KR101419925B1

KR101419925B1 - 다중포트 네트워크를 관통하여 광대역 신호를 빔성형하는 방법 및 시스템

Info

Publication number: KR101419925B1
Application number: KR1020127023507A
Authority: KR
Inventors: 로버트 지. 로렌츠; 버트랜드 엠. 호크왈드
Original assignee: 브로드콤 코포레이션
Priority date: 2010-02-08
Filing date: 2011-02-08
Publication date: 2014-07-14
Anticipated expiration: 2031-02-08
Also published as: CN102835039B; US20130230005A1; WO2011097651A1; US20110195670A1; KR20120128668A; CN102834731A; KR101355055B1; EP2534766A1; KR20120125522A; EP2534766A4; US8428529B2; WO2011097652A1; CN102835039A; HK1179773A1

Abstract

다중포트 네트워크를 관통하여 광대역 신호를 빔성형 하기 위한 방법 및 시스템 의 측면들이 제공된다. 이에 관하여, 복수의 안테나들을 통해 수신된 복수의 신호들이 검출될 수 있고, 복수의 송신 신호들이 발생될 수 있는데, 복수의 송신 신호들의 적어도 하나의 위상은 수신된 신호들의 검출된 위상들 중 적어도 하나에 응한다. 발생된 복수의 송신 신호들 각각은 개별적으로 증폭되어 복수의 증폭된 신호들을 발생 시킨다. 복수의 증폭된 신호들은 다중포트 네트워크의 복수의 제 1 포트들에 입력될 수 있고, 다중포트 네트워크의 적어도 하나의 제 2 포트는 복수의 제 1 포트들 중 적어도 2개에 입력되는 신호들에 응할 수 있다.

Description

다중포트 네트워크를 관통하여 광대역 신호를 빔성형하는 방법 및 시스템{METHOD AND SYSTEM OF BEAMFORMING A BROADBAND SIGNAL THROUGH A MULTIPORT NETWORK}

우선권 주장(CLAIM OF PRIORITY)

이 특허출원은 2010년 1월 18일에 출원된 미국특허출원번호 12/689,058의 부분 계속출원이다. 또한, 이 특허출원은 2010년 2월 8일에 출원된 미국가특허출원번호 61/302,214을 참조하며, 이의 우선권을 주장하고 이로부터의 혜택을 청구한다.

위에 언급된 출원 각각은 전체가 본 출원에 참조함으로써 포함된다.

기술분야

기술되는 실시예들은 일반적으로 무선 통신에 관한 것이다. 특히, 기술되는 실시예들은 다중포트 네트워크를 관통하여 광대역 신호를 빔성형하기 위한 방법들 및 시스템들에 관한 것이다.

통상의 무선 가입국들은 기지국(BS : base station)에 전송되는 출력 신호를 생성하기 위해 무선-주파수(RF : radio frequency) 송신기들을 채용한다. 모바일 무선 네트워크들에서, 하나의 국은 이동국(MS : mobile station)일 수 있고, 또 다른 국은 BS(BS)일 수 있다. MS가 무선 네트워크의 커버리지 영역 도처에 이동할 때, MS와 BS 간에 경로 손실은 하나의 국에서 다른 국으로 가는 신호들을 가로막거나 감쇄하게 작용하는 환경 내에 물체들의 존재뿐만 아니라, 국들 간 거리에 변화를 포함한 다수의 요인들에 기인하여 변한다.

MS 내 중요 성분은 신호를 BS에 전송하기 위해 사용되는 파워 증폭기이다. 파워 증폭기는 전형적으로 최대 출력 파워 정격을 갖는다. BS와의 확실한 통신을 달성하는 한 방법은 무선 매체 내 있는 페이딩(fading) 및 경로 손실(path loss)을 극복하는데 충분한 파워가 파워 증폭기에 갖추어질 수 있게 하는 것이다.

그러나, (i) 장치에 의해 소비될 수 있는 총 파워에 한계가 있고, (ii) 고-파워 증폭기(high-power amplifier)는 과도하게 열이 날 수 있고, (iii) 고-파워 증폭기는 고가일 수 있으며, (iv) 고-파워 증폭기는 너무 커서 소형 모바일 단말의 크기 제약 내에 맞지 않을 수 있으며, (v) 고 파워 증폭기는 안전을 보호하게 설계된 특정 흡수율 한도를 초과할 수 있다는 몇가지 이유로 MS에 임의로 고-파워 증폭기를 갖추게 하는 것은 일반적으로 실현 가능하지 않다.

종래의 통상적인 수법들의 또 다른 한계 및 단점들은 이러한 시스템들을 도면들을 참조로 본원의 나머지에서 개시되는 본 발명의 몇몇 측면들과 비교를 통해서, 당업자에게 명백하게 될 것이다.

청구항들에 더욱 완전하게 개시된 바와 같이, 실질적으로 도면들 중 적어도 하나에 의해 예시되고 및/또는 이에 관련하여 기술되는, 다중포트 네트워크를 통해 광대역 신호를 빔성형하기 위한 시스템 및/또는 방법이 제공된다.

본 발명의 예시된 실시예의 상세뿐만 아니라, 본 발명의 이들 및 다른 잇점들, 측면들 및 신규한 특징들은 다음 설명 및 도면들로부터 더 완전히 이해될 것이다.

도 1은 본 발명의 실시예에 관련하여 대표적인 무선 통신 시스템을 도시한 블록도이다.
도 2는 본 발명의 실시예에 따라 대표적인 무선 가입자 트랜시버의 부분들을 도시한 블록도이다.
도 3은 본 발명의 실시예에 관련하여 송신 안테나당 일정 파워로 위상 빔성형 하기 위한 달성가능한 어레이 이득들의 예를 보인 블록도이다.
도 4는 본 발명의 실시예에 관련하여 90도 직교 하이브리드(quadrature hybrid)로서 알려진 다중포트 네트워크의 예를 도시한 블록도이다.
도 5는 본 발명의 실시예에 따라 대표적인 무선 가입자 트랜시버의 부분들을 도시한 블록도이다.
도 6은 본 발명의 실시예에 따라 다중포트 네트워크를 사용하여 위상 빔성형 하기 위한 달성가능한 어레이 이득들의 예를 보인 블록도이다.
도 7은 본 발명의 실시예에 따라 위상 빔성형을 하기 위한 달성가능한 어레이 이득들을 다중포트 네트워크를 사용한 것과 사용하지 않는 경우를 비교한 것이다.
도 8은 본 발명의 실시예에 따라 대표적인 무선 가입자 트랜시버의 부분들을 도시한 블록도이다.
도 9는 본 발명의 실시예에 따라 대표적인 무선 가입자 트랜시버의 부분들을 도시한 블록도이다.
도 10은 본 발명의 실시예에 따라 대표적인 무선 가입자 트랜시버의 부분들을 도시한 블록도이다.
도 11은 본 발명의 실시예에 따라 대표적인 다입력-다출력(MIMO : muitiple-input-multiple-output) 통신 시스템을 도시한 블록도이다.
도 12는 본 발명의 실시예에 따라 무선 가입자 트랜시버를 동작시키기 위한 대표적인 단계들을 도시한 흐름도이다.

