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KR101654785B1 - 벅-컨버터 bcm 제어 장치 및 방법 - Google Patents

벅-컨버터 bcm 제어 장치 및 방법 Download PDF

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KR101654785B1
KR101654785B1 KR1020150045414A KR20150045414A KR101654785B1 KR 101654785 B1 KR101654785 B1 KR 101654785B1 KR 1020150045414 A KR1020150045414 A KR 1020150045414A KR 20150045414 A KR20150045414 A KR 20150045414A KR 101654785 B1 KR101654785 B1 KR 101654785B1
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power switch
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signal
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최재순
정일용
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주식회사 실리콘마이터스
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Abstract

본 발명은 전력스위치로 흐르는 입력단 전류를 측정하는 측정부와 에러앰프(Error Amplifier)의 양(+)단자로 레퍼런스값을 입력하고, 전력스위치가 도통되는 제1 구간에서는 입력단 전류의 측정값을 에러앰프의 음(-)단자로 입력하며, 다이오드가 도통되는 제2 구간에서는 입력단 전류의 피크값/2를 에러앰프의 음단자로 입력하며, 전력스위치의 기생캐패시터 혹은 병렬캐패시터와 인덕터가 공진하는 제3 구간에서는 입력단 전류의 N(N은 실수)배값을 에러앰프의 음단자로 입력하여 피드백 루프를 형성하는 제어부 및 BCM의 바운더리 조건 및 전력스위치의 ZVS(Zero Voltage Switching) 조건이 만족될 때 전력스위치를 온(ON)하고 에러앰프 출력값에 따라 전력스위치를 오프(OFF)하는 전력스위치 동작부를 포함하는 벅-컨버터 BCM 제어 장치에 관한 것이다.

Description

벅-컨버터 BCM 제어 장치 및 방법{BUCK-CONVERTER BCM CONTROL APPARATUS AND METHOD THEREOF}
본 발명은 벅-컨버터 BCM(Boundary Conduction Mode) 제어 장치에 관한 것이다.
일반적으로 전력 효율 향상 및 소자 스펙 저감을 위해 벅-컨버터를 포함한 다수의 컨버터에서 BCM 제어가 채용되고 있다.
BCM 제어가 적용되는 벅-컨버터의 동작을 살펴보면, 인덕터 전류는 최소값(제로 암페어)에서 피크값으로 선형적으로 증가하였다가 다시 피크값에서 최소값으로 선형적으로 감소하는 형태를 나타낸다.
BCM 제어에 의한 벅-컨버터에서 최소값이 정확하게 0A(제로 암페어)가 되면 인덕터 전류가 0A와 피크값 사이에서 선형적으로 변하기 때문에 출력 전류는 피크값의 1/2이 된다.
이러한 특성에 따라 통상적으로 BCM 제어에 의한 벅-컨버터는 피크값 제어를 위한 레퍼런스 값을 출력 전류의 2배로 설정하여 제어하게 된다.
BCM 제어에 의한 벅-컨버터는 위와 같은 제어를 수행하기 위해 비교기를 사용한다.
비교기의 음(-)단자로는 제어하고자 하는 피크값에 해당되는 레퍼런스값이 입력되고, 비교기의 양(+)단자로는 인덕터에 흐르는 전류값 혹은 벅-컨버터의 입력단으로부터 유입되는 전류값이 입력되는데, 이때, 양(+)단자로 입력되는 값이 음(-)단자로 입력되는 레퍼런스값보다 커지면 전력스위치가 오프(OFF)되어 입력단 전력이 차단된다.
또한, 인덕터에 흐르는 전류값 혹은 벅-컨버터의 입력단으로부터 유입되는 전류값이 0A가 되면 전력스위치가 온(ON)되어 입력단 전력이 다시 공급되게 된다.
BCM 제어에 따른 벅-컨버터는 위와 같은 온(ON)/오프(OFF)의 과정을 반복하게 된다.
위와 같은 BCM 제어에 따른 벅-컨버터 제어에서 전력스위치를 온(ON)하는 과정에서 ZVS(zero voltage switching) 기술이 추가로 적용될 수 있다.
ZVS는 전력스위치 양단에 걸린 전압이 0V가 될 때, 전력스위치를 온(ON)하는 것으로 이론적으로 전력스위치 온(ON)할 때 발생할 수 있는 스위칭 손실을 제로로 만들 수 있다.
그런데, 이와 같이 ZVS 기술을 적용하게 되면, 벅-컨버터의 최소값이 정확하게 0A가 되지 않는다. ZVS를 위해 인덕터와 주변 캐패시터 간에 공진이 발생하게 되는데, 이에 따라 인덕터 전류가 0A 이하로 내려가게 된다. 이에 따라, 출력 전류의 크기는 피크값의 1/2이 되지 않고 이보다 작은 값을 나타내게 된다.
출력 전류의 크기가 피크값의 1/2이 되기 위해서는 인덕터 전류의 최소값이 0A가 되어야 하는 조건뿐만 아니라 인덕터 전류가 최소값과 피크값 사이에서 선형적으로 변해야 하는 조건이 더 필요하다. 그런데, 위와 같이 ZVS 기술이 적용되면, 인덕터 전류의 최소값이 0A 보다 낮아질 뿐 아니라 ZVS를 위한 공진 구간에서 인덕터 전류가 비선형적으로 되는 문제가 있어 출력 전류의 크기가 피크값의 1/2이 되지 않고 이보다 작은 값을 나타내게 된다.
이에 따라, ZVS와 BCM이 결합된 종래의 방법에 의할 때는 출력 전류의 크기를 정확하게 제어하지 못하는 문제가 발생한다.
이러한 배경에서, 본 발명의 목적은, 일 측면에서 벅-컨버터의 평균 출력 전류를 정확하게 제어하는 벅-컨버터 BCM 제어 장치 및 방법을 제공하는 것이다.
일 측면에서, 본 발명은 전력스위치로 흐르는 입력단 전류를 측정하는 측정부와 에러앰프(Error Amplifier)의 양(+)단자로 레퍼런스값을 입력하고 전력스위치가 도통되는 제1 구간에서는 입력단 전류의 측정값을 에러앰프의 음(-)단자로 입력하며, 다이오드가 도통되는 제2 구간에서는 입력단 전류의 피크값/2를 에러앰프의 음단자로 입력하며, 전력스위치의 기생캐패시터 혹은 병렬캐패시터와 인덕터가 공진하는 제3 구간에서는 입력단 전류의 N(N은 실수)배값을 에러앰프의 음단자로 입력하여 피드백 루프를 형성하는 제어부 및 BCM의 바운더리 조건 및 전력스위치의 ZVS(Zero Voltage Switching) 조건이 만족될 때 전력스위치를 온(ON)하고 에러앰프 출력값에 따라 전력스위치를 오프(OFF)하는 전력스위치 동작부를 포함하는 벅-컨버터 BCM 제어 장치를 제공한다.
다른 일 측면에서, 본 발명은 전력스위치로 흐르는 입력단 전류를 측정하는 측정부와 전력스위치가 도통되는 제1 구간에서는 입력단 전류의 측정값을 가상 인덕터 전류로 결정하고, 다이오드가 도통되는 제2 구간에서는 입력단 전류의 피크값/2를 가상 인덕터 전류로 결정하며, 전력스위치의 기생캐패시터 혹은 병렬캐패시터와 인덕터가 공진하는 제3 구간에서는 입력단 전류의 N(N은 실수)배값을 가상 인덕터 전류로 결정하는 제어부 및 BCM 및 ZVS(zero voltage switching)로 전력스위치를 제어하되, 스위칭 주기에서의 가상 인덕터 전류의 평균값이 로드(LOAD) 전류의 평균값과 같아지도록 전력스위치에 대한 오프(OFF) 제어를 수행하는 전력스위치 동작부를 포함하는 벅-컨버터 BCM 제어 장치를 제공한다.
이상에서 설명한 바와 같이 본 발명에 의하면, 벅-컨버터 BCM 제어 장치가 평균 출력 전류를 정확하게 제어하는 효과가 있다.
도 1은 전력스위치, 다이오드 및 인덕터를 포함하는 벅-컨버터 및 이러한 벅-컨버터를 제어하는 BCM 제어 장치를 도시한 도면이다.
도 2는 도 1의 실시예에 따른 벅-컨버터의 인덕터 전류 및 게이트 신호를 도시한 도면이다.
도 3은 도 1의 실시예에 따른 벅-컨버터의 동작을 구간에 따라 도시한 도면이다.
도 4는 전력스위치, 다이오드 및 인덕터를 포함하는 벅-컨버터 및 본 발명의 일 실시예에 따른 벅-컨버터 BCM 제어 장치의 구성을 도시한 도면이다.
도 5는 전력스위치, 다이오드 및 인덕터를 포함하는 벅-컨버터 및 본 발명의 일 실시예에 따른 벅-컨버터 BCM 제어 장치의 세부 구성의 일 예를 도시한 도면이다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 벅-컨버터 BCM 제어 장치에 의해 제어되는 벅-컨버터의 인덕터 전류 및 게이트 신호를 도시한 도면이다.
도 7은 전력스위치, 다이오드 및 인덕터를 포함하는 벅-컨버터 및 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 벅-컨버터 BCM 제어 장치의 구성을 도시한 도면이다.
