KR101358182B1 - 주파수 특성 및 임펄스 응답의 상승 시점의 측정 방법과,음장보정장치 - Google Patents

Abstract

본 발명은 단시간에 재생음장의 주파수 특성을 측정한다. 이러한 본 발명에서는, 재생음장의 주파수 특성을 측정하는 경우에,

N: 1개의 TSP신호의 길이

ν: 스피커와 마이크로폰과의 사이의 임펄스 응답의 길이

TN: TSP신호의 1개의 존속 기간

T1∼T(k+L): 기간 TN을 단위로 하는 기간(k≥1, L≥0)이라고 할 때, 값 N을 값 ν에 대하여

N≤ν의 관계로 설정한다. TSP신호를, 기간 T1∼Tk에 걸쳐 기간 TN마다 반복하여 스피커에 공급한다. 기간 T1∼T(k+L)에 있어서의 마이크로폰의 출력 신호를, 기간 TN마다 가산 및 평균한다. 이 가산 평균 값에 순환 콘벌루션 연산을 해서 스피커와 마이크로폰과의 사이의 주파수 특성을 구한다.

주파수 특성, 음장 보정, 스피커, 마이크로폰

Description

주파수 특성 및 임펄스 응답의 상승 시점의 측정 방법과, 음장보정장치{METHOD FOR MEASURING FREQUENCY CHARACTERISTIC AND RISING EDGE OF IMPULSE RESPONSE, AND SOUND FIELD CORRECTING APPARATUS}

도 1은 본 발명을 설명하기 위한 타이밍도,

도 2는 본 발명을 설명하기 위한 도면,

도 3은 본 발명을 설명하기 위한 파형도,

도 4는 본 발명을 설명하기 위한 파형도,

도 5는 본 발명을 설명하기 위한 파형도,

도 6은 본 발명을 설명하기 위한 도면,

도 7은 본 발명을 설명하기 위한 도면,

도 8은 본 발명에 따른 신호 처리 방법의 일 형태를 나타낸 흐름도,

도 9는 본 발명에 따른 신호 처리 방법의 다른 형태를 나타낸 흐름도,

도 10은 본 발명을 설명하기 위한 파형도,

도 11은 본 발명을 설명하기 위한 파형도,

도 12는 본 발명을 설명하기 위한 특성도,

도 13은 본 발명의 일 형태를 나타낸 계통도,

도 14는 TSP신호를 설명하기 위한 파형도,

도 15는 TSP신호를 설명하기 위한 도면,

도 16은 TSP신호를 설명하기 위한 파형도이다.

*도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명*

11: 신호원 12: 디스플레이

14C∼14RB: 스피커 15: 마이크로폰

20: 음장보정장치 22: 디코더 회로

23C∼23RB: 보정회로 24: 엔코더 회로

31: TSP신호 형성 회로 34: 해석 회로

35: 제어회로 37: 표시 수단

231: 이퀄라이저 회로

본 발명은, 주파수 특성 및 임펄스 응답의 상승 시점의 측정 방법과, 음장보정장치에 관한 것이다.

DVD와 디지털 방송 등의 보급에 의해, 일반의 가정에도 홈 시어터 시스템 등의 멀티채널 오디오 시스템이 보급되고 있지만, 이것에 따라 오디오 채널에 대한 각종의 설정과 조정을 청취자(유저) 자신이 행할 필요가 증가하고 있다.

그러나, 이 멀티채널 오디오 시스템에 있어서의 설정과 조정은 번잡하고, 특히 이 종류의 지식이 부족한 청취자에 따라서는 난해한 것도 많다. 그래서, 청취자에 의한 설정과 조정을 간략화 또는 생략하기 위해서, 멀티채널 오디오 시스템의 기기 자신, 예를 들면 AV앰프 자신에게 오디오 재생시의 보정처리를 행하게 하는 방향에 있다.

이 보정처리는 「자동음장보정」등이라고 부르고 있지만, 이 자동음장보정은, 재생음장의 임펄스 응답을 측정하여, 그 측정 결과에 근거해서 행해진다. 즉,

(a) 설정과 조정의 대상이 되는 채널의 스피커에, 도 14a의 좌측에 나타낸 임펄스 신호를 공급하고, 임펄스 음을 출력한다.

(b) 출력된 임펄스 음를, 청취자의 청취 위치에 설치한 마이크로폰에 의해 수음하고, 도 14a의 우측에 나타낸 바와 같이, 재생음장의 임펄스 응답을 나타낸 신호를 얻는다.

(c) 이 임펄스 응답신호를 해석하여, 음장보정용의 파라미터를 얻는다.

(d) 이 음장보정용의 파라미터에 의해 해당하는 채널의 오디오 신호를 보정한다고 하는 처리를 행하는 것이다.

그러나, 임펄스를 사용할 경우에는, 마이크로폰의 출력 신호의 S/N이 대단히 나빠진다. 그래서, 임펄스를 에너지가 시간축 상에 분산된 펄스로 변환하고, 그 변환 결과의 펄스를 사용하는 방법이 생각되고 있다.

이 변환 결과의 펄스는 「TSP(Time Stretched Pulse)」이라고 부르고 있는 것으로, 도 14b의 좌측은, 그의 TSP신호의 파형의 일례를 나타낸다. 이때,

N: TSP길이. 1개의 TSP신호의 총 샘플 수이기도 하다.

TN: N샘플의 기간. 단위기간.

이고, 예를 들면 N=4096이다.

이 경우, 임펄스를 TSP로 변환하기 위해서는, 임펄스에 포함되는 펄스의 위상을 주파수의 2승에 비례해서 진행되게 하면 좋고, TSP를 기본 임펄스로 역변환 하기 위해서는, TSP에 포함되는 펄스의 위상을 주파수의 2승에 비례하여 늦추면 좋다.

즉, 임펄스를 도 15에 나타낸 (1) 및 (2)식에 의해 변환하면, 그 임펄스의 에너지가 시간축 상에서 분산되어서 TSP를 얻을 수 있고, 그 TSP를 도 15에 나타낸 (3) 및 (4)식에 의해 역변환 하면, 분산된 에너지가 집합하여 기본 임펄스를 얻을 수 있다(도 14a의 좌측 및 도 14b의 좌측).

따라서, TSP를 사용하는 경우에는,

(e) 임펄스 신호 대신에 TSP신호를 사용해서 (a) 및 (b)항을 실행하고, 도 14b의 우측에 나타낸 것처럼, 재생음장의 TSP응답을 나타낸 신호를 얻는다.

(f) 이 TSP응답 신호에 있어서의 분산된 에너지를 원래로 되돌려서 임펄스 응답신호(도 14a의 우측)로 역변환 한다.

(g) 이 임펄스 응답신호를 사용해서 (c) 및 (d)항을 실행한다고 하는 처리를 행하면 좋게 된다.

그리고, TSP을 사용할 경우에는, 에너지가 시간축 상에 분산되어 있으므로, 마이크로폰의 출력 신호의 S/N이 개선되어, 보다 적절하게 음장보정을 행할 수 있다.

도 16은, 실제로 TSP를 사용해서 임펄스 응답을 측정하는 경우의 타이밍 도이다. 즉, 도 16a에 나타나 있는 바와 같이, 4096샘플(N=4096)에 의해 1개의 TSP신호가 구성되고, 이 TSP신호가 기간 Tl, T2,..., Tk마다, 스피커에 반복해서 공급된다. 따라서, 마이크로폰으로부터는, 도 16b에 나타나 있는 바와 같이, 기간 Td만큼 지연되어 TSP응답 신호가 출력된다.

