호에 응답하여 상기 이동국으로부터 제2신호를 수신한다. 다음에 블록(406)에서, 상기 제1기지국은 상기 제2신호를 복조하여 복조 신호를 생성하고, 블록(408)에서 상기 제1기지국은 상기 복조 신호를 재부호화하여 기준 신호를 형성한다. 블록(410)에서는, 제2기지국이 상기 기준 신호를 수신한다. 상기 제1 및 제2기지국은 블록(412)에서 상기 이동국으로 향한 재송신 제1신호에 응답하여 이동국으로부터 전송되어 온 재송신 제2신호를 수신한다. 블록(414)에서, 상기 제1 및 제2기지국은 상기 재송신 제2신호를 상기 기준 신호와 제1시간 및 제2시간에서 비교한다. 상기 제1기지국에서의 비교에 따라, 블록(416)에서 상기 재송신 제2신호의 제1지연이 결정되는데, 상기 제1지연은 상기 이동국에서 상기 제1기지국까지 상기 재송신 제2신호의 진행 시간을 나타낸다. 블록(418)에서, 상기 제2기지국에서의 비교에 따라, 상기 재송신 제2신호의 제2지연이 결정되고, 상기 제2지연은 상기 이동국에서 상기 제2기지국까지 상기 재송신 제2신호의 진행 시간을 나타낸다. 블록(420)에서, 상기 제1지연 및 상기 제1지연에 따라 상기 이동국의 위치가 결정된다.
제1 대체 실시예에 있어서는, 상기 제2기지국은 상기 복조 신호를 수신할 수도 있으며, 상기 제1 및 제2기지국 모두가 상기 복조 신호를 재변조하여 기준 신호를 기준 신호를 형성할 수도 있다. 제2 대체 실시예에 있어서는, 상기 제1 및 제2기지국 모두가 상기 제1신호를 메모리(110)과 같은 메모리내에 저장하고, 상기 제1신호를 복조하여 복조 신호를 형성하며, 상기 복조 신호를 재변조하고, 상기 재변조된 신호를 상기 메모리에 저장된 내용과 비교할 수도 있다.
이상에서 설명한 확산 스펙트럼 통신 시스템에서 이동국의 위치를 결정하기 위한 방법 및 장치는 많은 이점을 가지고 있다. 예를 들면, 기지국 수신기(60)는 이동국(216)에서 송신된 신호(215 또는 217)와 같은 정확한 신호 S(T)(12)에 대한 선행 지식을 갖고 있다. 따라서, 검색기(searcher)로서 동작하는 수신기(60)는 간 적분 기간-예를 들면 2 이상의 프레임-에 걸쳐 많은 오프셋 시간에서 신호 R(T)(18)를 송신 신호 S(T)와 상관시킴으로써 수신 신호 R(T)와 관련된 시간 지연 D(14)를 결정할 수 있다. 이러한 방법은 12 dB에 이르는 신호 대 잡음비(SNR) 이득을 갖게 하고, 커버리지 홀(coverage hole)을 상당히 감소시킨다.
반면에, S(T)(12)에 대한 선행 지식 없이 적분 기간을 늘이게 되면, 수신기(60)가 낮은 SNR 조건하에서 지연 D(14)를 추정하기 위해서 공지의 위닝(winning) 왈쉬 심볼 방법을 사용하여야 하기 때문에, 시간 지연의 추정에서의 개선은 거의 없게 되고 커버리지 홀도 줄어들지 않는다.
이상에서는 수신기(60)를 특정 논리/기능 회로 및 이들간의 관계를 사용하여 설명하였지만, 수신기(60)는 프로그램된 프로세서나 응용 주문형 집적회로(ASIC)등의 다양한 벙법으로 구성될 수 있다.
또한 이상에서는 특별히 IS-95 역방향 링크 채널에 관하여 언급하였지만, 본 발명은 순방향 링크 IS-95 채널뿐만 아니라, GSM, 유럽 TDMA 시스템, 태평양 디지탈 셀룰라(PDC), 일본 TDMA 시스템, IS-54, 미국 TDMA 시스템등과 같은 모든 TDMA 시스템의 모든 순방향 및 역방향 링크 채널을 포함한 임의의 디지탈 채널에 적용될 수 있다.
셀룰라 기반 디지탈 통신 시스템에 적용되는 본 발명의 원리는 개인 휴대 통신, 트렁크(trunked) 시스템, 위상 통신 시스템 및 데이타 네트워크등의 다른 유형의 통신 시스템에도 또한 적용될 수 있다. 유사하게, 모든 유형의 디지탈 무선 주파수 채널에 적용되는 본 발명의 원리는 무선 주파수 시그널링(signalling) 채널, 전자 데이타 버스, 와이어라인(wireline) 채널, 광섬유 링크 및 위성 링크등의 다른 유형의 통신 채널에도 적용된다.
나아가, 본 발명의 또다른 형태 및 상술한 특정 실시예이외의 실시예들도 이하의 청구범위 및 그와 균등한 것의 사상과 범주로부터 벗어나지 않고 행해질 수 있으며, 따라서 본 발명의 범주는 이하의 청구 범위 및 이와 균등물에 의해서만 지배된다.

