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KR101393456B1 - 상반성 오차들을 교정하기 위한 디바이스 및 방법 - Google Patents

상반성 오차들을 교정하기 위한 디바이스 및 방법 Download PDF

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KR101393456B1
KR101393456B1 KR1020127023595A KR20127023595A KR101393456B1 KR 101393456 B1 KR101393456 B1 KR 101393456B1 KR 1020127023595 A KR1020127023595 A KR 1020127023595A KR 20127023595 A KR20127023595 A KR 20127023595A KR 101393456 B1 KR101393456 B1 KR 101393456B1
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Abstract

상반성 오차들을 교정하기 위한 방법이 개시되고, 상기 방법은 다운링크 채널 응답(H DL)을 측정하는 단계; 업링크 채널 응답(H UL)을 측정하는 단계; H DL과 H UL에 기초하여, 상반성 모델(
Figure 112012072766690-pct00049
)에 따라, 최소 제곱 기준(LS) 알고리즘에 의해, 이용자 장비 상반성 오차(E m) 또는 기지국 상반성 오차(E b) 중 하나를 계산하는 단계; 최소 평균 제곱 오차 기준(MMSE) 알고리즘에 의해 앞서 계산된 E m 또는 E b 에 따라 E m 또는 E b 중 다른 하나를 계산하는 단계; 및 상기 계산된 이용자 장비 상반성 오차(E m)와 상기 기지국 상반성 오차(E b)를 이용하여 상반성 오차 교정 연산을 실행하는 단계를 포함한다. 상반성 오차 교정을 실행하기 위한 상반성 오차 교정 디바이스가 또한 개시된다. 본 발명에 따라 상반성 오차들을 교정하기 위한 방법 및 디바이스는 상반성 오차 교정의 더 나은 성능을 제공할 수 있다.

Description

상반성 오차들을 교정하기 위한 디바이스 및 방법{DEVICE AND METHOD FOR CALIBRATING RECIPROCITY ERRORS}
본 발명은 무선 통신 시스템들에 관한 것이고, 특히 상반성 오차 교정 디바이스와 상반성 오차 교정 방법에 관한 것이다.
채널 상반성(channel reciprocity)은 시간 분할 멀티플렉싱 TDD 시스템들의 중요한 특성들 중 하나로, 대부분의 TDD(예를 들면, TD-SCDMA, WiMAX, WiFi, 등) 시스템들에서 중요한 역할을 하고 다양한 진보된 신호 처리들(빔형성(beamforming), MIMO, 송신 다이버시티(transmit diversity), 등)의 실행을 가능하게 한다. 실제로, 송수신기 미스매치, 이동도(mobility)로 인한 도플러 효과, 비대칭 간섭 등을 포함하는 복수의 팩터들이 업링크들 및 다운링크들의 상반성 오차들에 영향을 미칠 것이다. 안테나 어레이 상반성 오차 교정을 통해 상반성 오차들을 감소시키는 것이 필요하다.
조인트 처리 방법(예를 들면, 협력 다중 처리(coordinated multi-point processing;CoMP))의 이용으로 인해, 교정 방법의 정밀성의 요건이 높아지고 있다. 예를 들면, 문헌[2]에서 설명된 종래의 교정 방법은 조인트 처리의 성능 요건을 만족시킬 수 없다.
따라서, 본 발명에 의해 해결될 기술적 문제는 최적의 성능을 이룰 수 있는 교정 방법을 제공하는 것이다. 본 방법은 더 강력한 견고성(robustness)과 높은 정밀성을 가지며, TDD 시스템의 진보된 처리, 예를 들면, 빔형성, MU-MIMO, 및 CoMP, 등에 적용될 수 있다.
참고 문헌들:
1. Jian Liu, et al., "OFDM-MIMO WLAN AP Front-end Gain and Phase Mismatch Calibration," Proc. IEEE RAWCON, Sep.2004
2. A. Bourdoux, B. Come, N. Khaled, Non-reciprocal transceivers in OFDM/SDMA Systems: Impact and Mitigation, in Proc. IEEE Radio and Wireless Conference, Boston, MA, USA, August 2003, pp. 183-186.
3. 3GPP RAN1 Tdoc for LTE and LTE-A, R1-094622, R1-093026, R1-080494, R1-090563, R1-093378, R1-094623, 2009
4. 3GPP RAN1 Tdoc for LTE and LTE-A, R1-100932
본 발명의 제 1 양태에 따라, 상반성 오차 교정 방법이 제공되고: 다운링크 채널 응답(H DL)을 측정하는 단계; 업링크 채널 응답(H UL)을 측정하는 단계; 상반성 모델(
Figure 112012072766690-pct00001
)에 따라 H DL과 H UL에 기초한 최소 제곱(least square;LS) 기준을 이용하여 이용자 장비 상반성 오차(E m)와 기지국 상반성 오차(E b) 중 하나를 계산하는 단계; 최소 평균 제곱 오차(minimum mean square error;MMSE) 기준을 채택하는 알고리즘을 이용하여 E m과 E b 중 계산된 하나에 기초하여 E m과 E b 중 다른 하나를 계산하는 단계; 및 계산된 이용자 장비 상반성 오차(E m)와 기지국 상반성 오차(E b)를 이용하여 상반성 오차 교정 연산을 실행하는 단계를 포함한다.
바람직하게, LS 기준을 채택하는 알고리즘은 기본 최소 제곱(elementary least square;ELS) 알고리즘이다.