이 경우, 기간 Tl∼Tk 각각은, 기간 TN과 동일한 길이이다. 또한, 지연 기간 Td 중, 앞측의 기간 Ta는 스피커와 마이크로폰과의 간격에 대응하고, 뒤측의 기간 Ts는 시스템의 지연에 의해 생기는 것이다. 따라서, 기간 Ta는, 스피커와 마이크로폰과의 간격에 대응해서 변화되고, 기간 Ts는 일정한 값이 된다. 또한, TSP응답 신호는, TSP신호에 대응해서 k회에 걸쳐 반복해 얻어지고, 이때, TSP응답 신호의 각각은, 기본적으로는 같은 것이 된다.

따라서, TSP응답 신호를, 기간 Tl, T2, T3,..., Tk로 구분했을 때, 기간 T2에 얻어지는 TSP 응답 신호는, 그 기간 T2의 TSP에 대응한다고 간주할 수 있다. 이 결과, 기간 T2에, 제1회째의 TSP응답을 측정할 수 있다.

또한, 기간 T3에 얻어지는 TSP 응답 신호는, 그 기간 T3의 TSP에 대응한다고 간주할 수 있다. 따라서, 기간 T3에, 제2회째의 TSP응답을 측정할 수 있다. 이하, 마찬가지로, 기간 Tk에 얻어지는 TSP 응답 신호는, 그 기간 Tk의 TSP에 대응한다고 간주할 수 있다. 따라서, 기간 Tk에, 제(k-1)회째의 TSP 응답을 측정할 수 있다.

단, 기간 Tl에 얻어지는 TSP 응답 신호는, 기간 Td의 부분이 암소음에 의한 노이즈 신호로 되므로, 기간 Tl의 TSP에 대응한다고 간주할 수는 없다. 따라서, 기간 Tk에는, TSP응답은 측정할 수 없다.

이상의 내용으로부터, 1개의 TSP 음을 k회에 걸쳐 반복 출력하면, (k-1)개의 TSP응답 신호를 얻을 수 있다. 그리고, 이 (k-1)개의 TSP 응답 신호는, 기본적으로 같은 것이므로, 동기적으로 가산할 수 있고, 이때, TSP 응답 신호는 평균화되므로, 변동과 노이즈 등을 무시할 수 있게 된다.

이때, 선행 기술 문헌으로서, 예를 들면, 이하의 문헌이 있다.

[비특허문헌1] Nobuharu Aoshima, "Computer-generated pulse slgnal applied for sound measurement", J.Acoust.Soc.Am., No.69(5), May 1981

[비특허문헌2] Yoiti Suzuki, etc., "An optimtum computer-generated pulse signal suitable for the measurement of very long impulse responses", J.Acoust.Soc.Am., No.97(2), Feb.1995

[비특허문헌3] 스즈키 요이치 기타, "시간 연장 펄스의 설계법에 관한 고찰", 신학 기법, EA92-86(1992-12)

[비특허문헌4] "TSP을 사용한 임펄스 응답의 측정", [0n line], 전자기술 종합 연구소, 인터넷[URL:http://tosa.mri.co.jp/sounddb/tsp/tsp_circular.htm]

그런데, 상기 문헌 등에 의하면, TSP를 사용해서 임펄스 응답을 측정하는 경 우, 도 14에 나타나 있는 바와 같이, TSP의 길이(샘플 수) N은, 대응하는 임펄스 응답의 길이(유효 진폭이 충분히 작아질 때까지의 길이: 샘플 수) ν보다도 길 필요가 있다. 즉,

N>ν ···(5)

일 필요가 있다.

이것은, 도 16에 있어서, TSP 응답 신호의 유효기간이 길어지면, 앞의 TSP 응답 신호의 유효 부분이, 다음 TSP 응답 신호의 선단부근에 중첩해버리는 것으로도 이해할 수 있다.

따라서, 예를 들면, TSP의 샘플링 주파수가 48kHz에서, 방의 잔향시간이 0.5초라고 하면, TSP의 길이 N은, 24000 샘플(=0.5초)보다도 커진다. 그리고, 역 TSP 변환하는 경우에 FFT의 사용을 생각하면, 길이 N은 2의 멱승이 되므로, N=32768 샘플이 된다.

게다가, 방의 크기와 반사물 등을 고려하여, 잔향시간이 보다 긴 재생음장을 상정하면, 임펄스 응답의 길이 ν가 길어지므로, TSP의 길이 N도 길어진다. 이것은, 측정 시간의 증가, CPU와 DSP 또는 메모리 등의 리소스의 증대를 초래하는 것으로, 바람직한 것이 아니다.

본 발명은, 이러한 문제점을 해결하려고 하는 것이다.

본 발명은,

스피커와 마이크로폰과의 사이의 주파수특성을 측정하는 경우에,

N: 1개의 TSP신호의 길이

ν: 상기 스피커와 마이크로폰과의 사이의 임펄스 응답의 길이

TN: 상기 TSP신호의 1개의 존속 기간

Tl∼T(k+L): 상기 기간 TN을 단위로 하는 기간(k≥1, L≥0)으로 할 때, 상기 값 N을 상기 값 ν에 대하여

N≤ν의 관계로 설정하고,

상기 TSP신호를, 상기 기간 Tl∼Tk에 걸쳐서 상기 기간 TN마다 반복하여 상기 스피커에 공급하고,

상기 기간 Tl∼T(k+L)에 있어서의 상기 마이크로폰의 출력 신호를, 상기 기간 TN마다 가산 및 평균하여,

이 가산 평균값에 순환 콘벌루션 연산을 해서 상기 스피커와 마이크로폰과의 사이의 주파수특성을 얻도록 한 주파수특성의 측정 방법이다.

[발명을 실시하기 위한 최선의 형태]

〔1〕본 발명의 사고방식

지금까지의 측정 방법에서는, 상기 문헌 등에 기재되어 있는 것처럼, 출력하는 TSP의 길이 N 및 재생음장의 임펄스 응답의 길이 ν가, (5)식을 만족할 수 있는 것을 확인하고 나서 TSP를 작성하고, 측정에 임한다.

그러나, 일반적인 음장이면, 주파수 응답 특성 및 타임 얼라인먼트(시간지연 보정)의 보정만이라도 충분하고, 그 보정용 파라미터를 얻을 수 있으면 충분하다.

그래서, 본 발명은, 목표를 「정확한 임펄스 응답의 산출」이 아니라, 「정확한 음장보정용의 파라미터의 도출」로 한다. 이로부터, 재생음장의 잔향시간보다도 짧은 TSP, 즉, (5)식과는 반대로,

N≤ν …(6)

인 TSP음을 재생음장으로 연속해서 출력하고, 가산 평균 및 순환형 계산에 의해 음장보정용의 파라미터를 구한다. 그리고, 그 결과로서, 측정 시간을 단축하고, 동시에 CPU와 DSP 또는 메모리 등의 리소스를 삭감하는 것이다.

〔2〕주파수 특성(주파수 진폭 특성)에 대해서

여기에서는, 값 N, ν가 (6)식에 나타낸 관계이어도, 적절한 동기적 가산을 하여 필요로 하는 주파수 특성이 구해지는 것에 관하여 설명한다.

〔2-1〕 TSP응답 신호에 대해서

도 1은, 본 발명에 있어서, TSP를 사용해서 TSP응답을 측정하는 경우의 타이밍도이다. 즉, 도 1a에 나타나 있는 바와 같이, 4096샘플(N=4096)로 1개의 TSP신호가 구성되고, 이 TSP신호가 기간 T1, T2, ···, Tk마다, 스피커에 반복적으로 연속해서 공급된다. 이때, 대표값으로서, k=10이다(여기까지는, 도 16a와 같다).