도 8은 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 제1 구간 검출부, 제2 구간 검출부 및 제3 구간 검출부를 포함한 제어부의 일부 구성을 도시한 도면이다.
도 9는 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 벅-컨버터 BCM 제어 장치에 의해 제어되는 벅-컨버터의 전력스위치로 흐르는 입력단 전류, 게이트신호 및 샘플링앤홀드의 출력신호를 도시한 도면이다.
도 10은 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 벅-컨버터 BCM 제어 장치에 의해 제어되는 벅-컨버터의 인덕터 전류 및 제어부가 결정한 가상 인덕터 전류를 도시한 도면이다.
도 11은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 벅-컨버터 BCM 제어 장치의 흐름도를 도시한 도면이다.
이하, 본 발명의 일부 실시예들을 예시적인 도면을 통해 상세하게 설명한다. 본 발명의 구성 요소를 설명하는 데 있어서, 제 1, 제 2, A, B, (a), (b) 등의 용어를 사용할 수 있다. 이러한 용어는 그 구성 요소를 다른 구성 요소와 구별하기 위한 것일 뿐, 그 용어에 의해 해당 구성 요소의 본질이나 차례 또는 순서 등이 한정되지 않는다. 어떤 구성 요소가 다른 구성요소에 "연결", "결합" 또는 "접속"된다고 기재된 경우, 그 구성 요소는 그 다른 구성요소에 직접적으로 연결되거나 또는 접속될 수 있지만, 각 구성 요소 사이에 또 다른 구성 요소가 "연결", "결합" 또는 "접속"될 수도 있다고 이해되어야 할 것이다.
도 1은 전력스위치, 다이오드 및 인덕터를 포함하는 벅-컨버터 및 이러한 벅-컨버터를 제어하는 BCM 제어 장치를 도시한 도면이다.
도 1을 참조하면, 벅-컨버터(10)는 전력스위치(11), 다이오드(12) 및 인덕터(13)로 구성되며, 게이트신호(GATE)에 따라 전력스위치(11)를 제어하고 이러한 제어에 따라 입력인 VIN(15)을 변환하여 부하인 LOAD(18)로 출력한다.
벅-컨버터(10)는 입출력을 평활시키기 위해 입력단과 출력단에 캐패시터(16, 19)를 더 포함할 수 있다.
게이트신호(GATE)를 제어하는 장치는 사용하는 전력회로, 주파수, 입출력 전압, 입출력 전류, 입출력 전력 등을 포함하는 특성에 따라 다양한 방식이 존재한다.
게이트신호(GATE)를 제어하는 장치 중 하나이며, 벅-컨버터(10)를 BCM 및 피크 전류 제어(Peak Current Control)하는 일반적인 벅-컨버터 BCM 제어 장치(100)는 입력단 전류를 측정하기 위한 RCS(110), 측정된 입력단 전류와 REF_ADIM(121)를 비교하는 비교기(123)를 포함하는 리셋신호 출력기(120) 및 RS 래치(133)를 이용하여 게이트신호를 출력하는 전력스위치 동작부(130)로 구성될 수 있다.
일반적인 벅-컨버터 BCM 제어 장치(100)는 상기 입력단 전류를 측정함에 있어 RCS(110)를 이용하여 측정하는 것으로 설명하였으나, 이에 한정되지 않고 다른 전류 측정 소자를 사용할 수 있다.
RCS(110)는 입력단 전류를 측정하기 위해 입력단에 연결하되 고장시 RCS(110)의 양단에 전압이 낮게 형성되도록 하단의 입력단에 연결하는 것이 바람직하다.
이는 일부 고장에 의해 RCS(110)의 일단에 전압강하가 생기는 경우, 상단의 입력단에 연결된 저항은 높은 전압이 형성되어 고장이 발생할 수 있는데 반해, 일부 고장에 의해 RCS(110)의 일단에 전압강하가 생기더라도, 하단의 입력단에 연결된 저항은 낮은 전압이 형성되어 고장이 발생하지 않기 때문이다.
리셋신호 출력기(120)는 RCS(110)가 감지한 감지신호(CS)를 비교기(123)의 양(+)단자에 입력하고, REF_ADIM(121)를 비교기(123)의 음(-)단자에 입력하여 비교기(123)로부터 로직신호를 출력시킨다.
리셋신호 출력기(120)는 감지신호(CS)가 REF_ADIM(121)와 같거나 크면 1인 로직신호를 출력하고, 감지신호(CS)가 REF_ADIM(121)보다 작으면 0인 로직신호를 출력할 수 있다.
전력스위치 동작부(130)는 영전류 감지기인 ZCD(Zero Cross Detect, 131)의 출력신호를 RS 래치(133)의 S단자로 입력하고, 리셋신호 출력기(120)의 리셋신호를 RS 래치(133)의 R단자에 입력하여 RS 래치(133)으로부터 게이트신호(GATE)를 생성할 수 있다.
전력스위치 동작부(130)는 벅-컨버터(10)가 ZCD(131)의 출력신호가 존재할 때 전력스위치를 온(ON)하고 리셋신호 출력기(120)의 출력신호가 존재하면 전력스위치를 오프(OFF)하는 게이트신호(GATE)를 생성함으로써, 벅-컨버터(10)는 BCM 동작을 수행할 수 있다.
도 2는 도 1의 실시예에 따른 벅-컨버터의 인덕터 전류 및 게이트 신호를 도시한 도면이다.
도 2는 전력스위치(11)가 도통되는 제1 구간(t1), 다이오드(12)가 도통되는 제2 구간(t2) 및 전력스위치(11)의 기생캐패시터 혹은 병렬캐패시터(미도시)와 인덕터(13)가 공진하는 제3 구간(t3)에서 인덕터 전류(IL) 및 게이트신호(GATE)를 도시한다.
일반적인 벅-컨버터 BCM 제어 장치(100)에 의해 벅-컨버터(10)는 도 2와 같은 파형으로 동작을 수행한다.
도 3은 도 1의 실시예에 따른 벅-컨버터의 동작을 구간에 따라 도시한 도면이다.
도 2 및 도 3를 참조하면, 제1 구간(t1)에서 게이트신호(GATE)에 따라 (A)와 같이 전력스위치(11)는 온(ON)이 되고, 다이오드(12)는 오프(OFF)로 동작한다. 이에 따라 벅-컨버터(10)의 전류는 참조번호 310의 루프로 형성되어 인덕터 전류인 IL은 증가할 수 있다. 제1 구간(t1)에서 IL이 온(ON)상태인 전력스위치(11)로만 흐르게 되어 다이오드(12)가 오프(OFF)로 동작한다.
반면 제2 구간(t2)에서 게이트신호(GATE)에 따라 (B)와 같이 전력스위치(11)는 오프(OFF)되고, 다이오드(12)는 온(ON)으로 동작한다. 이에 따라 벅-컨버터(10)의 전류는 참조번호 320의 루프로 형성되어 IL은 감소한다. 이는 (A)의 동작에 의해 0이상의 값을 갖는 IL이 오프(OFF)상태인 전력스위치에 의해 다이오드(12)로만 흐르게 되어 IL은 감소할 수 있다.
(B)의 동작에 따라, IL이 감소되어 0이 되면 전력스위치(11)의 기생캐패시터는 방전동작을 수행한다. 이에 따라 IL은 0이하가 되는 제3 구간(t3)을 가질 수 있다.
이는, 전력스위치(11)의 기생캐패시터 혹은 병렬캐패시터(미도시)와 인덕터(13)가 공진하는 것을 의미할 수 있다. 상기 병렬캐패시터(미도시)는 전력스위치에 병렬로 추가 연결한 캐패시터로서, 기생캐패시터의 성능을 보완하기 위해 사용한다.
제3 구간(t3)에서, 전력스위치(11) 및 다이오드(12)는 오프(OFF)로 동작하는데, 이때, 전력스위치(11) 및 다이오드(12)의 기생캐패시터 혹은 병렬캐패시터(미도시)는 참조번호 330의 루프와 같이 인덕터(13)와 공진하게 된다.
제3 구간(t3)에서 IL이 0이하의 값으로 동작함에 따라, LOAD(18)에 흐르는 실제 평균전류(I_LOAD, REAL)는 일반적인 벅-컨버터 BCM 제어 장치(100)가 REF_ADMIN을 입력함으로써 LOAD에 흐르는 목표 평균전류(I_LOAD, GOAL)에 비해 낮게 된다.
실제 평균전류(I_LOAD, REAL)는 참조번호 210인 양(+)의 전류량과 참조번호 220인 음(-) 전류량을 더한 값을 게이트신호(GATE) 주기로 나눈 값이 될 수 있다.
좀더 구체적으로 설명하면, RCS(110) 측정값(CS)이 피크치로 설정한 REF_ADMIN의 값에 의해 스위치 피크 전류(Switch Peak Current) 제어하는 일반적인 벅-컨버터 BCM 제어 장치(100)는 IL이 0이하의 값으로 동작하는 제3 구간(t3)을 인지하지 못한 채 게이트신호(GATE)를 생성하고, 이에 따라 LOAD(18)에 흐르는 실제 평균전류(I_LOAD, REAL)는 LOAD(18)에 흐르는 목표 평균전류(I_LOAD, GOAL)에 비해 낮게 되는 것이다.