바람직하게, MMSE 기준을 채택하는 알고리즘은 행렬 최소 제곱(matrix least square;MLS) 알고리즘과 행렬 MMSE 알고리즘 중 하나이다.
바람직하게, 방법은: MMSE 기준을 채택하는 다른 알고리즘을 이용하여 E m과 E b 중 계산된 다른 하나에 따라
Figure 112012072766690-pct00002
에 기초하여 E m과 E b 중 하나를 업데이트하는 단계를 추가로 포함한다.
바람직하게, MMSE 기준을 채택하는 다른 알고리즘은 행렬 최소 제곱(MLS) 알고리즘과 행렬 MMSE 알고리즘 중 하나이다.
바람직하게, 방법은 이용자 장비 또는 기지국에서 실행된다.
본 발명의 제 2 양태에 따라, 상반성 오차 교정을 위한 디바이스가 제공되고: 다운링크 채널 응답(H DL)을 측정하도록 구성된 다운링크 측정 모듈; 업링크 채널 응답(H UL)을 측정하도록 구성된 업링크 측정 모듈; 상반성 모델(
Figure 112012072766690-pct00003
)에 따라 H DL과 H UL에 기초하여 최소 제곱(LS) 기준을 이용하여 이용자 장비 상반성 오차(E m)와 기지국 상반성 오차(E b) 중 하나를 계산하도록 구성된 LS 계산 모듈; 최소 평균 제곱 오차(MMSE) 기준을 채택하는 알고리즘을 이용하여 E m과 E b 중 계산된 하나에 기초하여 E m과 E b 중 다른 하나를 계산하도록 구성된 MMSE 계산 모듈; 및 계산된 이용자 장비 상반성 오차(E m)와 기지국 상반성 오차(E b)를 이용하여 상반성 오차 교정 연산을 실행하도록 구성된 상반성 오차 교정 모듈을 포함한다.
본 발명의 실시예들에 따라, TDD 시스템들을 위한 UE/eNB 상반성 교정 해법이 제공되고, 이는 단일 셀 또는 CoMP 시나리오에 적용가능하다. 본 발명의 실시예들에 따른 상반성 오차 교정 방법 및 상반성 오차 교정 디바이스는 더 나은 상반성 오차 교정을 제공하며 채널 상반성 기반 TDD 시스템들의 성능을, 특히 정상적으로 동작하는 SNR 범위에서 개선시킨다.
도 1은 자기-교정(self-calibration) 회로가 구비된 종래의 TDD 시스템의 구조도.
도 2는 종래의 오버-디-에어(over-the-air) 교정가능한 TDD 시스템의 기지국(eNB)과 이용자 장비(UE)의 구조들과 그들 사이의 교정 시그널링의 개략도.
도 3은 본 발명의 실시예들에 따른 시스템 모델의 개략적인 블록도.
도 4는 본 발명의 실시예들에 따른 상반성 오차 교정 방법의 흐름도.
도 5는 본 발명의 실시예들에 따른 상반성 오차 교정 디바이스의 블록도.
도 6은 본 발명의 실시예들에 따른 상반성 오차 교정 방법과 종래의 상반성 오차 교정 방법을 비교한 시뮬레이션 결과를 도시한 도면.
본 발명의 위의 및 다른 목적들, 특성들 및 장점들이 첨부 도면들과 함께 이하로 설명되는 바람직한 실시예들을 통해 더욱 명확하게 될 것이다.
이후로, 본 발명의 복수의 실시예들이 설명될 것이다. 다음 설명은 이러한 실시예들을 완전하게 이해하기 위한 상세한 설명들을 제공한다. 그러나, 본 발명은 상세한 설명들의 일부가 없이도 실행될 수 있다는 것이 당업자에 의해 이해된다. 또한, 본 발명의 복수의 실시예들의 관련 서술들을 불필요하게 모호하게 할 수 있는 일부 공지된 구조들 또는 기능들은 상세한 설명에서 도시되지 않거나 설명되지 않을 수 있다.
업링크(uplink;UL)/다운링크(downlink;DL) 채널 상반성은 TDD 시스템의 중요 특성들 중 하나이다. 그러나, UE와 eNB에서의 송신(TX)/수신(RX) 무선 주파수(RF) 회로의 미스매치, 이동도로 인한 도플러 비대칭, 그리고 UE와 eNB 사이의 추정 알고리즘 오차는 UL과 DL 사이의 채널 상반성이 반드시 항상 존재하지는 않게 할 수 있다. 따라서, 다양한 상황들 하에서의 요구들을 만족시키기 위해 안테나 어레이 상반성 오차 교정이 필요하다.
자기 교정(Self Cal)은 무선 인터페이스 시그널링을 필요로 하지 않으며 전대역의 정밀한 RF 미스매치 교정을 제공할 수 있어서, 많은 TDD 시스템들에서 이용되어왔다. 오버-디-에어 교정(OTA Cal)은 순수 소프트웨어 교정이고, 전형적으로 어떠한 하드웨어 지원도 필요로 하지 않는다. 가장 중요하게, 오버-디-에어 교정은 분포된 안테나 시스템에서 절대적인 상반성 측정을 필요로 하지 않으며, 따라서 OTA Cal은 3GPP LTE-A 커뮤니티로부터 큰 관심들을 끌어왔다.
본 발명을 더 잘 이해하기 위해, 종래 기술의 자기-교정 방법과 오버-디-에어 교정 방법이 먼저 간단히 설명될 것이다.