따라서, 마이크로폰으로부터는, 도 16b에 나타나 있는 바와 같이, 우선, 기간 T1의 TSP음에 의해, 그의 TSP 응답 신호 SR1이 얻어진다. 도 1에서는, 1개의 TSP 응답 신호가 4개의 단위 기간 TN에 걸쳐 얻어지는 경우이며, 따라서, TSP 응답 신호 SR1은, 기간 T1의 시작 시점부터 기간 Td만큼 지연하고, 기간 T1∼T4에 걸쳐 얻어진다.

이때, TSP음으로서 출력되는 TSP신호의 샘플링 주파수가 48kHz라고 하면, 단위기간 TN은,

4096/48000≒85.3〔ms〕이고,

공기중에서의 음속을 340m/s라고 하면, 음파의 도달 거리는,

340〔m/s〕×85.3〔ms〕≒29〔m〕이 된다.

따라서, AV재생을 행하는 일반적인 방이면, Td<TN이고, 도 1에 나타나 있는 바와 같이, TSP 응답 신호 SR1의 선두는 기간 T1에 위치한다.

또한, 기간 T2의 TSP음에 의해, 기간 T2∼T5에 걸쳐 TSP 응답 신호 SR2가 얻어진다. 이하, 마찬가지로, 기간 Ti(i=1∼k)의 TSP음에 의해, 기간 Ti∼T(i+3)에 걸쳐 TSP 응답 신호 SRi가 얻어진다.

그래서, 도 1b에 나타나 있는 바와 같이, 임펄스 응답신호 SR1 중, 기간 T1의 신호 성분을 신호 S1이라고 하고, 기간 T2의 신호 성분을 신호 S2이라고 하며, 기간 T3의 신호 성분을 신호 S3이라고 하고, 기간 T4의 신호 성분을 신호 S4이라고 한다.

그러면, 다음 TSP 응답 신호 SR2는, TSP 응답 신호 SR2와 비교하여, 시간이 단위기간 TN만큼 이동되어 있는 것만으로, 기본적으로 동일 신호이기 때문에, TSP 응답 신호 SR2에서는, 기간 T2의 신호 성분은 신호 Sl이 되고, 기간 T3의 신호 성분은 신호 S2가 되며, 기간 T4의 신호 성분은 신호 S3이 되고, 기간 T5의 신호 성분은 신호 S4가 된다.

마찬가지로, 어느 TSP 응답 신호 SR1∼SRk도, 시간이 단위기간 TN씩 이동되어 있는 것만으로, 기본적으로 동일하기 때문에, 어느 TSP 응답 신호SRi에 있어서도, 기간 Ti의 신호 성분은 신호 Sl이 되고, 기간 T(i+1)의 신호 성분은 신호 S2가 되고, 기간 T(i+2)의 신호 성분은 신호 S3이 되고, 기간 T(i+3)의 신호 성분은 신호 S4가 된다.

그리고, 실제로는, 마이크로폰의 출력 신호는, 신호 SR1∼SRk이 가산된 신호가 되므로, 도 1c에 나타나 있는 바와 같이, 기간 T1에는 신호 S1이 얻어지고, 기간 T2에는 신호(Sl+S2)가 얻어지고, 기간 T3에는, 신호(Sl+S2+S3)가 얻어지고, 기간 T4에는 신호(Sl+S2+S3+S42)가 얻어진다. 또한 같은 방법으로, 기간 T5∼Tk에는, 각각 신호(Sl+S2+S3+S4)가 얻어진다.

그리고, 기간 T(k+1)∼T(k+3)은, TSP음이 출력되지 않고, 무음이기 때문에, 기간 T(k+1)에는 신호(S2+S3+S4)가 얻어지고, 기간 T(k+2)에는 신호(S3+S4)가 얻어지고, 기간 T(k+3)에는 신호 S4가 얻어진다.

따라서, 기간 T1∼T(k+3)의 각각에 얻어지는 신호를, 기간 TN을 단위로 하여서 구분하여 가산하면, 도 1d에도 도시한 바와 같이,

Sl+(Sl+-S2)+(Sl+S2+S3)+(Sl+S2+S3+S4)×(k-3)+(S2+S3+S4)+

(S3+S4)+S4=(Sl+S2+S3+S4)×k≡k·SW ···(7)이 된다.

즉, 기간 T1∼T(k+3)에 얻어지는 응답 신호 SR1∼SRk을 기간 TN으로 구분하여 가산하고, 그 가산 결과를 TSP음의 출력 회수 k로 제산해서 평균을 취하면, 도 2에 나타나 있는 바와 같이, 1개의 TSP 응답 신호 SR1을 N샘플 기간 TN에서 신호 Sl∼S4로 구분하고, 그 신호 Sl∼S4를 가산한 신호 SW를 얻을 수 있다.

일반화해서 기술하면, 기간 T1∼Tk에 1개의 TSP음을 k회에 걸쳐 출력했을 경우, 기간 T1∼T(k+L)에, N샘플 기간 TN마다 (k+L)회에 걸쳐 응답을 측정하고, 그 응답 신호를 가산 평균하여 신호 SW를 얻는다. 이때, 값 L에 대해서는, 상세하게 후술하지만, 기간 Tk 뒤에 TSP응답 음을 수음하는 무음기간의 수이며, 도 1에서는, L=3이다.

이렇게 하여 구한 신호 SW를 주파수 해석했을 때, 주파수 응답 특성으로서 충분한 결과를 얻을 수 있는 것이라면, 신호 SW를 음장보정용의 파라미터의 도출에 사용 가능하게 된다. 다음에, 이 점에 대해서 검토한다. 이때, 이하에서는, 이 TSP응답 신호 SR1∼Rk을, 단위기간 TN마다 가산 평균한 신호 SW를 「랩(wrapped) 신호 SW」라고 부르고, 그 가산 평균의 처리를 「랩 처리」라고 부른다.

〔2-2〕임펄스 응답신호 및 랩 신호의 특성 비교

여기에서는, 본래의 임펄스 응답신호와, 랩 신호와의 파형의 특성에 관하여 설명한다. 도 3a는, 1024 샘플의 임펄스 응답신호의 파형의 일례를 나타내고, 도 3b는, 그의 임펄스 응답 신호를 FFT 했을 때의 진폭 값을 나타낸다. 또한, 도 4a는, 도 3a의 임펄스 응답신호를, 도 1 및 도 2의 경우와 같이, 256샘플(N=256)마다 랩 처리했을 때의 랩 신호의 파형을 나타내고, 도 4b는, 그 랩 신호를 FFT 했을 때의 진폭 값을 나타낸다. 이때, 도 3과 도 4에서는, 가로축의 피치(눈금)가 다르다.

그리고, 이 도 3b의 FFT 진폭 값과, 도 4b의 FFT진폭 값을 비교하면, 대략 외형이 유사한 것을 알 수 있다.

그래서, 임펄스 응답신호의 FFT결과의 선두부분(도 3b의 선두부분)을 추출해서 도시하면, 도 5a와 같고, 랩 신호의 FFT결과의 선두부분(도 4b의 선두부분)을 추출해서 도시하면, 도 5b와 같다. 그리고, 이 도 5에 의하면, 랩 신호의 FFT 진폭 값은, 임펄스 응답신호의 FFT 진폭 값과, 4샘플마다 일치하고 있는 것을 알 수 있다.

또한, 이 일치를 수식에 의해 해석하면, 도 6과 같고, 랩 신호의 파형의 FFT 결과가, 임펄스 응답신호의 파형의 FFT 결과의 일부인 것이 증명된다.

