JP4144715B2

JP4144715B2 - DC-DC converter

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Publication number: JP4144715B2
Application number: JP07297098A
Authority: JP
Inventors: 克明田中
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Priority date: 1998-03-23
Filing date: 1998-03-23
Publication date: 2008-09-03
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Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【０００２】
【従来技術】
ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、主スイッチ手段に加わる電圧をクランプし、主スイッチ手段に加わる電圧ストレスを軽減する技術は、例えば、U.S.Pat.No.4,441,146号に開示されている。この先行技術文献に開示されたアクティブ出力回路は、直流入力端子の両端の間に、トランスと主スイッチ手段とを挿入し、トランスの２次側にはクランプ用コンデンサと補助スイッチ手段との直列回路を、並列に接続してある。主スイッチ手段が開状態にあるときに、補助スイッチ手段を閉状態とすることによって、主スイッチ手段に加わる電圧を、コンデンサによってクランプでき、主スイッチの電圧ストレスを軽減できる。
【０００３】
上述した文献で代表される従来技術の問題点は、主スイッチ手段と補助スイッチ手段の２つのスイッチ手段を必要とするため、回路構成が複雑になること、主スイッチ手段と補助スイッチ手段とを交互に閉動作させる時に、同時に閉状態とならないようにする必要があるため、制御及びドライブ回路が複雑となることである。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の課題は、簡単な構成で、スイッチ手段に加わる電圧ストレスを下げることができるＤＣーＤＣコンバータを提供することである。
【０００５】
本発明のもう一つの課題は、損失が小さく、効率の高いＤＣーＤＣコンバータを提供することである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
上述した課題を解決するため、本発明に係るＤＣーＤＣコンバータはトランスと、スイッチ手段と、出力回路とを含む。前記主トランスは、第１の巻線と、第２の巻線とを有する。前記スイッチ手段は、前記第１の巻線に直列に接続され、前記第１の巻線を通して供給される直流電圧をスイッチングする。
【０００７】
前記出力回路は、第１のコンデンサと、第１のダイオードと、インダクタと、第２のダイオードと、第２のコンデンサとを含む。前記第１のコンデンサは、一端が前記第２の巻線の一端に接続される。前記第１のダイオード及び前記インダクタは、直列に接続され、直列回路の両端が前記第１のコンデンサの他端と、前記第２の巻線の他端との間に接続されている。
【０００８】
前記第１のダイオードは、前記スイッチ手段の閉動作時に、前記第２の巻線及び前記インダクタを通って、前記第１のコンデンサに充電電流を流すように方向付けられている。
【０００９】
前記第２のダイオードは、前記スイッチ手段の開動作時に、前記第２の巻線及び前記第１のコンデンサを通って前記第２のコンデンサに充電電流を流し、かつ、前記第１のダイオードと共に、前記スイッチ手段の閉動作時に前記インダクタに蓄積されたエネルギーを、前記第２のコンデンサに伝送する回路を構成する。前記第２のコンデンサは出力平滑コンデンサを構成する。
【００１０】
本発明に係るＤＣーＤＣコンバータにおいて、スイッチ手段は、主トランスに備えられた第１の巻線に直列に接続され、第１の巻線を通して供給される直流電圧をスイッチングする。スイッチング出力は、主トランスの第１の巻線から第２の巻線に伝送される。
【００１１】
主トランスの第２の巻線には、出力回路が備えられている。出力回路は、第１のコンデンサと、第１のダイオードと、インダクタとを含んでいる。第１のコンデンサは、一端が第２の巻線の一端に接続されている。第１のダイオード及びインダクタは、直列に接続され、直列回路の一端が第１のコンデンサの他端に接続され、他端が第２の巻線の他端に接続されている。第１のダイオードは、スイッチ手段の閉動作時に、第２の巻線及びインダクタを通って、第１のコンデンサに充電電流を流すように方向付けられている。従って、スイッチ手段が閉動作をした時、直流電源から、主トランスの第１の巻線及び第２の巻線を通して、第１のコンデンサに充電電流が流れる。第１のコンデンサの容量値を十分に大きくすることにより、第１のコンデンサの端子電圧を、２次側換算した直流電源の電圧値とほぼ同じ一定の値に設定することができる。
【００１２】
スイッチ手段の閉動作時において、第１のコンデンサに流れる充電電流が、インダクタを通る。このため、インダクタと第１のコンデンサとの間に直列共振が生じ、流れる充電電流の波形は滑らかになる。このように、主トランスに流れる電流の波形が滑らかになるので、主トランスのコアで生じる表皮効果による銅損を低減することができる。
【００１３】
出力回路は、更に、第２のダイオードと、第２のコンデンサとを含んでいる。第２のダイオードは、スイッチ手段の開状態時に、第２の巻線から、第１のコンデンサを通して、第２のコンデンサに充電電流を流すように方向付けられている。従って、スイッチ手段の開状態時に、主トランスの第２の巻線から、第１のコンデンサを通して、第２のコンデンサに充電電流が流れる。また、スイッチ手段の閉期間中に主ランスに蓄えられた磁気エネルギーと第１のコンデンサに蓄えられた静電エネルギーが、第２のコンデンサに伝送される。
【００１４】
第２のコンデンサは、出力平滑コンデンサを構成するから、その端子電圧を、直流出力電圧として、直流出力端子間に接続された負荷に供給することができる。
【００１５】
スイッチ手段が開状態となった時、主トランスの第２の巻線に発生する電圧は、直流出力電圧から、第１のコンデンサの端子電圧を引いた値にクランプされる。スイッチ手段の両端には、直流電源の電圧値に、第２の巻線に生じるクランプ電圧（２次側クランプ電圧）を主トランスの１次側に換算した電圧（１次側換算クランプ電圧）を加えた値が発生する。一次側換算クランプ電圧は、主トランスの第２の巻線と第１の巻線との巻き数比によって定まる。従って、巻き数比を適切に選定することにより、スイッチ手段に加わる電圧を低下させ、電圧ストレスを軽減することができる。
【００１６】
しかも、スイッチ手段に加わる電圧は、入力の直流電源が変動しても、ほぼ一定となる。これにより、耐圧の小さなスイッチ手段を使用でき、閉状態における抵抗値の小さいスイッチ手段を使用できる。
【００１７】
第１のコンデンサに充電電流が流れている期間は、インダクタは励磁されていて、インダクタに磁気エネルギーが蓄積される。本発明において、出力回路に含まれる第２のダイオードは、スイッチ手段の開動作時に、第１のダイオードと共に、スイッチ手段の閉動作時にインダクタに蓄積されたエネルギーを、第２のコンデンサに伝送する回路を構成する。従って、第１のコンデンサに充電電流が流れている期間に、スイッチ手段が開状態になった時、インダクタに蓄積されたエネルギーが、第１のダイオードを通して放出され、第２のコンデンサに充電電流が流れる。それによって、インダクタに蓄積されていた磁気エネルギーは第２のコンデンサに伝送されるから、インダクタに蓄積された磁気エネルギーが損失になることがない。
【００１８】
本発明に係るＤＣーＤＣコンバータは、一般的な構成要素として、制御回路を含んでおり、制御回路はスイッチ手段を制御する。