도 1은 자기-교정 회로가 구비된 종래의 TDD 시스템의 구조도를 도시한다. 도 1에서, TX와 RX는 송신기와 수신기를 각각 나타내고; CTX와 CRX는 교정 송신기와 교정 수신기를 각각 나타내고; TR 스위치는 송신/수신 스위치를 나타내고; 기저 대역은 기저 대역 처리 회로를 나타낸다. 도 1은 주로 기지국(eNB) 측의 상반성 교정을 도시한다. 다음의 좁은 대역의 변수들이 규정될 수 있다:
h1 ,i: 제 i 안테나의 TX 교정 루프로부터 측정된 응답
h2 ,i: 제 i 안테나의 RX 교정 루프로부터 측정된 응답
hbt ,i: 기지국의 제 i 안테나의 TX 응답
hbr ,i: 기지국의 제 i 안테나의 RX 응답
hct: 교정된 TX 응답
hcr: 교정된 RX 응답
종래의 기지국(eNB)측에서의 자기-교정 프로세스는 다음 식들을 이용하여 설명될 수 있다:
(A1) 채널 응답을 측정한다:
h1 ,i = hbt , ihcr,
h2 ,i = hcthbr ,i
(B1) 제 i 안테나의 상반성을 계산한다:
Figure 112012072766690-pct00004
여기서,
Figure 112012072766690-pct00005
(C1) 상대적인 상반성을 정상화하고 얻는다:
Figure 112012072766690-pct00006
여기서,
Figure 112012072766690-pct00007
은 eNB의 기준 상반성,
Figure 112012072766690-pct00008
은 제 i 안테나에 대한 교정 가중으로 선택될 수 있다.
이후로, 종래의 오버-디-에어 교정이 도 2를 참조하여 설명된다.
도 2는 종래의 오버-디-에어 교정가능한 TDD 시스템의 기지국(eNB)과 이용자 장비(UE)의 구조들과 그들 사이의 교정 시그널링의 개략도를 도시한다. TX와 RX는 송신기와 수신기를 각각 나타내고; TR 스위치는 송신/수신 스위치를 나타낸다. 다음 변수들이 규정될 수 있다:
h1 ,i: 제 i 안테나의 TX 교정 루프로부터 측정된 응답
h2 ,i: 제 i 안테나의 RX 교정 루프로부터 측정된 응답
hbt ,i: 기지국의 제 i 안테나의 TX 응답
hbr ,i: 기지국의 제 i 안테나의 RX 응답
hmt: UE의 TX 응답
hmr: UE의 RX 응답
hai ,i: 제 i 안테나의 무선 인터페이스 응답
종래의 오버-디-에어 교정 프로세스는 다음 식들을 이용하여 설명될 수 있다:
(A2) 채널 응답들을 측정한다:
h1 ,i = hbt , ihai , ihmr,
h2 ,i = hmthai , ihbr ,i
(B2) 제 i 안테나의 상반성을 계산한다:
Figure 112012072766690-pct00009
여기서,
Figure 112012072766690-pct00010
(C2) 상대적인 상반성을 정상화하고 얻는다:
Figure 112012072766690-pct00011
여기서,
Figure 112012072766690-pct00012
은 eNB의 기준 상반성,
Figure 112012072766690-pct00013
은 제 i 안테나에 대한 교정 가중으로 선택될 수 있다.
협력 다중(CoMP) 처리 시스템과 같은 분포된 안테나 시스템에 대하여, 지리적으로 떨어진 안테나 요소들 사이에서 RF 파일럿들을 전송하는 것은 일반적으로 타당하지 않다. 이러한 경우에, 종래의 자기-교정 방법은 실행불가능하게 되지만, 백홀 시그널링(backhaul signaling)의 도움을 받는 개선된 자기-교정 또는 오버-디-에어 교정은 이용될 수 있다(문헌[3]을 보라).
TDD CoMP에 대한 종래의 교정 해법들에 대하여, 세계적 기준 상반성을 송신하기 위하여 논리 채널이 eNB 링크로의 eNB에(예를 들면, X.2) 할당되어야 한다. 자기-교정 기반 TDD 시스템에 대하여, 세계적 기준은 일정한 교정된 TX 응답/RX 응답의 절대적 상반성일 수 있다. 오버-디-에어 교정 기반 TDD 시스템들에 대하여, 세계적 기준은 교정에 참여하는 eNB의 임의의 안테나 가지의 측정된 상반성일 수 있다(문헌[3]을 보라).
일반성을 잃지 않고, 도 2에 도시된 바와 같이, 오버-디-에어 교정은 위치가 집중된 안테나 어레이를 갖는 시스템들을 향한다고 가정된다. 새로운 기술은 분배된 오버-디-에어 교정 시스템 또는 집합적으로 위치되거나 분포된 안테나 어레이 시스템의 자기-교정 시나리오로, 예를 들면, UE로서 교정 송수신기(들)를(을), 무선 인터페이스 채널들로서 하드웨어 교정 네트워크를 이용하며, 필요하다면 백홀 링크를 통해 세계적 기준들을 교환하는 것에 의해 직접적으로 확장될 수 있다.
오버-디-에어 상반성 교정을 위해, UE를 통한 그의 하드웨어 장점으로 인하여, 업링크 및 다운링크 채널 측정들을 모으고 상반성 교정 가중을 계산하는 책임을 지는 것은 일반적으로 eNB이다. 이후로, 교정 연산이 eNB에서 실행되는 것이 가정되지만, 이는 UE에서 교정을 실행하는 가능성을 배재하는 것으로 의도되지는 않는다(문헌[4]를 보라). 본 발명은 UE에서 교정을 실행하는 시나리오에 대해서도 동일하게 적용가능하다.