따라서, 랩 신호의 파형을 FFT에 의해 해석했을 때의 해상도는, 임펄스 응답신호의 파형을 FFT에 의해 해석한 결과보다도 떨어지지만, 해석 결과의 주파수 축의 값은, 임펄스 응답신호의 파형과 동일 수치를 구할 수 있다. 따라서, (6)식의 경우이어도, 즉, 실제의 재생음장의 임펄스 응답이 4096 샘플 이상의 기간에 걸쳐 계속되어도, 랩 신호 SW에 의해 올바른 주파수 특성을 측정할 수 있고, 적절한 음장보정용의 파라미터를 얻을 수 있다.

〔2-3〕값 L에 대해서

〔2-2〕에 의하면, TSP에 의해 주파수 특성을 측정하는 경우, 값 L을, 상정되는 재생음장의 임펄스 응답에 대응한 크기로 설정하면, (6)식의 상태이어도, 올바른 주파수 특성의 측정이 가능하다.

그러나, 값 L을 상기 크기로 설정하기 위해서는, 어떤 방법으로든 재생음장의 잔향시간을 구해 놓아야 한다. 이 경우, 값 L을 크게 하면, 수식적으로는 문제가 없지만, 기간 T(k+1) 이후의 수음기간, 즉, TSP음이 출력되지 않고 있는 기간이 길어져, 응답이 안정되는 것을 기다리는 한편, 암소음에 의한 노이즈 신호를 수회도 가산해 가게 된다. 또한, 값 L을 고정 값 으로 하면, 잔향시간이 짧은 음장이어도, 수음시간이 길어지므로, 결과적으로 측정 시간의 증대를 초래하게 된다.

따라서, 잔향이 짧다고 판단되는 음장에서는 값 L을 작게, 잔향이 길다고 판단되는 음장에서는 값 L을 길게 하는 것이, S/N과 측정 시간의 관점에서 보아서 합리적이다.

또한, (1)∼(4)식에서의 변수 m은, TSP의 길이 N에 관계되는 파라미터이지만, 이 값 m은, 임펄스 응답의 길이 ν에 의해 한정되는 것은 아니다. 따라서, 값 m은 2에 가까운 값으로 하여, TSP신호의 위상회전을 크게 할 수 있고, 이 결과, TSP 신호의 진폭을 줄일 수 있다. 이 때문에, 측정 신호의 이득을 크게 할 수 있고, S/N에 대해서 효율이 좋은 측정이 가능해 진다.

〔2-4〕값 L의 결정 방법의 예

도 8 및 도 9는, 값 L을 결정하는 알고리즘의 일례를 나타낸다. 이 알고리즘들에서는,

A. 리허설 기간에 암소음의 크기를 측정한다.

B. 기간 T1∼Tk의 처리를 실행한다.

C. 기간 T(k+1)이후는, 기간 TN마다, 암소음의 최대값 또는 평균치를 기준으로 하여, 수음신호의 레벨을 실시간으로 체크한다.

D. C항의 체크 결과에 의해, 처리의 속행 또는 종료를 판단한다.

와 같이 하고 있다.

〔2-4-1〕최대값을 사용하는 경우

이것은, 도8의 알고리즘의 경우이며, 암소음 신호 및 수음신호의 최대값으로부터 최후의 기간 T(k+3)를 판단하도록 한 경우이다. 즉, 도 8에 나타낸 루틴 100에 있어서는, 주파수 특성의 측정이 지시되면, 처리가 스텝101부터 스타트하고, 다음에 스텝102에서, 소정의 길이의 기간 TN×M(M은 자연수)에 걸쳐 암소음을 수음하고, 스텝103에서, 그 수음신호에서의 최대 진폭 값 MAX_noise가 산출된다.

계속해서, 스텝104에 있어서, 도 1에 의해 설명한 바와 같이, 기간 T1∼Tk에 TSP음이 출력됨과 동시에, 기간 T2∼Tk에 TSP 응답 음이 수음되어, 그 수음신호가 기간 TN마다 가산되어서 기간 T2∼Tk에서의 랩 신호 SW가 형성된다. 그리고, 스텝1O5에 있어서, 그 랩 신호 SW에서의 최대 진폭 값 MAX_resp가 산출된다.

다음에, 스텝111에 있어서, 도 1에 나타나 있는 바와 같이, 계속되는 기간 T(k+1)(L=1)에는, TSP음은 출력되지 않지만, TSP 응답 음이 수음되어, 그 수음신호의 최대 진폭 값 MAX_tail, 즉, 기간 T(k+1)에서의 최대 진폭 값 MAX_tail이 산출된다. 이어서, 스텝112에 있어서, 그 최대 진폭 값 MAX_tail과, 스텝103에 의해 구한 암소음 신호의 최대 진폭 값 MAX_noise에 소정의 배율 α(α>1)을 승산한 적(α·MAX_noise)이, 비교된다.

이 비교 결과, MAX_tail>(α·MAX_noise)일 때에는, TSP응답이 얻어졌다고 해석할 수 있으므로, 처리는 스텝112로부터 스텝114로 진행되고, 이 스텝114에 있어서, 스텝111에 의해 수음된 기간 T(k+1)의 TSR응답 신호가, 그것까지의 기간 T2∼Tk의 랩 신호 SW에 가산됨과 아울러, 평균화되어, 그 후에 처리는 스텝111로 되 돌아온다. 따라서, 지금의 경우, 랩 신호 SW는, 기간 T2∼T(k+1)의 TSP 응답 신호가 가산 평균된 신호라고 한다.

그리고, 이후, 기간 T(k+2), T(k+3)에 스텝111∼114가 반복되고, 따라서, 랩 신호 SW는, 기간 T2∼T(k+3)의 TSP응답 신호가 가산 평균된 신호라고 한다.

그리고, 기간 T(k+4)가 되면, TSP응답이 없어지고, 암소음만이 되지만, 이때, 스텝112에 있어서, MAX_tail≤(α·MAX_noise)이 되므로, 처리는 스텝112로부터 스텝113로 진행되고, 이 스텝113에 있어서, 스텝111에 의해 구한 최대 진폭 값 MAX_tail과, 스텝105에 의해 구한 랩 신호 SW의 최대진폭 값 MAX_resp 소정의 배율 β(0<β≤1, β<α)를 승산한 적(β·MAX_resp)이 비교된다.

이 비교 결과, MAX_tail≤(β·MAX_resp)일 때에는, TSP응답이 얻어질 수 없었다고 해석할 수 있으므로, 처리는 스텝113으로부터 스텝300으로 진행된다. 그리고, 이 상태에서는, 랩 신호 SW는, 기간 T2∼T(k+3)의 TSP 응답 신호가 가산 평균된 신호로 되어 있으므로, 스텝300 이후에, 그 랩 신호 SW의 주파수 해석 등이 실행되어, 음장보정용의 파라미터가 형성된다.

이때, 스텝113의 비교 결과, MAX_tail>(β·MAX_resp)일 때에는, 아직, TSP 응답이 종료하고 있지 않다고 해석할 수 있으므로, 처리는 스텝113으로부터 스텝114으로 진행되고, 그 후에 스텝111로 되돌아온다. 즉, TSP 응답 신호의 종료가, 스텝112 및 113의 양쪽에 의해 체크되어, 양쪽이 종료했다고 판단했을 때, 그 때의 랩 신호 SW가 해석되어서 주파수 특성의 보정용의 파라미터에 사용된다.

이렇게 해서, 루틴 100에 의하면, TSP응답 신호의 랩 신호 SW를 적절하게 얻 을 수 있고, 그 결과, 주파수특성의 보정용의 파라미터를 형성할 수 있다.

