KR101559183B1

KR101559183B1 - 고주파 신호의 포락선 변조를 위한 전력 증폭 장치 및 그 제어 방법

Info

Publication number: KR101559183B1
Application number: KR1020090108150A
Authority: KR
Inventors: 이재섭
Original assignee: 삼성전자주식회사
Priority date: 2009-11-10
Filing date: 2009-11-10
Publication date: 2015-10-13
Anticipated expiration: 2029-11-10
Also published as: KR20110051526A; US20110109387A1; US8233860B2

Abstract

고주파 신호의 포락선 변조를 위한 전력 증폭 장치 및 그 제어 방법을 개시한다. 상기 전력 증폭 장치는, 증폭되기 위한 입력 신호를 수신하여, 증폭된 신호의 전류 리플을 보상하기 위한 선형 출력 신호(I_linear)와 상기 선형 출력 신호를 소정 비율로 분배한 전류 량을 가지는 스위치 제어 신호(I_ctl)를 생성하는 선형 증폭기와, 상기 스위치 제어 신호를 가변 저항 값을 가지는 멀티모드 저항을 통해 입력받으며, 상기 증폭된 신호를 생성하여 출력하는 스위칭 증폭기를 포함한다. 여기서 상기 스위칭 증폭기의 동작 속도를 나타내는 스위칭 주파수를 결정하는 상기 멀티모드 저항의 상기 가변 저항 값은, 상기 입력 신호의 통신 모드에 따라 조절된다.

전력 수신기, 다중 모드, 포락선 변조

Description

고주파 신호의 포락선 변조를 위한 전력 증폭 장치 및 그 제어 방법{POWER AMPLIFIER APPARATUS FOR ENVELOPE MODULATION OF HIGH FREQUENCY SIGNAL AND CONTROL METHOD THEREFOR}

본 발명은 전력 증폭기(Power Amplifier: PA)에 관한 것으로서, 보다 상세하게는 고주파 신호의 포락선 변조를 위한 전력 증폭 장치 및 그 제어 방법에 관한 것이다.

무선 통신 시스템에서 무선 통신을 수행하는 장치, 일 예로서 통신 단말기 혹은 기지국은 고주파(Radio Frequency: RF) 신호의 증폭을 위해 포락선 변조기(envelope modulator)를 구비할 수 있다. 포락선 변조기는 기본적으로 선형 증폭기(Linear amplifier)와 스위칭 증폭기(Switching amplifier)로 구성되어 있다. 스위칭 증폭기는 전력 증폭을 위한 대부분의 전력을 공급하며, 선형 증폭기는 스위칭 증폭기에서 생성되는 리플(ripple)을 제거하는 역할을 담당한다. 따라서 스위칭 증폭기는 상대적으로 낮은 주파수 대역에서 동작하고, 선형 증폭기는 상대적으로 높은 주파수 대역에서 동작할 수 있어야 한다.

대부분의 전력을 공급하는 고효율 스위칭 증폭기에서는, 동작 주파수를 결정 짓는 최적 인덕터(inductor) 값이 결정되면서 상기 동작 주파수가 하나의 값으로 고정된다. 따라서 목표로 하는 하나의 동작 주파수를 위해 최적의 효율을 낼 수 있다.

한편, 통신 시스템이 복잡해지고 다양한 통신 프로토콜 표준들이 등장함에 따라, 포락선 변조기가 하나 이상의 동작 주파수 대역에서 동작할 것이 요구되고 있다. 이와 같이 하나 이상의 동작 주파수 대역을 가지는 포락선 변조기를 다중 모드 포락선 변조기라 칭하며, 각각의 모드는 서로 다른 통신 모드, 즉 통신 프로토콜 표준을 의미한다. 일 예로서 각 모드는 3GPP(3rd Generation Partnership Project) LTE(Long Term Evolution), EDGE(Enhanced Data rates for Global Evolution) CDMA(Code Division Multiple Access), 광대역 CDMA(Wideband CDMA: WCDMA), WiMax(Worldwide interoperability for Microwave Access) 등을 의미한다.

포락선 변조기가 다중 모드로 동작하게 되면, 각 모드에 따라 입력 신호의 신호 대역폭과 피크대평균 전력비(Peak-to-Average Power Ratio: PAPR)이 상이하기 때문에, 각기 다른 모드에서 고효율을 유지하기가 어렵다. 특히 스위칭 증폭기는 많은 전류를 공급하면서 선형 증폭기보다 저주파로 동작하고 고효율 동작을 담당하는데, 다중 모드 동작시 포락선 변조기의 입력 대역폭이 증가하면 스위칭 증폭기의 주파수도 증가 해야 한다. 따라서 가장 높은 입력 주파수에 대해 스위칭 증폭기의 동작 주파수를 최적화하면, 낮은 입력 주파수에 대해서는 스위칭 증폭기가 더 이상 최적 동작을 수행하지 못하여, 전력 증폭 효율이 낮아지게 된다.

