KR101181470B1 - Transmitter for wireless energy transmission - Google Patents
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Abstract
본 발명은 무선 에너지 전송을 위한 송신단 구조에 관한 것으로서, 보다 상세하게는 무선 에너지 전송을 위한 송신단 구조에 사용되는 DC-AC 컨버터를 차동 구조의 E 급 출력단 구조로 형성 하고, E 급 출력단을 구성하고 있는 트랜지스터의 드레인 혹은 컬렉터와 전원 전압은 링 안테나를 통하여 서로 DC 적으로 연결 되도록 함으로서, 기존의 E 급 출력단의 문제점이었던 출력 신호의 비대칭성을 극복하고, 링 안테나를 E 급 출력단에서 사용되는 인덕터로서의 역할로 사용함으로서, 전체 송신단 구조의 간략화와 소형화 및 수동 소자에서 발생하는 전력 소모를 최소화 할 수 있는 이점이 있다.The present invention relates to a transmission stage structure for wireless energy transmission. More specifically, the DC-AC converter used for the transmission stage structure for wireless energy transmission is formed as a differential class E output stage structure, and constitutes an E class output stage. The drain or collector of the transistors and the power supply voltage are connected DC to each other through the ring antenna, thereby overcoming the asymmetry of the output signal, which is a problem of the conventional class E output stage, and the ring antenna as an inductor used in the class E output stage. By using it as a role, there is an advantage that the overall transmission stage structure can be simplified and miniaturized, and the power consumption generated in passive devices can be minimized.
Description
본 발명은 무선 에너지 전송을 위한 송신단 구조에 관한 것으로서, 보다 상세하게는 무선 에너지 전송을 위한 송신단 구조에 사용되는 DC-AC 컨버터를 차동 구조의 E 급 출력단 구조로 형성 하고, E 급 출력단을 구성하고 있는 트랜지스터의 드레인 혹은 컬렉터와 전원 전압은 링 안테나를 통하여 서로 DC 적으로 연결 되도록 함으로서, 기존의 E 급 출력단의 문제점이었던 출력 신호의 비대칭성을 극복하고, 링 안테나를 E 급 출력단에서 사용되는 인덕터로서의 역할로 사용함으로서, 전체 송신단 구조의 간략화와 소형화 및 수동 소자에서 발생하는 전력 소모를 최소화 할 수 있는 안테나 통합형 송신단 구조에 관한 것이다. The present invention relates to a transmission stage structure for wireless energy transmission. More specifically, the DC-AC converter used for the transmission stage structure for wireless energy transmission is formed as a differential class E output stage structure, and constitutes an E class output stage. The drain or collector of the transistors and the power supply voltage are connected DC to each other through the ring antenna, thereby overcoming the asymmetry of the output signal, which is a problem of the conventional class E output stage, and the ring antenna as an inductor used in the class E output stage. By using it as a role, the present invention relates to an antenna-integrated transmitter stage structure capable of simplifying and minimizing the overall transmitter stage structure and minimizing power consumption in passive components.
도 1은 종래 기술에 의한 무선 에너지 전송의 블록 다이어그램을 보이고 있다. 도 1의 101은 일반적인 전원 공급 장치를 나타내는 것으로서, 그 일 예는 일반 가정집의 220V 60Hz의 전원이다. 이러한 AC 전원은 102에 의한 무선 에너지 전송 송신단의 입력이 되고 송신단에서 발생된 전력은 103에 의한 송신 안테나를 통하여 무선으로 104에 의한 수신 안테나로 전력이 공급 된다. 이렇게 무선으로 전송된 전력은 105에 의한 무선 에너지 전송 수신단은 106에 의한 특정한 전자 기기가 사용 할 수 있는 전력의 형태로 변환 되도록 형성 된다. 1 shows a block diagram of wireless energy transfer according to the prior art. 1, 101 shows a general power supply, an example of which is a 220 V 60 Hz power source for a typical home. The AC power is input to the wireless energy transmission transmitter by 102 and the power generated by the transmitter is wirelessly supplied to the receiving antenna by 104 via the transmission antenna by 103. The wirelessly transmitted power is formed such that the wireless energy transmission receiver by 105 is converted into a form of power that can be used by a specific electronic device by 106.