〔2-4-2〕평균 에너지를 사용하는 경우

이것은, 도 9의 알고리즘의 경우로, 암소음 신호 및 수음신호의 평균 에너지 값으로부터 최후의 기간 T(k+3)를 판단하도록 한 경우이다. 이 처리는, 도 9에 나타낸 루틴 200에 의해 실현되지만, 이 루틴 200에서의 처리는 루틴 100의 처리와 같으므로, 루틴 100에서의 부호를 100번대로부터 200번대로 대신하여 설명은 생략한다. 이때, 루틴 200에 있어서,

Eng_noise: 수음신호에서의 평균 에너지

Eng_resp: 랩 신호 SW에서의 평균 에너지

Eng_tail: 기간 T(k+1) 이후에서의 기간 TN마다의 수음신호의 평균 에너지이다.

그리고, 이 루틴 200에 의해서도, TSP 응답 신호의 랩 신호 SW를 적절하게 얻을 수 있고, 적절한 주파수특성의 보정용의 파라미터를 형성할 수 있다.

〔2-4-3〕보충

도 10a는, 임펄스 응답을 65536샘플 기간에 걸쳐 측정한 예를 나타낸다. 이 도면으로부터도 분명하듯이, 상정된 거리 범위내이면, 임펄스 응답의 에너지는, 최초의 4096샘플의 기간 T1(=TN)에 집중하고, 그 이후의 기간에서는, 최초의 기간 T1에 비교하여, 상당히 작아지고 있다.

그리고, TSP는, 기본적으로는 시각을 변화한 임펄스 열로 구성된 것이라고 생각할 수 있으므로, TSP에 포함되는 최초의 펄스는, TSP 응답 신호에 있어서는, 최초의 기간 T1에 에너지가 집중한다. 마찬가지로, TSP에 포함되는 최후의 펄스는, TSP 응답신호에서는, 다음의 4096샘플의 기간 T2에 에너지가 집중한다. 또한, 도 1에도 도시한 것처럼, k개의 TSP 응답 신호SR1∼SRk을 가산 평균하여 랩 신호 SW를 형성하고 있다.

이상에 따라, 값 k가 큰 경우에는, 값 L이 랩 신호 SW에 미치는 영향은 작아지고, 값 L을 고정 값으로 하여도, 랩 신호 SW에서의 오차는 작아진다. 따라서, 예를 들면 k=32이라고 하면, L=0으로 하여도, 실용상, 필요한 랩 신호 SW를 얻을 수 있다. 그리고, 이때, 〔2-4-1〕 및 〔2-4-2〕의 처리를 실행할 필요가 없고, 전체의 처리를 간략화할 수 있다.

〔3〕타임 얼라인먼트에 대해서

여기에서는, 값 N, ν가 (6)식에 나타낸 관계일 경우의 타임 얼라인먼트를 위한 측정법에 대해서 서술한다.

〔3-1〕임펄스 응답의 상승 시점에 대해서

이 타임 얼라인먼트의 경우, 음장보정처리에 필요한 파라미터는, 스피커와 마이크로폰과의 거리이고, 이 거리는 시간 Ta(지연시간 Td로부터 시스템의 지연시간 Ts를 감산한 시간)에 대응하므로, 랩 신호 SW로부터 임펄스 응답신호를 얻어, 그 상승 시점을 해석하게 된다.

단, TSP 음을 연속적으로 출력해서 얻어진 TSP 응답 신호(도 1)에 대해서, DFT와 FFT 등의 순환 콘벌루션 처리(원형 콘벌루션 처리)에 의해, (3)식 및 (4)식의 역 TSP처리를 실현해서 임펄스 응답을 얻은 경우, 그것은 정확한 임펄스 응답이 아니고, 랩 처리된 임펄스 응답이 된다.

이 때문에, 다음과 같은 문제가 생긴다. 즉, 상기한 바와 같이, 도 10a는 임펄스 응답 파형의 측정 예를 도시하지만, 도 10b는, 그 최초의 4096샘플의 기간 T1의 시간 축을 확대해서 나타낸다. 또한 도 10c는, 동일 조건일 때의 TSP응답 신호를 4096샘플마다 가산 평균하여 랩 신호 SW라고 해서 이 랩 신호 SW를 역 TSP변환해서 임펄스 응답을 얻은 경우의 파형이며, 도 10b와 마찬가지로 시간축을 확대해서 나타낸다.

그리고, 도 10b 및 도 10c에 있어서, 600샘플 부근의 큰 진폭 변화가, 임펄스 또는 TSP에 의해 생긴 최초의 상승이고, 파형의 선두로부터 이 상승 부분까지의 기간이 지연시간 Td이다. 그리고, 도 10b(본래의 임펄스 응답신호)의 경우에는, 파형의 선두로부터 이 상승 부분까지의 기간 Td는, 암소음에 의한 노이즈 성분만으므로, 그 레벨은 충분하게 작아지고, 상승 부분이 명확하다.

따라서, 이 경우에는, 임펄스 응답신호의 최대 진폭 값에, 일정한 비율 a(예를 들면, a=20%)를 승산해서 임계레벨 VTH를 설정하고, 이 임계레벨VTH를 초과한 시점을 파형의 상승점으로 할 수 있다.

그러나, 도 10c(랩 신호 SW를 역 TSP변환한 임펄스 응답신호)의 경우에는, 최초의 기간 T1의 신호에, 기간 T2 이후의 신호가, 샘플 기간 TN(4096샘플 기풀)마다 반복해 가산되어 있으므로, 기간 Td에, TSP응답 신호의 기간 T2이후의 신호가 포함되고, 이 결과, 기간 Td는, 어느 정도의 진폭이 되어 버리고, 상승 부분이 도 10b의 경우 정도 명확하지는 않게 되어 있다.

이 결과, 임계레벨 VTH를 설정할 때, 최대 진폭 값에 승산하는 비율 a를 크게 설정하면, 임계레벨 VTH가 높게 되고, 그 만큼 파형의 상승점을 구하는 시간 정밀도가 나빠진다. 그러나, 역으로 비율 a를 작게 설정하면, 임계레벨 VTH가 낮아지고, 실제의 상승점에서도 앞의 진폭 변화를 상승부분이라고 오판정할 가능성이 높아져버린다.

따라서, 랩 신호 SW를 역 TSP변환해서 얻은 임펄스 응답신호의 경우, 그 임펄스 응답신호의 최대 진폭 값에, 일정한 비율을 승산해서 임계레벨VTH를 설정할 수는 없다. 그래서, 여기에서는, 이하의 성질을 이용해서 임계레벨 VTH를 동적으로 설정한다.

〔3-2〕임펄스 응답의 상승 시점을 구하는 방법

상기와 같이, 랩 신호 SW를 역 TSP 변환한 결과는 정확한 임펄스 응답으로 되어 있지 않지만, 여기에서는, 일반적인 임펄스 응답의 시간축 잔향특성의 성질을 이용한다. 즉,

(A) 일반적인 임펄스 응답신호의 파형에 있어서는, 최초의 상승 부분 및 그 후의 초기 반사음과 비교하여, 잔향부분의 에너지는 작아지고, 랩 신호 SW를 역 TSP변환하여 얻어지는 임펄스 응답신호의 파형은, 일반적인 임펄스 응답신호의 파형과 비교하여, 파형의 개략적인 형상이 크게 상이하다 할 것은 없다. 이 점은, 도 10b 및 도 10c의 파형으로부터도 분명하고, 상승을 알 수 있다.

