KR101083083B1 - Ｄｃ-ｄｃ 변환기 - Google Patents

Abstract

DC-DC 변환기로서, 입력 단자(5)에 연결되는 입력 인덕터(11)와, 출력 단자(7)에 연결된 출력 인덕터(12)와, 인덕터들과 직렬로 그 사이에 연결된 커패시터(14)와, 제 1 저항(16)을 통해 공통 입/출력 컨덕터(9) 및 입력 인덕터와 커패시터에 공통인 제 1 노드에 연결된 스위치 소자(15)와, 제 2 저항(19)을 통해 공통 입/출력 컨덕터 및 출력 인덕터와 커패시터에 공통인 제 2 노드에 연결되는 다이오드(18)를 포함하며, 상기 스위치 소자는 스위치 소자를 도통시키는 것과 도통시키지 않는 것을 번갈아 행하기 위해 이에 인가된 스위치 제어 신호(Vsw)에 응답하여, 인덕터들에 흐르는 전류(I1, I2)는, 각각 스위치 제어 신호(Vsw)의 온-간격 및 오프-간격 동안 스위치 소자 또는 다이오드를 통해 흐르게 되고, 제어 회로(30)는 제 1 및 제 2 저항 양단에 전류 측정 전압(Vx)을 수신하기 위해 적어도 하나의 측정 입력과, 기준 신호(Vref)를 수신하기 위한 기준 신호와, 스위치 제어 신호(Vsw)를 공급하기 위한 출력을 구비한다.

Description

ＤＣ-ＤＣ 변환기{DC-TO-DC CONVERTER }

도 1은 본 발명에 따른 DC-DC 변환기의 제 1 실시예를 도시한 개략도.

도 2는 임계 불연속 동작에 대해 본 발명에 따른 DC-DC 변환기의 제 2 실시예를 도시한 개략도.

도 3은 도 2에 도시된 제 2 실시예의 동작을 예시하는 전류 및 전압 파형도.

도 4는 그 외에 제 2 실시예에 비해 느린 전류 제어 특성을 갖는 본 발명에 따른 DC-DC 변환기의 제 3 실시예를 도시한 개략도.

도 5는 그 외에 제 3 실시예에 비해 온/오프 및 과전압 방지를 갖는 본 발명에 따른 DC-DC 변압기의 제 4 실시예를 도시한 개략도.

<도면 주요 부분에 대한 부호의 설명>

5: 입력 단자 7: 출력 단자

9: 공통 입/출력 컨덕터 11: 입력 인덕터

12: 출력 인덕터 14: 커패시터

15: 스위치 소자 18: 다이오드

30: 제어 회로

본 발명은 청구항 1의 전제부에 따른 DC-DC 변환기에 관한 것이다.

상기 유형의 DC-DC 변환기는 슬로보단 엠. 쿡(Slobodan M. Cuk)의 미국 특허 US 4,184,197(도 5 및 도 5a)에 기재되어 있다. 스위치 소자에 공급된 온/오프 제어 신호의 듀티 사이클(duty cycle)에 따라, 상기 쿡 변환기는 입력 DC 전압을 출력 DC 전압으로 감소{벅(buck)}시키고 증가(부스트)시킬 수 있다. 서로 연결된 제 1 입력 단자 및 제 1 출력 단자를 통해, 제 2 입력 단자 및 제 2 출력 단자에서의 전압은 반대 극성을 가질 것이다. 인덕터는 큰 값을 가지므로, 인덕터에 흐르는 전류는 비교적 큰 dc 성분과 훨씬 더 작은 삼각 리플 값(triangular ripple value)을 갖는다. 따라서, 전류는 0으로 주기적으로 떨어지지 않으므로, 비 맥동(nonpulsating)이라 부른다.

쿡 변환기는, 변환기의 출력 전류를 제어하는 소형 인덕터의 이용을 필요로 하는 응용에 대해 적합하지 않다. 그러한 응용의 일반적인 예는 LCD 패널과 같은 광-투과 디스플레이 패널의 백라이트(특히 LED 어레이)를 구동하기 위한 구동기이다.

본 발명의 목적은, 전술한 유형의 변환기의 결점을 제거하는 것이고, 비교적 간단하고 저가의 회로를 이용하여 변환기의 출력 전류를 나타내는 측정 신호를 제공할 수 있는 DC-DC 변환기를 제공하는 것이다.

