KR101871707B1

KR101871707B1 - 무선통신 시스템에서 채널상태정보 피드백 하는 단말 장치 및 그 방법

Info

Publication number: KR101871707B1
Application number: KR1020110030168A
Authority: KR
Inventors: 김형태; 서한별; 김기준; 이대원
Original assignee: 엘지전자 주식회사
Priority date: 2010-04-02
Filing date: 2011-04-01
Publication date: 2018-06-27
Anticipated expiration: 2031-04-01
Also published as: WO2011122919A2; CN105245266B; JP2016040946A; US10044485B2; AU2011233798A1; US20130064276A1; CN102859894B; EP2553827A2; CN102859894A; US20150063282A1; US8953705B2; EP2553827B1; JP5781593B2; US20140328426A1; JP6060241B2; WO2011122919A3; JP2014168234A; AU2011233798B2; CN105245267A; US20140334409A1

Abstract

채널상태정보 피드백 하는 단말 장치 및 그 방법이 개시된다. 본 발명에 따른 단말 장치에서, 프로세서는 특정 주파수 대역에 대한 랭크 지시자(Rank Indicator, RI)를 결정하고, 상기 특정 주파수 대역의 전송에 사용될 코드북 세트에서 상기 결정된 랭크 지시자에 대응하는 하나의 프리코딩 행렬 지시자(Precoding Matrix Indicator, PMI)의 인덱스를 선택한다. 송신 안테나는 상기 랭크 지시자 및 상기 하나의 프리코딩 행렬 지시자의 인덱스를 기지국으로 전송하며, 이때 상기 랭크 지시자 및 상기 프리코딩 행렬 지시자의 인덱스는 조인트 인코딩(jointly encoding)되어 전송된다.

Description

무선통신 시스템에서 채널상태정보 피드백 하는 단말 장치 및 그 방법{User equipment apparatus and method for feedback channel state information in wireless communication system}

본 발명은 무선통신에 관한 것으로, 보다 상세하게는 채널상태정보 피드백 하는 단말 장치 및 그 방법에 관한 것이다.

다중 안테나 시스템 기반의 셀룰러 통신 환경에서 송수신단 간에 빔포밍(beamforming)을 통해 데이터 전송률을 향상시킬 수 있다. 빔포밍 방식을 적용할 지 여부는 채널 정보에 기초하여 결정되는데, 기본적으로 수신단에서 참조신호(Reference Signal) 등으로 추정된 채널을 코드북(codebook)으로 적절히 양자화하여 송신단으로 피드백 하는 방식이 이용된다.

이하에서 코드북 생성을 위해 이용될 수 있는 공간 채널 행렬(spatial channel matrix)(혹은 채널 행렬로 불리기도 한다)(H(i, k))에 대해 간략히 살펴본다. 공간 채널 행렬(혹은 채널 행렬)은 아래와 같이 표현할 수 있다.

여기서 H(i,k)는 공간 채널 행렬이며, N_r은 수신 안테나 개수, N_t는 송신 안테나 개수, r은 수신 안테나의 인덱스, t는 송신 안테나의 인덱스, i는 OFDM(또는 SC-FDMA) 심볼의 인덱스, k는 부반송파의 인덱스를 나타낸다.

는 채널 행렬 H(i,k)의 요소(element)로서, i번째 심볼 및 k번째 부반송파 상에서의 r번째 채널 상태 및 t번째 안테나를 의미한다.

또한, 본 발명에서 사용될 수 있는 공간 채널 공분산 행렬(spatial channel covariance matrix)에 대해 간략히 살펴본다. 공간 채널 공분산 행렬은 기호 R로 나타낼 수 있다.

이고, 여기서 H는 공간 채널 행렬을, R은 공간 채널 공분산 행렬을 의미한다. E[]는 평균(mean)을 의미하며, i는 심볼 인덱스, k는 주파수 인덱스를 의미한다.

특이값 분해(Singular Value Decomposition, SVD)는 직사각행렬을 분해하는 중요한 방법 중의 하나로서 신호처리와 통계학 분야에서 많이 사용되는 기법이다. 특이값 분해는 행렬의 스펙트럼 이론을 임의의 직사각행렬에 대해 일반화한 것으로, 스펙트럼 이론을 이용하면 직교 정사각행렬을 고유값을 기저로 하여 대각행렬로 분해할 수 있다. 채널 행렬 H를 실수 또는 복소수의 집합 원소로 이루어진 m×m 행렬이라고 가정하자. 이때 행렬 H는 다음과 같이 세 행렬의 곱으로 나타낼 수 있다.

여기서 U, V는 유니터리 행렬(unitary matrix)들을 나타내며, Σ는 음이 아닌 특이값을 포함하는 m×n 대각행렬이다. 특이값은

이다. 채널의 특이값 분해를 통해 채널의 방향과 각 채널 방향에 할당된 채널 강도를 알 수 있다. 채널의 방향은 좌 특이 행렬(left singular matrix) U와 우 특이 행렬(right singular matrix) V로 표현되는데, MIMO를 통해 생성되는 r개의 독립채널 중 i번째 채널의 방향은 U와 V의 i 번째 열 벡터로 표현되며, i번째 채널에 대한 채널 강도는

로 표현된다. 또한 U와 V는 각각 직교화된 열 벡터로 구성되어 있으므로, i번째 채널은 j번째 채널과 서로 간섭 없이 신호를 전송할 수 있다.

값이 큰 dominant 채널 방향은 긴 시간 또는 넓은 주파수 대역에서 비교적 작은 분산을 갖고 변하게 되는 반면

값이 작은 채널 방향은 큰 분산을 갖고 변한다.

이와 같이 세 행렬의 곱으로 나타내는 것을 특이값 분해라고 한다. 특이값 분해는 직교 정사각행렬 만을 분해할 수 있는 고유값 분해보다 훨씬 일반적인 행렬을 다룰 수 있다. 이러한 특이값 분해와 고유값 분해 서로 관련되어 있다.

행렬 H가 양의 정부호인 에르미트 행렬(Hermitian matrix)일 때, H의 모든 고유값은 음이 아닌 실수이다. 이때, H의 특이값과 특이벡터는 H의 모든 고유값은 음이 아닌 실수 이다. H의 특이값과 특이벡터는 H의 고유값과 고유벡터와 같아진다.

한편 고유값 분해(EVD: Eigen Value Decomposition)는 다음과 같이 나타낼 수 있다.

여기서 고유값은 λ₁ , ..,λ_r 이 될 수 있다.

의 특이값 분해를 통해 채널의 방향을 나타내는 U와 V중 U의 정보를 알 수 있으며,

의 특이값 분해를 통해 V의 정보를 알 수 있다. 일반적으로 MU-MIMO(Multi User-MIMO)에서는 보다 높은 전송률을 달성하기 위해서 송수신 단 각각 빔포밍(beamforming)을 수행하게 되는데, 수신단 빔과 송신단 빔은 각각 행렬 T와 W를 통해 나타내면, 빔포밍(beamforming)이 적용된 채널은

로 표현된다. 따라서 높은 전송률을 달성하기 위해 수신 빔은 U를 기준으로 송신 빔은 V를 기준으로 생성하는 것이 바람직하다.

일반적으로 이러한 코드북을 설계하는 데 있어서의 관심은 가능한 적은 수의 비트를 이용하여 피드백 오버헤드를 줄이고, 충분한 빔포밍 이득을 달성할 수 있도록 채널을 정확히 양자화하는데 있다.

본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제는 단말의 채널상태정보 피드백 방법을 제공하는 데 있다.

본 발명에서 이루고자 하는 다른 기술적 과제는 채널상태정보를 피드백 하는 단말 장치를 제공하는 데 있다.

본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제들은 상기 기술적 과제로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.

상기의 기술적 과제를 달성하기 위한, 본 발명에 따른 단말의 채널상태정보 피드백 방법은, 특정 주파수 대역에 대한 랭크 지시자(Rank Indicator, RI)를 결정하는 단계; 상기 특정 주파수 대역의 전송에 사용될 코드북 세트에서 상기 결정된 랭크 지시자에 대응하는 하나의 프리코딩 행렬 지시자(Precoding Matrix Indicator, PMI)의 인덱스를 선택하는 단계; 및 상기 랭크 지시자 및 상기 하나의 프리코딩 행렬 지시자의 인덱스를 기지국으로 전송하는 단계를 포함할 수 있으며, 이때 상기 랭크 지시자 및 상기 프리코딩 행렬 지시자의 인덱스는 조인트 인코딩(jointly encoding)되어 전송된다.