도 2는 도 1의 101, 102 및 103을 좀 더 구체적으로 그린 도면이다. 102는 일반적으로 201에 의한 AC-DC 컨버터와 202에 의한 DC-AC 컨버터로 구성된다. 201에 의한 AC-DC 컨버터는 101에 의한 전원 공급 장치로부터 220V 의 AC 전원을 공급 받아 DC 전압을 생성 해 주며, 202에 의한 DC-AC 컨버터는 201에 의해 생성된 DC 전압을 무선 에너지 전송을 위해 적합한 주파수의 AC로 변환 하는 역할을 한다. FIG. 2 is a diagram illustrating in
도 3은 도 2의 202를 실제 구현하기 위한 풀-브릿지(FULL-BRIDGE) 회로를 간략하게 나타낸 도면이다. 풀-브릿지 회로의 실제 사용을 위해서는 추가적인 소자의 사용이나, 여러 가지 형태의 변형이 있겠지만, 기본적으로는 도 3에 나타낸 바와 같이 301, 302, 303 및 304에 의한 NMOS 네 개로 구성된다. 여기서 301 및 304는 같은 시간에 턴-온 되며, 같은 시간에 턴-오프 된다. 마찬가지로 302 및 303은 같은 시간에 턴-온 되며, 같은 시간에 턴-오프 된다. 또한 301 및 304가 턴-온 되어 있을 때는 302 및 303은 턴-오프 되어 있고, 유사한 방법으로 302 및 303이 턴-온 되어 있을 때는 301 및 304가 턴-오프 된다. 이와 같은 동작 방식이 풀-브릿지 회로의 동작이며, 이를 기본 바탕으로 하여 회로의 특성 향상 및 응용 분야에 적합 하도록 하기 위하여 여러 가지 변형이 있을 수 있다. 풀-브릿지 회로가 상기 기술한 바와 같이 동작 하게 될 경우, 신호를 전달 받아야 하는 305의 양단 전압은 301, 302, 303 및 304를 스위칭 하기 위해 인가되는 입력 전압과 동일한 주파수의 AC 신호가 발생 하게 된다. 이때, 도 3의 VDD로 표현된 부분은 도 2에서 201에 의한 AC-DC 컨버터의 출력이 연결 된다. FIG. 3 is a diagram schematically illustrating a full-bridge circuit for actually implementing 202 of FIG. 2. The actual use of the full-bridge circuit may include the use of additional components or various variations, but basically consists of four NMOSs by 301, 302, 303 and 304 as shown in FIG. Here, 301 and 304 are turned on at the same time and turned off at the same time. Likewise, 302 and 303 are turned on at the same time and are turned off at the same time. Also, 302 and 303 are turned off when 301 and 304 are turned on, and 301 and 304 are turned off when 302 and 303 are turned on in a similar manner. Such an operation method is an operation of a full-bridge circuit, and based on this, various modifications may be made to improve the characteristics of the circuit and to be suitable for an application field. When the full-bridge circuit operates as described above, the voltage across the 305 that must receive the signal will generate an AC signal at the same frequency as the input voltage applied to switch between 301, 302, 303 and 304. . At this time, the portion represented by VDD of Figure 3 is connected to the output of the AC-DC converter by 201 in FIG.
도 3에 나타낸 풀-브릿지 회로가 DC-AC 컨버터로서 흔히 사용 되는 이유는 전력을 전달 받아야 하는 305의 양단의 전압 및 전류 파형이 고조파 성분이 적은 깨끗한 정현파 혹은 2차 고조파 성분이 적은 깨끗한 구형파의 구현이 용이 하며, 301, 302, 303 및 304와 같은 트랜지스터 외에는 전력이 손실 되는 저항 성분이 적다는 장점 때문이다. 하지만 이러한 풀-브릿지 회로의 단점은 301 및 303에 의한 NMOS를 구동하기 위한 추가적인 회로가 필요 하다는 것이다. 302 및 304에 의한 NMOS의 경우는 소스가 접지(GND)에 연결 되어 있기 때문에 게이트로 입력 신호를 인가함에 있어 특별한 어려움이 없는 반면, 301 및 303의 소스는 302 및 304의 드레인과 연결 되어 있어, 풀-브릿지 회로의 동작 시 소스 전압이 주기적으로 변화한다. 일반적으로 NMOS의 입력 신호의 크기는 그 기준이 소스 전압이기 때문에, 301 및 303에 의한 NMOS를 턴-온 혹은 턴-오프 시키기 위해서는 301 및 303의 게이트에 입력 신호를 인가 할 때, 301 및 303의 소스 전압을 감지하여 이를 기준점으로 하여 301 및 303을 턴-온 혹은 턴-오프 시킬 수 있는 입력 신호를 만들어 줄 수 있는 추가적인 구동 회로가 필요하게 된다. 또한 도 3의 풀-브릿지 회로가 낮은 주파수 대역의 AC 신호를 만들어 내야 하는 경우는 이러한 추가적인 구동 회로의 구현이 용이하지만, 높은 주파수 대역의 AC 신호를 만들어 내야 하는 경우는 이러한 추가적인 구동 회로의 구현이 어려워진다는 단점이 있다. The full-bridge circuit shown in FIG. 3 is commonly used as a DC-AC converter because the voltage and current waveforms at both ends of the 305 to receive power are implemented with a clean sine wave with low harmonic content or a clean square wave with low second harmonic content. This is because it is easy and there is less resistance component that loses power except transistors such as 301, 302, 303 and 304. However, the drawback of such a full-bridge circuit is the need for additional circuitry to drive the NMOS by 301 and 303. In case of NMOS by 302 and 304, there is no particular difficulty in applying the input signal to the gate because the source is connected to ground (GND), while the sources of 301 and 303 are connected to the drains of 302 and 304, During operation of the full-bridge circuit, the source voltage changes periodically. In general, since the size of the input signal of the NMOS is a source voltage, when the input signal is applied to the gates of 301 and 303 to turn on or off the NMOS by 301 and 303, There is a need for an additional drive circuit that can sense the source voltage and use it as a reference point to create an input signal that can turn on or turn off 301 and 303. In addition, when the full-bridge circuit of FIG. 3 is required to generate an AC signal of a low frequency band, it is easy to implement such an additional driving circuit, but when it is necessary to produce an AC signal of a high frequency band, an implementation of such an additional driving circuit is not possible. The disadvantage is that it becomes difficult.