시분할 듀플렉스 시스템들에서, 업링크 및 다운링크 무선 채널들은 상호성(reciprocal)이며, 이 상호성은 전송 신호들이 BS에서 일관성있게 결합하게 2개 이상의 안테나들로부터 전송함으로써 활용될 수 있다. 또한, 무선 채널들은 흔히 MS 수신 안테나들에서 상당한 불균형들을 나타낸다. 두 파워 증폭기들의 가용한 송신 파워를 더욱 효과적으로 이용해보려는 노력으로, 무선 채널들에 강한 불균형이 있어도 이득들을 제공하기 위해 다중포트 네트워크가 사용된다.

실시예는 복수의 안테나들을 통해 송신 신호를 송신하는 방법을 포함한다. 방법은 송신 신호로부터 적어도 하나의 동적으로 조절가능한 위상 편이된 신호를 발생시키는 것을 포함한다. 송신 신호 및 적어도 하나의 동적으로 조절가능한 위상 편이된 신호는 개별적으로 증폭된다. 증폭된 송신 신호 및 증폭된 적어도 하나의 동적으로 조절가능한 위상 및/또는 진폭 편이된 신호는 다중포트 네트워크와 결합된다. 복수의 안테나들 중 하나 이상에서 출력 신호는 다중포트 네트워크에 의해 발생된다. 또한, 진폭 스케일링을 포함한다. 진폭을 스케일링하는 것도 이익이 될 수 있다.

또 다른 실시예는 송신기를 포함한다. 송신기는 송신 신호로부터 적어도 하나의 동적으로 조절가능한 위상 편이된 신호를 발생시키기 위한 수단을 포함한다. 제 1 증폭기는 송신 신호를 증폭하며, 제 2 증폭기는 적어도 하나의 동적으로 조절가능한 위상 편이된 신호를 증폭한다. 다중포트 네트워크는 증폭된 송신 신호 및 증폭된 적어도 하나의 동적으로 조절가능한 위상 편이된 신호를 결합하여, 복수의 안테나들 각각을 위한 출력 신호를 발생시킨다.

기술되는 실시예들의 다른 측면들 및 잇점들은 기술되는 실시예들의 원리들을 예로서 예시하는 동반된 도면들에 관련하여 취해진 다음 상세한 설명으로부터 명백해질 것이다.

도 1은 본 발명의 실시예에 관련하여 대표적인 무선 통신 시스템을 도시한 것이다. 도 1을 참조하면, 통신 시스템은 BS(110) 및 가입국 트랜시버(120)를 포함할 수 있고, 복수 전파 채널들(H₁, H₂)은 각 BS 안테나(112)와 각 가입국 안테나(122, 124) 사이에 형성된다. 본 발명의 여러 실시예들에서, BS(110)는 복수 안테나들을 포함할 수 있고, 가입자 트랜시버(120)는 2 이상의 안테나들을 포함할 수 있다.

BS(110)에서 가입국(120)으로 가는 무선 통신 신호를 "다운링크 송신(downlink transmission)"이라 하고, 가입국(120)에서 BS(110)로 가는 무선 통신 신호를 "업링크 송신(uplink transmission)"이라 한다. 송신들은 다운링크 서브프레임 및 업링크 서브프레임을 포함하는 프레임 내에 포함될 수 있다.

데이터 톤(data tone)들 외에도, BS는 가입국(SS)이 이의 수신 안테나들 각각으로의 무선 채널들을 추정할 수 있게 하는 파일럿 신호(pilot signal)들을 송신한다. 파일럿들은 전형적으로 다운링크 서브프레임으로 주파수 및 시간에 걸쳐 지원할 수 있다. 일부 무선 시스템들은 다운링크 송신의 부분, 예를 들면, WiMAX 802.16e 시스템의 부분으로서 프리앰블(preamble)을 채용한다. WiMAX 시스템에서, 매 다운링크 서브프레임의 시작부분에 있는 프리앰블은 복수-캐리어 신호의 주파수 스펙트럼에 걸쳐 매 제 3 톤에 존재하는 파일럿 톤들을 채용하며; 또한, 프리앰블 내 파일럿들은 높은 파워 스펙트럼 밀도로 송신되며, 데이터 수송 서브캐리어들에 비해 수신기(가입국)에 알려진 변조를 담고 있다. 이들 파일럿들은 다운링크 무선 채널들을 정확하게 추정하기 위해 가입국에 의해 사용될 수 있다. 3 GPP 롱 텀 에볼류션(LTE) 시스템에서, 다운링크 신호는 유사하게 다운링크 무선 채널을 추정하기 위해 사용될 수 있는 셀에 특정한 참조 신호들로서 알려진 파일럿들을 내포한다. 또한, LTE 시스템에서, 가입자는 BS와 MS 간에 다입력 다출력(MIMO) 무선 채널을 추정할 수 있다.

도 2는 본 발명의 실시예에 따라 대표적인 무선 트랜시버의 부분들을 도시한 블록도이다. 도 2를 참조하면, 가입자 트랜시버(200)는 Tx 신호 처리 블록(202), 파워 증폭기들(212, 214), 저 잡음 증폭기들(242, 244), 스위칭 요소들(222, 224), 및 안테나들(232, 234)를 포함한다. 도 2가 2개의 송신 안테나들, 및, 대응하여, 2개의 파워 증폭기들, 저 잡음 증폭기들, 및 신호들(T₁(t), T₂(t))이 있는 경우를 도시하고 있을지라도, 발명은 이것으로 제한되지 않는다. 본 발명의 측면들은 임의의 수의 안테나들로 스케일링할 수 있다.

Tx 신호 처리 블록(202)은 신호(m(t))로부터 복수의 신호들(Tx1(t), Tx2(t))를 발생시키도록 동작 가능할 수 있는 적합한 로직, 회로, 인터페이스들, 및/또는 코드를 포함할 수 있고, 신호들(Tx1(t), Tx2(t)) 각각의 위상 및/또는 진폭은 트랜시버의 동작 동안 동적으로 조절될 수 있다. 위상 및/또는 진폭 조절량은 예를 들면, 신호 특징들의 실시간, 또는 거의-실시간 측정들에 기초하여 동작 동안에 동적으로 결정될 수 있다. 이에 더하여 혹은 대안적으로, 위상 조절 및/또는 진폭 조절 량은 예를 들면, 값들의 미리 결정된 표와 같은 그외 어떤 다른 적합한 정보에 기초할 수 있다. 신호 처리 블록(202)은 디지털 영역, 아날로그 영역, 혹은 둘 다에서 동작할 수 있다.

파워 증폭기들(212, 214)은 신호들(Tx1(t), Tx2(t))을 각각 증폭하기 위한 적합한 로직, 회로, 인터페이스들, 및/또는 코드를 포함할 수 있다. 파워 증폭기들(212, 214) 각각의 이득은 예를 들면, Tx 신호 처리 블록(202)으로부터의 하나 이상의 제어 신호들을 통해 무선 트랜시버의 동작 동안에 동적으로 조절될 수 있다.