상기 조인트 인코딩된 상기 랭크 지시자 및 상기 하나의 프리코딩 행렬 지시자의 인덱스는 동일한 서브프레임을 통해 전송될 수 있다.

상기 조인트 인코딩된 상기 랭크 지시자 및 상기 하나의 프리코딩 행렬 지시자의 인덱스는 물리 상향링크 제어 채널(Physical Uplink Control CHannel, PUCCH)을 통해 전송될 수 있다.

상기 방법은, 상기 기지국으로부터 상기 특정 주파수 대역에 대한 정보를 수신하는 단계 및 상기 특정 주파수 대역에 대한 기지국과의 채널 상태를 추정하는 단계를 더 포함할 수 있으며, 상기 추정된 채널 상태에 기초하여 상기 랭크 지시자를 결정하고 상기 프리코딩 행렬 지시자의 인덱스를 결정할 수 있다. 상기 특정 주파수 대역은 광대역(wideband)이며, 상기 프리코딩 행렬 지시자는 광대역(wideband) 프리코딩 행렬 지시자일 수 있다.

상기의 다른 기술적 과제를 달성하기 위한, 본 발명에 따른 채널상태정보 피드백 하는 단말 장치는, 특정 주파수 대역에 대한 랭크 지시자(Rank Indicator, RI)를 결정하고, 상기 특정 주파수 대역의 전송에 사용될 코드북 세트에서 상기 결정된 랭크 지시자에 대응하는 하나의 프리코딩 행렬 지시자(Precoding Matrix Indicator, PMI)의 인덱스를 선택하는 프로세서; 및 상기 랭크 지시자 및 상기 하나의 프리코딩 행렬 지시자의 인덱스를 기지국으로 전송하는 송신 안테나를 포함할 수 있으며, 이때 상기 랭크 지시자 및 상기 프리코딩 행렬 지시자의 인덱스는 조인트 인코딩(jointly encoding)되어 전송될 수 있다.

상기 단말 장치는, 상기 기지국으로부터 상기 특정 주파수 대역에 대한 정보를 수신하는 수신 안테나를 더 포함할 수 있다. 그리고, 상기 프로세서는 상기 특정 주파수 대역에 대한 기지국과의 채널 상태를 추정하고, 상기 추정된 채널 상태에 기초하여 상기 랭크 지시자를 결정하고 상기 프리코딩 행렬 지시자의 인덱스가 선택할 수 있다.

본 발명의 다양한 실시예에 따라, 단말은 랭크 지시자(RI) 및 PMI를 조인트 인코딩하여 동일한 서브프레임을 통해 전송함에 따라 효율적은 피드백 전송이 가능해 진다.

본 발명에서 얻은 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.

본 발명에 관한 이해를 돕기 위해 상세한 설명의 일부로 포함되는, 첨부 도면은 본 발명에 대한 실시예를 제공하고, 상세한 설명과 함께 본 발명의 기술적 사상을 설명한다.
도 1은 본 발명에 따른 무선 통신 시스템(100)에서의 기지국(105) 및 단말(110)의 구성을 도시한 블록도,
도 2 및 도 3은 각각 코드북 생성 방법의 일 예를 설명하기 위한 도면,
도 4는 단말에서의 조인트 인코딩 기반 CSI 피드백 전송 과정의 일 예를 나타낸 도면,
도 5는 기지국에서 단말로부터 롱 텀, 숏 텀으로 CSI 피드백을 받는 과정의 일 예를 나타낸 도면,
도 6은 단말의 CSI 피드백의 일 예를 나타낸 도면, 그리고,
도 7a 및 도 7b는 각각 RI 값의 변화에 따른 피드백 전송 방법의 예를 나타낸 도면이다.

이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시 형태를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 첨부된 도면과 함께 이하에 개시될 상세한 설명은 본 발명의 예시적인 실시형태를 설명하고자 하는 것이며, 본 발명이 실시될 수 있는 유일한 실시형태를 나타내고자 하는 것이 아니다. 이하의 상세한 설명은 본 발명의 완전한 이해를 제공하기 위해서 구체적 세부사항을 포함한다. 그러나, 당업자는 본 발명이 이러한 구체적 세부사항 없이도 실시될 수 있음을 안다. 예를 들어, 이하의 상세한 설명은 이동통신 시스템이 3GPP LTE 시스템인 경우를 가정하여 구체적으로 설명하나, 3GPP LTE의 특유한 사항을 제외하고는 다른 임의의 이동통신 시스템에도 적용 가능하다.

몇몇 경우, 본 발명의 개념이 모호해지는 것을 피하기 위하여 공지의 구조 및 장치는 생략되거나, 각 구조 및 장치의 핵심기능을 중심으로 한 블록도 형식으로 도시될 수 있다. 또한, 본 명세서 전체에서 동일한 구성요소에 대해서는 동일한 도면 부호를 사용하여 설명한다.

아울러, 이하의 설명에 있어서 단말은 UE(User Equipment), MS(Mobile Station), AMS(Advanced Mobile Station) 등 이동 또는 고정형의 사용자단 기기를 통칭하는 것을 가정한다. 또한, 기지국은 Node B, eNode B, Base Station, AP(Access Point) 등 단말과 통신하는 네트워크 단의 임의의 노드를 통칭하는 것을 가정한다.

이동 통신 시스템에서 단말(User Equipment)은 기지국으로부터 하향링크(Downlink)를 통해 정보를 수신할 수 있으며, 단말은 또한 상향링크(Uplink)를 통해 정보를 전송할 수 있다. 단말이 전송 또는 수신하는 정보로는 데이터 및 다양한 제어 정보가 있으며, 단말이 전송 또는 수신하는 정보의 종류 용도에 따라 다양한 물리 채널이 존재한다.

본 발명이 적용될 수 있는 이동통신 시스템의 일례로서 3GPP LTE (3rd Generation Partnership Project Long Term Evolution; 이하 "LTE"라 함), LTE-Advanced(이하 'LTE-A' 라 함) 통신 시스템에 대해 개략적으로 설명한다.

도 1은 본 발명에 따른 무선 통신 시스템(100)에서의 기지국(105) 및 단말(110)의 구성을 도시한 블록도이다.

무선 통신 시스템(100)을 간략화하여 나타내기 위해 하나의 기지국(105)과 하나의 단말(110)을 도시하였지만, 하나 이상의 기지국 및/또는 하나 이상의 단말기를 포함할 수 있다.

도 1을 참조하면, 기지국(105)은 송신(Tx) 데이터 프로세서(115), 심볼 변조기(120), 송신기(125), 송수신 안테나(130), 프로세서(180), 메모리(185), 수신기(190), 심볼 복조기(195), 수신 데이터 프로세서(197)를 포함할 수 있다. 그리고, 단말(110)은 송신(Tx) 데이터 프로세서(165), 심볼 변조기(170), 송신기(175), 송수신 안테나(135), 프로세서(155), 메모리(160), 수신기(140), 심볼 복조기(155), 수신 데이터 프로세서(150)를 포함할 수 있다. 안테나(130, 135)가 각각 기지국(105) 및 단말(110)에서 하나로 도시되어 있지만, 기지국(105) 및 단말(110)은 복수 개의 안테나를 구비한 다중 안테나이다. 따라서, 본 발명에 따른 기지국(105) 및 단말(110)은 MIMO(Multiple Input Multiple Output) 시스템을 지원한다. 본 발명에 따른 기지국(105) 및 단말(110)은 SU-MIMO(Single User-MIMO) MU-MIMO(Multi User-MIMO) 방식 모두를 지원한다.

하향링크 상에서, 송신 데이터 프로세서(115)는 트래픽 데이터를 수신하고, 수신한 트래픽 데이터를 포맷하여, 코딩하고, 코딩된 트래픽 데이터를 인터리빙하고 변조하여(또는 심볼 매핑하여), 변조 심볼들("데이터 심볼들")을 제공한다. 심볼 변조기(120)는 이 데이터 심볼들과 파일럿 심볼들을 수신 및 처리하여, 심볼들의 스트림을 제공한다.