도 3에 나타낸 NMOS 네 개를 사용한 풀-브릿지 회로의 문제점을 해결하기 위하여, 도 4와 같이 도 3의 301과 303 에 의한 NMOS를 PMOS로 대체 하는 방법이 있다. 하지만, 이 경우는 401 및 403에 의한 PMOS의 게이트와 소스 사이의 과도한 전압 강하에 의한 PMOS의 파괴가 발생 할 가능성이 있으며, 이를 막기 위해서는 401 및 403에 의한 PMOS의 게이트에 추가적인 회로를 사용 하거나, 게이트-소스 간 전압 강하에 견디는 능력이 뛰어난 고가의 PMOS를 사용하여야 한다. 일반적으로 401 및 403에 의한 PMOS의 게이트와 소스 사이의 전압 강하에 의한 PMOS의 파괴를 방지하기 위하여 지너 다이오드와 캐패시터를 주로 사용한다. 또한 일반적으로 PMOS는 NMOS에 비하여 채널 저항 성분이 크기 때문에 NMOS와 동일한 채널 저항 값을 가지게 하기 위해서는 PMOS의 크기가 NMOS에 비하여 약 2.6배 가량 증가 하여야 하며, 이 경우 PMOS의 게이트에서 발생하는 기생 캐패시터 성분이 증가하여 PMOS를 구동하기 위해서는 NMOS에 비하여 더 큰 구동 전력이 필요 하게 된다. 뿐만 아니라, 트랜지스터의 게이트에서 기생 캐패시터 성분이 증가 하게 될 경우, 높은 주파수 대역에서의 동작이 어려워지는 단점이 동시에 발생한다. In order to solve the problem of the full-bridge circuit using four NMOSs shown in FIG. 3, there is a method of replacing the NMOSs of 301 and 303 of FIG. 3 with PMOSs as shown in FIG. 4. However, in this case, there is a possibility that the breakdown of the PMOS may occur due to excessive voltage drop between the gate and the source of the PMOS by 401 and 403. To prevent this, an additional circuit may be used for the gate of the PMOS by 401 and 403, An expensive PMOS with excellent ability to withstand gate-source voltage drops must be used. In general, in order to prevent destruction of the PMOS by the voltage drop between the gate and the source of the PMOS by 401 and 403, a Zener diode and a capacitor are mainly used. In addition, since PMOS has a larger channel resistance than NMOS, in order to have the same channel resistance as NMOS, the size of PMOS must be increased by about 2.6 times compared to NMOS. In this case, parasitic capacitors generated at the gate of PMOS This increase requires more driving power than the NMOS to drive the PMOS. In addition, when the parasitic capacitor component is increased in the gate of the transistor, the disadvantage that the operation in the high frequency band becomes difficult at the same time occurs.
도 5는 도 2의 202를 실제 구현하기 위한 또 다른 회로의 일종인 E급 출력단의 회로도를 간략화 하여 나타낸 도면이다. 501은 E 급 출력단에서 증폭을 위한 NMOS를 나타내고, 503은 E 급 출력단의 동작 위한 핵심 소자인 인덕터를 나타내며, 그 외의 소자들은 504에 의한 정합 회로로 표현 하였다. 505는 E 급 출력단에서 발생 된 AC 전력을 전달 받을 부하(LOAD)를 나타낸다. 도 5를 도 3 혹은 도 4와 비교 해 볼 때, 트랜지스터가 하나만 사용 되므로 회로의 구성이 매우 간단하다는 장점이 있다. 하지만, 이러한 E 급 출력단을 도 2의 202에 의한 DC-AC 컨버터로 사용 하게 될 경우, 실제 구현된 상황에서, 503에 의한 인덕터의 기생 저항 성분에 의한 전력의 손실이 크다는 단점이 있으며, 일반적으로 505에 의한 부하에 전달되는 신호 파형이 도 3 에 의한 풀-브릿지 회로에 비하여 깨끗하지 못하다는 문제점이 있다.FIG. 5 is a schematic diagram illustrating a circuit diagram of an E-class output stage, which is another type of circuit for actually implementing 202 of FIG. 2. 501 denotes an NMOS for amplification at the class E output stage, 503 denotes an inductor which is a core element for operation of the class E output stage, and the other components are represented by a matching circuit according to 504. 505 represents a load to receive AC power generated at the class E output stage. When comparing FIG. 5 with FIG. 3 or FIG. 4, since only one transistor is used, the circuit configuration is very simple. However, when such a class E output stage is used as a DC-AC converter according to 202 of FIG. 2, in actual implementation, power loss due to parasitic resistance component of the inductor by 503 is large. There is a problem that the signal waveform transmitted to the load by 505 is not clear compared to the full-bridge circuit according to FIG.
따라서, 종래 기술에 의하면, 도 3 및 도 4에서 보인 풀-브릿지 회로는 정상적인 동작을 위하여 추가적인 회로가 필요하거나, 성능이 뛰어난 고가의 PMOS가 필요하다는 문제점이 있으며, 도 5에서 보인 E 급 출력단의 경우 출력 신호 파형이 깨끗하지 못하며, 사용되는 인덕터의 기생 저항 성분으로 인하여 전력 손실이 풀-브릿지 회로에 비하여 크다는 문제점이 있다.Therefore, according to the related art, the full-bridge circuit shown in FIGS. 3 and 4 requires an additional circuit for normal operation, or requires an expensive PMOS having excellent performance. In this case, the output signal waveform is not clean, and there is a problem that the power loss is greater than that of the full-bridge circuit due to the parasitic resistance component of the inductor used.
본 발명은 상기와 같은 문제점을 해결하기 위해 창작 된 것으로서, 본 발명의 목적은 무선 에너지 전송을 위한 송신단 구조에 사용되는 DC-AC 컨버터를 차동 구조의 E 급 출력단 구조로 형성 하고, E 급 출력단을 구성하고 있는 트랜지스터의 드레인 혹은 컬렉터와 전원 전압은 링 안테나를 통하여 서로 DC 적으로 연결 되도록 함으로서, 기존의 E 급 출력단의 문제점이었던 출력 신호의 비대칭성을 극복하고, 링 안테나를 E 급 출력단에서 사용되는 인덕터로서의 역할로 사용함으로서, 전체 송신단 구조의 간략화와 소형화 및 수동 소자에서 발생하는 전력 소모를 최소화 할 수 있는 안테나 통합형 송신단 구조를 제공함에 있다.The present invention was created to solve the above problems, an object of the present invention is to form a DC-AC converter used in the structure of the transmission stage for wireless energy transmission to the class E output stage structure of the differential structure, The drain or collector of the transistor and the power supply voltage are connected to each other DC through a ring antenna, thereby overcoming the asymmetry of the output signal, which is a problem of the conventional class E output stage, and the ring antenna used at the class E output stage. By using it as an inductor, it is to provide an antenna-integrated transmitter stage structure that can simplify and reduce the overall transmitter stage structure and minimize power consumption in passive devices.