본 발명자는, 쿡 변환기를 이용하여, 측정되는 경우 출력 인덕터에 흐르는 전류가 변환기의 출력 전류를 정밀하게 나타내고, 출력 전류 제어에 사용될 수 있다는 것을 발견했다. 본 발명자는, 또한 스위치 소자 및 다이오드가 인덕터들 중 각 하나와 상기 인덕터들과 직렬로 연결되는 커패시터에 각각 연결되는 변환기의 다이오드, 또는 스위치 소자에 흐르는 전류를 측정함으로써 불연속적인 동작으로 변환기의 제어가 가능하다는 것을 발견했다.

따라서, 본 발명의 본 목적은 청구항 1에 한정된 바와 같은 DC-DC 변환기에 의해 달성된다.

본 발명에 따른 변환기는 입력 DC 전압을 공통 전압 컨덕터에 대해 반대 극성을 갖는 출력 DC 전압으로 버킹하고 부스트할 수 있다.

본 발명에 따른 변환기는 출력 전류를 미리 결정된 값으로 빠르고 정밀하게 제어하기 위한 비교적 간단하고 저가의 제어 회로의 응용을 허용한다.

더욱이, 본 발명은 청구항 7에 기재된 DC-DC 변환기의 이용 방법에 관한 것이고, 이를 제공한다.

본 발명은 첨부 도면과 연관하여 다음의 예시적인 설명으로부터 더 명백해질 것이다.

도 1에 도시된 DC-DC 변환기의 제 1 실시예는 제 1 입력 단자(4)와, 제 2 입력 단자(5)와, 제 1 출력 단자(6)와, 제 2 출력 단자(7)를 포함한다. 상기 제 1 단자(4 및 6)는 공통 컨덕터(9)에 연결된다. 입력 인덕터(11), 출력 인덕터(12), 및 상기 인덕터(11 및 12) 사이의 커패시터(14)로 이루어진 직렬 회로는 제 2 입력 단 자(5) 및 제 2 출력 단자(7) 사이에 연결된다. 전력 FET(15)는 입력 인덕터(11) 및 커패시터(14)의 노드에 연결되고, 저항(16)과 직렬 상태로 공통 컨덕터(9)에 연결된다. 다이오드(18)는 출력 인덕터(12) 및 커패시터(14)의 노드에 연결되고, 저항(19)과 직렬 상태로 공통 컨덕터(9)에 연결된다. 버퍼 또는 등화 커패시터(21 및 22)는 입력 단자(4, 5) 및 출력 단자(6, 7) 사이에 각각 연결된다.

저항(16 및 19)은 작은 값을 갖고, 각각 자신에 흐르는 전류(IT 또는 ID)에 따라 저항(16 및 19) 양단에 전압이 걸리도록 하는데 이용된다. 저항(16 및 19) 양단에 걸린 전압은 각각 저항(24 및 25)에 의해 감지된다. 저항(24, 25)의 높은 값으로 인해, 감지된 전압은 공통 측정 전압(또는 측정 신호)(Vx)을 제공하도록 조합될 수 있다. 커패시터(27)는 FET(15) 양단에 연결되어, 스위칭 손실을 최소화한다.

측정 전압(Vx)은 제어 회로(30)에 공급되고, 상기 제어 회로(30)는 또한 기준 전압(또는 측정 신호)(Vref)를 수신한다. 제어 회로(30)는 구형파 스위칭 전압(Vsw)을 생성하는데, 상기 구형파 스위칭 전압은 측정 전압(Vx)과 기준 전압(Vref) 사이의 차이에 따라 좌우된다. 스위칭 전압(Vsw)은 FET(15)의 게이트에 공급되어, 이를 통해 제어 루프를 닫는다. 변환기는 출력 전압이 적어도 평균적으로 기준 전압(Vref)에 대응하도록 크기가 정해진다(dimensioned).

도 1에 도시된 회로는 다음과 같이 동작한다.

입력 전압(Vin)을 입력 단자(4 및 5)에 인가하자마자, 스위칭 전압(Vsw)은 하이(high)가 되어, FET(15)는 도통되고, FET(15)와 저항(16)의 직렬 회로 양단의 전압이 사실상 0이 된다고 가정하자. 그 다음에 제 1 전류(I1)는 입력 인덕터(11), FET(15) 및 저항(16)에 흐를 것이다. 제 1 인덕터(11)는 제 1전류(I1)가 점차 증가하도록 할 것이다.