【００１９】
更に、本発明に係るＤＣーＤＣコンバータは、１つの態様として、第２のトランスと、補助電源回路とを含んでいてもよい。前記第２のトランスは、２つの巻線を有しており、第１の巻線は、前記インダクタを構成する。前記補助電源回路は、前記第２のトランスの第２の巻線に生じる電圧を利用して、制御回路のための動作電源を生成する。
【００２０】
上記した態様のＤＣーＤＣコンバータにおいて、第２のトランスの巻線の一方が、上述したインダクタを構成するので、スイッチ手段が閉動作したとき、トランスの第２の巻線、第１のダイオード、第２のトランスの第１の巻線及び第１のコンデンサを巡る回路ループが構成され、第１のコンデンサに対して上述した充電動作が加わる。
【００２１】
また、スイッチ手段が開状態になったときは、第２のトランスの第１の巻線に蓄積されたエネルギーが、第１のダイオード及び第２のダイオードを通して放出され、出力平滑コンデンサに充電電流が流れる。それによって、インダクタに蓄積されていた磁気エネルギーが第２のコンデンサに伝送される。従って、インダクタに蓄積された磁気エネルギーが損失になることはない。
【００２２】
また、直流出力端子間に接続された負荷が短絡された場合、第２のコンデンサの端子電圧はゼロになり、第１のコンデンサの端子電圧もゼロになる。したがって、スイッチ手段の閉動作時に、主トランスの第２の巻線に発生する電圧は、上述の回路ループにおいて、直接に、第２のトランスの第１の巻線に加わるようになる。このため、第２のトランスの第２の巻線に充分な電圧が発生するようになる。従って、負荷短絡時にも、制御回路に対して充分な動作電圧を供給し得る。この回路動作により、ＤＣーＤＣコンバータに対して、制御回路による定電流制御動作を行なわせ、負荷に安定した定電流を供給することができる。
【００２３】
本発明の他の目的、構成及び利点については、添付図面を参照して更に詳しく説明する。添付図面は、単なる例を示すものに過ぎない。
【００２４】
【発明の実施の形態】
図１は本発明に係るＤＣーＤＣコンバータの電気回路図である。図を参照すると、本発明に係るＤＣーＤＣコンバータは、主トランス２と、スイッチ手段３と、出力回路４とを含む。参照符号１は直流電源であり、本発明に係るＤＣーＤＣコンバータに対し直流電圧Ｖｉｎを供給する。直流電源１は交流電源から整流平滑された電源またはバッテリ等である。直流電圧Ｖｉｎは入力端子Ｔ１１、Ｔ１２に供給される。
【００２５】
主トランス２は、第１の巻線Ｎ１と、第２の巻線Ｎ２とを含んでいる。スイッチ手段３は、第１の巻線Ｎ１に直列に接続され、第１の巻線Ｎ１を通して供給される直流電圧Ｖｉｎをスイッチングする。スイッチ手段３は、一般には、ＦＥＴ等の３端子スイッチ素子によって構成される。スイッチ手段３は、制御回路６から供給される制御信号によってスイッチング動作が制御される。スイッチ手段３の制御は、一般には、パルス幅変調制御（ＰＷＭ制御）方式によって行なわれる。制御回路６は、直流出力端子Ｔ２１ーＴ２２に現れる直流出力電圧Ｖｏを監視し、直流出力電圧Ｖｏが一定となるような電圧安定化制御を、スイッチ手段３に与える。そのほか、過電流制御等も与える。
【００２６】
出力回路４は、第１のコンデンサ４１と、第１のダイオード４２と、インダクタ１１とを含む。第１のコンデンサ４１は、一端が第２の巻線Ｎ２の一端に接続されている。第１のダイオード４２及びインダクタ１１は直列に接続され、その直列回路の一端が第１のコンデンサ４１の他端に接続され、他端が第２の巻線Ｎ２の他端に接続されている。第１のダイオード４２は、スイッチ手段３の閉動作時に、第２の巻線Ｎ２から第１のコンデンサ４１に充電電流を流すように方向付けられている。
【００２７】
出力回路４は、更に、第２のダイオード４３と、第２のコンデンサ４４とを含んでいる。第２のダイオード４３は、スイッチ手段３の開状態時に、第２の巻線Ｎ２から、第１のコンデンサ４１を通して、第２のコンデンサ４４に充電電流を流すように方向付けられている。更に、第２のダイオード４３は、スイッチ手段３の開動作時に、第１のダイオード４２と共に、スイッチ手段３の閉動作時にインダクタ１１に蓄積されたエネルギーを、第２のコンデンサ４４に伝送する回路を構成する。第２のコンデンサ４４は、出力平滑コンデンサとして用いられる。
【００２８】
次に図２〜図４を参照して、図１に示したＤＣーＤＣコンバータの動作を説明する。図２はスイッチ手段３が閉動作をしたときの回路動作を説明する図、図３はスイッチ手段３が開状態にあるときの回路動作を説明する図、図４は図１に示したＤＣーＤＣコンバータの各部における電圧波形を示している。図４（ａ）はスイッチ手段３の両端に現れる電圧Ｖｓｗの波形、図４（ｂ）は第１のダイオード４２の両端に加わる電圧ＶＤ１の波形、図４（ｃ）は第２のダイオード４３の両端に加わる電圧ＶＤ２の波形、図４（ｄ）は第１のコンデンサ４１の端子電圧Ｖｃの波形である。
【００２９】
図１に示したＤＣーＤＣコンバータにおいて、スイッチ手段３は、主トランス２に備えられた第１の巻線Ｎ１に直列に接続され、第１の巻線Ｎ１を通して供給される直流電圧Ｖｉｎをスイッチングする。スイッチング出力は、主トランス２の第１の巻線Ｎ１から第２の巻線Ｎ２に伝送される。
【００３０】
主トランス２の第２の巻線Ｎ２には、出力回路４が備えられている。出力回路４は、第１のコンデンサ４１と、第１のダイオード４２とを含んでいる。第１のコンデンサ４１は、一端が第２の巻線Ｎ２の一端に接続されている。第１のダイオード４２及びインダクタ１１は、直列に接続され、直列回路を構成し、直列回路の一端が第１のコンデンサ４１の他端に接続され、直列回路の他端が第２の巻線Ｎ２の他端に接続されている。
【００３１】
従って、スイッチ手段３が閉動作をしたとき（図２参照）、主トランス２の第２の巻線Ｎ２、第１のコンデンサ４１、第１のダイオード４２及びインダクタ１１を巡る回路ループが構成される。
【００３２】
しかも、第１のダイオード４２は、スイッチ手段３の閉動作をしている時に、第２の巻線Ｎ２から第１のコンデンサ４１に充電電流Ｉｃを流すように方向付けられている。従って、スイッチ手段３が閉動作をしているｔ０〜ｔ１時（図４参照）の期間に、直流電源１から、主トランス２の第１の巻線Ｎ１及び第２の巻線Ｎ２を通し、更に、インダクタ１１及び第１のダイオード４２を通して、第１のコンデンサ４１に充電電流Ｉｃ（図２参照）が流れる。第１のコンデンサ４１の容量値を十分に大きくすることにより、第１のコンデンサ４１の端子電圧Ｖｃは、ほぼ一定（図４（ｄ）参照）となり、２次側換算した直流電源１の電圧値となる。
【００３３】
スイッチ手段３が閉動作をしているｔ０〜ｔ１時には、直流電源１から、主トランス２の第１の巻線Ｎ１及び第２の巻線Ｎ２を通して、第１のコンデンサ４１に充電電流Ｉｃ（図２参照）が流れ、それによって、第１のコンデンサ４１に静電エネルギーが蓄積されると共に、主トランス２のコアに磁気エネルギーが蓄積される。
【００３４】
出力回路４の第２のダイオード４３は、スイッチ手段３が開状態となる時に、主トランス２の第２の巻線Ｎ２から第１のコンデンサ４１を通して、第２のコンデンサ４４に充電電流ＩＦを流すように方向付けられている。従って、スイッチ手段３が開状態（図３参照）となっているｔ１〜ｔ２時（図４参照）の期間に、主トランス２の第２の巻線Ｎ２から、第１のコンデンサ４１を通し、更に、第２のダイオード４３を通して、第２のコンデンサ４４に充電電流ＩＦが流れる。これにより、スイッチ手段３の閉期間中に主トランス２に蓄えられた磁気エネルギー、及び、第１のコンデンサ４１に蓄えられた静電エネルギーが、第２のコンデンサ４４に伝送される。スイッチ手段３の開期間はｔ１時からｔ３時までであるが、ｔ２時からｔ３時までは、エネルギー伝送は行なわれない。
【００３５】
第２のコンデンサ４４は、出力平滑コンデンサを構成し、直流出力端子Ｔ２１ーＴ２２間に接続されているから、第２のコンデンサ４４の端子電圧が、直流出力電圧Ｖｏとして、直流出力端子Ｔ２１ーＴ２２間に接続された負荷５に供給される。