심볼 변조기(120)는, 데이터 및 파일럿 심볼들을 다중화하여 이를 송신기(125)로 전송한다. 이때, 각각의 송신 심볼은 데이터 심볼, 파일럿 심볼, 또는 제로의 신호 값일 수도 있다. 각각의 심볼 주기에서, 파일럿 심볼들이 연속적으로 송신될 수도 있다. 파일럿 심볼들은 주파수 분할 다중화(FDM), 직교 주파수 분할 다중화(OFDM), 시분할 다중화(TDM), 또는 코드 분할 다중화(CDM) 심볼일 수 있다.

송신기(125)는 심볼들의 스트림을 수신하여 이를 하나 이상의 아날로그 신호들로 변환하고, 또한, 이 아날로그 신호들을 추가적으로 조절하여(예를 들어, 증폭, 필터링, 및 주파수 업 컨버팅(upconverting) 하여, 무선 채널을 통한 송신에 적합한 하향링크 신호를 발생시킨다. 이어서, 하향링크 신호는 안테나(130)를 통해 단말로 전송된다.

단말(110)에서, 안테나(135)는 기지국으로부터의 하향링크 신호를 수신하여 수신된 신호를 수신기(140)로 제공한다. 수신기(140)는 수신된 신호를 조정하여(예를 들어, 필터링, 증폭, 및 주파수 다운컨버팅(downconverting))하고, 조정된 신호를 디지털화하여 샘플들을 획득한다. 심볼 복조기(145)는 수신된 파일럿 심볼들을 복조하여 채널 추정을 위해 이를 프로세서(155)로 제공한다.

또한, 심볼 복조기(145)는 프로세서(155)로부터 하향링크에 대한 주파수 응답 추정치를 수신하고, 수신된 데이터 심볼들에 대해 데이터 복조를 수행하여, (송신된 데이터 심볼들의 추정치들인) 데이터 심볼 추정치를 획득하고, 데이터 심볼 추정치들을 수신(Rx) 데이터 프로세서(150)로 제공한다. 수신 데이터 프로세서(150)는 데이터 심볼 추정치들을 복조(즉, 심볼 디-매핑(demapping)) 하고, 디인터리빙(deinterleaving)하고, 디코딩하여, 전송된 트래픽 데이터를 복구한다.

심볼 복조기(145) 및 수신 데이터 프로세서(150)에 의한 처리는 각각 기지국(105)에서의 심볼 변조기(120) 및 송신 데이터 프로세서(115)에 의한 처리에 대해 상보적이다.

단말(110)은 상향링크 상에서, 송신 데이터 프로세서(165)는 트래픽 데이터를 처리하여, 데이터 심볼들을 제공한다. 심볼 변조기(170)는 데이터 심볼들을 수신하여 파일럿 심볼들과 함께 다중화하여, 변조를 수행하여, 심볼들의 스트림을 송신기(175)로 제공한다. 송신기(175)는 심볼들의 스트림을 수신 및 처리하여, 상향링크 신호를 발생시키고, 이러한 상향링크 신호는 안테나(135)를 통해 기지국(105)으로 전송된다.

기지국(105)에서, 단말(110)로부터 상향링크 신호가 안테나(130)를 통해 를 수신되고, 수신기(190)는 수신한 상향링크 신호를 처리되어 샘플들을 획득한다. 이어서, 심볼 복조기(195)는 이 샘플들을 처리하여, 상향링크에 대해 수신된 파일럿 심볼들 및 데이터 심볼 추정치를 제공한다. 수신 데이터 프로세서(197)는 데이터 심볼 추정치를 처리하여, 단말기(110)로부터 전송된 트래픽 데이터를 복구한다.

단말(110) 및 기지국(105) 각각의 프로세서(155, 180)는 각각 단말(110) 및 기지국(105)에서의 동작을 지시(예를 들어, 제어, 조정, 관리 등)한다. 각각의 프로세서들(155, 180)은 프로그램 코드들 및 데이터를 저장하는 메모리 유닛(160, 185)들과 연결될 수 있다. 메모리(160, 185)는 프로세서(180)에 연결되어 오퍼레이팅 시스템, 어플리케이션, 및 일반 파일(general files)들을 저장한다.

프로세서(155, 180)는 컨트롤러(controller), 마이크로 컨트롤러(microcontroller), 마이크로 프로세서(microprocessor), 마이크로 컴퓨터(microcomputer) 등으로도 호칭될 수 있다. 한편, 프로세서(155, 180)는 하드웨어(hardware) 또는 펌웨어(firmware), 소프트웨어, 또는 이들의 결합에 의해 구현될 수 있다. 하드웨어를 이용하여 본 발명의 일 실시예인 코드북을 생성하는 경우에는, 본 발명을 수행하도록 구성된 ASICs(application specific integrated circuits) 또는 DSPs(digital signal processors), DSPDs(digital signal processing devices), PLDs(programmable logic devices), FPGAs(field programmable gate arrays) 등이 프로세서(155, 180)에 구비될 수 있다.

한편, 펌웨어나 소프트웨어를 이용하여 본 발명의 일 실시예인 코드북을 생성하는 경우에는 본 발명의 기능 또는 동작들을 수행하는 모듈, 절차 또는 함수 등을 포함하도록 펌웨어나 소프트웨어가 구성될 수 있으며, 본 발명을 수행할 수 있도록 구성된 펌웨어 또는 소프트웨어는 프로세서(155, 180) 내에 구비되거나 메모리(160, 185)에 저장되어 프로세서(155, 180)에 의해 구동될 수 있다.

단말과 기지국이 무선 통신 시스템(네트워크) 사이의 무선 인터페이스 프로토콜의 레이어들은, 통신 시스템에서 잘 알려진 OSI(open system interconnection) 모델의 하위 3개 레이어를 기초로 제 1 레이어(L1), 제 2 레이어(L2), 및 제 3 레이어(L3)로 분류될 수 있다. 물리 레이어는 상기 제1 레이어에 속하며, 물리 채널을 통해 정보 전송 서비스를 제공한다. RRC(Radio Resource Control) 레이어는 상기 제 3 레이어에 속하며 UE와 네트워크 사이의 제어 무선 자원들을 제공한다. 단말, 기지국은 무선 통신 네트워크와 RRC 레이어를 통해 RRC 메시지들을 교환한다.

이동통신 시스템의 일 예인 LTE, LTE-A, IEEE 802. 16m 시스템 등의 최근 통신 표준에서 제안하거나 표준으로 채택된 코드북 설계 방식 중 한 가지 방식은 롱 텀 프리코딩 행렬 지시자(long term Precoding Matrix Index, long term PMI)와 숏 텀 PMI(short term PMI)를 나누어 전송하고, 두 채널 정보를 모두 이용하여 하나의 최종 PMI를 구성하는 계층적 코드북 변환(hierarchical codebook transformation) 방식이 있다. 대표적인 예로서, 다음 수학식 1과 같이 채널의 롱-텀 공분산 행렬(long-term covariance matrix)를 이용하여 코드북을 변환(transform)하는 것이다.

여기서,

는 숏-텀(short-term) 채널 정보를 반영하기 위해 만들어진 기존의 코드북이며,

은 채널 행렬

의 롱-텀(long-term) 공분산 행렬이고,

은 행렬

의 각 열(column) 별로 norm이 1로 정규화(normalization)된 행렬을 의미하고,

은 기존 코드북

를 채널 행렬

, 채널 행렬

의 롱-텀(long-term) 공분산 행렬

및 norm 함수를 이용하여 변환한 최종 코드북이다.

또한, 채널 행렬

의 롱-텀(long-term) 공분산 행렬인

은 다음 수학식 2와 같이 나타낼 수 있다.

상기 수학식 2에서, 등호 (a)는 특이값 분해(singular value decomposition, SVD)에 의해 얻은 결과로서

로 분해되며

는 각각 i 번째 특이값과 그에 상응하는 i 번째 특이 열 벡터(singular column vector)를 의미한다(σ₁≥σ₂≥...≥σ _Nt ). 예를 들어, 송신 스트림 수가 1개인 경우

는 Nt x 1 벡터이고,

이다. 즉,

은 각 특이 벡터들의 가중 선형 결합(weighted linear combination)으로 결정되며, 이때

의 가중 계수(weighted factor)는 특이값

그리고

와 코드워드

간의 상관관계(correlation)

의 곱으로 결정된다.

그 결과

로 구성된 코드북의 코드워드 분포는

값이 큰 우세 특이(dominant singular) 벡터에 보다 집중되어 보다 효과적인 양자화가 가능하다.

