KR102537358B1

KR102537358B1 - Insulated switching power supply

Info

Publication number: KR102537358B1
Application number: KR1020180024682A
Authority: KR
Inventors: 마사지 하네다
Original assignee: 엔티엔 가부시키가이샤
Priority date: 2017-10-11
Filing date: 2018-02-28
Publication date: 2023-05-26
Anticipated expiration: 2038-02-28
Also published as: WO2019074017A1; JP2019071746A; JP6930890B2; KR20190040875A

Abstract

플라이백 방식의 절연형 스위칭 전원에 있어서, 스위칭 소자의 오프 시에 트랜스포머의 1차 코일에 발생하는 역기전력을 억제한다. 극성이 역방향인 1차 코일(1Np)과 2차 코일(1Ns)을 구비하고 입력 전압이 인가되어 스위칭 소자(Q)에 의해 스위칭되는 트랜스포머(T1)와, 극성이 역방향인 1차 코일(2Np)과 2차 코일(2Ns)을 구비하고, 1차 코일(2Np)의 일단 및 타단이 트랜스포머(T1)의 2차 코일(1Ns)의 일단 및 타단과 각각 접속되고, 1차 코일(2Np)의 타단이 정극 출력단(p)과 접속되고 또한 2차 코일(2Ns)의 일단이 부극 출력단(n)과 접속된 트랜스포머(T2)와, 트랜스포머(T2)의 2차 코일(2Ns)의 타단으로부터 1차 코일(2Np)의 일단으로 흐르는 전류를 도통시키고 또한 그 역방향의 전류를 차단하도록 접속된 정류 요소(D1)와, 출력단(p, n) 사이에 접속된 콘덴서(C1)를 갖는다.In a flyback type insulated switching power supply, counter electromotive force generated in a primary coil of a transformer is suppressed when a switching element is turned off. A transformer (T1) having a primary coil (1Np) and a secondary coil (1Ns) with reverse polarity and switched by an input voltage applied thereto and switched by a switching element (Q), and a primary coil (2Np) with a reverse polarity and a secondary coil 2Ns, one end and the other end of the primary coil 2Np being connected to one end and the other end of the secondary coil 1Ns of the transformer T1, respectively, and the other end of the primary coil 2Np A transformer T2 connected to the positive output terminal p and having one end of the secondary coil 2Ns connected to the negative output terminal n, and a primary coil from the other end of the secondary coil 2Ns of the transformer T2. It has a rectifying element (D1) connected to conduct a current flowing in one end of (2Np) and block a current in the opposite direction, and a capacitor (C1) connected between the output terminals (p, n).

Description

Insulated switching power supply {Insulated switching power supply}

본 발명은, 서지 전압을 억제할 수 있는 플라이백 방식의 절연형 스위칭 전원에 관한 것이다.The present invention relates to a flyback type insulated switching power supply capable of suppressing a surge voltage.

트랜스포머를 사용하여 입력측과 출력측을 절연하는 절연형 스위칭 전원이 알려져 있다. 입력이 교류 전압인 경우에는, 일반적으로는, AC/DC 변환 회로 뒤에 DC/DC 컨버터가 배치되어 있다(특허문헌 1 내지 5). 입력이 직류 전압인 경우에는, 직접 DC/DC 컨버터에 입력된다. 스위칭 전원의 대표적 방식으로서, 플라이백 방식과 포워드 방식이 있다.An isolated switching power supply in which an input side and an output side are insulated using a transformer is known. When the input is an alternating voltage, generally, a DC/DC converter is disposed after the AC/DC conversion circuit (Patent Documents 1 to 5). If the input is a DC voltage, it is directly input to the DC/DC converter. Representative methods of switching power supplies include a flyback method and a forward method.

플라이백 방식의 스위칭 전원에서는, 스위칭 소자의 온 기간에 플라이백용 트랜스포머의 1차 코일에 전류가 흐르지만, 트랜스포머의 2차 코일에 접속된 다이오드가 오프이기 때문에 2차측에는 전류가 흐르지 않고, 트랜스포머에 자기에너지가 축적된다. 스위칭 소자의 오프 기간에는, 트랜스포머에 축적된 자기에너지가 다이오드를 통하여 2차측에 전력으로서 출력된다.In a flyback switching power supply, current flows in the primary coil of the flyback transformer during the ON period of the switching element, but since the diode connected to the secondary coil of the transformer is off, current does not flow in the secondary side and the transformer self-energy accumulates. During the off period of the switching element, the magnetic energy accumulated in the transformer is output as power to the secondary side through the diode.

일본 특허 공개 평 7-31150호 공보Japanese Unexamined Patent Publication No. 7-31150 일본 특허 공개 평 8-331860호 공보Japanese Unexamined Patent Publication No. 8-331860 일본 특허 공개 제2002-10632호 공보Japanese Unexamined Patent Publication No. 2002-10632 일본 특허 공개 제2005-218224호 공보Japanese Unexamined Patent Publication No. 2005-218224 일본 특허 공개 제2007-37297호 공보Japanese Unexamined Patent Publication No. 2007-37297

플라이백 방식의 스위칭 전원에 있어서는, 스위칭 소자가 오프로 된 순간에 트랜스포머의 1차 코일에 높은 역기전력(본 명세서에 있어서의 "기전력" 및 "역기전력"은 전압의 의미로 사용한다) 즉 서지 전압이 발생하여 스위칭 소자에 인가된다. 이로 인해, 고내압 스위칭 소자를 사용하거나, 역기전력을 처리하기 위한 스너버 회로 등을 설치하거나 할 필요가 있었다.In a flyback switching power supply, a high counter electromotive force ("electromotive force" and "back electromotive force" in this specification are used in the sense of voltage) in the primary coil of the transformer at the moment when the switching element is turned off, that is, a surge voltage generated and applied to the switching element. For this reason, it was necessary to use a high withstand voltage switching element or to provide a snubber circuit or the like for processing counter electromotive force.

이상의 문제점을 감안하여 본 발명의 목적은, 플라이백 방식의 절연형 스위칭 전원에 있어서, 스위칭 소자의 오프 시에 트랜스포머의 1차 코일에 발생하는 역기전력을 억제하고, 스위칭 소자에 요구되는 내압성을 경감하는 것이다.In view of the above problems, an object of the present invention is to suppress the counter electromotive force generated in the primary coil of the transformer when the switching element is turned off in a flyback type insulated switching power supply, and to reduce the voltage resistance required for the switching element. will be.

상기 목적을 달성하기 위하여, 본 발명의 스위칭 전원의 일 형태는, 이하의 구성을 갖는다.In order to achieve the above object, one mode of the switching power supply of the present invention has the following configuration.

(a) 서로 극성이 역방향인 1차 코일과 2차 코일을 구비하고 또한 상기 1차 코일에 입력 전압이 인가되는 제1 트랜스포머와, (a) a first transformer having a primary coil and a secondary coil having opposite polarities to each other and to which an input voltage is applied to the primary coil;

(b) 상기 제1 트랜스포머의 1차 코일을 포함하는 전류로를 도통 또는 차단하도록 제어 신호에 의해 온/오프 제어되는 스위칭 소자와, (b) a switching element controlled on/off by a control signal to conduct or block a current path including a primary coil of the first transformer;

(c) 서로 극성이 역방향인 1차 코일과 2차 코일을 구비하고, 상기 1차 코일의 일단 및 타단이 상기 제1 트랜스포머의 2차 코일의 일단 및 타단과 각각 접속되는 동시에, 상기 1차 코일의 타단이 정극 출력단과 접속되고 또한 상기 2차 코일의 일단이 부극 출력단과 접속된 제2 트랜스포머와, (c) a primary coil and a secondary coil having opposite polarities to each other, one end and the other end of the primary coil being connected to one end and the other end of the secondary coil of the first transformer, respectively, and the primary coil A second transformer in which the other end of is connected to a positive electrode output terminal and one end of the secondary coil is connected to a negative electrode output terminal;

(d) 상기 제2 트랜스포머의 2차 코일의 타단으로부터 1차 코일의 일단으로 흐르는 전류를 도통시키고 또한 그 역방향의 전류를 차단하도록 접속된 제1 정류 요소와, (d) a first rectifying element connected to conduct current flowing from the other end of the secondary coil of the second transformer to one end of the primary coil and block current in the reverse direction;

(e) 상기 정극 출력단과 상기 부극 출력단 사이에 접속된 제1 콘덴서를 갖는 것을 특징으로 한다.(e) characterized by having a first condenser connected between the positive electrode output terminal and the negative electrode output terminal.

상기 형태에 있어서, 상기 제2 트랜스포머의 1차 코일의 일단과 상기 부극 출력단 사이에 접속된 제2 콘덴서와, 상기 제2 트랜스포머의 1차 코일의 타단과 상기 정극 출력단 사이에 삽입된 제2 정류 요소이며, 상기 1차 코일의 타단으로부터 상기 정극 출력단으로 흐르는 전류를 도통시키고 또한 그 역방향의 전류를 차단하도록 접속된 상기 제2 정류 요소를 더 가질 수 있다.In the above aspect, a second capacitor connected between one end of the primary coil of the second transformer and the negative electrode output terminal, and a second rectifying element inserted between the other end of the primary coil of the second transformer and the positive electrode output terminal. and may further have the second rectifying element connected to conduct current flowing from the other end of the primary coil to the positive electrode output terminal and block current in the reverse direction.

본 발명의 스위칭 전원의 다른 형태는, 이하의 구성을 갖는다.Another aspect of the switching power supply of the present invention has the following configuration.

(a) 서로 극성이 역방향인 1차 코일과 2차 코일을 구비하고, 상기 1차 코일에 입력 전압이 인가되는 제1 트랜스포머와, (a) a first transformer having a primary coil and a secondary coil having opposite polarities to each other, and to which an input voltage is applied to the primary coil;

(c) 서로 극성이 동일한 방향이고 또한 느슨한 결합(loose coupling)의 1차 코일과 2차 코일을 구비하고, 상기 1차 코일의 일단 및 타단이 상기 제1 트랜스포머의 2차 코일의 일단 및 타단과 각각 접속되는 동시에, 상기 2차 코일의 타단이 부극 출력단과 접속된 제2 트랜스포머와, (c) a primary coil and a secondary coil having the same polarity and loose coupling, wherein one end and the other end of the primary coil are connected to one end and the other end of the secondary coil of the first transformer. Second transformers connected to each other and the other end of the secondary coil connected to the negative output terminal;

(d) 상기 제2 트랜스포머의 2차 코일의 일단으로부터 1차 코일의 일단으로 흐르는 전류를 도통시키고 또한 그 역방향의 전류를 차단하도록 접속된 제1 정류 요소와, (d) a first rectifying element connected to conduct current flowing from one end of the secondary coil of the second transformer to one end of the primary coil and block current in the reverse direction;

(e) 상기 제2 트랜스포머의 1차 코일의 타단으로부터 상기 정극 출력단으로 흐르는 전류를 도통시키고 또한 그 역방향의 전류를 차단하도록 접속된 제2 정류 요소와, (e) a second rectifying element connected to conduct a current flowing from the other end of the primary coil of the second transformer to the positive electrode output terminal and block a current in the reverse direction;

(f) 상기 정극 출력단과 상기 부극 출력단 사이에 접속된 제1 콘덴서와, (f) a first capacitor connected between the positive electrode output terminal and the negative electrode output terminal;

(g) 상기 제2 트랜스포머의 1차 코일의 일단과 상기 부극 출력단 사이에 접속된 제2 콘덴서를 갖는 것을 특징으로 한다.(g) characterized by having a second capacitor connected between one end of the primary coil of the second transformer and the negative electrode output terminal.

상기 형태에 있어서, 제2 트랜스포머 대신에, 서로 극성이 동일한 방향이고 또한 강한 결합의 1차 코일과 2차 코일을 구비하고, 상기 1차 코일의 일단 및 타단이 상기 제1 트랜스포머의 2차 코일의 일단 및 타단과 각각 접속되는 동시에, 상기 2차 코일의 타단이 부극 출력단과 접속된 트랜스포머와, 상기 트랜스포머의 1차 코일과 직렬로 접속된 초크 코일을 가질 수 있다.In the above aspect, instead of the second transformer, a primary coil and a secondary coil having the same polarity and strongly coupled are provided, and one end and the other end of the primary coil are of the secondary coil of the first transformer. A transformer connected to one end and the other end, respectively, and the other end of the secondary coil connected to a negative output terminal, and a choke coil connected in series to the primary coil of the transformer may be provided.