종래의 포락선 변조기는 하나의 모드나 통신 프로토콜 표준, 혹은 동작 주파 수에만 최적화되도록 설계되기 때문에, 다중 모드를 필요로 하는 시스템에서 다른 모드나 통신 프로토콜로 동작 시에는 높은 효율을 제공할 수 없다는 문제점이 존재하였다.

본 발명은 다중 모드 통신 시스템에서 RF 신호의 포락선 변조를 위한 전력 증폭 장치 및 그 제어 방법을 제공한다.

본 발명은 다중 모드 입력 신호에 대해 고효율 증폭을 지원하는 장치 및 그제어 방법을 제공한다.

본 발명은 다양한 대역폭과 PAPR을 가지는 입력 신호에 대해 고효율 증폭을 수행하는 장치 및 그 제어 방법을 제공한다.

본 발명의 바람직한 실시예에 따른 장치는; 고주파 신호의 포락선 변조를 위한 전력 증폭 장치에 있어서,

증폭되기 위한 입력 신호를 수신하여, 증폭된 신호의 전류 리플을 보상하기 위한 선형 출력 신호(I_linear)와 상기 선형 출력 신호를 소정 비율로 분배한 전류 량을 가지는 스위치 제어 신호(I_ctl)를 생성하는 선형 증폭기와, 상기 스위치 제어 신호를 가변 저항 값을 가지는 멀티모드 저항을 통해 입력받으며, 상기 증폭된 신호를 생성하여 출력하는 스위칭 증폭기를 포함하며, 상기 멀티모드 저항의 상기 가변 저항 값은, 상기 스위칭 증폭기의 동작 속도를 나타내는 스위칭 주파수를 결정하며, 상기 입력 신호의 통신 모드에 따라 조절됨을 특징으로 한다.

본 발명의 바람직한 실시예에 따른 방법은; 고주파 신호의 포락선 변조를 위 한 전력 증폭 장치의 제어 방법에 있어서,

증폭되기 위한 입력 신호를 수신하여, 증폭된 신호의 전류 리플을 보상하기 위한 선형 출력 신호(I_linear)와 상기 선형 출력 신호를 소정 비율로 분배한 전류 량을 가지는 스위치 제어 신호(I_ctl)를 생성하는 선형 증폭기와, 상기 스위치 제어 신호를 가변 저항 값을 가지는 멀티모드 저항을 통해 입력받으며, 상기 증폭된 신호를 생성하여 출력하는 스위칭 증폭기를 포함하는 전력 증폭 장치를 통해 상기 입력 신호를 증폭하는 과정과, 상기 스위칭 증폭기의 동작 속도를 나타내는 스위칭 주파수를 결정하는 상기 멀티모드 저항의 상기 가변 저항 값을, 상기 입력 신호의 통신 모드에 따라 조절하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.

본 발명은 다음과 같은 효과를 가진다.

- 서로 다른 대역폭 및/또는 PAPR을 가지는 입력 신호를 발생하는 다중 모드에 대해 고효율 전력 증폭 동작을 수행할 수 있다.

- 사용되는 통신 모드에 따라 입력 신호의 대역폭 및/또는 PAPR이 변동되더라도, 고효율 전력 증폭 동작을 수행할 수 있다.

- 하나의 전력 증폭 장치로 여러 통신 모드 혹은 통신 프로토콜 표준을 지원함으로써, 복수의 전력 증폭기를 사용하는 경우에 비해 저비용 및 소형의 통신 모듈 구성이 가능하게 된다.

이하, 본 발명의 바람직한 실시예를 첨부된 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 하기 설명에서는 본 발명의 동작을 이해하는데 필요한 부분만을 설명하며 그 이외의 배경 기술은 본 발명의 요지를 흩트리지 않도록 생략한다.

도 1은 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 전력 증폭 장치의 전체적인 구성을 나타낸 블록도로서, 도시한 바와 같이 전력 증폭 장치는 선형 증폭기(110)와 스위칭 증폭기(120)로 구성된다. 입력 신호에 대한 대부분의 증폭은 스위칭 증폭기(120)에서 이루어지며, 선형 증폭기(110)은 스위치 증폭기(120)에서 발생되는 리플을 제거하기 위한 신호를 피드백에 의해 생성한다. 선형 증폭기(110)의 출력은 스위칭 증폭기(120)로 제공되어, 스위칭 증폭기(120)의 비선형 동작에도 불구하고 고효율 증폭이 이루어진다.