도 2 및 도 3은 각각 코드북 생성 방법의 일 예를 나타낸 도면이다.

도 2 및 도 3에서는 설명의 편의상 Nt를 2로 가정하여 2차원 공간상에 존재하는 특이 벡터와

를 나타낸 것이다.

는 다른 형태로 분포할 수 있지만, 일반적으로 채널이 존재하는 그라스만 공간(Grassmannian space) 내 두 코드워드 간의 최소 거리(minimum distance)를 최대화하는 정책에 따라 도 2와 같이 균일하게 분포할 수 있도록 할 수 있다.

이와 같은 코드북 설계 정책은 비상관(uncorrelated) 채널에서 좋은 성능을 얻을 수 있지만, 반면 상관된(correlated) 채널에서는 성능이 떨어진다. 더욱이 상관된 채널에서 순간(instantaneous) 채널

의 특이 벡터와

의 특이 벡터 간에 상관성이 높기 때문에 이러한 관계를 이용하여 코드북을

에 따라 적응적으로 변환하는 것이 효과적이다.

상기 도 3은 변환된 코드북의 결과로서, 앞서 언급한 바와 같이

의 1^st 우세 특이(dominant singular) 벡터에 더 큰 가중(weighting)이 가해져 1^st 우세 특이 벡터를 기준으로 새로운 코드워드들이 보다 조밀한 분포를 가지게 된다. 이와 같이, 채널 행렬

의 롱-텀(long-term) 공분산 행렬인

의 첫 번째 우세 특이(1st dominant singular) 벡터에 더 큰 가중(weighting)이 가해져 첫 번째 우세 특이 벡터를 기준으로 새로운 코드워드들이 보다 조밀한 분포를 가지는 것을 도시화하였다. 그러나, 더 바람직하게는, 성능이 좋은 코드북을 생성하기 위해서는 우세 특이 벡터 주위에 코드워드가 조밀하게 위치하도록 하되, 코드워드 간의 최소 거리를 유지할 필요가 있다.

상기 코드북 변환 방식에서 프리코더(precoder)가 높은 랭크(High rank)일 경우, 즉 랭크가 2 이상일 경우 변환된 프리코더

의 각 열 벡터는 서로 직교(orthogonal) 하지 않는 문제가 있다.

의 열 벡터가 서로 직교하지 하더라도 변환 과정 중 곱해지는 행렬은 유니터리 행렬(unitary matrix)이 아니기 때문에 변환 후 열 벡터 간의 이러한 성질이 변하게 된다. 이렇게 변환되어 생성된

을 실제 프리코더로 이용할 경우 각 스트림이 전송되는 빔(

의 열 벡터로 표현됨)들이 직교하지 않아서 스트림 간(inter-stream) 간섭이 추가적으로 발생하는 문제가 발생한다.

또한, 랭크가 늘어남에 따라 에너지가 여러 채널로 분산되기 때문에 기존 비-변환 코드북(non-transform codebook)과 대비할 때 성능 이득이 줄어드는 현상이 발생한다. 랭크가 낮을 경우 채널의 세기가 큰 방향으로 코드워드를 집중적으로 분산시키기 때문에 그라스만 공간(Grassmannian space)에 고르게 분포한 코드워드와 비교해 볼 때 채널을 정확하게 표현하는 코드워드를 피드백 할 수 있지만, 랭크가 클 경우에는 채널의 세기가 특정 방향이 아닌 여러 방향으로 분산되어 있으므로 그라스만 공간에 고르게 분포한 코드워드, 즉 변환 전 코드워드를 이용하여도 좋은 성능을 얻을 수 있다. 즉, 랭크가 높은 경우, 비교적 소수의 코드워드로 낮은 그래뉼래러티(granularity)를 갖고 롱 텀 PMI를 피드백 하더라도, 좋은 성능을 달성할 수 있을 것이다.

따라서, 롱 텀 PMI를 계산할 때 랭크에 따라 다른 코드북을 이용하는 것이 바람직할 수 있다. 낮은 랭크에서, 롱 텀 코드북은 특정 채널 방향을 정교하게 나타내는 것이 필요하므로 큰 크기를 가지며, 높은 랭크에서는

의 직교성을 보장하기 위해서 유니터리 행렬(unitary matrix)로 구성된 작은 크기의 코드북이 적합할 수 있다.

본 발명에서는 변환된 프리코더

의 직교성을 보장하고자 랭크에 따라 롱 텀 PMI의 세트를 변화시키는 방식을 제안한다. 롱 텀 PMI를 위한 코드북 C는 다음 수학식 3과 같이 유니터리 코드워드로 구성된 코드북

와 롱 텀 채널 공분산 피드백을 위해 설계된 코드북

으로 구성될 수 있다.

상기 수학식 3에서, 피드백 랭크 정보인 RI가 k 이하(k는 양의 정수) 일 경우 롱 텀 PMI 코드북은 롱 텀 채널 공분산 피드백을 위해 설계된 코드북

로 제한될 수 있으며, 피드백 랭크 정보인 RI가 k 보다 큰 경우 롱 텀 PMI 코드북은 유니터리 코드워드로 구성된 코드북

로 제한될 수 있다.

이하 본 명세서에서는 일 예로서 k=1인 경우를 가정하여 기술한다. 즉, RI가 2이상인 경우에는 롱 텀 PMI 코드북은 유니터리 행렬만으로 구성된 코드북으로 롱 텀 코드북 세트를 제한하여

의 각 열이 직교하도록 만들 수 있다. 여기서,

는

의 일부 또는 전체 코드워드를 포함하는 코드북이거나

와 disjoint 한 세트일 수 있다.

코드북

는 우세 채널 방향을 알려주고,

와 결합하여

의 분포를 그 방향으로 향하게 하는 역할을 하지만, 코드북

는 일차적인 목적이

의 직교성을 보장하는 것에 있으며, 부가적으로

를 회전(rotation) 시켜 유니터리 코드북의 그래뉼레러티(granularity)를 높인다. 따라서, 코드북

는 정확한 피드백이 요구되어 보다 큰 크기를 가지며, 코드북

의 크기는 코드북

와 비교하여 작은 크기를 갖는 것이 일반적인 구성 비율이다. 예를 들어, 코드북

는 항등 행렬(identity matrix) 하나로 구성될 수 있다(즉,

).

LTE 표준에서는 숏 텀 PMI가 하나의 완전한 프리코더를 구성하므로, 롱 텀과 숏 텀으로 나누어 하나의 PMI를 구성하는 LTE-A 시스템을 위한 제어 정보와 제어 채널이 새롭게 정의될 필요가 있다. 기존 LTE 시스템에서, 단말은 채널상태정보(Channel State Information, CSI) 피드백 정보(예를 들어, RI(Rank Indicator), PMI(Precoding Matrix Indicator), CQI(Channel Quality Indicator))는 물리 상향링크 제어 채널(Physical Uplink Control CHannel, PUCCH)를 통해 주기적으로 전송할 수 있으며, 이때 PUCCH의 페이로드 크기(payload size)의 제약으로 인해 단말은 각 RI, PMI, CQI를 서로 다른 서브프레임의 PUCCH에 실어 전송한다. 또한, CSI 피드백 정보에 따라 4가지 피드백 타입이 정의되어 있다. 이 중 RI 피드백에 해당하는 피드백 타입 3은 PMI와 CQI에 비해 비교적 긴 주기로 전송이 되며, 최대 2 비트의 작은 페이로드 크기를 갖는다.

새롭게 추가되는 롱 텀 PMI 역시 긴 주기로 피드백 되는 값이며, RI 피드백의 주기와 비교해 주기가 같거나, 크거나 작을 수 있겠다. 이하에서는, RI 피드백 주기와 롱 텀 PMI의 주기에 따른 롱 텀 PMI의 피드백 타입을 제안한다.

제 1 실시예

본 발명에 따른 CSI 피드백 전송 방법의 일 실시예로서, RI 피드백 주기와 롱 텀 피드백 주기가 같을 수 있다. RI 피드백 주기와 롱 텀 PMI의 주기가 같은 경우, 단말은 RI와 롱 텀 PMI(예를 들어, 롱 텀 PMI 인덱스일 수 있음)가 조인트 인코딩(joint encoding)하여 기지국으로 피드백 할 수 있다. 이때, 최대 랭크가 r인 경우 조인트 인코딩된 코드북 C는 다음 수학식 4와 같이 구성될 수 있다.

