KR102550919B1 - 보안 채널 사운딩 - Google Patents

Abstract

한 쌍의 초-광대역(UWB) 송수신기를 포함하는 UWB 통신 시스템에서, 채널 사운딩을 보안 방식으로 수행하는 방법이 제공된다. 제 1 GCP Sync 방법에서는, 미리 결정된 GCP(Golay Complementary Pairs) 세트가 802.15.4a 프레임에 추가된다. 제 2 CLASS 방법에서는, 암호화된 낮은 자기-상관치 합 세트(CLASS)가 상기 프레임에 추가된다. 제 3 LCSSS 방법에서, 낮은 교차-상관치(cross-correlation) 사이드로브들 합 세트(LCSSS)가 상기 프레임에 추가된다. 일반적으로, 이들 방법은 고유한 사이드로브들 왜곡을 가질 수 있는 의사-랜덤하게 생성된 코드-세트를 송신하고 이어서 수신기에서, 교차-상관 코드-세트를 선택적으로 변경함으로써 이러한 임의의 채널-유도된 왜곡을 보상하도록 구성된다.

Description

보안 채널 사운딩

관련 출원에 대한 교차 참조

본원은 다음과 같은 출원과 관련된다:

1. 2016 년 2 월 4 일자에 출원된 가 출원 일련 번호 62/291,407("제 1 모 가 출원");

2. 2016 년 2 월 5 일자에 출원된 가 출원 일련 번호 62/291,605(“제 2 모 가 출원");

3. 2016 년 2 월 27 일자에 출원된 가 출원 일련 번호 62/300,781(“제 3 모 가 출원");

4. 2016 년 8 월 3 일자에 출원된 가 출원 일련 번호 62/370,440(“제 4 모 가 출원");

5. 2016 년 8 월 16 일자에 출원된 가 출원 일련 번호 62/375,788(“제 5 모 가 출원"); 및

6. 2016 년 8 월 24 일에 출원된 가 출원 일련 번호 62/379,168(“제 6 모 가 출원");

본원은 제 1, 제 2, 제 3, 제 4, 제 5 및 제 6 모 가 출원들에 대한 우선권을 주장하며, 본원에서 37 CFR §1.78(a)(4)에 따른 이들의 출원 일자들의 이점을 주장한다.

제 1, 제 2, 제 3, 제 4, 제 5 및 제 6 모 가 출원들의 논의 대상들 각각은 그 전체 내용이 본 명세서에서 참조로서 명시적으로 인용된다.

본 발명은 전반적으로 무선 통신 시스템에 관한 것으로, 특히, 채널 사운딩을 수행하도록 보안 방식으로 구성된 무선 통신 시스템에 관한 것이다.

일반적으로, 이어지는 설명에서, 본 발명자들은 초-광대역(UWB) 통신 시스템 분야의 당업자에게 잘 알려진 각 특수 용어의 제 1 등장을 이탤릭(italicize)로 표시할 것이다. 또한, 본 발명자들은 본 발명자들이 새로운 것으로서 생각하는 용어 또는 본 발명자들이 새로운 것으로서 생각하는 맥락에서 사용할 용어를 먼저 소개할 때, 본 발명자들은 해당 용어를 볼드체로 표시하여 본 발명자들이 해당 용어에 적용하고자 하는 정의를 제공할 것이다. 또한, 본 설명을 걸쳐서, 본 발명자들은 신호, 신호 플래그, 상태 비트 또는 이와 유사한 장치를 그의 논리적으로 참인 상태 또는 논리적으로 거짓인 상태로 각기 렌더링할 때 어서트(assert) 및 네게이트(negate)라는 용어를 사용할 때가 있으며, 이러한 용어는 하나의 논리적 상태에서 다른 논리적 상태로 신호를 논리적으로 반전시키는 것을 나타낸다. 대안적으로,본 발명자들은 상호 배타적인 Boolean 상태들을 logic_0 및 logic_1이라고도 지칭할 수도 있다. 물론, 주지된 바와 같이, 일관된 시스템 동작은 이러한 모든 신호들의 논리적 방향을 역전시킴으로써 획득될 수 있으며, 이로써 논리적으로 참으로 본 명세서에서 기술된 신호들은 논리적으로 거짓이 되고 반대의 경우도 성립될 수도 있다. 또한, 이러한 시스템들에서는, 어느 특정 전압 레벨들이 각각의 논리 상태를 나타내기 위해 선택되는지는 무관하다.

예를 들어, 초-광대역(UWB) 통신 시스템에서, 패킷 기반 UWB 채널을 통해 송신될 페이로드 데이터를 준비하기 위해 일련의 특수 프로세싱 단계들이 UWB 송신기에 의해 수행된다. 수신 시, 대응하는 일련의 반전 단계들이 데이터 페이로드를 복원하기 위해 UWB 수신기에 의해 수행된다. 이러한 양 일련의 프로세싱 단계들의 세부 사항은 IEEE 표준 802.15.4 ("802.15.4") 및 802.15.4a ("802.15.4a")에 상세히 기술되어 있으며, 이들의 사본들이 본 명세서와 함께 제출되며, 그 전체가 본 명세서에 명시적으로 참조로서 인용된다. 알려진 바와 같이, 이러한 표준들은 시스템의 송신 및 수신 부분 모두에 요구되는 기능을 기술하지만, 시스템의 송신부 및 수신부 양자의 요구된 기능들을 기술하지만, 시스템의 오직 송신부만의 구현 세부사항들을 특정하며, 수신부를 구현하기 위한 방식을 선택할 수 있게 한다.

본 발명자들 중 한 명 이상은 UWB 통신 시스템에서 사용하기 위한 특정 개선 기술을 생성했으며, 이러한 개선 기술들은 다음의 계류 중인 출원 또는 공고된 특허들에서 완벽하게 기술되어 있으며, 이러한 출원들 및 특허들의 전체 내용이 본 명세서에 명시적으로 인용된다:

"A Method and Apparatus for Transmitting and Receiving Convolutionally Coded Data", US 7,636,397 (2009년 12월 22일자에 공고됨);

"A Method and Apparatus for Generating Codewords", US 7,787,544 (2010년 7월 31일자에 공고됨);

"A Method and Apparatus for Transmitting and Receiving Convolutionally Coded Data", US 8,358,709 (2013년 1월 22일자에 공고됨); 및

"Receiver for Use in an Ultra-Wideband Communication System", US 8,437,432 (2013년 5월 7일자에 공고됨);

"Convolution Code for Use in a Communication System", US 8,677,224 (2014년 3월 18일자에 공고됨);

"Adaptive Ternary A/D Converter for Use in an Ultra-Wideband Communication System", US 8,436,758 (2013년 5월 7일자에 공고됨);

"Receiver for Use in an Ultra-Wideband Communication System", US 8,760,334 (2014년 6월 24일자에 공고됨);

"Receiver for Use in an Ultra-Wideband Communication System", US 9,054,790 (2015년 6월 9일자에 공고됨); 및

"Adaptive Ternary A/D Converter for Use in an Ultra-Wideband Communication System", US 9,325,338 (2016년 4월 26일자에 공고됨).

공지된 바와 같이, 802.15.4a UWB PHY는 다음과 같은 프레임 구조를 사용한다:

Sync

SFD

PHR

DATA

이의 취약점은 다음과 같다:1) 동기화(Sync)의 시작이 미리 알려지거나 패킷을 리스닝함으로써 감지되는 경우, 나머지 동기화는 전적으로 예측 가능하다.

2) 동기화는 주기적이다. 즉, 동기화는 동일한 심볼을 계속 반복하므로 단지 하나의 심볼에 의해 지연되는 버전은 지연이 없는 원본과 거의 동일한 것처럼 보인다. 동기화 시퀀스에서 반복되는 코드는 Ipatov 코드이다(이전 특허 참조). Ipatov 코드들은 완벽한 주기적 자기-상관치(perfect periodic auto-correlation ("PPAC"))을 갖는 유용한 채널 사운딩 특성을 가지고 있는데, 즉, 이러한 코드들 중 하나가 반복적으로 연속적으로 송신되는 경우, 이를 자체 복사본과 상호 연관시키면, 크로네커 델타 함수(Kronecker delta function)( https://en.wikipedia.org/wiki/Kronecker_delta 참조)가 생성된다. 위에서 확인한 취약점들은 동기화 시퀀스 중의 매 심볼 천이(symbol transition) 시 해당 심볼을 가능한 매우 많은 수의 Ipatov 코드들 중 하나로 변경함으로써 제거될 수 있지만, 이러한 방식은, 동일한 코드가 반복적으로 연속적으로 송신되는 경우 이러한 코드들이 완벽한 자기-상관치만을 갖기 때문에 이러한 코드들의 PPAC 특성을 파괴한다. 그러나, 새로운 심볼이 송신될 때마다 해당 코드가 변경되면, 자기-상관 함수는 상쇄되지 않는 사이드로브들(sidelobes)을 갖는다.

본 발명자들이 송신하는 각각의 심볼에 대한 코드를 본 발명자들이 변경한다고 가정하자. 위에서 언급했듯이, 사이드로브들은 더 이상 상쇄되지 않지만 각 코드 변경에 따라 사이드로브들이 변경된다. 자기-상관치의 피크는 항상 코드 내에서의 펄스들의 수와 동일하지만(이러한 앞의 예들에서 9 개), 사이드로브들은 항상 상이하다. 이는 본 발명자들이 충분하게 긴 연속하는 서로 다른 코드들을 송신함으로써 실제로 양호한 채널 추정을 얻을 수 있음을 의미한다. 사이드로브들은 랜덤하게 양의 값 또는 음의 값이기 때문에, 이들은 결국 평균하면 제로가 된다. 이러한 작업을 수행할 때 발생하는 문제점은, 훨씬 많은 수의 코드가 필요하므로 사이드로브들의 합이 결국에는 무시할 정도로 작아지고, 따라서, 본 발명자들이 모든 심볼에 대해 동일한 Ipatov 코드를 사용한다면 보다 훨씬 더 긴 추정 시퀀스가 필요하다. 그러나, 양호한 자기-상관 특성(즉, 양호한 Golay Merit Factor를 갖는) 임의의 코드도 역시 마찬가지로 효과적이다.