【００３６】
スイッチ手段３が開状態となった時、主トランス２の第２の巻線Ｎ２に発生する電圧ＶＦ（図３参照）は、直流出力電圧Ｖｏから、第１のコンデンサ４１の端子電圧Ｖｃを引いた値にクランプされる。スイッチ手段３の両端には、直流電源１から供給される直流電圧Ｖｉｎと、第２の巻線Ｎ２に生じるクランプ電圧（２次側クランプ電圧）を１次側換算した電圧（１次側換算クランプ電圧）Ｖｎｐとを加えた電圧Ｖｓｗが発生する。一次側換算クランプ電圧Ｖｎｐは、主トランス２の第２の巻線Ｎ２と第１の巻線Ｎ１との巻き数比によってほぼ定まる。この関係を、式によって示すと、
Ｖｃ＝（Ｎｓ／Ｎｐ）Ｖｉｎ（１）
Ｖｎｐ＝（Ｎｐ／Ｎｓ）（Ｖｏ−Ｖｃ）（２）
Ｖｓｗ＝Ｖｉｎ＋Ｖｎｐ（３）
式（１）、（２）及び（３）より
Ｖｓｗ＝（Ｎｐ／Ｎｓ）Ｖｏ
但し、
Ｖｏ：直流出力電圧
Ｎｐ：主トランス２の第１の巻線Ｎ１の巻数
Ｎｓ：主トランス２の第２の巻線Ｎ２の巻数
となる。
【００３７】
上記式から明らかなように、巻数比（Ｎｐ／Ｎｓ）を適切に選定することにより、スイッチ手段３に加わる電圧Ｖｓｗを低下させ、電圧ストレスを軽減することができる。また、スイッチ手段３に加わる電圧ストレスを軽減することによって、従来と比べて、導通時の抵抗値の小さいスイッチ手段３を使用でき、スイッチ手段３の導通期間に発生する損失を従来と比べて減らすことができる。
【００３８】
また、スイッチ手段３の閉動作時において、第１のコンデンサ４１に流れる充電電流Ｉｃが、インダクタ１１を通るので、インダクタ１１と第１のコンデンサ４１との間に直列共振が生じ、流れる充電電流Ｉｃはサイン波形になる。よって、スイッチ手段３に流れる電流波形は、主トランス２に流れる鋸波状励磁電流と、第１のコンデンサ４１に流れ込む共振電流とを重畳した波形になる。このため、主トランス２に流れる電流波形の高周波成分が減るので、高周波成分の表皮効果に起因する銅損が低減できる。また、ノイズの発生を少なくすることができる。
【００３９】
上述のように、第１のコンデンサ４１に流れる充電電流Ｉｃ（図２参照）が、インダクタ１１を通る。このため、第１のコンデンサ４１に充電電流Ｉｃが流れている期間は、インダクタ１１は励磁されていて、インダクタ１１に磁気エネルギーが蓄積される。
【００４０】
第１のコンデンサ４１に充電電流Ｉｃが流れている期間に、スイッチ手段３が開状態になった時、インダクタ１１から第２のコンデンサ４４に充電電流ＩＬ（図３参照）が流れ、それによって、インダクタ１１に蓄積された磁気エネルギーが、第２のコンデンサ４４に伝送される。従って、インダクタ１１に蓄えられた磁気エネルギーが損失になる恐れはない。
【００４１】
図５は、本発明に係るＤＣーＤＣコンバータの更に別の実施例を示す電気回路図である。図５において、図１、２、３と同一の構成部分については、同一の参照符号を付し、説明を省略する。図５に示したＤＣーＤＣコンバータは、第２のトランス７と、補助電源回路８とを含んでいる。
【００４２】
主トランス２は第３の巻線Ｎ３を有しており、主トランス２の第３の巻線Ｎ３は、補助電源回路８に接続されている。また、負荷５に直列に出力電流検出回路９が接続されている。
【００４３】
制御回路６は、補助電源回路８から動作電圧を供給され、直流出力電圧Ｖｏが一定となるような電圧安定化制御を、スイッチ手段３に与える。制御回路６は、更に、出力電流検出回路９から供給される電流検出信号により、直流出力電流Ｉｏを監視し、定電流制御をスイッチ手段３に与える。
【００４４】
次に、第２のトランス７は、第１の巻線１１と、第２の巻線１２とを有する。第１の巻線１１は、インダクタ１１（図１〜図４参照）を構成する。第１の巻線１１による作用効果は、図１〜図４のインダクタ１１と全く同じであるので、説明は省略する。第２のトランス７に備えられた第２の巻線１２は、補助電源回路８に接続されている。従って、補助電源回路８は、主トランス２の第３の巻線Ｎ３、及び、第２のトランス７の第２の巻線１２の両者から、エネルギーの供給を受ける。
【００４５】
通常の負荷５で動作している場合、ＤＣーＤＣコンバータは定電圧動作をし、主トランス２の第３の巻線Ｎ３には充分な電圧が発生する。第３の巻線Ｎ３に生じる電圧は補助電源回路８に利用される。制御回路６は、第３の巻線Ｎ３及び補助電源回路８から供給される動作電圧により、安定に動作する。
【００４６】
次に、負荷短絡を生じた場合、ＤＣーＤＣコンバータは定電流源として動作する。この場合、制御回路６により、スイッチ手段３の導通期間は非常に短く制御される。このため、第３の巻線Ｎ３及び補助電源回路８によって構成される回路が、フォワード方式となっている場合は、第３の巻線Ｎ３に発生する電圧が、第１の巻線Ｎ１と第３の巻線Ｎ３との間の巻き数比によって定まる値にはならずに、低下する。第３の巻線Ｎ３及び補助電源回路８によって構成される回路が、フライバック方式となっている場合は、第３の巻線Ｎ３に発生する電圧はゼロになる。
【００４７】
一方、第２のトランス７は、第１の巻線１１に結合された第２の巻線１２を有しており、第２の巻線１２から補助電源回路８に対して、エネルギーが供給される。負荷短絡を生じた場合、第２のコンデンサ４４及び第１のコンデンサ４１の端子電圧が零になる。そして、スイッチ手段３が閉状態になったとき、主トランス２の第２の巻線Ｎ２に発生した電圧が、トランス７の第１の巻線１１に加わり、第２の巻線１２に電圧が発生する。この電圧が補助電源回路８に供給される。このため、負荷短絡を生じた場合も、補助電源回路８に対して充分なエネルギーを供給し、ＤＣーＤＣコンバータに対して、制御回路６による定電流制御動作を行なわせ、負荷５に安定した定電流を供給することができる。
【００４８】
従来、出力電流検出回路９の電圧降下から、制御回路６の動作電源を得る回路が知られていた。しかし、この場合は、出力電流検出回路９のインピーダンスを高くする必要があり、必然的に、出力電流検出回路９に大きな損失を生じる。これに対して、図５に示す実施例の場合、第２のトランス７に生じる電圧を利用して、制御回路６の動作電源を得ているので、出力電流検出回路９のインピーダンスを低下させることができ、損失を低減することができる。
【００４９】
図６は、図５に示したＤＣーＤＣコンバータにおける補助電源回路８の具体的な電気回路図である。図６において、図５と同一の構成部分については、同一の参照符号を付し、説明を省略する。
【００５０】
補助電源回路８は、第３のダイオード８１と、第４のダイオード８２と、第３のコンデンサ８３とを含んでいる。第３のダイオード８１は、主トランス２の第３の巻線Ｎ３と直列に接続され、直列回路を構成し、直列回路の両端が第３のコンデンサ８３の両端に接続されている。第３のコンデンサ８３は、補助電源回路８における平滑コンデンサを構成する。
【００５１】
第３のダイオード８１は、スイッチ手段３の開状態時に、主トランス２の第３の巻線Ｎ３から第３のコンデンサ８３に充電電流を流す（フライバック方式）ように方向付けられている。但し、第３のダイオード８１は、スイッチ手段３の閉動作時に、主トランス２の第３の巻線Ｎ３から第３のコンデンサ８３に充電電流を流すように方向付けられていてもよい。
【００５２】
第４のダイオード８２は、第２のトランス７の第２の巻線１２に、直列に接続され、直列回路を構成し、直列回路の両端が第３のコンデンサ８３の両端に接続されている。第４のダイオード８２は、スイッチ手段３の閉動作時に、第２のトランス７の第２の巻線１２から第３のコンデンサ８３に充電電流を流すように方向付けられている。
【００５３】