상기와 같은 목적을 실혐하기 위한 본 발명은, 무선 에너지 전송을 위한 송신단 구조에 관한 것으로서, 보다 상세하게는 무선 에너지 전송을 위한 송신단 구조에 사용되는 DC-AC 컨버터를 차동 구조의 E 급 출력단 구조로 형성 하고, E 급 출력단을 구성하고 있는 트랜지스터의 드레인 혹은 컬렉터와 전원 전압은 링 안테나를 통하여 서로 DC 적으로 연결 되도록 함으로서, 기존의 E 급 출력단의 문제점이었던 출력 신호의 비대칭성을 극복하고, 링 안테나를 E 급 출력단에서 사용되는 인덕터로서의 역할로 사용함으로서, 전체 송신단 구조의 간략화와 소형화 및 수동 소자에서 발생하는 전력 소모를 최소화 할 수 있는 것을 특징으로 한다. The present invention for demonstrating the above object, relates to a transmission end structure for wireless energy transmission, and more particularly to a DC-AC converter used in the transmission end structure for wireless energy transmission to a class E output stage structure of a differential structure And the drain or collector of the transistor constituting the E class output stage and the power supply voltage are DCly connected to each other through a ring antenna, thereby overcoming the asymmetry of the output signal, which is a problem of the conventional class E output stage, and the ring antenna By using as a role as an inductor used in the E-class output stage, it is possible to simplify the overall transmission stage structure, miniaturization, and minimize the power consumption generated in passive devices.
상기 기술적 과제를 달성하기 위한 본 발명의 일 예는, 전원 전압이 인가되는 안테나와, 상기 안테나를 부하로 가지며, 전원 전압을 안테나를 통하여 공급 받는 증폭기로 형성 된 것을 특징으로 한다. An embodiment of the present invention for achieving the above technical problem, characterized in that formed with an antenna to which a power supply voltage is applied, and an amplifier having the antenna as a load, the power supply voltage is supplied through the antenna.
상기 기술적 과제를 달성하기 위한 본 발명의 또 다른 예는, 전원 전압이 인가되는 안테나와, 상기 안테나를 부하로 가지며, 전원 전압을 안테나를 통하여 공급 받는 차동 구조의 증폭기로 형성 된 것을 특징으로 한다. Another example of the present invention for achieving the above technical problem is characterized in that it is formed of an antenna to which a power supply voltage is applied, and a differential amplifier having the antenna as a load and receiving the power supply voltage through the antenna.
상기 기술적 과제를 달성하기 위한 본 발명의 또 다른 예는, 전원 전압이 가상 접지 지점에 인가되는 안테나와, 상기 안테나를 부하로 가지며, 전원 전압을 안테나를 통하여 공급 받는 차동 구조의 증폭기로 형성 된 것을 특징으로 한다. Another example of the present invention for achieving the above technical problem is that the antenna having a power supply voltage is applied to the virtual ground point, the antenna is a load, and the power supply voltage is formed of an amplifier having a differential structure supplied through the antenna It features.
상기 기술적 과제를 달성하기 위한 본 발명의 또 다른 예는, 전원 전압이 인가되는 안테나와, 상기 안테나를 부하로 가지며, 전원 전압을 안테나를 통하여 공급 받는 E-급 출력단 형태의 증폭기로 형성 된 것을 특징으로 한다. Another embodiment of the present invention for achieving the above technical problem, characterized in that formed with an antenna of the power source voltage is applied, an amplifier of the E-class output stage having the antenna as a load, the power supply voltage is supplied through the antenna It is done.
상기 기술적 과제를 달성하기 위한 본 발명의 또 다른 예는, 전원 전압이 인가되는 안테나와, 상기 안테나를 부하로 가지며, 전원 전압을 안테나를 통하여 공급 받는 차동 구조 E-급 출력단 형태의 증폭기로 형성 된 것을 특징으로 한다. Another example of the present invention for achieving the above technical problem is formed of an antenna having a power supply voltage, and an amplifier of a differential structure E-class output stage having the antenna as a load and receiving the power supply voltage through the antenna. It is characterized by.
상기 기술적 과제를 달성하기 위한 본 발명의 또 다른 예는, 전원 전압이 가상 접지 지점에 인가되는 안테나와, 상기 안테나를 부하로 가지며, 전원 전압을 안테나를 통하여 공급 받는 차동 구조 E-급 출력단 형태의 증폭기로 형성 된 것을 특징으로 한다. Another embodiment of the present invention for achieving the above technical problem, the antenna having a power supply voltage applied to the virtual ground point, the antenna having a load, and the differential structure of the E-class output stage type that receives the power supply voltage through the antenna Characterized in that formed into an amplifier.