문헌[1]과 [2]는 모두 상이한 시스템들에 대한 집합적인 자기-교정 기술 해법을 설명한다. 문헌[3]은 LTE 및 LTE-A 시스템들에 대한 오버-디-에어 교정 기술 해법을 제안한다. 상이한 실행 방법들이 상이한 문헌들에서 상이한 응용들에 제공되었지만, 그에 의해 채택된 기본적인 개념들은 측정된 업링크 채널 상반성 오차를 통해 다운링크 채널 상반성 오차를 추정하거나 측정된 다운링크 채널 상반성 오차를 통해 업링크 채널 상반성 오차를 추정하는 것이다. 즉, 목적은 간단한 곱셈-나눗셈에 기초하여 최소 제곱(LS) 오차를 보장하는 것이다.
최소 제곱(LS) 기준을 채택하는 알고리즘의 장점은 계산의 간단함에 있다. 그러나, 제곱에 의한 추정 오차가 시스템 성능의 손실을 유발할 것이므로, 이러한 알고리즘은 최적의 성능을 이룰 수 없다.
성능을 최적화하기 위하여, UE 측과 BS 측의 상반성 오차들은 모두 동시에 교정되어야 한다. 본 발명의 기본적인 아이디어는 공지된 교정 알고리즘(예를 들면, LS 기준을 채택하는 알고리즘)에 따라 업링크(다운링크) 채널의 상반성이 교정된 채널 응답을 계산한 후에, 상반성 오차들을 추정하기 위해 보다 최적의 기준을 채택하는 알고리즘을 이용하는 것에 있다. 본 발명의 아이디어는 오버-디-에어 교정과 자기-교정 모두에 적용될 수 있다.
본 발명의 아이디어에서, 보다 최적의 기준은 최소 평균 제곱 오차(MMSE) 기준일 수 있고, 보다 최적의 기준을 채택하는 알고리즘은 예를 들면, 행렬 최소 제곱(MLS) 알고리즘 및 행렬 MMSE 알고리즘일 수 있다.
새로운 교정 방법을 유도하기 위하여, 본 발명의 실시예들에 따른 보다 타탕하고 실현가능한 상반성 오차 교정 프로세스가 [3GPP RAN1 Tdoc for LTE and LTE-A, R1-094622] 모델에 기초하여 설명될 것이다.
도 3은 본 발명의 실시예들에 따른 시스템 모델의 개략적인 블록도를 도시한다.
무선 송신기는 무선 수신기의 것과 다른 RF 회로를 갖는다. 안테나들 사이의 결합 효과는 안테나 유닛 자체의 응답에 비해 상대적으로 약하다고 가정된다. RF 채널의 효율적인 채널 응답(H∈{H br,H bt,H mr,H mt})이 예를 들면, 다음과 같은 "근사 대각(approximate diagonal)" 특성을 갖는 행렬로 모델링될 수 있고:
Figure 112012072766690-pct00014
(1)
여기서 임의의 i≠j, i,j=1,...,L에 대하여
Figure 112012072766690-pct00015
이고
Figure 112012072766690-pct00016
이고, L은 교정에 참여하는 안테나들의 수이다. eNB의 안테나들의 수는 N이고 UE의 안테나들의 수는 M이고, eNB에 대하여 L=N이고, UE에 대하여 L=M이라고 가정된다. eNB와 UE 모두를 포함하는 RF 경로를 통과하는 것에 의해, 신호에 의해 경험되는 실질적인 채널 다운링크와 업링크는 다음과 같다:
H DL =H mr H Al , DL,H bt
H UL =H br H Al , UL,H mt (2)
가설 1): 업링크 및 다운링크 전송은 채널 코히어런스 시간(channel coherence time) 내에 있다, 예를 들면, H Al , DL =H T Al , UL;
가설 2): H br, H bt, H mr, H mt는 예를 들면, H∈{H br,H bt,H mr,H mt}에 대하여 모두 풀 랭크(full rank) 행렬들이고; 랭크(H)=L이고; H mr 및 H mt에 대하여, L=M이고; H br 및 H bt에 대하여, L=N이다.
위의 가설들을 위의 두개의 식들로 적용하면, 다음이 유도된다.
Figure 112012072766690-pct00017
(3)
다음과 같이 규정하는 것에 의하여,
Figure 112012072766690-pct00018
Figure 112012072766690-pct00019
(4)
다음이 유도된다.
Figure 112012072766690-pct00020
(5)
식(5)는 실질적인 업링크와 다운링크 사이의 상반성에 대한 모델을 제공한다.
상반성 오차 교정의 목적은 eNB 측의 상반성 오차(E b)와 UE 측의 상반성 오차(E m)를 계산하고, 이를 이용자 신호들을 보상하는데 적용하여 H DL을 예상하기 위하여 H UL을 이용하여 H DL와 H UL사이의 상반성을 보장하기 위한 것이고; 그 반대이기도 하다(vice versa).