이는, LOAD(18)의 평균 출력 전류를 제어함에 있어 오차가 발생한 것을 의미하는 것으로, 이러한 벅-컨버터 BCM 제어 장치(100)는 입출력 조건에 관계없이 정밀한 평균 출력 전류를 필요로 하는 분야에서 사용할 수 없다.
전술한 문제를 해결하고자, 본 발명의 일 실시예에 따른 벅-컨버터 BCM 제어 장치를 제안한다.
본 발명의 일 실시예에 따른 벅-컨버터 BCM 제어 장치는 입출력 조건에 관계없이 평균 출력 전류를 정밀하게 제어할 수 있다.
도 4는 전력스위치, 다이오드 및 인덕터를 포함하는 벅-컨버터 및 본 발명의 일 실시예에 따른 벅-컨버터 BCM 제어 장치의 구성을 도시한 도면이다.
본 발명의 일 실시예에 따른 벅-컨버터 BCM 제어 장치(400)는 전력스위치(11)로 흐르는 입력단 전류를 측정하는 측정부(410)와 에러앰프(Error Amplifier)의 양(+)단자로 레퍼런스값을 입력하고, 전력스위치(11)가 도통되는 제1 구간(t1)에서는 입력단 전류의 측정값을 에러앰프의 음(-)단자로 입력하며, 다이오드(12)가 도통되는 제2 구간(t2)에서는 입력단 전류의 피크값/2를 에러앰프의 음단자로 입력하며, 전력스위치(11)의 기생캐패시터 혹은 병렬캐패시터(미도시)와 인덕터(13)가 공진하는 제3 구간(t3)에서는 입력단 전류의 N(N은 실수)배값을 에러앰프의 음단자로 입력하여 피드백 루프를 형성하는 제어부(420) 및 BCM의 바운더리 조건 및 전력스위치(11)의 ZVS(Zero Voltage Switching) 조건이 만족될 때 전력스위치(11)를 온(ON)하고 에러앰프 출력값에 따라 전력스위치(11)를 오프(OFF)하는 전력스위치 동작부(430)를 포함할 수 있다.
도 4를 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 벅-컨버터 BCM 제어 장치(400)는 전력스위치(11)로 흐르는 입력단 전류를 측정하는 측정부(410)을 포함할 수 있다.
예를 들어, 측정부(410)는 저항센서 또는 홀센서를 포함하는 전류센서 중 하나 이상을 이용하여 상기 전력스위치로 흐르는 입력단 전류를 측정할 수 있다.
구체적으로, 측정부(410)는 저항센서를 측정지점에 저항을 직렬로 연결하여 상기 저항에 걸린 전압값을 감지하고 감지된 전압값과 상기 저항값을 이용하여 전류를 측정할 수 있다.
이와 달리, 측정부(410)는 홀센서를 전류가 흐르는 도체에 후크(Hook)하여 전류를 측정할 수 있다.
홀센서는 전류가 흐르는 도체에 자기장을 걸어 주면 전류와 자기장에 수직 방향으로 전압이 발생하는 홀 효과를 이용하여 자기장의 방향과 크기를 감지하고, 이 때 발생된 전압에 의해 전류차가 발생하는 효과를 이용하는 센서이다. 이때 발생된 전압은 전류와 자장의 세기에 비례하며, 전류가 일정할 경우 자장의 세기에 비례하는 출력을 발생하지만 전압이 약하기 때문에 일반적으로 증폭하여 사용한다.
본 발명의 일 실시예에 따른 벅-컨버터 BCM 제어 장치(400)는 에러앰프(Error Amplifier)의 양단자로 레퍼런스값을 입력하고, 전력스위치(11)가 도통되는 제1 구간(t1)에서는 입력단 전류의 측정값을 에러앰프의 음단자로 입력하며, 다이오드(12)가 도통되는 제2 구간(t2)에서는 입력단 전류의 피크값/2를 에러앰프의 음단자로 입력하며, 전력스위치(11)의 기생캐패시터 혹은 병렬캐패시터(미도시)와 인덕터(13)가 공진하는 제3 구간(t3)에서는 입력단 전류의 N(N은 실수)배값을 에러앰프의 음단자로 입력하여 피드백 루프를 형성하는 제어부(420)를 포함할 수 있다.
간단히 설명하면, 제1 구간(t1)에서 IL는 측정부(410)가 측정한 입력단 전류와 같기 때문에 제어부(420)는 입력단 전류의 측정값을 그대로 에러앰프의 음단자에 입력한다.
이를 위해, 제어부(420)는 입력단 전류의 측정값을 신호스위치의 입력단자에 입력하고, 제1 구간신호를 신호스위치의 제어단자에 입력함으로써, 제1 구간(t1)에만 입력단 전류의 측정값을 에러앰프의 음단자로 입력할 수 있다.
전술한 신호스위치는 트랜스미션 게이트(Transmission gate) 및 전기장 효과 트랜지스터(Field Effect Transistor, FET) 중 하나 이상이 될 수 있다.
트랜스미션 게이트는 전달 게이트라고도 하며, 신호 전달을 개폐하는 회로로서, 일반적으로 아날로그 신호를 입력단자에 입력하며 디지털 제어신호를 제어단자에 입력하여 신호 전달을 개폐하는 장치이다.
전기장 효과 트랜지스터는 반도체의 소스(Source)에서 집전극의 드레인에 흐르는 전자류를 게이트(Gate)에 가한 전압에 의한 전기장으로 제어하는 장치이다. 즉, 채널의 저항을 변화시켜 다수 캐리어의 흐름을 제어함으로써 신호 전달을 개폐할 수 있다.
또한, 제2 구간(t2)에서 IL의 평균값은 입력단 전류의 피크값/2가 되기 때문에 제어부(420)는 피크값/2를 에러앰프의 음단자에 입력한다.
이를 위해, 제어부(420)는 입력단 전류의 피크값/2를 신호스위치의 입력단자에 입력하고, 제2 구간신호를 신호스위치의 제어단자에 입력함으로써, 제2 구간(t2)에만 입력단 전류의 피크값/2를 에러앰프의 음단자로 입력할 수 있다.
이는 인덕터 전류가 선형적으로 감소하기 때문이며, 전술한 피크값은 제1 구간(t1)에서 제2 구간(t2)으로 변하는 지점에서 입력단 전류가 될 수 있다.
따라서 입력단 전류의 피크값을 산출하기 위해, 제어부(420)는 입력단 전류를 샘플링앤홀드(Sampling And Hold, S&H)회로의 입력단자로 입력하며, 전력스위치(11)의 게이트신호(GATE)를 상기 샘플링앤홀드회로의 제어단자로 입력하여 상기 입력단 전류의 피크값을 홀딩(Holding)하여 피크값을 산출할 수 있다. 이후, 제어부(420)는 상기 피크값을 둘 이상의 저항을 이용하여 입력단 전류의 피크값/2를 산출하고 애러앰프의 음단자로 입력한다.
추가적으로 제3 구간(t3)에서 IL는 측정부(410)가 측정한 입력단 전류와 N(N은 실수)배의 관계를 가지기 때문에 제어부(420)는 입력단 전류의 N배값을 에러앰프의 음단자로 입력한다.
전술한 N은 인덕터(13), 다이오드(12) 및 전력스위치(11)의 기생 커패시터 혹은 병렬 캐패시터(미도시)가 공진에 의해 IL는 다이오드(12) 및 전력스위치(11)의 기생 커패시터 혹은 병렬 캐패시터(미도시)로 분할하기 때문에 이를 적용한 것이다. 만약, IL가 다이오드(12) 및 전력스위치(11)의 기생 커패시터 혹은 병렬 캐패시터(미도시)로 1:1 분할을 하면 상기 N은 2가 될 수 있다.
이를 위해, 제어부(420)는 신호스위치의 입력단자로 입력단 전류의 N배값을 입력하고, 제3 구간신호를 신호스위치의 제어단자에 입력함으로써, 제3 구간(t3)에만 입력단 전류의 N배값을 에러앰프의 음단자로 입력할 수 있다.
전술한 바와 같이 제어부(420)는 제1 구간(t1), 제2 구간(t2) 및 제3 구간(t3)에 대해 처리한 각각의 값을 에러앰프의 음단자로 입력하여 피드백 루프를 형성할 수 있다.
전술한 방법과 달리, 제어부(420)는 제3 구간(t3)에서는 상기 입력단 전류의 1배값을 상기 에러앰프의 음단자로 입력하고, 에러앰프를 제3 구간(t3)에만 음단자에 입력받은 보상된 전류를 N배할 수 있다.
또는, 제어부(420)는 제3 구간(t3)에서는 입력단 전류의 1배값을 상기 에러앰프의 음단자로 입력하고, 에러앰프는 상기 제3 구간(t3)에만 게인(Gain)을 N배할 수 있다.
전술한 방법 및 전술한 방법과 다른 2가지 방법은 에러 앰프가 동작함에 있어서 동일한 효과를 얻을 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따른 벅-컨버터 BCM 제어 장치(400)는 BCM의 바운더리 조건 및 전력스위치의 ZVS(Zero Voltage Switching) 조건이 만족될 때 전력스위치(11)를 온(ON)하고 에러앰프 출력값에 따라 전력스위치(11)를 오프(OFF)하는 전력스위치 동작부(430)을 포함할 수 있다.