상기와 같은 본 발명은 무선 에너지 전송에 사용되는 송신단을 형성함에 있어, 송신단 구조에 사용되는 DC-AC 컨버터를 차동 구조의 E 급 출력단 구조로 형성 하고, E 급 출력단을 구성하고 있는 트랜지스터의 드레인 혹은 컬렉터와 전원 전압은 링 안테나를 통하여 서로 DC 적으로 연결 되도록 함으로서, 기존의 E 급 출력단의 문제점이었던 출력 신호의 비대칭성을 극복하고, 링 안테나를 E 급 출력단에서 사용되는 인덕터로서의 역할로 사용함으로서, 전체 송신단 구조의 간략화와 소형화 및 수동 소자에서 발생하는 전력 소모를 최소화 할 수 있는 이점이 있다.In the present invention as described above, in forming a transmission stage used for wireless energy transmission, the DC-AC converter used in the transmission stage structure is formed in a class E output stage structure having a differential structure, and a drain or Collector and power supply voltage are connected to each other through ring antenna DC, overcomes the asymmetry of the output signal which was a problem of the existing class E output stage, and by using the ring antenna as an inductor used in the class E output stage, Simplification and miniaturization of the overall transmit end structure and the advantages of minimizing the power consumption in passive devices are advantageous.
도 1은 종래 기술에 의한 무선 에너지 전송의 블록 다이어그램을 나타내는 도면이다.
도 2는 도 1에서 송신단 부분만을 구체적으로 도시한 도면이다.
도 3은 종래 기술에 의한 풀-브릿지(FULL-BRIDGE) 회로를 간략하게 나타낸 도면이다.
도 4는 종래 기술에 의한 풀-브릿지 회로로서, PMOS와 NMOS를 사용한 일 예를 간략하게 보인 도면이다.
도 5는 종래 기술에 의한 E-급 출력단을 간략하게 도시한 도면이다.
도 6은 종래 기술에 의한 차동 구조로 형성된 E-급 출력단을 간략하게 도시한 도면이다.
도 7은 종래 기술에 의한 차동 구조로 형성된 E-급 출력단의 또 다른 일 예를 도시한 도면이다.
도 8은 차동 구조로 형성된 E-급 출력단이 링 안테나와 연결 된 일 예를 도시한 도면이다.
도 9는 본 발명에 의한 송신단 구조의 일 예를 도시한 도면이다.
도 10은 본 발명에 의한 송신단 구조의 또 다른 일 예를 도시한 도면이다. 1 is a block diagram of a wireless energy transmission according to the prior art.
FIG. 2 is a diagram illustrating only a transmitting end portion of FIG. 1 in detail.
FIG. 3 is a view briefly showing a full-bridge circuit according to the prior art.
FIG. 4 is a schematic diagram illustrating an example using a PMOS and an NMOS as a full-bridge circuit according to the prior art.
5 is a view schematically showing a conventional E-class output stage.
FIG. 6 is a view schematically illustrating an E-class output stage formed by a differential structure according to the prior art.
7 is a view showing another example of the E-class output stage formed of a differential structure according to the prior art.
8 is a diagram illustrating an example in which an E-class output terminal formed of a differential structure is connected to a ring antenna.
9 is a diagram illustrating an example of a structure of a transmitting end according to the present invention.
10 is a diagram illustrating another example of a structure of a transmitter according to the present invention.
이하, 본 발명의 바람직한 실시 예를 첨부된 도면을 참조하여 설명한다. 또한 본 실시 예는 본 발명의 권리 범위를 한정하는 것은 아니고, 단지 예시로 제시된 것이다.Hereinafter, preferred embodiments of the present invention will be described with reference to the accompanying drawings. In addition, this embodiment is not intended to limit the scope of the present invention, but is presented by way of example only.
도 6은 E 급 출력단을 도 2에 의한 202를 위한 회로로 사용함에 있어, 도 3에 의한 풀-브릿지 회로에 비하여 출력 신호의 파형이 깨끗하지 못한 문제점을 해결하기 위해 차동 구조로 형성한 E 급 출력단의 간략한 회로도를 나타낸 도면이다. 601은 602에 의한 트랜지스터의 입력부이고, 603은 604에 의한 트랜지스터의 입력부이다. 이때, 601과 603에 입력되는 신호 파형의 위상이 서로 180도 차이가 난다면 도 6에 의한 E 급 출력단은 차동 증폭기로서의 역할을 하게 된다. 이때, 605는 도 6에 의한 E 급 출력단이 AC 전력을 공급해야 하는 부하(LOAD)를 나타낸다. 608은 602에 의한 트랜지스터에 전원 전압을 공급하기 위해 사용되는 인덕터를 나타내며, 609는 604에 의한 트랜지스터에 전원 전압을 공급하기 위해 사용되는 인덕터를 나타낸다. 따라서, 일반적으로 608 및 609에 의한 인덕터는 도 6에 의한 차동 증폭기의 동작 주파수 측면에서 매우 큰 임피던스를 확보하기 위해 높은 인덕턴스 값을 가지도록 설계 된다. 또한, 606은 602에 의한 트랜지스터와 605 사이의 정합을 위해 필요한 정합 회로를 나타내며, 마찬가지로 607은 604에 의한 트랜지스터와 605 사이의 정합을 위해 필요한 정합 회로를 나타낸다. FIG. 6 shows the use of a class E output stage as a circuit for 202 according to FIG. 2, and a class E having a differential structure formed to solve the problem that the waveform of the output signal is not clean compared to the full bridge circuit of FIG. A simplified circuit diagram of the output stage is shown. 601 is an input of a transistor by 602, and 603 is an input of a transistor by 604. At this time, if the phases of the signal waveforms input to 601 and 603 are 180 degrees apart from each other, the class E output terminal shown in FIG. 6 serves as a differential amplifier. In this case, 605 represents a load LOAD to which the class E output terminal of FIG. 6 should supply AC power. 608 represents an inductor used to supply a power supply voltage to the transistor by 602, and 609 represents an inductor used to supply a power supply voltage to the transistor by 604. Thus, inductors by 608 and 609 are generally designed to have high inductance values to ensure very high impedance in terms of operating frequency of the differential amplifier of FIG. 606 designates a matching circuit necessary for matching between the transistor by 602 and 605, and likewise 607 designates a matching circuit necessary for matching between the transistor by 604 and 605.