본 발명자들은 채널 사운딩을 수행하기 위해 무선 통신 시스템의 수신기에서 사용하기 위한 개선된 방법 및 장치가 필요하다는 것을 제안한다. 특히, 본 발명자들은 그러한 방법 및 장치가 가장 우수한 선행 기법들에 대체적으로 필적하는 성능을 제공해야 하면서 정확도를 현저하게 감소시키지 않으면서 비대칭 지연들이 사용될 수 있도록 해야한다고 제안한다.

본 발명의 바람직한 실시예에 따라, 본 발명자들은 송신기 및 수신기를 포함하는 무선 통신 시스템에서 사용되는 방법을 제공한다. 일 실시예에서, 상기 방법은 제 1 프로세스 및 제 2 프로세스를 포함한다. 이 실시예에서, 제 1 프로세스는 시드(seed)의 함수로서 m 개의 코드들의 제 1 코드-세트를 의사-랜덤하게(pseudo-randomly) 생성한다. 이 실시예에서, 제 2 프로세스는 송신기 기능들 및 수신기 기능들 모두를 더 포함한다. 이 제 2 프로세스에 따르면, 송신기는 제 1 프로세스로부터 제 1 코드-세트를 포함하는 송신기 코드-세트를 수신하고; 송신기 코드-세트를 송신한다. 이 제 2 프로세스에 따르면, 수신기는 먼저 제 1 프로세스로부터, 제 1 코드-세트를 포함하는 수신기 코드-세트를 수신하고; 송신기 코드-세트의 채널-왜곡된 형태를 수신한다. 수신기는 수신기 코드-세트의 각 코드를 송신기 코드-세트의 채널-왜곡된 형태의 대응 코드와 상관시킴으로써 m 개의 채널 상관치들의 세트를 생성하고; 최종적으로, m 개의 채널 상관치들의 세트를 축적함으로써 채널 추정치를 생성한다.

일 실시예에서, 제 1 프로세스는 시드 전달 장치로부터 시드를 수신한다.

다른 실시예에서, 제 1 프로세스는 시드의 함수로서 m 개의 코드들의 제 1 코드-세트를 의사-랜덤하게 생성하고, 여기서 상기 제 1 코드-세트는 실질적으로 그룹 상보적이다.

또 다른 실시예에서, 제 1 프로세스는 반복적이며, 각 루프에서, 제 1 프로세스는 먼저 제 1 코드-세트를 포함하는 m 개의 코드들 각각을 자기-상관시킴으로써 m 개의 메트릭(metric) 상관치들의 세트를 생성한다; 프로세스는 이어서, m 개의 메트릭 상관치들의 적어도 선택된 일부를 누적함으로써 메트릭을 생성하고, 여기서 상기 메트릭은 상기 제 1 코드-세트가 그룹 상보적인 정도를 측정하도록 선택되며; 최종적으로, 상기 메트릭이 제 1 코드-세트가 실질적으로 그룹 상보적이 아님을 나타내면, 프로세스는 루핑(looping)되기 전에 제 1 코드-세트를 선택적으로 수정한다.

하나의 다른 실시예에서, 반복적인 제 3 프로세스가 제공되며, 여기서 각각의 루프에서, 이 제 3 프로세스는 먼저 제 1 코드-세트를 포함하는 m 개의 코드 각각을 제 2 코드-세트를 포함하는 코드들 각각과 상호 상관시킴으로써 m 개의 메트릭 상관치들의 세트를 생성하고; 이 프로세스는 m 개의 메트릭 상관치들의 적어도 선택된 부분을 누적함으로써 메트릭을 생성하고, 여기서 상기 메트릭은 상기 제 1 코드-세트가 그룹 상보적인 정도를 측정하도록 선택되며; 최종적으로, 메트릭이 제 1 코드-세트가 실질적으로 그룹 상보적이 아님을 나타내면, 이 프로세스는 루핑하기 전에 제 1 코드-세트를 선택적으로 수정한다.

또 다른 실시예에서, 상기 제 2 프로세스에서, 상기 송신기는 선택된 사일런스(silence) 기간을 선행하여 상기 송신된 코드들 중 적어도 하나를 송신하도록 구성된다.

또 다른 실시예에서, 무선 통신 시스템은 보안 채널 사운딩을 위한 본 방법을 수행하도록 구성된다.

본 발명의 방법들은 프로세서가 컴퓨터 판독 가능 코드를 실행할 때 프로세서가 각각의 방법을 실행하도록 적절한 비-일시적인 컴퓨터 판독 가능 매체 상의 컴퓨터 판독 가능 코드로 구현될 수 있다.

본 발명의 방법들은 프로세서가 컴퓨터 판독 가능 코드를 실행할 때 프로세서가 각각의 방법을 실행하도록 적절한 컴퓨터 판독 가능 매체 상의 비-일시적인 컴퓨터 판독 가능 코드로 구현될 수 있다.

본 발명은 첨부된 도면과 함께 특정 바람직한 실시예들의 설명에 의해 더욱 완전히 이해될 수 있다.
도 1은 UWB 통신 시스템에서 사용되도록 구성된 수신기의 일 실시예를 블록도로 도시하며, 여기서 수신기는 송신 장치 및 수신 장치를 모두 포함한다.
도 2는 본 발명을 실시하도록 구성된 수신기 장치의 일 실시예를 블록도로 도시한다.
도 3은 선택된 Golay Complementary Sequence(GCS)의 파형도 형태를 도시한다.
도 4는 파형도 형태로 도 3의 GCS의 자기-상관치를 도시한다.
도 5는 파형도 형태로, 도 3의 GCS의 보수(complement)의 자기-상관치를 도시한다.
도 6은 채널 사운딩의 CLASS 방법을 흐름도 형태로 도시한다.
도 7은 흐름도 형태로 채널 사운딩의 LCSSS 방법을 도시한다.
도 8은 파형도 형태로, 자신과 상관된 코드들의 순전히 랜덤한 세트를 도시하며, 여기서 각각의 코드는 64 개의 심볼들을 포함한다.
도 9는 파형도 형태로, 자신과 상관된 코드들의 순전히 랜덤한 세트를 도시하며, 여기서 각각의 코드는 512 개의 심볼들을 포함한다.
도 10은 파형도 형태로, 자신과 상관된 본 CLASS 방법에 따라 생성된 하나의 예시적인 코드-세트를 도시하며, 여기서 각각의 코드는 64 개의 심볼들을 포함한다.
도 11은 자신과 상관된 본 LCSSS 방법에 따라 생성된 하나의 예시적인 코드-세트를 파형도 형태로 도시하며, 여기서 각각의 코드는 64 개의 심볼들을 포함한다.
도 12는 도 10에 도시된 파형을 생성하는데 사용된 CLASS 코드-세트의 자기-상관치들의 합을 파형도 형태로 도시한다.
도 13은 도 11에 도시된 파형을 생성하는데 사용된 LCSSS 송신 코드-세트 및 수신 코드-세트의 상호 상관치들의 합을 파형도 형태로 도시한다.
도 14a, 도 14b 및 도 14c를 포함하는 도 14는 CLASS 또는 LCSSS 코드-세트를 선택적으로 생성하기 위한 본 방법을 흐름도 형태로 도시한다.
도 15는 채널 사운딩을 위한 본 발명의 몇몇 방법들의 일반적인 흐름을 흐름도 형태로 도시한다.
도면들에서, 유사한 요소들은 가능할 때마다 유사하게 넘버링될 것이다. 그러나, 이러한 관행은 단지 참조의 편의를 위한 것이며 숫자들의 불필요한 증가를 피하기 위한 것이고, 본 발명이 여러 실시예들에서 기능 또는 구조에서 동일성을 요구한다는 것을 제시하거나 암시하려는 것은 아니다.

알려진 바와 같이, GCP는 한 쌍의 GCS를 포함한다. 예를 들어, 다음과 같은 제로-패딩된 GCS를 고려하자(도 3 참조).

[

] -1 -1 -1 -1 -1 -1 +1 +1 -1 +1 -1 +1 +1 -1 -1 +1

및 그의 보수(미도시):

[

] -1 -1 +1 +1 -1 -1 -1 -1 -1 +1 +1 -1 +1 -1 +1 -1

도 4에서는, 본 발명자들은

의 자기-상관치를 보여주고, 도 5에서는, 본 발명자들은

의 자기-상관치를 보여준다. 명확하게 볼 수 있듯이,

의 자기-상관치의 사이드로브들은

의 자기-상관치의 사이드로브들와 정확히 반대이다.

GCP 동기화

본 발명의 제 1 실시예에서, 본 발명자들은 본 발명자들이 GCP 동기화(GCP Sync) 방법으로서 지칭하는 것을 사용하여 채널 추정을 수행한다. 이 방법에 따라, 본 발명자들은 채널을 통해, 다음과 같은 정상적인 802.15.4a UWB PHY 프레임의 끝 다음에 GCP들의 미리 결정된 세트, GCP Sync를 송신한다:

Ipatov 802.15.4a Sync

SFD

PHR

DATA

GCP Sync

일반적으로, GCP 동기화는 여러 쌍의 GCS들로 구성된다. 그러나, 본 발명자들은 각 GCP 내의 두 GCS들이 반드시 서로를 직접 따라야 할 필요는 없다는 것을 주목한다. 각 GCP의 두 GCS들이 송신되고 수신기가 해당 시간에 수신기가 경험할 것으로 예상되는 코드와 유입 신호의 상관치를 그의 채널 추정치에 부가하는 한, 순서는 중요하지 않다. 예시적으로, 송신된 특정 쌍들은 가능한 코드들의 대형 세트로부터 의사-랜덤 방식으로 선택될 수 있다. 물론 동기화를 유지하려면, 각 GCP Sync 코드-세트를 생성하는 데 사용되는 방법론이 송신기와 수신기 모두에게 알려져야 한다. 특정 실시예들에서 이러한 동기화 기능을 달성하기 위해 다양한 공지된 수단이 구현될 수 있다. 이 실시예에 따라, 본 발명자들은 동기화된 방법론을 사용하여 송신기 및 수신기 모두에서 동일한 GCP Sync 코드-세트를 생성한다. 이제, 설명을 위해, 사전 정렬된 동기화 기능이 제 1 GCP₁에 대해, GCS₁이 먼저 송신되고, 얼마 후에,

가 송신될 것을 결정하였다고 본 발명자들은 가정한다. 수신기에서, 본 발명자들은:

1. 수신된 GCS₁에 대한 응답치를 내부적으로-생성된 GCS₁과 자기-상관시키며,

2. 수신된

에 대한 응답치를 내부적으로-생성된

과 자기-상관시키며,

3. 이러한 두 상관치들은 합산하다.