그 다음에, 스위칭 전압(Vsw)이 로우(low)가 되면, FET(15)는 더 이상 도통하지 않게 되고, 제 1 전류(I1)는 입력 인덕터(11), 커패시터(14), 다이오드(18) 및 저항(19)에 계속해서 흐를 것이다. 커패시터(14)는 점차 충전되고 난 후, FET(15)와의 연결 노드에서 양의 극성을 가질 것이다. 제 1 전류(I1)는 이에 따라 감소할 것이다.

FET(15)가 다시 도통될 때, 커패시터(14)는 제 2 전류(I2)에 의해 방전될 것이고, 상기 제 2 전류(I2)는 FET(15), 저항(16), 출력 커패시터(22) 및/또는 변환기의 출력에 연결된 부하, 및 출력 인덕터(12)의 방향으로 흐를 것이다. 출력 인덕터(12)는 자신에 흐르는 전류를 유지시키는 경향이 있어서, 제 2 전류(I2)는 단지 점차 증가할 것이다.

그 다음에, FET(15)가 다시 도통되지 않는 상태가 되면, 제 2 전류(I2)는, 점차 감소하더라도 출력 인덕터(12) 및 다이오드(18)에 흐르는 것이 유지된다.

임의의 경우에, 제 2 전류(I2)는, 만약 있다면 변환기의 부하에 부분적으로 흐를 것이고, 만약 존재한다면 부분적으로 커패시터(22)에 흐를 것이고, 공통 컨덕터(9)에 대해 제 2 출력 단자(7)에서 음의 출력 전압(Vout)을 걸리게 할 것이다. 변환기의 부하에 흐르는 전류는 평균적으로 제 2 전류(I2)와 동일하다. 제 2 전류(I2)를 측정함으로써, 부하에 흐르는 전류를 제어하기 위한 제어 루프가 확립될 수 있다.

FET(15)가 도통되면서, 전류(IT=I1+I2)는 FET(15)에 흐를 것이다. FET(15)가 도통되지 않은 상태로, 전류(ID=I1+I2)는 그 대신 다이오드(18)에 흐를 것이다. 측정 레지스터(16 및 19)를 통해 이러한 전류(IT 및 ID)를 측정하는 것은 도 1에 도시된 간단하고 저가의 제어 루프를 제공할 수 있다.

제어 회로(30)는 비교기와, 비교기의 출력과 FET(15)의 게이트 사이에 연결된 펄스 폭 변조기(미도시) 또는 전압-주파수 발진기(미도시)를 포함할 수 있다. 비교기가 측정 전압(Vx)과 기준 전압(Vref)을 비교하면서, 스위칭 전압(Vsw)은 비교된 전압에서의 변화에 따라 좌우될 것이다. 제어 루프의 링잉(ringing)을 피하기 위해, 지연 소자가 루프에 포함되는 것이 바람직하다. 지연 소자는 간단한 저역 통과 필터에 의해 제공될 수 있다. 그러나, 상기 비교된 신호들 사이의 차이에서의 변화에 따라 변환기의 출력 전류의 변화는 그러한 장치에 의해 느려질 것이고, 이것은 특정 상황 하에서 불리한 것으로 고려될 수 있다.

도 2에 도시된 본 발명에 따른 변환기의 제 2 실시예는, 상기 비교된 신호들 사이의 차이에서의 변화에 훨씬 더 빠른 응답을 보여주는 제어 회로(30)의 기본 장치를 포함한다.

도 2에 도시된 제 2 실시예는 도 1의 제어 회로(30) 대신 제어 회로(32)를 포함한다. 더욱이, 출력 단자(6 및 7)에 연결된 LED 부하(33)가 도시된다. 대안적으로, LED 부하(33)와 같은 부하는 제 2 입력 단자(5) 및 제 2 출력 단자(7)에 연결될 수 있으며, LED 부하의 경우에 양의 단자가 제 2 입력 단자(5)에 연결된다. 그러한 배치를 통해, 부하 양단의 전압은 Vin+Vout일 것이다. 양쪽 경우에 LED 부 하 양단의 동일한 전압을 통해, 후자의 경우에 더 적은 전력이 변환되어야 한다.