Claims (10)

  1. 확산 스펙트럼 통신 시스템에서 이동국의 위치를 결정하기 위한 방법에 있어서,
    다수의 송신 심볼들을 포함하는 제1신호를 제1기지국에서 상기 이동국으로 송신하는 단계;
    상기 제1기지국이 상기 제1신호에 응답하여 제1 다수의 수신 심볼들을 포함하는 제2신호를 상기 이동국으로부터 수신하는 단계;
    상기 제1기지국이 상기 제2신호를 복조하여 복조 신호를 생성하는 단계;
    상기 제1기지국이 상기 복조 신호의 적어도 한 부분을 재부호화(reencoding)하여 기준 신호를 형성하는 단계;
    상기 기준 신호를 제2기지국이 수신하는 단계;
    상기 제1기지국 및 상기 제2기지국이 제2 다수의 수신 심볼들을 포함하는 재송신 제2신호(retransmitted second signal) - 상기 재송신 제2신호는 상기 이동국으로 향한 다수의 재송신 심볼들을 포함하는 재송신 제1신호에 응답한 신호임 - 를 상기 이동국으로부터 수신하는 단계;
    상기 제1기지국이 상기 재송신 제2신호를 상기 기준 신호와 제1시간 및 제2시간에서 비교하는 단계;
    상기 제2기지국이 상기 재송신 제2신호를 상기 기준 신호와 상기 제1시간 및 상기 제2시간에서 비교하는 단계;
    상기 제1기지국에서의 비교에 따라, 상기 재송신 제2신호의 제1지연 - 상기 제1지연은 상기 이동국에서 상기 제1기지국까지 상기 재송신 제2신호의 진행 시간을 나타냄 - 을 결정하는 단계;
    상기 제2기지국에서의 비교에 따라, 상기 재송신 제2신호의 제2지연 - 상기 제2지연은 상기 이동국에서 상기 제2기지국까지 상기 재송신 제2신호의 진행 시간을 나타냄 - 을 결정하는 단계; 및
    상기 제1지연과 제2지연에 따라, 상기 이동국의 위치를 결정하는 단계
    를 포함하는 이동국 위치 결정 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 이동국의 위치를 결정하는 단계는
    상기 제1기지국 및 상기 제2기지국에 관한 소정의 정보를 사용하는 단계를 더 포함하는 이동국 위치 결정 방법.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 소정의 정보는 상기 제1기지국 및 제2기지국의 3차원 지리 좌표와 상기 제1기지국 및 제2기지국의 2차원 지리 좌표중 하나를 포함하는 이동국 위치 결정 방법.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 제1신호 및 상기 재송신 제1신호는 코드 분할 다중 접속(CDMA) 통신 시스템의 페이징(paging) 채널상으로 송신되는 이동국 위치 결정 방법.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 제2신호 및 상기 재송신 제2신호는 CDMA 통신 시스템의 엑세스(access) 채널상으로 송신되는 이동국 위치 결정 방법.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 제1 및 제2신호와 상기 제1 및 제2 재송신 신호는 CDMA 통신 시스템의 트래픽(traffic) 채널상으로 송신되는 이동국 위치 결정 방법.
  7. 제1항에 있어서,
    중앙 제어기(central controller)가 상기 제1기지국으로 하여금 상기 제1신호를 송신하도록 지시하는 단계를 더 포함하는 이동국 위치 결정 방법.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 제2신호를 복조하는 단계는
    상기 제1 다수의 수신 심볼들중 하나를 상기 제1기지국과 관련된 제1복조기에 입력하는 단계를 더 포함하되, 상기 제1복조기는 다수의 출력을 가지며, 상기 다수의 출력 각각은 하나의 값을 갖는 이동국 위치 결정 방법.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 각 값은 상기 제1 다수의 수신 심볼들중 하나가 상기 다수의 송신 심볼들중 하나에 대응할 가능성을 나타내는 이동국 위치 결정 방법.
  10. 제8항에 있어서,
    상기 제1복조기는 패스트 하다마드 변환(Fast Hadamard Transform; FHT)를 포함하는 이동국 위치 결정 방법.
KR1019980710690A 1996-06-28 1997-03-27 이동국의 위치를 결정하기 위한 방법 Expired - Fee Related KR100280342B1 (ko)

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