앞에서 설명한 바와 같이, 이러한 접근법은 본 채널 추정치 내의 자기-상관치 사이드로브들이 자동적으로 서로 상쇄된다는 것을 실질적으로 보장한다. 이러한 완벽한 사이드로브 상쇄 특성 때문에, 심볼들의 수와 GCP Sync의 길이는 본 발명자들이 랜덤 코드들 또는 Ipatov 코드들을 사용했을 때 보다 훨씬 짧을 수 있다.

공지된 바와 같이, 채널은 각각의 송신된 코드의 지연 확산(dealy spread)을 연장시키는 경향이 있을 것이다. 예를 들어, 코드 길이가 1 마이크로 초이고 채널의 지연 확산이 100ns라면, 하나의 코드로 인해 수신기에 도달하는 에너지는 1.1 마이크로 초 동안 지속된다. 이러한 이유 때문에, 해당 채널에서 예상되는 지연 확산과 적어도 동일하도록 선택된 갭, 즉 송신기 사일런스의 기간이 송신된 심볼들 중 하나 이상 및 아마도 전부들 사이에 삽입될 수 있다. 이러한 방식으로, 각 코드 심볼로부터의 에너지는 수신기에 개별적으로 도달할 것이다. 물론, 이는 채널에서의 노이즈와 본 수신기에서의 양자화 노이즈로 인해 노이즈가 있는 추정치일 것이지만, 본 발명자들이 이러한 과정을 여러 상이한 코드 쌍들로 반복하면, 본 발명자들은 양호한 채널 추정치를 생성하는 경향이 있다.

물론, 본 발명자들은 DATA 부분 이후를 포함하여, 프레임 동안의 언제든지 GCP Sync를 송신할 수 있지만, SFD 이후에 GCP Sync를 송신하는 것의 이점은, SFD가 GCP Sync가 오는 시간을 수신기가 알 수 있게 하는 타임 스탬프로서 작동한다는 점이며, 이로써 수신기가 유입 신호를 어떤 코드와 상관시킬 필요가 있는지를, 언제라도 알 수 있게 된다.

추가적인 보안을 위해, 본 발명자들은 시퀀스들 간에 의사-랜덤 펄스들을 삽입하여 본 발명자들이 사용하는 실제 코드들을 위장할 수 있다. 각 심볼에 대해 사용된 코드 길이는 의사-랜덤하게 다양할 수 있으므로 공격자는 심볼 경계들을 알지 못하며 어떤 코드가 송신되는지 예측할 수 없다.

본 발명자들은 초기의 SYNC 시퀀스(이 경우에는 Ipatov 코드를 사용함)에 대해서 보다 채널 사운딩의 GCP Sync 부분에 대해서 훨씬 더 짧은 심볼 길이를 사용할 수 있음을 주목한다. 예를 들어, 2ns 칩마다 일 +ve 또는 -ve 펄스를 갖는 길이 32 코드를 고려해보자. 이러한 코드는 길이가 64ns 밖에 되지 않지만, 이는 수신기가 Ipatov Sync로부터 경로 위치를 이전에 결정한 경우 제 1 경로를 정확하게 특성화할 만큼 충분한 정도 이상이다. 이 실시예에서, 경로 위치는 어떤 코드가 해당 시점에서 만기인지를 상관기에게 알려준다. 상관기 창 외부의 경로들은 상관되지 않으며 이로써 수신기에서 보이지 않는다.

본 발명자들은 골레이(Golay)가 2진 상보적 시퀀스(binary complementary sequences("BCPs")를 최초로 제안했다는 것을 또한 주목한다. 그 이후에, 다른 유형의 상보적 시퀀스들이 제안되었다. TCP들도 역시 작동할 것이다. 다중레벨 상보적 시퀀스들(Multilevel complementary sequences)이 발견되었고 또한 작동할 것이다. 복소수 GQM 상보적 시퀀스(complex QAM complementary sequences) 또한 발견되었으며, 이들 중 임의의 것도 또한 사용될 수 있다.

CLASS

제 2 실시예에서, 본 발명자들은 본 발명자들이 암호화된 저 자기-상관치 합 세트(cyphered low auto-correlation sum set("CLASS")로서 지칭하는 것을 사용하여 채널 추정을 수행한다. 본 GCP Sync 방식과 마찬가지로, 본 발명자들은 다음과 같이 표준 802.15.4a 프레임의 끝 부분에서 CLASS를 추가한다:

Ipatov 802.15.4a Sync

SFD

PHR

DATA

CLASS

이 실시예에 따라, 본 발명자들은 다음 단계들을 수행함으로써 CLASS를 생성한다(도 6 참조):송신기와 수신기 모두에서:

CLASS_1. 송신된 시퀀스의 각각의 심볼에 대해 정확히 하나의 코드를 갖는, 미리 결정된 길이 n을 각각 갖는, m 개의 의사-랜덤 바이너리 코드들의 기본 코드-세트 C^m _n을 생성한다;

CLASS_2. 기본 코드 세트 내의 각 코드 C^m에 대해서, 각각의 자기-상관 함수 A^m을 결정한다;

CLASS_3. A^m의 세트의 합 SA^m을 결정한다;

CLASS_4. SA^m의 제곱들의 합 SSSA_base의 합을 결정한다;

CLASS_5. x = [0, m-1]이라고 하자;

CLASS_5.1. y = [0, n-1]이라고 하자;

CLASS_5.1.1. 비트 C^x _y의 부호를 반대로 하여 시험(trial) 코드-세트

를 생성한다;

CLASS_5.1.2.

의

를 결정한다;

CLASS_5.1.3.

가

보다 작으면, 상기 기본 코드-세트

를 상기 시험 코드-세트

로 대체한다;

이어서, 송신기에서,

CLASS_6. CLASS로서 상기 최종 코드-세트

를 송신한다;

최종적으로, 수신기에서,

CLASS_7. 상기 송신된 코드

를 수신한다;

CLASS_8. 상기 최종 코드-세트

를

와 상관시킴으로써 채널 추정치를 생성한다.

상기 최종 코드-세트

는 송신기가 수신기로 송신할 CLASS 코드-세트를 포함한다. 본 송신기와 본 수신기 양자는 동일한 의사-랜덤 시드를 사용하여 정확히 동일한 프로세스를 수행하기 때문에, 각각은 정확히 각각 동일한 최종 코드-세트

를 생성한다. 따라서, 수신기가 수신된 CLASS 시퀀스를 내부적으로-생성된 CLASS 코드-세트와 상관시킬 때, 결과적인 채널 추정치는 비교적 낮은 사이드로브들 왜곡을 나타낸다. 실제로, SSSA를 최소화함으로써, 본 발명의 방법은 생성된 코드-세트의 자기-상관 함수의 사이드로브들의 합에서의 파워(power)가 낮아서, 사이드로브들 왜곡을 최소화하는 경향이 있다.

본 발명자들은 본 CLASS 방법에서 다양한 변형이 이루어질 수 있음을 인식한다. 예를 들어, 다음의 변형들을 고려하자:

1. 검사되는 각 코드의 비트 수가 많을수록 필요한 계산 수가 늘어난다. 본 발명자들은 비트들의 서브세트만이 단계 5.1에서 검사되는 경우, 결과적인 코드-세트가 충분히 낮은 자기-상관치 사이드로브들, 즉, 충분히 낮은 SSSA를 가질 수 있다는 것을 발견했다. 모든 비트들이 검사되고 있는 것이 아니라면, 코드의 시작 부분과 끝 부분에 있는 비트들이 사이드로브들의 크기에 가장 큰 영향을 준다. 이는 해당 코드 내의 중앙 비트들의 수정이 전체 자기-상관 함수에 영향을 미치지 않고 그의 중앙 부분에만 영향을 미치고, 반면에 마지막 비트는 전체 자기-상관 함수에 영향을 미치기 때문이다. 본 발명자들이 본 명세서에서 "충분히"라는 용어를 사용하면, 본 발명자들은 이는 실제 경로가 사이드로브들와 구별될 수 있을 만큼 충분히 낮은 레벨을 의미한다. 예를 들어, 도 11에서 볼 수 있는 바와 같이, 좌측에서, 프리커서(precursor) 사이드로브들이 진정한 제 1 경로를 드러내기에 충분하게 감소되었으며, 우측에서, 볼 수 있는 바와 같이, 최적화되지 않은 포스트커서(postcursor) 사이드로브들이 충분히 감소되지 않았음을 알 수 있다; 따라서, 주 경로들 상에서 30dB 만큼 감소된 제 1 경로를 구별하기가 어려울 것이다.

2. 코드들을 통한 제 2 경로가 완성되면, 즉, 단계 5가 반복되면, 본 발명자들은 검사할 비트 수가 더 적음을 알게 된다. 이러한 제 2 경로의 이점은 변경되는 비트 수가 적을수록 전체 시퀀스가 덜 예측 가능하므로, 해당 시퀀스가 본질적으로 공격에 덜 취약하다는 것이다.

3. 위의 단계 5.1.1은 매번 무차별적으로 반복될 필요가 없다. 손쉬운 방법들이 있다: 예를 들어, 변경된 코드의 자기-상관치에 추가하기 전에 각 코드의 자기-상관치 함수가 저장되고 감산될 수 있다. 또한, 변경된 코드의 자기-상관치는 전체 자기-상관치를 다시 계산하는 대신, 자기-상관치 상에서 단 하나의 비트만을 반전하는 효과를 계산함으로써 생성될 수 있다. 본 발명자들은 이 특별한 접근법이 최적의 하드웨어 구현에 특히 적합할 것이라고 사료한다.