上述したように、図示された補助電源回路８において、第３のダイオード８１と、主トランス２の第３の巻線Ｎ３とを直列に接続して構成された直列回路の両端が、第３のコンデンサ８３の両端に接続されている。従って、主トランス２の第３の巻線Ｎ３、第３のダイオード８１及び第３のコンデンサ８３を巡る充電ループが構成される。実施例において、第３のダイオード８１は、スイッチ手段３の開状態時に、主トランス２の第３の巻線Ｎ３から第３のコンデンサ８３に充電電流を流すように方向付けられているので、スイッチ手段３の開状態時に、主トランス２の第３の巻線Ｎ３から第３のダイオード８１を通って、第３のコンデンサ８３に充電電流が流れ、第３のコンデンサ８３が端子電圧Ｖ０２まで充電される。この端子電圧Ｖ０２が制御回路６に供給される。
【００５４】
第４のダイオード８２は、第２のトランス７に備えられた第２の巻線１２に直列に接続され、直列回路を構成する。この直列回路の両端は第３のコンデンサ８３の両端に接続されている。従って、第２のトランス７の第２の巻線１２、第４のダイオード８２及び第３のコンデンサ８３を巡る充電回路ループが構成される。
【００５５】
第４のダイオード８２は、スイッチ手段３の閉動作時に、第２のトランス７の第２の巻線１２から第３のコンデンサ８３に充電電流を流すように方向付けられている。従って、スイッチ手段３の閉動作時に、第２のトランス７に備えられた第２の巻線１２から、第４のダイオード８２を通って、第３のコンデンサ８３に充電電流が流れ、第３のコンデンサ８３が端子電圧Ｖ０２まで充電される。この端子電圧Ｖ０２が制御回路６に供給される。
【００５６】
次に、図６に示したＤＣーＤＣコンバータの動作を説明する。まず、定常動作領域では、主トランス２の第３の巻線Ｎ３に生じる電圧Ｖｈにより、第３のダイオード８１を通して、第３のコンデンサ８３が充電される。
【００５７】
負荷５が短絡された場合は、第３の巻線Ｎ３に発生する電圧Ｖｈはゼロであるが、第２のトランス７に備えられた第２の巻線１２に電圧Ｖｇが発生する。第３のコンデンサ８３は、第２の巻線１２に電圧Ｖｇにより、第４のダイオード８２を通して、充電される。
【００５８】
また、負荷５が短絡された場合、第２のコンデンサ４４及び第１のコンデンサ４１の端子電圧が零になり、スイッチ手段３の閉期間において、主トランス２の第２の巻線Ｎ２に発生する電圧が、第２のトランス７に備えられた第１の巻線１１に加わる。同時に、第２のトランス７に備えられた第２の巻線１２に電圧Ｖｇが発生し、第３のコンデンサ８３に充電電流が流れ込む。これによって、負荷短絡時にも、第３のコンデンサ８３の端子電圧Ｖ０２が低下することがなくなり、制御回路６が安定に動作する。従って、負荷短絡時に、ＤＣーＤＣコンバータに定電流動作を確実に行なわせることができる。
【００５９】
負荷短絡時に、第２のトランス７の第２の巻線１２に発生する電圧Ｖｇと、第１の主トランス２の第３の巻線Ｎ３に生じる電圧Ｖｈについて、Ｖｈ＜Ｖｇを満たすように、第２のトランス７の第１の巻線１１と、第２の巻線１２との巻き数比を定めておくものとする。
【００６０】
図７は本発明に係るＤＣーＤＣコンバータの更に別の実施例を示す電気回路図である。図７において、図６と同一の構成部分については、同一の参照符号を付し、説明を省略する。この実施例では、主トランス２の第３の巻線Ｎ３と第２のトランス７の第２の巻線１２とを、極性を合わせて直列に接続してある。第３の巻線Ｎ３及び第２の巻線１２の直列回路と直列に、第３のダイオード８１が接続されている。第３のダイオード８１の極性は、スイッチ手段３が閉動作をしたときに、第３の巻線Ｎ３に生じる電圧Ｖｈ、及び、第２の巻線１２に生じる電圧Ｖｇに対して順方向（フォワード方式）となるように選定されている。
【００６１】
定常動作領域では、主トランス２の第３の巻線Ｎ３に生じる電圧により、第３のダイオード８１を通して、コンデンサ８３が充電される。
【００６２】
負荷５が短絡された場合は、第３の巻線Ｎ３に発生する電圧Ｖｈが前述した理由によって低下するが、第２のトランス７に備えられた第２の巻線１２に電圧Ｖｇが発生する。第３のコンデンサ８３は、低下した電圧Ｖｈと第２の巻線１２に発生した電圧Ｖｇとの和（Ｖｈ＋Ｖｇ）によって、第３のダイオード８１を通して、充電される。これによって、負荷短絡時にも、第３のコンデンサ８３の端子電圧Ｖ０２が低下することがなくなり、制御回路６が安定に動作する。従って、負荷短絡時に、ＤＣーＤＣコンバータに定電流動作を確実に行なわせることができる。
【００６３】
図８は本発明に係るＤＣーＤＣコンバータの更に別の実施例を示す電気回路図である。図８において、図６と同一の構成部分については、同一の参照符号を付し、説明を省略する。この実施例では、補助電源回路８のうち、主トランス２の第３の巻線Ｎ３に生じる電圧Ｖｈを利用する回路部分は、第４のコンデンサ８４と、第５のダイオード８５とを含む。第４のコンデンサ８４は、一端が主トランス２の第３の巻線Ｎ３の一端に接続されている。第５のダイオード８５は、スイッチ手段３の閉動作時に、第３の巻線Ｎ３から第４のコンデンサ８４に充電電流を流すように方向付けられている。
【００６４】
補助電源回路４は、更に、第６のダイオード８６を含んでいる。第６のダイオード８６は、スイッチ手段３の開状態時に、第３の巻線Ｎ３から、第４のコンデンサ８４を通して、第３のコンデンサ８３に充電電流を流すように方向付けられている。
【００６５】
上述した補助電源回路８の回路構成は、主トランス２の第２の巻線Ｎ２、第１のコンデンサ４１、第１のダイオード４２、第２のダイオード４２及び第２のコンデンサ４４による回路構成と、基本的に同じであり、同様の作用効果を奏する。従って、定常動作時に、入力電圧が変動した場合も、制御回路６に供給される第３のコンデンサ８３の端子電圧Ｖ０２を一定化することができる。このため、補助電源回路８において発生する損失を一定化し、電圧Ｖ０２の値を、従来よりも低く設定できるようになるので、補助電源回路８で発生する損失を小さくすることができる。
【００６６】
負荷５が短絡された場合は、第３の巻線Ｎ３に発生する電圧Ｖｈは低下するが、第２のトランス７に備えられた第２の巻線１２に電圧Ｖｇが発生する。第３のコンデンサ８３は、電圧Ｖｇにより、第３のダイオード８２を通して充電される。これによって、負荷短絡時にも、第３のコンデンサ８３の端子電圧Ｖ０２が低下することがなくなり、制御回路６が安定に動作する。従って、負荷短絡時に、ＤＣーＤＣコンバータに定電流動作を確実に行なわせることができる。
【００６７】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明によれば次のような効果を得ることができる。
（ａ）簡単な構成で、スイッチ手段に加わる電圧ストレスを下げることができるＤＣーＤＣコンバータを提供することができる。
（ｂ）損失が小さく、効率の高いＤＣーＤＣコンバータを提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの電気回路図である。
【図２】図１に示したＤＣーＤＣコンバータにおいてスイッチ手段が閉動作をしたときの回路動作を説明する図である。
【図３】図１に示したＤＣーＤＣコンバータにおいて、スイッチ手段が開状態にあるときの回路動作を説明する図である。
【図４】図１に示したＤＣーＤＣコンバータの各部における電圧波形を示している。
【図５】本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの別の実施例を示す電気回路図である。
【図６】本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの更に別の実施例を示す電気回路図である。
【図７】本発明に係るＤＣーＤＣコンバータの更に別の実施例を示す電気回路図である。
【図８】本発明に係るＤＣーＤＣコンバータの更に別の実施例を示す電気回路図である。
【符号の説明】
１直流電源
２主トランス
３スイッチ手段
４出力回路
４１第１のコンデンサ
４２第１のダイオード
１１インダクタ
４３第２のダイオード
４４第２のコンデンサ
５負荷[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a DC-DC converter.