본 발명에 의해, 절연형 스위칭 전원에 있어서, 스위칭 소자의 오프 시에 트랜스포머의 1차 코일에 발생하는 역기전력 즉 서지 전압을 억제하고, 스위칭 소자에 요구되는 내압성을 경감하는 것이 실현된다.According to the present invention, in an insulated switching power supply, counter electromotive force generated in the primary coil of a transformer when the switching element is turned off is suppressed, and voltage resistance required of the switching element is reduced.

도 1은, 본 발명의 절연형 스위칭 전원의 제1 실시형태의 회로 구성예를 개략적으로 도시한 도면으로, (a)는 온 기간의, (b)는 오프 기간의 전류의 흐름을 함께 나타내고 있다.
도2의 (a), (b)는, 도 1에 도시한 회로의 트랜스포머 2차측에 있어서의 온 기간 및 오프 기간의 전위 관계의 일례를 개략적으로 도시하는 도면이다.
도 3은, 본 발명의 절연형 스위칭 전원의 제2 실시형태의 회로 구성예를 개략적으로 도시한 도면으로, (a)는 온 기간의, (b)는 오프 기간의 전류의 흐름을 함께 나타내고 있다.
도4의 (a), (b)는, 도 3에 도시한 회로의 트랜스포머 2차측에 있어서의 온 기간 및 오프 기간의 전위 관계의 일례를 개략적으로 도시하는 도면이다.
도 5는, 본 발명의 절연형 스위칭 전원의 제3 실시형태의 회로 구성예를 개략적으로 도시한 도면으로, (a)는 온 기간의, (b)는 오프 기간의 전류의 흐름을 함께 나타내고 있다.
도 6의 (a), (b)는, 도 5에 도시한 회로의 트랜스포머 2차측에 있어서의 온 기간 및 오프 기간의 전위 관계의 일례를 개략적으로 도시하는 도면이다.
도 7은, 도 5에 도시한 제3 실시형태의 변형 형태의 회로 구성예를 개략적으로 도시한 도면이다.1 is a diagram schematically showing an example of the circuit configuration of an insulated switching power supply according to a first embodiment of the present invention, in which (a) shows the on-period and (b) the current flow during the off-period. .
2(a) and (b) are diagrams schematically showing an example of a potential relationship between an on period and an off period on the secondary side of the transformer in the circuit shown in FIG.
3 is a diagram schematically showing an example of a circuit configuration of an insulated switching power supply according to a second embodiment of the present invention, in which (a) shows the on-period and (b) the current flow during the off-period. .
4(a) and (b) are diagrams schematically showing an example of a potential relationship between an on period and an off period on the secondary side of the transformer in the circuit shown in FIG. 3. As shown in FIG.
5 is a diagram schematically showing an example of a circuit configuration of an insulated switching power supply according to a third embodiment of the present invention, in which (a) shows the on-period and (b) the current flow during the off-period. .
6(a) and (b) are diagrams schematically showing an example of a potential relationship between an on period and an off period on the secondary side of the transformer in the circuit shown in FIG. 5 .
FIG. 7 is a diagram schematically showing an example of a circuit configuration of a modified form of the third embodiment shown in FIG. 5 .

이하, 실시예를 나타낸 도면을 참조하여 본 발명에 의한 절연형 스위칭 전원의 실시형태에 대하여 설명한다. 각 실시형태의 도면에 있어서, 동일 또는 유사한 구성 요소에 대해서는, 동일 부호로 나타내고 있다.Hereinafter, an embodiment of an isolated switching power supply according to the present invention will be described with reference to drawings showing embodiments. In the drawings of each embodiment, the same or similar components are denoted by the same reference numerals.

이하에서는, 직류 전압이 입력되는 DC/DC 컨버터의 경우를 실시예로 하여 본 발명의 스위칭 전원을 설명한다. 그러나, 본 발명의 스위칭 전원은, 전압이 일정한 직류 이외에, 전압이 변동하는 구형파, 또는 교류 등, 어떤 파형의 전압이 입력되어도 마찬가지로 기능하고, 직류 전압을 출력할 수 있는 전력 변환 장치이다.Hereinafter, the switching power supply of the present invention will be described using a case of a DC/DC converter to which a DC voltage is input as an embodiment. However, the switching power supply of the present invention is a power conversion device capable of outputting a DC voltage by functioning similarly even when a voltage of any waveform is input, such as a square wave having a fluctuating voltage or an alternating current, in addition to direct current having a constant voltage.

(1) 제1 실시형태 (1) First embodiment

(1-1) 제1 실시형태의 회로 구성(1-1) Circuit configuration of the first embodiment

도 1은, 본 발명의 절연형 스위칭 전원의 제1 실시형태의 회로 구성예를 개략적으로 도시한 도면으로, (a)는 온 기간의, (b)는 오프 기간의 전류의 흐름을 함께 나타내고 있다.1 is a diagram schematically showing an example of the circuit configuration of an insulated switching power supply according to a first embodiment of the present invention, in which (a) shows the on-period and (b) the current flow during the off-period. .

도1의 (a)를 참조하여, 제1 실시형태의 회로 구성을 설명한다. 본 발명의 스위칭 전원은, 제1 트랜스포머(T1) 및 제2 트랜스포머(T2)를 갖는다. 본 회로는, 제1 트랜스포머(T1)에 의해 입력측과 출력측을 전기적으로 절연하는 절연형 스위칭 전원이다. 트랜스포머(T1)는, 1차 코일(1Np)과 2차 코일(1Ns)을 구비한다. 트랜스포머(T2)는, 1차 코일(2Np)과 2차 코일(2Ns)을 구비한다. 트랜스포머(T1) 및 트랜스포머(T2)는 모두, 1차 코일과 2차 코일의 극성이 역방향이며, 일반적인 플라이백 방식의 트랜스포머와 같다. 트랜스포머(T1) 및 트랜스포머(T2)는 모두, 결합도를 가능한 한 높게 하는, 즉 1차 코일(1Np)과 2차 코일(1Ns)을 강한 결합으로 하는 것이 바람직하다.Referring to Fig. 1(a), the circuit configuration of the first embodiment will be described. The switching power supply of the present invention has a first transformer (T1) and a second transformer (T2). This circuit is an insulated switching power supply in which the input side and the output side are electrically insulated by the first transformer (T1). The transformer T1 includes a primary coil 1Np and a secondary coil 1Ns. The transformer T2 includes a primary coil 2Np and a secondary coil 2Ns. In both transformers (T1) and transformers (T2), the polarity of the primary and secondary coils is reversed, and is the same as a general flyback type transformer. In both the transformer T1 and the transformer T2, it is desirable to make the coupling degree as high as possible, that is, to make the primary coil 1Np and the secondary coil 1Ns strongly coupled.

도면 중, 각 코일의 권취 시단(始端)을 검정색 동그라미로 나타내고 있다. 본 명세서에서 코일에 대하여 "일단"과 "타단"이라고 하는 경우에는, 각각 "권취 시단”과 "권취 종단(終端)"에 대응하는 경우와, "권취 종단"과 "권취 시단"에 대응하는 경우를 모두 포함하는 것으로 한다. 이하의 설명에서는, 각 코일에 대하여, 권취 시단을 일단이라 칭하고, 권취 종단을 타단이라 칭한다.In the drawing, the winding start end of each coil is indicated by a black circle. In this specification, in the case of "one end" and "the other end" of a coil, the cases corresponding to "start of winding" and "end of winding" and cases corresponding to "end of winding" and "start of winding", respectively. In the following description, for each coil, the winding start end is referred to as one end, and the winding end is referred to as the other end.

입력 전압은, 입력단(1)과 입력단(2)으로 이루어지는 한 쌍의 단자 사이에 인가된다. 트랜스포머(T1)의 1차 코일(1Np)의 일단은, 입력단(1)에 접속되어 있다. 여기에서는, 입력단(2)이 입력측 기준 전위단이다.An input voltage is applied between a pair of terminals composed of an input terminal (1) and an input terminal (2). One end of the primary coil (1Np) of the transformer (T1) is connected to the input terminal (1). Here, the input terminal 2 is an input-side reference potential terminal.

트랜스포머(T1)의 1차 코일(1Np)의 타단에는, 스위칭 소자(Q)의 일단이 접속되어 있다. 스위칭 소자(Q)의 타단은, 입력단(2)에 접속되어 있다. 스위칭 소자(Q)는 제어단을 구비하고, 제어단은, 1차 코일(1Np)의 타단과 입력단(2) 사이의 전류로를 도통 또는 차단하도록 온/오프 제어된다.One end of the switching element Q is connected to the other end of the primary coil 1Np of the transformer T1. The other end of the switching element Q is connected to the input terminal 2. The switching element Q has a control end, and the control end is on/off controlled to conduct or cut off a current path between the other end of the primary coil 1Np and the input end 2.

스위칭 소자(Q)의 제어단은, 제어 신호(Vg)에 의해 제어된다. 제어 신호(Vg)는, 예를 들어 소정의 주파수 및 듀티비의 펄스 파형을 갖는 PWM 신호이다. 도시한 예에서는, 스위칭 소자(Q)가 ｎ채널형 MOSFET(이하 "FETQ"이라 한다)이며, 일단이 드레인, 타단이 소스, 제어단이 게이트이다. 이 경우, 제어 신호(Vg)는 전압신호이다.The control terminal of the switching element Q is controlled by the control signal Vg. The control signal Vg is, for example, a PWM signal having a pulse waveform with a predetermined frequency and duty ratio. In the illustrated example, the switching element Q is an n-channel MOSFET (hereinafter referred to as "FETQ"), and one end is the drain, the other end is the source, and the control end is the gate. In this case, the control signal Vg is a voltage signal.

또한, FET 이외의 스위칭 소자로서, 예를 들어 IGBT 또는 바이폴라 트랜지스터를 사용할 수도 있다.Further, as switching elements other than FETs, for example, IGBTs or bipolar transistors can also be used.

트랜스포머(T1)의 2차측에는, 직류 전압이 출력되는 한 쌍의 출력단인 정극 출력단(p)과 부극 출력단(n)이 설치되어 있다. 여기에서는, 부극 출력단(n)이 2차측 기준 전위단이다. 정극 출력단(p)과 부극 출력단(n) 사이에 접속된 부하(도시하지 않음)에 출력 전압이 인가되고, 출력 전류가 공급된다.On the secondary side of the transformer T1, a positive output terminal p and a negative output terminal n, which are a pair of output terminals for outputting a DC voltage, are provided. Here, the negative electrode output terminal n is the secondary side reference potential terminal. An output voltage is applied to a load (not shown) connected between the positive electrode output terminal p and the negative electrode output terminal n, and an output current is supplied.

제1 트랜스포머(T1)의 2차 코일(1Ns)에 대하여 병렬로, 제2 트랜스포머(T2)의 1차 코일(2Np)이 접속되어 있다. 이 경우, 트랜스포머(T2)의 1차 코일(2Np)의 일단 및 타단이, 트랜스포머(T1)의 2차 코일(1Ns)의 일단 및 타단에 각각 접속되어 있다. 즉, 양쪽의 코일 권취 시단끼리 및 권취 종단끼리가 접속되어 있다.The primary coil 2Np of the second transformer T2 is connected in parallel to the secondary coil 1Ns of the first transformer T1. In this case, one end and the other end of the primary coil 2Np of the transformer T2 are connected to one end and the other end of the secondary coil 1Ns of the transformer T1, respectively. That is, both coil winding start ends and winding end ends are connected.

트랜스포머(T2)도 마찬가지로, 1차 코일(2Np)과 2차 코일(2Ns)의 극성이 역방향으로, 일반적인 플라이백 방식의 트랜스포머와 같다. 트랜스포머(T2)의 1차 코일(2Np)의 타단은, 정극 출력단(p)과도 접속되어 있다. 트랜스포머(T2)의 2차 코일(2Ns)의 일단은, 부극 출력단(n)에 접속되어 있다.Similarly, the transformer (T2) has the polarity of the primary coil (2Np) and the secondary coil (2Ns) reversed, like a general flyback type transformer. The other end of the primary coil 2Np of the transformer T2 is also connected to the positive electrode output terminal p. One end of the secondary coil 2Ns of the transformer T2 is connected to the negative output terminal n.