업링크와 다운링크 채널 측정 파일럿들을 갖는 시스템들에 대하여, H DL와 H UL이 기준 신호들, 예를 들면, LTE-A의 다운링크 채널 조건 정보 기준 신호(CSI-RS)와 업링크 기준 신호(SRS)를 통해 측정될 수 있다. 따라서,
Figure 112012072766690-pct00021
식에 대하여, 그의 두개의 독립 행렬들(E b 와 E m)이 알려져있지 않기 때문에, 이는 명백하게 직접 해결될 수 없다.
문헌[4]는 기본적인 곱셈-나눗셈 기반 해법 방법을 제공하고, 여기서 모든 송수신기 응답들은 판디아고날하다(pandiagonal)는 가설(예를 들면, hul , ij=0, hdl,ij=0, i≠j)에 기초하여 모델링된다. 복수의 교정된 채널들 내에 존재하는 임의의 복소수 상반성 오차(c)는 안테나 어레이 이득에 영향을 미치지 않을 것이므로, 식
Figure 112012072766690-pct00022
은 풀릴 수 있고 채널 응답 행렬이 판디아고날이고 E b 와 E m 중 하나에서 한 요소가 상반성 기준이 될 때 무한해들을 가진다. 이후로, 다중 파라미터 추정 문제가 수학적 식을 통해 표현되고 E b 와 E m 사이의 연관이 제거되어 위의 문헌에서와 같이 최소 제곱(LS) 오차를 최소화시키는기보다 최소 평균 제곱 오차(MMSE)를 최소화시키게 된다.
Figure 112012072766690-pct00023
(6)
이 각각 잘못된 계수 제곱 행렬(A l, A r, B l, B r)과 복소수가 부가된 백색 가우스 노이즈들(NDL 및 NUL)을 갖는 추정된 다운링크 및 업링크 채널 응답들(H DL 및 H UL)을 표현하도록 하자. A l, A r, B l, B r가 모두 풀 랭크 행렬들이라고 가정하면, 상반성 모델(5)을 식(6)으로 적용하는 것에 의해,
Figure 112012072766690-pct00024
이 유도된다.
Figure 112012072766690-pct00025
,
Figure 112012072766690-pct00026
,
Figure 112012072766690-pct00027
라고 하자.
위의 식은 다음과 같이 써질 수 있고
Figure 112012072766690-pct00028
(7)
여기서, N E는 그의 요소들이 CN(0,
Figure 112012072766690-pct00029
)의 독립 복소수 가우스 분포를 따르는 행렬이다.
우측 곱셈 행렬 E r, 또는 좌측 곱셈 행렬 E l을 추정하기 위하여, 다음 가설들이 도입되어야 한다:
가설 3): 안테나 결합 효과는 상당히 작고 따라서 무시될 수 있다. 예를 들면, H br, H bt, H mr, H mt는 모두 대각이고 따라서 E b와 E m은 모두 대각이다.
가설 4): 채널 추정 오차들의 행렬 계수형은 없으며, 모든 추정 오차들은 노이즈형이고, 예를 들면, A l, A r, B l, B r은 모두 단위 행렬들이다.
가설 3)을 이용하여, 상반성 기준, 즉, UE의 제 1 안테나 가지의 상반성 오차(em ,1)를 선택하는 것에 의해, E m과 E b 사이의 연관을 제거하기 위하여, E m(가설 (4)로 E l의 추정으로 동일해짐)이 기본 최소 제곱(ELS)(문헌[4]) 추정 알고리즘을 통해 먼저 추정될 수 있다.
Figure 112012072766690-pct00030
(8)
여기서
Figure 112012072766690-pct00031
이고,
여기서 diag[]는 대각 변환을 나타낸다.
식(8)을 식(7)로 적용하고,
Figure 112012072766690-pct00032
을 우측으로 이동시키는 것에 의해, 다음이 유도될 수 있다.
Figure 112012072766690-pct00033
(9)
이제, 더 나은 성능을 얻기 위하여, 행렬 최소 제곱(MLS) 추정 알고리즘, 행렬 최소 평균 제곱 오차(MMSE) 추정 알고리즘, 또는 그의 다른 변종들을 이용하는 것에 의해 E b(가설 4로 E r의 추정과 동일해짐)가 추정될 수 있다.
문헌[4]에서 채택된 ELS 알고리즘의 MMSE 기반 추정 알고리즘의 장점은 가정(3)의 수립이 필요하지 않다는데 있고, 따라서 실제적인 조건들에 더 잘 맞을 것이고, 따라서 더 나은 상반성 오차 교정 성능을 제공할 수 있다.
이하로, 전형적인 행렬 LS와 행렬 MMSE 추정 알고리즘들의 실시예들만이 설명된다. 상이한 설계 요건들(복잡성과 성능 사이의 균형)에 따라, [J. Proakis, "Digital Communications," McGraw-Hill Science, 4 edition, August 15, 2000]을 참조하는 것에 의해 다른 변종들이 실행될 수 있다.
행렬 최소 제곱( LS ) 추정 방법은:
Figure 112012072766690-pct00034
(10)
여기서, (●)+는 행렬의 좌측 역행렬(left inversion of a matrix)을 나타낸다.
행렬 MMSE 추정 방법은:
Figure 112012072766690-pct00035
(11)
여기서,
Figure 112012072766690-pct00036
은 E r의 2차 통계(자동 공분산)이고,
Figure 112012072766690-pct00037
은
Figure 112012072766690-pct00038
에 의해 근사될 수 있는 노이즈(
Figure 112012072766690-pct00039
)의 파워 밀도이다.
Figure 112012072766690-pct00040
은
Figure 112012072766690-pct00041
의 이전 추정들로부터 계산될 수 있다.