4. 단계 5.1에서 코드를 검사할 때, 모든 코드의 SSSA 대신에 해당 코드를 포함하여 해당 코드까지의 모든 이전 코드들의 SSSA를 사용할 수 있다. 이는 일반적으로 동일한 수의 비트 반전 연산들의 경우에 전반적인 성능을 저하시킨다. 그러나, 더 많은(2 내지 4x) 비트 반전들이 사용되면, 손실된 성능을 복구할 수 있다. 이러한 방법은 또한 자기-상관치 누산기가 보다 적은 수의 정밀한 비트를 사용할 수 있고 초기 대기 시간없이 알고리즘을 실행할 수 있기 때문에 몇 가지 장점이 있다.

5. 테스트된 비트 반전의 수는 가변적 일 수 있다. 예를 들어, 초기 코드들은 보다 적은 수의 테스트 반전으로 최적화될 수 있으며 최종 몇 개의 코드만 훨씬 더 많은 비트 반전 수로 실행될 수 있다. 이는 여러 코드 뒤에 생성된 중간 사이드로브 메트릭이 관련성이 없기 때문이다. 모든 코드가 프로세싱된 이후에, 최종 사이드로브 메트릭만이 최종 성능을 결정한다. 여기에서 의도하는 것은 프로세싱 능력/시간을 절약하면서 최종 메트릭이 가능한 한 낮게 유지되도록 하는 것이다. 추가적인 보안을 위해, 심볼들의 일부를 전혀 변경하지 않고 심볼들의 서브세트에 대해서만 사이드로브 메트릭 최소화 알고리즘을 실행할 수도 있다. 이 방법을 사용하면 일부 심볼들이 완전히 랜덤하게 변경되며 이로써 공격자가 심볼들이 변경되었다는 단서를 찾을 수 없다.

6. 본 방법의 또 다른 변형은 비트 반전을 수행하지 않고 대신에 몇 개의 후보 의사-랜덤 코드를 생성하고 사이드로브 메트릭을 가장 최소화하는 코드를 선택하는 것이다. 예를 들어, 각각의 요구된 코드에 대해, 4 개의 코드 후보가 생성될 수 있다. 그런 다음, 4 개의 자기-상관 함수들이 다른 코드들의 자기-상관 함수들에 추가되고 다른 코드들을 가장 잘 보완하는 후보들이 선택될 것이다.

7. GCP 동기화와 마찬가지로, CLASS 시퀀스는 SFD 이후 언제든지 송신될 수 있다; 이는 DATA 후에만 송신할 필요는 없다.

8. 코드-세트가 생성되면 코드들은 임의의 순서로 송신될 수 있다. 보안 상의 이유로, 코드들이 생성된 순서와 다른 순서로 코드들을 송신하는 것이 바람직할 수 있다. 송신기와 수신기가 모두 순서를 알면, 이들은 동기화 상태로 유지될 것이다.

9. 그룹당 사이드로브들 최소화는 공격자가 특정 비트 시퀀스(특히, 최종 심볼들 내의 나중 비트들)를 예측하여 공격 가능성을 열어준다. 이는 공격자가 최종 사이드로브 메트릭(대부분의 심볼들이 송신된 이후에서임)이 매우 낮을 것이라는 것을 알고, 이로써, 이전 심볼들의 사이드로브 메트릭을 유사하게 최소화하는 비트 시퀀스들을 계산할 수 있기 때문이다. 이러한 비트 시퀀스는 실제 송신된 비트와 유사할 수 있다. 이러한 가능성을 방지하기 위해, 본 발명자들은 송신된 코드 시퀀스 내의 선택된 위치들에 다수의 더미 심볼을 추가할 수 있다. 이러한 더미 심볼들(이러한 더미 심볼들은 랜덤 비트 시퀀스일 수 있음)은 그들의 사이드로브 메트릭을 최소화하지 않으며, 진정한 수신기에 의해 무시될 것이다. 그러나, 더미 심볼들은 송신된 심볼 세트에 전체적인 사이드로브들을 추가할 것이다. 다시 말하지만, 송신기와 수신기가 모두 순서를 알면, 이들은 동기화 상태로 유지될 것이다. 그러나, 공격자는 진정한 심볼과 더미 심볼을 구분할 수 없기 때문에, 그의 사이드로브 메트릭을 오염시킬 수 있으며, 이로써 이러한 특정 공격 메커니즘을 방지한다(또는 적어도 성공 가능성을 줄인다).

10. 본 발명자들은 수신기가 상관하는 유효 심볼들 외에, 하나 이상의 더미 심볼들을 송신할 것이라고 다시 가정하자. 유효 심볼들의 일부는 수정되지 않고(순전히 랜덤하며), 유효 심볼들의 전체 세트의 전반적인 사이드로브 메트릭을 최소화하도록 일부가 수정될 수 있다. 일반적으로, 이러한 접근법에 따르면, 유효한 수정된 심볼들, 유효한 비수정된 심볼들 및 더미 심볼들의 송신들의 스케줄링의 다수의 변형이 존재할 수 있다. 이들은 모두 의사 랜덤하게 인터리빙되거나 일부 순서에 따라 순차적으로 송신될 수 있다. 예를 들어, 랜덤 심볼들(더미 심볼들 및 수정되지 않은 유효한 심볼들, 가능한 경우에 의사 랜덤하게 인터리빙된 심볼들)이 먼저 송신된 다음, 수정된 유효한 심볼들이 송신될 수 있다. 다른 조합들도 가능하다. 예를 들어, 더미/유효 코드들의 그룹들이 의사-랜덤하게 인터리빙되는, 즉, 혼합되고, 이어서, 기존의 의사-랜덤 코드 생성기가, 유효한 심볼들 및 더미 심볼들이 송신 및 수신되는 스케줄을 포함하는 코드 인덱스를 생성하는데 의사-랜덤하게 사용될 수 있는, 실시예가 고려된다. 송신기와 수신기 모두 동일한 코드 생성기를 사용하기 때문에, 수신기는 공통 코드 인덱스로부터, 수신기가 상기 수신된 코드들 중 어느 것을 유효한 것으로 간주하여야 하는지를, 그리고, 어느 것이 더미 코드이며 무시될 수 있는지를 알 것이다. 유효 코드들의 개수 m이 8이고 더미 코드들의 선택된 수 k가 4이며 이로써 12- 코드 스케줄이 생성되는 실시예를 고려하자; 이어서, 하나의 가능한 코드 인덱스 포맷에 따라, "1"은 유효한 코드를 나타내고 "0"은 송신된 코드 시퀀스 내의 더미 코드를 나타낼 것이다. 따라서, 코드 인덱스 "011011101101"은 코드들 2, 3, 5, 6, 7, 9, 10, 12가 유효하지만 코드들 1, 4, 8, 11은 더미임을 나타낸다. 원하는 경우, 코드 생성기는 때때로, 코드 인덱스의 길이와 내부 시퀀스를 모두 변경할 수 있다; 수신 시, 송신기 및 수신기는 즉시 또는 일부 소정의 지연 후에 새로운 코드 인덱스의 사용을 개시할 수 있다. 또한, 코드 생성기가 단일 코드-세트와 함께 사용하기 위해 여러 코드 인덱스를 생성하고 스케줄링하는 것이 가능할 수도 있으며, 이로써, 송신된 코드 시퀀스에 추가 의사-랜덤성을 추가할 수 있다.

LCSSS

제 3 실시예에서, 본 발명자들이 저 상호-상관치 사이드로브들 합 세트(low cross-correlation sidelobe sum set("LCSSS")로서 지칭하는 것을 사용하여 본 발명자들은 채널 추정을 수행한다. 본 GCP Sync 및 CLASS 방식들과 마찬가지로, 다음과 같이 표준 802.15.4a 프레임의 끝부분에 LCSSS를 추가한다:

Ipatov 802.15.4a Sync

SFD

PHR

DATA

LCSSS

이 실시예에 따르면, 본 발명자들은 다음 단계들를 수행하여 LCSSS를 생성한다(도 7 참조).송신기와 수신기 모두에서:

LCSSS_1. 송신된 시퀀스의 각각의 심볼에 대해 정확히 하나의 코드를 갖는, 미리 결정된 길이 n을 각각 갖는, m 개의 의사-랜덤 바이너리 코드들의 기본 코드-세트 C^m _n을 생성한다;

이어서, 송신기에서,

LCSSS_2. LCSSS로서 기본 코드-세트

를 송신한다;

최종적으로, 수신기에서,

LCSSS_3. 송신된 코드 세트

를 수신한다;

LCSSS_4.

내의 각 코드에 대해서,

내의 대응하는 코드와의, 자기-상관 함수

를 생성한다.

LCSSS_5. 프리-커서*를 포함하는

의 세트의 합

을 결정한다.

(* 주목: 프리-커서들은 상호-상관 함수의 중심에 선행하는 상호-상관 값들을 포함한다.)

LCSSS_6. SX^m의 제곱들의 합 SSPSC_base의 합을 결정한다;

LCSSS_7. x = [0, m-1]이라고 하자;

LCSSS_7.1. y = [0, n-1]이라고 하자;

LCSSS_7.1.1. 비트 C^x _y의 부호를 반대로 하여 시험(trial) 코드-세트

를 결정한다;

LCSSS_7.1.2.

의 SSPSC_trial를 결정한다;

LCSSS_7.1.3. SSPSC_trial가 SSPSC_base보다 작으면, 상기 기본 코드-세트

를 상기 시험 코드-세트

로 대체한다;

LCSSS_8. 상기 최종 코드-세트

를

와 상관시킴으로써 채널 추정치를 생성한다.

CLASS 방법과 마찬가지로, 결과적인 채널 추정치는 상대적으로 낮은 사이드로브들 왜곡을 나타낸다. 실제로, SSPSC를 최소화함으로써, 본 발명의 방법은 생성된 코드-세트의 상호 상관 함수들의 프리-커서들의 합에서의 파워가 낮아서, 사이드로브들 왜곡을 최소화하는 경향이 있다. 본 LCSSS 방식을 사용하면, 채널 추정의 제 1 경로가 일반적인 사이드로브들 왜곡없이 발견될 수 있다.