저 잡음 증폭기들(242, 244)는 안테나들(232, 234)로부터 수신된 신호들을 증폭하여 신호들(Rx1(t), Rx2(t))을 각각 발생시키기 위한 적합한 로직, 회로, 인터페이스들, 및/또는 코드를 포함할 수 있다. 저 잡음 증폭기들(242, 244) 각각의 이득은 예를 들면, Tx 신호 처리 블록(202)으로부터의 하나 이상의 제어 신호들을 통해 무선 트랜시버의 동작 동안에 동적으로 조절될 수 있다.

동작에서, 변조 신호(m(t))는 블록(202)에 입력될 수 있다. 블록(202)은 m(t)로부터 아날로그 신호들(Tx1(t), Tx2(t))을 발생 시킬 수 있다. 블록(202)은 신호들(Tx1(t), Tx2(t))의 각각의 위상 및/또는 진폭을 동적으로 조절할 수 있다. 신호들(Tx1(t), Tx2(t))은 파워 증폭기들(212, 214)에 의해 증폭되어 스위치들(222, 224)을 통해 각각 안테나들(232, 234)에 인가될 수 있다. 본 발명의 실시예에서, 신호들의 조절은 다음 단락들에서 상세히 기술되는 바와 같이, 수신기의 안테나(예를 들면, 도 1에서 BS(110)의 안테나(112))에서 어레이 이득을 달성하기 위해 수행된다. 발명을 설명할 목적으로, 한정하는 것은 아니지만 SS가 2개의 안테나들을 갖는 경우를 고찰한다.

로 BS에서 안테나들(232, 234)로의 벡터 채널을 나타낸다.

로 수신 동안 안테나들(232, 234)에서의 전압들의 벡터를 나타낸다. 유사하게,

로 송신 동안 안테나들에서의 전압들의 벡터를 나타낸다.

및

로 시간(t_Rx)에서 각각 안테나들(232, 234)에서, 주파수별로 색인되는, 벡터값 위상들을 나타낸다. 여기에서,

는 각도 연산자(angle operator)를 나타내며, t_Rx는 다운링크 서브프레임 내 구간 - 이 동안에 수신기는 위상을 측정한다 - 에 대응한다. 유사하게,

및

를, 가입자 트랜시버(200)가 송신하고 있는 시간인 시구간(t_Tx) 동안에, 각각, 안테나들(232, 234)에서, 주파수별로 색인되는, 벡터값 위상들인 것으로 정의한다.

본 발명의 실시예에서, 가입자 트랜시버(200)는 다음의 관계를 만족시키기 위해 송신 구간(t_Tx) 동안 송신 신호들의 위상 관계를 제어할 수 있다.

(1)

즉, 각각의 주파수에서, 시구간(t_Tx) 동안 포트1과 포트2 간 위상차는 시구간(t_Rx) 동안 포트1과 포트2 간 위상차의 음이 되게 제어될 수 있다. 본 발명의 실시예에서, 송신 동안 위상차는 조절된 업링크 신호들 T(t) = w(f, t_Rx)m(t)를 발생시키기 위해 변조 신호(m(t))에 가중 벡터 w(f, t_Rx)를 곱합으로써 제어될 수 있다. 본 발명의 실시예에서, w(f, t_Rx)는 식(2)를 이용하는 Tx 신호 처리 블록(202)에 의해 결정될 수 있다.

(2)

이어서, 조절된 업링크 신호들(Tx1(t) 및 Tx2(t)T₂(t))는 각각 파워 증폭기들(212, 214)에 입력될 수 있다. 파워 증폭기들의 출력들은 스위치들(222, 224)을 통해 안테나들(232, 234)에 보내질 수 있다. 안테나들(232, 234)의 출력들은 다음 식으로서 나타낼 수 있다.

(3)

k는 진폭 스케일링에 관계된 실상수이며, φ는 신호들(

, ) 둘 다를 송신하는데 있어 공통인 위상 편이이다.

시간 및 주파수의 동일한 값들에 대해서, 업링크 채널 및 다운링크 채널은 상호성이며, 즉

이다.

로 시구간(t_Tx) 동안 업링크 채널을 나타낸다. 그러면, t_Tx가 수신 측정 시간(t_Rx)에 충분히 가깝고 이동성(mobility)이 충분히 낮을 때,

이다. 이들 조건들은 일반적으로 TDD 셀룰라 네트워크들에서 성립한다. 간단히 설명하기 위해서 분명한 시간 의존성 및 대응하는 기술적 조건들을 무시하면, BS에서 수신되는 결과적인 업링크 신호는 다음 식에 의해 주어진다.

(4)

이라면, BS에서 수신되는 신호의 진폭은 안테나들 중 어느 하나로부터 송신할 때 값의 2배이다. 적합히 위상 조절함으로써, BS에 의해 수신되는 파워는 총 송신 파워를 2배로 하는 것만으로도 4배만큼 증가된다. 파워를 2배로 하는 것은 동일 파워의 2개의 증폭기들의 사용에서 나온다. BS에서 수신된 파워가 추가로 2배인 것을 어레이 이득(array gain)이라 한다. 더 일반적으로, 어레이 이득은 수신 채널 벡터의 l₁ 놈(norm)과 같다. 달성가능한 이득들이 도 3에 도시되었다.

로그노말 새도윙(Lognormal shadowing) 및 페이딩(fading)은 일반적으로 수신 채널 및 송신 채널에서 불균형을 야기하는데, 상당한 불균형들이 일반적이다. 이 경우에, 어레이 이득은 작아진다. 극단적인 경우에, 채널 진폭들 중 하나가 제로로 되어 감에 따라, 취약한 채널에 연관된 안테나로부터 송신하는 것에 관련한 이익은 없다. 그러나, 본 발명의 또 다른 실시예에서, 다중포트 네트워크의 사용은 채널 진폭들 중 하나가 제로로 되어 가는 극단적인 경우에서도 어레이 이득을 실현할 수 있게 한다.

도 3은 본 발명의 실시예에 관련하여, 송신 안테나마다 일정 파워로 위상 빔성형(phase beamforming) 하기 위해 달성가능한 어레이 이득들의 예를 도시한 것이다.

도 4는 본 발명의 실시예에 관련하여 일반적으로 90도 하이브리드 커플러(hybrid coupler)라고 하는 다중포트 네트워크(multiport network)의 구현예를 도시한 것이다. 이 실시예에 있어서는 포트1 및 포트2를 입력들로서 간주하고 포트3 및 포트4를 출력들로서 간주한다. 90도 하이브리드 커플러(410)는 도시된 바와 같은 전기 길이들 및 특성 임피던스들을 가진 송신 라인(transmission line)들을 사용하여 실현될 수 있다. 여기에서, Z₀는 전형적으로 50 오옴인 특성 임피던스를 나타내며, λ/4는 송신 중심 주파수에서 1/4 파장 라인이다.

의 식에 따라 반사된 입사 파워 파들 간에 관계를 기술하기 위해 일반적으로 2-포트 네트워크를 위한 S-파라미터 행렬이 사용되며, O₁ 및 O₂는 출력들이며 I₁ 및 I₂는 입력들이다. 등가적으로, O₁ = S₁₁I₁ + S₁₂I₂ 및 O₂ = S₂₁I₁ + S₂₂I₂이다. 다중포트 네트워크(410)의 전달함수는 S-파라미터들의 행렬에 의해 나타낼 수 있다.