전술한 BCM은 인덕터 전류의 최소값이 0A인 상태를 의미하며, 이에 따라 BCM 바운더리 조건은 인덕터 전류가 감소하여 0A로부터 일정 범위에 해당하는 것으로 설정될 수 있다.
전력스위치 동작부(430)는 에러앰프의 출력신호를 비교기의 음단자에 입력하고 입력단 전류를 비교기의 양단자에 입력함으로써, 전력스위치의 OFF신호를 생성한다.
또한, 전력스위치 동작부(430)는 NOT 게이트에 의해 반전된 ZCD회로의 출력신호를 RS 래치(Latch)의 S단자에 입력하며, 전력스위치의 OFF신호를 RS 래치의 R단자에 입력함으로써 전력스위치를 온(ON) 또는 오프(OFF)할 수 있다.
이로써, 본 발명의 일 실시예에 따른 벅-컨버터 BCM 제어 장치에 의해 제어되는 벅-컨버터의 출력 전류를 포함하는 출력을 정밀하게 제어할 수 있다.
도 5는 전력스위치, 다이오드 및 인덕터를 포함하는 벅-컨버터 및 본 발명의 일 실시예에 따른 벅-컨버터 BCM 제어 장치의 세부 구성의 일 예를 도시한 도면이다.
도 5를 참조하면 본 발명의 일 실시예에 따른 벅-컨버터 BCM 제어 장치(400)는 측정부(410)로서 RCS(411)를 이용하여 전력스위치(11)로 흐르는 입력단 전류를 측정할 수 있다.
이후, 본 발명의 일 실시예에 따른 벅-컨버터 BCM 제어 장치(400)는 에러앰프(Error Amplifier, 427)의 양단자로 레퍼런스값(REF_ADIM, 425)을 입력하고, 전류 보상기(CS Compensator, 423)는 전력스위치(11)가 도통되는 제1 구간(t1)에서 입력단 전류의 측정값(CS)을 에러앰프(427)의 음단자로 입력하며, 다이오드(12)가 도통되는 제2 구간(t2)에서는 입력단 전류(CS)의 피크값/2를 에러앰프(427)의 음단자로 입력하며, 전력스위치(11)의 기생캐패시터 혹은 병렬캐패시터(미도시)와 인덕터(13)가 공진하는 제3 구간(t3)에서는 입력단 전류(CS)의 N(N은 실수)배값을 에러앰프(427)의 음단자로 입력하여 피드백 루프를 형성하는 제어부(420)를 포함할 수 있다.
도시한 CS_COMP는 제1 구간(t1)에서 입력단 전류의 측정값(CS), 제2 구간(t2)에서의 입력단 전류(CS)의 피크값/2 및 제3 구간(t3)에서의 입력단 전류(CS)의 N(N은 실수)배값을 포함할 수 있다.
전술한 제1 구간(t1), 제2 구간(t2) 및 제3 구간(t3)은 ZCD(Zero Cross Detect)회로(421)의 출력신호(ZCD_OUT) 및 게이트신호(GATE)에 기초하여 인식할 수 있다.
동작에 대해 간단하게 설명하면, 에러앰프(427)가 레퍼런스값(REF_ADIM, 425)와 전류 보상기(423)의 출력값인 CS_COMP에 기초하여 에러앰프 출력값(COMP)를 생성한다. 제어부(420)는 고주파 캐패시터(429)를 사용하여 출력값(COMP)를 안정화 시킬 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따른 벅-컨버터 BCM 제어 장치(400)는 BCM의 바운더리 조건 및 상기 전력스위치(11)의 ZVS(Zero Voltage Switching) 조건이 만족될 때 상기 전력스위치(11)를 온(ON)하고 상기 에러앰프 출력값(COMP)에 따라 전력스위치(11)를 오프(OFF)하는 전력스위치 동작부(430)을 포함할 수 있다.
상기 동작을 수행하기 위해, 전력스위치 동작부(430)는 에러앰프(427)의 출력신호(COMP)를 비교기(431)의 음단자에 입력하고 상기 입력단 전류(CS)를 비교기(431)의 양단자에 입력함으로써 전력스위치(11)의 OFF신호를 생성할 수 있다. 상기 전력스위치(11)의 OFF 신호는 리셋신호를 의미할 수 있다.
이후, 전력스위치 동작부(430)는 NOT 게이트(433)에 의해 반전된 ZCD회로의 출력신호를 RS 래치(435)의 S단자에 입력하며, 전력스위치(11)의 OFF신호를 RS 래치(435)의 R단자에 입력함으로써 전력스위치(11)를 온(ON) 또는 오프(OFF)할 수 있다.
전술한 RS 래치(435)에 대해 간단히 설명하면, R단자 및 S단자에 입력된 신호에 따라 Q단자 및 Q바단자에 신호를 생성하는 논리회로로써, 다음 표 1과 같은 진리표로 동작한다.
R S Q
0 0 불변
0 1 1
1 0 0
1 1 금지
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 벅-컨버터 BCM 제어 장치에 의해 제어되는 벅-컨버터의 인덕터 전류 및 게이트 신호를 도시한 도면이다.
도 6을 참조하면, 전술한 바와 같이 본 발명의 일 실시예에 따른 벅-컨버터 BCM 제어 장치(400)는 인덕터(13) 전류의 피크값이 에러앰프(427)의 출력신호인 COMP의 값에 해당하도록 게이트신호(GATE)를 형성할 수 있다.
또한, 본 발명의 일 실시예에 따른 벅-컨버터 BCM 제어 장치(400)에 의해 제어되는 벅-컨버터(10)의 LOAD(18)에 흐르는 실제 평균전류(I_LOAD, REAL)는 목표 평균전류(I_LOAD, GOAL)과 같은 값을 갖는다.
일반적인 벅-컨버터 BCM 제어 장치가 REF_ADIM을 기초하여 리셋신호를 생성한 것과 달리, 본 발명의 일 실시예에 따른 벅-컨버터 BCM 제어 장치(400)는 에러앰프(427)의 출력(COMP)에 기초하여 리셋신호를 생성하기 때문에 실제 평균전류(I_LOAD, REAL)는 목표 평균전류(I_LOAD, GOAL)과 같을 수 있다.
즉, 본 발명의 일 실시예에 따른 벅-컨버터 BCM 제어 장치(400)에 의해 제어되는 벅-컨버터(10)는 입력 전압(15) 및 LOAD(18)에서의 전압과 관계없이 LOAD(18)의 출력전류를 정밀하게 제어할 수 있다.
도 7은 전력스위치, 다이오드 및 인덕터를 포함하는 벅-컨버터 및 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 벅-컨버터 BCM 제어 장치의 구성을 도시한 도면이다.
도 8은 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 제1 구간 검출부, 제2 구간 검출부 및 제3 구간 검출부를 포함한 제어부의 일부 구성을 도시한 도면이다.
본 발명의 다른 일 실시예에 따른 벅-컨버터 BCM 제어 장치는 제3 구간 검출부(710) 또는 제3 구간 검출부(710)를 포함하며 제1 구간 검출부(720) 및 제2 구간 검출부(730) 중 하나 이상의 장치를 더 포함함으로써 제1 구간(t1), 제2 구간(t2) 및 제3 구간(t3) 중 하나 이상의 구간으로 분할하여 동작할 수 있다.
제3 구간 검출부(710)는 ZCD(Zero Cross Detect)회로를 이용하여 BCM의 바운더리 조건을 인식함으로써 제3 구간(t3)을 검출할 수 있다.
제1 구간 검출부(720)는 제1 NOT 게이트에 의해 반전된 ZCD회로의 출력신호 및 전력스위치의 게이트신호를 OR 게이트에 입력하고 OR 게이트의 출력신호를 RS 래치(Latch)의 S단자에 입력하며, 제2 NOT 게이트에 의해 반전된 전력스위치의 게이트신호를 RS 래치의 R단자에 입력함으로써 제1 구간(t1)을 검출할 수 있다.
또한, 제2 구간 검출부(730)는 ZCD회로의 출력신호 및 전력스위치의 게이트신호를 OR 게이트에 입력하고, OR 게이트의 출력신호를 RS 래치의 S단자에 입력하며, NOT 게이트에 의해 반전된 전력스위치의 게이트신호를 RS 래치의 R단자에 입력함으로써 제2 구간(t2)을 검출할 수 있다.
도 7 및 도 8을 참조하면, 0이하의 신호에 반응하는 ZCD회로(421)를 사용하는 제3 구간 검출부(710)는 전력스위치(11), 다이오드(12) 및 인덕터(13)의 공통 노드(Common Node)에 기초하여 제3 구간(t3)을 검출할 수 있다.
간단하게 ZCD회로(421)에 대해 설명하면, 신호의 방향을 결정짓는 다이오드를 포함한 소자로 구성된 회로로써 0이하의 신호에만 감지할 수 있다.
이후, 제어부(420)는 신호스위치(830)의 입력단자로 입력단 전류(CS)의 N배값을 입력하고, 제3 구간신호를 신호스위치(830)의 제어단자에 입력함으로써, 제3 구간(t3)에만 입력단 전류의 N배값을 에러앰프의 음단자로 입력할 수 있다.
전술한 설명에 있어서 입력단 전류(CS)의 N배로 시키는 방법은 N의 게인을 갖는 소자(810)를 이용할 수 있다. 소자(810)는 증폭기를 포함한 게인을 갖는 장치가 될 수 있다.