RI가 1인 경우, 단말은 코드북

내에 존재하는 코드워드를 선택하여 기지국으로 피드백하고, 그 외 RI가 i인 경우, 단말은

내에 존재하는 코드워드를 기지국으로 피드백 할 수 있다. 이때, 조인트 인코딩된 코드북의 페이로드 크기는 다음 수학식 5와 같이 나타낼 수 있다.

또한, 여기서 ceiling 함수는 괄호 안에 들어 있는 지정한 숫자 식보다 크거나 같은 최소 정수를 의미한다.

일 예로서, 최대 랭크가 4이고

,

인 경우 다음 표 1과 같이 4 비트로 롱 텀 PMI와 RI를 조인트 인코딩(joint encoding)하여 피드백 한다.

상기 표 1을 참조하면,

는 항등 행렬을 나타낸다. RI가 2 이상인 경우에는, 단말은 롱 텀 PMI 코드북을 항등 행렬(identity matrix)로 구성할 수 있다. 그리고, 단말은 RI와 롱 텀 PMI 코드북을 조인트 인코딩하여 기지국으로 피드백 전송할 수 있다. 이와 같이, 조인트 인코딩 기반의 CSI 피드백 방식을 기지국과 단말의 하향링크 CSI 피드백 방식에 적용할 수 있으며, 이 경우 단말 및 기지국의 절차는 다음 도 4 및 도 5와 같이 나타낼 수 있다.

도 4는 단말에서의 조인트 인코딩 기반 CSI 피드백 전송 과정의 일 예를 나타낸 도면이다.

도 4를 참조하면, 단말은 기지국으로부터 하향링크 참조신호(DL RS)를 수신할 수 있다(S410). 그리고, 도 4에 도시하지는 않았지만 단말은 기지국으로부터 채널상태정보 피드백 대상이 되는 특정 주파수 대역에 관한 정보를 시그널링받거나, 사전에 기지국과 그 정보를 공유하고 있을 수 있다.

그 후, 단말의 프로세서(155)는 기지국과의 하향링크 채널 상태를 추정하여 RI를 결정할 수 있다(S420). 이때, 단말의 프로세서(155)는 특정 주파수 대역(여기서, 특정 주파수 대역은 단말과 기지국 간에 사전에 정의되어 알고 있거나, 단말이 기지국으로부터 수신하여 알 수 있음) 상에서의 전송을 가정하여 RI를 선택할 수 있다. 구체적으로, 단말의 프로세서(155)는 RI를 신호 대 잡음 및 간섭비(Signal to Interference plus Noise Ratio, SINR) 등의 채널 품질, 다중 안테나로부터 들어온 채널들의 상관도(correlation) 등을 이용하여 결정할 수 있다(S420). 이론적으로 낮은 SINR에서는 단일 랭크(즉, RI=1) 전송이 최적이므로 RI=1을 선택하고, SINR이 높아 질수록 다중화 이득(multiplexing gain) (즉,

)에 근접한 다중 랭크를 전송할 수 있다. 또한, 안테나 간의 거리가 가깝거나 기지국과 단말 사이에 스캐터(scatter)가 적은 경우 채널 상관도가 크기 때문에 높은 랭크를 지원할 수 없게 된다. 이러한 특성에 기초하여, 단말의 프로세서(155)는 최적 랭크(즉, RI)를 결정한다(S420).

그 후, 단말의 프로세서(155)는 상기 특정 주파수 대역의 전송을 가정하여(즉, 상기 특정 주파수 대역 상에서의 전송을 가정하여) 결정한 RI 값에 대응하는 하나의 롱 텀 PMI(예를 들어, 광대역 PMI)를 선택할 수 있다(S430). 즉, 단말의 프로세서(155)는 특정 주파수 대역 상에서 전송 프리코더(precoder) 생성에 사용될 코드북 세트에서 결정된 RI에 대응하는 PMI(예를 들어, PMI의 인덱스)를 선택할 수 있다. 예를 들어, 단말의 프로세서(155)는 상기 수학식 4에서 설명한 바와 같이 RI=1인 경우에는

내에서 롱 텀 채널 공분산 행렬과 최소 거리를 유지하는 하나의 코드워드를 선택할 수 있다(S430). 이와 달리, RI＞1 일 경우에는, 단말의 프로세서(155)는

내에서 롱 텀 채널 공분산 행렬과 최소 거리를 유지하는 하나의 코드워드를 선택할 수 있다(S430).

단말의 프로세서(155)는 결정한 RI와 선택된 하나의 롱 텀 PMI를 조인트 인코딩한다(S440). 구체적으로, 단말의 프로세서(155)는 결정한 RI와 선택된 하나의 롱 텀 PMI의 인덱스값을 조인트 인코딩한다(S440).

그 후, 단말은 조인트 인코딩된 RI와 하나의 롱 텀 PMI의 인덱스 정보를 기지국으로 피드백 한다(S450). 이때, 단말은 조인트 인코딩된 RI와 하나의 롱 텀 PMI의 인덱스 정보를 롱 텀 주기로 피드백 할 수 있다. 피드백 주기에 관한 정보는 기지국이 단말에게 상위 계층 시그널링(higher layer signaling)을 통해 전송해 줄 수 있다. 그리고, PMI를 선택하는 S430 단계와 조인트 인코딩된 RI 및 하나의 PMI의 인덱스를 피드백하는 S440 단계에서의 PMI는 광대역 PMI일 수 있다. 도 4에서 도시하고 있지는 않지만, 단말은 기지국으로부터 RI를 결정하고 PMI를 선택을 위한 특정 주파수 대역(예를 들어, 광대역)에 대한 정보를 수신할 수 있다. 여기서, 즉, 긴 주기로 전송되는 롱 텀 PMI는 일반적으로 광대역(wideband)에 대해 선택된 PMI인데 그 이유에 대해 이하에서 살펴본다.

이동통신 시스템에서 참조신호는 그 목적에 따라 크게 두 가지로 구분될 수 있다. 참조신호에는 채널 정보 획득을 위한 목적을 위한 것과 데이터 복조를 위해 사용되는 것이 있다. 전자는 단말이 하향링크로의 채널 정보를 획득할 수 있는데 그 목적이 있으므로, 광대역(wideband)으로 전송될 필요가 있으며, 특정 서브 프레임에서 하향링크 데이터를 수신하지 않는 단말이라도 그 참조신호를 수신하고 측정할 수 있어야 한다. 또한 이러한 채널 측정용 참조신호는 핸드오버(handover)의 측정 등을 위해서도 사용될 수 있다. 후자는 기지국이 하향링크 신호를 전송할 때 해당 자원에 함께 보내는 참조신호로서, 단말은 해당 참조신호를 수신함으로써 채널 추정을 할 수 있고, 따라서 데이터를 복조할 수 있게 된다. 이러한 복조용 참조신호는 데이터가 전송되는 영역에 전송되어야 한다.

LTE-A 시스템에서 새롭게 설계하는 참조신호는 크게 두 가지 분류로 나누게 되는데, 변조 및 코딩 방식(Modulation and Coding Scheme, MCS), 프리코딩 행렬 지시자(Precoding Matrix Index, PMI) 등의 선택을 위한 채널 측정 목적의 참조신호인(CSI-RS: Channel State Information-RS, 이하 'CSI-RS' 라 칭함)와 8개의 송신 안테나로 전송되는 데이터 복조를 위한 참조신호(DM-RS: Data deModulation-RS, 이하 'DM-RS'라 칭함)가 있다. 채널 측정 목적의 CSI-RS는 기존의 CRS가 채널 측정, 핸드오버 등의 측정 등의 목적과 동시에 데이터 복조를 위해 사용되는 것과 달리 채널 측정 위주의 목적을 위해서 설계되었다는 것에 특징이 있다. 물론 CSI-RS는 또한 핸드오버 등의 측정 등의 목적으로도 사용될 수도 있다. CSI-RS가 채널 상태에 대한 정보를 얻는 목적으로만 전송되므로 CRS와 달리 매 서브프레임마다 전송되지 않아도 되며 롱 텀 주기로 전송될 수 있다. 따라서, CSI-RS 전송에 따른 오버헤드를 줄이기 위하여 기지국은 CSI-RS를 시간 축 상에서 간헐적으로 전송하고, 데이터 복조를 위해서는 해당 시간-주파수 영역에서 스케줄링된 단말에게 전용으로(dedicated) DM-RS를 전송한다. 즉, 특정 단말의 DM-RS는 해당 단말이 스케줄링된 영역, 즉 데이터를 수신할 수 있는 시간-주파수 영역에만 전송되는 것이다.