[0002]
[Prior art]
For example, US Pat. No. 4,441,146 discloses a technique for clamping the voltage applied to the main switch means and reducing the voltage stress applied to the main switch means in the DC-DC converter. The active output circuit disclosed in this prior art document has a transformer and main switch means inserted between both ends of a DC input terminal, and a series circuit of a clamping capacitor and auxiliary switch means on the secondary side of the transformer. Are connected in parallel. By closing the auxiliary switch means when the main switch means is in the open state, the voltage applied to the main switch means can be clamped by the capacitor, and the voltage stress of the main switch can be reduced.
[0003]
The problems of the prior art represented by the above-mentioned documents are that the main switch means and the auxiliary switch means require two switch means, so that the circuit configuration becomes complicated, and the main switch means and the auxiliary switch means are alternately arranged. Therefore, the control and drive circuits are complicated because it is necessary to prevent them from being closed at the same time.
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
An object of the present invention is to provide a DC-DC converter that can reduce voltage stress applied to a switch means with a simple configuration.
[0005]
Another object of the present invention is to provide a DC-DC converter with low loss and high efficiency.
[0006]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above-described problem, the DC-DC converter according to the present invention includes a transformer, a switch means, and an output circuit. The main transformer has a first winding and a second winding. The switch means is connected in series to the first winding and switches a DC voltage supplied through the first winding.
[0007]
The output circuit includes a first capacitor, a first diode, an inductor, a second diode, and a second capacitor. One end of the first capacitor is connected to one end of the second winding. The first diode and the inductor are connected in series, and both ends of the series circuit are connected between the other end of the first capacitor and the other end of the second winding.
[0008]
The first diode is oriented to pass a charging current through the second winding and the inductor to the first capacitor when the switch means is closed.
[0009]
The second diode causes a charging current to flow to the second capacitor through the second winding and the first capacitor when the switch means is opened, and together with the first diode, A circuit is configured to transmit energy stored in the inductor to the second capacitor when the switch means is closed. The second capacitor constitutes an output smoothing capacitor.
[0010]
In the DC-DC converter according to the present invention, the switch means is connected in series to the first winding provided in the main transformer, and switches the DC voltage supplied through the first winding. The switching output is transmitted from the first winding of the main transformer to the second winding.
[0011]
An output circuit is provided in the second winding of the main transformer. The output circuit includes a first capacitor, a first diode, and an inductor. One end of the first capacitor is connected to one end of the second winding. The first diode and the inductor are connected in series, one end of the series circuit is connected to the other end of the first capacitor, and the other end is connected to the other end of the second winding. The first diode is oriented to pass a charging current through the second winding and the inductor to the first capacitor when the switch means is closed. Accordingly, when the switch means is closed, a charging current flows from the DC power source to the first capacitor through the first winding and the second winding of the main transformer. By sufficiently increasing the capacitance value of the first capacitor, the terminal voltage of the first capacitor can be set to a constant value that is substantially the same as the voltage value of the DC power source converted to the secondary side.
[0012]
When the switch means is closed, the charging current flowing through the first capacitor passes through the inductor. For this reason, series resonance occurs between the inductor and the first capacitor, and the waveform of the flowing charging current becomes smooth. Thus, since the waveform of the current flowing through the main transformer becomes smooth, it is possible to reduce copper loss due to the skin effect generated in the core of the main transformer.
[0013]
The output circuit further includes a second diode and a second capacitor. The second diode is oriented to pass a charging current from the second winding through the first capacitor to the second capacitor when the switch means is open. Therefore, when the switch means is open, a charging current flows from the second winding of the main transformer through the first capacitor to the second capacitor. Also, the magnetic energy stored in the main lance and the electrostatic energy stored in the first capacitor during the closing period of the switch means are transmitted to the second capacitor.
[0014]
Since the second capacitor constitutes an output smoothing capacitor, the terminal voltage can be supplied as a DC output voltage to a load connected between the DC output terminals.
[0015]
When the switch means is opened, the voltage generated in the second winding of the main transformer is clamped to a value obtained by subtracting the terminal voltage of the first capacitor from the DC output voltage. At both ends of the switch means, a voltage obtained by converting the clamp voltage (secondary side clamp voltage) generated in the second winding to the primary side of the main transformer (primary side converted clamp voltage) is added to the voltage value of the DC power supply. The added value is generated. The primary-side converted clamp voltage is determined by the turn ratio between the second winding and the first winding of the main transformer. Therefore, by appropriately selecting the turn ratio, the voltage applied to the switch means can be reduced and the voltage stress can be reduced.
[0016]
In addition, the voltage applied to the switch means is substantially constant even if the input DC power supply fluctuates. Thereby, switch means with a small withstand voltage can be used, and switch means with a small resistance value in the closed state can be used.
[0017]
During the period in which the charging current flows through the first capacitor, the inductor is excited and magnetic energy is accumulated in the inductor. In the present invention, the second diode included in the output circuit is a circuit that transmits the energy accumulated in the inductor when the switch means is closed together with the first diode when the switch means is opened to the second capacitor. Configure. Therefore, when the switching means is opened during the period when the charging current flows through the first capacitor, the energy stored in the inductor is released through the first diode, and the charging current is supplied to the second capacitor. Flowing. Thereby, since the magnetic energy stored in the inductor is transmitted to the second capacitor, the magnetic energy stored in the inductor is not lost.
[0018]
The DC-DC converter according to the present invention includes a control circuit as a general component, and the control circuit controls the switch means.
[0019]
Furthermore, the DC-DC converter according to the present invention may include a second transformer and an auxiliary power supply circuit as one aspect. The second transformer has two windings, and the first winding constitutes the inductor. The auxiliary power supply circuit generates an operation power supply for the control circuit using a voltage generated in the second winding of the second transformer.
[0020]
In the DC-DC converter according to the aspect described above, since one of the windings of the second transformer constitutes the above-described inductor, when the switch means is closed, the second winding of the transformer, the first diode, A circuit loop is formed around the first winding of the second transformer and the first capacitor, and the above-described charging operation is applied to the first capacitor.
[0021]
Further, when the switch means is in the open state, the energy stored in the first winding of the second transformer is released through the first diode and the second diode, and the charging current is supplied to the output smoothing capacitor. Flowing. Thereby, the magnetic energy stored in the inductor is transmitted to the second capacitor. Therefore, the magnetic energy stored in the inductor is not lost.
[0022]
When the load connected between the DC output terminals is short-circuited, the terminal voltage of the second capacitor becomes zero and the terminal voltage of the first capacitor also becomes zero. Therefore, the voltage generated in the second winding of the main transformer during the closing operation of the switch means is directly applied to the first winding of the second transformer in the above-described circuit loop. For this reason, a sufficient voltage is generated in the second winding of the second transformer. Therefore, a sufficient operating voltage can be supplied to the control circuit even when the load is short-circuited. This circuit operation allows the DC-DC converter to perform a constant current control operation by the control circuit and supply a stable constant current to the load.
[0023]
Other objects, configurations and advantages of the present invention will be described in more detail with reference to the accompanying drawings. The accompanying drawings are merely examples.
[0024]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
FIG. 1 is an electric circuit diagram of a DC-DC converter according to the present invention. Referring to the figure, the DC-DC converter according to the present invention includes a main transformer 2, a switch means 3, and an output circuit 4. Reference numeral 1 denotes a direct current power source, which supplies a direct current voltage Vin to the DC-DC converter according to the present invention. The DC power source 1 is a power source rectified and smoothed from an AC power source or a battery. The DC voltage Vin is supplied to the input terminals T11 and T12.
[0025]
The main transformer 2 includes a first winding N1 and a second winding N2. The switch means 3 is connected in series to the first winding N1 and switches the DC voltage Vin supplied through the first winding N1. The switch means 3 is generally constituted by a three-terminal switch element such as an FET. The switching operation of the switch means 3 is controlled by a control signal supplied from the control circuit 6. The control of the switch means 3 is generally performed by a pulse width modulation control (PWM control) system. The control circuit 6 monitors the DC output voltage Vo appearing at the DC output terminals T21 to T22, and gives the switch means 3 voltage stabilization control so that the DC output voltage Vo becomes constant. In addition, overcurrent control is provided.