선형 증폭기(110)는 스위칭 증폭기(120)가 전력 증폭에 필요한 대부분의 전류를 공급하는데 있어서 부족한 부분을 채워주는 역할을 하면서, 독립 전압 소스로서 작동한다. 스위칭 증폭기(120)의 출력 전압(V_out)은 선형 증폭기(210)의 피드백에 의해 입력 신호의 전압(V_in)을 정확히 따라가게 된다. 스위칭 증폭기(120)는 입력 전압 V_in에 맞은 적절한 동작을 수행하여, 전력 증폭에서 필요로 하는 대부분의 전류를 공급해주는 종속 전류 소스로서 작동한다.

도 2는 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 전력 증폭 장치의 보다 상세한 구성을 도시한 것으로서, 도시한 바와 같이 선형 증폭기(210)는 연산 상호 컨덕턴스 증폭기(Operational Trans-conductance Amplifier: OTA)(212)와 출력단(Output Stage)(214) 및 저항들(216, 218)로 구성되며, 스위칭 증폭기(220)는 다중모드 저항(224)와 히스테리시스 비교기(hysteretic comparator)(226)와 게이트 구동 버퍼(228)와 스위치단(230)과 스무딩 인덕터(smoothing inductor)(232)로 구성된다.

도 2를 참조하면, OTA(212)는 입력 단(V_in)에 연결된 양(+)의 입력 및 풀-다운 저항(218)을 통해 접지에 연결된 음(-)의 입력을 가지며, 제1 및 제2 출력을 생성한다. 상기 제1 및 제2 출력은 서로 반전된 형태의 신호들이다. 출력단(214)은 OTA(212)의 출력을 버퍼링하고 선형 증폭기(210)의 출력 신호(I_linear)를 생성한다. 일 예로서 출력단(214)는 구동 전원(V_dd)과 접지 사이에 연결된 적어도 두 쌍의 금속 산화막 반도체 전계효과 트랜지스터(metal-oxide-semiconductor field-effect transistor: MOSFET)로 구성된다. 각 MOSFET 쌍은 P형 MOSFET와 N형 MOSFET로 구성된다.

첫번째 MOSFET 쌍은 선형 증폭기(210)의 출력인 선형 출력 신호(I_linear)를 생성하며, 두번째 이후의 MOSFET 쌍은 스위칭 증폭기(220)를 위한 스위치 제어 신호를 생성한다. 상기 스위치 제어 신호(I_ctl)의 전류 량은 상기 선형 출력 신호의 1/N 이 되도록 정해진다. 도 2에서는 일 예로써 각각의 드레인이 상호 접속된 2 쌍의 MOSFET로 구성되는 출력단(214)의 구조를 도시하였으나, 상기 스위치 제어 신호(I_ctl)와 상기 선형 출력 신호의 전류 비율을 조절하기 위해 출력단(214)은 2쌍 이상, (m+1)쌍의 MOSFET로 구성될 수 있다. 여기서 m은 1보다 큰 양의 정수이다. 이 경우 상기 스위치 제어 신호와 상기 선형 출력 신호의 전류 비율은 m/N이 된다.

출력단(214)에 포함된 첫번째 P형 MOSFET에서 소스는 구동 전원(V_dd)에 연결되며 드레인에서는 선형 증폭기(210)의 출력인 선형 출력 신호(I_linear)가 생성된다. 상기 P형 MOSFET의 게이트 전극은 OTA(212)의 제1 출력을 수신한다. 출력단(214)에 포함된 첫번째 N형 MOSFET에서 소스는 접지에 연결되며 드레인에서는 상기 선형 출력 신호(I_linear)가 생성된다. 상기 N형 MOSFET의 게이트 전극은 OTA(212)의 제2 출력을 수신한다.

OTA(212)의 두 출력은 또한, 출력단(214)을 구성하는 두번째 MOSFET 쌍들의 게이트 전극으로 전달된다. 두번째 쌍의 P형 MOSFET에서 소스는 구동 전원(V_dd)에 연결되며, 드레인에서는 N MOSFET과 연결되어 스위치 제어 신호(I_ctl)가 생성된다. 상기 P형 MOSFET의 게이트 전극은 OTA(212)의 제1 출력을 수신한다. 출력단(214)을 구성하는 두번째 쌍의 N형 MOSFET에서 소스는 접지에 연결되며 드레인에서는 상기 스위치 제어 신호(I_ctl)가 생성된다. 상기 N형 MOSFET의 게이트 전극은 OTA(212)의 제2 출력을 수신한다.