또한, 트랜스포머(T2)에 대해서는, 1차 코일(2Np)의 일단과 2차 코일(2Ns)의 타단 사이에 정류 요소(D1)가 접속되어 있다. 정류 요소(D1)는, 2차 코일(2Ns)의 타단으로부터 1차 코일(2Np)의 일단으로 흐르는 전류를 도통시키고, 그와는 역방향의 전류를 차단할 수 있도록 접속되어 있다. 따라서, 정류 요소(D1)가 예를 들어 다이오드일 경우, 다이오드(D1)는, 애노드가 2차 코일(2Ns)의 타단에, 캐소드가 1차 코일(2Np)의 일단에 접속되어 있다.Further, with respect to the transformer T2, a rectifying element D1 is connected between one end of the primary coil 2Np and the other end of the secondary coil 2Ns. The rectifying element D1 is connected so that a current flowing from the other end of the secondary coil 2Ns to one end of the primary coil 2Np is conducted, and a current in the opposite direction thereto is blocked. Therefore, when the rectification element D1 is a diode, for example, the anode of the diode D1 is connected to the other end of the secondary coil 2Ns and the cathode to one end of the primary coil 2Np.

본 회로에 있어서의 다이오드 등의 정류 요소는, 순방향 전압 강하가 작고 또한 고속 동작을 행하는 것이 바람직하다. 또한, 다이오드 이외의 정류 요소의 예로서는, 동등한 정류 기능을 갖는 다른 소자 또는 회로를 사용할 수 있다(이하의 실시형태의 각 정류 요소에 대해서도 동일함).A rectifying element such as a diode in this circuit preferably has a small forward voltage drop and operates at high speed. In addition, as an example of a rectification element other than a diode, another element or circuit having an equivalent rectification function can be used (the same also applies to each rectification element in the following embodiments).

또한, 정극 출력단(p)과 부극 출력단(n) 사이에는, 평활용 콘덴서(이하 "평활 콘덴서"라 한다) (C1)가 접속되어 있다.A smoothing capacitor (hereinafter referred to as "smoothing capacitor") C1 is connected between the positive electrode output terminal p and the negative electrode output terminal n.

도시하지는 않았으나, 스위칭 소자(Q)를 위한 제어 신호(Vg)를 발생하는 제어부를 갖는 것이 바람직하다. 일례로서 제어부는, 입력 전압 및/또는 출력 전압을 검출하고, 검출한 전압에 기초하여 제어 신호(Vg)의 듀티비를 결정하고, 그에 기초하여 소정의 고주파 펄스의 제어 신호(Vg)를 생성한다. 이러한 제어부의 주요부로서, PWMIC을 사용할 수 있다(이하의 실시형태에 있어서도 동일함).Although not shown, it is preferable to have a control unit that generates a control signal (Vg) for the switching element (Q). As an example, the control unit detects an input voltage and/or an output voltage, determines a duty ratio of the control signal Vg based on the detected voltage, and generates a control signal Vg of a predetermined high-frequency pulse based thereon. . As a main part of such a control unit, a PWMIC can be used (the same applies to the following embodiments).

(1-2) 제1 실시형태의 동작 (1-2) Operation of the first embodiment

도 1 및 도 2를 참조하여 제1 실시형태의 동작을 설명한다. 도1의 (a) 및 (b)는, 각각 온 기간 및 오프 기간에 있어서의 전류의 흐름을 실선 또는 점선으로 개략적으로 나타내고 있다(화살표는 전류의 방향을 나타낸다). 도2의 (a) 및 (b)는, 각각 온 기간 및 오프 기간에 있어서의 트랜스포머(T1)의 2차측의 각 구성 요소의 전위 관계의 일례를 모식적으로 도시하는 도면이다.The operation of the first embodiment will be described with reference to FIGS. 1 and 2 . 1(a) and (b) schematically show the current flow in the on period and the off period with solid lines or dotted lines, respectively (the arrows indicate the directions of the currents). 2(a) and (b) are diagrams schematically showing an example of the potential relationship of each component on the secondary side of the transformer T1 in an on period and an off period, respectively.

도2의 (a), (b)에서는, 상하 방향이 전위의 고저에 대응하고 있고, 2차측 기준 전위(부극 출력단(n)의 전위)를 굵은 선으로 나타내고 있다. 트랜스포머(T1)의 2차 코일(1Ns), 트랜스포머(T2)의 1차 코일(2Np) 및 2차 코일(2Ns), 및 평활 콘덴서(C1)의 양단 전압을 양방향 화살표로 나타내고 있다. 또한, 각 코일에 대해서는, 권취 시단측을 검정색 동그라미로 나타내고 있다(다른 실시형태의 전위 관계도에 있어서도 동일함).2(a) and (b), the vertical direction corresponds to the high and low of the potential, and the secondary side reference potential (potential of the negative electrode output terminal n) is indicated by thick lines. Voltages across the secondary coil (1Ns) of the transformer (T1), the primary and secondary coils (2Np) and secondary coils (2Ns) of the transformer (T2), and the smoothing capacitor (C1) are indicated by double-headed arrows. In addition, for each coil, the winding start side is indicated by a black circle (the same applies to potential relationship diagrams in other embodiments).

또한, 본 회로의 시동 시 및 정지 시의 과도적 동작은 예외로 하고, 본 회로가 정상 상태에 있는 경우의 동작에 대하여 설명한다. 정상 상태에서는, 평활 콘덴서(C1)는, 리플적인 변동을 제외하고 대략 일정한 양단 전압으로 충전되어 있다.In addition, with the exception of the transient operation at start-up and stop of this circuit, the operation when this circuit is in a steady state will be described. In a steady state, the smoothing capacitor C1 is charged with a substantially constant voltage across both ends excluding ripple-like fluctuations.

(1-2-1) 온 기간에 있어서의 트랜스포머(T1)의 1차측 및 2차측의 동작 (1-2-1) Operation of the primary side and secondary side of the transformer (T1) in the on period

[온 기간: 1차측][On Period: Primary Side]

트랜스포머(T1)의 1차측에서는, 온 기간에 제어 신호(Vg)가 온으로 되면, FETQ가 온으로 되어 전류로가 도통된다. 도1의 (a)에 도시한 바와 같이, 트랜스포머(T1)의 1차 코일(1Np)에는, 입력 전압에 의한 입력 전류(i1)가 이하의 경로로 흐른다.On the primary side of the transformer T1, when the control signal Vg is turned on during the on period, the FETQ is turned on and the current path is conducted. As shown in Fig. 1(a), the input current i1 due to the input voltage flows through the primary coil 1Np of the transformer T1 through the following path.

· 입력 전류(i1): 입력단(1)→트랜스포머(T1)의 1차 코일(1Np)→FETQ → 입력단(2)Input current (i1): input terminal (1) → primary coil (1Np) of transformer (T1) → FETQ → input terminal (2)

[온 기간: 2차측] [On Period: Secondary Side]

도1의 (a)에 도시한 바와 같이, 트랜스포머(T1)의 1차 코일(1Np)에 입력 전류(i1)가 흐름으로써, 2차 코일(1Ns)에 기전력이 발생하고, 이하의 경로로 전류(i2)가 흐른다.As shown in (a) of FIG. 1, when the input current i1 flows in the primary coil 1Np of the transformer T1, an electromotive force is generated in the secondary coil 1Ns, and the current flows through the following path. (i2) flows.

·전류(i2): 트랜스포머(T1)의 2차 코일(1Ns)→트랜스포머(T2)의 1차 코일(2Np)Current (i2): secondary coil (1Ns) of transformer (T1) → primary coil (2Np) of transformer (T2)

도2의 (a)의 전위 관계도에 도시한 바와 같이, 트랜스포머(T2)의 1차 코일(2Np)의 양단 전압은, 트랜스포머(T1)의 2차 코일(1Ns)에 발생한 기전력과 동일한 크기이다. 트랜스포머(T2)에 있어서는, 1차 코일(2Np)에 전류(i2)가 흐름으로써, 2차 코일(2Ns)에 기전력이 발생한다. 그러나, 다이오드(D1)가 역방향 바이어스로 되어 차단되므로, 트랜스포머(T2)의 2차 코일(2Ns)에는 전류가 흐르지 않는다. 트랜스포머(T2)는, 1차 코일(2Np)에 흐르는 전류(i2)에 의해 여자되어 자기에너지가 축적된다. 이와 같이, 온 기간에 트랜스포머(T2)에 자기에너지가 축적된다.As shown in the potential relationship diagram of FIG. 2 (a), the voltage across the primary coil (2Np) of the transformer (T2) is equal to the electromotive force generated in the secondary coil (1Ns) of the transformer (T1). . In the transformer T2, when the current i2 flows through the primary coil 2Np, an electromotive force is generated in the secondary coil 2Ns. However, since the diode D1 is reverse biased and blocked, no current flows through the secondary coil 2Ns of the transformer T2. The transformer T2 is excited by the current i2 flowing through the primary coil 2Np, and magnetic energy is accumulated. In this way, magnetic energy is accumulated in the transformer T2 during the on period.

다이오드(D1)가 차단되어 있으므로, 트랜스포머(T1 및 T2)로부터 정극 출력단(p)으로의 출력 전류는 흐르지 않는다. 온 기간에는, 부하에 대해서는, 평활 콘덴서(C1)로부터의 방전 전류(i3)가 공급된다.Since the diode D1 is cut off, the output current from the transformers T1 and T2 to the positive output terminal p does not flow. During the on period, the discharge current i3 from the smoothing capacitor C1 is supplied to the load.

또한, 통상의 플라이백 방식의 트랜스포머와 마찬가지로, 트랜스포머(T1)도, 1차 코일(1Np)에 전류(i1)가 흐름으로써 여자되고, 온 기간에 소정의 자기에너지가 축적된다. 그러나, 본 회로에서는, 통상의 플라이백 방식과는 달리 트랜스포머(T1)의 2차 코일(1Ns)에 전류(i2)가 흐르므로, 통상의 플라이백 방식의 트랜스포머에 비하여 트랜스포머(T1)에 축적되는 자기에너지는 작아진다. 그 저감분의 자기에너지는 트랜스포머(T2)에 축적되게 된다.In addition, as with the normal flyback type transformer, the transformer T1 is also excited when the current i1 flows through the primary coil 1Np, and predetermined magnetic energy is stored during the on period. However, in this circuit, unlike the normal flyback method, since the current i2 flows in the secondary coil 1Ns of the transformer T1, the amount accumulated in the transformer T1 compared to the normal flyback type transformer magnetic energy decreases. The reduced magnetic energy is accumulated in the transformer T2.

이와 같이 본 회로에서는, 온 기간에 있어서 트랜스포머(T1)의 2차 코일(1Ns)에 전류가 흐른다. 바람직하게는, 트랜스포머(T1)보다도 2차측에 외장된 트랜스포머(T2) 쪽에 의해 큰 자기에너지를 축적시킨다. 이러한 점에 있어서, 본 회로는 플라이백 방식의 트랜스포머를 사용하고 있음에도 불구하고, 온 기간에 외장 초크 코일에 자기에너지를 축적시키는 포워드 방식의 스위칭 전원과 유사하다고도 할 수 있다. 제1 및 제2 트랜스포머의 각 코일(특히 1차 코일)의 인덕턴스, 권취수 비 및 권선수 등을 적절하게 설계함으로써, 트랜스포머(T2) 쪽에 큰 자기에너지를 축적하는 것을 실현할 수 있다.Thus, in this circuit, current flows through the secondary coil 1Ns of the transformer T1 during the on period. Preferably, a larger magnetic energy is stored by the transformer T2 externally mounted on the secondary side than the transformer T1. In this regard, this circuit can be said to be similar to a forward-type switching power supply that accumulates magnetic energy in an external choke coil during an on-period despite using a flyback-type transformer. By appropriately designing the inductance, winding number ratio, winding number, etc. of each coil (especially the primary coil) of the first and second transformers, it is possible to realize large magnetic energy accumulation on the transformer T2 side.

본 회로에서는, 통상의 플라이백 방식의 스위칭 전원 회로에 비하여, 온 기간에 트랜스포머(T1)에 축적되는 자기에너지가 적어지므로, 오프로 된 순간에 트랜스포머(T1)의 1차 코일(1Np)에 발생하는 역기전력 즉 서지 전압도 작아진다. 스위칭 소자(Q)(FET의 경우, 드레인 소스 사이)에는, 입력 전압과 1차 코일(1Np)에 발생하는 역기전력을 가산한 전압이 인가된다. 따라서, 본 회로에서는, 스위칭 소자(Q)에 요구되는 내압성이 경감되는 동시에, 스너버 회로 등의 처리 용량을 저감할 수 있다. 마찬가지로, 트랜스포머(T1)의 자기 포화 가능성도 작아지는 점에서, 트랜스포머(T1)의 사이즈를 작게 할 수 있다.In this circuit, compared to a conventional flyback switching power supply circuit, since the magnetic energy accumulated in the transformer T1 during the on period is less, it is generated in the primary coil 1Np of the transformer T1 at the moment it is turned off. The counter-electromotive force, that is, the surge voltage, also decreases. A voltage obtained by adding the input voltage and the counter electromotive force generated in the primary coil 1Np is applied to the switching element Q (between the drain and source in the case of an FET). Therefore, in this circuit, while the voltage resistance requested|required of the switching element Q is reduced, the processing capacity of a snubber circuit etc. can be reduced. Similarly, since the possibility of magnetic saturation of the transformer T1 is also reduced, the size of the transformer T1 can be reduced.