본 발명자들은 본 LCSSS 방법에서 다양한 변형이 이루어질 수 있음을 인식한다. 예를 들어, 다음의 변형들을 고려하자:

1. 검사되는 각 코드의 비트 수가 많을수록 필요한 계산 수가 늘어난다. 본 발명자들은 비트들의 서브세트만이 단계 3.5.1에서 검사되는 경우, 결과적인 코드-세트가 충분히 낮은 자기-상관치 사이드로브들, 즉, 충분히 낮은 SSSA를 가질 수 있다는 것을 발견했다. 모든 비트들이 검사되고 있는 것이 아니라면, 코드의 시작 부분과 끝 부분에 있는 비트들이 사이드로브들의 크기에 가장 큰 영향을 준다. 이는 해당 코드 내의 중앙 비트들의 수정이 전체 자기-상관 함수에 영향을 미치지 않고 그의 중앙 부분에만 영향을 미치고, 반면에 마지막 비트는 전체 자기-상관 함수에 영향을 미치기 때문이다.

2. 코드들을 통한 제 2 경로가 완성되면, 즉, 단계 5가 반복되면, 본 발명자들은 검사할 비트 수가 더 적음을 알게 된다.

3. 위의 단계 3.5.1.1은 매번 무차별적으로 반복될 필요가 없다. 손쉬운 방법들이 있다: 예를 들어, 변경된 코드의 자기-상관치에 추가하기 전에 각 코드의 자기-상관치 함수가 저장되고 감산될 수 있다. 또한, 변경된 코드의 자기-상관치는 전체 자기-상관치를 다시 계산하는 대신, 자기-상관치 상에서 단 하나의 비트만을 반전하는 효과를 계산함으로써 생성될 수 있다. 본 발명자들은 이 특별한 접근법이 최적의 하드웨어 구현에 특히 적합할 것이라고 사료한다.

4. 단계 3.5.1에서 코드를 검사할 때, 모든 코드의 SSPSC 대신에, 해당 코드를 포함하여 해당 코드까지의 모든 이전 코드들의 SSPSC를 사용할 수 있다. 이는 일반적으로 동일한 수의 비트 반전 연산들의 경우에 전반적인 성능을 저하시킨다. 그러나, 더 많은(2 내지 4x) 비트 반전들이 사용되면, 손실된 성능을 복구할 수 있다. 이러한 방법은 또한 상호-상관치 누산기가 보다 적은 수의 정밀한 비트를 사용할 수 있고 초기 대기 시간없이 알고리즘을 실행할 수 있기 때문에 몇 가지 장점이 있다.

5. 테스트된 비트-반전의 수는 가변적 일 수 있다. 예를 들어, 초기 코드들은 보다 적은 수의 테스트 반전으로 최적화될 수 있으며 최종 몇 개의 코드만 훨씬 더 많은 비트 반전 수로 실행될 수 있다. 이는 여러 코드 뒤에 생성된 중간 사이드로브 메트릭이 관련성이 없기 때문이다. 모든 코드가 프로세싱된 이후에, 최종 사이드로브 메트릭만이 최종 성능을 결정한다. 여기에서 의도하는 것은 프로세싱 능력/시간을 절약하면서 최종 메트릭이 가능한 한 낮게 유지되도록 하는 것이다.

6. GCP 동기화와 마찬가지로, LCSSS 코드-세트는 SFD 이후 언제든지 송신될 수 있다; LCSSS 코드-세트는 DATA 후에만 송신할 필요는 없다.

7. 이론적으로 가능한 공격 방식 중 하나는 공격자가 수신기가, 수신기의 상관치에 대한 송신된 임의의 비트를 어떻게 변경하는지 예측하고자 시도하며 이러한 예측된 비트들을 조기에 송신하는 것을 수반할 수 있다. 이러한 예측 시도는 수신기의 LCSSS 알고리즘이 사이드로브들을 최소화하려고 시도한다는 것을 알면서, 사이드로브들 분석을 기반으로 할 수 있다. 따라서, 보안을 더욱 강화하기 위해, 송신기는 다수의 더미 심볼을 송신 신호에 추가할 수 있다. 이러한 더미 심볼들(이들은 단지 랜덤 비트 시퀀스일 수 있음)은 수신기 LCSSS 알고리즘(이는 유효 심볼들의 사이드로브들을 보완함)에 의해 프로세싱되지 않을 것이다; 대신, 이들은 무시될 것이다. 그러나, 이러한 더미 심볼들은 송신된 심볼 세트에 부가적인 사이드로브들(sidelobe)를 부가할 것이다. 공격자는 진정한 심볼과 더미 심볼을 구별할 수 없기 때문에, 공격자의 송신신호의 사이드로브 메트릭이 오염되며, 이로써, 수신기의 상관기가 올바른 LCSSS 비트를 예측할 가능성을 방지하거나 줄인다. 유효 심볼들 및 더미 심볼들의 송신들의 스케줄링의 다수의 변형 예가 있을 수 있는데, 예를 들어, 이들은 모두 의사-랜덤하게 인터리빙될 수 있다.

CLASS 프로세스에 비해 LCSSS 프로세스의 한 가지 이점은 송신된 시퀀스가 수정없이 완전히 랜덤하다는 것이다. CLASS 시퀀스와 마찬가지로, LCSSS 시퀀스는 매우 낮은 프리커서 사이드로브들를 가지므로 거의 왜곡이 없는 제 1 경로 추정치를 제공한다; 그러나, CLASS 시퀀스는 송신된 코드의 일부 또는 전부가, 낮은 자기-상관 사이드로브들 합들을 갖는 코드들을 생성하기 위해, 원래의 랜덤 상태로부터 수정된다는 단점이 있다. 공격자는 수정된 코드 세트의 이러한 속성을 악용하여 비트의 일부를 추측할 수 있으며, 이로써, 이러한 추측된 비트들이 실제 비트들보다 일찍 도착할 수 있도록 이러한 추측된 비트를 송신함으로써, 실제로 공격자가 위치하는 것보다 더 가깝게 있다는 것을 성공적으로 위장할 수 있다.

전술한 바와 같이, 비트-반전은 더 나은 코드 시퀀스를 탐색하는데 효과적으로 사용될 수 있는 하나의 기술이다. 그러나, 이러한 기법이 모든 후보 비트 반전에 대해 모든 자기-상관치를 다시 계산해야 하는 것을 요구하면, 이는 수치적으로 비효율적이다. 그러나, 본 발명자들은 단일 비트-반전이 상호-상관에 미칠 차만을 계산할 수 있음을 발견했다. 본 발명자들은 다음의 예시적인 의사-코드 알고리즘이 하드웨어에서 효율적으로 구현될 수 있다는 것을 결정했다:

txCodes - generated random codes (using seed and secure cypher)

rxCodes=txCodes;

groupSize=64; % split preamble into N groups, each 64-symbols

xcSum = zeros(1,63); % sum of cross-correlations

for m=1: groupSize % sum all auto-correlations (of all initial codes)

xcSum = xcSum+xcorr(txCodes(m), rxCodes(m));

end

for m=1: groupSize % loop for all codes in a group

TXC=txCodes(m,:);

RXC=rxCodes(m,:);

for b=1:64 % try to invert all 64 bits

diff=[zeros(1,64-b) -sign(RXC(b))*TXC]; % diff vector

if (-2*sum(diff*xcSum)) > (b-1) % if metric is decreased, accept inversion

xcSum = xcSum(1:63)+diff(1:63); % new sum of all autocorrelations

RXC(b) = -RXC(b); % invert bit #b

end

end

rxCodes(m) = RXC;

end

비트 반전이 송신기와 수신기에서 모두 수행되는 CLASS의 경우, 유사한 접근법이 사용될 수 있지만, "diff" 변수는 두 벡터의 합으로 구성된다.

이제 다음과 같은 대안적인 방법들의 채널 추정 성능을 비교해 보겠다.

방법 1. 도 8에 도시된 바와 같이, 그 자체와 상관되는, 64 개의 심볼을 각각 포함하는 순전히 랜덤한 코드 세트;

방법 2. 도 9에 도시된 바와 같이, 그 자체와 상관되는, 512 개의 심볼을 각각 포함하는 순전히 랜덤한 코드-세트;

방법 3. 도 10에 도시된 바와 같이, 그 자체와 상관되는, 64 개의 심볼을 각각 포함하는, CLASS 코드 세트; 및

방법 4: 도 11에 도시된 바와 같이, 그 자체와 상관되는, 64 심볼을 각각 포함하는, 랜덤한 코드들의 LCSSS 세트.

도 8과 도 9를 도 10과 도 11을 비교함으로써 볼 수 있듯이, CLASS 채널 추정(방법 3)과 LCSSS 채널 추정(방법 4)은, 길이가 8 배가 더 작음에도 불구하고, 순전히 랜덤한 채널 추정(방법 1 및 방법 2)보다 훨씬 양호하다. 도 12에서, 본 발명자들은 예시적인 CLASS 시퀀스의 자기-상관 함수값들의 합계를 나타내었다; 도 13에서, 본 발명자들은 LCSSS 송신 세트 및 수신 세트의 상호 상관치들의 합을 보여 주었다. 당업자에게 명백한 바와 같이, 이들 파형은 CLASS 방법 및 LCSSS 방법 모두가 랜덤 코드들의 삽입으로 인한 사이드로브들을 효과적으로 제거한다는 것을 입증한다. 또한, 예를 들어, 방법 2의 512 개의 코드들와 비교할 때, 본 새로운 방법들 모두는 전력 소비와 공중시간을 감소시킨다.

통합된 CLASS와 LCSSS

제 4 실시예에서, 본 발명자들은 CLASS 및 LCSSS를 선택적으로 생성하는 단일 흐름을 사용하여 채널 추정을 수행한다. CLASS 방식 및 LCSSS 방식과 마찬가지로, 본 발명자들은 표준 802.15.4a 프레임의 끝 부분에 선택된 결과를 추가한다. 이 실시예에 따라, 다음 단계들을 수행함으로써 CLASS 또는 LCSS 중 선택된 하나를 생성한다(도 14 참조):

송신기와 수신기 모두에서:

LCSSS_1. 송신된 시퀀스의 각각의 심볼에 대해 정확히 하나의 코드를 갖는, 각각이 미리 결정된 길이 n을 갖는 'z' 개의 의사-랜덤 바이너리 코드들의 기본 코드-세트 C^z를 생성한다; C^z의 i 번째 코드의 j 번째 비트를

로 표기한다.

LCSSS_2. 세트 C^iz 내의 각 코드에 대해, 길이가 2n-1인 자기-상관 함수를 계산한다; 이러한 자기-상관 함수값들의 세트를

라고 하고,

의 i 번째 코드의 j 번째 값을

로 표기한다.