(B) 랩 신호 SW를 역 TSP변환해서 얻어지는 임펄스 응답신호에 있어서, 파형의 선두부터 상승 부분까지의 기간 Td에서의 신호 성분은, 암소음에 의한 노이즈 성분과 랩 처리에 의한 잔향성분의 가능성이 크므로, 그 기간 Td에서의 진폭은 검출되지 않도록, 미리 고려해 두어야 한다.

(C) 잔향부분의 진폭 및 에너지는, 시간의 경과에 따라서, 기본적으로는 거의 단순감소의 경향이 있다. 예를 들면, 도 10a에 나타낸 임펄스 응답파형 에 의하면, 진폭은 시간축을 진행함에 따라서 감소하고 있다.

또한, 도 11에 나타나 있는 바와 같이(도 11의 파형은, 도 10c의 파형과 동일), 랩 신호 SW를 역 TSP변환해서 얻어지는 임펄스 응답신호에 있어서도, 기간 Td에 계속되는 기간(최대값 이후의 기간)의 진폭은 시간과 함께 감소하고 있다. 그리고, TSP 및 TSP응답 신호 SRl∼SRk는, 기간 TN을 단위로 하여서 반복되어 있는 것이기 때문에, 기간 Td의 신호 부분은, 도 11의 우단(도 11의 종단)에 계속되는 것이라고 생각할 수 있다. 따라서, 기간 Td의 진폭도 시간과 함께 감소하고 있다고 간주할 수 있다.

이들 (A)∼(C)항을 이용하여, 이하와 같은 알고리즘에 의해 상승 시점을 검출하기 위한 임계레벨 VTH를 결정한다.

즉, 상기와 같이, 기간 Td의 신호 부분은, 도 11의 우단에 계속되는 것이라고 생각할 수 있으므로, 기간 Td와, 도 11의 우단에 있어서의 소정의 기간 Tt를, 암소음 레벨을 검출하기 위한 검출 기간 Tx라고 한다. 이때, 기간 Tt는, 지연 기간 Td가 짧은 경우이어도 필요한 길이의 검출 기간 Tx로 하기 위한 것이다.

그리고, 도 12는, 임계레벨 VTH를 결정하기 위한 특성도의 일례를 나타내고, 가로축은 검출 기간 Tx에 있어서의 임펄스 응답신호(TSP 응답 신호에 역 TSP변환을 행한 신호)의 최대 진폭 값 Dx_max, 세로축은 임계레벨 VTH를 나타낸다. 또한, 세로축에 있어서, 최대값 SR_max는, 임펄스 응답신호에 있어서의 최대 진폭 값이며, 상승 부분의 진폭 값이다.

그리고, 이 특성도에 있어서는,

(D) 구간A(Dx_max≤SR_max·2.5％)일 때,

ⅤTH=SR_max·5％라고 한다.

(E) 구간B(SR_max·2.5％＜Dx_max≤SR_max·5％)일 때,

VTH=SR_max·5％로부터 SR_max·20％라고 한다.

(F) 구간C(SR_max·5％＜Dx_max≤SR_max·7.5％)일 때,

VTH=SR_max·20％로부터 SR_max·80％라고 한다.

(G) 구간D(SR_max·7.5％＜Dx_max)일 때,

VTH=SR_max·80％라고 한다.

여기서, 구간A에서는, 고정의 비율 5％에 의해 임계레벨 VTH를 설정하고, 최대 진폭 값 Dx_max와 연동시키지 않고 있다. 이와 같이 고정의 비율로 하는 것은, 재생음장은 노이즈를 잠재적으로 내포함과 아울러, 통계적으로 보아서 그 노이즈 레벨이 있는 일정량을 넘지 않는다고 간주할 수 있기 때문이다. 또한, 구간D에 있어서는, 최대값에 가까운 80％를 임계레벨VTH라고 하고, 구간B, C에서는, 구간A와 구간D와의 사이를 이행하기 위해서, 2단계의 경사로 하고 있다.

그리고, 이와 같이 임계레벨 VTH를, 검출 기간 Tx의 노이즈 레벨에 대응해서 동적으로 변화시키고 있으므로, 실제의 상승점보다도 앞의 진폭 변화를 상승 부분 이라고 오판정할 가능성을 억제할 수 있다.

〔4〕시스템의 구성

도 13은, 본 발명을 적용한 음장보정장치의 일례를 나타내고, 이 예에 있어서는, 음장보정장치를 기존의 멀티채널 AV재생장치에 대하여 어댑터 형식으로 구성한 경우이다.

〔4-1〕 AV재생장치의 예

도 13에 있어서, 대상이 되는 AV재생장치는, AV신호의 신호원(11), 디스플레이(12), 디지털 앰프(13), 스피커(14C∼14RB)로 구성되어 있다. 이 경우, 신호원(11)은, DVD 플레이어나 위성방송의 튜너 등이다. 그리고, 이 예에서는, 신호원(11)의 출력은 DVI형식으로 되고, 비디오신호 DV가 디지털 신호의 상태에서 출력됨과 아울러, 7채널 분의 디지털 오디오 신호가 1개의 직렬 신호 DA로 인코드 된 상태에서 출력된다.

또한, 디스플레이(12)는 그 입력이 DVI형식으로 하고, 본래이면, 신호원(11)으로부터 출력되는 디지털 비디오신호 DV를 그대로 입력할 수 있는 것이다. 또한, 디지털 앰프(13)는, 이 예에 있어서는, 멀티채널의 디코더를 가짐과 동시에, 소위 D급 앰프로 구성되어 있다. 즉, 이 앰프(13)도, 본래이면 신호원(1l)으로부터 출력되는 디지털 오디오 신호 DA를 그대로 입력할 수 있는 것이며, 그 신호 DA를 각 채널의 신호로 분리(디코드)함과 아울러, 그 각 채널의 신호를 D급 파워 증폭하여 각 채널의 아날로그 오디오 신호를 출력하는 것이다.

이 앰프(13)로부터 출력된 오디오 신호가, 각 채널의 스피커(14C∼14RB)에 각각 공급된다. 이때, 스피커(14C∼14RB)는, 청취자의 중앙전방, 좌전방, 우전방, 좌측방, 우측방, 좌후방 및 우후방에 각각 배치되어 있는 것이다.

〔4-2〕음장보정장치

〔4-2-1〕음장보정장치의 구성 예

도 13에 있어서, 부호 20이, 본 발명을 적용한 음장보정장치를 나타낸다. 이 음장보정장치(20)는, 신호원(11)과, 디스플레이(12) 및 앰프(13)과의 사이의 신호 라인에 접속되는 것이다. 그리고, 신호원(11)으로부터 출력된 디지털 비디오신호 DV는, 지연회로(21)를 통해서 디스플레이(12)에 공급된다. 지연회로(21)는, 디지털 오디오 신호 DA가 음장보정처리 때문에 지연하므로, 그 지연에 적당한 시간만큼 디지털 비디오신호 DV를 지연시켜서 화상과 재생음을 동기시키는, 소위 립 싱크를 취하기 위한 것이고, 필드 메모리 등으로 구성된다.

또한, 음장보정장치(20)에 있어서는, 신호원(11)으로부터 출력된 디지털 오디오 신호 DA가, 디코더 회로(22)에 공급되어서 각 채널의 디지털 오디오 신호 DC∼DRB로 분리되고, 그 분리 결과의 오디오 신호 중, 센터 채널의 오디오 신호 DC가, 센터 채널의 보정회로 23C에 공급된다. 이 보정회로 23C는, 이퀄라이저 회로(231) 및 스위치회로(232)로 구성되고, 디코더 회로(22)로부터의 오디오 신호 DC가 이퀄라이저 회로(231)를 통해서 스위치회로(232)에 공급된다.