본 발명을 더 잘 이해하기 위하여, 본 발명의 바람직한 실시예들에 따른 상반성 오차 교정 방법이 다음에서 도 4를 참조하여 설명될 것이다.
도 4는 본 발명의 실시예들에 따른 상반성 오차 교정 방법의 흐름도를 도시한다.
먼저, 단계(S101)에서, UE는 그의 안테나들 모두로부터 다운링크 채널 응답(H DL)을 측정하고 측정된 H DL을 eNB로 공급한다. 예를 들면, 측정된 H DL은 채널 상태 정보(CSI)를 통하여 eNB로 피드 백될 수 있다.
단계(S102)에서, eNB는 업링크 기준 신호(사운딩 기준 신호, SRS)에 기초하여 업링크 채널 응답(H UL)을 측정한다.
단계(S103)에서, eNB는 상반성 모델(
Figure 112012072766690-pct00042
)에 따른 LS 기준을 채택하는 알고리즘을 이용하여 H DL과 H UL에 기초하여 이용자 장비 상반성 오차(E m)와 기지국 상반성 오차(E b) 중 하나를 계산한다. 예를 들면, eNB는 위의 식들(6)~(8)에 따라 ELS 알고리즘을 이용하여 이용자 장비 상반성 오차(E m)를 계산할 수 있다.
단계(S104)에서, eNB는 E m과 E b 중 계산된 하나에 기초하여 E m과 E b 중 다른 하나를 계산하기 위하여 MMSE 기준을 채택하는 다른 알고리즘을 이용한다. 예를 들면, 위에서 언급된 바와 같이, eNB는 계산된 이용자 장비 상반성 오차(E m)에 기초하여 행렬 LS 알고리즘 또는 행렬 MMSE 알고리즘을 이용하여 기지국 상반성 오차(E b)를 계산한다.
마지막으로, 단계(S105)에서, eNB는 계산된 이용자 장비 상반성 오차(E m)와 기지국 상반성 오차(E b)에 기초하여 상반성 오차 교정 연산을 실행한다.
특히, 단계(S105)에서, 위에서 언급된 것과 같이, 식
Figure 112012072766690-pct00043
은 채널 응답 행렬이 판디아고날(예를 들면, hul,ij=0, hdl,ij=0, i≠j)이라는 가설에 기초하여 em ,1과 eb ,1 중 하나(또는 E m과 E b 중 임의의 요소)를 이용하여 풀린다. 단계(S104)에서, E m과 E b 중 다른 하나는 가설 없이 MLS 또는 행렬 MMSE를 이용하여 E m과 E b 중 계산된 하나에 기초하여 계산된다.
도 5는 본 발명의 실시예들에 따른 상반성 오차 교정 디바이스의 블록도를 도시한다.
도 5에 도시된 바와 같이, 본 발명의 실시예들에 따른 상반성 오차 교정 디바이스는: 측정을 통해 다운링크 채널 응답(H DL)을 얻도록 구성된 다운링크 측정 모듈(101); 측정을 통해 업링크 채널 응답(H UL)을 얻도록 구성된 업링크 측정 모듈(102);
Figure 112012072766690-pct00044
에 따라 LS 기준을 채택하는 알고리즘을 이용하여 H DL과 H UL에 기초하여 이용자 장비 상반성 오차(E m)와 기지국 상반성 오차(E b) 중 하나를 계산하도록 구성된 LS 계산 모듈(103); E m과 E b 중 계산된 하나에 기초하여 MMSE 기준을 채택하는 다른 알고리즘을 이용하여 E m과 E b 중 다른 하나를 계산하도록 구성된 MMSE 계산 모듈(104); 및 계산된 상반성 오차들(E m과 E b)을 이용하여 상반성 교정 연산을 실행하도록 구성된 상반성 오차 교정 모듈(104)을 포함한다.
도 4와 도 5를 참조하여 설명된 본 발명의 실시예들에 따른 상반성 오차 교정 모듈과 상반성 오차 교정 디바이스가 eNB에서 실행되는 것으로 설명된다. 그러나, 당업자는 본 발명이 이에 제한되지 않는다는 것을 이해할 것이다. 본 발명의 실시예들에 따른 상반성 오차 교정 방법과 상반성 오차 교정 디바이스는 UE에서 또한 실행될 수 있다. 예를 들면, 다운링크 측정 모듈(101)이 UE에 위치될 수 있다. 이러한 경우에, 본 발명의 실시예들에 따른 상반성 오차 교정 디바이스는 또한 그의 안테나들의 모두로부터 UE에 의해 측정된 다운링크 채널 응답들(H DL)을 eNB로 송신하도록 구성된, UE에 위치된 송신 모듈; 및 UE로부터 다운링크 채널 응답(H DL)을 수신하도록 구성된, eNB에 위치된 수신 모듈을 포함한다.
이하로, 제안된 방법이 시뮬레이션을 통해 확인될 것이다. 시뮬레이션에 의해 채택되는 파라미터들은 다음으로 규정된다: LTA-A 링크, 3개의 UE들, 3개의 eNB들, 두개의 안테나들이 설치된 각각의 UE, 4개의 안테나들이 설치된 각각의 eNB, 16QAM, 터보 코드, 1mps 속도, 도시 마이크로 셀 시나리오(Urban micro cell scenario), -5dB 셀간 간섭, 피드백을 위한 6-비트 채널 양자화.