이상과 같은 구성을 통해 출력단(214)은 상기 선형 출력 신호(I_linear)의 전류를 m/N의 비율로 분배한 스위치 제어 신호(I_ctl=m*I_linear/N)를 생성한다. 상기 N은 첫번째 MOSFET 쌍과 두번째 MOSFET 쌍의 반도체 공정상의 채널 폭(channel width) 비율에 따라 결정된다. 앞서 언급한 바와 같이 출력단(214)의 전류 분배 비율은 두번째 이후의 MOSFET 쌍들의 개수 m 에 따라 조절될 수 있다.

상기 선형 출력 신호(I_linear)는 스위칭 증폭기(220)에서 생성된 스위칭 신호(I_sw)와 결합됨으로써, 스위칭 증폭기(220)의 최종 출력 신호(I_PA=I_linear+I_sw)를 형성한다. 피드백 저항(216)은 OTA(212)의 음의 입력을 선형 증폭기(210)의 출력과 연결함으로써, 스위칭 증폭기(220)의 출력 전압(V_out)이 입력 전압(V_in)을 정확히 따라가도록 한다.

상기 스위치 제어 신호(I_ctl)는 Res_mul의 가변 저항 값을 가지는 다중모드 저항(224)을 통해 히스테리시스 비교기(226)의 한 입력으로 전달된다. 다중모드 저항(224)에서는 상기 가변 저항 값 Res_mul에 따라 전압 강하가 발생되며, 전압 강하된 결과 히스테리시스 비교기(226)로 입력되는 전압은 V_det라 칭하기로 한다. 히스테리시스 비교기(226)의 다른 입력으로는 미리 정해지는 기준 전압 신호(V_Ref)가 수신된다.

히스테리시스 비교기(226)의 임계 전압(V_hys)는 내부 결정(decision) 회로를 구성하는 적어도 하나의 MOSFET의 채널폭(channel width) 비를 조절함으로써 결정되는 전류 피드백 인자(feedback factor)에 따라 정해진다. 히스테리시스 비교기(226)를 프로그램 가능(programmable)하게 구성하고 V_Ref의 값을 조절하여 전류 피드백 인자를 가변함으로써, 즉 히스테리시스 비교기(226)를 프로그램 가능한 히스테리시스 비교기(Programmable hysteretic comparator)로 구현하여, 사용되는 통신 모드에 따라 상기 임계 전압이 조절될 수 있다. 다중모드 저항(224)의 저항 값, 출력단(214)의 전류 비율 (N : m) 및 히스테리시스 비교기(226)의 임계 전압(V_hys)은 다중 모드 중 현재 동작 중인 모드에 따라 제어될 수 있는데, 일 에로서 모뎀(도시하지 않음)으로부터 제어 신호에 따라 제어된다.

다중모드 저항(224)에 의해 전압 강하된 신호(V_det)가 임계 전압(V_hys)의 전압을 넘는 시점에서 히스테리시스 비교기(226)의 출력은 오프('0')에서 온('1')로 바뀌면서 게이트 구동 버퍼(228)를 통해 스위치단(230)을 동작시킨다. 게이트 구동 버퍼(228)의 제1 및 제2 출력은 서로 반전된 형태의 신호들이다. 게이트 구동 버퍼(228)는 히스테리시스 비교기(226)의 출력을 이상적인 형태로 신속하게 스위치단(230)에 전달하기 위해 선택적으로 구비될 수 있다.

스위치단(230)은 한 쌍의 MOSFET로 구성된다. 스위치단(230)에 포함된 P형 MOSFET에서 드레인과 소스 전극 중 어느 하나는 구동 전원(V_dd)에 연결되며, 다른 하나에서는 스위칭 신호(V_sw,I_sw)가 생성된다. 상기 P형 MOSFET의 게이트 전극은 게 이트 구동 버퍼(228)의 제1 출력을 수신한다. 스위치단(230)에 포함된 N형 MOSFET에서 드레인과 소스 전극 중 어느 하나는 접지에 연결되며, 다른 하나에서는 상기 스위칭 신호(V_sw,I_sw)가 생성된다. 상기 N형 MOSFET의 게이트 전극은 게이트 구동 버퍼(228)의 제2 출력을 수신한다.

상기 스위칭 신호는 L의 인덕턴스 값을 가지는 스무딩 인덕터(232)를 거친 후 스위칭 증폭기(220)의 출력단(222)에서 선형 증폭기(210)의 출력 신호(I_linear)와 결합됨으로써, 스위칭 증폭기(220)의 최종 출력 신호(I_PA=I_linear+I_sw)를 형성한다.

도 3a 및 도 3b는 본 발명에 따른 전력 증폭 장치의 동작 파형을 나타낸 것이다.