이와 같이, LTE-A 시스템에서는 기지국은 단말의 채널 추정을 위한 참조신호를 시간 축 상에서 간헐적으로 롱 텀 주기로 전송하되, 채널 추정을 위한 목적이므로 광대역으로 전송한다. 따라서, 롱 텀 PMI는 광대역(wideband) PMI라고도 볼 수 있다.

다시 도 4에서, RI 주기와 롱 텀 PMI 주기가 동일하므로 S450 단계에서, 단말은 결정된 RI와 선택된 하나의 PMI의 인덱스를 조인트 인코딩하여 동일한 서브프레임을 통해 기지국으로 피드백 할 수 있다.

다음으로, 단말이 숏 텀 PMI, CQI를 계산하여 기지국으로 피드백 하는 방법을 설명한다. 먼저, 단말 프로세서(155)는 숏 텀 PMI를 위한 코드북

를 구하기 위해 상기 수학식 1과 같이 롱 텀 PMI 코드북을 이용하여 코드북 변환을 수행한다. 이때, 숏 텀 PMI를 위한 코드북은 LTE 시스템 표준과 마찬가지로 롱 텀 RI값에 따라 결정될 수 있다. 단말의 프로세서(155)는 변환된 코드북

을 이용하여 SINR 또는 전송량 등을 산정한 뒤, 산정된 값을 기준으로 최적의 숏 텀 PMI를 위한 코드북

와 CQI를 구할 수 있다. 이 값들은 숏 텀 주기를 가지므로 롱 텀 RI 및 롱 텀 PMI 주기 안에 1번 이상 전송될 수 있는데, 단말의 프로세서(155)는 가장 최근에 구한 롱 텀 RI 및 롱 텀 PMI를 이용하여 계산할 수 있다.

도 5는 기지국에서 단말로부터 롱 텀, 숏 텀으로 CSI 피드백을 받는 과정의 일 예를 나타낸 도면이다.

도 5를 참조하면, 기지국은 단말로부터 롱 텀 RI 및 롱 텀 PMI를 피드백 받을 수 있다(S510). 즉, 기지국은 단말로부터 롱 텀 주기로 RI 와 PMI를 수신한다. 그리고, 기지국은 단말로부터 숏 텀 PMI 및 CQI를 피드백 받을 수 있다(S520). 그 후, 기지국은 코드북 변환 및 CSI를 기반으로 스케줄링을 수행하게 된다(S530). 이때, 기지국은 단말이 코드북 변환하는 방식과 동일한 방식으로 변환을 수행하여 변환된 코드워드

을 구한다. 이 후,

과 단말로부터 수신한 CSI(예를 들어, CQI, RI)에 기초하여 스케줄링을 수행한다.

제 2 실시예

본 발명에 따른 CSI 피드백 전송 방법의 다른 실시예로서, RI 피드백 주기가 롱 텀 PMI 피드백 주기보다 클 수 있다. RI 피드백 주기가 롱 텀 PMI의 주기 보다 큰 경우, 단말은 RI와 롱 텀 PMI를 서로 다른 주기로 전송하게 된다. RI의 주기 내에 롱 텀 PMI 가 한 번 이상 피드백 된다. 앞서 언급한 제 1 실시예의 RI 주기와 롱 텀 PMI 주기가 같은 경우와 비교했을 때, 롱 텀 PMI(또는 광대역 PMI)가 RI에 의존하여 결정된다는 점이 공통된다. 그러나, 본 실시예에서는, 단말이 롱 텀 PMI 및 RI 정보를 조인트 인코딩하는 것이 아니라 개별 인코딩(separate encoding)하여 기지국으로 피드백 하는 것을 제안한다.

즉, RI가 1인 경우, 단말은 롱 텀 코드북을 코드북

로 설정하여 롱 텀 채널 공분산 행렬의 양자화된 코드워드를 피드백하고, RI가 2이상인 경우에는 코드북

내에서 유니터리 코드워드를 기지국으로 피드백 한다.

이고 RI가 1이 아닐 때, 단말은 코드북의 크기가 1이므로 롱 텀 PMI는 피드백 할 필요가 없으며, 해당 주파수 시간 자원에 숏 텀 PMI 등 다른 정보를 실어 기지국으로 피드백 할 수 있다. 단말 및 기지국 사이에 하향링크 CSI 피드백에 이러한 방식을 적용할 경우에, 일 예로서 단말과 기지국 절차는 다음과 같을 수 있다.

본 실시예에서, RI를 결정하는 절차는 도 4에서 설명한 RI 주기와 롱 텀 PMI 주기가 같을 경우의 단말의 절차와 동일하다. 단말의 프로세서(155)는 하향링크 채널 상태를 추정하여 RI를 결정할 수 있다. 단말의 프로세서(155)는 계산된 RI 값에 따라 롱 텀 PMI(또는 광대역 PMI)를 선택할 수 있다. 그리고, 단말은 결정한 RI와 선택된 롱 텀 PMI(즉, 선택된 롱 텀 PMI의 인덱스)를 기지국으로 피드백 할 수 있다.

RI=1인 경우, 단말의 프로세서(155)는 코드북

내에서 롱 텀 채널 공분산 행렬과 최소 거리를 갖는 코드워드를 선택한다. 이와 달리, RI＞1 일 경우 단말의 프로세서(155)는 코드북

내에서 코드워드를 선택한다. 후자의 경우

이라면, 코드워드는 한 개뿐 이므로 단말은 롱 텀 PMI를 기지국으로 피드백 하지 않고, 해당 주파수 시간 자원을 다른 용도로 사용할 수 있다. 일 예로서, 단말은 숏 텀 PMI 등의 정보를 피드백 할 수 있다.

도 6은 단말의 CSI 피드백의 일 예를 나타낸 도면이다.

도 6을 참조하면, 단말이 숏 텀 PMI 외에 전송 가능한 정보가 여러 가지 일 경우에는 전송하는 정보가 무엇인지도 기지국으로 함께 피드백 해주어야 할 필요가 있다. 도 6에서

은 차례로 숏 텀 PMI 주기, 롱 텀 PMI의 주기, RI 주기를 나타내며, 숏 텀 PMI 주기와 CQI의 주기는 동일하다.

먼저 단말이 숏 텀 PMI, CQI를 계산하고 이를 피드백 하는 과정을 설명한다.

단말의 프로세서(155)는 숏 텀 PMI를 위한 코드북

를 구하기 위해 상기 수학식 1과 같이 롱 텀 PMI를 위한 코드북을 이용하여 코드북 변환을 수행한다. 이때, 숏 텀 PMI를 위한 코드북은 LTE 시스템 표준과 마찬가지로 롱 텀 RI값에 따라 결정될 수 있다. 단말의 프로세서(155)는 변환된 코드워드

을 이용하여 SINR 또는 전송량 등을 산정한 뒤, 산정된 값을 기준으로 최적의 숏 텀 PMI

와 CQI를 구할 수 있다. 이 값들은 숏 텀 주기를 가지므로 롱 텀 RI 및 롱 텀 PMI 주기 안에 1번 이상 전송될 수 있는데, 단말은 가장 최근에 구한 롱 텀 RI 및 롱 텀 PMI를 이용하여 계산할 수 있다. RI＞ 1 이고

인 경우에는

가 되어 비-변환(non-transform) 방식으로 폴 백(fall back)하게 된다.

다음으로, 기지국에서 단말로부터 롱 텀, 숏 텀으로 CSI 피드백을 받는 과정의 일 예를 설명한다. 기지국은 가장 긴 주기로 단말로부터 롱 텀 RI를 수신할 수 있다. 그리고, 기지국은 RI 주기보다 작은 롱 텀 주기로 단말로부터 롱 텀 PMI를 수신할 수 있다. 단, 높은 랭크에서 롱 텀 PMI가 한 값으로 고정되어 롱 텀 PMI를 피드백 할 필요가 없는 경우, 기지국이 단말로부터 해당 주파수 시간 자원을 통해 수신한 정보는 롱 텀 PMI가 아니며, 숏 텀 PMI, CQI 등이 될 수 있다. 기지국은 숏 텀 주기로 단말로부터 PMI와 CQI를 수신한 후, 코드북 변환하는 방식과 동일한 방식으로 변환을 수행하여 변환된 코드워드

를 계산할 수 있다. 그 후, 기지국은

와 단말로부터 피드백 받은 CSI에 기초하여 스케줄링을 수행하게 된다.