이 경우, 이퀄라이저 회로(231)는, 예를 들면 DSP로 구성되고, 이것에 공급된 오디오 신호 DC의 지연특성, 주파수특성, 위상특성, 레벨 등을 제어함에 의해, 신호 DC에 대하여 음장보정의 처리를 행하는 것이다. 또한, 스위치회로(232)는, 통 상의 시청 시에는 도면의 상태에 접속되어, 음장보정을 위한 측정·해석 시에는 도면과는 반대의 상태로 접속되는 것이다. 따라서, 통상의 시청 시에는, 이퀄라이저 회로(231)로부터의 음장보정된 오디오 신호 DC가 스위치회로(232)로부터 출력된다. 이 오디오 신호 DC는 엔코더 회로(24)에 공급된다.

또한, 디코더회로(22)에 의해 분리된 남은 채널의 오디오 신호 DL∼DRB가, 보정회로 23L∼23RB를 통해서 엔코더 회로(24)에 공급된다. 이때, 보정회로 23L∼23RB는, 보정회로 23C와 마찬가지로 구성되어 있는 것이고, 따라서, 통상의 시청 시에는, 음장보정된 오디오 신호 DL∼DRB이 보정회로23L∼23RB로 출력되어, 엔코더 회로(24)에 공급된다.

그리고, 엔코더 회로(24)에 있어서, 이것에 공급된 각 채널의 오디오 신호 DC∼DRB이 1개의 직렬 신호 DS에 합성되어, 이 신호 DS가 디지털 앰프(13)에 공급된다. 따라서, 통상의 시청 시에는, 신호원(11)으로부터 출력된 오디오 신호 DA가 보정회로 23C∼23RB에 의해 음장보정되어서 스피커 14C∼14RB에 공급되게 된다. 이 결과, 스피커 14C∼14RB로부터 출력되는 음은, 그 스피커를 배치한 환경에 적합한 상태로 음장보정된 재생음이 된다.

또한, TSP 신호를 형성하는 TSP 신호 형성 회로(31)가 설치된다. 이 TSP 신호 형성 회로(31)는, TSP신호가 디지털 데이터의 상태로 기록된 메모리와, 그 판독회로로 구성되고, 제어회로(35)의 제어에 따라서, 기간 T1∼Tk에 걸쳐 단위기간 TN마다 TSP신호를 형성해서 출력하는 것이다. 이 출력된 TSP신호는, 보정회로 23C∼23RB의 스위치회로(232∼232)에 공급된다.

또한, 재생음장의 음향적인 상황의 측정시, TSP음을 수음하기 위해서, 마이크로폰(15)이 청취자의 위치에 설치된다. 이 경우, 마이크로폰(15)은 그 진동판이 수평면내가 되도록 배치되고, 수평면내에서의 지향 특성이 무지향성이고, 즉, 스피커의 배치 방향에 의하지 않고 감도가 일정하다.

그리고, 마이크로폰(15)의 출력 신호 SRi가, 마이크 앰프(32)를 통해서 A/D컨버터 회로(33)에 공급되어서 샘플링 주파수가 예를 들면 48kHz의 디지털 신호 SR1로 A/D변환되어, 이 신호 SRi가 해석 회로(34)에 공급된다.

이 해석 회로(34)는 메모리(341) 및 DSP(342)로 구성된다. 그리고, 메모리(341)에는, DSP(342)에 의해, TSP음의 출력의 시작과 동시에, 출력 신호 SRi가, 기간 T1∼T(k+L)에 걸쳐, 단위기간 TN(예를 들면 4096샘플 기간)마다, 누적되어 감과 동시에, 평균화된다. 따라서, 기간 T(k+L)를 종료하면, 메모리(341)에는, 랩 신호 SW가 얻어진다.

그래서, 이 랩 신호 SW가, DSP(342)에 의해 〔1-2〕에서 설명한 방법에 의해 해석되어, 그 해석 결과가 제어회로(35)에 공급된다. 이 제어회로(35)는, 마이크로컴퓨터로 구성되고, TSP 신호 형성 회로(31)의 TSP신호의 형성의 제어, 및 스위치회로(232∼232)의 전환 제어를 행함과 동시에, 해석 회로(34)의 해석 결과에 따라서, 보정회로(23C∼23RB)의 이퀄라이저 회로(231∼231)를 설정하는 것이다.

이때, 제어회로(35)에는, 유저 인터페이스로서, 각종의 조작 스위치(36)가 접속됨과 아울러, 해석 결과 등을 표시하는 표시 소자, 예를 들면 LCD패널(37)이 접속된다.

〔4-2-2〕음장보정장치(20)의 해석시의 동작

조작 스위치(36) 중 설정 스위치를 조작하면, 제어회로(35)에 의해 보정회로 23C∼23RB의 스위치회로(232∼232)가 도면과는 반대의 상태로 접속된다. 또한, 제어회로(35)에 의해 TSP신호 형성 회로(31)가 제어되어, 보정회로 23C의 스위치회로(232)에 TSP신호가 공급된다. 따라서, 스피커 14C로부터는, 기간 T1∼Tk에 걸쳐 TSP음이 출력되고, 이때, 다른 채널의 스피커는 무음으로 된다.

그리고, 이 때, 스피커 14C로부터 출력된 TSP음이 마이크로폰(15)에 의해 수음된다. 또한, 제어회로(35)에 의해 해석 회로(34)가 제어되어서 해석의 처리가 개시된다. 그리고, 이 해석에 의해 스피커 14C로부터 마이크로폰(15)까지의 거리나 주파수 특성 등이 산출되어, 이 해석 결과가 제어회로(35)에 공급되고, 제어회로(35)에 의해 그 해석 결과에 따라서 이퀄라이저 회로(231)의 음장보정이 설정되고, 그 후에 스위치회로(232)가 도면의 상태에 접속되어, 신호 DC의 채널에 관한 음장보정의 처리를 종료한다. 또한, 이후, 다른 채널에 관해서도 마찬가지로 음장보정의 설정이 실행된다.

따라서, 통상의 시청 시에는, 신호원(11)으로부터 출력된 오디오 신호 DA가 보정회로 23C∼23RB에 의해 음장보정되어서 스피커 14C∼14RB에 공급되게 되므로, 스피커 14C∼14RB로부터 출력되는 음은, 그 스피커를 배치한 환경에 적합한 상태로 음장보정된 재생음이 된다.

〔5〕기타

〔3〕에 있어서, 구간 A∼D로 구분되는 값(0.025, 0.05, 0.075) 및 임계레벨 VTH가 구분되는 값(5％, 20％, 80％)은, 각각 상기와는 다른 값으로 할 수 있다. 또한, 최대 진폭 값 Dx_max는, 검출 기간 Tx에서의 순시 값을 제곱한 값과 절대 값 등으로 할 수도 있다. 또한, 도 12의 특성은 꺾긴 선이지만, 곡선형의 함수특성으로 할 수도 있다. 즉, 검출 기간 Tx에 있어서의 데이터(최대값, 평균 에너지 등)를 키로서, 임계레벨 VTH를 설정할 수 있는 것이면 좋다.

또한, 실제로 운용하는 경우에는, 정확성을 구하기 위해서, 임계레벨 VTH를 2단계로 할 수도 있다. 예를 들면, 우선, 높은 쪽의 임계레벨 VTHH를 기준으로 해서 상기의 방법에 의해 시간의 경과 방향으로 레벨 판정을 실행해가서, 가상의 상승점을 구한다. 다음에, 그 가상의 상승점에서 시간을 거슬러 올라간 방향으로 레벨 판정을 실행해 가고, 임계레벨 VTHL(VTHL <VTHH)을 하회한 점을 정식 상승점으로 한다. 또는, 가상승 점으로부터 소정의 샘플 값분만큼, 마찬가지로 역방향으로 레벨 판정을 실행해 가서, 가장 가까운 값을 제공한 시점을 정식 상승 점으로 하는 등이 생각된다.