LCSSS_3. 'z' 개의 코드들의 대형 세트 C^z에서, 'm' 개의 코드들의 서브세트 E^m을 선택한다; 새로운 함수

를 계산하며, 이 새로운 함수의 원소들은 자기-상관 함수들의 세트 내의 프리커서들의 대응하는 값들의 합들이다: 즉,

;

(* 주목: 프리커서들은 자기/상호-상관 함수의 첫 번째 n-1 개의 값들을 포함한다.);

LCSSS_4. 많은 가능한 서브세트들

내에서, 하나, 이른바

을 선택하며,

은

의 제곱들의 충분하게 낮은 합을 가지며 이를

로 지칭하며, 즉,

;

(주목: 상기 제곱들의 합을 최소화하면 파워가 최소화된다. 제곱들의 합에 대한 다른 근사화, 예를 들어, 절대 값들의 합에 대한 근사화가 여기서 사용될 수 있다. 또한, 피크 전력, 큐브들의 합 등과 같은 또 다른 메트릭이 최소화되거나 최대화될 수 있다).

(LCASS_5는 CLASS 방법을 포함하는 선택적 단계를 포함한다)

LCASS_5. x = [1, m]이라고 하자;

LCASS_5.1. y = [1, n]이라고 하자;

LCASS_5.1.1. C^xm _y의 비트 y의 부호를 반대로 하여 시험(trial) 코드-세트 ,

를 결정한다;

LCASS_5.1.2. ,

의

를 결정한다;

LCASS_5.1.3.

가

보다 작으면, 상기 기본 코드-세트 C^m 를 상기 시험 코드-세트 ,

로 대체한다;

를 업데이트한다.

LCSSS_6. (선택적임) 송신된 코드들의 총 수는 (m + d)이며, 여기서 'd'는 미리 결정된 수의 추가 코드이며 수신기에서 무시된다; (m + d) 코드들의 송신 순서 T ^{m + d}를 지정하는 벡터를 생성하고, 여기서 T^{m + d}는 1부터 (m + d)까지의 정수의 연속적인 순서 1, 2, ...,(m + d) 또는 랜덤 순열일 수 있다.

다음 송신기에서:

LCSSS_7. (선택적임) 송신된 시퀀스의 각각의 심볼에 대해 정확히 하나의 코드를 갖는, 각각이 미리 결정된 길이 n을 갖는 'd' 개의 의사-랜덤 바이너리 코드들의 추가 코드-세트 D^d를 생성한다;

LCSSS_8. (선택적임) 상기 추가 코드-세트 D^d를 사용하여, m 개의 이전에 생성된 코드들 및 새로운 d 개의 새로운 랜덤 코드들을 포함하는 업데이트된 기본 코드-세트 C^{m + d}를 형성한다;

LCSSS_9. 코드 송신 순서를 선택하기 위해 T^{m + d}를 인덱스로 사용하여 특정 순서로 기본 코드-세트 C^{m + d}를 송신하다.

최종적으로 수신기에서:

LCSSS_10. SSSA_base를 (LCSSS_4에서)를 이미 결정하였고, 이를 SSSX_base로 재명명하고 C^m를 CX^m으로 재명명한다.

LCSSS_11 (선택적임) x = [1, m]이라고 하자.

LCSSS_11.1. y = [n/2 + 1, n]이라고 하자.

LCSSS_11.1.1.

의 비트 y의 부호를 반전시킴으로써, 시험 코드-세트

를 생성한다;

LCSSS_11.1.2.

의

를 결정한다;

LCSSS_11.1.3.

가

보다 작으면, 기본 코드 세트

를 시험 코드 세트

로 대체하고; SSSX_base를 SSSX_trial로 대체한다;

LCSSS_12. 송신된 코드-세트

의 추정치를 수신하고; 코드 송신 순서 T ^{m + d}를 알면서, 현재 어떤 코드가 수신될 것인지를 식별한다. 유효한 m 개의 코드들 중 하나가 수신될 경우, 적절한 CX^m 개의 코드로 수신기 상관기를 프로그래밍하거나 그렇지 않으면, D^d 코드-세트에 속한 d 개의 랜덤 코드들 중 하나를 무시한다;

LCSSS_13. 코드 세트 CX^m을

과 연관시켜 채널 추정치를 생성한다.

제 5 실시예에서, 본 발명자들은 코드 생성 프로세스 및 채널 사운딩 프로세스를 포함하는 병렬 흐름을 사용하여 채널 추정을 수행한다. 코드 생성 프로세스에 따라, 본 발명자들은 송신기와 수신기 모두에서 동일한 패턴 생성 장치를 선택적으로 구현한다. 이 장치들 각각은 시드를 수신하도록 선택적으로 구성된다; 상기 시드의 함수로서, 각각의 길이가 n 비트인 z 개의 의사-랜덤 코드들의 기본 코드-세트 C^z를 생성하고, 여기서 C_j ^iz는 C^z의 i 번째 코드의 j 번째 비트를 포함한다. 본 기술 분야에서, 송신기와 수신기를 조정하여 각각의 코드 생성 장치에 동일한 시드가 제공되도록 하는 메커니즘이 제공되고, 이로써 동일한 코드 시퀀스가 송신기 및 수신기 모두에서 생성되는 것을 보장한다. 예를 들어, 송신기는 시드를 생성하고 그 후 종래의 패킷 트랜잭션을 사용하여 수신기에 해당 시드를 송신하도록 구성될 수 있다. 대안적으로, 중앙 제어 장치(도시되지 않음)는 공지된 전달 메카니즘을 사용하여 시드를 송신기 및 수신기 양자 모두로 전달하도록 구성될 수 있다.

이 제 5 실시예에서 채널 사운딩 프로세스에 따르면:

송신기와 수신기 모두에서:

각각의 코드 생성 장치에 시드를 선택적으로 제공하고, 각각의 시드는 동일한 선택된 값을 가지며, 코드 생성 장치로부터 생성된 베이스 코드-세트 C^z를 수신하고;

수신된 기본 코드-세트 C^z 내의 C^iz 각각에 대해, 길이 2n-1인 각각의 자기-상관 함수 A를 계산하고, 여기서

는 상호-상관 함수들의 세트를 포함하고,

는

의 i 번째 코드의 j 번째 값을 포함한다;

z 개의 코드의 세트 C^z로부터 m 개의 코드들의 서브세트 E^m을 선택하고 함수

를 계산하고, 여기서 이 함수의 각각의 원소는 다음과 같은 함수에 따라 결정된 상호-상관 함수들의 세트에서 프리커서들의 선택된 세트의 대응하는 값들의 합을 포함한다:

;

선택된 복수의 E^m 세트들로부터, 기본 코드 세트 C^m을 선택하고, 이 기본 코드 세트는 다음과 같은 함수에 따라 결정된

의 제곱들의 충분하게 낮은 합을 갖는다:

;

송신기에서만:

상기 기본 코드-세트를 송신하고;

수신기에서만:

C^m을 CX^m으로 카피하고;

x = [1, m]이라 가정하고:

y = [n/2+1, n]이라고 가정하고:

시험 코드 세트

를,

의 비트 y의 부호를 반전시킴으로써 생서하고,

다음과 같은 함수에 따라서

의

을 결정하고:

;

가

보다 작으면, 기본 코드 세트

를 시험 코드 세트

로 대체하고,

을

으로 대체한다;

송신된 코드 세트

의 추정치를 수신하고;

코드 세트

을

과 상관시킴으로써 채널 추정치를 생성한다.

제 6 실시예에서, 본 발명자들은 코드 생성 프로세스 및 채널 사운딩 프로세스를 포함하는 병렬 흐름을 사용하여 채널 추정을 다시 수행한다. 이 실시예에서 본 발명자들은 제 5 실시예와 실질적으로 동일한 코드 생성 프로세스를 제공한다.

이 제 6 실시예의 채널 사운딩 프로세스에 따르면:

송신기와 수신기 모두에서:

각각의 코드 생성 장치에 시드를 선택적으로 제공하고, 각각의 시드는 동일한 선택된 값을 가지며, 코드 생성 장치로부터 생성된 베이스 코드-세트 C^z를 수신하고;

수신된 기본 코드-세트 C^z 내의 C^iz 각각에 대해, 길이 2n-1인 각각의 자기-상관 함수 A를 계산하고, 여기서 A(C^z)은 자기-상관 함수들의 세트를 포함하고,

는

의 i 번째 코드의 j 번째 값을 포함한다:

z 개의 코드의 세트 C^z로부터 m 개의 코드들의 서브세트 E^m을 선택하고 함수

를 계산하고, 여기서 이 함수의 각각의 원소는 다음과 같은 함수에 따라 결정된 상호-상관 함수들의 세트에서 프리커서들의 선택된 세트의 대응하는 값들의 합을 포함한다:

;

선택된 복수의 E^m 세트들로부터, 기본 코드 세트 C^m을 선택하고, 이 기본 코드 세트는 다음과 같은 함수에 따라 결정된

의 제곱들의 충분하게 낮은 합을 갖는다:

;

SSSA_base를 SSSX_base로 재명명하고 C^m을 CX^m으로 재명명한다;

x = [1, m]이라 가정하고:

y = [n/2+1, n]이라고 가정하고:

시험 코드 세트

를,

의 비트 y의 부호를 반전시킴으로써 생서하고,

의

을 결정하고:

가

보다 작으면, 기본 코드 세트

를 시험 코드 세트

로 대체하고,

을

으로 대체한다;

오직 송신기에서만,

코드 세트 CX^m을 송신한다;

오직 수신기에서만:

송신된 코드-세트

의 추정치를 수신하고;

코드 세트

를

와 상관시킴으로써 채널 추정치를 생성한다.