제어 회로(32)는 간단한 히스테리시스 제어기이다. 제어 회로(32)는 비교기(35)를 포함한다. 비교기(35)의 양의 입력은 저항(37)을 통해 공통 컨덕터(9)에 연결된다. 상기 양의 입력은 또한 저항(38)에 연결되고, 상기 저항(38)은 다른 단자에 의해 2개의 다이오드(41, 42)의 직렬 회로에 연결되고, 상기 다이오드(41, 42)의 애노드들은 서로 연결되어 있고, 아직 종단되지 않은(unterminated) 다이오드(42)의 캐소드는 기준 전압(Vref)을 수신하기 위해 제어 회로(32)의 입력에 연결된다.

비교기(35)의 음의 입력은 측정 전압(Vx)을 수신하기 위해 연결된다. 커패시터(43)는 비교기(35)의 상기 음의 입력 및 공통 컨덕터(9)에 연결된다. 바람직하게, 커패시터(43)의 값은 커패시터(27)의 존재로 인해 발생하는 데드(dead) 시간 지연과 매칭된다.

비교기(35)가 개방 콜렉터를 갖는 유형이면서, 그 출력은 저항(45)을 통해 전위(Vin)를 갖는 제 2 입력 단자(5)에 연결된다. 비교기(35)의 출력은 npn 트랜지스터(46)와 pnp 트랜지스터(47)의 직렬 연결의 각 트랜지스터의 베이스에 또한 연결되고, 상기 트랜지스터들(46 및 47)의 콜렉터는 각각 입력 단자(5 및 4)에 연결된다. 트랜지스터(46 및 47)의 이미터는 저항(48)에 의해 트랜지스터(41, 42)의 애노드에 연결되고, FET(15)에 스위칭 전압(Vsw)을 공급하기 위해 저항(49)에 의해 FET(15)의 게이트에 연결된다.

도 3을 참조하여, 도 2에 도시된 회로는 다음과 같이 동작한다. 스위칭 전압 (Vsw)이 하이("온")이면, FET(15)는 도통될 것이다. 스위칭 전압(Vsw)이 로우("오프")이면, FET(15)는 도통되지 않을 것이다. 이것은 도 3의 상단 그래프에 도시되어 있다.

변환기의 동작의 몇몇 순간(t0)에서, FET(15)가 스위칭 온될 때, 입력 인덕터(11)에 흐르는 전류(I1)는 작은 음의 값을 가질 것이고, 이것은 도 3의 두 번째 도면에 Idc로 표시되어 있다. 이러한 직류 또는 오프셋 전류(Idc)는, 전류(I1)의 평균값과 입력 전압(Vin)의 곱이 제 2 인덕터(12)를 통하는 전류(I2)의 평균값과 출력 전압(Vout)의 곱과 동일해야 한다는 사실에 의해 야기된다. 제 2 실시예는, FET(15)가 턴 온 또는 오프되는 순간이 비교기(35)의 양의 입력에서 걸리는 2개의 상이한 전압의 발생에 따라 좌우된다는 점에서 제 1 실시예와 다르다. FET(15)의 온-시간(on-time) 동안, 비교기(35)의 양의 입력에서의 전압은 Vref와 동일하지만, 저항(37 및 38)으로 분리될 것이다. 시간(t1)에서, 비교기(35)의 음의 입력에서의 전압이 비교기(35)의 양의 입력에서의 전압을 초과할 때, FET(15)는 턴 오프되어, 비교기(35)의 양의 입력에서 약 0V의 전압을 초래한다. 이것은 또한 스위칭 전압(Vsw)을 로우 상태가 되게 하여, FET(15)가 턴 오프된다. 그 다음에, 전류의 합(ID=I1+I2)은 다이오드(18)에 흐를 것이고, 감소하는 값을 갖는 측정 전압(Vx)을 걸리게 할 것이다. 이것은, 측정 전압(Vx)이 비교기(35)의 양의 입력에서의 전압보다 더 작아지는 시간(t2)까지 계속된다. 그 결과, 스위칭 전압(Vsw)은 하이 상태가 되어, FET(15)를 턴 온시키고, 그 결과 전류의 합(ID=I1+I2)은 증가하는 값으로 다이오드(18)가 아니라 FET(15)에 흐를 것이다. 교호하여 FET(15)를 턴 온 및 오프시 키는 변환기의 동작은 이러한 방식으로 계속될 것이다.