또한, 랩 신호 SW 또는 이것을 역 TSP변환해서 얻은 임펄스 신호에 대하여, 노이즈와 파형 과잉 변동의 영향을 줄이기 위한 필터링 처리를 하고 나서 해석을 할 수도 있다.

〔약어의 일람〕

A/D:Analog to Digital

AV: Audio and Visual

CPU: Central Processing Unit

DFT: Discrete Fourier Transform

DSP: Digital Signal Processor

DVI: Digital Visual Interface

FFT: Fast Fourier Transform

LCD: Liquid Crystal Display

S/N: Signal to Noise ratio

TSP: Time Stretched Pulse

본 발명에 의하면, TSP음을 재생음장에 연속해서 출력하고, 그의 TSP 응답 신호의 가산 평균 및 순환형 계산에 의해 음장보정용 파라미터를 구하므로, 측정 시간을 단축할 수 있음과 동시에, CPU와 DSP 또는 메모리 등의 리소스를 삭감할 수 있다.

Claims (7)

1. 피측정계의 임펄스 응답의 길이가 1개의 TSP(Time Strectched Pulse) 신호의 길이 N보다 긴 피측정계의 주파수 특성을 측정하는 방법으로서,

   상기 TSP 신호를, 소정 회수 반복하여 상기 피측정계에 공급하고,

   상기 피측정계의 출력신호를, 상기 길이 N마다 가산 및 평균하고,

   이 가산 평균값에 순환 콘벌루션 연산을 하여 피측정계의 주파수 특성을 얻도록 하며,

   상기 순환 콘벌루션 연산이 FFT(Fast Fourier Transform) 또는 DFT(Discrete Fourier Transform)이도록 한 것을 특징으로 하는 주파수특성의 측정 방법.
2. 스피커와 마이크로폰과의 사이의 주파수 특성을 측정하는 경우에,

   N: 1개의 TSP(Time Strectched Pulse) 신호의 길이

   ν: 상기 스피커와 마이크로폰과의 사이의 임펄스 응답의 길이

   TN: 상기 TSP신호의 1개의 존속 기간

   T1∼T(k+L): 상기 기간 TN을 단위로 하는 기간(k≥1, L≥0)

   L: 기간 Tk 뒤에 TSP응답 음을 수음하는 무음기간의 수라고 할 때, 상기 값 N을 상기 값 ν에 대하여

   N≤ν의 관계로 설정하고,

   상기 TSP신호를, 상기 기간 T1∼Tk에 걸쳐 상기 기간 TN마다 반복하여 상기 스피커에 공급하고,

   상기 기간 T1∼T(k+L)에 있어서의 상기 마이크로폰의 출력 신호를, 상기 기간 TN마다 가산 및 평균하고,

   이 가산 평균 값에 순환 콘벌루션 연산을 해서 상기 스피커와 마이크로폰과의 사이의 주파수 특성을 얻도록 한 것을 특징으로 하는 주파수특성의 측정 방법.
3. 삭제
4. 제 2 항에 있어서,

   상기 기간 T1∼T(k+L) 중 기간 T(k+1)∼T(k+L)에, 상기 마이크로폰의 출력 신호의 레벨을 실시간으로 체크하고,

   이 마이크로폰의 출력 신호의 레벨이, 암소음의 레벨에 대하여 소정의 레벨 이하가 되었을 때, 상기 기간 TN마다의 가산 및 평균을 종료하도록 한 것을 특징으로 하는 주파수특성의 측정 방법.
5. 스피커와 마이크로폰과의 사이의 임펄스 응답의 상승 시점을 측정하는 경우에,

   N: 1개의 TSP(Time Strectched Pulse) 신호의 길이

   ν: 상기 스피커와 마이크로폰과의 사이의 임펄스 응답의 길이

   TN: 상기 TSP신호의 1개의 존속 기간

   T1∼T(k+L): 상기 기간 TN을 단위로 하는 기간(k≥1, L≥0)

   L: 기간 Tk 뒤에 TSP응답 음을 수음하는 무음기간의 수라고 할 때, 상기 값 N을 상기 값 ν에 대하여

   N≤ν의 관계로 설정하고,

   상기 TSP신호를, 상기 기간 T1∼Tk에 걸쳐 상기 기간 TN마다 반복하여 상기 스피커에 공급하고,

   상기 기간 T1∼T(k+L)에 있어서의 상기 마이크로폰의 출력 신호를, 상기 기간 TN마다 가산 및 평균하고,

   이 가산 평균 값으로부터 상기 스피커와 마이크로폰과의 사이의 임펄스 응답신호를 구하고,

   이 임펄스 응답신호 중, 최대값이 되는 시점보다 앞의 시점의 진폭 값 또는 에너지 값을 참조해서 상기 임펄스 응답의 상승 시점을 얻도록 한 것을 특징으로 하는 임펄스 응답의 상승 시점의 측정 방법.
6. 제 5 항에 있어서,

   상기 얻어진 상승 시점을 가상의 상승 시점으로 하고,

   상기 임펄스 응답신호 중, 상기 가상의 상승 시점부터 거슬러 올라가서 최초 에 상기 가상의 상승 시점에 있어서의 진폭 값보다도 작은 소정의 진폭 값이 된 부분을, 상기 임펄스 응답신호의 상승 시점으로 하도록 한 것을 특징으로 하는 임펄스 응답의 상승 시점의 측정 방법.
7. 스피커와 마이크로폰과의 사이의 주파수특성을 측정해서 음장보정처리를 실행하는 음장보정장치에서,

   N: 1개의 TSP(Time Strectched Pulse) 신호의 길이

   ν: 상기 스피커와 마이크로폰과의 사이의 임펄스 응답의 길이

   TN: 상기 TSP신호의 1개의 존속 기간

   T1∼T(k+L): 상기 기간 TN을 단위로 하는 기간(k≥1, L≥0)

   L: 기간 Tk 뒤에 TSP응답 음을 수음하는 무음기간의 수라고 할 때, 상기 값 N을 상기 값 ν에 대하여

   N≤v의 관계가 되는 상기 기간 TN마다, 상기 TSP신호를, 상기 기간 T1∼Tk에 걸쳐 반복 생성하는 신호 형성 회로와,

   입력 오디오 신호 및 상기 신호 형성 회로로부터의 TSP신호의 한쪽의 신호를 선택해서 스피커에 출력하는 출력 회로와,

   상기 스피커로부터 출력되는 TSP음을 마이크로폰에 의해 수음했을 때, 이 마이크로폰의 출력 신호를 해석해서 상기 스피커로부터 마이크로폰까지의 주파수특성을 산출하는 해석 회로와,

   이 해석 회로에 의해 산출된 주파수특성에 의거하여 상기 입력 오디오 신호에 주파수특성의 보정처리를 행하는 음장보정회로를 구비하고,

   상기 해석 회로에 있어서의 상기 해석이,

   상기 기간 T1∼T(k+L)에 있어서의 상기 마이크로폰의 출력 신호를, 상기 기간 TN마다 가산해서 평균하고,

   이 가산 평균 값에 순환 콘벌루션 연산을 해서 상기 스피커와 마이크로폰과의 사이의 주파수특성을 얻는 처리이도록 하며,

   상기 순환 콘벌루션 연산이 FFT(Fast Fourier Transform) 또는 DFT(Discrete Fourier Transform)이도록 한 것을 특징으로 하는 음장보정장치.

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