(1-2-2) 오프 기간에 있어서의 트랜스포머(T1)의 1차측 및 2차측의 동작 (1-2-2) Operation of the primary side and the secondary side of the transformer (T1) in the off period

도 1의 (b)에서는, 오프 기간의 주요 전류의 흐름을 실선으로, 부차적인 전류의 흐름을 점선으로 개략적으로 나타내고 있다.In (b) of FIG. 1, the flow of the main current in the off period is schematically indicated by a solid line and the flow of a secondary current by a dotted line.

[오프 기간: 1차측] [Off Period: Primary Side]

트랜스포머(T1)의 1차측에서는, 제어 신호(Vg)가 오프로 되면, FETQ도 오프로 되어 스위치가 개방된다. 트랜스포머(T1)의 1차 코일(1Np)의 전류로는 차단되고, 전류가 0으로 된다. 이에 의해 트랜스포머(T1)의 1차 코일(1Np) 및 2차 코일(1Ns)에 각각 역기전력이 발생한다.On the primary side of the transformer T1, when the control signal Vg is turned off, the FETQ is also turned off and the switch is opened. The current of the primary coil (1Np) of the transformer (T1) is cut off, and the current becomes zero. Accordingly, counter electromotive force is generated in the primary coil 1Np and the secondary coil 1Ns of the transformer T1, respectively.

[오프 기간: 2차측] [Off period: secondary side]

도 2의 (b)의 전위 관계도에 도시한 바와 같이, 오프 기간이 되면, 트랜스포머(T1)의 2차 코일(1Ns), 트랜스포머(T2)의 1차 코일(2Np) 및 2차 코일(2Ns)의 각각의 양단 전위 관계가 반전된다. 트랜스포머(T2)의 2차 코일(2Ns)의 타단의 전위가 1차 코일(2Np)의 일단의 전위를 초과하면, 다이오드(D1)가 순방향 바이어스로 되어 도통하고, 도 1의 (b)에 도시한 바와 같이 전류(i4)가 이하의 경로로 흐른다.As shown in the potential relationship diagram of FIG. 2(b), in the off period, the secondary coil (1Ns) of the transformer (T1), the primary coil (2Np) and the secondary coil (2Ns) of the transformer (T2) ) is inverted. When the potential of the other end of the secondary coil 2Ns of the transformer T2 exceeds the potential of one end of the primary coil 2Np, the diode D1 becomes forward biased and conducts, as shown in FIG. 1(b). As described above, the current i4 flows through the following path.

·전류(i4): 트랜스포머(T2)의 2차 코일(2Ns)→ 다이오드(D1)→ 트랜스포머(T2)의 1차 코일(2Np)→ 부하(또는 평활 콘덴서(C1))Current (i4): secondary coil (2Ns) of transformer (T2) → diode (D1) → primary coil (2Np) of transformer (T2) → load (or smoothing capacitor (C1))

전류(i4)는, 부하 또는 평활 콘덴서(C1)로 공급된다. 이에 의해, 트랜스포머(T2)에 온 기간에 축적된 자기에너지가, 오프 기간에 전력으로서 출력된다.Current i4 is supplied to the load or the smoothing capacitor C1. As a result, the magnetic energy stored in the transformer T2 during the ON period is output as electric power during the OFF period.

다이오드(D1)가 도통하면, 도 1의 (b)에 도시한 바와 같이, 점선으로 나타내는 전류(i5)도 흐른다. 이 전류(i5)는, 전류(i4)와 합류하여 부하 또는 평활 콘덴서(C1)로 공급된다. 이에 의해, 트랜스포머(T1)에 온 기간에 축적된 자기에너지가, 오프 기간에 전력으로서 출력된다. 상술한 바와 같이, 바람직한 설계에 있어서는, 트랜스포머(T1)에 축적된 자기에너지는, 트랜스포머(T2)에 축적된 자기에너지보다도 작기 때문에, 전류(i5)는 전류(i4)에 비하여 작다.When the diode D1 conducts, as shown in FIG. 1(b), a current i5 indicated by a dotted line also flows. This current i5 joins the current i4 and is supplied to the load or the smoothing capacitor C1. Thus, the magnetic energy stored in the transformer T1 during the ON period is output as electric power during the OFF period. As described above, in a preferred design, since the magnetic energy stored in the transformer T1 is smaller than the magnetic energy stored in the transformer T2, the current i5 is smaller than the current i4.

본 회로에 있어서, 오프로 된 순간에 트랜스포머(T1)의 1차 코일(1Np)에 발생하는 역기전력이, 통상의 플라이백 방식의 트랜스포머의 그것에 비하여 작아지는 것은, 이하와 같이도 설명할 수 있다. 도 2의 (b)를 참조하면, 트랜스포머(T1)의 2차 코일(1Ns)에 발생하는 역기전력은, 가령 트랜스포머(T2)가 없을 경우에는, 출력 단자간 전압 즉 평활 콘덴서(C1)의 양단 전압에 상당하는 크기로 된다. 이에 대해 본 회로에서는, 트랜스포머(T2)가 있음으로써, 트랜스포머(T1)의 2차 코일(1Ns)에 발생하는 역기전력은, 트랜스포머(T2)의 2차 코일(2Ns)의 양단 전압의 분만큼 작아진다. 따라서, 트랜스포머(T1)의 1차 코일(1Np)에 발생하는 역기전력도 작아진다. 예를 들어, 트랜스포머(T1)의 1차 코일(1Np)에 발생하는 역기전력을, 통상의 플라이백 방식의 트랜스포머의 그것에 비하여 1/2 이하로 할 수 있다.In this circuit, the fact that the counter electromotive force generated in the primary coil 1Np of the transformer T1 at the moment it is turned off is smaller than that of a normal flyback transformer can be explained as follows. Referring to (b) of FIG. 2, the counter electromotive force generated in the secondary coil (1Ns) of the transformer (T1) is, for example, when there is no transformer (T2), the voltage between the output terminals, that is, the voltage between the ends of the smoothing capacitor (C1) to a size equivalent to On the other hand, in this circuit, since the transformer T2 is present, the counter electromotive force generated in the secondary coil 1Ns of the transformer T1 is reduced by the voltage at both ends of the secondary coil 2Ns of the transformer T2. . Accordingly, the counter electromotive force generated in the primary coil 1Np of the transformer T1 is also reduced. For example, the counter electromotive force generated in the primary coil (1Np) of the transformer (T1) can be reduced to 1/2 or less compared to that of a normal flyback type transformer.

그 결과, 스위칭 소자(Q)에 요구되는 내압성이 경감되는 동시에, 스너버 회로 등의 처리 용량을 저감할 수 있다. 마찬가지로, 트랜스포머(T1)의 자기 포화 가능성도 작아지는 점에서, 트랜스포머(T1)의 사이즈도 작게 할 수 있다.As a result, while the voltage resistance required of the switching element Q is reduced, the processing capacity of the snubber circuit or the like can be reduced. Similarly, since the possibility of magnetic saturation of the transformer T1 is reduced, the size of the transformer T1 can also be reduced.

(2) 제2 실시형태 (2) Second Embodiment

(2-1) 제2 실시형태의 회로 구성(2-1) Circuit configuration of the second embodiment

제2 실시형태는, 제1 실시형태의 변형 형태이다. 도 3은, 본 발명의 절연형 스위칭 전원의 제2 실시형태의 회로 구성예를 개략적으로 도시한 도면으로, (a)는 온 기간의, (b)는 오프 기간의 전류의 흐름을 함께 나타내고 있다.2nd Embodiment is a modified form of 1st Embodiment. 3 is a diagram schematically showing an example of a circuit configuration of an insulated switching power supply according to a second embodiment of the present invention, in which (a) shows the on-period and (b) the current flow during the off-period. .

제2 실시형태의 회로에 있어서도, 스위칭 소자(Q), 트랜스포머(T1), 트랜스포머(T2) 및 제1 정류 요소(다이오드)(D1)의 접속 형태는, 도 1에 도시한 제1 실시형태의 회로와 공통되므로 설명을 생략한다. 정극 출력단(p)과 부극 출력단(n) 사이에 접속된 평활용 제1 콘덴서(이하 "평활 콘덴서"라 한다) (C1)에 대해서도 동일하다.Also in the circuit of the second embodiment, the connection form of the switching element Q, the transformer T1, the transformer T2 and the first rectifying element (diode) D1 is that of the first embodiment shown in FIG. Since it is common with the circuit, the description is omitted. The same applies to the first capacitor for smoothing (hereinafter referred to as "smoothing capacitor") C1 connected between the positive electrode output terminal p and the negative electrode output terminal n.

제2 실시형태의 회로에 관해서는, 주로 제1 실시형태와는 다른 점을 설명한다.Regarding the circuit of the second embodiment, the main differences from the first embodiment will be explained.

우선, 제2 실시형태에서는, 트랜스포머(T2)의 1차 코일(2Np)의 일단과 부극 출력단(n) 사이에 제2 콘덴서(C2)가 접속되어 있다. 또한, 트랜스포머(T2)의 1차 코일(2Np)의 일단은, 제1 실시형태와 마찬가지로 트랜스포머(T1)의 2차 코일(1Ns)의 일단에도 접속되어 있다.First, in the second embodiment, a second capacitor C2 is connected between one end of the primary coil 2Np of the transformer T2 and the negative output terminal n. Also, one end of the primary coil 2Np of the transformer T2 is connected to one end of the secondary coil 1Ns of the transformer T1 as in the first embodiment.

또한, 트랜스포머(T2)의 1차 코일(2Np)의 타단과 정극 출력단 사이에 제2 정류 요소(D2)가 접속되어 있다. 또한, 트랜스포머(T2)의 1차 코일(2Np)의 타단은, 제1 실시형태와 마찬가지로 트랜스포머(T1)의 2차 코일(1Ns)의 타단에도 접속되어 있다. 이 제2 정류 요소(D2)는, 트랜스포머(T2)의 1차 코일(2Np)의 타단으로부터 정극 출력단(p)으로 흐르는 전류를 도통시키고, 그와는 역방향의 전류를 차단할 수 있도록 접속되어 있다. 따라서, 제2 정류 요소(D2)가 다이오드일 경우, 다이오드(D2)는, 애노드가 트랜스포머(T2)의 1차 코일(2Np)의 타단에, 캐소드가 정극 출력단(p)에 접속되어 있다.In addition, a second rectifying element D2 is connected between the other end of the primary coil 2Np of the transformer T2 and the positive electrode output end. Also, the other end of the primary coil 2Np of the transformer T2 is connected to the other end of the secondary coil 1Ns of the transformer T1 as in the first embodiment. This second rectifying element D2 is connected so that the current flowing from the other end of the primary coil 2Np of the transformer T2 to the positive electrode output end p is conducted, and the current in the opposite direction thereto is blocked. Therefore, when the second rectifying element D2 is a diode, the anode of the diode D2 is connected to the other end of the primary coil 2Np of the transformer T2 and the cathode to the positive output terminal p.

(2-2) 제2 실시형태의 동작 설명(2-2) Operation description of the second embodiment

도 3 및 도 4를 참조하여 제2 실시형태의 동작을 설명한다. 도3의 (a) 및 (b)는, 각각 온 기간 및 오프 기간에 있어서의 전류의 흐름을 실선 또는 점선으로 개략적으로 나타내고 있다(화살표는 전류의 방향을 나타낸다). 도4의 (a) 및 (b)는, 각각 온 기간 및 오프 기간에 있어서의 트랜스포머(T1)의 2차측의 각 구성 요소의 전위 관계의 일례를 모식적으로 도시하는 도면이다.The operation of the second embodiment will be described with reference to FIGS. 3 and 4 . 3(a) and (b) schematically show current flow in the on period and the off period with solid lines or dotted lines, respectively (arrows indicate current directions). 4(a) and (b) are diagrams schematically showing an example of the potential relationship of each component on the secondary side of the transformer T1 in an on period and an off period, respectively.