90도 하이브리드 커플러는 다음 식에 의해 주어지는 명목상(nominal) 스캐터링 파라미터들을 갖는다.

(5)

을 하이브리드에의 입력들이라 놓는다. x₁은 포트1에 인가되는 신호를 나타내며, x₂는 포트2에 인가되는 신호이다. 유사하게,

를 하이브리드의 출력들이라 놓고 y₁은 포트3에 나타나는 신호를 나타내며, y₂는 포트4에 나타나는 신호를 나타낸다. 식(5)를 사용하여, 입력들 x의 벡터와 출력들 y의 벡터 간의 명목상 관계는 y = Ax에 의해 주어지며,

(6)

이다.

실제로, 90도 하이브리드 커플러들은 유실을 나타내며 관계식은 (6)으로부터 다소 벗어난다. 90도 하이브리드 커플러(410)는 선형, 시불변(time-invariant), 수동, 비-강자성(non-ferromagnetic) 회로이다. 90도 하이브리드 커플러(410)에 의해 다중포트에 의해 본 임피던스들이 명목상인 것으로 가정한다.

그러면, 다음의 전압 관계식이 또한 유지되며:

(7)

는 복소수들의 필드를 나타낸다. 따라서, 위에 가정들 하에서, 90도 하이브리드 커플러는 양방향성 장치이며 한 포트에서 또 다른 포트로의 전달함수는 어느 것이 입력인지 출력인지에 따르지 않는다.

도 5는 본 발명의 실시예에 따라 무선 트랜시버의 부분들을 예시한 블록도이다. 도 5를 참조하면, 가입자 트랜시버(500)는 Tx 신호 처리 블록(202), Rx 신호 처리 블록(204), 파워 증폭기들(212, 214), 저 잡음 증폭기들(242, 244), 스위칭 요소들(222, 224), 다중포트 네트워크(910), 및 안테나들(232, 234)을 포함한다.

Tx 신호 처리 블록(202), 파워 증폭기들(212, 214), 저 잡음 증폭기들(242, 244), 스위칭 요소들(222, 224), 및 안테나들(232, 234)은 도 2에 관련하여 기술된 바와 같을 수 있다. 다중포트 네트워크(910)는 예를 들면 반도체 기판("온-칩(on-chip)"), IC 패키지(package), 및/또는 인쇄회로보드(printed circuit board) 내에 및/또는 위에 실현될 수 있다. 다중포트 네트워크는 적어도 하나의 포트가 적어도 2개의 다른 포트들에 응답하게 하는 네트워크일 수 있다. 본 발명의 실시예에서, 다중포트 네트워크(910)는 예를 들면 도 4에 기술된 하이브리드(410)일 수 있다.

파워 증폭기들(212, 214)의 출력들 및 저 잡음 증폭기들(242, 244)의 입력들은 다중포트 네트워크(910)의 복수의 제 1 포트들인 포트1과 포트2에 결합된다. 안테나들(232, 234)은 다중포트 네트워크(910)의 복수의 제 2 포트들인 포트3 및 포트4에 결합된다. 트랜시버(500)의 동작은 도 2에 관련하여 기술된 트랜시버(200)의 동작과 유사할 수 있다. 그러나, 다중포트 네트워크(910)의 도입은 다음 단락들에서 상세히 기술되는 바와 같이 어레이 이득에 영향을 미친다.

로 수신 동안 다중포트 네트워크(910)의 포트1과 포트2에서의 전압들의 벡터를 나타낸다.

로 송신 동안 포트1과 포트2에서의 전압들의 벡터를 나타낸다. 유사하게,

로 수신 동안 포트3 및 포트4에서의 전압들의 벡터를 나타낸다. 여기에서, 포트3은 안테나(232)에 연결되고 포트4는 안테나(234)에 연결된다.

로 송신 동안 포트3 및 포트4에서의 전압들의 벡터를 나타낸다. 다중포트 네트워크(910)가 선형, 시불변, 수동, 비-강자성 회로이고 다중포트 네트워크(910)에 의해 본 임피던스들은 명목상인 것으로 가정하면, 다음 전압 관계식이 유지된다:

(8)

(9)

는 스캐터링 파라미터들의 행렬이다.

로 BS로부터 다중포트 네트워크(910)의 포트3 및 포트4으로의 벡터 채널을 나타낸다. 다중포트 네트워크(910)를 관통한 후에 분명한 수신 채널은 다음 식에 의해 주어진다:

(10)

는 전치를 나타낸다.

및

로 시간(t_Rx)에서, 각각, 포트1 및 포트2의, 주파수별 벡터값 위상들을 나타낸다. 여기에서,

는 각도 연산자를 나타내며, t_Rx는 다운링크 서브프레임 내 구간 - 이 동안에 수신기는 위상을 측정한다 - 에 대응한다. 유사하게,

및

를, 가입자 트랜시버(500)가 송신하고 있는 시간인 시간(t_Tx)에서, 포트3 및 포트4의, 주파수별로 색인되는, 벡터값 위상들인 것으로 정의한다.

본 발명의 실시예에서, 가입자 트랜시버(500)는 관계식(bob fix)을 만족시키기 위해 송신 구간(t_Tx) 동안 송신 신호들의 위상 관계를 제어할 수 있다.

(11)

즉, 각각의 주파수에서, 시구간(t_Tx) 동안 포트1과 포트2 간 위상차는 시구간(t_Rx) 동안 포트1과 포트2 간 위상차의 음이 되게 제어될 수 있다. 본 발명의 실시예에서, 송신 동안 위상차는 조절된 업링크 신호들 T(t) = w(f,t_Rx)m(t)를 발생시키기 위해 디지털 변조 신호(m(t))에 가중율(weighting factor)을 적용함으로써 제어될 수 있다. 본 발명의 실시예에서, 가중 벡터는 식(12)에 의해 나타낸 바와 같이 계산될 수 있다.

(12)

α는 다중포트 네트워크(910) 내로 송신 신호들의 공통 진폭 및 위상에 관계된 복소수 상수이다. 상수 α는 송신 및/또는 수신 체인들 간에 위상차이들을 보상하게 선택될 수 있다.

신호들(Tx1(t), Tx2(t))은 파워 증폭기들(212, 214)에 입력되고 각각 스위치들(222, 224)을 관통하여, 증폭된 조절된 신호들

이 다중포트 네트워크(910)의 복수의 제 1 포트들에 인가된다. 다중포트 네트워크(910)의 출력은 다음 식에 의해 주어질 수 있다.

(13)

는 업링크 채널을 나타낸다. BS에 수신된 결과적인 업링크 신호는 다음 식에 의해 주어진다.

(14)

업링크 채널 및 다운링크 채널의 상호성에 관한 이전의 가정들을 사용하면, 이 실시예의 잇점들은

인 경우, 즉 두 채널들 간에 강한 불균형이 있는 경우를 고찰함으로써 알 수 있다. 수신기에 의해 본 유효 채널은 다음 식에 의해 주어진다.