도 7은 도 6에 의한 차동 구조의 E-급 출력단의 변형된 구조를 보이고 있다. 도 7이 도 6과 비교하여 주된 차이점은 도 6의 606과 607에 의한 두 개의 정합 회로를 701에 의한 하나의 정합 회로로 변형 되었고, 701에 의한 정합 회로는 605에 의한 부하와 병렬연결 관계를 가진다. 도 6의 606과 607을 도 7의 701로 변형시키기 위해서는 701에 의한 정합 회로의 내부 구성이 606과 607에 의한 정합 회로의 내부 구성과 달라진다. 도 6을 도 7로 변형시키기 위한 정합 회로의 내부 구성은 본 발명의 청구 범위에 속하지 않으며, 그 방법이 하나로 특징지어지지 않기 때문에 본 발명의 구성에서는 기술을 생략하기로 한다. FIG. 7 shows a modified structure of the E-class output stage of the differential structure shown in FIG. The main difference between FIG. 7 and FIG. 6 is that two matching circuits according to 606 and 607 of FIG. 6 are transformed into one matching circuit by 701, and the matching circuit by 701 has a parallel connection relationship with the load by 605. Have In order to transform 606 and 607 of FIG. 6 into 701 of FIG. 7, the internal configuration of the matching circuit by 701 is different from the internal configuration of the matching circuit by 606 and 607. The internal configuration of the matching circuit for modifying FIG. 6 to FIG. 7 does not fall within the scope of the claims of the present invention, and the description thereof will be omitted in the configuration of the present invention since the method is not characterized by one.
도 8은 도 7에 의한 차동 구조의 E-급 출력단이 무선 에너지 전송을 위한 801에 의한 링 안테나와 연결 된 회로도를 나타내는 도면이다. 결과적으로, 도 7의 605에 의한 부하가 도 8에서는 801에 의한 링 안테나로 구체화 된 것이다. 801에 의한 링 안테나는 일반적으로 금속 재질로 형성이 되며, 모든 금속성 물질은 길이와 단면적에 의하여 일정한 인덕턴스 성분을 가진다. 802는 801에 의한 링 안테나 상의 특정한 지점을 나타내는데, 링 안테나가 E-급 출력단과 연결 되는 두 지점까지의 거리가 동일한 지점이다. 802에 의한 지점은 차동 구조의 증폭기 특성에 의하여, 가상 접지 (Virtual Ground)가 형성되며, 마찬가지로 608과 609로 전원 전압(VDD)이 인가되는 803 지점 역시 도 8의 동작 주파수 측면에서는 가상 접지가 형성 된다. 따라서, 동작 주파수 측면에서 해석할 때, 차동 증폭기의 기본적인 특성에 의하여, 801에 의한 링 안테나와 608 및 609에 의한 인덕터는 서로 병렬연결 관계에 있다. 앞서 기술한 바와 같이 608 및 609는 매우 큰 인덕턴스 값을 가지므로, 608 및 609에 의한 높은 인덕턴스와 801에 의한 링 안테나에 의한 인덕턴스로 형성 되는 등가 인덕턴스 값은 801에 의한 링 안테나에 의한 인덕턴스 값과 거의 동일하게 된다. 따라서 도 8의 803 지점에서 전원 전압을 공급 하지 않고 링 안테나 상의 802 지점에서 전원 전압을 공급 한다면 도 8의 608과 609는 회로 상에서 제거가 가능하며, 결과적으로 본 발명에 의한 무선 에너지 전송을 위한 송신단 구조의 일 예인 도 9의 회로도로 변형이 가능하다. 도 9에서는 링 안테나상의 802 지점에서 전원 전압을 공급 한다. 이때, 링 안테나는 금속 재질로 형성된다. FIG. 8 is a diagram illustrating a circuit diagram in which an E-class output terminal of the differential structure according to FIG. 7 is connected to a ring antenna according to 801 for wireless energy transmission. As a result, the load according to 605 of FIG. 7 is embodied as a ring antenna according to 801 in FIG. 8. The ring antenna according to 801 is generally formed of a metallic material, and all metallic materials have a constant inductance component in terms of length and cross-sectional area. 802 represents a specific point on the ring antenna by 801, where the distance to the two points where the ring antenna is connected to the E-class output is equal. Virtual ground is formed at the point of 802 by the characteristic of the amplifier of the differential structure, and virtual ground is also formed at the operating frequency of FIG. 8 at
일반적으로 608과 609에 의한 높은 인덕턴스를 가지는 인덕터는 기생 저항 성분도 크기 때문에 전원 전압으로부터 전력을 공급 받을 때 필연적으로 전력 소모가 발생한다. 하지만, 본 발명에 의한 송신단 구조의 일 예인 도 9와 같이 회로도를 구성 할 경우 608 및 609에 의한 전력 소모를 원천적으로 제거하여 송신단 구조 전체의 전력 효율 특성을 향상 시킬 수 있다. In general, inductors with high inductances by 608 and 609 also have large parasitic resistance components, which inevitably cause power consumption when powered from the supply voltage. However, when the circuit diagram is configured as shown in FIG. 9, which is an example of the structure of the transmission terminal according to the present invention, power consumption characteristics of the entire transmission terminal structure may be improved by removing power consumption by 608 and 609.