도 3a에 도시한 바와 같이, 입력 신호의 전압(V_in)이 증가하면 OTA(212)에 의해 i_linear가 증가하게 되며, 또한 이에 따라 V_det도 증가하게 된다. V_det가 히스테리시스 비교기(226)의 임계 전압(V_hys)을 넘는 순간, 즉 t1 시점에서, 히스테리시스 비교기(226)의 출력이 '0' 에서 '1'로 바뀌면서 스위치단(230)를 동작시켜서 스위칭 신호의 전류 량(i_sw)이 증가하게 되고 스위치단(230)의 출력 전압(V_sw)은 해당 구간(ΔT1) 동안 V_dd로 유지된다. 이때의 i_sw의 증가 기울기는 (V_dd - V_out)/L 이다. 또한 스위치단(230)의 출력 전압(V_sw)은 V_det의 증감률 또는 V_hys의 값에 따른, 펄스폭변조(Pulse Width Modulation: PWM) 결과의 형태가 된다.

t1 시점 이후 V_det가 지속적으로 감소하여 음의 임계 전압(-V_sys) 미만으로 떨어지게 되면, 즉 t2 시점에서, 히스테리시스 비교기(226)의 출력이 '1'에서 '0'으로 다시 바뀌면서 i_sw는 -V_out/L의 감소 기울기에 따라 감소하게 되며, V_sw는 해당 구간(ΔT2) 동안 -V_dd로 유지된다. 상기 I_sw의 각 구간에서의 기울기는 하기 <수학식 1>과 같다.

이상과 같이 히스테리시스 비교기(226)의 출력이 지속적으로 스위칭되면서 온-오프를 되풀이함에 따라, I_sw의 리플이 발생된다. 도 3b에 도시한 바와 같이 I_sw는 전력 증폭에 필요한 대부분의 전류 량을 제공하나, 전력 증폭의 비선형성의 원인이 되는 리플을 포함하고 있다. I_linear는 I_sw의 리플과 정확히 반전된 형태의 파형을 가지므로, I_linear은 I_sw의 리플을 보상하여 최종 출력 신호의 총 전류(I_PA)를 결정 하며, I_PA에 따라 그 전압(V_out)이 결정된다.

상기 스위칭 증폭기의 동작 속도를 나타내는 스위칭 신호(V_sw)의 스위칭 주파수(f_sw) 및 그 최대값(f_sw-Max)은 히스테리시스 비교기(226)의 임계 전압 V_hys, 출력단(214)의 전류 분배비 N, 스무딩 인덕터(232)의 인덕턴스 L 및 다중모드 저항(224)의 가변 저항 값 Res_mul의 함수로서, 하기 <수학식 2>와 같이 결정된다.

PAPR이 서로 다른 2개의 모드를 지원하기 위해서는 i_PA에 가장 많은 영향을 미치는 I_sw가 적절히 조절되어야 한다. 앞서 설명한 바와 같이, V_in이 증가함에 따라 선형 증폭기(210)의 피드백에 의해 V_out이 증가하게 되고, I_ctl은 Res_mul에 의해 V_det로 변환되므로 스위칭 증폭기(220)의 전류 양(i_sw)이 자동적으로 증가된다. 피드백에 의해 V_out은 V_in을 따라서 증가하므로 I_PA 또한 증가한다. 따라서 I_linear는 자동적으로 감소하게 된다. 이러한 자동적인 조절은 V_in이 감소될 때도 마찬가지로 적용이 된다.

본 발명의 바람직한 실시예에서는 Res_mul과 N 및 V_hys 중 적어도 하나의 파라미터를 가변적으로 조절함으로써, 스위칭 주파수를 해당 사용되는 통신 모드, 즉 입력 신호의 신호 대역폭과 PAPR에 따라 적절하게 조절한다. 일 예로서 신호 대역폭이 넓고 PAPR이 큰 입력 신호(V_in)이 공급된 경우, V_in의 변화가 매우 빠르고 그 변화 폭이 크기 때문에, V_in의 변화를 빠르게 따라가기 위해서는 f_sw가 상대적으로 높을 필요가 있다. 반대의 경우에는 f_sw가 상대적으로 낮은 것이 바람직하다. 상기 적어도 하나의 파라미터를 조절하기 위해서는, 일 예로서 모뎀(도시하지 않음) 혹은 외부 콘솔로부터의 제어 신호가 사용될 수 있다. 그 조절 값은 해당하는 통신 모드에 적합하도록 실험적으로 정해지거나, 시스템 설계자 혹은 운영자에 의하여 적절하게 정해진다.