제 3 실시예

본 발명에 따른 CSI 피드백 전송 방법의 또 다른 예로서, RI 피드백 주기가 롱 텀 피드백 주기보다 작을 수 있다. RI 피드백 주기가 롱 텀 PMI의 주기 보다 작은 경우, 롱 텀 PMI의 주기 내에 RI가 한 번 이상 피드백 될 수 있다. 단말이 피드백 하는 롱 텀 코드북은 랭크에 관계없이 코드북

로 고정될 수 있다. 이 경우, RI가 사전에 결정된 값보다 작으면, 롱-텀 PMI 코드북이 실제 코드북 변환을 위해 사용될 수 있다. 만약, RI가 사전에 결정된 값보다 크거나 같다면, 코드북을 변환하지 않는 비-변환 코드북 방식으로 폴-백(fall back)하게 된다.

단말 및 기지국 간에 하향링크 CSI 피드백에 이러한 방식을 적용할 경우에, 단말 및 기지국의 절차는 일 예로서 다음과 같을 수 있다.

본 실시예에서, RI를 결정하는 절차는 상기 도 4에서 설명한 RI 주기와 롱 텀 PMI 주기가 같을 경우의 절차와 동일하다. 단말의 프로세서(155)는 하향링크 채널 상태를 추정하여 RI를 결정할 수 있다. 그러나, 단말의 프로세서(155)는 RI값에 상관없이 코드북

내에서 롱 텀 채널 공분산 행렬과 최소 거리를 갖는 코드워드를 선택하고, 단말은 이를 기지국에 피드백 해 줄 수 있다.

다음으로, 단말이 숏 텀 PMI, CQI를 계산하여 기지국으로 피드백 하는 방법을 설명한다. 먼저, 단말의 프로세서(155)는 숏 텀 PMI

를 구하기 위해 상기 수학식 1과 같이 롱 텀 PMI를 이용하여 코드북 변환을 수행한다. 이때, 숏 텀 PMI를 위한 코드북은 LTE 시스템 표준과 마찬가지로 롱 텀 RI값에 따라 결정될 수 있다. RI에 따라

에 곱해지는 롱 텀 PMI 행렬은 다음과 같이 달라진다.

RI=1 일 경우에는, 단말의 프로세서(155)는 상기 수학식 1에서 설명한 방식에 따라롱 텀 PMI를 이용하여 변환을 수행하고, RI＞1 일 경우에는, 단말은 프로세서(155)가 상기 수학식 1에서 설명한 코드북 변환 방식을 수행하며 롱-텀 PMI는 항등 행렬(Identity matrix)임을 가정한다. 단말의 프로세서(155)는 변환된 코드워드

와 CQI를 구한다. 이 값들은 숏 텀 주기를 가지므로 RI 주기 안에 1번 이상 전송될 수 있고, 단말은 가장 최근 구한 RI와 롱 텀 PMI를 이용하여 계산된다. RI＞1 그리고

인 경우

가 되어 비-변환(non-transform) 방식으로 폴 백(fall back)한다.

단말의 프로세서(155)는 변환된 코드워드

을 이용하여 SINR 또는 전송량 등을 산정하고, 산정된 값을 기준으로 최적의 숏 텀 PMI

와 CQI를 구할 수 있다. 이 값들은 숏 텀 주기를 가지므로 롱 텀 RI 및 롱 텀 PMI 주기 안에 1번 이상 전송될 수 있는데, 단말은 가장 최근에 구한 롱 텀 RI 및 롱 텀 PMI를 이용하여 계산할 수 있다.

기지국은 단말로부터 가장 긴 주기로 롱 텀 PMI를 수신한다. 이때, 기지국은 롱 텀 PMI 주기 내에 1개 이상의 RI를 단말로부터 수신한다. 그리고, 기지국은 숏 텀 주기로 전송되는 PMI, CQI를 단말로부터 수신한다. 그 후, 기지국은 단말이 코드북 변환하는 방식과 동일한 방식으로 변환된 코드북

를 구한다. 그리고, 기지국은

와 단말로부터 피드백 받은 CSI(예를 들어, CQI, RI)에 기초하여 스케줄링을 수행한다.

앞서 언급한 코드북 구성에서, 롱 텀 PMI를 위한 코드북의 크기는 Nt x Nt이고 숏 텀 PMI를 위한 코드북의 크기는 Nt x r 가 되어, 최종적으로 Nt x r 의 코드북이 생성된다(여기서, r=랭크). Nt x r 크기의 코드북을 생성하는 또 다른 방식으로는 Nt x r의 PMI를 위한 코드북과 r x r PMI를 위한 코드북을 곱하는 방법이 있다. 이 경우 역시 랭크가 일정 값 이상으로 커지면 r x r 크기의 PMI를 항등 행렬(identity matrix) 또는 항등 행렬을 일부 유니터리 행렬로 한정하여 사용하면 된다. 일 예로서, Nt x r의 PMI는 채널의 우세 특이 벡터

의 양자화된 값을 표현하며, LTE 시스템의 Release 8 코드북이 된다.

앞서, 제 2 실시예에서 롱 텀 PMI와 숏 텀 PMI를 서로 다른 서브프레임에 보내는 경우를 고려하였지만, 동일한 서브프레임 상에 동시에 전송되는 경우도 고려해 볼 수 있다. 특히, 롱 텀 PMI 및 숏 텀 PMI가 시간 축 상의 채널 정보가 아닌 주파수 축 상의 채널 정보일 경우에는 광대역(wideband) PMI와 부대역(subband) PMI라고 칭할 수도 있다. 단말은 이러한 광대역 PMI 및 부대역 PMI를 함께 기지국으로 보내는 것을 고려해 볼 수 있다. 단말은 RI를 긴 주기로 PUCCH를 통해 기지국에 단독으로 전송하면, 나머지 롱 텀 PMI(또는 광대역 PMI), 숏 텀 PMI(또는 부대역 PMI), CQI 세가지 정보는 짧은 주기로 PUCCH를 통해 함께 기지국으로 전송할 수 있다. 본 발명에서는 이러한 환경에서 RI 값에 따라 PMI 코드북 크기가 변하는 경우, 숏 텀 PMI, 롱 텀 PMI, CQI를 효과적으로 전송하는 두 가지 방법을 제안한다.

도 7a 및 도 7b는 각각 RI 값의 변화에 따른 피드백 전송 방법의 예를 나타낸 도면이다. 도 7에서

은 차례로 숏 텀 PMI와 RI 주기를 나타내며, 숏 텀 PMI 주기와 CQI의 주기 그리고 롱 텀 PMI의 주기는 동일하다.

랭크가 높아 질수록 코드북의 크기가 더 작아지게 된다면, 높은 랭크에서는 PMI와 CQI 전송을 위한 PUCCH의 페이로드 크기를 더 작게 할 수 있다. 예를 들어, 8 Tx 코드북 크기가 랭크 5 이상에서 1로 고정된다면(즉 랭크 5이상에서는 오직 한 개의 PMI 밖에 존재하지 않는다면), 도 7a에 도시한 바와 같이 단말은 랭크 5이상(RI＞5)에서는 CQI 만을 기지국으로 피드백 할 수 있다. 이와 같이, 제어 신호 페이로드 크기가 랭크에 따라 줄어든 경우, 첫 번째로 CQI 코딩율(coding rate)을 낮게 하더라도 CQI의 비트 오류율(Bit Error Rate, BER)을 유지할 수 있다.