또한, 본 회로의 시동 시 및 정지 시의 과도적 동작은 예외로 하고, 본 회로가 정상 상태에 있는 경우의 동작에 대하여 설명한다. 정상 상태에서는, 평활 콘덴서(C1) 및 제2 콘덴서(C2)는, 리플적인 변동을 제외하고 대략 일정한 양단 전압으로 충전되어 있다.In addition, with the exception of the transient operation at start-up and stop of this circuit, the operation when this circuit is in a steady state will be described. In a steady state, the smoothing condenser C1 and the second condenser C2 are charged with a substantially constant voltage across both ends excluding ripple-like fluctuations.

(2-2-1) 온 기간에 있어서의 트랜스포머(T1)의 1차측 및 2차측의 동작 (2-2-1) Operation of the primary side and secondary side of the transformer (T1) during the on period

[온 기간: 1차측][On Period: Primary Side]

트랜스포머(T1)의 1차측에서는, 온 기간에 제어 신호(Vg)가 온으로 되면, FETQ가 온으로 되어 전류로가 도통된다. 트랜스포머(T1)의 1차 코일(1Np)에는, 도3의 (a)에 도시한 바와 같이 입력 전압에 의한 입력 전류(i1)가 이하의 경로로 흐른다.On the primary side of the transformer T1, when the control signal Vg is turned on during the on period, the FETQ is turned on and the current path is conducted. In the primary coil 1Np of the transformer T1, as shown in Fig. 3(a), the input current i1 due to the input voltage flows through the following path.

[온 기간: 2차측] [On Period: Secondary Side]

도3의 (a)에 도시한 바와 같이, 트랜스포머(T1)의 1차 코일(1Np)에 입력 전류(i1)가 흐름으로써, 2차 코일(1Ns)에 기전력이 발생하고, 이하의 경로로 전류(i2)가 흐른다.As shown in (a) of FIG. 3, when the input current i1 flows in the primary coil 1Np of the transformer T1, an electromotive force is generated in the secondary coil 1Ns, and the current flows through the following path. (i2) flows.

여기서, 도4의 (a)의 전위 관계도에 도시한 바와 같이, 트랜스포머(T2)의 1차 코일(2Np)과 트랜스포머(T1)의 2차 코일(1Ns)은 병렬이므로 양단 전압은 동일한 크기이다. 트랜스포머(T1)의 2차 코일(1Ns) 및 트랜스포머(T2)의 1차 코일(2Np)의 타단의 전위는, 평활 콘덴서(C1)의 플러스측 전위보다도 낮지만, 제2 다이오드(D2)가 역방향 바이어스로 되어 차단되므로, 평활 콘덴서(C1)로부터 트랜스포머(T1) 및 트랜스포머(T2)에 전류가 흐르는 일은 없다.Here, as shown in the potential relationship diagram of FIG. 4(a), since the primary coil 2Np of the transformer T2 and the secondary coil 1Ns of the transformer T1 are in parallel, the voltages at both ends are the same. . The potentials of the other ends of the secondary coil 1Ns of the transformer T1 and the primary coil 2Np of the transformer T2 are lower than the potential on the positive side of the smoothing capacitor C1, but the second diode D2 is in the reverse direction. Since it is cut off as a bias, current does not flow from the smoothing capacitor C1 to the transformer T1 and the transformer T2.

당연히 트랜스포머(T1) 및 트랜스포머(T2)로부터 플러스측 출력단(p)으로의 출력 전류도 흐르지 않는다. 온 기간에는, 부하에 대해서는, 평활 콘덴서(C1)로부터의 방전 전류(i3)가 공급된다.Naturally, the output current from the transformers T1 and T2 to the positive output terminal p does not flow either. During the on period, the discharge current i3 from the smoothing capacitor C1 is supplied to the load.

트랜스포머(T2)에 있어서는, 1차 코일(2Np)에 전류(i2)가 흐름으로써, 2차 코일(2Ns)에 기전력이 발생한다. 그러나, 다이오드(D1)가 역방향 바이어스로 되어 차단되므로, 트랜스포머(T2)의 2차 코일(2Ns)에는 전류가 흐르지 않는다. 트랜스포머(T2)는, 1차 코일(2Np)에 흐르는 전류(i2)에 의해 여자되어 자기에너지가 축적된다. 이와 같이, 온 기간에 트랜스포머(T2)에 자기에너지가 축적된다.In the transformer T2, when the current i2 flows through the primary coil 2Np, an electromotive force is generated in the secondary coil 2Ns. However, since the diode D1 is reverse biased and blocked, no current flows through the secondary coil 2Ns of the transformer T2. The transformer T2 is excited by the current i2 flowing through the primary coil 2Np, and magnetic energy is accumulated. In this way, magnetic energy is accumulated in the transformer T2 during the on period.

또한, 도4의 (a)에 도시한 바와 같이, 트랜스포머(T1)의 2차 코일(1Ns) 및 트랜스포머(T2)의 1차 코일(2Np)의 일단의 전위는, 제2 콘덴서(C2)를 설치함으로써, 도2의 (a)에 나타낸 제1 실시형태의 경우에 비하여 안정된다. 이것은, 콘덴서의 특성으로서, 양단 전압이 변동되기 어렵기 때문이다.Further, as shown in (a) of FIG. 4, the potential of one end of the secondary coil 1Ns of the transformer T1 and the primary coil 2Np of the transformer T2 passes through the second capacitor C2. By installing, it is more stable than in the case of the first embodiment shown in Fig. 2(a). This is because, as a characteristic of the capacitor, the voltage across both ends is difficult to fluctuate.

제2 실시형태에 있어서의 온 기간의 전류의 흐름은, 제1 실시형태와 같다. 제2 실시형태에 있어서도, 트랜스포머(T1)보다도 트랜스포머(T2) 쪽에 의해 큰 자기에너지를 축적시키는 것이 바람직하다.The current flow during the on period in the second embodiment is the same as that in the first embodiment. Also in the second embodiment, it is preferable to store a larger magnetic energy by the transformer T2 than by the transformer T1.

여기서, 도 1의 제1 실시형태의 회로와 도 3의 제2 실시형태의 회로의 다른 점에 대하여 보충 설명한다. 상기 제1, 제2 실시형태의 회로 모두, 트랜스포머(T1)와 트랜스포머(T2)의 각 코일에 각각 인가되어야 할 전압의 배분을 고려하여 적절하게 설계하는 것이 필요해진다. 제2 콘덴서(C2)를 설치하지 않는 제1 실시형태의 회로의 경우, 트랜스포머(T1)와 트랜스포머(T2)의 각각의 설계에 정확성이 요구된다. 이에 대하여 제2 실시형태의 회로에서는 제2 콘덴서(C2)를 설치함으로써, 콘덴서의 특성으로서 제2 콘덴서(C2)의 양단 전압이 안정되어 있는 점에서, 제1 실시형태의 회로에 비하여 각 트랜스포머의 설계에 정확성이 요구되지 않아, 설계가 용이해진다.Here, the difference between the circuit of the 1st embodiment of FIG. 1 and the circuit of the 2nd embodiment of FIG. 3 will be supplementarily described. Both the circuits of the first and second embodiments need to be designed appropriately in consideration of distribution of voltages to be applied to respective coils of the transformer T1 and T2. In the case of the circuit of the first embodiment in which the second capacitor C2 is not provided, accuracy is required in the design of each of the transformers T1 and T2. On the other hand, in the circuit of the second embodiment, by providing the second capacitor C2, the voltage across the second capacitor C2 is stable as a characteristic of the capacitor, compared to the circuit of the first embodiment. Accuracy is not required for the design, which facilitates the design.

(2-2-2) 오프 기간에 있어서의 트랜스포머(T1)의 1차측 및 2차측의 동작의 상세 (2-2-2) Details of the operation of the primary side and the secondary side of the transformer T1 in the off period

도 3의 (b)에서는, 오프 기간의 주요 전류의 흐름을 실선으로, 부차적인 전류의 흐름을 점선으로 개략적으로 나타내고 있다(화살표는, 전류의 방향을 나타낸다).In (b) of FIG. 3, the flow of the main current in the off period is schematically indicated by the solid line and the flow of the secondary current by the dotted line (the arrow indicates the direction of the current).

[오프 기간: 1차측] [Off Period: Primary Side]

[오프 기간: 2차측] [Off period: secondary side]

도 4의 (b)에 도시한 바와 같이, 오프 기간이 되면, 트랜스포머(T1)의 2차 코일(1Ns), 트랜스포머(T2)의 1차 코일(2Np) 및 2차 코일(2Ns)의 각각의 양단 전위 관계가 반전된다. 트랜스포머(T2)의 2차 코일(2Ns)의 타단의 전위가 콘덴서(C2)의 전위를 초과하면, 제1 다이오드(D1)는 순방향 바이어스로 되어 도통하고, 이하의 경로로 전류(i6)가 흘러서 콘덴서(C2)를 충전한다.As shown in (b) of FIG. 4, in the off period, the secondary coil 1Ns of the transformer T1, the primary coil 2Np and the secondary coil 2Ns of the transformer T2, respectively The potential relationship between the two ends is reversed. When the potential of the other end of the secondary coil (2Ns) of the transformer (T2) exceeds the potential of the capacitor (C2), the first diode (D1) becomes forward biased and conducts, and the current (i6) flows through the following path, Capacitor C2 is charged.

·전류(i6): 트랜스포머(T2)의 2차 코일(2Ns)→다이오드(D1)→ 콘덴서(C2)(충전 전류)Current (i6): secondary coil (2Ns) of transformer (T2) → diode (D1) → capacitor (C2) (charging current)

또한, 트랜스포머(T2)의 1차 코일(2Np)의 타단의 전위가 평활 콘덴서(C1)의 플러스측 전위를 초과하면, 제2 다이오드(D2)가 순방향 바이어스로 되어 도통된다. 그 결과, 도 3의 (b)에 도시한 바와 같이 전류(i4, i5 및 i7, i8)가 이하의 경로로 흐른다.Further, when the potential of the other end of the primary coil 2Np of the transformer T2 exceeds the positive side potential of the smoothing capacitor C1, the second diode D2 becomes forward biased and conducts. As a result, as shown in (b) of FIG. 3, currents i4, i5, and i7, i8 flow through the following paths.

·전류(i4): 트랜스포머(T2)의 2차 코일(2Ns)→다이오드(D1)→트랜스포머 (T2)의 1차 코일(2Np)→ 다이오드(D2)→ 부하(또는 평활 콘덴서(C1))Current (i4): secondary coil (2Ns) of transformer (T2) → diode (D1) → primary coil (2Np) of transformer (T2) → diode (D2) → load (or smoothing capacitor (C1))

·전류(i5): 트랜스포머(T2)의 2차 코일(2Ns)→ 다이오드(D1)→ 트랜스포머(T1)의 2차다음 코일(1Ns)→다이오드(D2)→부하(또는 평활 콘덴서(C1))Current (i5): secondary coil (2Ns) of transformer (T2) → diode (D1) → secondary coil (1Ns) of transformer (T1) → diode (D2) → load (or smoothing capacitor (C1))

·전류(i7): 콘덴서(C2)(방전 전류)→트랜스포머(T2)의 1차 코일(2Np)→ 다이오드(D2)→ 부하(또는 평활 콘덴서(C1))Current (i7): capacitor (C2) (discharge current) → primary coil (2Np) of transformer (T2) → diode (D2) → load (or smoothing capacitor (C1))

·전류(i8): 콘덴서(C2)(방전 전류)→트랜스포머(T1)의 2차 코일(1Ns)→ 다이오드(D2)→ 부하(또는 평활 콘덴서(C1))Current (i8): capacitor (C2) (discharge current) → secondary coil (1Ns) of transformer (T1) → diode (D2) → load (or smoothing capacitor (C1))

전류(i4, i5 및 i7, i8)는, 부하 또는 평활 콘덴서(C1)로 공급된다. 온 기간에 트랜스포머(T2, T1)에 각각 축적된 자기에너지는, 오프 기간에 전류(i4, i5)에 의해 전력으로서 출력된다. 상술한 바와 같이, 바람직한 설계에 있어서는, 트랜스포머(T1)에 축적된 자기에너지는, 트랜스포머(T2)에 축적된 자기에너지보다도 작기 때문에, 전류(i5)는 전류(i4)에 비하여 작다.Currents i4, i5, and i7, i8 are supplied to the load or the smoothing capacitor C1. The magnetic energy stored in the transformers T2 and T1, respectively, during the ON period is output as electric power by the currents i4 and i5 during the OFF period. As described above, in a preferred design, since the magnetic energy stored in the transformer T1 is smaller than the magnetic energy stored in the transformer T2, the current i5 is smaller than the current i4.