한편, LTE나 WiMax와 같이 매우 큰 PAPR을 가지는 시스템에서는, 출력 전압의 변화에 대한 최대 속도를 나타내는 슬루 레이트(Slew Rate: SR)가 적절하게 결정되어야 한다. 스위칭 증폭기(220)에서는 상대적으로 큰 값의 인덕턴스를 가지는 스무딩 인덕터(232)를 사용함으로써, SR이 낮은 값으로 결정된다. 필요한 SR 한계값(limit)에 도달하기에 전류가 모자랄 때는, 상대적으로 높은 SR을 가지는 선형 증폭기(210)에서 필요한 전류(I_linear)를 자동적으로 공급하기 때문에, 도 2의 전력 증폭 장치는 다양한 PAPR에 대해 고효율로 동작할 수 있게 된다.

도 4a 및 도 4b는 가변 저항에 의한 스위칭 주파수(f_sw)의 제어 동작을 설명하기 위한 파형도이다. 구체적으로, 도 4a는 20MHz의 고속 스위칭 주파수를 사용하는 경우(즉 f_sw가 큰 경우) I_sw와 I_linear과 I_PA의 파형을 나타낸 것이고, 도 4b는 5MHz의 저속 스위칭 주파수를 사용하는 경우(즉 f_sw가 큰 경우) I_sw와 I_linear과 I_PA의 파형을 나타낸 것이다. 도시한 바와 같이 고속 스위칭을 위해서는 Res_mul을 보다 큰 값으로 조절하여, 도 4a에 도시한 바와 같이 I_sw의 빠른 리플을 I_linear에 의해 보상한다. 저속 스위칭을 위해서는 Res_mul을 보다 작은 값으로 조절하여, 도 4b에 도시한 바와 같이 I_sw의 상대적으로 느린 리플을 I_linear에 의해 보상한다.

이상과 같이 본 발명에 따른 전력 증폭 장치에서는 다중모드 저항의 Res_mul을 조절함으로써 m*I_linear/N로 결정되는 V_det가 조절될 수 있고 따라서 스위칭 주파수(f_sw)가 조절된다.

f_sw에 따른 스위칭 증폭기(220)와 선형 증폭기(210)에서의 전력 손실은 하기 <수학식 3>과 같이 표현된다.

여기서 P_sw는 스위칭 증폭기(220)에서의 전력 손실을 의미하며, P_linear은 선형 증폭기(210)에서의 전력 손실을 의미하고, P_total은 전체 전력 손실을 의미한다. K1, K2는 각각 f_SW에 따른 P_sw와 P_linear의 선형 변화를 나타내는 상수이다.

상기 <수학식 3>에 근거하면, 적절한 값의 f_sw을 선택함으로 인해 전력증폭장치의 전체 전력 손실을 줄일 수 있음을 알 수 있다. 통신 모드에 따라 신호 대역폭이 바뀌는 경우, f_sw을 적절히 조절하기 위하여 Res_mul을 보다 정확히 제어할 필요가 있다.

도 5는 본 발명의 바람직한 실시예에 따라 조절 가능한 다중모드 저항(224)의 상세 구성을 나타낸 것으로서, 도시한 바와 같이 다중모드 저항(224)는 상호간 에 직렬 연결된 복수의 온-오프 가능한 저항들을 포함하는 저항 뱅크(502)와, 상기 저항 뱅크(502)의 일부 저항들에 접속되는 디지털 조정부(Digital calibration unit)(504)를 포함한다. 저항 뱅크(502)의 각 저항은 각자의 스위치에 병렬 접속되어 있으며, 각 스위치는 모뎀으로부터의 제어 신호 Res_mul[N:0]에 의해 온-오프 제어된다. 여기서 N은 저항 뱅크(502) 내에서 제어 가능한 저항의 개수를 의미한다.

디지털 조정부(504)는 해당 접속된 저항들에 대응하며 해당 저항으로부터 입력된 전압을 소정의 기준 전압(V_Ref)과 비교하는 복수의 비교기들을 포함하며, 상기 비교기들의 출력 Res_cal은 디지털 조정을 위한 측정 값으로 사용된다. 추가적으로 디지털 조정 동작을 위해 다중모드 저항(224)을 선형 증폭기(210)의 출력단(214)으로부터 접지로 연결하는 스위치 A와, 디지털 조정 동작의 완료 후 다중모드 저항(224)을 출력단(214)으로부터 히스테리시스 비교기(226)로 연결하는 스위치 B가 더 구비된다.

여기에서는 일 예로서 저항 뱅크(502)의 저항들 중 처음 3개의 저항들이 디지털 조정을 위해 사용되는 경우의 동작을 설명하기로 한다.

초기에는 디지털 조정을 위한 동작이 수행된다. 디지털 조정시 스위치 A가 온되고 스위치 B는 오프되며 나머지 스위치는 모두 오프된 상태에서, 저항 뱅크(502) 전체에 테스트 전류가 인가된다. 그러면 디지털 조정부(504)의 각 비교기는 해당 접속된 저항의 전단에 걸린 전압을 소정 기준 전압(V_Ref)과 비교하여, V_Ref 보다 크면 '1'을, 작으면 '0'을 출력한다. 각 비교기에서의 비교 결과는 Res_cal[2:0]으로서 측정된다.