(15)

송신 가중 벡터(transmit weight vector)는 다음 식에 의해 주어진다.

(16)

다중포트 네트워크의 출력에서의 송신 신호는 다음 식에 의해 주어진다.

(17)

m(t)는 변조 신호이다. BS에서 수신되는 신호는 다음 식에 의해 주어진다.

(18)

다중포트 네트워크(즉, 도 2)가 없는 경우와 비교했을 때, 하이브리드가 없는 파워 증폭기들 중 어느 하나 혹은 둘 다로부터 동일한 파워를 전송하는 것에 비해

와 동일한 전압 이득이 실현된다. 명목상 90도 하이브리드(310)에 있어서,

이며 실현되는 이득은 3dB와 같다.

동일한 가중 선택 정책이 채용되고

이라면, BS에서 수신된 신호는 동일한 셋업을 사용했을 때, 다음 식에 의해 주어진다.

(19)

이 경우에, 다중포트 네트워크가 없이 각 안테나로 동일한 파워를 전송하는 것에 비해

의 전압 이득이 실현된다. 명목상 90도 하이브리드 커플러(310)에 있어서,

이며 실현된 이득은 강한 불균형의 극단적인 경우에 3dB와 같다.

식(11)에 따라 송신 위상 관계를 선택하는 이득들은 수신된 신호의 진폭들 간에 강한 불균형이 존재하는 경우로 제한되지 않는다. 진폭들이 동일하다면, 어레이 이득은 여전히 실현될 수 있다.

일반성을 잃지 않고, 1(unity) 미만 또는 이와 동일한 모듈러스(modulus)를 가진 복소수 신호가 제 1 안테나에 인가되고 제 2 안테나가 단위 신호(unit signal)로 구동되는 경우, 즉

인 경우를 고찰한다. 그러면,

s = Aw

이다.

도 6은 본 발명의 실시예에 관련하여 송신 안테나마다 일정 파워로 위상 빔성형을 하기 위해 달성가능한 어레이 이득들의 예를 도시한 것이다.

도 7은 채널의 부분으로서 하이브리드 커플러를 사용한 것과 사용하지 않은 경우에 동일한 진폭, 위상 빔성형을 하기 위한 달성가능한 어레이 이득들을 비교하여 나타낸 것이다. 동일 진폭, 위상 빔성형은 제 2 안테나로의 채널이 임의로 값이 작더라도, 제 1 안테나로부터 송신과 비교했을 때 3dB에서 이득을 제공함이 관찰된다. 이것은 무선 채널들이 종종 강한 불균형들을 나타낼 때 바람직한 특징이다.

또 다른 실시예에서, 주파수별로 색인된 위상 벡터를 생성하기보다는 모든 주파수들에 대해 송신 신호들 간 공통 위상차가 사용된다. 따라서, 달성가능한 어레이 이득들은 주파수 선택적 채널들에서도 실현될 수 있다.

도 6은 본 발명의 실시예에 따라 다중포트 네트워크를 사용하여 위상 빔성형을 하기 위한 달성가능한 어레이 이득들의 예를 도시한 것이다.

도 7은 본 발명의 실시예에 따라 위상 빔성형을 하기 위한 달성가능한 어레이 이득들을 다중포트 네트워크를 사용한 것과 사용하지 않는 경우를 비교한 것이다.

도 8은 본 발명의 실시예에 따라 트랜시버의 부분들을 도시한 블록도이다. 도 7 및 도 8을 참조하면, 가입자 트랜시버(800)는 Tx 신호 처리 블록(202), Rx 처리 블록(204), Tx 위상 검출 블록(802), 교정 신호 발생기(804), 파워 증폭기들(212, 214), 저 잡음 증폭기들(242, 244), 스위칭 요소들(222, 224), 스위칭 요소들(822, 824), 방향성 커플러들(812, 814), 및 다중포트 네트워크(910)를 포함한다.

Tx 신호 처리 블록(202), 파워 증폭기들(212, 214), 저 잡음 증폭기들(242, 244), 스위칭 요소들(222, 224), 안테나들(232, 234)은 도 2에 관련하여 기술된 바와 같을 수 있다. 본 발명의 실시예에서, 다중포트 네트워크(910)는 예를 들면, 도 3에 기술된 하이브리드(310)일 수 있다. 다중포트 네트워크(910)는 예를 들면, 반도체 기판("온-칩"), IC 패키지, 및/또는 인쇄회로보드 내 및/또는 위에 실현될 수 있다. 유사하게, 방향성 커플러들(812, 814)는 예를 들면, 반도체 기판("온-칩"), IC 패키지, 및/또는 인쇄회로보드 내 및/또는 위에 실현될 수 있다.

Tx 위상 검출 블록(802)은 방향성 커플러(812)에서의 신호와 방향성 커플러(814)에서의 신호 간에 위상차를 판정하게 동작할 수 있는 적합한 로직, 회로, 인터페이스들, 및/또는 코드를 포함할 수 있다.

공통적으로, 진폭차 및 위상차는 전기적 지연들, 온도, 주파수, 및 교정 오류들의 요인들 중 하나 이상에 기인하여 송신 RF 체인들에 존재할 수 있다. 신호들 Fb₁ 및 Fb₂은 피드백 신호들이며 이들은 이어서 위상 검출 블록(702)에 의해 처리되어 송신 신호들(Tx1(t), Tx2(t))의 진폭 및/또는 위상을 제어하기 위해 사용될 수 있다. 예를 들면, 저 잡음 증폭기들(242, 244)의 출력들은 수신된 신호들

및

의 위상들을 얻기 위한 디지털 신호 처리 기술들을 사용하여 하향변환되고, 디털화되고, 처리될 수 있다.

본 발명의 실시예에서, 피드백 신호들은 송신 신호(m(t))와 상관될 수 있다. 본 발명의 실시예에서, 피드백 신호들에 존재하는 파워가 측정될 수 있다. 본 발명의 실시예에서, 피드백 신호들은 방향성 커플러에 입력의 파워 레벨의 대략 18 dB 미만의 파워 레벨을 가질 수 있다.

본 발명의 실시예에서, 교정 신호들은 신호들(Fb₁, Fb₂)에 적용될 수 있다. 이들 교정 신호들은 방향성 커플러들(812, 814)을 통해 결합하여 수신 스위치들(222, 224)로 저 잡음 증폭기들(242, 244)의 입력들에 송신 수신할 수 있다. 이들 증폭된 교정 신호들은 하향변환되고 이어서 방향성 커플러들(812, 814)의 각각으로부터 Tx 신호 처리 블록(202)의 각각의 출력들까지의 수신 체인들의 위상 지연들을 측정하기 위해 처리될 수 있다. 이들 측정된 위상 지연들은 수신된 신호들

및

의 측정된 위상들을 보상하기 위해 사용된다.

도 9는 본 발명의 실시예에 따라 무선 가입자 트랜시버의 부분들을 도시한 블록도이다. 트랜시버(900)는 도 8에 관련하여 기술된 트랜시버(800)의 부분과 실질적으로 유사할 수 있으나 동축 스위치들(912, 914)을 추가로 포함할 수 있다.