LTE 시스템의 경우, 11 비트 PUCCH 페이로드(payload)를 대상으로 채널 코딩을 수행하지만, CQI만을 전송할 경우 7비트(이 경우, 2 코드워드 전송에 해당) 또는 4 비트(이 경우, 1 코드워드 전송에 해당) 소스(source)로 채널 코딩을 수행하게 되므로 보다 강력한 코딩을 하는 것이 가능하다. 또는, 코딩율은 그대로 유지하되, 파워를 줄여 전송하는 방법도 고려할 수 있다. 예를 들어, 7 비트 CQI와 4 비트 PMI가 PUCCH에 할당되었고, 특정 랭크에서 PMI가 한 값으로 고정된다면 11 비트 PUCCH 중 4 비트는 다음 랭크 정보가 생성될 때까지 특정 비트로 고정되고, 7 비트만이 CQI를 위해 사용된다면, 도 7b에 도시한 바와 같이, 일정 크기만큼 전송 파워를 줄이더라도 동일한 비트 오류율을 유지할 수 있다. 즉, 코딩율은 유지하되 파워 디부스팅(power deboosting)을 통해 동일한 비트 오류율을 유지할 수도 있다.

ML(Maximum Likelihood) 디코딩 관점에서 생각해 볼 때, 특정 RI에서 2¹¹개의 코드 중 하나로 디코딩을 수행하다가, PMI가 한 값으로 고정되면 2⁷개의 코드 중 하나로 디코딩을 수행하기 때문에 디코딩에 성공할 확률은 상당히 증가된다. 이와 달리, 코딩율은 유지하되 전송 파워를 일부 줄이더라도 동일한 비트 오류율을 유지할 수 있다

이상에서 설명된 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들이 소정 형태로 결합된 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려되어야 한다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및/또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성하는 것도 가능하다. 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시예의 대응하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다. 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함시킬 수 있음은 자명하다.

본 발명은 본 발명의 정신 및 필수적 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있음은 당업자에게 자명하다. 따라서, 상기의 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니 되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고, 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다.

Claims

무선통신 시스템에서 단말이 채널상태정보(Channel State Information, CSI)를 전송하는 방법에 있어서,
제 1 CSI 피드백 타입에 따라 랭크 지시자(Rank Indicator, RI)와 함께 제 1 타입의 프리코딩 행렬 지시자(Precoding Matrix Indicator, PMI)를 기지국으로 전송하는 단계; 및
제 2 CSI 피드백 타입에 따라 제 2 타입의 PMI와 함께 채널 품질 정보(Channel Quality Information, CQI)를 상기 기지국으로 전송하는 단계를 포함하되,
상기 RI 및 상기 제 1 타입의 PMI는 조인트 인코딩되어(jointly coded) 전송되고,
상기 제 1 CSI 피드백 타입의 리포팅 주기 및 상기 제 2 CSI 피드백 타입의 리포팅 주기는 개별적으로 정의되되, 상기 제 1 CSI 피드백 타입은 상기 RI의 리포팅 주기와 상기 제 1 타입의 PMI의 리포팅 주기가 동일한 경우에 정의되는 피드백 타입이며,
상기 제 1 CSI 피드백 타입의 PMI의 리포팅 주기는 상기 제 2 CSI 피드백 타입의 리포팅 주기보다 길거나 혹은 같은, CSI 전송 방법.
제 1항에 있어서,
상기 조인트 인코딩된 상기 RI와 상기 제 1 타입의 PMI는 동일한 서브프레임을 통해 전송되는, CSI 전송 방법.
제 1항에 있어서,
상기 조인트 인코딩된 상기 RI와 상기 제 1 타입의 PMI는 물리 상향링크 제어 채널(Physical Uplink Control CHannel, PUCCH)을 통해 전송되는, CSI 전송 방법.
무선통신 시스템에서 기지국이 채널상태정보(Channel State Information, CSI)를 수신하는 방법에 있어서,
제 1 CSI 피드백 타입에 따라 랭크 지시자(Rank Indicator, RI)와 함께 제 1 타입의 프리코딩 행렬 지시자(Precoding Matrix Indicator, PMI)를 단말로부터 수신하는 단계; 및
제 2 CSI 피드백 타입에 따라 제 2 타입의 PMI와 함께 채널 품질 정보(Channel Quality Information, CQI)를 상기 단말로부터 수신하는 단계를 포함하되,
상기 RI 및 상기 제 1 타입의 PMI는 조인트 인코딩되어(jointly coded) 수신되고,
상기 제 1 CSI 피드백 타입의 리포팅 주기 및 상기 제 2 타입의 PMI의 리포팅 주기는 개별적으로 정의되되, 상기 제 1 CSI 피드백 타입은 상기 RI의 리포팅 주기와 상기 제 1 타입의 PMI의 리포팅 주기가 동일한 경우에 정의되는 CSI 피드백 타입이며,
상기 제 1 CSI 피드백 타입의 리포팅 주기는 상기 제 2 타입의 PMI의 리포팅 주기보다 길거나 혹은 같은, CSI 수신 방법.
제 4항에 있어서,
상기 조인트 인코딩된 상기 RI와 상기 제 1 타입의 PMI는 동일한 서브프레임을 통해 수신되는, CSI 수신 방법.
제 4항에 있어서,
상기 조인트 인코딩된 상기 RI와 상기 제 1 타입의 PMI는 물리 상향링크 제어 채널(Physical Uplink Control CHannel, PUCCH)을 통해 수신되는, CSI 수신 방법.
무선통신 시스템에서 채널상태정보(Channel State Information, CSI)를 전송하기 위한 단말에 있어서,
제 1 CSI 피드백 타입에 따라 랭크 지시자(Rank Indicator, RI)와 함께 제 1 타입의 프리코딩 행렬 지시자(Precoding Matrix Indicator, PMI)를 기지국으로 전송하고, 제 2 CSI 피드백 타입에 따라 제 2 타입의 PMI와 함께 채널 품질 정보(Channel Quality Information, CQI)를 상기 기지국으로 전송하는 송신기를 포함하되,
상기 RI 및 상기 제 1 타입의 PMI는 조인트 인코딩되어(jointly coded) 전송되고,
상기 제 1 CSI 피드백 타입의 리포팅 주기 및 상기 제 2 CSI 피드백 타입의 리포팅 주기는 개별적으로 정의되되, 상기 제 1 CSI 피드백 타입은 상기 RI의 리포팅 주기와 상기 제 1 타입의 PMI의 리포팅 주기가 동일한 경우에 정의되는 CSI 피드백 타입이며,
상기 제 1 CSI 피드백 타입의 리포팅 주기는 상기 제 2 CSI 피드백 타입의 리포팅 주기보다 길거나 혹은 같은, 단말.
제 7항에 있어서,
상기 송신기는 상기 조인트 인코딩된 상기 RI와 상기 제 1 타입의 PMI를 동일한 서브프레임을 통해 전송하는, 단말.
제 7항에 있어서,
상기 송신기는 상기 조인트 인코딩된 상기 RI와 상기 제 1 타입의 PMI를 물리 상향링크 제어 채널(Physical Uplink Control CHannel, PUCCH)을 통해 전송하는, 단말.
무선통신 시스템에서 채널상태정보(Channel State Information, CSI)를 수신하는 기지국에 있어서,
제 1 CSI 피드백 타입에 따라 랭크 지시자(Rank Indicator, RI)와 함께 제 1 타입의 프리코딩 행렬 지시자(Precoding Matrix Indicator, PMI)를 단말로부터 수신하고, 제 2 CSI 피드백 타입에 따라 제 2 타입의 PMI와 함께 채널 품질 정보(Channel Quality Information, CQI)를 상기 단말로부터 수신하는 수신기를 포함하되,
상기 RI 및 상기 제 1 타입의 PMI는 조인트 인코딩되어(jointly coded) 수신되고,
상기 제 1 CSI 피드백 타입의 리포팅 주기 및 상기 제 2 CSI 피드백 타입의 리포팅 주기는 개별적으로 정의되되, 상기 제 1 CSI 피드백 타입은 상기 RI의 리포팅 주기와 상기 제 1 타입의 PMI의 리포팅 주기가 동일한 경우에 정의되는 CSI 피드백 타입이며,
상기 제 1 CSI 피드백 타입의 리포팅 주기는 상기 제 2 CSI 피드백 타입의 리포팅 주기보다 길거나 혹은 같은, 기지국.
제 10항에 있어서,
상기 수신기는 상기 조인트 인코딩된 상기 RI와 상기 제 1 타입의 PMI를 동일한 서브프레임을 통해 수신하는, 기지국.
제 10항에 있어서,
상기 수신기는 상기 조인트 인코딩된 상기 RI와 상기 제 1 타입의 PMI를 물리 상향링크 제어 채널(Physical Uplink Control CHannel, PUCCH)을 통해 수신하는, 기지국.
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