[0026]
The output circuit 4 includes a first capacitor 41, a first diode 42, and an inductor 11. One end of the first capacitor 41 is connected to one end of the second winding N2. The first diode 42 and the inductor 11 are connected in series, one end of the series circuit is connected to the other end of the first capacitor 41, and the other end is connected to the other end of the second winding N2. The first diode 42 is oriented so that a charging current flows from the second winding N2 to the first capacitor 41 when the switch means 3 is closed.
[0027]
The output circuit 4 further includes a second diode 43 and a second capacitor 44. The second diode 43 is directed so that a charging current flows from the second winding N2 to the second capacitor 44 through the first capacitor 41 when the switch means 3 is in the open state. Further, the second diode 43 is a circuit that transmits the energy accumulated in the inductor 11 to the second capacitor 44 when the switch unit 3 is closed together with the first diode 42 when the switch unit 3 is opened. Constitute. The second capacitor 44 is used as an output smoothing capacitor.
[0028]
Next, the operation of the DC-DC converter shown in FIG. 1 will be described with reference to FIGS. 2 is a diagram for explaining the circuit operation when the switch means 3 is closed, FIG. 3 is a diagram for explaining the circuit operation when the switch means 3 is in the open state, and FIG. 4 is a diagram showing the DC-- shown in FIG. The voltage waveform in each part of the DC converter is shown. 4A shows the waveform of the voltage Vsw appearing at both ends of the switch means 3, FIG. 4B shows the waveform of the voltage VD1 applied to both ends of the first diode 42, and FIG. 4C shows the waveform of the second diode 43. The waveform of the voltage VD2 applied to both ends, FIG. 4D, is the waveform of the terminal voltage Vc of the first capacitor 41.
[0029]
In the DC-DC converter shown in FIG. 1, the switch means 3 is connected in series to the first winding N1 provided in the main transformer 2, and switches the DC voltage Vin supplied through the first winding N1. To do. The switching output is transmitted from the first winding N1 of the main transformer 2 to the second winding N2.
[0030]
An output circuit 4 is provided in the second winding N <b> 2 of the main transformer 2. The output circuit 4 includes a first capacitor 41 and a first diode 42. One end of the first capacitor 41 is connected to one end of the second winding N2. The first diode 42 and the inductor 11 are connected in series to form a series circuit, one end of the series circuit is connected to the other end of the first capacitor 41, and the other end of the series circuit is the second winding N2. Is connected to the other end.
[0031]
Therefore, when the switch means 3 is closed (see FIG. 2), a circuit loop is formed around the second winding N2, the first capacitor 41, the first diode 42, and the inductor 11 of the main transformer 2. .
[0032]
Moreover, the first diode 42 is oriented so that the charging current Ic flows from the second winding N2 to the first capacitor 41 when the switch means 3 is closed. Therefore, during the period from t0 to t1 when the switch means 3 is closing (see FIG. 4), the DC power source 1 passes the first winding N1 and the second winding N2 of the main transformer 2, Further, a charging current Ic (see FIG. 2) flows to the first capacitor 41 through the inductor 11 and the first diode 42. By making the capacitance value of the first capacitor 41 sufficiently large, the terminal voltage Vc of the first capacitor 41 becomes substantially constant (see FIG. 4D), and the voltage value of the DC power supply 1 converted to the secondary side. It becomes.
[0033]
At the time t0 to t1 when the switch means 3 is in the closing operation, the charging current Ic (see FIG. 5) is supplied from the DC power source 1 to the first capacitor 41 through the first winding N1 and the second winding N2 of the main transformer 2. 2), thereby electrostatic energy is accumulated in the first capacitor 41 and magnetic energy is accumulated in the core of the main transformer 2.
[0034]
The second diode 43 of the output circuit 4 allows the charging current IF to flow to the second capacitor 44 from the second winding N2 of the main transformer 2 through the first capacitor 41 when the switch means 3 is opened. Oriented to be Accordingly, the first capacitor 41 is passed from the second winding N2 of the main transformer 2 during the period from t1 to t2 (see FIG. 4) when the switch means 3 is in the open state (see FIG. 3). Furthermore, the charging current IF flows through the second diode 43 to the second capacitor 44. Thereby, the magnetic energy stored in the main transformer 2 and the electrostatic energy stored in the first capacitor 41 during the closing period of the switch means 3 are transmitted to the second capacitor 44. The opening period of the switch means 3 is from t1 to t3, but energy transmission is not performed from t2 to t3.
[0035]
Since the second capacitor 44 constitutes an output smoothing capacitor and is connected between the DC output terminals T21 and T22, the terminal voltage of the second capacitor 44 is set to the DC output voltage Vo as the DC output terminal T21 to T22. It is supplied to a load 5 connected between them.
[0036]
When the switch means 3 is in the open state, the voltage VF (see FIG. 3) generated in the second winding N2 of the main transformer 2 subtracts the terminal voltage Vc of the first capacitor 41 from the DC output voltage Vo. It is clamped to the value. At both ends of the switch means 3, a DC voltage Vin supplied from the DC power supply 1 and a clamped voltage (secondary clamp voltage) generated in the second winding N2 are converted into primary voltage (primary converted clamp). A voltage Vsw obtained by adding (voltage) Vnp is generated. The primary-side converted clamp voltage Vnp is substantially determined by the turn ratio between the second winding N2 of the main transformer 2 and the first winding N1. This relationship is expressed by an equation:
Vc = (Ns / Np) Vin (1)
Vnp = (Np / Ns) (Vo−Vc) (2)
Vsw = Vin + Vnp (3)
From equations (1), (2) and (3)
Vsw = (Np / Ns) Vo
However,
Vo: DC output voltage
Np: Number of turns of the first winding N1 of the main transformer 2
Ns: the number of turns of the second winding N2 of the main transformer 2
It becomes.
[0037]
As is apparent from the above equation, by appropriately selecting the turns ratio (Np / Ns), the voltage Vsw applied to the switch means 3 can be reduced and the voltage stress can be reduced. Further, by reducing the voltage stress applied to the switch means 3, it is possible to use the switch means 3 having a smaller resistance value at the time of conduction compared to the conventional case, and to reduce the loss generated during the conduction period of the switch means 3 as compared with the conventional case. be able to.
[0038]
Further, since the charging current Ic flowing through the first capacitor 41 passes through the inductor 11 during the closing operation of the switch means 3, a series resonance occurs between the inductor 11 and the first capacitor 41, and the charging current Ic that flows. Becomes a sine waveform. Therefore, the current waveform flowing in the switch means 3 is a waveform in which the sawtooth excitation current flowing in the main transformer 2 and the resonance current flowing in the first capacitor 41 are superimposed. For this reason, since the high frequency component of the current waveform flowing through the main transformer 2 is reduced, the copper loss due to the skin effect of the high frequency component can be reduced. In addition, the generation of noise can be reduced.
[0039]
As described above, the charging current Ic flowing through the first capacitor 41 (see FIG. 2) passes through the inductor 11. For this reason, during the period in which the charging current Ic flows through the first capacitor 41, the inductor 11 is excited and magnetic energy is accumulated in the inductor 11.
[0040]
When the switching means 3 is in the open state during the period when the charging current Ic is flowing through the first capacitor 41, the charging current IL (see FIG. 3) flows from the inductor 11 to the second capacitor 44, thereby Magnetic energy stored in the inductor 11 is transmitted to the second capacitor 44. Therefore, there is no possibility that the magnetic energy stored in the inductor 11 will be lost.
[0041]
FIG. 5 is an electric circuit diagram showing still another embodiment of the DC-DC converter according to the present invention. In FIG. 5, the same components as those in FIGS. The DC-DC converter shown in FIG. 5 includes a second transformer 7 and an auxiliary power supply circuit 8.
[0042]
The main transformer 2 has a third winding N3, and the third winding N3 of the main transformer 2 is connected to the auxiliary power circuit 8. An output current detection circuit 9 is connected in series with the load 5.