Res_cal[2:0]의 측정 값에 따라 처음 3개의 저항들에 대한 온-오프가 결정된다. 일 예로서 Res_cal[2:0]이 '110'이라면 원하는 전압이 세번째 저항에서 얻어지게 되므로, 첫번째 및 두번째 저항에 각각 병렬 접속된 스위치 a,b를 온시킴으로써 첫번째 및 두번째 저항을 디세이블하고, 세번째 저항에 병렬 접속된 스위치 c를 오프시킴으로써 세번째 저항만을 이네이블한다. 다른 예로서 Res_cal[2:0]이 '100'이라면, 원하는 전압이 두번째 저항에서 얻어지게 되므로, 스위치 a만을 온시키고, 스위치 b,c를 오프시켜 두번째 및 세번째 저항을 이네이블한다.

디지털 조정이 완료되면, 스위치 A가 오프되고 스위치 B는 온되며, 세번째 이후의 저항들 각각에 대한 스위치들은 모두 오프된 상태에서, 다중모드 저항(224)이 선형 증폭기(210)의 출력단(214)와 히스테리시스 비교기(226)의 사이에 연결된다.

선형 증폭기(220)와 스위칭 증폭기(220)의 동작이 시작되면, 모뎀으로부터 인가되는 제어 신호 Res_mul[N:0]은 저항 뱅크(502)의 각 저항에 병렬 연결된 스위치를 개별적으로 온-오프시킴으로써, 가변 저항값 Res_mul을 보다 정확하고 세밀하게 조정한다. 가변 저항값 Res_mul의 조정에 의해 스위칭 주파수 f_sw가 마찬가지로 정확하고 세밀하게 조정된다.

한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시 예에 국한되어 정해져서는 안되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

도 1은 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 전력 증폭 장치의 전체적인 구성을 나타낸 블록도.

도 2는 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 전력 증폭 장치의 보다 상세한 구성을 도시한 도면.

도 3a 및 도 3b는 본 발명에 따른 전력 증폭 장치의 동작 파형을 나타낸 도면.

도 4a 및 도 4b는 가변 저항에 의한 스위칭 주파수(f_sw)의 제어 동작을 설명하기 위한 파형도.

도 5는 본 발명의 바람직한 실시예에 따라 조절 가능한 다중모드 저항(224)의 상세 구성을 나타낸 도면.

Claims

고주파 신호의 포락선 변조를 위한 전력 증폭 장치에 있어서,

증폭되기 위한 입력 신호를 수신하여, 증폭된 신호의 전류 리플을 보상하기 위한 선형 출력 신호(I_linear)와 상기 선형 출력 신호를 소정 비율로 분배한 전류 량을 가지는 스위치 제어 신호(I_ctl)를 생성하는 선형 증폭기와,

상기 스위치 제어 신호를 가변 저항 값을 가지는 멀티모드 저항을 통해 입력받으며, 상기 증폭된 신호를 생성하여 출력하는 스위칭 증폭기를 포함하며,

상기 멀티모드 저항의 상기 가변 저항 값은, 상기 스위칭 증폭기의 동작 속도를 나타내는 스위칭 주파수를 결정하며, 상기 입력 신호의 통신 모드에 따라 조절됨을 특징으로 하는 전력 증폭 장치.
제 1 항에 있어서, 상기 가변 저항 값은,

상기 입력 신호의 신호 대역폭 및 피크대평균 전력비(PAPR) 중 적어도 하나에 따라 조절되는 것을 특징으로 하는 전력 증폭 장치.
제 1 항에 있어서, 상기 선형 증폭기는,

입력 신호를 양의 입력으로 수신하여 상호 반전된 제1 및 제2 출력들을 생성하는 연산 상호 인덕턴스 증폭기(OTA)와,

상기 제1 및 제2 출력들을 입력으로 하여 상기 선형 출력 신호(I_linear)와 상기 스위치 제어 신호(I_ctl)를 생성하는 출력단과,

상기 스위치 제어 신호를 상기 OTA의 음의 입력으로 피드백시키는 피드백 저항을 포함하는 것을 특징으로 하는 전력 증폭 장치.
제 3 항에 있어서, 상기 선형 출력 신호(I_linear)에 대한 상기 스위치 제어 신호(I_ctl)의 전류량 비율은,

상기 입력 신호의 신호 대역폭 및 피크대평균 전력비(PAPR) 중 적어도 하나에 따라 조절되는 것을 특징으로 하는 전력 증폭 장치.
제 1 항에 있어서, 상기 스위칭 증폭기는,