본 발명의 실시예에서, 송신 입력 신호들(Tx1(t), Tx2(t))은 파워 증폭기들(212, 214)에 의해 증폭되고 다중포트 네트워크(910)의 복수의 제 1 포트들에 인가될 수 있다. 복수의 송신 안테나들(232, 234)은 다중포트 네트워크(910)의 복수의 제 2 포트들에 연결된다. 다중포트 네트워크의 실시예는 90도 하이브리드 커플러(310)이다. 또한, 트랜시버(900)는 커플러를 우회할 수 있게 하는 동축 스위치들을 포함한다. 이에 따라 교정 시간이 크게 절약될 수 있다. 동축 스위치들(912, 914)이 방향성 커플러들(812, 814)와 다중포트 네트워크(910) 간 신호 경로 내에 도시되었을지라도, 이들은 송신 및/또는 수신 체인 내 다른 및/또는 추가의 지점들 내 위치될 수도 있을 것이다.

도 10은 본 발명의 실시예에 따라 무선 가입자 트랜시버의 부분들을 도시한 블록도이다. 도 10을 참조하면, 가입자 트랜시버(1000)은 복수의 파워 증폭기들(212, 214), 다중포트 네트워크(910), 복수의 안테나들(232, 234), 스위치들(222, 224), 및 방향성 커플러들(812, 814)을 포함한다. 대표적인 가입자 트랜시버(1000)에서, 다중포트 네트워크(910)는 수신 경로의 부분이 아닌 송신 경로의 부분이다. 방향성 커플러들(812, 814)은 안테나들(232, 234)에 연결된다. 안테나들(232, 234)에 인가되는 송신 신호들의 부분들은 방향성 커플러들(812, 814)을 통해 결합되어 피드백 신호들(Fb₁, Fb₂)을 생성하고 이들은 이어서 안테나들(232, 234) 각각을 통해 송신되는 신호들의 위상들을 측정하기 위해 처리된다. 본 발명의 실시예에서, 방향성 커플러들의 동일한 포트들은 수신 체인을 통해 방향성 커플러들(812, 814)로부터 위상 지연들을 측정할 수 있게 하기 위해 교정 신호들을 방향성 커플러들(812, 814)에 인가하기 위해 이용될 수 있다. 이에 따라, 무선 트랜시버(1000)는 송신 체인들에서 위상 차이들 및/또는 그외 비-이상성(non-idealities), 수신 체인들에서 위상차들 및/또는 그외 비-이상성, 및 다중포트 네트워크(910)의 특징들을 보상하게 동작한다.

도 11은 다입력-다출력(MIMO) 통신 시스템의 블록도를 도시한 것이다. 2개의 가입국 안테나들을 사용하여 본 발명을 설명할 것이지만, 발명은 일반적이며 더 많은 수의 가입국 안테나들에 적용한다. 일부 통신 시스템들, 3GPP 롱 텀 에볼류션 LTE에서, 기지국들은 4개까지의 송신 안테나들을 채용한다. 이들 4개의 송신 안테나들에 연관된 파일럿들은 이들이 시간 및 주파수 둘 다가 겹치지 않게 할당된다. 본 발명의 실시예에 따라, 파일럿들. MIMO 통신 시스템(1100)의 블록도가 도시되었다. 기지국(BS) 라디오 주파수(RF) 송신(TX) 및 수신(RX) 체인들에 연관된 복소수 이득들은 각각

및

로 표기한다. 여기에서, M은 BS 안테나들의 수를 나타낸다. 가입국(SS)에서 대응하는 복소수 이득들은

및

이며, N은 SS 안테나들의 수를 나타낸다. 2개의 안테나 SS 경우만을, 즉 N = 2 경우만을 고찰할 것이다.

가상화(virtualized)되지 않은 복수의 안테나들을 기지국이 구비한 경우를 이제 검토한다. LTE 시스템에서, 송신 안테나들 각각은 셀에 특정한 시퀀스들로 변조되는 안테나에 특정한 참조 신호들을 송신하며, 따라서, 가입국은 BS와 SS 간에 완전한 MIMO 채널을 습득한다.

로 MIMO 다운링크 채널을 표기하고

로 MIMO 업링크 채널을 표기한다.

두 가입자 안테나들의 경우에,

는 UL 전파 채널이며

는 DL 전파 채널이다. 여기에서, M은 기지국에서 송신 안테나들의 수이다. 수신된 다운링크 신호는 다음 식에 의해 주어진다.

(20)

는 BS에 의해 송신된 신호이며,

는 부가성 잡음의 벡터이다. 수신된 업링크 신호는 다음 식에 의해 주어진다.

(21)

가입국이 업링크에서 단일 공간 스트림을 송신하는 경우에, BS에서 수신되는 파워를 최대화하기 위해 제 2 안테나에 의해 송신되는 신호에 유익하게 위상을 편이(phase shift)시킬 수 있다.

이며 BS에서 수신되는 총 파워를 최대화하기 위해 제 2 가입자 송신 경로에 e^jφ의 위상 편이를 적용하는 것으로 가정한다. 이 위상 편이는

의 벡터에 의해 송신 신호를 가중하는 것에 대응한다. BS 안테나 어레이에 전달되는 파워는 다음 식에 의해 주어진다.

(22)

R =

이며

는 공액 전치(conjugate transpose)를 나타낸다. BS 수신 안테나에서 임의의 위상 회전은 유니터리 행렬(unitary matrix)에 의한 곱셈이 l₂ 벡터를 변경시키지 않기 때문에 결과에 영향을 미치지 않음을 알 수 있다. MIMO 업링크 채널를 위한 그람 행렬(Gram matrix)

은 에르미트(Hermetian) 및 정 준한정(positive semi-definite)이며, 따라서, 이것은 다음 식으로서 표현될 수 있다.

(23)

α,

, 및 γ는 음이 아닌 스칼라들이며

이다. (22) 및 (23)을 사용하여, BS에 전달되는 업링크 파워를 다음 식으로서 나타낼 수 있다.

(24)

BS에서 수신된 업링크 파워를 최대화하는 각도는 φ = -θ에 의해 주어진다. 전체 그람 행렬을 계산하는 것은 필요하지 않으며 그보다는 이의 비 대각 엔트리들 중 하나의 위상을 계산하는 것만으로 충분함에 유의한다. 따라서, 전체 MIMO 채널을 아는 경우에, 요망되는 위상은 (24)에 따라 계산될 수 있다. 전체 MIMO 채널을 아는 경우에, 요망되는 위상 편이 φ(f)는 주파수 선택적인 기준(frequency selective basis)으로 유익하게 계산될 수 있는데, 각각의 주파수에 대해, 위상은 채널 추정들에 의해 형성된 그람 행렬의 엔트리들에 기초하여 선택된다. 요망되는 위상 편이는 송신 및/또는 수신 경로들 간에 위상차들에 대해 보상될 수 있다. 상기 위상차들은 방향성 커플러들을 채용하는 교정 기술들을 사용하여 결정될 수 있다.