도 6은 본 발명의 실시예들에 따른 상반성 오차 교정 방법과 종래의 상반성 오차 교정 방법을 비교한 시뮬레이션 결과들을 도시한다.
빠르고 신뢰도있게 결과들을 얻기 위하여, 복조기 입력 신호들의 신호 대 간섭 및 잡음비(Signal to Interference plus Noise Ratio;SINR)가 성능의 측정기준(metric)으로 이용된다. 16QAM + 터보 코드의 입력/출력 SNR 매핑표를 살펴보는 것에 의해, 측정기준이 BER/BLER로 매핑될 수 있다.
도 6에서, "SRS w/o RE"는 상반성 오차가 없는 채널 측정 결과를 나타내고; "ELS eNB + UE Cal"은 ELS 추정 알고리즘을 이용하여 기지국과 단말 모두로 상반성 오차 교정을 실행한 채널 측정 결과를 나타내고; "LS eNB Cal"은 단지 eNB로 LS 상반성 오차 교정만을 실행한 채널 측정 결과를 나타내고; "RE w/o Cal"은 어떠한 상반성 오차 교정도 가하지 않은 채널 측정 결과를 나타내고; "MLS eNB + UE Cal"은 MLS 추정 알고리즘을 이용하여 기지국과 단말 모두에 상반성 오차 교정을 실행한 채널 측정 결과를 나타내고; "MMSE eNB + UE Cal"은 MMSE 추정 알고리즘을 이용하여 기지국과 단말 모두로 상반성 오차 교정을 실행한 채널 추정 결과를 나타낸다.
eNB 측의 MMSE 추정 알고리즘은 특히 동작하는 SNR 범주(0dB-20dB)에서 거의 완벽한 성능을 구현할 수 있다는 것이 도 6에서 보여진다. 행렬 LS(MLS) 추정 알고리즘은 또한 낮은 SNR에서 더 큰 이득을 제공할 수 있다. SNR=0dB에 대하여, 본 발명의 MMSE 교정 알고리즘을 통하여, 약 2dB의 링크 이득이 구현될 수 있다.
UE 측 상반성 오차와 eNB 측 상반성 오차 상에서의 반복 추정이 앞서 언급된 모델에 기초하여 실행될 수 있다는 것에 주의되어야 한다. 예를 들면, ELS 추정 알고리즘은 E m을 추정하기 위해 이용될 수 있으며, 이후 MMSE 추정 알고리즘이 E b를 추정하기 위해 이용되고, 다음, E m이 행렬 MMSE 추정 알고리즘을 이용하여 업데이트된다. 프로세스는 또한 E b의 ELS 추정 알고리즘으로부터, 즉, E b를 추정하기 위한 ELS 추정 알고리즘을 이용하여 시작될 수 있으며, 그 후에는 E m를 추정하기 위한 MMSE 추정 알고리즘을 이용하고, 다음으로, E b를 업데이트하기 위한 행렬 MMSE 추정 알고리즘을 이용한다.
본 발명은 TDD 시스템들을 위한 UE/eNB 상반성 교정 해법을 제공하며, 이는 단일 셀 또는 CoMP 시나리오에 적용가능하고, 이로 인해 특히 정상적으로 동작하는 SNR 범위에서 채널 상반성 기반 TDD 시스템들의 성능이 개선된다.
본 발명의 실시예들에 따라 기지국에 의해 실행된 기능들이 방법 단계들의 형태로 설명되었지만, 도 4에 도시된 바와 같은 각 단계는 도 5에 도시된 바와 같은 하나 또는 그 이상의 기능적 모듈들에 의해 실행될 수 있다. 기능적 모듈들은 또한 실질적인 응용에서 하나의 칩 또는 하나의 디바이스로 통합될 수 있다. 당업자는 본 발명의 실시예들의 기지국이 또한 다른 목적들을 위한 임의의 유닛들 또는 모듈들을 포함할 수 있다는 것을 이해하여야 한다.
당업자는 위에서 설명된 방법들의 다양한 단계들이 프로그램된 컴퓨터들에 의해 실행될 수 있다는 것을 쉽게 인식할 것이다. 여기서, 일부 실시예들은 또한 기계 또는 컴퓨터 판독가능한 프로그램 저장 디바이스들, 예를 들면, 디지털 데이터 저장 매체들, 그리고 인코딩된 머신 실행가능한 또는 컴퓨터 실행가능한 명령들의 프로그램들을 포함하는 것으로 의도되고, 상기 명령들은 상기 설명된 방법들의 일부 또는 모든 단계들을 실행한다. 프로그램 저장 디바이스들은, 예를 들면, 디지털 저장 매체, 자기 디스크들 및 자기 테이프들과 같은 자기 저장 매체들, 하드 드라이브들, 또는 광학적으로 판독가능한 디지털 데이터 저장 매체들일 수 있다. 실시예들은 또한 위에서 설명된 방법들의 상기 단계들을 실행하기 위하여 저장 매체들에 기록된 프로그램들을 실행하도록 프로그램된 컴퓨터들을 포함하는 것으로 의도된다.