일반적인 채널 사운딩 흐름

당업자가 인식할 수 있는 바와 같이, 전술한 흐름의 일부는 도 15에 도시된보다 일반적인 흐름의 각 종들을 포함한다. 이러한 기본적인 견지에서 볼 때, 본 각 채널 사운딩 실시예는 상기 제 5 실시예에서와 실질적으로 동일한 일반적 코드 생성 프로세스 및 특정 채널 사운딩 프로세스를 제공한다. 몇 개의 채널 사운딩 프로세스들 각각에 따라, 송신기 및 수신기 모두는 각각의 코드 생성 장치에 시드를 선택적으로 제공하며, 각각의 시드는 동일한 선택된 값을 가지며, 코드 생성 장치로부터 생성된 기본 코드-세트의 각각의 송신기 및 수신기 사본을 수신한다. 가용한 다수의 공지된 의사-랜덤 코드 생성 장치가 존재하지만, 본 발명자들은 예를 들어, Federal Information Processing Standard Publication FIPS Pub 186-4, 또는 National Institute of Standards and Technology Special Publication NIST SP 800-90A Rev. 1에서 설명된 암호학적으로 보안화된 의사-랜덤 생성기(cryptographically secure pseudo-random generator) 장치들 중 하나를 사용하는 것을 선호한다. 도 15에 도시된 바와 같이, 의사-랜덤 코드 생성 프로세스는 송신기 및 수신기 모두에서 동일한 인스턴스로서 구현될 수 있다; 또는 대안적으로 송신기 및 수신기 모두에 의해 액세스 가능한 단일 공유형 인스턴스로서 구현될 수 있다.

상술된 채널 사운딩 프로세스들에 따라, 송신기는 코드 생성 장치로부터 수신된 송신기 코드-세트를 송신하도록 구성된다. 본 채널 사운딩 프로세스들 중 일부에서, 선택사양적으로, 송신기는 송신 전에 송신기 코드-세트를 선택적으로 변경하도록 구성된다.

전술한 채널 사운딩 프로세스들에 따라, 수신기는 코드 생성 장치로부터 수신된 수신기 코드-세트를 선택적으로 변경하도록 구성된다. 그 다음, 각각의 수신기는 송신기 코드-세트의 채널-왜곡된 형태를 수신하는데, 이러한 왜곡된 형태는 편의상 이하에서 "추정치"로 언급할 것이다. 최종적으로, 수신기는 수신된 추정치를 수신기-수정된 기본 코드-세트와 상관시킴으로써 채널 추정치를 생성한다. 송신기가 송신기-수정된 기본 코드-세트를 송신하는 실시예들에서, 수신기는 송신기-수정된 기본 코드-세트의 수신된 추정치를 수신기-수정된 기본 코드-세트와 상관시킴으로써 채널 추정치를 생성한다.

송신기/수신기 상관기 시퀀스 변경을 사용하여 사이드로브들 간섭을 최소화하는 대신, 본 발명자들은 수신기에서 오직 포스트-프로세싱만을 사용할 수 있음을 발견했다. 이러한 방식에서, 송신기 및 수신기는 모두 코드 발생기로부터 동일한, 의사-랜덤 시퀀스를 수신할 것이다. 일반적으로, 이는 상당한 사이드로브들을 야기할 것이다. 그러나, 수신기는 송신된 모든 코드 심볼들의 자기-상관치들을 누적함으로써 이들 사이드로브들을 직접 계산할 수 있음을 본 발명자들은 주목한다. 공지된 바와 같이, (예를 들어, 강한 경로로부터 오는) 각각의 에너지는 누산기에서 피크를 야기할 뿐만 아니라, 정확하게는, 사이드로브들에 의해 예측된 위치에서 미니 -피크를 생성한다. 따라서, 가장 큰 채널 응답 샘플로부터 시작하여 채널 응답 샘플들을 선택 및 프로세싱한 다음, 각 샘플에 의해 유발된 사이드로브 간섭을 반복적으로 감산하는 것이 가능하다. 인식할 수 있는 바와 같이, 이러한 과정에서 적절한 스케일링 및 시간상의 확산이 고려될 필요가 있다. 일반적으로, 더 많은 샘플이 프로세싱될수록, 사이드로브들은 점차적으로 감소한다. 일반적으로, 다중 경로가 존재하면, 더 많은 샘플을 프로세싱해야 한다. 그러나, 큰 샘플들조차도 다른 샘플 및 경로들로부터의 간섭에 의해 영향을 받는 진폭을 갖기 때문에, 상호 교차-간섭이 최종 품질을 저하시킬 수 있다. 그러나, 다수의 프로세싱 경로들을 수행하는 것이 가능할 수 있으며, 이러한 경로들 각각 시마다 추정된 간섭 성분이 감산될 수도 있다.

다른 흥미로운 실시예에서, m 개의 코드들의 시퀀스 A가 두 개의 코드 서브-시퀀스들, 즉 n 개의 코드들의 A₁; 및(m-n) 개의 코드들의 A₂의 연결(concatenation)을 포함한다고 먼저 가정하자: 즉, A = [A₁::A₁], 여기서 부호 "::"는 연결 연산을 나타낸다. 또한, 시퀀스 A와 다른 선택된 시퀀스 B 사이의 상관치에 본 발명자들이 관심이 있다고 가정하자. 이 상관치를 결정하기 위해, 본 발명자들은 먼저 B와 [A1:: 0] 사이의 제 1 상관치를 계산하며, 여기서 0은 서브-시퀀스 A₂를 마스킹하는 것을 나타낸다. 그런 다음, 본 발명자들은 B와 [0:: A₂] 사이의 제 2 상관치를 계산하며, 여기서 0은 하위 시퀀스 A₁을 마스킹하는 것을 나타낸다. 이제 본 발명자들이 두 상관치들을 누적하면, 상기 제 1 상관치의 의사(spurious) 사이드로브들은 제 2 상관치의 사이드로브들에 의해 상쇄될 것이다. 따라서, 선택된 코드 시퀀스가 2 개 이상의 서브-시퀀스들로 분할되는 경우, 각각은 개별적으로 송신되므로, 이러한 방식은 공격자나 도청자가 어떤 코드 시퀀스가 사용되는지 추측하지 못하도록 방지하는데 효과적이다고 본 발명자들은 사료한다

바이너리 코드들 대 테너리 코드들(Binary Codes vs. Ternary Codes)

일부 실시예들에서, 수신기에서 바이너리 코드가 수신되고 나서 그 바이너리 코드의 훨씬 더 강한 에코가 수 나노초 후에 그에 추가되어 수신되면, 수신기는 단지 제 2 바이너리 코드만을 경험한다. 결과적으로 강한 에코는 수신기에 플러딩/과부하를 일으키고, 사용자는 이전의 더 약한 신호로 인한 작은 섭동을 감지할 수 없다. 한 가지 가능한 솔루션은 테너리 코드를 사용하는 것이다. 그래서, 예를 들어, 아래와 같은 바이너리 코드를 송신하는 대신에:

+++--+-++---+++++---+-+++--+-++---+++++---+-+++--+-++---+++++---+-

예를 들어, 다음과 같은 테너리 코드를 송신한다:

+00+0+-00-+0-000+00+--0-0+0+0+0+000+--00-+000-+00++000--+-+0

이렇게 하면 더 작은 신호가 강력한 신호의 갭에서 감지된다.

본 발명자들은 길이 64 코드에 대해, 단지 16 개의 양 또는 음의 펄스를 가지며 다른 위치들에서 0을 갖는 테너리 코드를 사용하는 것이 매우 잘 작동한다는 것을 발견했다. 또한, 테너리 코드는 길이 64 코드와 같이 진폭을 2 배로 하여(즉, 순시 전력의 4 배로) 송신되며 이로써 본 발명자들은 신호 대 잡음 비를 손상시키지 않는다.

본 발명자들은 제 1 경로와 그 에코 간의 펄스 충돌을 피하기 위해 일부 코드 펄스 그리드들이 다른 것들보다 우수하다는 것을 발견했다. 코드 펄스 그리드(code pulse grid)는 펄스가 존재해야 하는 위치와 존재하지 않아야 하는 위치를 규정하는 템플릿을 의미하다.

본 발명은 특정 실시예와 관련하여 설명되었지만, 본 기술 분야의 통상의 지식을 가진자는 특정 구현에 맞게 이러한 실시예에 대해서 많은 수정이 이루어질 수 있음을 쉽게 알 것이다. 예로서, 상이한 통신 방식들과 함께 사용되도록 본 발명을 구성시키는 데는 약간의 노력이 소요될 것이다. 또한, 전술한 몇몇 요소들은 다양한 공지된 반도체 제조 방법론 중 임의의 것을 사용하여 구현될 수 있으며, 일반적으로, 본 기술 분야에 공지된 바와 같이 하드웨어 또는 소프트웨어 제어 또는 이들의 조합 하에서 동작하도록 구성될 수 있다. 대안적으로, 특수 목적용 수신기 장치의 맥락에서 본 명세서에 개시된 본 발명의 몇몇 방법은, 범용 또는 특수용 목적 컴퓨터 프로세서가 상기 컴퓨터 판독 가능 코드를 실행할 때, 상기 프로세서가 각각의 방법을 실행하도록, 적절한 비일시적인 컴퓨터 판독 가능 매체 상의 컴퓨터 판독 가능 코드로 구현될 수 있다.

따라서, 본 발명자들은 채널 사운딩(channel sounding)을 수행하기 위해 무선 통신 시스템의 송수신기에서 사용하기 위한 몇 가지 개선된 방법 및 장치를 제공한 것이 명백하다. 본 발명자들은 본 발명을, 패킷 기반 UWB 통신 시스템의 맥락에서만 지금까지 개시하였지만, 본 발명은 패킷 기반인지 아니면 다른 기반인지 여부에 관계없이 채널 사운딩을 수행하는 다른 유형의 무선 통신 시스템에 광범위하게 적용될 수 있음을, 본 발명자들은 이해한다. 또한, 본 발명은 최상의 선행 기술에 대체적으로 필적하는 성능을 제공하지만 그러한 종래 기술의 공지된 구현보다 효율적으로 상기 성능을 제공한다고 본 발명자들은 제시한다.