또한, 일반적으로 608과 609에 의한 높은 인덕턴스를 가지는 인덕터는 그 크기가 낮은 인덕턴스를 가지는 인덕터에 비하여 증가하게 되고, 이는 곧 회로의 생산단가를 상승 시킨다. 히지만, 본 발명에 의한 송신단 구조의 일 예인 도 9와 같이 회로도를 구성할 경우 608 및 609를 사용하지 않아도 되기 때문에 송신단 구조를 형성함에 있어 생산 단가의 절감이 가능하다. In addition, inductors having high inductances by 608 and 609 generally increase compared to inductors having low inductances, which increases the production cost of the circuit. However, when a circuit diagram is constructed as shown in FIG. 9, which is an example of the structure of the transmitter according to the present invention, 608 and 609 may not be used, thereby reducing the production cost in forming the transmitter.
본 발명에 의한 도 9의 일 예는 DC-AC 컨버터로서, 차동 구조로 형성된 E-급 출력단을 사용하였으나, 이는 본 발명의 권리 범위를 한정하는 것은 아니고, 예시의 하나로 제시된 것이며, 증폭단을 구성하는 트랜지스터에 전원 전압을 인가하는 지점을 안테나 상에 형성 하는 것을 경우를 포함 한다. 이의 일 예를 도 10에서 보였다. 도 9는 차동 구조로 형성된 E-급 출력단을 증폭단으로 사용하는 일 예인 반면, 도 10은 차동 구조가 아닌 E-급 출력단을 증폭단으로 사용하는일 예를 보인 도면이다. 도 10에서는 801에 의한 안테나의 한 쪽 끝은 1002에 의한 트랜지스터의 드레인에 연결 되고, 또 다른 한쪽 끝인 1004 지점으로는 전원 전압(VDD)이 공급 된다. 1001은 1002에 의한 트랜지스터의 입력부이고, 1003은 증폭단의 정합 회로를 나타낸다. In the example of FIG. 9 according to the present invention, an E-class output stage formed as a differential structure is used as a DC-AC converter, but this is not intended to limit the scope of the present invention, but is presented as an example, and constitutes an amplifying stage. It includes the case of forming a point on the antenna to apply a power supply voltage to the transistor. An example of this is shown in FIG. 10. 9 illustrates an example of using an E-class output stage formed as a differential structure as an amplifier stage, while FIG. 10 illustrates an example of using an E-class output stage as an amplification stage instead of a differential structure. In FIG. 10, one end of the antenna by 801 is connected to the drain of the transistor by 1002, and the power supply voltage VDD is supplied to the other end of the
101 : 무선 에너지 전송 시스템에서의 전원 공급 장치
102 : 무선 에너지 전송 송신단
103 : 무선 에너지 전송 시스템에서 송신 안테나
104 : 무선 에너지 전송 시스템에서 수신 안테나
105 : 무선 에너지 전송 수신단
106 : 무선 에너지 전송 시스템을 통하여 전력을 공급 받는 일반적인 전자 기기
201 : 무선 에너지 전송 시스템에서의 송신단에 사용되는 AC-DC 컨버터
202 : 무선 에너지 전송 시스템에서의 송신단에 사용되는 DC-AC 컨버터
301, 302, 303, 304, 402, 404 : 트랜지스터의 일종인 NMOS
401, 403 : 트랜지스터의 일종인 PMOS
501, 1002 : E-급 출력단을 형성 하고 있는 NMOS
502, 1001 : E-급 출력단을 형성 하고 있는 NMOS 입력 부
503 : E-급 출력단에 전원 전압을 인가하기 위한 인덕터
504 : E-급 출력단을 형성 하고 있는 정합 회로부
505 : E-급 출력단으로부터 전력을 공급 받는 부하
601, 603 : 차동 구조로 형성된 E-급 출력단을 형성하는 NMOS의 입력 부
602, 604 : 차동 구조로 형성된 E-급 출력단을 형성하는 NMOS
606, 607, 701 : 차동 구조로 형성된 E-급 출력단의 정합 회로 부
608, 609 : 차동 구조로 형성된 E-급 출력단에 전원 전압을 인가하기 위한 인덕터
605 : 차동 구조로 형성된 E-급 출력단으로부터 전력을 공급 받는 부하
801 : 링 안테나
802 : 링 안테나상에 형성 되는 가상 접지
803 : 차동 구조로 형성된 E-급 출력단에서 형성 되는 가상 접지 중 전원 전압이 인가 되는 부분101: power supply in a wireless energy transmission system
102: wireless energy transmission transmitter
103: transmitting antenna in the wireless energy transmission system
104: Receive Antenna in Wireless Energy Transmission System
105: wireless energy transmission receiver
106: general electronic devices powered by a wireless energy transmission system
201: AC-DC converter used for the transmitting end in the wireless energy transmission system
202: DC-AC converter used for the transmitting end in the wireless energy transmission system
301, 302, 303, 304, 402, 404: NMOS, a kind of transistor
401, 403: PMOS, a kind of transistor
501, 1002: NMOS forming E-class output stage
502, 1001: NMOS input section forming an E-class output stage
503: inductor for applying a power supply voltage to the E-class output stage
504: matching circuit part forming E-class output stage
505: load supplied by E-class output stage
601, 603: Input part of NMOS forming E-class output stage formed by differential structure
602, 604: NMOS forming E-class output stage formed by differential structure
606, 607, 701: matching circuit section of E-class output stage formed by differential structure
608, 609: inductor for applying a power supply voltage to the E-class output stage formed with a differential structure
605: Load is supplied from the E-class output stage formed in a differential structure
801: Ring Antenna
802: virtual ground formed on the ring antenna
803: Part of the virtual ground formed at the E-class output stage formed by the differential structure to which the power voltage is applied
Claims (11)
제1단은 상기 제1공통 접점에 연결되고 제2단은 상기 제2공통 접점에 연결된 도전체로 이루어져 직류 전원을 상기 전원 증폭부에 제공하는 전원 입력부;를 포함하며,
상기 직류 전원은 상기 제1공통 접점과의 거리와 상기 제2공통 접점과의 거리가 동일해지는 상기 전원 입력부 상의 지점으로 공급되는 것을 특징으로 하는 직류-교류 변환장치.The first NMOS transistor and the first terminal are connected to the first common contact, the second terminal is connected to the ground contact, the third terminal is applied a bias voltage, and the first terminal is connected to the second common contact, and the second terminal is A power amplifier comprising a second NMOS transistor connected to a ground contact and having a bias voltage applied thereto; And
A first end is connected to the first common contact, and a second end is formed of a conductor connected to the second common contact; a power input unit configured to provide DC power to the power amplifier;
And the direct current power supply is supplied to a point on the power input unit where the distance between the first common contact point and the second common contact point is equal to each other.