도시한 신호스위치(830, 840, 870)는 트랜스미션 게이트로서, 2개의 제어단자를 갖는다. 또한 트랜스미션 게이트는 o의 기호를 갖는 제어단자에 로우신호가 입력되며 다른 제어단자에 하이신호가 입력되면 입력단자에 인가된 신호를 출력하는 장치이다.
전술한 동작 특성에 의해 도 8과 같이 본 발명의 다른 일 실시 예에 따른 벅-컨버터 BCM 제어 장치는 신호스위치(830, 840, 870)의 제어단자에 제1 제어신호와 상기 제1 제어신호에 역신호인 제2 제어신호를 입력한다. 상기 제1 제어신호는 제1 구간신호, 제2 구간신호 및 제3 구간신호 중 하나가 될 수 있다.
이에 따라, RS 래치(727, 735)를 사용하는 제1 구간 신호 검출부(720) 및 제2 구간 신호 검출부(730)는 상기 RS 래치(727, 735)의 Q 단자 및 Q바 단자를 이용하여 신호스위치 (840, 870)를 사용한다.
이와 달리, 제3 구간 신호 검출부(710)는 RS 래치를 사용하지 않기 때문에 NOT 게이트(820)을 추가로 이용하여 신호스위치(830)을 동작시킨다.
제1 구간 검출부(720)는 제1 NOT 게이트(721)에 의해 반전된 ZCD회로(421)의 출력신호 및 전력스위치의 게이트신호(GATE)를 OR 게이트(723)에 입력하고 OR 게이트(723)의 출력신호를 RS 래치(727)의 S단자에 입력하며, 제2 NOT 게이트(725)에 의해 반전된 전력스위치의 게이트신호(GATE)를 RS 래치(727)의 R단자에 입력함으로써 제1 구간(t1)을 검출할 수 있다.
이와 달리, 제1 구간 검출부(720)는 게이트신호(GATE)만을 기초하여 제1 구간(t1)을 검출할 수도 있다.
이후, 제어부(420)는 신호스위치(840)의 입력단자로 입력단 전류(CS)를 입력하고, 제1 구간신호를 신호스위치(840)의 제어단자에 입력함으로써, 제1 구간(t1)에만 입력단 전류를 에러앰프의 음단자로 입력할 수 있다.
제2 구간 검출부(730)는 ZCD회로(421)의 출력신호 및 전력스위치의 게이트신호(GATE)를 OR 게이트(731)에 입력하고, OR 게이트(731)의 출력신호를 RS 래치(735)의 S단자에 입력하며, NOT 게이트(733)에 의해 반전된 상기 전력스위치의 게이트신호를 RS 래치(735)의 R단자에 입력함으로써 제2 구간(t2)을 검출할 수 있다.
이후, 제어부(420)는 입력단 전류의 피크값/2를 신호스위치(870)의 입력단자에 입력하고, 제2 구간신호를 신호스위치(870)의 제어단자에 입력함으로써, 제2 구간(t2)에만 입력단 전류의 피크값/2를 에러앰프의 음단자로 입력할 수 있다.
전술한 피크값/2는 S&H회로(750)와 둘 이상의 저항(860)을 이용하여 산출할 수 있다.
S&H회로(850)는 제어단자에 입력된 신호에 기초하여 입력단자에 입력 받은 신호를 샘플링(Sampling) 및 홀딩(Holding)하는 회로이다. 본 발명에서 S&H회로(850)는 입력단 전류(CS)를 입력단자에 입력받고, 게이트신호(GATE)를 제어단자에 입력받아 입력단 전류의 피크값을 산출할 수 있다.
이후, 제어부(420)는 상기 피크값을 둘 이상의 저항(860)을 이용하여 피크값/2로 산출한다.
간단히 설명하면, 둘 이상의 저항(860)이 포함하는 저항(861, 863)의 값이 동일하면 신호스위치(870)의 입력단자에 인가되는 신호는 피크값/2가 될 수 있다. 이는, 직렬 연결된 저항에서 전압이 각각의 저항에 기초하여 분배되는 현상을 이용한 것이다.
이로써, 본 발명의 일 실시예에 따른 벅-컨버터 BCM 제어 장치 또는 다른 일 실시예에 따른 벅-컨버터 BCM 제어 장치는 피드백 루프를 형성할 수 있다.
전술한 OR 게이트(723, 731)는 입력단자에 입력받은 신호 모두가 로우신호이면 로우를 출력하고, 이와 달리, 입력단제에 입력받은 신호에 하이신호가 하나 이상이면 하이를 출력하는 회로이다.
또한, NOT 게이트(721, 725, 733, 820)의 동작에 대해 간단히 설명하면, 입력단자에 입력받은 신호를 역으로 출력하는 회로이다.
S&H회로(850)는 입력 받은 제어신호의 구간에서 샘플링하고 제어신호 외의 구간에서 샘플링된 신호를 홀딩하는 회로로서, 도 9를 이용하여 자세히 설명한다.
도 9는 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 벅-컨버터 BCM 제어 장치에 의해 제어되는 벅-컨버터의 전력스위치로 흐르는 입력단 전류, 게이트신호 및 샘플링앤홀드의 출력신호를 도시한 도면이다.
도 9를 참조하면, 샘플링앤홀드(S&H)회로(850)의 입력단자에 입력단 전류(CS)가 입력되고, 신호단자에 게이트 신호(GATE)가 입력되면, 샘플링앤홀드(S&H)회로(850)는 게이트 신호(GATE)가 인가되는 제1 구간(t1)에서 입력단자에서 입력받은 입력단 전류(CS)를 샘플링하여 동일한 신호를 출력한다. 이후, 게이트 신호(GATE) 외 구간인 제2 구간(t2) 및 제3 구간(t3)에서 샘플링앤홀드(S&H)회로(850)는 샘플링된 신호를 홀딩하여 출력한다.
전술한 동작에 의해, 샘플링앤홀드(S&H)회로(850)는 제2 구간(t2) 및 제3 구간(t3)에서 입력단 전류의 피크값을 산출할 수 있다.
이상의 설명에 의해 동작하는 제어부(420)는 도 10에 도시한 가상 인덕터 전류(CS_COMP) 신호를 산출하여 에러앰프의 음단자로 입력한다.
도 10은 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 벅-컨버터 BCM 제어 장치에 의해 제어되는 벅-컨버터의 인덕터 전류 및 제어부가 결정한 가상 인덕터 전류를 도시한 도면이다.
도 10을 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 벅-컨버터 BCM 제어 장치가 결정한 가상 인덕터 전류(CS_COMP)는 제2 구간(t2)에서 인덕터 전류(IL)와 다른 파형을 갖지만, 가상 인덕터 전류(CS_COMP)의 평균과 인덕터 전류(IL)의 평균은 같다.
전력스위치 동작부(430)는 에러앰프의 출력신호를 비교기(431)의 음단자에 입력하고 가상 인덕터 전류(CS_COMP)를 비교기(431)의 양단자에 입력함으로써 전력스위치의 OFF신호를 생성한다.
이후, 전력스위치 동작부(430)는 NOT 게이트(433)에 의해 반전된 ZCD회로의 출력신호를 RS 래치(435)의 S단자에 입력하며, 전력스위치의 OFF신호를 RS 래치(435)의 R단자에 입력함으로써 전력스위치를 온(ON) 또는 오프(OFF)할 수 있다.
이에 따라, 본 발명의 벅-컨버터 BCM 제어 장치(400)에 의해 제어되는 벅-컨버터(10)의 LOAD에 흐르는 실제 평균전류(I_LOAD, REAL)는 목표 평균전류(I_LOAD, GOAL)와 동일한 값을 가질 수 있다.
이하에서는 도 4 내지 도 10을 이용하여 설명한 피드백을 형성하며, BCM의 바운더리 조건 및 전력스위치의 ZVS조건이 만족하도록 벅-컨버터를 제어하는 벅-컨버터 BCM 제어 장치가 아닌, 가상 인덕터 전류를 결정하며 상기 가상 인덕터 전류의 평균값이 로드 전류의 평균값과 같아지도록 제어하는 벅-컨버터 BCM 제어 장치에 대해서 간략하게 설명한다.
본 발명의 또 다른 일 실시예에 따른 벅-컨버터 BCM 제어 장치는 전력스위치, 다이오드 및 인덕터를 포함하는 벅-컨버터(buck-converter)를 BCM(boundary conduction mode)으로 제어하는 장치에 있어서, 전력스위치로 흐르는 입력단 전류를 측정하는 측정부와 전력스위치가 도통되는 제1 구간에서는 입력단 전류의 측정값을 가상 인덕터 전류로 결정하고, 다이오드가 도통되는 제2 구간에서는 입력단 전류의 피크값/2를 가상 인덕터 전류로 결정하며, 전력스위치의 기생캐패시터 혹은 병렬캐패시터와 인덕터가 공진하는 제3 구간에서는 입력단 전류의 N(N은 실수)배값을 가상 인덕터 전류로 결정하는 제어부 및 BCM 및 ZVS(zero voltage switching)로 전력스위치를 제어하되, 스위칭 주기에서의 가상 인덕터 전류의 평균값이 로드 전류의 평균값과 같아지도록 전력스위치에 대한 오프(OFF) 제어를 수행하는 전력스위치 동작부를 포함할 수 있다.