[0043]
The control circuit 6 is supplied with the operating voltage from the auxiliary power supply circuit 8 and gives the switch means 3 voltage stabilization control so that the DC output voltage Vo is constant. The control circuit 6 further monitors the DC output current Io based on the current detection signal supplied from the output current detection circuit 9 and gives constant current control to the switch means 3.
[0044]
Next, the second transformer 7 includes a first winding 11 and a second winding 12. The first winding 11 constitutes an inductor 11 (see FIGS. 1 to 4). Since the effect by the 1st coil | winding 11 is completely the same as the inductor 11 of FIGS. 1-4, description is abbreviate | omitted. The second winding 12 provided in the second transformer 7 is connected to the auxiliary power circuit 8. Therefore, the auxiliary power circuit 8 is supplied with energy from both the third winding N3 of the main transformer 2 and the second winding 12 of the second transformer 7.
[0045]
When operating with a normal load 5, the DC-DC converter operates at a constant voltage, and a sufficient voltage is generated in the third winding N3 of the main transformer 2. The voltage generated in the third winding N3 is used for the auxiliary power supply circuit 8. The control circuit 6 operates stably by the operating voltage supplied from the third winding N3 and the auxiliary power supply circuit 8.
[0046]
Next, when a load short circuit occurs, the DC-DC converter operates as a constant current source. In this case, the control circuit 6 controls the conduction period of the switch means 3 to be very short. For this reason, when the circuit comprised by the 3rd coil | winding N3 and the auxiliary power supply circuit 8 is a forward system, the voltage which generate | occur | produces in the 3rd coil | winding N3 is the 1st coil | winding N1 and the 1st coil | winding. However, the value does not become a value determined by the turn ratio with respect to the third winding N3. When the circuit constituted by the third winding N3 and the auxiliary power supply circuit 8 is a flyback system, the voltage generated in the third winding N3 becomes zero.
[0047]
On the other hand, the second transformer 7 has a second winding 12 coupled to the first winding 11, and energy is supplied from the second winding 12 to the auxiliary power circuit 8. The When a load short circuit occurs, the terminal voltages of the second capacitor 44 and the first capacitor 41 become zero. When the switch means 3 is closed, the voltage generated in the second winding N2 of the main transformer 2 is applied to the first winding 11 of the transformer 7, and the voltage is applied to the second winding 12. appear. This voltage is supplied to the auxiliary power circuit 8. For this reason, even when a load short-circuit occurs, sufficient energy is supplied to the auxiliary power supply circuit 8 to cause the DC-DC converter to perform a constant current control operation by the control circuit 6 so that the load 5 is stabilized. A constant current can be supplied.
[0048]
Conventionally, a circuit that obtains an operating power supply for the control circuit 6 from a voltage drop of the output current detection circuit 9 has been known. However, in this case, it is necessary to increase the impedance of the output current detection circuit 9, which inevitably causes a large loss in the output current detection circuit 9. On the other hand, in the case of the embodiment shown in FIG. 5, since the operating power supply of the control circuit 6 is obtained using the voltage generated in the second transformer 7, the impedance of the output current detection circuit 9 is lowered. And loss can be reduced.
[0049]
FIG. 6 is a specific electric circuit diagram of the auxiliary power supply circuit 8 in the DC-DC converter shown in FIG. In FIG. 6, the same components as those in FIG. 5 are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted.
[0050]
The auxiliary power supply circuit 8 includes a third diode 81, a fourth diode 82, and a third capacitor 83. The third diode 81 is connected in series with the third winding N <b> 3 of the main transformer 2 to form a series circuit, and both ends of the series circuit are connected to both ends of the third capacitor 83. The third capacitor 83 constitutes a smoothing capacitor in the auxiliary power circuit 8.
[0051]
The third diode 81 is oriented so that a charging current flows from the third winding N3 of the main transformer 2 to the third capacitor 83 (flyback method) when the switch means 3 is in the open state. However, the third diode 81 may be oriented so that a charging current flows from the third winding N3 of the main transformer 2 to the third capacitor 83 when the switch means 3 is closed.
[0052]
The fourth diode 82 is connected in series to the second winding 12 of the second transformer 7 to form a series circuit, and both ends of the series circuit are connected to both ends of the third capacitor 83. The fourth diode 82 is oriented so that a charging current flows from the second winding 12 of the second transformer 7 to the third capacitor 83 when the switch means 3 is closed.
[0053]
As described above, in the illustrated auxiliary power supply circuit 8, both ends of the series circuit configured by connecting the third diode 81 and the third winding N3 of the main transformer 2 in series are the third The capacitor 83 is connected to both ends. Accordingly, a charging loop is formed around the third winding N3, the third diode 81, and the third capacitor 83 of the main transformer 2. In the embodiment, the third diode 81 is oriented so that the charging current flows from the third winding N3 of the main transformer 2 to the third capacitor 83 when the switch means 3 is in the open state. When the means 3 is in an open state, a charging current flows from the third winding N3 of the main transformer 2 through the third diode 81 to the third capacitor 83, and the third capacitor 83 is charged to the terminal voltage V02. The This terminal voltage V02 is supplied to the control circuit 6.
[0054]
The fourth diode 82 is connected in series to the second winding 12 provided in the second transformer 7 and constitutes a series circuit. Both ends of this series circuit are connected to both ends of the third capacitor 83. Therefore, a charging circuit loop is formed around the second winding 12, the fourth diode 82, and the third capacitor 83 of the second transformer 7.
[0055]
The fourth diode 82 is oriented so that a charging current flows from the second winding 12 of the second transformer 7 to the third capacitor 83 when the switch means 3 is closed. Therefore, during the closing operation of the switch means 3, the charging current flows from the second winding 12 provided in the second transformer 7 through the fourth diode 82 to the third capacitor 83, and the third The capacitor 83 is charged up to the terminal voltage V02. This terminal voltage V02 is supplied to the control circuit 6.
[0056]
Next, the operation of the DC-DC converter shown in FIG. 6 will be described. First, in the steady operation region, the third capacitor 83 is charged through the third diode 81 by the voltage Vh generated in the third winding N3 of the main transformer 2.
[0057]
When the load 5 is short-circuited, the voltage Vh generated in the third winding N3 is zero, but the voltage Vg is generated in the second winding 12 provided in the second transformer 7. The third capacitor 83 is charged in the second winding 12 by the voltage Vg through the fourth diode 82.
[0058]
Further, when the load 5 is short-circuited, the terminal voltages of the second capacitor 44 and the first capacitor 41 become zero, and are generated in the second winding N2 of the main transformer 2 during the closing period of the switch means 3. A voltage is applied to the first winding 11 provided in the second transformer 7. At the same time, a voltage Vg is generated in the second winding 12 provided in the second transformer 7, and a charging current flows into the third capacitor 83. Thereby, even when the load is short-circuited, the terminal voltage V02 of the third capacitor 83 does not decrease, and the control circuit 6 operates stably. Therefore, when the load is short-circuited, the DC-DC converter can reliably perform a constant current operation.
[0059]
A voltage Vg generated in the second winding 12 of the second transformer 7 and a voltage V generated in the third winding N3 of the first main transformer 2 when the load is short-circuited. h About Vh < It is assumed that the turn ratio of the first winding 11 and the second winding 12 of the second transformer 7 is determined so as to satisfy Vg.
[0060]
FIG. 7 is an electric circuit diagram showing still another embodiment of the DC-DC converter according to the present invention. In FIG. 7, the same components as those in FIG. 6 are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted. In this embodiment, the third winding N3 of the main transformer 2 and the second winding 12 of the second transformer 7 are connected in series with the same polarity. A third diode 81 is connected in series with the series circuit of the third winding N3 and the second winding 12. The polarity of the third diode 81 is forward (forward) with respect to the voltage Vh generated in the third winding N3 and the voltage Vg generated in the second winding 12 when the switch means 3 is closed. Method).
[0061]
In the steady operation region, the capacitor 83 is charged through the third diode 81 by the voltage generated in the third winding N3 of the main transformer 2.
[0062]
When the load 5 is short-circuited, the voltage Vh generated in the third winding N3 decreases for the above-described reason, but the voltage Vg is generated in the second winding 12 provided in the second transformer 7. . The third capacitor 83 is charged through the third diode 81 by the sum (Vh + Vg) of the reduced voltage Vh and the voltage Vg generated in the second winding 12. Thereby, even when the load is short-circuited, the terminal voltage V02 of the third capacitor 83 does not decrease, and the control circuit 6 operates stably. Therefore, when the load is short-circuited, the DC-DC converter can reliably perform a constant current operation.