설명된 바와 같이, FET(15)의 턴 오프는 기준 전압(Vref)의 값에 비례할 것이다. 따라서, 제 1 전류(I1), 제 2 전류(I2), FET(15)를 통하는 전류(IT), 다이오드(18)를 통하는 전류(ID), 및 측정 전압(Vx)의 각각의 최대값(I1max, I2max, ITmax, IDmax, 및 Vxmax)은 또한 기준 전압(Vref)의 값에 비례할 것이다. 도 1을 참조하여 설명된 바와 같이, 변환기의 출력 전류는 임의의 경우에서 평균적으로, 상기 전류들 중 임의의 전류에 비례한다. 그러므로, 변환기의 출력 전류는 또한 기준 전압(Vref)에 비례할 것이다.

도시된 극성의 경우, 입력 인덕터(11)에 흐르는 적어도 제 1 전류(I1)가 0, 심지어 0 아래로 떨어지기 때문에, US-4,184,197(도 5 및 도 5a)에 의해 기술된 쿡 변환기에 반해 맥동이라 부른다. 인덕터 전류들의 적어도 하나의 맥동 파형은 비교기(35)를 트리핑(tripping)하기 위해 2개의 스위칭 값을 제공한다. 도 2에 도시된 회로에 있어 FET(15)가 도통되지 않은 상태로, FET(15)는 상기 인덕터 전류가 0으로 떨어진 바로 직후에 다시 도통될 것이다. 이것은 변환기를 소위 임계 불연속 모드로 동작시킨다. 이러한 모드에서 FET(15)를 구동시키기 위해 어떠한 추가 클록 생성기도 필요하지 않다.

도 4에 도시된 본 발명에 따른 변환기의 제 3 실시예는, 제어 회로(32)가 제어 회로(50)로 대체된다는 점에서 도 2에 도시된 제 2 실시예와 다르다. 제어 회로(32)에 비해, 제어 회로(50)는, 펄스 폭 변조 제어 전압(Vpwm)을 외부로부터 수신하고, 도 1 내지 도 3을 참조하여 설명된 제어 회로의 부분에 기준 전압(Vref)을 공급하는 더 느린 출력 전류 제어부를 가지도록 확장된다.

제어 회로(50)의 추가 부분은 비교기(52)를 포함한다. 비교기(52)의 양의 입력은 저항(53)을 통해 제어 전압(Vpwm)을 수신한다. 비교기(52)의 양의 입력은 저항(54)과 커패시터(55)의 병렬 회로를 통해 공통 컨덕터(9)에 또한 연결된다. 비교기(52)의 음의 입력은 커패시터(58)를 통해 비교기(52)의 출력에 연결된다. 비교기(52)의 음의 입력은 또한 전류(ID)를 감지하기 위해 저항(59)을 통해 다이오드(18) 및 저항(19)의 노드에 연결된다. 비교기(52)가 개방 콜렉터를 갖는 유형이기 때문에, 그 출력은 저항(61)을 통해 입력 단자(5)에 연결된다. 더욱이, 비교기(52)의 출력은 커패시터(62)를 통해 공통 컨덕터(9)에 연결되고, 기준 전압(Vref)을 다이오드(42)에 공급하기 위해 다이오드(42)의 캐소드에 연결되며, 상기 커패시터(62)는 기준 전압(Vref)을 안정화시킨다.

비교기(52)와 커패시터(58)의 배치는 적분기로서 순수하게 동작한다. 비교기(52)의 양쪽 입력이 입력 신호, 즉 외부로부터의 전압(Vpwm) 및 저항(19) 양단의 측정 전압을 수신하기 때문에, 저항(54) 및 커패시터(55)가 비교기(52)의 음의 입력에 대한 시간 상수와 거의 동일한 비교기(52)의 양의 입력에 대한 시간 상수를 제공하는 것이 필요하다. 더욱이, 상기 시간 상수는 제어 전압(Vpwm)의 사이클 시간에 비해 더 커진다.