가상 인덕터 전류를 결정하며 상기 가상 인덕터 전류의 평균값이 레퍼런스값과 같아지도록 제어하는 본 발명의 또 다른 일 실시예에 따른 벅-컨버터 BCM 제어 장치의 제어부는, 제1 구간에서는 입력단 전류의 측정값을 그대로 가상 인덕터 전류로 결정하고, 제2 구간에서는 입력단 전류의 피크값/2를 가상 인덕터 전류로 결정하며, 제3 구간에는 입력단 전류의 N배값을 가상 인덕터 전류로 결정하는 것을 더 수행할 수 있다.
이는, 피드백을 형성하며, BCM의 바운더리 조건 및 전력스위치의 ZVS조건이 만족하도록 벅-컨버터를 제어하는 벅-컨버터 BCM 제어 장치에서 에러앰프의 음단자로 입력되는 신호를 가상 인덕터 전류로 결정하는 것을 의미할 수 있다.
본 발명의 또 다른 일 실시예에 따른 벅-컨버터 BCM 제어 장치는 제1 구간을 검출하는 제1 검출부를 더 포함하며, 입력단 전류의 측정값을 신호스위치의 입력단자에 입력하고, 제1 검출부의 출력신호를 신호스위치의 제어단자에 입력함으로써, 제1 구간에만 입력단 전류의 측정값을 가상 인덕터 전류로 결정하는 제어부를 포함할 수 있다.
이는, 도 8에 도시한 바와 유사하게 CS, 720 및 840에 의해 제1 구간에만 입력단 전류의 측정값을 가상 인덕터 전류로 결정할 수 있다.
본 발명의 또 다른 일 실시예에 따른 벅-컨버터 BCM 제어 장치는 제2 구간을 검출하는 제2 검출부를 더 포함하며, 입력단 전류의 피크값/2를 신호스위치의 입력단자에 입력하고, 제2 검출부의 출력신호를 신호스위치의 제어단자에 입력함으로써, 제2 구간에만 입력단 전류의 피크값/2를 인덕터 전류로 결정하는 제어부를 포함할 수 있다.
이는, 도 8에 도시한 바와 유사하게 CS, GATE, 730, 850, 860 및 870에 의해 제2 구간에만 입력단 전류의 피크값/2를 가상 인덕터 전류로 결정할 수 있다.
본 발명의 또 다른 일 실시예에 따른 벅-컨버터 BCM 제어 장치는 제3 구간을 검출하는 제3 검출부를 더 포함하며, 입력단 전류의 N배값을 신호스위치의 입력단자에 입력하고, 상기 제3 검출부의 출력신호를 상기 신호스위치의 제어단자에 입력함으로써, 상기 제3 구간에만 상기 입력단 전류의 N배값을 상기 가상 인덕터 전류로 결정하는 제어부를 포함할 수 있다.
이는, 도 8에 도시한 바와 유사하게 CS, 710, 810, 820 및 830에 의해 제3 구간에만 입력단 전류의 N배값을 가상 인덕터 전류로 결정할 수 있다.
이로써, 본 발명의 또 다른 일 실시예에 따른 벅-컨버터 BCM 제어 장치는 가상 인덕터 전류를 결정할 수 있다.
본 발명의 또 다른 일 실시예에 따른 벅-컨버터 BCM 제어 장치는 결정된 가상 인덕터 전류를 에러앰프의 음단자에 연결하고 레퍼런스값을 상기 에러앰프의 양단자에 연결하여 에러앰프로부터 출력값(COMP)을 생성할 수 있다.
또한, 본 발명의 또 다른 일 실시예에 따른 벅-컨버터 BCM 제어 장치는 생성된 출력값(COMP)를 비교기의 음단자에 연결하고, 측정된 CS를 상기 비교기의 양단자에 연결하여 상기 비교기로부터 전력스위치에 대한 오프(OFF) 신호를 생성할 수 있다.
다음, 본 발명의 또 다른 일 실시예에 따른 벅-컨버터 BCM 제어 장치는 생성된 오프(OFF)신호를 RS 래치의 R단자에 연결하고, 측정된 제3 구간신호의 반전신호를 상기 RS 래치의 S단자에 연결함으로써 게이트신호(GATE)신호를 생성할 수 있다.
상기 제3 구간신호의 반전신호는 제3 구간신호를 NOT 게이트의 입력단자에 입력하여 생성된 출력이 될 수 있다.
전술한 또 다른 일 실시예에 따른 벅-컨버터 BCM 제어 장치에 의해 제어되는 벅-컨버터의 로드(LOAD) 전류의 평균값은 결정된 가상 인덕터 전류의 평균값과 같을 수 있다.
이 외에도 본 발명의 가상 인덕터 전류를 결정하며 상기 가상 인덕터 전류의 평균값이 로드 전류의 평균값과 같아지도록 제어하는 벅-컨버터 BCM 제어 장치는 도 4 내지 도 10에 기초하여 설명한 본 발명의 피드백을 형성하며, BCM의 바운더리 조건 및 전력스위치의 ZVS조건이 만족하도록 벅-컨버터를 제어하는 벅-컨버터 BCM 제어 장치가 수행하는 각 동작을 모두 수행할 수 있다. 또한 이하에서 설명하는 벅-컨버터 BCM 제어 방법이 수행하는 각 동작을 모두 수행할 수 있다.
또한, 이하에서는 도 4 내지 도 10을 이용하여 설명한 벅-컨버터 BCM 제어 장치가 수행하는 동작인 벅-컨버터 BCM 제어 방법에 대해서 간략하게 설명한다.
도 11은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 벅-컨버터 BCM 제어 장치의 흐름도를 도시한 도면이다.
본 발명의 또 다른 실시예에 따른 벅-컨버터 BCM 제어 방법은 전력스위치로 흐르는 입력단 전류를 측정하는 전류 측정단계와 전력스위치가 도통되는 제1 구간에서는 입력단 전류의 측정값을 가상 인덕터 전류로 결정하고, 다이오드가 도통되는 제2 구간에서는 입력단 전류의 피크값/2을 가상 인덕터 전류로 결정하며, 전력스위치의 기생캐패시터 혹은 병렬캐패시터와 인덕터가 공진하는 제3 구간에서는 입력단 전류의 N(N은 실수)배값을 가상 인덕터 전류로 결정하는 전류 결정단계 및 BCM 이며 ZVS(zero voltage switching)로 전력스위치를 제어하되, 스위칭 주기에서의 가상 인덕터 전류의 평균값이 로드(LOAD) 전류의 평균값과 같아지도록 전력스위치에 대한 오프(OFF) 제어를 수행하는 제어단계를 포함할 수 있다.
도 11을 참조하면, 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 벅-컨버터 BCM 제어 방법은 전력스위치로 흐르는 입력단 전류를 측정하는 전류 측정단계(S1100)을 포함할 수 있다.
예를 들어, 측정단계(S1100)는 저항센서 또는 홀센서를 포함하는 전류센서 중 하나 이상을 이용하여 전력스위치로 흐르는 입력단 전류를 측정할 수 있다.
간단히 설명하면, 저항센서는 측정지점에 저항을 직렬로 연결하여 상기 저항에 걸린 전압값을 감지하고 감지된 전압값과 상기 저항값을 이용하여 전류를 측정하는 센서이다.
이와 달리, 홀센서는 전류가 흐르는 도체에 자기장을 걸어 주면 전류와 자기장에 수직 방향으로 전압이 발생하는 홀 효과를 이용하여 자기장의 방향과 크기를 감지하고, 이 때 발생된 전압에 의해 전류차가 발생하는 효과를 이용하는 센서이다. 이때 발생된 전압은 전류와 자장의 세기에 비례하며, 전류가 일정할 경우 자장의 세기에 비례하는 출력을 발생하지만 전압이 약하기 때문에 일반적으로 증폭하여 사용한다.
본 발명의 일 실시예에 따른 벅-컨버터 BCM 제어 방법은 전력스위치가 도통되는 제1 구간에서는 입력단 전류의 측정값을 인덕터 전류로 결정하고, 다이오드가 도통되는 제2 구간에서는 입력단 전류의 피크값/2을 가상 인덕터 전류로 결정하며, 전력스위치의 기생캐패시터 혹은 병렬캐패시터와 인덕터가 공진하는 제3 구간에서는 입력단 전류의 N(N은 실수)배값을 가상 인덕터 전류로 결정하는 전류 결정단계(S1110)를 포함할 수 있다.
간단히 설명하면, 제1 구간에서 IL는 측정단계(S1100)에서 측정한 입력단 전류와 같기 때문에 전류 결정단계(S1110)는 제1 구간에서는 입력단 전류의 측정값을 그대로 가상 인덕터 전류로 결정한다.
이를 위해, 전류 결정단계(S1110)는 입력단 전류의 측정값을 신호스위치의 입력단자에 입력하고, 제1 구간신호를 신호스위치의 제어단자에 입력함으로써, 제1 구간에만 입력단 전류의 측정값을 가상 인덕터 전류로 결정할 수 있다.
전술한 신호스위치는 트랜스미션 게이트(Transmission gate) 및 전기장 효과 트랜지스터(Field Effect Transistor, FET) 중 하나 이상이 될 수 있다.