Claims (16)

1. 송신기 T 및 수신기 R을 포함하는 무선 통신 시스템에서 사용되는 방법으로서,
   [1.1] 제 1 프로세스로서:
   [1.1.1] 상기 송신기 T 및 상기 수신기 R가 각각의 코드 생성 장치에 동일한 시드를 제공하여, 상기 시드(seed)의 함수로서, m 개의 코드로 된 제 1 코드-세트를 의사-랜덤(pseudo-randomly)하게 생성하는 단계를 포함하는, 상기 제 1 프로세스; 및
   [1.2] 제 2 프로세스를 포함하며,
   상기 제 2 프로세스는,
   [1.2.1] 상기 송신기 T에서:
   [1.2.1.1] 상기 제 1 코드-세트를 포함하는 송신기 코드-세트를 상기 제 1 프로세스를 통해 획득하는 단계;
   [1.2.1.2] 상기 송신기 코드-세트를 송신하는 단계;
   [1.2.2] 상기 수신기 R에서:
   [1.2.2.1] 상기 제 1 프로세스를 통해 상기 제 1 코드-세트를 포함하는 수신기 코드-세트를 획득하는 단계;
   [1.2.2.2] 상기 송신기 코드-세트의 채널-왜곡된 형태를 수신하는 단계;
   [1.2.2.3] 획득한 상기 수신기 코드-세트의 각 코드를 상기 송신기 코드-세트의 상기 채널-왜곡된 형태의 대응하는 코드와 상관(correlating)시킴으로써, m 개의 채널 상관치들(correlations)의 세트를 생성하는 단계; 및
   [1.2.2.4] 상기 m 개의 채널 상관치들의 세트를 누적함으로써 채널 추정치(estimate)를 생성하는 단계를 포함하는, 방법.
2. 제 1 항에 있어서,
   [1.1.0] 시드 전달 장치를 통해 상기 시드를 수신하는 단계를 더 포함하는, 방법.
3. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
   상기 단계 [1.1.1]는,
   [1.1.1] 상기 시드(seed)의 함수로서 m 개의 코드들의 제 1 코드-세트를 의사-랜덤하게 생성하되, 상기 제 1 코드-세트는 실질적으로 그룹 상보적인(complementary) 것을 특징으로 하는, 방법.
4. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
   상기 단계 [1.1.1]는,
   [1.1.1] 상기 시드(seed)의 함수로서 m 개의 코드들의 제 1 코드-세트를 의사-랜덤하게 생성하되, m은 n 쌍의 코드들을 포함하며, 각 쌍은 골레이(Golay) 쌍을 포함하는 것을 특징으로 하는, 방법.
5. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
   상기 단계 [1.1.1]는,
   [1.1.1] 시드(seed)의 함수로서 m 개의 코드들의 제 1 코드-세트를 의사-랜덤하게 생성하되, 상기 제 1 코드-세트는 충분히 낮은 세기의 자기-상관 사이드로브들(auto-correlation sidelobes)을 갖는 것을 특징으로 하는, 방법.
6. 제 5 항에 있어서,
   상기 단계 [1.1]은,
   [1.1.2] 상기 제 1 코드-세트를 포함하는 m 개의 코드들 각각을 자기-상관(auto-correlating)시킴으로써 m 개의 메트릭 상관치들의 세트를 생성하는 단계;
   [1.1.3] 상기 m 개의 메트릭 상관치들의 적어도 선택된 부분을 누적함으로써 메트릭을 생성하는 단계로서, 상기 메트릭은 상기 제 1 코드-세트가 그룹 상보적인 정도를 측정하도록 선택되는, 단계;
   [1.1.4] 상기 메트릭이 상기 제 1 코드-세트가 실질적으로 그룹 상보적이 아님을 나타내면, 상기 제 1 코드-세트를 선택적으로 변경(modifying)하는 단계; 및
   [1.1.5] 상기 단계 [1.1.2] 내지 단계 [1.1.4]를 반복하는 단계를 더 포함하는, 방법.
7. 제 6 항에 있어서,
   상기 단계 [1.1.4]에서, 상기 제 1 코드-세트는, 상기 m 개의 코드 중 적어도 하나를 새로운 의사-랜덤하게 생성된 코드로 대체함으로써 선택적으로 변경되는, 방법.
8. 제 6 항에 있어서,
   상기 단계 [1.1.4]에서, 상기 제 1 코드-세트는, 상기 m 개의 코드들 중 적어도 하나의 선택된 코드를 포함하는 비트들 중 적어도 하나를 선택적으로 반전시킴(inverting)으로써 선택적으로 변경되는, 방법.
9. 제 1 항에 있어서,
   [1.3] 제 3 프로세스를 더 포함하며, 상기 제 3 프로세스는,
   [1.3.1] 상기 제 1 코드-세트를 포함하는 m 개의 코드 각각을 포함하는 제 2 코드-세트를 생성하는 단계;
   [1.3.2] 상기 제 1 코드-세트를 포함하는 m 개의 코드들 각각을, 상기 제 2 코드-세트를 포함하는 코드들 각각과 상관시킴으로써 m 개의 메트릭 상관치들의 세트를 생성하는 단계;
   [1.3.3] 상기 m 개의 메트릭 상관치들의 적어도 선택된 부분을 누적함으로써 메트릭을 생성하는 단계로서, 상기 메트릭은 상기 제 1 코드-세트 및 상기 제 2 코드-세트가 그룹 상보적인 정도를 측정하도록 선택되는, 단계;
   [1.3.4] 상기 메트릭이 상기 제 1 코드-세트 및 제 2 코드-세트가 실질적으로 그룹 상보적이 아님을 나타내면, 상기 제 2 코드-세트를 선택적으로 변경하는 단계; 및
   [1.3.5] 상기 단계 [1.3.2] 내지 단계 [1.3.4]를 반복하는 단계를 포함하며,
   상기 단계 [1.2.1.1]는,
   [1.2.1.1] 상기 제 1 프로세스 및 제 3 프로세스 중 선택된 하나로부터, 상기 제 1 코드-세트 및 제 2 코드-세트 각각을 포함하는 송신기 코드-세트를 수신하는 것을 특징으로 하며,
   상기 단계 [1.2.2.1]는,
   [1.2.2.1] 상기 제 1 프로세스 및 제 3 프로세스 중 선택된 하나로부터, 상기 제 1 코드-세트 및 제 2 코드-세트 각각을 포함하는 수신기 코드-세트를 수신하는 것을 특징으로 하는, 방법.
10. 제 1 항에 있어서,
    [1.3] 제 3 프로세스를 더 포함하며, 상기 제 3 프로세스는,
    [1.3.1] 상기 제 1 코드 세트를 포함하는 m 개의 코드 각각을 포함하는 제 2 코드 세트를 생성하는 단계;
    [1.3.2] m 개의 메트릭 상관치들의 세트를 생성하는 단계로서, 각각의 상관치는 제 1 벡터와 제 2 벡터를 상관시킴으로써 획득되며, 상기 제 1 벡터는 상기 제 1 코드 세트를 포함하는, 상기 m 개의 코드들 중 하나의 코드 바로 이전에 전송된 상기 하나의 코드로부터의 선택된 개수의 비트들과 연결된(concatenated), 상기 하나의 코드로부터의 모든 비트들로 구성되며, 상기 제 2 벡터는 상기 제 2 코드 세트를 포함하는 코드들 각각의 코드로 구성되는, 단계;
    [1.3.3] 상기 m 개의 메트릭 상관치들 중 적어도 선택된 부분을 누적함으로써 메트릭을 생성하는 단계로서, 상기 메트릭은 상기 제 1 코드 세트 및 제 2 코드 세트가 그룹 상보적인 정도를 측정하도록 선택되는, 단계;
    [1.3.4] 상기 메트릭이 상기 제 1 코드 세트 및 제 2 코드 세트가 실질적으로 그룹 상보적이 아님을 나타내면, 상기 제 2 코드 세트를 선택적으로 변경하는 단계; 및
    [1.3.5] 상기 단계 [1.3.2] 내지 [1.3.4]를 반복하는 단계를 포함하며,
    상기 단계 [1.2.1.1]는,
    [1.2.1.1] 상기 제 1 프로세스 및 상기 제 3 프로세스 중 선택된 하나로부터, 상기 제 1 코드-세트 및 제 2 코드-세트 각각을 포함하는 송신기 코드-세트를 수신하는 것을 특징으로 하며,
    상기 단계 [1.2.2.1]는,
    [1.2.2.1] 상기 제 1 프로세스 및 제 3 프로세스 중 선택된 하나로부터, 상기 제 1 코드-세트 및 제 2 코드-세트 각각을 포함하는 수신기 코드-세트를 수신하는 것을 특징으로 하는, 방법.
11. 제 9 항 또는 제 10 항에 있어서,
    상기 단계 [1.3.4]에서, 상기 제 2 코드-세트는 상기 m 개의 코드 중 적어도 하나를 새로운 의사-랜덤하게 생성된 코드로 대체함으로써 선택적으로 변경되는, 방법.
12. 제 9 항 또는 제 10 항에 있어서,
    상기 단계 [1.3.4]에서, 상기 제 2 코드-세트는 상기 m 개 코드들 중 적어도 하나를 포함하는 비트들 중 적어도 선택된 하나를 선택적으로 반전시킴으로써 선택적으로 변경되는, 방법.
13. 제 1 항에 있어서,
    상기 단계 [1.2.1.2]는,
    [1.2.1.2] 상기 송신기 코드-세트를 송신하되, 상기 송신된 코드들 중 적어도 하나는 선택된 사일런스(silence) 기간이 후행하는 것을 특징으로 하는, 방법.
14. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 단계 [1.1.1]는,
    [1.1.1] 시드의 함수로서 m 개의 코드 및 k 개의 더미 코드를 포함하는 제 1 코드-세트를 의사-랜덤하게 생성하는 것을 특징으로 하며,
    상기 단계 [1.2.2.3]는,
    [1.2.2.3] 상기 수신기 코드-세트의 m 개의 코드들 각각을 상기 송신기 코드-세트의 채널-왜곡된 형태의 대응하는 m 개의 코드와 상관시킴으로써, m 개의 채널 상관치들의 세트를 생성하는 것을 특징으로 하는, 방법.
15. 제 1 항 또는 제 2 항의 방법을 수행하도록 구성된 무선 통신 시스템.
16. 실행 가능한 명령어들을 포함하는 비일시적 컴퓨터 판독 가능 매체로서,
    상기 실행 가능한 명령어들이 프로세싱 시스템에서 실행될 때, 상기 실행 가능한 명령어들은 상기 프로세싱 시스템으로 하여금 제 1 항 또는 제 2 항에 따른 방법의 단계들을 수행하게 하는, 비일시적 컴퓨터 판독 가능 매체.

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