도 1 내지 도 3을 참조하여 설명된 바와 같이, 변환기의 출력 전류는 적어도 평균적으로 기준 전압(Vref)의 값에 비례한다. 그러므로, 변환기의 출력 전류는 제어 전압(Vpwm) 및 그 진폭의 변조에 비례할 것이다.

도 1 내지 도 3을 참조하여 설명된 제 1 제어 루프를 통해, 비교기(52)의 음의 입력을 저항(59)을 통해 다이오드(18)에 연결하는 것은 제 2 제어 루프를 닫는다. 제 1 제어 루프는 빠른 응답을 갖는 한편, 제 2 제어 루프는 더 느린 응답을 갖는다. 제 2 제어 루프는 특히 컴퓨터의 디지털 회로와 같이 외부 회로에 의한 요청시 변환기의 출력 전류를 제어하기 위해 사용된다.

도 5에 도시된 본 발명에 따른 변환기의 제 4 실시예는, 제어 회로(50)가 제어 회로(60)로 대체된다는 점에서 도 4에 도시된 제 3 실시예와 다르다. 제어 회로(60)는, 과전압에 대한 보호 및 변환기의 온/오프 제어를 위한 회로의 추가에 의해 제어 회로(50)와 다르다.

제어 회로(60)의 상기 추가 회로는 2개의 트랜지스터(61, 62)의 슈미트(Schmitt) 트리거 회로를 포함한다. 트랜지스터(61, 62)의 이미터는 공통 이미터 저항(64)을 통해 공통 컨덕터(9)에 연결된다. 트랜지스터(61)의 베이스는, 저항(65)을 통해 제어 전압(Vpwm)을 수신하기 위한 단자와, 저항(66)을 통해 제 2 출력 단자(7)에 연결된다. 트랜지스터(61)의 콜렉터는 저항(67)을 통해 제 2 입력 단자(5)에 연결되고, 트랜지스터(62)의 베이스에 연결된다. 트랜지스터(62)의 콜렉터는 비교기(35)의 출력에 연결된다.

비교기(52)의 음의 입력은 -0.3V의 최대로 허용된 음의 전압을 갖는다. 슈미트 트리거 회로는 더 큰 음의 전압으로부터 비교기(52)의 음의 입력의 보호를 제공한다. 이것은 -5.0V의 허용된 음의 전압을 갖는 트랜지스터(61)의 베이스에 의해 가능하게 된다. 공통 이미터 저항(64)의 이용은 입력 전압 스위칭 레벨에 대해 간 단하고 정밀한 히스테리시스를 제공한다. 예를 들어 5V의 제어 전압(Vpwm)의 진폭은 과전압 보호를 위한 기준 전압으로서 사용된다.

트랜지스터(61)의 베이스에서의 전압은 출력 단자(7)에서의 음의 출력 전압(V) 및 제어 전압(Vpwm)에 의해 결정된다. 트랜지스터(61)가 턴 온되어, 그 결과 트랜지스터(62) 및 변환기가 턴 오프되는 트랜지스터(61)의 베이스에서의 전압은 여기서 Voff라 불린다. 트랜지스터(61)가 턴 오프되어, 그 결과 트랜지스터(62) 및 변환기가 턴 온되는 트랜지스터(61)의 베이스에서의 전압은 여기서 Von이라 불린다. 양쪽 전압(Voff 및 Von)은 2가지 성분, 즉 베이스-이미터 전압(Vbe)으로 구성된 제 1 성분, 및 Voff에 대해 저항(45, 64, 67) 및 Von에 대해 저항(64, 67)에 의해 결정된 상수와 입력 전압(Vin)을 곱한 값으로 구성된 제 2 성분을 갖는다. 출력 전압(Vout)이 음인 경우, Voff>Von(약 0.5V만큼)이 지속된다. 그 결과, DC-DC 변환기는 트랜지스터(61)의 베이스 전압이 Von보다 더 작아지는 경우 디스에이블된다. 그 다음에, 트랜지스터(61)의 베이스 전압이 Voff보다 더 커진다면, 변환기는 인에이블된다. 트랜지스터(61)의 베이스 전압이 출력 전압(Vout)의 값 및 제어 전압(Vpwm)의 진폭, 및 Vpwm의 상수 값에 따라 좌우되기 때문에, 변환기는, 변환기가 다시 턴 온되는 값보다 수 V 더 높은 Vout의 절대값에 대해 턴 오프될 것이다. 또한, 제어 전압(Vpwm)이 이따금 0이 된다면, 트랜지스터(61)의 베이스 전압은 항상 음이 되어, 변환기는 확실히 턴 오프된다.