트랜스미션 게이트는 전달 게이트라고도 하며, 신호 전달을 개폐하는 회로로서, 일반적으로 아날로그 신호를 입력단자에 입력하며 디지털 제어신호를 제어단자에 입력하여 신호 전달을 개폐하는 장치이다.
전기장 효과 트랜지스터는 반도체의 소스(Source)에서 집전극의 드레인에 흐르는 전자류를 게이트(Gate)에 가한 전압에 의한 전기장으로 제어하는 장치이다. 즉, 채널의 저항을 변화시켜 다수 캐리어의 흐름을 제어함으로써 신호 전달을 개폐할 수 있다.
또한, 제2 구간에서 IL의 평균값은 입력단 전류의 피크값/2가 되기 때문에 전류 결정단계(S1110)는 제2 구간에서는 피크값/2를 가상 인덕터 전류로 결정한다.
이를 위해, 전류 결정단계(S1110)는 입력단 전류의 피크값/2를 신호스위치의 입력단자에 입력하고, 제2 구간신호를 신호스위치의 제어단자에 입력함으로써, 제2 구간에만 입력단 전류의 피크값/2를 가상 인덕터 전류로 결정할 수 있다.
이는 인덕터 전류가 선형적으로 감소하기 때문이며, 전술한 피크값은 제1 구간에서 제2 구간으로 변하는 지점에서 입력단 전류가 될 수 있다.
따라서 입력단 전류의 피크값을 산출하기 위해, 전류 결정단계(S1110)는 입력단 전류를 샘플링앤홀드(Sampling And Hold, S&H)회로의 입력단자로 입력하며, 전력스위치(11)의 게이트신호(GATE)를 상기 샘플링앤홀드회로의 제어단자로 입력하여 상기 입력단 전류의 피크값을 홀딩(Holding)하여 피크값을 산출할 수 있다. 이후, 전류 결정단계(S1110)는 상기 피크값을 둘 이상의 저항을 이용하여 입력단 전류의 피크값/2를 산출하여 가상 인덕터 전류로 결정한다.
제3 구간에서 IL는 측정단계(S1100)가 측정한 입력단 전류와 N(N은 실수)배의 관계를 가지기 때문에, 전류 결정단계(S1110)는 제3 구간에서는 입력단 전류의 N배값을 가상 인덕터 전류로 결정한다.
전술한 N은 인덕터(13), 다이오드(12) 및 전력스위치(11)의 기생 커패시터 혹은 병렬 캐패시터(19)가 공진하기 때문에 IL 는 다이오드(12) 및 전력스위치(11)의 기생 커패시터 혹은 병렬 캐패시터(19)로 분할되는 현상을 적용한 것이다. 만약, IL 는 다이오드(12) 및 전력스위치(11)의 기생 커패시터 혹은 병렬 캐패시터(19)로 1:1 분할을 하면 상기 N은 2가 될 수 있다.
이를 위해, 전류 결정단계(S1110)는 신호스위치의 입력단자로 입력단 전류의 N배값을 입력하고, 제3 구간신호를 신호스위치의 제어단자에 입력함으로써, 제3 구간에만 입력단 전류의 N배값을 가상 인덕터 전류로 결정할 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따른 벅-컨버터 BCM 제어 방법은 BCM 및 ZVS(zero voltage switching)로 전력스위치를 제어하되, 스위칭 주기에서의 가상 인덕터 전류의 평균값이 로드(LOAD) 전류의 평균값과 같아지도록 전력스위치에 대한 오프(OFF) 제어를 수행하는 제어단계(S1120)를 포함할 수 있다.
제어단계(S1120)는 가상 인덕터 전류 및 레퍼런스값을 입력으로 하는 에러앰프의 출력신호를 비교기의 음단자에 입력하고 입력단 전류를 비교기의 양단자에 입력함으로써, 전력스위치의 OFF신호를 생성한다.
또한, 제어단계(S1120)는 NOT 게이트에 의해 반전된 ZCD회로의 출력신호를 RS 래치(Latch)의 S단자에 입력하며, 전력스위치의 OFF신호를 RS 래치의 R단자에 입력함으로써 전력스위치를 온(ON) 또는 오프(OFF)할 수 있다.
이 외에도 본 발명의 벅-컨버터 BCM 제어 방법은 도 4 내지 도 10에 기초하여 설명한 본 발명의 벅-컨버터 BCM 제어 장치가 수행하는 각 동작을 모두 수행할 수 있다.
이상에서, 본 발명의 실시예를 구성하는 모든 구성 요소들이 하나로 결합되거나 결합되어 동작하는 것으로 설명되었다고 해서, 본 발명이 반드시 이러한 실시예에 한정되는 것은 아니다. 즉, 본 발명의 목적 범위 안에서라면, 그 모든 구성 요소들이 하나 이상으로 선택적으로 결합하여 동작할 수도 있다. 이상의 설명은 본 발명의 기술 사상을 예시적으로 설명한 것에 불과한 것으로서, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 본 발명의 본질적인 특성에서 벗어나지 않는 범위에서 다양한 수정 및 변형이 가능할 것이다. 본 발명의 보호 범위는 아래의 청구범위에 의하여 해석되어야 하며, 그와 동등한 범위 내에 있는 모든 기술 사상은 본 발명의 권리범위에 포함되는 것으로 해석되어야 할 것이다.
10 : 벅-컨버터 11 : 전력스위치
12 : 다이오드 13 : 인덕터
15 : VIN 16 : 캐패시터(입력단)
18 : LOAD 19 : 캐패시터(출력단)
100 : 일반적인 벅-컨버터 BCM 제어 장치
110 : RCS 120 : 리셋신호 출력기
121 : REF_ADIM 123 : 비교기
130 : 전력스위치 동작부
131 : ZCD(Zero Voltage Switching)회로
133 : RS 래치
400 : 본 발명의 벅-컨버터 BCM 제어 장치
410 : RCS 420 : 제어부
421 : ZCD회로 423 : 전류 보상기
425 : REF_ADIM 427 : 에러 앰프
429 : 고주파 캐패시터 430 : 전력 스위치 동작부
431 : 비교기 433 : NOT 게이트
435 : RS 래치

Claims (20)

  1. 전력스위치, 다이오드 및 인덕터를 포함하는 벅-컨버터(Buck-Converter)를 BCM(Boundary Conduction Mode)으로 제어하는 장치에 있어서,
    상기 전력스위치로 흐르는 입력단 전류를 측정하는 측정부;
    에러앰프(Error Amplifier)의 양(+)단자로 레퍼런스값을 입력하고, 상기 전력스위치가 도통되는 제1 구간에서는 상기 입력단 전류의 측정값을 상기 에러앰프의 음(-)단자로 입력하며, 상기 다이오드가 도통되는 제2 구간에서는 상기 입력단 전류의 피크값/2를 상기 에러앰프의 음단자로 입력하며, 상기 전력스위치의 기생캐패시터 혹은 병렬캐패시터와 상기 인덕터가 공진하는 제3 구간에서는 상기 입력단 전류의 N(N은 실수)배값을 상기 에러앰프의 음단자로 입력하여 피드백 루프를 형성하는 제어부; 및
    BCM의 바운더리 조건 및 상기 전력스위치의 ZVS(Zero Voltage Switching) 조건이 만족될 때 상기 전력스위치를 온(ON)하고 상기 에러앰프 출력값에 따라 상기 전력스위치를 오프(OFF)하는 전력스위치 동작부를 포함하는 벅-컨버터 BCM 제어 장치.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 측정부는,
    저항센서 또는 홀센서를 포함하는 전류센서 중 하나 이상을 이용하여 상기 전력스위치로 흐르는 입력단 전류를 측정하는 벅-컨버터 BCM 제어 장치.
  3. 제 1항에 있어서,
    상기 제3 구간을 검출하는 제3 구간 검출부를 더 포함하고,
    상기 제3 구간 검출부는,
    ZCD(Zero Cross Detect)회로를 이용하여 상기 BCM의 바운더리 조건을 인식함으로써 상기 제3 구간을 검출하는 벅-컨버터 BCM 제어 장치.
  4. 제 3항에 있어서,
    상기 제어부는,
    신호스위치의 입력단자로 상기 입력단 전류의 N배값을 입력하고, 제3 구간신호를 상기 신호스위치의 제어단자에 입력함으로써, 상기 제3 구간에만 상기 입력단 전류의 N배값을 상기 에러앰프의 음단자로 입력하는 벅-컨버터 BCM 제어 장치.
  5. 제 4항에 있어서,
    상기 신호스위치는,
    트랜스미션 게이트(Transmission gate) 및 전기장 효과 트랜지스터(Field Effect Transistor, FET) 중 하나 이상을 이용하는 벅-컨버터 BCM 제어 장치.
  6. 제 1항에 있어서,
    상기 제1 구간을 검출하는 제1 구간 검출부를 더 포함하고,
    상기 제1 구간 검출부는,
    제1 NOT 게이트에 의해 반전된 ZCD회로의 출력신호 및 상기 전력스위치의 게이트신호를 OR 게이트에 입력하고 상기 OR 게이트의 출력신호를 RS 래치(Latch)의 S단자에 입력하며, 제2 NOT 게이트에 의해 반전된 상기 전력스위치의 게이트신호를 상기 RS 래치의 R단자에 입력함으로써 상기 제1 구간을 검출하는 벅-컨버터 BCM 제어 장치.