또한, 온 기간에 콘덴서(C2)에 축적된 전하는, 오프 기간에 전류(i7 및 i8)로서 방전된다. 기본적으로, 제2 콘덴서(C2)의 양단 전압은 크게 변동하지 않는다.Also, the charges accumulated in the capacitor C2 during the on period are discharged as currents i7 and i8 during the off period. Basically, the voltage across the second condenser C2 does not fluctuate greatly.

제2 실시형태에 있어서도, 트랜스포머(T2)가 존재하는 것에 의한 효과는, 상술한 제1 실시형태와 같다.Also in the second embodiment, the effect due to the existence of the transformer T2 is the same as in the first embodiment described above.

또한 제2 실시형태에서는, 제2 콘덴서(C2)를 설치함으로써, 도 4의 (b)에 나타내는 오프 기간에 있어서도, 트랜스포머(T1)의 2차 코일(1Ns)의 일단 및 트랜스포머(T2)의 1차 코일(2Np)의 일단 및 2차 코일(2Ns)의 타단의 전위가 안정된다. 이것은, 제2 콘덴서(C2)의 양단 전압이 안정되기 때문이다. 이 경우, 트랜스포머(T1)의 2차 코일(1Ns)에 발생하는 역기전력은, 제2 콘덴서(C2)의 양단 전압(트랜스포머(T2)의 2차 코일(2Ns)의 양단 전압과 같다)의 분만큼 작아진다고도 할 수 있다.Further, in the second embodiment, by providing the second capacitor C2, one end of the secondary coil 1Ns of the transformer T1 and one end of the transformer T2 are disconnected even during the off period shown in Fig. 4(b). The potentials of one end of the primary coil 2Np and the other end of the secondary coil 2Ns are stabilized. This is because the voltage across both ends of the second condenser C2 is stable. In this case, the counter electromotive force generated in the secondary coil 1Ns of the transformer T1 is equal to the voltage across the second capacitor C2 (equal to the voltage across the secondary coil 2Ns of the transformer T2). It can also be said to be smaller.

(3) 제3 실시형태 (3) Third Embodiment

(3-1) 제3 실시형태의 회로 구성(3-1) Circuit configuration of the third embodiment

도 5는, 본 발명의 절연형 스위칭 전원의 제3 실시형태의 회로 구성예를 개략적으로 도시한 도면으로, (a)는 온 기간의, (b)는 오프 기간의 전류의 흐름을 함께 나타내고 있다.5 is a diagram schematically showing an example of a circuit configuration of an insulated switching power supply according to a third embodiment of the present invention, in which (a) shows the on-period and (b) the current flow during the off-period. .

도 5의 (a)를 참조하여, 제3 실시형태의 회로 구성을 설명한다. 본 발명의 스위칭 전원은, 제1 트랜스포머(T1) 및 제2 트랜스포머(T2A)를 갖는다. 본 회로는, 제1 트랜스포머(T1)에 의해 입력측과 출력측을 전기적으로 절연하는 절연형 스위칭 전원이다. 트랜스포머(T1)는 1차 코일(1Np)과 2차 코일(1Ns)을 구비한다. 트랜스포머(T2A)는 1차 코일(2Np)과 2차 코일(2Ns)을 구비한다.Referring to Fig. 5(a), the circuit configuration of the third embodiment will be described. The switching power supply of the present invention has a first transformer (T1) and a second transformer (T2A). This circuit is an insulated switching power supply that electrically insulates the input side and the output side by the first transformer (T1). The transformer T1 includes a primary coil 1Np and a secondary coil 1Ns. The transformer T2A includes a primary coil 2Np and a secondary coil 2Ns.

트랜스포머(T1)는, 1차 코일(1Np)과 2차 코일(1Ns)의 극성이 역방향이며, 일반적인 플라이백 방식의 트랜스포머와 같다. 트랜스포머(T1)는, 1차 코일(1Np)과 2차 코일(1Ns)의 결합도를 가능한 한 높게 하는, 즉 강한 결합으로 하는 것이 바람직하다.In the transformer (T1), the polarities of the primary coil (1Np) and the secondary coil (1Ns) are reversed, and are the same as a general flyback type transformer. In the transformer T1, it is preferable to make the coupling degree between the primary coil 1Np and the secondary coil 1Ns as high as possible, that is, strong coupling.

한편, 트랜스포머(T2A)는, 1차 코일(2Np)과 2차 코일(2Ns)의 극성이 동일한 방향이며, 일반적인 포워드 방식의 트랜스포머와 같다. 트랜스포머(T2A)는, 1차 코일(2Np)과 2차 코일(2Ns)의 결합도를 낮게 하는, 즉 느슨한 결합(loose coupling)으로 하는 것이 필요하지만, 이에 대해서는 후술한다.On the other hand, in the transformer T2A, the polarities of the primary coil 2Np and the secondary coil 2Ns are in the same direction, and are the same as a general forward type transformer. The transformer T2A requires a low coupling degree between the primary coil 2Np and the secondary coil 2Ns, that is, loose coupling, which will be described later.

트랜스포머(T1)의 2차측에는, 직류 전압이 출력되는 한 쌍의 출력단인 정극 출력단(p)과 부극 출력단(n)이 설치되어 있다. 여기에서는, 부극 출력단(n)이 2차측 기준 전위단이다. 정극 출력단(p)과 부극 출력단(n) 사이에 접속된 부하(도시하지 않음)에 출력 전압이 인가되고, 출력 전류가 흐른다.On the secondary side of the transformer T1, a positive output terminal p and a negative output terminal n, which are a pair of output terminals for outputting a DC voltage, are provided. Here, the negative electrode output terminal n is the secondary side reference potential terminal. An output voltage is applied to a load (not shown) connected between the positive output terminal p and the negative output terminal n, and an output current flows.

트랜스포머(T1)의 2차 코일(1Ns)에 대하여 병렬로, 제2 트랜스포머(T2A)의 1차 코일(2Np)이 접속되어 있다. 이 경우, 트랜스포머(T2A)의 1차 코일(2Np)의 일단 및 타단이 트랜스포머(T1)의 2차 코일(1Ns)의 일단 및 타단에 각각 접속되어 있다. 즉, 양쪽의 코일 권취 시단끼리 및 권취 종단끼리가 접속되어 있다.The primary coil 2Np of the second transformer T2A is connected in parallel to the secondary coil 1Ns of the transformer T1. In this case, one end and the other end of the primary coil 2Np of the transformer T2A are connected to one end and the other end of the secondary coil 1Ns of the transformer T1, respectively. That is, both coil winding start ends and winding end ends are connected.

상술한 바와 같이, 트랜스포머(T2A)에 있어서는, 1차 코일(2Np)과 2차 코일(2Ns)의 결합도를 낮게 설정하여, 느슨한 결합(loose coupling)으로 한다. 이것은, 후술하는 제2 콘덴서(C2)에 돌입 전류가 유입되는 것을 피하기 위해서이다. 1차 코일(2Np)과 2차 코일(2Ns)을 느슨한 결합(loose coupling)으로 하기 위해서는, 트랜스포머(T2A)가 누설 인덕턴스(누설 자속)를 갖도록 구성한다. 구체적으로는, 예를 들어 코어의 형상, 코어에 대한 각 코일의 배치 및/또는 코일끼리의 상대적 배치 등을 적절히 설계한다.As described above, in the transformer T2A, the degree of coupling between the primary coil 2Np and the secondary coil 2Ns is set low to achieve loose coupling. This is to avoid inrush current from flowing into the second condenser C2 described later. In order to form a loose coupling between the primary coil 2Np and the secondary coil 2Ns, the transformer T2A is configured to have a leakage inductance (leakage magnetic flux). Specifically, for example, the shape of the core, the arrangement of each coil relative to the core, and/or the relative arrangement of the coils are appropriately designed.

또한, 트랜스포머(T2A)에 대해서는, 그 1차 코일(2Np)의 일단과 2차 코일(2Ns)의 일단 사이에 제1 정류 요소(D1)가 접속되어 있다. 제1 정류 요소(D1)는, 2차 코일(2Ns)의 일단으로부터 1차 코일(2Np)의 일단으로 흐르는 전류를 도통시키고, 그와는 역방향의 전류를 차단할 수 있도록 접속되어 있다. 따라서, 제1 정류 요소(D1)가 예를 들어 다이오드일 경우, 다이오드(D1)는, 애노드가 2차 코일(2Ns)의 일단에, 캐소드가 1차 코일(2Np)의 일단에 접속되어 있다. 트랜스포머(T2A)의 2차 코일(2Ns)의 타단은, 부극 출력단(n)에 접속되어 있다.Further, with respect to the transformer T2A, a first rectifying element D1 is connected between one end of the primary coil 2Np and one end of the secondary coil 2Ns. The first rectifying element D1 is connected so that a current flowing from one end of the secondary coil 2Ns to one end of the primary coil 2Np is conducted, and a current in the reverse direction therefrom is blocked. Therefore, when the first rectifying element D1 is a diode, for example, the diode D1 has an anode connected to one end of the secondary coil 2Ns and a cathode connected to one end of the primary coil 2Np. The other end of the secondary coil 2Ns of the transformer T2A is connected to the negative output terminal n.

또한, 트랜스포머(T2A)의 1차 코일(2Np)의 타단과 정극 출력단 사이에 제2 정류 요소(D2)가 접속되어 있다. 이 제2 정류 요소(D2)는, 트랜스포머(T2A)의 1차 코일(2Np)의 타단으로부터 정극 출력단(p)으로 흐르는 전류를 도통시키고, 그와는 역방향의 전류를 차단할 수 있도록 접속되어 있다. 따라서, 제2 정류 요소(D2)가 다이오드일 경우, 다이오드(D2)는, 애노드가 트랜스포머(T2A)의 1차 코일(2Np)의 타단에, 캐소드가 정극 출력단(p)에 접속되어 있다.Further, a second rectifying element D2 is connected between the other end of the primary coil 2Np of the transformer T2A and the positive electrode output end. This second rectifying element D2 is connected so that the current flowing from the other end of the primary coil 2Np of the transformer T2A to the positive electrode output end p is conducted, and the current in the opposite direction thereto is blocked. Therefore, when the second rectifying element D2 is a diode, the anode of the diode D2 is connected to the other end of the primary coil 2Np of the transformer T2A and the cathode to the positive output terminal p.

또한, 정극 출력단(p)과 부극 출력단(n) 사이에는, 평활용 제1 콘덴서(이하 "평활 콘덴서"라 한다) (C1)가 접속되어 있다.Also, between the positive electrode output terminal p and the negative electrode output terminal n, a first capacitor for smoothing (hereinafter referred to as "smoothing capacitor") C1 is connected.

또한, 트랜스포머(T2A)의 1차 코일(2Np)의 일단과 부극 출력단(n) 사이에 제2 콘덴서(C2)가 접속되어 있다.In addition, a second capacitor C2 is connected between one end of the primary coil 2Np of the transformer T2A and the negative output terminal n.

(3-2) 제3 실시형태의 동작 설명 (3-2) Operation description of the third embodiment

도 5 및 도 6을 참조하여 제3 실시형태의 동작을 설명한다. 도 5의 (a) 및 (b)는, 각각 온 기간 및 오프 기간에 있어서의 전류의 흐름을 실선 또는 점선으로 개략적으로 나타내고 있다(화살표는 전류의 방향을 나타낸다). 도 6의 (a) 및 (b)는, 각각 온 기간 및 오프 기간에 있어서의 트랜스포머(T1)의 2차측의 각 구성 요소의 전위 관계의 일례를 모식적으로 도시하는 도면이다.The operation of the third embodiment will be described with reference to FIGS. 5 and 6 . 5(a) and (b) schematically show the current flow in the on period and the off period with solid lines or dotted lines, respectively (arrows indicate current directions). 6(a) and (b) are diagrams schematically showing an example of the potential relationship of each component on the secondary side of the transformer T1 in an on period and an off period, respectively.

(3-2-1) 온 기간에 있어서의 트랜스포머(T1)의 1차측 및 2차측의 동작 (3-2-1) Operation of the primary and secondary sides of the transformer (T1) during the ON period

[온 기간: 1차측][On Period: Primary Side]

트랜스포머(T1)의 1차측에서는, 온 기간에 제어 신호(Vg)가 온으로 되면, FETQ가 온으로 되어 전류로가 도통된다. 트랜스포머(T1)의 1차 코일(1Np)에는, 도 5의 (a)에 도시한 바와 같이 입력 전압에 의한 입력 전류(i1)가 이하의 경로로 흐른다.On the primary side of the transformer T1, when the control signal Vg is turned on during the on period, the FETQ is turned on and the current path is conducted. In the primary coil 1Np of the transformer T1, as shown in Fig. 5(a), the input current i1 due to the input voltage flows through the following path.