다중포트 네트워크가 도 8에 도시된 바와 같이 송신 신호 경로 및 수신 신호 경로 둘 다의 부분인 경우에, 다중포트 네트워크는 유익하게 여전히 채용될 수 있다. 이 경우, 다중포트 네트워크는 수신 채널에서 좌표들의 변화로서 나타난다. 요망되는 송신 위상은 (24)에 따라 계산될 수 있다. 가입자 단말은 알라무티(Alamouti) 코드를 송신할 것이 요구될 수 있다.

(24)에서 위상 항은 선택적으로,

의 지식을 사용하여 기지국 어레이에 전달되는 파워를 최대화하기 위해 선택될 수 있을 것이다. (22)를 사용하여, P를

에 따라 나타낼 수 있다. 이 사실과 (22)를 사용하면, EGT 가중 벡터를 사용하여 기지국 안테나들에 전달되는 파워를 다음 식으로 나타낼 수 있다.

(25)

여기에서, (25)에서 제 1 열(column)은 제 1 단위시간에서 안테나 1 및 안테나 2로부터 송신되는 신호를 나타내며, 제 2 열은 제 2 단위시간에서 2개의 안테나들로부터 송신되는 신호들을 나타낸다. 이 경우, w₁ 및 w₂로서 지정한, 두 안테나들에 적용할 수 있는 두 복소 가중값들을 정의한다. 발명을 설명할 목적으로, BS의 안테나들 중 하나에서 수신된 신호를 고찰한다. h₁ 및 h₂를 각각 제 1 및 제 2 가입국 안테나로부터의 업링크 채널들이라 표기한다. 그러면,

(26)

은 한 시각에서 BS에 의해 관찰되는 신호를 나타내며,

(27)

은 제 2 시각에서 관찰된다. 동등하게,

(28)

BS는 다음과 같이 이들 두 수신된 신호들(두 단위시간(unit of time)들을 나타낸다)을 처리한다.

(29)

n'는 n과 동일한 분포를 가진 부가성 잡음이다. 따라서, 수신된 신호의 신호 대 잡음 비는 다음의 량에 의해 결정된다.

(30)

이라는 제약이 주어졌을 때, BS에서 신호 대 잡음 비는

를, 아니면

를 선택함으로써 최대화됨이 명백하다. 따라서, 단말은 BS에 가장 큰 채널 진폭을 갖는 하나의 안테나로부터 모든 파워를 보낸다.

위에 논의는 BS에 임의의 수신 안테나에 적용한다. 따라서, BS에 복수의 수신 안테나들에 대해, 가입자를 위한 신호 대 잡음 최대화 전략은 BS에서 총 수신되는 파워를 최대화하는 송신 안테나를 사용하는 것이다. 이것은 단말이 행렬

의 열 놈들(column norms)을 알 것을 요구한다.

도 12는 본 발명의 실시예에 따라 무선 가입자 트랜시버를 동작시키기 위한 대표적인 단계들을 예시한 흐름도이다. 도 9를 참조하면, 단계들은 수신 시구간(t_Rx) 동안에, 위상 검출 블록(802)이 커플러(812)에 수신된 신호와 커플러(814)에 수신된 신호 간에 위상차를 판정할 수 있는 단계(1210)부터 시작한다. 이 판정은 트랜시버(800)의 2개의 RF 수신 체인들 내 비-이상성(non-ideality)의 결과로서 야기되는 위상차를 보상할 수 있다. 위상 검출 블록(802)은 판정된 위상차의 표시를 Tx 신호 처리 블록(202)에 출력할 수 있다.

단계(1220)에서, 송신 시구간(t_Tx) 동안, 신호들(Tx1(t), Tx2(t))은 단계(1210)에서 발생된 위상 판정을 이용하여 변조 신호(m(t))로부터 발생시킬 수 있다. 신호들(Tx1(t), Tx2(t))의 발생은 단계(1210)에서 행해진 위상 판정에 기초하여 신호들(Tx1(t), Tx2(t)) 중 하나 혹은 둘 다의 위상 및/또는 진폭을 조절하는 것을 포함할 수 있다. 단계(1230)에서, 신호들(Tx1(t), Tx2(t))는 PA들(212, 214)에 의해 개별적으로 증폭될 수 있다. 단계(1240)에서, 증폭기들 각각의 출력은 다중포트 네트워크(910)의 복수의 제 1 포트들 중 하나에 입력될 수 있다. 다중포트 네트워크의 복수의 제 2 포트들에 결과적인 신호들 각각은 송신을 위한 복수의 안테나들(232, 234) 중 하나에 보내질 수 있다.

실시예들은 다중포트 네트워크(910)에 의해 수신된 증폭된 신호들 간에 위상 관계를 수립하기 위해 송신 입력 신호들을 사전처리하는 것을 포함한다. 이 위상 관계는 트랜시버(예를 들면, 가입자)가 통신하고 있는 기지국(BS)에서 개선된 신호 대 잡음비(SNR)를 생성하기 위해 선택될 수 있다. 시분할 듀플렉스(TDD) 시스템에서, 기지국(BS)에서의 SNR은 수신된 다운링크 신호로부터, 즉 BS로부터 송신된 신호를 수신할 때 가입자 트랜시버에 수신된 신호로부터 예측될 수 있다.

본 발명의 실시예에서, 신호들(Tx1(t), Tx2(t))의 위상 관계들은 주파수 선택적인 기준으로 유익하게 선택될 수 있다. 예를 들면, 복수의 서브캐리어들을 포함하는 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 시스템에서, 신호들(Tx1(t), Tx2(t))의 위상은 서브캐리어마다 조절될 수 있다. 또 다른 예로서, 신호들(Tx1(t), Tx2(t))의 공통의 위상 관계가 모든 서브캐리어들에 대해 사용될 수 있다. 이에 더하여 또는 대안적으로, 위상 관계들은 동적으로 조절될 수 있다.

본 발명의 실시예에서, 다중포트 네트워크(910)과 결합하여 위상 관계들의 선택으로 특히 송신 신호 파워의 대부분이 보내지는 송신 안테나들(안테나 1 내지 안테나 M) 중 하나를 선택하게 된다. 안테나들의 수는 제한되지 않으며, 신호 파워가 보내지는 안테나들 중 일부는 하나로 제한되지 않는다. 안테나 선택은 멀티캐리어 신호들의 서브캐리어들 및 시간(심벌(symbol)들) 둘 다에 대해 적응적으로 행해질 수 있다. 안테나들의 수는 제한되지 않는다. 안테나 선택은 멀티캐리어 신호들의 주파수(서브캐리어들) 및 시간(심벌(symbol)들) 둘 다에 대해 적응적으로 행해질 수 있다.

본 발명의 다른 실시예들은 기계 및/또는 컴퓨터에 의해 실행될 수 있어 기계 및/또는 컴퓨터로 하여금 다중포트 네트워크를 통해 광대역 신호를 빔성형 하기 위한 본원에 기술된 바와 같은 단계들을 수행하게 하는 적어도 하나의 코드 부분을 가진 기계 코드 및/또는 컴퓨터 프로그램이 저장된 비-일시적 컴퓨터 가독 매체 및/또는 스토리지 매체, 및/또는 비-일시적 기계 가독 매체 및/또는 스토리지 매체를 제공할 수 있다.