  7. 제 1항에 있어서,
    상기 제어부는,
    상기 입력단 전류의 측정값을 신호스위치의 입력단자에 입력하고, 제1 구간신호를 상기 신호스위치의 제어단자에 입력함으로써, 상기 제1 구간에만 상기 입력단 전류의 측정값을 상기 에러앰프의 음단자로 입력하는 벅-컨버터 BCM 제어 장치.
  8. 제 1항에 있어서,
    상기 제2 구간을 검출하는 제2 구간 검출부를 더 포함하고,
    상기 제2 구간 검출부는,
    ZCD회로의 출력신호 및 상기 전력스위치의 게이트신호를 OR 게이트에 입력하고, 상기 OR 게이트의 출력신호를 RS 래치의 S단자에 입력하며, NOT 게이트에 의해 반전된 상기 전력스위치의 게이트신호를 상기 RS 래치의 R단자에 입력함으로써 상기 제2 구간을 검출하는 벅-컨버터 BCM 제어 장치.
  9. 제 1항에 있어서,
    상기 제어부는,
    상기 입력단 전류의 피크값/2를 신호스위치의 입력단자에 입력하고, 제2 구간신호를 상기 신호스위치의 제어단자에 입력함으로써, 상기 제2 구간에만 상기 입력단 전류의 피크값/2를 상기 에러앰프의 음단자로 입력하는 벅-컨버터 BCM 제어 장치.
  10. 제 1항에 있어서,
    상기 제어부는,
    상기 제2구간에서는 상기 입력단 전류를 샘플링앤홀드(Sampling And Hold, S&H)회로의 입력단자로 입력하며, 상기 전력스위치의 게이트신호를 상기 샘플링앤홀드회로의 제어단자로 입력하여 상기 입력단 전류의 피크값을 홀딩(Holding)하는 벅-컨버터 BCM 제어 장치.
  11. 제 10항에 있어서,
    상기 제어부는,
    상기 제2 구간에서는 상기 입력단 전류의 피크값을 둘 이상의 저항을 이용하여 상기 입력단 전류의 피크값/2를 상기 에러앰프의 음단자로 입력하는 벅-컨버터 BCM 제어 장치.
  12. 제 1항에 있어서,
    상기 제어부는,
    상기 제3 구간에서는 상기 입력단 전류의 1배값을 상기 에러앰프의 음단자로 입력하고,
    상기 에러앰프는 상기 제3 구간에만 음단자에 입력받은 보상된 전류를 N배하는 벅-컨버터 BCM 제어 장치.
  13. 제 1항에 있어서,
    상기 제어부는,
    상기 제3 구간에서는 상기 입력단 전류의 1배값을 상기 에러앰프의 음단자로 입력하고,
    상기 에러앰프는 상기 제3 구간에만 게인(Gain)을 N배하는 벅-컨버터 BCM 제어 장치.
  14. 제1 항에 있어서,
    상기 전력스위치 동작부는,
    상기 에러앰프의 출력신호를 비교기의 음단자에 입력하고 상기 입력단 전류를 상기 비교기의 양단자에 입력함으로써 상기 전력스위치의 OFF신호를 생성하는 벅-컨버터 BCM 제어 장치.
  15. 제 14항에 있어서,
    상기 전력스위치 동작부는,
    NOT 게이트에 의해 반전된 ZCD회로의 출력신호를 RS 래치(Latch)의 S단자에 입력하며, 상기 전력스위치의 OFF신호를 상기 RS 래치의 R단자에 입력함으로써 상기 전력스위치를 온(ON) 또는 오프(OFF)하는 벅-컨버터 BCM 제어 장치.
  16. 전력스위치, 다이오드 및 인덕터를 포함하는 벅-컨버터(buck-converter)를 BCM(boundary conduction mode)으로 제어하는 장치에 있어서,
    상기 전력스위치로 흐르는 입력단 전류를 측정하는 측정부;
    상기 전력스위치가 도통되는 제1 구간에서는 상기 입력단 전류의 측정값을 가상 인덕터 전류로 결정하고, 상기 다이오드가 도통되는 제2 구간에서는 상기 입력단 전류의 피크값/2를 상기 가상 인덕터 전류로 결정하며, 상기 전력스위치의 기생캐패시터 혹은 병렬캐패시터와 상기 인덕터가 공진하는 제3 구간에서는 상기 입력단 전류의 N(N은 실수)배값을 상기 가상 인덕터 전류로 결정하는 제어부; 및
    BCM 및 ZVS(zero voltage switching)로 상기 전력스위치를 제어하되, 스위칭 주기에서의 상기 가상 인덕터 전류의 평균값이 로드(LOAD) 전류의 평균값과 같아지도록 상기 전력스위치에 대한 오프(OFF) 제어를 수행하는 전력스위치 동작부를 포함하는 벅-컨버터 BCM 제어 장치.
  17. 제 16항에 있어서,
    상기 제1 구간을 검출하는 제1 검출부를 더 포함하고,
    상기 제어부는,
    상기 입력단 전류의 측정값을 신호스위치의 입력단자에 입력하고, 상기 제1 검출부의 출력신호를 상기 신호스위치의 제어단자에 입력함으로써, 상기 제1 구간에만 상기 입력단 전류의 측정값을 상기 가상 인덕터 전류로 결정하는 벅-컨버터 BCM 제어 장치.
  18. 제 16항에 있어서,
    상기 제2 구간을 검출하는 제2 검출부를 더 포함하고,
    상기 제어부는,
    상기 입력단 전류의 피크값/2를 신호스위치의 입력단자에 입력하고, 상기 제2 검출부의 출력신호를 상기 신호스위치의 제어단자에 입력함으로써, 상기 제2 구간에만 상기 입력단 전류의 피크값/2를 상기 가상 인덕터 전류로 결정하는 벅-컨버터 BCM 제어 장치.
  19. 제 16항에 있어서,
    상기 제3 구간을 검출하는 제3 검출부를 더 포함하고,
    상기 제어부는,
    상기 입력단 전류의 N배값을 신호스위치의 입력단자에 입력하고, 상기 제3 검출부의 출력신호를 상기 신호스위치의 제어단자에 입력함으로써, 상기 제3 구간에만 상기 입력단 전류의 N배값을 상기 가상 인덕터 전류로 결정하는 벅-컨버터 BCM 제어 장치.
  20. 전력스위치, 다이오드 및 인덕터를 포함하는 벅-컨버터(buck-converter)를 BCM(boundary conduction mode)으로 제어하는 방법에 있어서,
    상기 전력스위치로 흐르는 입력단 전류를 측정하는 전류 측정단계;
    상기 전력스위치가 도통되는 제1 구간에서는 상기 입력단 전류의 측정값을 가상 인덕터 전류로 결정하고, 상기 다이오드가 도통되는 제2 구간에서는 상기 입력단 전류의 피크값/2을 상기 가상 인덕터 전류로 결정하며, 상기 전력스위치의 기생캐패시터 혹은 병렬캐패시터와 상기 인덕터가 공진하는 제3 구간에서는 상기 입력단 전류의 N(N은 실수)배값을 상기 가상 인덕터 전류로 결정하는 전류 결정단계; 및
    BCM 및 ZVS(zero voltage switching)로 상기 전력스위치를 제어하되, 스위칭 주기에서의 상기 가상 인덕터 전류의 평균값이 로드(LOAD) 전류의 평균값과 같아지도록 상기 전력스위치에 대한 오프(OFF) 제어를 수행하는 제어단계를 포함하는 벅-컨버터 BCM 제어 방법.
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN117977913A (zh) * 2024-01-30 2024-05-03 广东工业大学 一种虚拟变电感及其控制电路和控制方法
CN118209772A (zh) * 2024-04-01 2024-06-18 深圳精控集成半导体有限公司 平均电感电流检测电路及芯片、电子设备

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20080004704A (ko) * 2006-07-06 2008-01-10 단국대학교 산학협력단 비씨엠모드로 동작하는 단일전력단 역률개선 회로
KR20130084199A (ko) * 2012-01-16 2013-07-24 단국대학교 산학협력단 단일 전력단 역률 개선 회로
US20140328087A1 (en) * 2013-05-03 2014-11-06 Richtek Technology Corporation Apparatus and Method for Implementing a Multiple Function Pin in a BCM Power Supply
US20140347021A1 (en) * 2013-05-22 2014-11-27 Alexander Mednik Sampling negative coil current in a switching power converter and method thereof

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20080004704A (ko) * 2006-07-06 2008-01-10 단국대학교 산학협력단 비씨엠모드로 동작하는 단일전력단 역률개선 회로
KR20130084199A (ko) * 2012-01-16 2013-07-24 단국대학교 산학협력단 단일 전력단 역률 개선 회로
US20140328087A1 (en) * 2013-05-03 2014-11-06 Richtek Technology Corporation Apparatus and Method for Implementing a Multiple Function Pin in a BCM Power Supply
US20140347021A1 (en) * 2013-05-22 2014-11-27 Alexander Mednik Sampling negative coil current in a switching power converter and method thereof

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN117977913A (zh) * 2024-01-30 2024-05-03 广东工业大学 一种虚拟变电感及其控制电路和控制方法
CN118209772A (zh) * 2024-04-01 2024-06-18 深圳精控集成半导体有限公司 平均电感电流检测电路及芯片、电子设备

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