상기 스위치 제어 신호에 연결되는 일단을 가지는 상기 멀티모드 저항과,

상기 멀티모드 저항의 타단을 제1 입력으로 하고 소정의 기준 전압을 제2 입력으로 하며, 상기 멀티모드 저항을 통해 입력된 신호를 조절 가능한 임계 전압과 비교하는 히스테리시스 비교기와,

상기 히스테리시스 비교기의 출력에 따라 증가 혹은 감소하는 전류 량을 가지는 스위칭 신호를 출력하는 스위치단과,

상기 스위칭 신호를 최종 출력단으로 연결하는 스무딩 인덕터를 포함하는 것을 특징으로 하는 전력 증폭 장치.
제 5 항에 있어서, 상기 스무딩 인덕터의 인덕턴스 값은,

상기 입력 신호의 신호 대역폭 및 피크대평균 전력비(PAPR) 중 적어도 하나에 따라 조절되는 것을 특징으로 하는 전력 증폭 장치.
제 3 항에 있어서, 상기 출력단은,

구동 전원과 접지 사이에 연결되는 적어도 두 쌍의 금속 산화막 반도체 전계효과 트랜지스터(metal-oxide-semiconductor field-effect transistor: MOSFET)로 구성됨을 특징으로 하는 전력 증폭 장치.
제 7 항에 있어서, 상기 각 MOSFET의 쌍은 P형 MOSFET와 N형 MOSFET로 구성됨을 특징으로 하는 전력 증폭 장치.
고주파 신호의 포락선 변조를 위한 전력 증폭 장치의 제어 방법에 있어서,

증폭되기 위한 입력 신호를 수신하여, 증폭된 신호의 전류 리플을 보상하기 위한 선형 출력 신호(I_linear)와 상기 선형 출력 신호를 소정 비율로 분배한 전류 량을 가지는 스위치 제어 신호(I_ctrl)를 생성하는 선형 증폭기와, 상기 스위치 제어 신호를 가변 저항 값을 가지는 멀티모드 저항을 통해 입력받으며, 상기 증폭된 신호를 생성하여 출력하는 스위칭 증폭기를 포함하는 전력 증폭 장치를 통해 상기 입력 신호를 증폭하는 과정과,

상기 스위칭 증폭기의 동작 속도를 나타내는 스위칭 주파수를 결정하는 상기 멀티모드 저항의 상기 가변 저항 값을, 상기 입력 신호의 통신 모드에 따라 조절하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 전력 증폭 장치의 제어 방법.
제 9 항에 있어서, 상기 가변 저항 값은,

상기 입력 신호의 신호 대역폭 및 피크대평균 전력비(PAPR) 중 적어도 하나에 따라 조절되는 것을 특징으로 하는 전력 증폭 장치의 제어 방법.
제 9 항에 있어서, 상기 선형 증폭기는,

입력 신호를 양의 입력으로 수신하여 상호 반전된 제1 및 제2 출력들을 생성하는 연산 상호 인덕턴스 증폭기(OTA)와, 상기 제1 및 제2 출력들을 입력으로 하여 상기 선형 출력 신호(I_linear)와 상기 스위치 제어 신호(I_ctrl)를 생성하는 출력단과, 상기 스위치 제어 신호(I_ctrl)를 상기 OTA의 음의 입력으로 피드백시키는 피드백 저항을 포함하며,

상기 선형 출력 신호(I_linear)에 대한 상기 스위치 제어 신호(I_ctrl)의 전류량 비율은, 상기 입력 신호의 신호 대역폭 및 피크대평균 전력비(PAPR) 중 적어도 하나에 따라 조절되는 것을 특징으로 하는 전력 증폭 장치의 제어 방법.
제 9 항에 있어서, 상기 스위칭 증폭기는,

상기 스위치 제어 신호에 연결되는 일단을 가지는 상기 멀티모드 저항과, 상기 멀티모드 저항의 타단을 제1 입력으로 하고 소정의 기준 전압을 제2 입력으로 하며, 상기 멀티모드 저항을 통해 입력된 신호를 조절 가능한 임계 전압과 비교하는 히스테리시스 비교기와, 상기 히스테리시스 비교기의 출력에 따라 증가 혹은 감소하는 전류 량을 가지는 스위칭 신호를 출력하는 스위치단과, 상기 스위칭 신호를 최종 출력단으로 연결하는 스무딩 인덕터를 포함하며,

상기 스무딩 인덕터의 인덕턴스 값은,

상기 입력 신호의 신호 대역폭 및 피크대평균 전력비(PAPR) 중 적어도 하나에 따라 조절되는 것을 특징으로 하는 전력 증폭 장치의 제어 방법.