상기 제1NMOS 트랜지스터의 제3단자에 인가되는 바이어스 전압과 상기 제2NMOS 트랜지스터의 제3단자에 인가되는 바이어스 전압의 위상 차이는 180도(180°)인 것을 특징으로 하는 직류-교류 변환장치.The method of claim 1,
The phase difference between the bias voltage applied to the third terminal of the first NMOS transistor and the bias voltage applied to the third terminal of the second NMOS transistor is 180 degrees (180 °).
상기 전원 입력부는 상기 제1단 및 상기 제2단을 루프(loop) 형태로 연결하는 선형의 도전체로 이루어진 것을 특징으로 하는 직류-교류 변환장치.The method of claim 1,
The power input unit is a DC-AC converter, characterized in that made of a linear conductor connecting the first end and the second end in a loop (loop) form.
상기 제1공통 접점과 상기 제2공통 접점 사이에 연결되어 임피던스를 매칭시키는 정합 회로를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 직류-교류 변환장치.4. The method according to any one of claims 1 to 3,
And a matching circuit connected between the first common contact point and the second common contact point to match impedance.
제1단은 상기 제1공통 접점에 연결되고 제2단은 상기 제2공통 접점에 연결된 도전체로 이루어져 직류 전원을 상기 전원 증폭부에 제공하며, 상기 전원 증폭부에 의해 출력된 교류 전원을 무선 신호로 전환하여 전자 기기에 전원을 공급하는 전원 수신 장치로 전송하는 안테나;를 포함하며,
상기 직류 전원은 상기 제1공통 접점과의 거리와 상기 제2공통 접점과의 거리가 동일해지는 상기 안테나 상의 지점으로 공급되는 것을 특징으로 하는 무선 에너지 송신장치.The first NMOS transistor and the first terminal are connected to the first common contact, the second terminal is connected to the ground contact, the third terminal is applied a bias voltage, and the first terminal is connected to the second common contact, and the second terminal is A power amplifier comprising a second NMOS transistor connected to a ground contact and having a bias voltage applied thereto; And
The first end is connected to the first common contact and the second end is formed of a conductor connected to the second common contact to provide DC power to the power amplifier, and to supply the AC power output by the power amplifier to a wireless signal. It includes; and transmits to the antenna for transmitting to a power receiving device for supplying power to the electronic device,
And the direct current power is supplied to a point on the antenna where the distance between the first common contact point and the distance between the second common contact point are the same.
상기 제1NMOS 트랜지스터의 제3단자에 인가되는 바이어스 전압과 상기 제2NMOS 트랜지스터의 제3단자에 인가되는 바이어스 전압의 위상 차이는 180도(180°)인 것을 특징으로 하는 무선 에너지 송신장치.6. The method of claim 5,
The phase difference between the bias voltage applied to the third terminal of the first NMOS transistor and the bias voltage applied to the third terminal of the second NMOS transistor is 180 degrees (180 °).
상기 안테나는 상기 제1단 및 상기 제2단을 루프(loop) 형태로 연결하는 선형의 도전체로 이루어진 것을 특징으로 하는 무선 에너지 송신장치.6. The method of claim 5,
The antenna is a wireless energy transmission device, characterized in that made of a linear conductor connecting the first end and the second end in a loop (loop) form.
상기 제1공통 접점과 상기 제2공통 접점 사이에 연결되어 임피던스를 매칭시키는 정합 회로를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 에너지 송신장치.8. The method according to any one of claims 5 to 7,
And a matching circuit connected between the first common contact point and the second common contact point to match an impedance.
제1단은 상기 공통 접점에 연결되어 있고 제2단으로는 직류 전원을 입력받아 상기 전원 증폭부에 제공하며, 상기 전원 증폭부에 의해 출력된 교류 전원을 무선 신호로 전환하여 전자 기기에 전원을 공급하는 전원 수신 장치로 전송하는 안테나;를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 에너지 송신장치.A power amplifier including a NMOS transistor having a first terminal connected to a common contact, a second terminal connected to a ground contact, and a bias voltage applied to a third terminal; And
The first stage is connected to the common contact, and the second stage receives DC power and provides the power amplifier to the power amplifier, and converts the AC power output by the power amplifier into a wireless signal to supply power to the electronic device. And an antenna for transmitting to a power receiving device to supply the wireless energy transmitter.
상기 안테나는 상기 제1단 및 상기 제2단을 루프(loop) 형태로 연결하는 선형의 도전체로 이루어진 것을 특징으로 하는 무선 에너지 송신장치.The method of claim 9,
The antenna is a wireless energy transmission device, characterized in that made of a linear conductor connecting the first end and the second end in a loop (loop) form.
상기 공통 접점과 상기 접지 접점 사이에 연결되어 임피던스를 매칭시키는 정합 회로를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 에너지 송신장치.
11. The method according to claim 9 or 10,
And a matching circuit connected between the common contact and the ground contact to match an impedance.
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