[0063]
FIG. 8 is an electric circuit diagram showing still another embodiment of the DC-DC converter according to the present invention. In FIG. 8, the same components as those in FIG. 6 are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted. In this embodiment, the circuit portion that uses the voltage Vh generated in the third winding N <b> 3 of the main transformer 2 in the auxiliary power supply circuit 8 includes a fourth capacitor 84 and a fifth diode 85. One end of the fourth capacitor 84 is connected to one end of the third winding N <b> 3 of the main transformer 2. The fifth diode 85 is oriented so that a charging current flows from the third winding N3 to the fourth capacitor 84 when the switch means 3 is closed.
[0064]
The auxiliary power supply circuit 4 further includes a sixth diode 86. The sixth diode 86 is directed so that a charging current flows from the third winding N3 to the third capacitor 83 through the fourth capacitor 84 when the switch means 3 is in the open state.
[0065]
The above-described circuit configuration of the auxiliary power supply circuit 8 includes a circuit configuration including the second winding N2 of the main transformer 2, the first capacitor 41, the first diode 42, the second diode 42, and the second capacitor 44. It is basically the same and has the same effect. Therefore, even when the input voltage fluctuates during steady operation, the terminal voltage V02 of the third capacitor 83 supplied to the control circuit 6 can be made constant. For this reason, the loss generated in the auxiliary power supply circuit 8 can be made constant, and the value of the voltage V02 can be set lower than that in the prior art, so that the loss generated in the auxiliary power supply circuit 8 can be reduced.
[0066]
When the load 5 is short-circuited, the voltage Vh generated in the third winding N3 decreases, but the voltage Vg is generated in the second winding 12 provided in the second transformer 7. The third capacitor 83 is charged through the third diode 82 by the voltage Vg. Thereby, even when the load is short-circuited, the terminal voltage V02 of the third capacitor 83 does not decrease, and the control circuit 6 operates stably. Therefore, when the load is short-circuited, the DC-DC converter can reliably perform a constant current operation.
[0067]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, the following effects can be obtained.
(A) It is possible to provide a DC-DC converter that can reduce voltage stress applied to the switch means with a simple configuration.
(B) A DC-DC converter with low loss and high efficiency can be provided.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is an electric circuit diagram of a DC-DC converter according to the present invention.
2 is a diagram for explaining a circuit operation when a switch means performs a closing operation in the DC-DC converter shown in FIG. 1; FIG.
FIG. 3 is a diagram for explaining circuit operation when the switch means is in the open state in the DC-DC converter shown in FIG. 1;
4 shows voltage waveforms in various parts of the DC-DC converter shown in FIG.
FIG. 5 is an electric circuit diagram showing another embodiment of the DC-DC converter according to the present invention.
FIG. 6 is an electric circuit diagram showing still another embodiment of the DC-DC converter according to the present invention.
FIG. 7 is an electric circuit diagram showing still another embodiment of the DC-DC converter according to the present invention.
FIG. 8 is an electric circuit diagram showing still another embodiment of the DC-DC converter according to the present invention.
[Explanation of symbols]
1 DC power supply
2 Main transformer
3 Switch means
4 Output circuit
41 First capacitor
42 first diode
11 Inductor
43 Second diode
44 Second capacitor
5 Load

Claims

A DC - DC converter including a main transformer, a switch means, an output circuit, a control circuit, a second transformer, and an auxiliary power circuit ,
The main transformer has a first winding, a second winding, and a third winding ,
The switch means is connected in series to the first winding and switches a DC voltage supplied through the first winding;
The control circuit controls the switch means;
The output circuit includes a first capacitor, a first diode, an inductor, a second diode, and a second capacitor,
The first capacitor has one end connected to one end of the second winding,
The first diode and the inductor are connected in series, and both ends of a series circuit are connected between the other end of the first capacitor and the other end of the second winding,
The first diode is directed to pass a charging current through the second winding and the inductor to the first capacitor when the switch means is closed;
The second diode causes a charging current to flow to the second capacitor through the second winding and the capacitor when the switch means is opened, and together with the first diode, the switch means Constituting a circuit that transmits the energy stored in the inductor to the second capacitor during the closing operation of
Said second capacitor, Ri output smoothing capacitor der,
The second transformer includes a first winding and a second winding,
The first winding of the second transformer constitutes the inductor;
The auxiliary power supply circuit generates an operation power supply for the control circuit using a voltage generated in the third winding of the main transformer and a voltage generated in the second winding of the second transformer. And
When the load is short-circuited, a voltage higher than that generated in the third winding of the main transformer is generated in the second winding of the second transformer. The winding ratio is selected,
DC-DC converter.

A DC-DC converter including a main transformer, switch means, an output circuit, a control circuit, a second transformer, and an auxiliary power circuit,
The main transformer has a first winding, a second winding, and a third winding,
The switch means is connected in series to the first winding and switches a DC voltage supplied through the first winding;
The control circuit controls the switch means;
The output circuit includes a first capacitor, a first diode, an inductor, a second diode, and a second capacitor,
The first capacitor has one end connected to one end of the second winding,
The first diode and the inductor are connected in series, and both ends of a series circuit are connected between the other end of the first capacitor and the other end of the second winding,
The first diode is directed to pass a charging current through the second winding and the inductor to the first capacitor when the switch means is closed;
The second diode causes a charging current to flow to the second capacitor through the second winding and the capacitor when the switch means is opened, and together with the first diode, the switch means Constituting a circuit that transmits the energy stored in the inductor to the second capacitor during the closing operation of
The second capacitor is an output smoothing capacitor;
The second transformer includes a first winding and a second winding,
The first winding of the second transformer constitutes the inductor;
The auxiliary power supply circuit includes a third diode, and utilizes the voltage generated in the third winding of the main transformer and the voltage generated in the second winding of the second transformer, and the control circuit Generate operating power for
The third winding of the main transformer and the second winding of the second transformer are connected in series with matching polarity,
The third diode is connected in series with a series circuit of the third winding of the main transformer and the second winding of the second transformer, and when the switch means is closed, A DC - DC converter selected to be in a forward direction with respect to a voltage generated in the third winding of the main transformer and a voltage generated in the second winding of the second transformer.

A DC-DC converter including a main transformer, switch means, an output circuit, a control circuit, a second transformer, and an auxiliary power circuit,
The main transformer has a first winding, a second winding, and a third winding,
The switch means is connected in series to the first winding and switches a DC voltage supplied through the first winding;
The control circuit controls the switch means;
The output circuit includes a first capacitor, a first diode, an inductor, a second diode, and a second capacitor,
The first capacitor has one end connected to one end of the second winding,
The first diode and the inductor are connected in series, and both ends of a series circuit are connected between the other end of the first capacitor and the other end of the second winding,
The first diode is directed to pass a charging current through the second winding and the inductor to the first capacitor when the switch means is closed;
The second diode causes a charging current to flow to the second capacitor through the second winding and the capacitor when the switch means is opened, and together with the first diode, the switch means Constituting a circuit that transmits the energy stored in the inductor to the second capacitor during the closing operation of
The second capacitor is an output smoothing capacitor;
The second transformer includes a first winding and a second winding,
The first winding of the second transformer constitutes the inductor;
The auxiliary power circuit is
A fourth capacitor, a fifth diode, a sixth diode seen including,
Using the voltage generated in the third winding of the main transformer and the voltage generated in the second winding of the second transformer, and generating an operating power supply for the control circuit;
One end of the fourth capacitor is connected to one end of the third winding of the main transformer,
The fifth diode is directed to flow a charging current from the third winding to the fourth capacitor during the closing operation of the switch means;
The sixth diode is a DC - DC converter that is oriented to discharge the charge stored in the fourth capacitor when the switch means is open.

A DC - DC converter according to any one of claims 1 to 3 ,
Furthermore, an output current detection circuit is included,
The control circuit is a DC-DC converter that controls the switch unit based on an output current detection signal supplied from the output current detection circuit.