따라서, 도 4의 실시예에 대해 도 5의 실시예의 추가 회로는 이중 기능, 즉 전압(Vpwm)에 의한 제어시 변환기를 턴 오프하는 기능, 및 두 번째로 제어 전압 (Vpwm)의 진폭에 대해 너무 하이 상태가 되는 Vout의 절대값으로부터 보호하는 기능을 갖는다.

상기 과전압 보호의 레벨은 저항(66) 값을 변화시킴으로써 설정될 수 있다. 저항(66)의 더 높은 값은 과전압 보호 레벨을 증가시킨다. 변환기의 출력 전류는 저항(53)에 대한 특정 값을 선택함으로써 쉽게 설정될 수 있다. 저항(53)의 더 높은 값은 변환기의 출력 전류를 감소시킨다.

전술한 바와 같이, 본 발명에 따른 DC-DC 변환기는 종래 기술에 비해 여러 장점을 갖는데, 특히:

- 매우 정밀하게 제어된 출력 전류와,

- 간단한 전류 측정 장치의 사용과,

- 출력 전류가 입력 및 출력 전압 변동 모두에 대해 독립적이고,

- 출력 전류의 진폭은 단일 저항의 값을 변화시킴으로써 조정될 수 있고,

- 과전압 보호는 단일 저항의 값을 변화시킴으로써 조정될 수 있다.

본 발명에 따른 변환기의 특정 실시예를 참조하였지만, 청구된 본 발명에 따른 변환기의 범주에서 벗어나지 않고도 수 개의 변화 및 변형이 당업자에게 가능할 수 있음이 명백할 것이다. 예를 들어, FET(15)는 이것이 상기 상황 하에서 적절한 것으로 고려된다면, 몇몇 다른 스위칭 소자로 대체될 수 있다. 동일한 이유로 인해, 다이오드(18)와 같은 다이오드는 다이오드로서 연결되는 바이폴라 트랜지스터와 같은 몇몇 다른 단방향 소자로 대체될 수 있다.

변환기가 수 개의 유형의 부하를 구동시키는데 사용될 수 있다는 것이 또한 관찰될 것이다. LED 부하(33)는 일례로서 위에서 언급되어 있다. 일례로 LED 부하(33)를 취하면, 다음 값, 즉 Vin=20V, Vout=0 내지 60V, 입력 인덕터(11)(100μH), 출력 인덕터(12)(1000μH), 및 커패시터(14)(1μF)가 적용될 수 있다. 입력 및 출력 인덕터(11, 12) 및 양쪽 인덕터 사이에 연결된 커패시터(14)가 작은 값을 가지므로, 본래 쿡 변환기에 대해 작은 크기를 가진다는 것이 본 명세서로부터 명백해질 것이다. 이것은, 본 발명에 따른 변환기가 컴퓨터와 같은 디스플레이 패널을 백라이팅하기 위한 LED 어레이를 구동시키는데 매우 적합하게 한다.

상술한 바와 같이, 본 발명은, 전술한 유형의 변환기의 결점을 제거하는 것이고, 비교적 간단하고 저가의 회로를 이용하여 변환기의 출력 전류를 나타내는 측정 신호를 제공할 수 있는 DC-DC 변환기를 제공하는 것 등에 효과적이다.

Claims (10)

1. 입력 dc 전압을 출력 dc 전압으로 변환하기 위한 DC-DC 변환기로서, 제 1 및 제 2 입력 단자와, 제 1 및 제 2 출력 단자와, 상기 제 1 단자들이 연결된 공통 컨덕터와, 상기 제 2 입력 단자에 연결된 입력 인덕터와, 상기 제 2 출력 단자에 연결된 출력 인덕터와, 상기 인덕터들과 직렬로 그 사이에 연결되는 커패시터와, 상기 입력 인덕터 및 상기 커패시터에 공통인 제 1 노드 및 상기 공통 컨덕터에 연결된 스위치 소자와, 상기 출력 인덕터 및 커패시터에 공통인 제 2 노드 및 상기 공통 컨덕터에 연결된 단방향 소자를 포함하며, 상기 스위치 소자는 상기 스위치 소자를 도통시키고 도통시키지 않는 것을 번갈아 행하기 위해 인가된 스위치 제어 신호(Vsw)에 응답하여, 상기 인덕터들에 흐르는 전류(I1, I2)로 하여금, 각각 상기 스위치 제어 신호(Vsw)의 온-간격 및 오프-간격 동안 상기 스위치 소자 또는 단방향 소자에 흐르게 하는, DC-DC 변환기에 있어서,