[온 기간: 2차측] [On Period: Secondary Side]

도 5의 (a)에 도시한 바와 같이, 트랜스포머(T1)의 1차 코일(1Np)에 입력 전류(i1)가 흐름으로써, 2차 코일(1Ns)에 기전력이 발생하고, 이하의 경로로 전류(i2)가 흐른다.As shown in (a) of FIG. 5, when the input current i1 flows in the primary coil 1Np of the transformer T1, an electromotive force is generated in the secondary coil 1Ns, and the current flows through the following path. (i2) flows.

·전류(i2): 트랜스포머(T1)의 2차 코일(1Ns)→트랜스포머(T2A)의 1차 코일(2Np)Current (i2): secondary coil (1Ns) of transformer (T1) → primary coil (2Np) of transformer (T2A)

여기서, 도 6의 (a)의 전위 관계도에 도시한 바와 같이, 트랜스포머(T1)의 2차 코일(1Ns)과 트랜스포머(T2A)의 1차 코일(2Np)은 병렬이므로 양단 전압은 동일한 크기이다. 트랜스포머(T1)의 2차 코일(1Ns) 및 트랜스포머(T2A)의 1차 코일(2Np)의 타단의 전위는, 평활 콘덴서(C1)의 플러스측 전위보다도 낮지만, 제2 다이오드(D2)가 역방향 바이어스로 되어 차단되므로, 평활 콘덴서(C1)로부터 트랜스포머(T1 및 T2A)에 전류가 흐르는 일은 없다.Here, as shown in the potential relationship diagram of FIG. 6(a), since the secondary coil 1Ns of the transformer T1 and the primary coil 2Np of the transformer T2A are in parallel, the voltages at both ends are the same. . The potentials of the other ends of the secondary coil 1Ns of the transformer T1 and the primary coil 2Np of the transformer T2A are lower than the potential on the positive side of the smoothing capacitor C1, but the second diode D2 is in the reverse direction. Since it is cut off as a bias, current does not flow from the smoothing capacitor C1 to the transformers T1 and T2A.

당연히 트랜스포머(T1) 및 트랜스포머(T2A)로부터 플러스측 출력단(p)으로의 출력 전류도 흐르지 않는다. 온 기간에는, 부하에 대해서는, 평활 콘덴서(C1)로부터의 방전 전류(i3)가 공급된다.Naturally, the output current from the transformer T1 and the transformer T2A to the positive output terminal p does not flow either. During the on period, the discharge current i3 from the smoothing capacitor C1 is supplied to the load.

트랜스포머(T2A)에 있어서는, 1차 코일(2Np)에 전류(i2)가 흐름으로써, 2차 코일(2Ns)에 기전력이 발생한다. 2차 코일(2Ns)의 일단의 전위가 제2 콘덴서(C2)의 플러스측 전위를 초과하면, 제1 다이오드(D1)가 순방향 바이어스로 되어 도통하고, 도 6의 (a)에 도시한 바와 같이 이하의 경로로 전류(i6)가 흐른다.In the transformer T2A, when the current i2 flows through the primary coil 2Np, an electromotive force is generated in the secondary coil 2Ns. When the potential at one end of the secondary coil 2Ns exceeds the positive side potential of the second capacitor C2, the first diode D1 becomes forward biased and conducts, as shown in FIG. 6(a). Current i6 flows through the following path.

·전류(i6): 트랜스포머(T2A)의 2차 코일(2Ns)→ 제1 다이오드(D1)→ 제2 콘덴서(C2)Current (i6): secondary coil (2Ns) of transformer (T2A) → first diode (D1) → second condenser (C2)

전류(i6)가 흐름으로써 제2 콘덴서(C2)가 충전된다. 트랜스포머(T2A)는, 누설 인덕턴스를 설치하여 결합도를 낮게 설정하고 있기 때문에, 제2 콘덴서(C2)를 손상시키는 것과 같은 큰 돌입 전류가 흐르는 것을 피할 수 있다. 트랜스포머(T2A)의 결합도가 작기 때문에, 1차 코일(2Np)에 전류(i2)가 흘렀을 때의 2차 코일(2Ns)에 흐르는 전류(i6)의 변화가 완만해지기 때문이다.As the current i6 flows, the second condenser C2 is charged. Since the transformer T2A provides a leakage inductance and sets the coupling degree low, it is possible to avoid flowing a large inrush current that damages the second condenser C2. This is because the change in the current i6 flowing through the secondary coil 2Ns when the current i2 flows through the primary coil 2Np is moderate because the coupling degree of the transformer T2A is small.

한편, 트랜스포머(T2A)에 있어서도, 1차 코일(2Np)에 흐르는 전류(i2)에 의해 여자되고, 소정의 자기에너지가 축적된다. 이와 같이, 온 기간에는, 제2 콘덴서(C2)에 전기 에너지가 축적되는 동시에, 트랜스포머(T2A)에 자기에너지가 축적된다. 단, 본 회로에서는, 2차 코일2Np에 전류(i6)가 흐르므로, 트랜스포머(T2A)에 축적되는 자기에너지는, 제1 및 제2 실시형태의 트랜스포머(T2)에 축적되는 자기에너지보다도 작다.On the other hand, also in the transformer T2A, it is excited by the current i2 flowing through the primary coil 2Np, and predetermined magnetic energy is accumulated. In this way, during the on period, electric energy is accumulated in the second condenser C2 and magnetic energy is accumulated in the transformer T2A. However, in this circuit, since the current i6 flows through the secondary coil 2Np, the magnetic energy stored in the transformer T2A is smaller than the magnetic energy stored in the transformer T2 in the first and second embodiments.

또한, 통상의 플라이백 방식의 트랜스포머와 마찬가지로, 트랜스포머(T1)도, 1차 코일(1Np)에 흐르는 전류(i1)에 의해 여자되고, 온 기간에 소정의 자기에너지가 축적된다. 그러나, 본 회로에서는, 2차 코일(1Ns)에 전류(i2)가 흐르므로, 통상의 플라이백 방식의 트랜스포머에 비하여 트랜스포머(T1)에 축적되는 자기에너지는 작아진다. 그 저감분의 자기에너지는, 제2 콘덴서(C2)의 전기 에너지 및 트랜스포머(T2A)의 자기에너지로서 축적되게 된다.In addition, like the normal flyback type transformer, the transformer T1 is also excited by the current i1 flowing through the primary coil 1Np, and predetermined magnetic energy is accumulated during the on period. However, in this circuit, since the current i2 flows through the secondary coil 1Ns, the magnetic energy stored in the transformer T1 is smaller than that of a normal flyback type transformer. The reduced magnetic energy is accumulated as the electric energy of the second condenser C2 and the magnetic energy of the transformer T2A.

온 기간에 있어서 본 회로에서는, 트랜스포머(T1)보다도, 2차측에 외장된 제2 콘덴서(C2) 및 트랜스포머(T2A) 쪽에 보다 큰 에너지를 각각 축적시키는 것이 바람직하다. 특히, 제2 콘덴서(C2)에 큰 전기 에너지를 축적시키는 것이 바람직하다.In this circuit during the on-period, it is preferable to store larger energy in the second condenser C2 and transformer T2A, which are externally mounted on the secondary side, than in the transformer T1, respectively. In particular, it is preferable to store a large amount of electric energy in the second condenser C2.

본 회로에서는, 통상의 플라이백 방식의 트랜스포머에 비하여, 온 기간에 트랜스포머(T1)에 자기에너지가 축적되는 정도가 적으므로, 오프로 된 순간에 트랜스포머(T1)의 1차 코일(1Np)에 발생하는 역기전력 즉 서지 전압도 작아진다. 그 결과, 스위칭 소자(Q)에 요구되는 내압성이 경감되는 동시에, 스너버 회로 등의 처리 용량을 저감할 수 있다. 마찬가지로, 트랜스포머(T1)의 자기 포화 가능성도 작아지는 점에서, 트랜스포머(T1)의 사이즈도 작게 할 수 있다.In this circuit, compared to the normal flyback type transformer, since the degree of magnetic energy accumulated in the transformer (T1) is small during the on period, it is generated in the primary coil (1Np) of the transformer (T1) at the moment it is turned off. The counter-electromotive force, that is, the surge voltage, also decreases. As a result, while the voltage resistance required of the switching element Q is reduced, the processing capacity of the snubber circuit or the like can be reduced. Similarly, since the possibility of magnetic saturation of the transformer T1 is reduced, the size of the transformer T1 can also be reduced.

(3-2-2) 오프 기간에 있어서의 트랜스포머(T1)의 1차측 및 2차측의 동작 (3-2-2) Operation of the primary side and the secondary side of the transformer (T1) in the off period

도 5의 (b)에서는, 오프 기간의 주요 전류의 흐름을 실선으로, 부차적인 전류의 흐름을 점선으로 개략적으로 나타내고 있다.In (b) of FIG. 5, the flow of the main current in the off period is schematically represented by a solid line and the flow of a secondary current by a dotted line.

[오프 기간: 1차측] [Off Period: Primary Side]

[오프 기간: 2차측] [Off period: secondary side]

도 6의 (b)의 전위 관계도에 도시한 바와 같이, 오프 기간이 되면, 트랜스포머(T1)의 2차 코일(1Ns), 트랜스포머(T2A)의 1차 코일(2Np) 및 2차 코일(2Ns)의 각각의 양단 전위 관계가 반전된다. 이에 의해 제1 다이오드(D1)는 역방향 바이어스로 되어 차단된다.As shown in the potential relationship diagram of FIG. 6(b), in the off period, the secondary coil (1Ns) of the transformer (T1), the primary coil (2Np) and the secondary coil (2Ns) of the transformer (T2A) ) is inverted. As a result, the first diode D1 is reverse biased and blocked.

트랜스포머(T2A)의 1차 코일(2Np)의 타단의 전위가 평활 콘덴서(C1)의 플러스측 전위를 초과하면, 제2 다이오드(D2)가 순방향 바이어스로 되어 도통하고, 도 5의 (b)에 도시한 바와 같이 전류(i7)가 이하의 경로로 흐른다.When the potential of the other end of the primary coil 2Np of the transformer T2A exceeds the positive side potential of the smoothing capacitor C1, the second diode D2 becomes forward biased and conducts, as shown in FIG. 5(b). As shown, the current i7 flows through the following path.

전류(i7): 제2 콘덴서(C2)→트랜스포머(T2A)의 1차 코일(2Np)→ 제2 다이오드(D2)→ 부하(또는 평활 콘덴서(C1))Current (i7): Second capacitor (C2) → primary coil (2Np) of transformer (T2A) → second diode (D2) → load (or smoothing capacitor (C1))

전류(i7)는, 부하 또는 평활 콘덴서(C1)로 공급된다. 이에 의해, 온 기간에 제2 콘덴서(C2)에 축적된 전기 에너지 및 트랜스포머(T2A)에 축적된 자기에너지가, 오프 기간에 전력으로서 출력된다. 본 회로에서는, 제2 콘덴서(C2)에 큰 전기 에너지를 축적할 수 있으므로, 전력의 전달 효율을 향상시킬 수 있다.Current i7 is supplied to the load or the smoothing capacitor C1. Thus, the electric energy stored in the second condenser C2 during the on period and the magnetic energy stored in the transformer T2A are output as electric power during the off period. In this circuit, since large electrical energy can be stored in the second condenser C2, the power transmission efficiency can be improved.

제2 다이오드(D2)가 도통하면, 도 5의 (b)에 도시한 바와 같이, 점선으로 나타내는 전류(i8)도 흐른다. 이 전류(i8)는, 전류(i7)와 합류하여 부하 또는 평활 콘덴서(C1)로 공급된다. 이에 의해, 온 기간에 트랜스포머(T1)에 축적된 자기에너지가, 오프 기간에 전력으로서 출력된다. 전류(i8)는 전류(i7)에 비하여 작다. 전류(i7) 및 전류(i8)가 흐름으로써 제2 콘덴서(C2)는 방전된다.When the second diode D2 conducts, as shown in FIG. 5(b), a current i8 indicated by a dotted line also flows. This current i8 joins the current i7 and is supplied to the load or the smoothing capacitor C1. Thus, the magnetic energy stored in the transformer T1 during the on period is output as electric power during the off period. Current i8 is smaller than current i7. As currents i7 and i8 flow, the second condenser C2 is discharged.