따라서, 본 발명은 하드웨어, 소프트웨어, 또는 하드웨어와 소프트웨어의 조합으로 실현될 수 있다. 본 발명은 적어도 하나의 컴퓨터 시스템에서 중앙집중식으로, 혹은 서로 다른 요소들이 몇몇 상호연결된 컴퓨터 시스템들에 걸쳐 분산된 분산 방식으로 실현될 수 있다. 임의의 종류의 컴퓨터 시스템 또는 본원에 기술된 방법들을 수행하게 된 그외 장치가 적합하다. 하드웨어와 소프트웨어의 전형적인 조합은 로딩되어 실행되었을 때, 본원에 기술된 방법들을 수행하게 컴퓨터 시스템을 제어하는 컴퓨터 프로그램을 가진 범용 컴퓨터 시스템일 수 있다.

또한, 본 발명은 본원에 기술된 방법들을 구현할 수 있게 하는 모든 특징들을 포함하고 컴퓨터 시스템에 로딩되었을 때 이들 방법들을 수행할 수 있는 컴퓨터 프로그램 제품 내 내장될 수 있다. 본 맥락에서 컴퓨터 프로그램은 정보 처리 능력을 가진 시스템으로 하여금 특별한 기능을 곧바로, 혹은 a) 다른 언어, 코드 또는 표기로의 변환 및 b) 다른 물리적 형태로 재현 중 어느 하나 혹은 둘 다 후에 수행하도록 한, 임의의 언어, 코드 또는 표기로 된 한 세트의 명령들의 표현을 의미한다.

본 발명이 어떤 실시예들을 참조하여 기술되었지만, 본 발명의 범위 내에서 다양한 변경들이 행해질 수 있고 등가물들로 대체될 수 있음이 당업자들에 의해 이해될 것이다. 또한, 본 발명의 범위 내에서 본 발명의 교시된 바들에 맞게 특정한 상황 혹은 재료를 개조하는 많은 변경들이 행해질 수 있다. 그러므로, 본 발명은 개시된 특정한 실시예로 한정되지 않으며 본 발명은 첨부된 청구항들의 범위 내에 드는 모든 실시예들을 포함하는 것이다.

Claims

통신 장치에서 사용하기 위한 하나 이상의 회로들로서, 상기 하나 이상의 회로들은
복수의 안테나들을 통해 수신된 복수의 신호들 각각의 위상을 검출하고,
복수의 송신 신호들을 발생 시키며, 상기 복수의 송신 신호들 중 적어도 하나의 위상은 상기 수신된 신호들의 상기 검출된 위상들 중 적어도 하나에 기초하여 결정되고,
상기 발생된 복수의 송신 신호들 각각을 개별적으로 증폭하여 복수의 증폭된 신호들을 발생 시키고;
복수의 증폭된 신호들을 다중포트 네트워크(multi-port network)의 복수의 제 1 포트들에 입력하며, 상기 다중포트 네트워크의 제 2 포트들 중 적어도 하나는 상기 복수의 제 1 포트들 중 적어도 2개에 입력되는 신호들에 기초하여 결정되도록 동작가능하고, 상기 다중포트 네트워크는 직교 하이브리드(quadrature hybrid)인, 광대역 신호를 빔성형하는 시스템.
청구항 1에 있어서,
상기 송신 신호들은 하나 이상의 공간 스트림(spatial stream)들에 대응하는, 광대역 신호를 빔성형하는 시스템.
청구항 1에 있어서,
상기 하나 이상의 회로들은 상기 송신 신호들에 대응하는 하나 이상의 공간 스트림들 각각이 다른 가중치(weight)를 이용하여 가중하도록 동작가능한, 광대역 신호를 빔성형하는 시스템.
청구항 1에 있어서,
상기 수신 신호들은 상기 다중포트 네트워크를 관통하는, 광대역 신호를 빔성형하는 시스템.
삭제
청구항 1에 있어서,
상기 하나 이상의 회로들은 하나 이상의 동축 스위치들을 포함하며;
상기 복수의 증폭된 신호들 중 적어도 하나는 상기 다중포트 네트워크에 입력되기 전에 상기 하나 이상의 동축 스위치들을 관통하는, 광대역 신호를 빔성형하는 시스템.
청구항 1에 있어서,
상기 하나 이상의 회로들은 하나 이상의 방향성 커플러(directional coupler)들 및 하나 이상의 대응하는 송신/수신(T/R) 스위치들을 포함하며;
상기 하나 이상의 방향성 커플러들이 상기 복수의 안테나들 중 하나와 하나 이상의 대응하는 경로들 내 하나 이상의 대응하는 송신/수신(T/R) 스위치들 사이에 위치되는, 광대역 신호를 빔성형하는 시스템.
청구항 7에 있어서,
상기 하나 이상의 회로들은 상기 하나 이상의 방향성 커플러들로부터 대응하는 신호들에 기초하여 상기 복수의 증폭된 신호들 각각의 위상 또는 진폭을 측정하도록 동작가능한, 광대역 신호를 빔성형하는 시스템.
청구항 7에 있어서,
상기 하나 이상의 회로들은 상기 복수의 방향성 커플러들 중 하나 이상에 인가되는 하나 이상의 교정 신호들을 이용하여 상기 수신 신호들의 진폭 또는 위상을 측정하도록 동작가능한, 광대역 신호를 빔성형하는 시스템.
삭제
복수의 안테나들을 통해 수신된 복수의 신호들 각각의 위상을 검출하는 단계;
복수의 송신 신호들을 발생 시키는 단계로서, 상기 복수의 송신 신호들 중 적어도 하나의 위상은 상기 수신된 신호들의 상기 검출된 위상들 중 적어도 하나에 기초하여 결정되는 것인, 단계;
상기 발생된 복수의 송신 신호들 각각을 개별적으로 증폭하여 복수의 증폭된 신호들을 발생 시키는 단계; 및
복수의 증폭된 신호들을 다중포트 네트워크(multi-port network)의 복수의 제 1 포트들에 입력하는 단계로서, 상기 다중포트 네트워크의 제 2 포트들 중 적어도 하나는 상기 복수의 제 1 포트들 중 적어도 두 개에 입력되는 신호들에 기초하여 결정되는 것인, 단계;를 포함하고, 상기 다중포트 네트워크는 직교 하이브리드(quadrature hybrid)인, 광대역 신호를 빔성형하는 방법.
청구항 11에 있어서,
상기 송신 신호들은 하나 이상의 공간 스트림(spatial stream)들에 대응하는, 광대역 신호를 빔성형하는 방법.
청구항 11에 있어서,
상기 송신 신호들에 대응하는 하나 이상의 공간 스트림들 각각이 다른 가중치(weight)를 이용하는 가중 단계;를 포함하는, 광대역 신호를 빔성형하는 방법.
청구항 11에 있어서,
상기 수신 신호들은 상기 다중포트 네트워크를 관통하는, 광대역 신호를 빔성형하는 방법.
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