위의 설명과 도면들은 단지 본 발명의 원리를 설명한다. 따라서 당업자는 여기서 배타적으로 설명되거나 도시되지 않았으나 본 발명의 원리들을 구현하고 그의 정신과 범주 내에 포함되는 다양한 배열들을 고안할 수 있을 것임이 인정될 것이다. 또한, 여기에 나열된 모든 예들은 주로 본 발명의 원리들과 해당 분야를 발전시키는 발명자들에 의해 제공된 개념들을 이해하는데 독자를 도와주기 위한 교수의 목적들만을 위한 것이 되도록 특히 의도되고, 이러한 특별하게 나열된 예들과 조건들로의 제한이 없는 것으로 해석되어야 한다. 또한, 그의 특별한 예들 뿐만 아니라 본 발명의 원리들, 양태들, 그리고 실시예들을 나열하는 여기서의 모든 서술들은 그의 동등물들을 포함하는 것으로 의도된다.
101: 다운링크 측정 모듈 102: 업링크 측정 모듈
103: LS 계산 모듈 104: MMSE 계산 모듈
105: 상반성 오차 교정 모듈

Claims (12)

  1. 상반성 오차 교정(reciprocity error calibration)을 위한 방법에 있어서:
    다운링크 채널 응답(H DL)을 측정하는 단계;
    업링크 채널 응답(H UL)을 측정하는 단계;
    상반성 모델(
    Figure 112012072766690-pct00045
    )에 따라 상기 H DL과 H UL에 기초하여 최소 제곱(least square;LS) 기준을 이용하여 이용자 장비 상반성 오차(E m)와 기지국 상반성 오차(E b) 중 하나를 계산하는 단계;
    최소 평균 제곱 오차(minimum mean square error;MMSE) 기준을 채택하는 알고리즘을 이용하여 상기 E m과 E b 중 계산된 하나에 기초하여 상기 E m과 E b 중 다른 하나를 계산하는 단계; 및
    상기 계산된 이용자 장비 상반성 오차(E m)와 기지국 상반성 오차(E b)를 이용하여 상반성 오차 교정 연산을 실행하는 단계를 포함하는, 상반성 오차 교정을 위한 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 LS 기준을 채택하는 알고리즘은 기본 최소 제곱(elementary least square;ELS) 알고리즘인, 상반성 오차 교정을 위한 방법.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 MMSE 기준을 채택하는 알고리즘은 행렬 최소 제곱(matrix least square;MLS) 알고리즘과 행렬 MMSE 알고리즘 중 하나인, 상반성 오차 교정을 위한 방법.
  4. 제 1 항 내지 제 3 항 중 어느 한 항에 있어서,
    MMSE 기준을 채택하는 다른 알고리즘을 이용하여 상기 E m과 E b 중 상기 계산된 다른 하나에 따라
    Figure 112012072766690-pct00046
    에 기초하여 상기 E m과 E b 중 하나를 업데이트하는 단계를 추가로 포함하는, 상반성 오차 교정을 위한 방법.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 MMSE 기준을 채택하는 다른 알고리즘은 행렬 최소 제곱(MLS) 알고리즘과 행렬 MMSE 알고리즘 중 하나인, 상반성 오차 교정을 위한 방법.
  6. 제 1 항 내지 제 3 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 방법은 이용자 장비 또는 기지국에서 실행되는, 상반성 오차 교정을 위한 방법.
  7. 상반성 오차 교정을 위한 디바이스에 있어서:
    다운링크 채널 응답(H DL)을 측정하도록 구성된 다운링크 측정 모듈;
    업링크 채널 응답(H UL)을 측정하도록 구성된 업링크 측정 모듈;
    상반성 모델(
    Figure 112012072766690-pct00047
    )에 따라 상기 H DL과 H UL에 기초하여 최소 제곱(LS) 기준을 이용하여 이용자 장비 상반성 오차(E m)와 기지국 상반성 오차(E b) 중 하나를 계산하도록 구성된 LS 계산 모듈;
    최소 평균 제곱 오차(MMSE) 기준을 채택하는 알고리즘을 이용하여 상기 E m과 E b 중 상기 계산된 하나에 기초하여 상기 E m과 E b 중 다른 하나를 계산하도록 구성된 MMSE 계산 모듈; 및
    상기 계산된 이용자 장비 상반성 오차(E m)와 기지국 상반성 오차(E b)를 이용하여 상반성 오차 교정 연산을 실행하도록 구성된 상반성 오차 교정 모듈을 포함하는, 상반성 오차 교정을 위한 디바이스.
  8. 제 7 항에 있어서,
    상기 LS 기준을 채택하는 알고리즘은 기본 최소 제곱(ELS) 알고리즘인, 상반성 오차 교정을 위한 디바이스.
  9. 제 7 항에 있어서,
    상기 MMSE 기준을 채택하는 알고리즘은 행렬 최소 제곱(MLS) 알고리즘과 행렬 MMSE 알고리즘 중 하나인, 상반성 오차 교정을 위한 디바이스.
  10. 제 7 항 내지 제 9 항 중 어느 한 항에 있어서,
    MMSE 기준을 채택하는 다른 알고리즘을 이용하여 상기 E m과 E b 중 상기 계산된 다른 하나에 따라
    Figure 112012072766690-pct00048
    에 기초하여 상기 E m과 E b 중 하나를 업데이트하도록 구성된 업데이트 모듈을 추가로 포함하는, 상반성 오차 교정을 위한 디바이스.
  11. 제 10 항에 있어서,
    상기 MMSE 기준을 채택하는 다른 알고리즘은 행렬 최소 제곱(MLS) 알고리즘과 행렬 MMSE 알고리즘 중 하나인, 상반성 오차 교정을 위한 디바이스.
  12. 제 7 항 내지 제 9 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 디바이스는 이용자 장비 또는 기지국에서 실행되는, 상반성 오차 교정을 위한 디바이스.
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