본 회로에 있어서, 오프로 된 순간에 트랜스포머(T1)의 1차 코일(1Np)에 발생하는 역기전력이, 통상의 플라이백 방식의 트랜스포머에 비하여 작아지는 것은, 이하와 같이도 설명할 수 있다. 도 6의 (b)을 참조하면, 트랜스포머(T1)의 2차 코일(1Ns)에 발생하는 역기전력은, 가령 제2 콘덴서(C2)가 없을 경우에는, 출력 단자간 전압 즉 평활 콘덴서(C1)의 양단 전압에 상당하는 크기로 된다. 이에 대해 본 회로에서는, 제2 콘덴서(C2)가 있음으로써, 트랜스포머(T1)의 2차 코일(1Ns)에 발생하는 역기전력은, 제2 콘덴서(C2)의 양단 전압의 분만큼 작아진다. 따라서, 트랜스포머(T1)의 1차 코일(1Np)에 발생하는 역기전력도 작아진다. 예를 들어, 트랜스포머(T1)의 1차 코일(1Np)에 발생하는 역기전력을, 통상의 플라이백 방식의 트랜스포머의 그것에 비하여 1/2 이하로 할 수 있다.In this circuit, the fact that the counter electromotive force generated in the primary coil 1Np of the transformer T1 at the moment it is turned off is smaller than that of a normal flyback type transformer can also be explained as follows. Referring to (b) of FIG. 6, the counter electromotive force generated in the secondary coil (1Ns) of the transformer (T1) is, for example, when there is no second condenser (C2), the voltage between the output terminals, that is, the smoothing condenser (C1) It becomes a magnitude corresponding to the voltage at both ends. On the other hand, in this circuit, since the second condenser C2 is present, the counter electromotive force generated in the secondary coil 1Ns of the transformer T1 is reduced by the voltage of both ends of the second condenser C2. Accordingly, the counter electromotive force generated in the primary coil 1Np of the transformer T1 is also reduced. For example, the counter electromotive force generated in the primary coil (1Np) of the transformer (T1) can be reduced to 1/2 or less compared to that of a normal flyback type transformer.

(4) 제4 실시형태 (4) 4th Embodiment

도 7은, 본 발명의 제4 실시형태의 회로 구성예를 도시하는 도면이다. 제4 실시형태는, 제3 실시형태의 변형 형태이다.7 is a diagram showing an example of a circuit configuration of a fourth embodiment of the present invention. 4th Embodiment is a modified form of 3rd Embodiment.

제4 실시형태에서는, 제3 실시형태에 있어서의 결합도가 낮은 트랜스포머(T2A) 대신에, 결합도가 높은 트랜스포머(T2B)와, 그 1차 코일(2Np)에 직렬로 접속된 초크 코일(L)을 갖는다. 도시한 예에서는, 초크 코일(L)이, 1차 코일(2Np)의 타단과 트랜스포머(T1)의 2차 코일(1Ns)의 타단(다이오드(D2)의 애노드) 사이에 접속되어 있다. 다른 예에서는, 초크 코일(L)은, 1차 코일(2Np)의 일단과 제2 콘덴서(C2)의 플러스측(다이오드(D1)의 캐소드) 사이에 접속되어도 좋다. 또한 다른 예로서, 초크 코일(L)은, 2차 코일(2Ns)의 일단측 또는 타단측에 직렬로 접속되어도 좋다.In the fourth embodiment, instead of the transformer T2A having a low coupling degree in the third embodiment, a transformer T2B having a high coupling degree and a choke coil L connected in series to the primary coil 2Np thereof ) has In the illustrated example, the choke coil L is connected between the other end of the primary coil 2Np and the other end of the secondary coil 1Ns of the transformer T1 (the anode of the diode D2). In another example, the choke coil L may be connected between one end of the primary coil 2Np and the positive side of the second condenser C2 (cathode of the diode D1). As another example, the choke coil L may be connected in series to one end side or the other end side of the secondary coil 2Ns.

결합도가 높은 강한 결합 트랜스포머의 코일에 초크 코일을 직렬 접속한 구성은, 결합도가 낮은 느슨한 결합(loose coupling) 트랜스포머와 등가이다. 따라서, 트랜스포머(T2B)의 1차 코일(2Np)에 전류가 흘렀을 때에, 2차 코일(2Ns)에 흐르는 전류의 변화가 완만해지는 작용은, 제3 실시형태의 트랜스포머(T2A)와 같다.A configuration in which a choke coil is serially connected to a coil of a strong coupling transformer having a high coupling degree is equivalent to a loose coupling transformer having a low coupling degree. Therefore, when current flows through the primary coil 2Np of the transformer T2B, the effect of gradual change in the current flowing through the secondary coil 2Ns is the same as that of the transformer T2A of the third embodiment.

(5) 본 발명의 동작 및 효과의 정리 (5) summary of operation and effect of the present invention

본 발명의 스위칭 전원의 일 형태는, 플라이백 방식의 제1 트랜스포머 외에, 제1 트랜스포머의 2차측에 접속한 플라이백 방식의 제2 트랜스포머를 갖는 구성(제1 및 제2 실시형태)에 의해, 온 기간에는, 제2 트랜스포머에 자기에너지를 축적시킴으로써, 제1 트랜스포머에 축적되는 자기에너지를 일반적인 플라이백 방식의 전원에 비하여 작게 할 수 있다. 이 결과, 제1 트랜스포머에 오프 시에 발생하는 역기전력을 작게 할 수 있고, 그 결과, 스위칭 소자에 요구되는 내압성을 경감할 수 있고, 스너버 회로 등의 처리 용량을 저감할 수 있다. 트랜스포머(T1)의 자기 포화 가능성도 작아지는 점에서, 트랜스포머(T1)의 사이즈도 작게 할 수 있다.In one embodiment of the switching power supply of the present invention, in addition to the first transformer of the flyback type, a second transformer of the flyback type connected to the secondary side of the first transformer is provided (first and second embodiments), During the on period, by accumulating magnetic energy in the second transformer, the magnetic energy accumulated in the first transformer can be reduced compared to a general flyback type power supply. As a result, counter electromotive force generated when the first transformer is turned off can be reduced, and as a result, the voltage resistance required for the switching element can be reduced, and the processing capacity of the snubber circuit and the like can be reduced. Since the possibility of magnetic saturation of the transformer T1 is also reduced, the size of the transformer T1 can also be reduced.

본 발명의 스위칭 전원의 다른 형태는, 플라이백 방식의 제1 트랜스포머 외에, 제1 트랜스포머의 2차측에 접속한 포워드 방식의 제2 트랜스포머 및 제2 콘덴서(제1 콘덴서는 평활 콘덴서)를 갖는 구성(제3 및 제4 실시형태)에 의해, 온 기간에는, 제2 트랜스포머에 자기에너지를 축적 시키는 동시에 제2 콘덴서에 전기 에너지를 축적시킴으로써, 제1 트랜스포머에 축적되는 자기에너지를 일반적인 플라이백 방식의 전원에 비하여 작게 할 수 있다. 이 결과, 제1 트랜스포머에 오프 시에 발생하는 역기전력을 작게 할 수 있고, 그 결과, 스위칭 소자에 요구되는 내압성을 경감할 수 있고, 스너버 회로 등의 처리 용량을 저감할 수 있다. 트랜스포머(T1)의 자기 포화 가능성도 작아지는 점에서, 트랜스포머(T1)의 사이즈도 작게 할 수 있다. 또한, 제2 콘덴서에 전기 에너지를 축적함으로써, 전력의 전달 효율을 향상시킬 수 있다.Another form of the switching power supply of the present invention has a configuration having, in addition to the first transformer of the flyback type, a second transformer of the forward type connected to the secondary side of the first transformer and a second capacitor (the first capacitor is a smoothing capacitor) ( According to the third and fourth embodiments), during the on period, magnetic energy is stored in the second transformer and electric energy is stored in the second capacitor at the same time, so that the magnetic energy stored in the first transformer is converted into a general flyback type power supply. can be made smaller than As a result, counter electromotive force generated when the first transformer is turned off can be reduced, and as a result, the voltage resistance required for the switching element can be reduced, and the processing capacity of the snubber circuit and the like can be reduced. Since the possibility of magnetic saturation of the transformer T1 is also reduced, the size of the transformer T1 can also be reduced. In addition, by accumulating electric energy in the second condenser, power transfer efficiency can be improved.

1: 입력단
2: 입력단(입력측 기준단)
P: 정극 출력단
N: 부극 출력단(출력측 기준 전위)
T1, T2, T2A, T2B: 트랜스포머
1Np, 2Np: 1차 코일
1Ns 2Ns: 2차 코일
Q: 스위칭 소자(FET)
D1, D2: 정류 요소(다이오드)
C1: 제1 콘덴서(평활 콘덴서)
C2: 제2 콘덴서1: input stage
2: Input terminal (reference terminal on the input side)
P: positive output stage
N: Negative output terminal (reference potential on the output side)
T1, T2, T2A, T2B: Transformers
1Np, 2Np: 1st coil
1Ns 2Ns: 2nd coil
Q: Switching Element (FET)
D1, D2: rectification element (diode)
C1: first condenser (smoothing condenser)
C2: second condenser

Claims

(a) a first transformer (T1) having a primary coil (1Np) and a secondary coil (1Ns) having opposite polarities to each other and to which an input voltage is applied to the primary coil (1Np);
(b) a switching element (Q) controlled on/off by a control signal to conduct or block a current path including a primary coil (1Np) of the first transformer (T1);
(c) a primary coil (2Np) and a secondary coil (2Ns) having opposite polarities to each other, one end and the other end of the primary coil (2Np) being the secondary coil (1Ns) of the first transformer (T1) ) are respectively connected to one end and the other end, the other end of the primary coil 2Np is connected to the positive electrode output terminal p, and one end of the secondary coil 2Ns is connected to the negative electrode output terminal n. A transformer (T2),
(d) A first rectifying element (D1) connected to conduct a current flowing from the other end of the secondary coil (2Ns) of the second transformer (T2) to one end of the primary coil (2Np) and block the current in the reverse direction. )and,
(e) An insulated switching power supply characterized by having a first condenser (C1) connected between the positive electrode output terminal (p) and the negative electrode output terminal (n).

According to claim 1,
A second capacitor (C2) connected between one end of the primary coil (2Np) of the second transformer (T2) and the negative electrode output terminal (n);
A second rectifying element (D2) inserted between the other end of the primary coil (2Np) of the second transformer (T2) and the positive electrode output terminal (p), and from the other end of the primary coil (2Np) to the positive electrode output terminal ( An isolated switching power supply, characterized in that it further has said second rectifying element (D2) connected to conduct the current flowing in p) and block the current in the reverse direction.

(a) a first transformer (T1) having a primary coil (1Np) and a secondary coil (1Ns) having opposite polarities to each other, and to which an input voltage is applied to the primary coil (1Np);
(b) a switching element (Q) controlled on/off by a control signal to conduct or block a current path including a primary coil (1Np) of the first transformer (T1);
(c) a primary coil (2Np) and a secondary coil (2Ns) of the same polarity and loose coupling, one end and the other end of the primary coil (2Np) being connected to the first transformer; A second transformer (T2A) connected to one end and the other end of the secondary coil (1Ns) of (T1) and the other end of the secondary coil (2Ns) connected to the negative output terminal (n);
(d) A first rectifying element (D1) connected to conduct current flowing from one end of the secondary coil (2Ns) of the second transformer (T2A) to one end of the primary coil (2Np) and block current in the reverse direction. )and,
(e) a second rectifying element (D2) connected to conduct a current flowing from the other end of the primary coil (2NP) of the second transformer (T2A) to the positive output terminal (p) and block the current in the reverse direction;
(f) a first capacitor (C1) connected between the positive electrode output terminal (p) and the negative electrode output terminal (n);
(g) characterized in that it has a second capacitor (C2) connected between one end of the primary coil (2NP) of the second transformer (T2A) and the negative electrode output terminal (n), the insulated switching power supply.

According to claim 3,
Instead of the second transformer (T2A),
A primary coil (2Np) and a secondary coil (2Ns) having the same polarity and strongly coupled to each other are provided, and one end and the other end of the primary coil (2Np) are secondary coils of the first transformer (T1). A transformer (T2B) connected to one end and the other end of (1Ns) and the other end of the secondary coil (2Ns) connected to the negative output terminal (n), and a primary coil (2Np) of the transformer (T2B) An isolated switching power supply, characterized in that it has a choke coil (L) connected in series.