   상기 스위치 소자와 직렬 상태인 제 1 전류-감지 소자와, 상기 단방향 소자와 직렬 상태인 제 2 전류-감지 소자와, 상기 전류-감지 소자들로부터 전류 측정 신호(Vx)를 수신하기 위한 적어도 하나의 측정 입력을 갖는 제어 회로와, 기준신호(Vref)를 수신하기 위한 기준 입력과, 상기 스위치 제어 신호(Vsw)를 공급하기 위한 출력을 포함하며, dc-dc 변환기의 동작이 불연속적인 것을 특징으로 하는, DC-DC 변환기.
2. 제 1항에 있어서, 상기 제어 회로는, 상기 전류 측정 신호(Vx)를 상기 기준 신호(Vref)와 비교하여, 상기 비교된 신호들 사이의 차이에 따라 상기 스위치 제어 신호(Vsw)를 제공하기 위한 비교기를 포함하는 것을 특징으로 하는, DC-DC 변환기.
3. 제 2항에 있어서, 상기 제어 회로는 상기 전류 측정 신호(Vx)를 상기 비교기에 공급하기 전에 상기 전류 측정 신호를 지연시키기 위한 지연 소자를 포함하는 것을 특징으로 하는, DC-DC 변환기.
4. 제 2항에 있어서, 상기 제어 회로는, 상기 비교기로 하여금 각각 상기 스위치 제어 신호(Vsw)의 온-간격 및 오프-간격 동안 상기 전류 측정 신호(Vx)를 상기 기준 신호(Vref) 또는 0의 값의 교체 신호와 비교하도록 하기 위해 배열되는 것을 특징으로 하는, DC-DC 변환기.
5. 제 4항에 있어서, 상기 제어 회로는, 상기 기준 신호(Vref)를 생성하기 위해 상기 단방향 소자에 흐르는 전류(ID)에 대한 측정 신호와 변환기 출력 전류 조정 신호(Vpwm) 사이의 차이를 적분하기 위한 적분기를 포함하는 것을 특징으로 하는, DC-DC 변환기.
6. 제 2항 내지 제 5항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 제어 회로는, 상기 변환기의 출력 전압(Vout)을 상기 변환기 출력 전류 조정 신호(Vpwm)와 비교하고, 이에 따라 인에이블링/디스에이블링 신호를 상기 비교기에 제공하여, 상기 출력 전압 (Vout)의 절대값이 미리 결정된 인에이블링 값보다 낮거나 미리 결정된 디스에이블링 값보다 더 높은 경우 각각 상기 변환기의 동작을 인에이블링하거나 디스에이블링하도록 하는 변환기-인에이블링/디스에이블링 회로를 포함하며, 여기서 상기 인에이블링 값은 상기 디스에이블링 값보다 더 작은 것을 특징으로 하는, DC-DC 변환기.
7. 제 1항에 기재된 DC-DC 변환기의 사용 방법으로서, 상기 변환기의 출력 단자들에 연결되는 조명 디바이스에 전력 공급하기 위한, DC-DC 변환기의 사용 방법.
8. 제 1항에 기재된 DC-DC 변환기의 사용 방법으로서, 상기 변환기의 제 2 입력 단자 및 제 2 출력 단자에 연결되는 조명 디바이스에 전력 공급하기 위한, DC-DC 변환기의 사용 방법.
9. 제 7항 또는 제 8항에 있어서, 상기 조명 디바이스는 디스플레이 패널의 백라이트인 것을 특징으로 하는, DC-DC 변환기의 사용 방법.
10. 제 7항 또는 제 8항에 있어서, 상기 조명 디바이스는 발광 다이오드 어레이를 포함하는 것을 특징으로 하는, DC-DC 변환기의 사용 방법.

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